JP2005236971A - Low-noise bias circuit for differential, and differential signal processor - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、差動用低雑音バイアス回路及び差動信号処理装置に関し、より特定的には、差動構成のトランジスタに低雑音の直流電圧を供給する差動用低雑音バイアス回路、及びそのバイアス回路を用いた差動信号処理装置に関する。 The present invention relates to a differential low-noise bias circuit and a differential signal processing apparatus, and more specifically, a differential low-noise bias circuit that supplies a low-noise DC voltage to differential transistors, and a bias thereof The present invention relates to a differential signal processing apparatus using a circuit.
携帯電話等の無線通信機器の急速な普及に伴い、無線信号を処理する機能部分(無線回路部)の小型化の必要性が増している。そのため、無線通信機器の分野では、無線回路部をIC化することが近年のトレンドである。この無線回路部をIC化するためには、従来個別の部品やモジュールで作られていた増幅器や発振器等をIC化する必要がある。 With the rapid spread of wireless communication devices such as mobile phones, there is an increasing need for miniaturization of functional parts (wireless circuit parts) that process wireless signals. For this reason, in the field of wireless communication equipment, the trend in recent years is to make the wireless circuit part an IC. In order to make this wireless circuit unit into an IC, it is necessary to make an amplifier, an oscillator, etc., which have been conventionally made up of individual components and modules, into an IC.
図23及び図24に、一般的な従来の差動信号処理装置(差動増幅装置)の回路構成を示す(特許文献1及び特許文献2を参照)。
まず、図23に示す従来の差動信号処理装置501は、バイアス回路511と、差動増幅回路521とで構成される。差動用低雑音バイアス回路511は、抵抗R111〜R114と、NPN型のバイポーラトランジスタQ111とを備える。差動増幅回路521は、NPN型のバイポーラトランジスタQ1〜Q4と、バイアス回路bとを備える。
23 and 24 show a circuit configuration of a general conventional differential signal processing device (differential amplification device) (see
First, the conventional differential signal processing device 501 shown in FIG. 23 includes a
差動増幅回路521において、トランジスタQ1及びQ2のベースには、差動信号(IN)がそれぞれ入力されると共に、バイアス回路511によって所定のバイアス電流が供給される。トランジスタQ1及びQ2のエミッタは、共に接地されている。トランジスタQ1及びQ2のコレクタには、トランジスタQ3及びQ4のエミッタがそれぞれ接続される。トランジスタQ3及びQ4のベースには、バイアス回路bによって所定の電位が供給される。
In the
バイアス回路511において、トランジスタQ111のコレクタは、抵抗R114を介して電圧供給点(Vcc)に接続されている。トランジスタQ111のベースは、抵抗R113を介して、コレクタ(接続点E)に接続されている。トランジスタQ111のコレクタ(接続点E)は、抵抗R111を介して差動増幅回路521のトランジスタQ1のベースに、抵抗R112を介して差動増幅回路521のトランジスタQ2のベースに、それぞれ接続されている。トランジスタQ111のエミッタは、接地されている。
In the
また、図24に示す従来の差動信号処理装置502は、バイアス回路512と、差動増幅回路521とで構成される。差動用低雑音バイアス回路512は、抵抗R111及びR112と、NPN型のバイポーラトランジスタQ111及びQ112と、バイパスキャパシタC111及びC112とを備える。差動増幅回路521は、上述した通りである。
A conventional differential signal processing device 502 shown in FIG. 24 includes a
トランジスタQ111のコレクタは、電圧供給点(Vcc)に接続され、そのエミッタは、バイパスキャパシタC1を介して接地されている。トランジスタQ112のコレクタは、電圧供給点に接続され、そのエミッタは、バイパスキャパシタC2を介して接地されている。トランジスタQ111及びQ112のベースには、所定の基準電圧(Vref)が共通に供給されている。トランジスタQ111のエミッタは、抵抗R111を介して差動増幅回路521のトランジスタQ1のベースに接続される。トランジスタQ112のエミッタは、抵抗R112を介して差動増幅回路521のトランジスタQ2のベースに接続される。
The collector of the transistor Q111 is connected to the voltage supply point (Vcc), and the emitter thereof is grounded via the bypass capacitor C1. The collector of the transistor Q112 is connected to the voltage supply point, and the emitter thereof is grounded via the bypass capacitor C2. A predetermined reference voltage (Vref) is commonly supplied to the bases of the transistors Q111 and Q112. The emitter of the transistor Q111 is connected to the base of the transistor Q1 of the
この構成によって、上記従来の差動信号処理装置501及び502は、トランジスタQ1及びQ2のベースに入力される差動信号を増幅して、トランジスタQ3及びQ4のコレクタから出力することを行う(OUT)。
上述した従来の差動信号処理装置501及び502に用いられるバイアス回路511及び512は、一般に低周波信号を扱う回路に適したものである。よって、このバイアス回路511及び512を高周波信号を扱う回路、特に低雑音が要求される無線回路にそのまま用いると、次のような問題が生じる。
The
まず、上記従来の差動信号処理装置501では、トランジスタQ1及びQ2のベースに入力される差動信号が抵抗R111及びR112を介して接続点Eで相殺されるので、接続点Eを仮想的な高周波接地点と見なせる。しかしながら、この仮想接地によって、抵抗R111及びR112の値が小さいと、接続点EからトランジスタQ1及びQ2のベースに雑音成分が流れ込み易くなり、雑音特性が劣化するという問題がある。一方、抵抗R111及びR112の値が大きいと、入出力信号の非線形性に起因する歪特性が劣化するという問題がある。また、抵抗R111及びR112において許容される電圧降下は、電圧供給点の電圧によって制限されるので、抵抗R111及びR112の値をあまり大きくできない。 First, in the conventional differential signal processing apparatus 501, the differential signal input to the bases of the transistors Q1 and Q2 is canceled at the connection point E via the resistors R111 and R112. It can be regarded as a high-frequency grounding point. However, if the values of the resistors R111 and R112 are small due to this virtual grounding, there is a problem that noise components easily flow from the connection point E to the bases of the transistors Q1 and Q2, and noise characteristics deteriorate. On the other hand, if the values of the resistors R111 and R112 are large, there is a problem that distortion characteristics due to nonlinearity of input / output signals deteriorate. In addition, since the voltage drop allowed in the resistors R111 and R112 is limited by the voltage at the voltage supply point, the values of the resistors R111 and R112 cannot be increased too much.
また、上記従来の差動信号処理装置502では、トランジスタQ1のベースに入力される差動信号が抵抗R111及びキャパシタC111を介して接地されており、またトランジスタQ2のベースに入力される差動信号が抵抗R112及びキャパシタC112を介して接地されている。従って、トランジスタQ111及びQ112のエミッタ(接続点F)が、それぞれ仮想的な高周波接地点と見なせる。このため、上記差動信号処理装置501と同様に、抵抗R111及びR112の値が小さいと、雑音特性が劣化し、抵抗R111及びR112の値が大きいと、歪特性が劣化するという問題がある。さらに、この差動信号処理装置102では、キャパシタC111及びC112を構成に含むため、IC化した場合にチップ面積が大きくなるという問題もある。 In the conventional differential signal processing apparatus 502, the differential signal input to the base of the transistor Q1 is grounded via the resistor R111 and the capacitor C111, and the differential signal input to the base of the transistor Q2. Is grounded through a resistor R112 and a capacitor C112. Therefore, the emitters (connection point F) of the transistors Q111 and Q112 can be regarded as virtual high-frequency ground points, respectively. For this reason, similarly to the differential signal processing apparatus 501, if the values of the resistors R111 and R112 are small, the noise characteristics deteriorate, and if the values of the resistors R111 and R112 are large, the distortion characteristics deteriorate. Further, since the differential signal processing apparatus 102 includes capacitors C111 and C112 in the configuration, there is a problem that the chip area becomes large when an IC is formed.
このように、雑音特性と歪特性とがトレードオフの関係にあるため、従来の差動信号処理装置501及び502のバイアス回路511及び512を、単純に高周波信号を扱う回路に適用させることができない。従って、無線通信機器の分野では、高周波信号向けに雑音特性と歪特性とを両立させた低雑音の新たなバイアス回路を考案する必要があるという課題があった。
As described above, since the noise characteristic and the distortion characteristic are in a trade-off relationship, the
それ故に、本発明の目的は、バイアス回路の抵抗による損失を低減し、歪特性を確保しつつ同時に良好な雑音特性も得られる差動用低雑音バイアス回路、及びそのバイアス回路を用いた差動信号処理装置を提供することである。 Therefore, an object of the present invention is to reduce the loss due to the resistance of the bias circuit, ensure a distortion characteristic and at the same time obtain a good noise characteristic, and a differential using the bias circuit. A signal processing apparatus is provided.
本発明は、差動トランジスタのベース又はゲートに低雑音のバイアス電流を供給する差動用低雑音バイアス回路に向けられている。そして、上記目的を達成させるために、本発明の差動用低雑音バイアス回路は、第1〜第4抵抗と、第1及び第2トランジスタとを備え、第1抵抗と第3抵抗との接続点、第2抵抗と第4抵抗との接続点、第1トランジスタのコレクタ又はドレイン、及び第2トランジスタのコレクタ又はドレインに、電圧供給点から接地素子を介してDC電圧が供給される。 The present invention is directed to a differential low noise bias circuit that supplies a low noise bias current to the base or gate of a differential transistor. In order to achieve the above object, the differential low-noise bias circuit of the present invention includes first to fourth resistors, first and second transistors, and a connection between the first resistor and the third resistor. The DC voltage is supplied from the voltage supply point to the point, the connection point between the second resistor and the fourth resistor, the collector or drain of the first transistor, and the collector or drain of the second transistor via the ground element.
第1抵抗の一方端は、差動トランジスタの一方のベース又はゲートに接続される。第2抵抗の一方端は、差動トランジスタの他方のベース又はゲートに接続される。第3抵抗の一方端は、第1抵抗の他方端に接続される。第4抵抗の一方端は、第2抵抗の他方端に接続される。第1トランジスタのベース又はゲートは、第3抵抗の他方端に接続される。第2トランジスタのベース又はゲートは、第4抵抗の他方端に接続される。 One end of the first resistor is connected to one base or gate of the differential transistor. One end of the second resistor is connected to the other base or gate of the differential transistor. One end of the third resistor is connected to the other end of the first resistor. One end of the fourth resistor is connected to the other end of the second resistor. The base or gate of the first transistor is connected to the other end of the third resistor. The base or gate of the second transistor is connected to the other end of the fourth resistor.
接地素子は、典型的には、第1抵抗と第3抵抗との接続点及び第1トランジスタのコレクタ又はドレインと電圧供給点とを接続する第5抵抗と、第2抵抗と第4抵抗との接続点及び第2トランジスタのコレクタ又はドレインと電圧供給点とを接続する第6抵抗とで構成される。 The ground element typically includes a fifth resistor that connects a connection point between the first resistor and the third resistor, a collector or drain of the first transistor, and a voltage supply point, and a second resistor and a fourth resistor. The connection point and the sixth resistor connecting the collector or drain of the second transistor and the voltage supply point.
又は、接地素子は、第1トランジスタのコレクタ又はドレインと電圧供給点とを接続する第5抵抗と、第2トランジスタのコレクタ又はドレインと電圧供給点とを接続する第6抵抗と、ベース又はゲートが第1トランジスタのコレクタ又はドレインと接続されかつエミッタ又はソースが第1抵抗と第3抵抗との接続点に接続される第3トランジスタと、ベース又はゲートが第2トランジスタのコレクタ又はドレインと接続されかつエミッタ又はソースが第2抵抗と第4抵抗との接続点に接続される第4トランジスタと、第1トランジスタのコレクタ又はドレインとエミッタ又はソースとを接続する第1キャパシタと、第2トランジスタのコレクタ又はドレインとエミッタ又はソースとを接続する第2キャパシタとで構成される。 Alternatively, the ground element includes a fifth resistor that connects the collector or drain of the first transistor and the voltage supply point, a sixth resistor that connects the collector or drain of the second transistor and the voltage supply point, and a base or gate. A third transistor connected to the collector or drain of the first transistor and having an emitter or source connected to the connection point of the first resistor and the third resistor; a base or gate connected to the collector or drain of the second transistor; A fourth transistor having an emitter or source connected to a connection point between the second resistor and the fourth resistor; a first capacitor connecting the collector or drain of the first transistor and the emitter or source; and a collector of the second transistor or It is comprised with the 2nd capacitor which connects a drain and an emitter or a source.
あるいは、接地素子は、第1トランジスタのコレクタ又はドレイン及び第2トランジスタのコレクタ又はドレインと電圧供給点とを接続する第5抵抗と、ベース又はゲートが第1トランジスタのコレクタ又はドレインと接続されかつエミッタ又はソースが第1抵抗と第3抵抗との接続点に接続される第3トランジスタと、ベース又はゲートが第2トランジスタのコレクタ又はドレインと接続されかつエミッタ又はソースが第2抵抗と第4抵抗との接続点に接続される第4トランジスタとで構成される。 Alternatively, the ground element includes a fifth resistor connecting the collector or drain of the first transistor and the collector or drain of the second transistor and the voltage supply point, and a base or gate connected to the collector or drain of the first transistor and the emitter. Alternatively, the third transistor whose source is connected to the connection point of the first resistor and the third resistor, the base or gate is connected to the collector or drain of the second transistor, and the emitter or source is the second resistor and the fourth resistor. And a fourth transistor connected to the connection point.
第1〜第4トランジスタは、NPN型のバイポーラトランジスタ又はNチャネル型のMOS電界効果トランジスタのいずれでもよい。この場合、第1及び第2トランジスタのエミッタ又はソースは、それぞれ直接接地されているか、抵抗を介して接地されているか、インダクタを介して接地されていればよい。 The first to fourth transistors may be either NPN type bipolar transistors or N channel type MOS field effect transistors. In this case, the emitters or sources of the first and second transistors may be directly grounded, grounded via a resistor, or grounded via an inductor.
また、第1〜第4トランジスタは、PNP型のバイポーラトランジスタ又はPチャネル型のMOS電界効果トランジスタのいずれでもよい。この場合、第1及び第2トランジスタのエミッタ又はソースは、それぞれ電圧供給点に接続されているか、抵抗を介して電圧供給点に接続されているか、インダクタを介して電圧供給点に接続されていればよい。 The first to fourth transistors may be either PNP type bipolar transistors or P channel type MOS field effect transistors. In this case, the emitters or sources of the first and second transistors are each connected to a voltage supply point, connected to a voltage supply point via a resistor, or connected to a voltage supply point via an inductor. That's fine.
特に本発明の効果を最大限に発揮するには、接地素子から電圧供給点又は接地点までの接続が、1本の配線で行われていることが好ましい。 In particular, in order to maximize the effects of the present invention, it is preferable that the connection from the grounding element to the voltage supply point or the grounding point is made by a single wiring.
また、上記差動用低雑音バイアス回路は、低雑音のバイアス電流を用いて所定の差動信号処理を行う以下の差動信号処理回路と組み合わせて、様々な差動信号処理装置を構成することができる。 The differential low-noise bias circuit is combined with the following differential signal processing circuit that performs predetermined differential signal processing using a low-noise bias current to form various differential signal processing devices. Can do.
ベース又はゲートに第1抵抗の一方端が接続されたトランジスタと、ベース又はゲートに第2抵抗の一方端が接続されたトランジスタとを備え、この2つのトランジスタは、エミッタ又はソースが高周波接地され、ベース又はゲートにそれぞれ差動入力される信号を、コレクタ又はドレインから増幅して出力する構成の差動信号処理回路である。 A transistor having one end of the first resistor connected to the base or gate and a transistor having one end of the second resistor connected to the base or gate, the two transistors having an emitter or a source that is high-frequency grounded; This is a differential signal processing circuit configured to amplify and output a signal that is differentially input to a base or a gate from a collector or a drain.
又は、ベース又はゲートに第1抵抗の一方端が接続されたトランジスタと、ベース又はゲートに第2抵抗の一方端が接続されたトランジスタとを備え、この2つのトランジスタは、コレクタ又はドレインが所定の電位に接続され、ベース又はゲートにそれぞれ差動入力される信号を、エミッタ又はソースからインピーダンス変換して出力する構成の差動信号処理回路である。 Alternatively, a transistor having one end of the first resistor connected to the base or the gate and a transistor having one end of the second resistor connected to the base or the gate, the two transistors having a collector or a drain having a predetermined value This is a differential signal processing circuit configured to output a signal connected to a potential and differentially input to a base or a gate by impedance conversion from an emitter or a source.
又は、ベース又はゲートに第1抵抗の一方端が接続されたトランジスタと、ベース又はゲートに第2抵抗の一方端が接続されたトランジスタとを備え、この2つのトランジスタは、エミッタ又はソースが共通接続され、エミッタ又はソースに第1の信号を入力し、ベース又はゲートに第2の信号をそれぞれ差動入力し、コレクタ又はドレインから第1の信号と第2の信号とをミキシングして出力する構成の差動信号処理回路である。ここで、エミッタ又はソースが共通接続された、ベース又はゲートに第1抵抗の一方端が接続されたトランジスタと、ベース又はゲートに第2抵抗の一方端が接続されたトランジスタとをそれぞれさらに備え、このさらに備えた2つのトランジスタのエミッタ又はソースに第1の信号を逆相で入力する構成の差動信号処理回路でもよい。 Or a transistor having one end of the first resistor connected to the base or the gate and a transistor having one end of the second resistor connected to the base or the gate. The two transistors have a common connection of the emitter or the source. The first signal is input to the emitter or the source, the second signal is input to the base or the gate, and the first signal and the second signal are mixed and output from the collector or the drain. This is a differential signal processing circuit. Here, a transistor having one end of the first resistor connected to the base or gate and a transistor having one end of the second resistor connected to the base or gate, each having an emitter or a source connected in common, respectively. A differential signal processing circuit configured to input the first signal in opposite phase to the emitters or sources of the two further provided transistors may be used.
又は、ベース又はゲートに第1抵抗の一方端が接続されたトランジスタと、ベース又はゲートに第2抵抗の一方端が接続されたトランジスタと、一方のトランジスタのベース又はゲートと他方のトランジスタのコレクタ又はドレインとを互いに接続する2つのキャパシタとを備え、この2つのトランジスタは、エミッタ又はソースが高周波接地され、コレクタ又はドレインから発振した差動信号を出力する構成の差動信号処理回路である。 Or a transistor in which one end of the first resistor is connected to the base or gate, a transistor in which one end of the second resistor is connected to the base or gate, and a collector or base of the base or gate of one transistor and the other transistor, or The two transistors are differential signal processing circuits configured to output a differential signal oscillated from the collector or the drain, with the emitter or the source being grounded at a high frequency, and having two capacitors connected to the drain.
ここで、ベース又はゲートに第1抵抗の一方端が接続された第3トランジスタと、ベース又はゲートに第2抵抗の一方端が接続された第4トランジスタと、ベース又はゲートに所定の電位が接続されエミッタ又はソースに第3トランジスタのコレクタ又はドレインが接続された第5トランジスタと、ベース又はゲートに所定の電位が接続されエミッタ又はソースに第4トランジスタのコレクタ又はドレインが接続された第6トランジスタとを備え、この第3及び第4トランジスタは、エミッタ又はソースが高周波接地され、第3及び第4トランジスタのベース又はゲートにそれぞれ差動入力される信号が、第5及び第6トランジスタのコレクタ又はドレインから増幅して出力される差動信号処理回路でもよい。 Here, the third transistor having one end of the first resistor connected to the base or gate, the fourth transistor having one end of the second resistor connected to the base or gate, and a predetermined potential connected to the base or gate. A fifth transistor in which the collector or drain of the third transistor is connected to the emitter or source, and a sixth transistor in which a predetermined potential is connected to the base or gate and the collector or drain of the fourth transistor is connected to the emitter or source; In the third and fourth transistors, the emitter or source is grounded at high frequency, and the signals that are differentially input to the bases or gates of the third and fourth transistors, respectively, are the collectors or drains of the fifth and sixth transistors. It may be a differential signal processing circuit that is amplified and output from the signal.
この差動信号処理回路では、第5トランジスタのコレクタ又はドレインと第3トランジスタのベース又はゲートとが第1の帰還回路を介して接続され、第6トランジスタのコレクタ又はドレインと第4トランジスタのベース又はゲートとが第2の帰還回路を介して接続されていてもよい。この第1及び第2の帰還回路には、抵抗の直列回路が用いられてもよいし、抵抗とキャパシタの並列回路が用いられてもよい。 In this differential signal processing circuit, the collector or drain of the fifth transistor and the base or gate of the third transistor are connected via the first feedback circuit, and the collector or drain of the sixth transistor and the base or gate of the fourth transistor are connected. The gate may be connected via a second feedback circuit. For the first and second feedback circuits, a series circuit of resistors may be used, or a parallel circuit of resistors and capacitors may be used.
上述した本発明の差動信号処理装置は、送信及び受信時のアンテナを共有する共用器、発振器、共用器から出力される受信信号を増幅する増幅器、及び増幅器で増幅された受信出力を発振器の信号で復調する復調器から構成される受信回路と、発振器、送信信号を発振器の信号で変調する変調器、及び変調器から出力される送信信号を増幅して共用器に出力する増幅器から構成される送信回路とを備えた無線回路装置に応用することが可能である。また、送信回路の増幅部から出力される送信信号の一部を取り出すカプラ、カプラで取り出された送信信号の電力レベルを検出するレベル検出回路、及びレベル検出回路で検出された電力レベルに応じて、受信回路の増幅部、復調部及び発振部の消費電流を変化させる制御回路をさらに備えてもよい。又は、受信回路の増幅部から出力される受信信号を入力し、受信信号の電力レベルを検出するレベル検出回路、及びレベル検出回路で検出された電力レベルに応じて、受信回路の増幅部、復調部及び発振部の消費電流を変化させる制御回路をさらに備えてもよい。あるいは、受信回路の増幅部から出力される受信信号と復調部から出力される受信信号とを入力し、2つの受信信号の電力レベルを検出及び比較するレベル検出回路、及びレベル検出回路で検出及び比較された電力レベル差に応じて、受信回路の増幅部、復調部及び発振部の消費電流を変化させる制御回路をさらに備えてもよい。 The differential signal processing apparatus of the present invention described above includes a duplexer sharing an antenna at the time of transmission and reception, an oscillator, an amplifier for amplifying a reception signal output from the duplexer, and a reception output amplified by the amplifier. It consists of a receiving circuit composed of a demodulator that demodulates with a signal, an oscillator, a modulator that modulates the transmission signal with the signal of the oscillator, and an amplifier that amplifies the transmission signal output from the modulator and outputs it to the duplexer The present invention can be applied to a wireless circuit device including a transmission circuit. Further, a coupler that extracts a part of the transmission signal output from the amplification unit of the transmission circuit, a level detection circuit that detects the power level of the transmission signal extracted by the coupler, and a power level detected by the level detection circuit In addition, a control circuit that changes current consumption of the amplification unit, demodulation unit, and oscillation unit of the reception circuit may be further provided. Alternatively, the reception signal output from the amplification unit of the reception circuit is input, the level detection circuit that detects the power level of the reception signal, and the amplification unit of the reception circuit, and the demodulation according to the power level detected by the level detection circuit And a control circuit for changing the current consumption of the oscillation unit and the oscillation unit. Alternatively, the reception signal output from the amplification unit of the reception circuit and the reception signal output from the demodulation unit are input, and the level detection circuit that detects and compares the power levels of the two reception signals, and the detection by the level detection circuit A control circuit that changes the current consumption of the amplification unit, the demodulation unit, and the oscillation unit of the reception circuit according to the compared power level difference may be further provided.
このような無線回路装置では、信号送信時に増幅部、発振器、変調部及び復調部を制御して、送信回路の送信電力の増加(又は減少)と受信回路の消費電流の増加(又は減少)とを同時に制御するとよい。また、本発明の差動用低雑音バイアス回路は、2逓倍回路に利用することも可能である。 In such a radio circuit device, an amplifier, an oscillator, a modulator, and a demodulator are controlled during signal transmission to increase (or decrease) the transmission power of the transmission circuit and increase (or decrease) the current consumption of the reception circuit. Should be controlled simultaneously. The differential low noise bias circuit of the present invention can also be used in a double circuit.
上記構成によって、本発明の差動用低雑音バイアス回路では、回路内の抵抗による損失を低減して低雑音化を実現し、雑音特性の改善を図ることができる。 With the above configuration, in the differential low noise bias circuit of the present invention, it is possible to reduce the loss due to the resistance in the circuit to achieve low noise and to improve the noise characteristics.
本発明の特徴は、ユニークな回路構成により歪特性と雑音特性とを両立させた差動用低雑音バイアス回路にある。この差動用低雑音バイアス回路は、従来の又は新規な差動信号処理回路と種々組み合わせて用いることができる。以下の各実施形態では、差動増幅器、インピーダンス変換器、ミキサ、及び発振器として機能する差動信号処理回路と組み合わせた装置を例に挙げて、差動用低雑音バイアス回路を説明する。 A feature of the present invention resides in a differential low noise bias circuit that achieves both distortion characteristics and noise characteristics by a unique circuit configuration. This differential low-noise bias circuit can be used in various combinations with conventional or novel differential signal processing circuits. In each of the following embodiments, a differential low noise bias circuit will be described by taking as an example a device combined with a differential signal processing circuit that functions as a differential amplifier, an impedance converter, a mixer, and an oscillator.
(第1の実施形態)
図1は、本発明の第1の実施形態に係る差動信号処理装置1の回路構成図である。図1において、差動信号処理装置1は、差動用低雑音バイアス回路111と、差動増幅回路121とで構成される。差動用低雑音バイアス回路111は、抵抗R11〜R16と、NPN型のバイポーラトランジスタQ11及びQ12とを備える。差動増幅回路121は、NPN型のバイポーラトランジスタQ1〜Q4と、バイアス回路bとを備える。
(First embodiment)
FIG. 1 is a circuit configuration diagram of a differential
まず、差動用低雑音バイアス回路111の構成及び動作を説明する。トランジスタQ11のコレクタは、抵抗R15を介して電圧供給点(Vcc)に接続されている。トランジスタQ11のベースは、直列接続された抵抗R13及びR11を介して、差動増幅回路121のトランジスタQ1のベースに接続されている。抵抗R11と抵抗R13との接続点は、さらにトランジスタQ11のコレクタに接続されている。トランジスタQ11のエミッタは、接地されている。一方、トランジスタQ12のコレクタは、抵抗R16を介して接続点Aにおいて電圧供給点と接続されている。接続点Aは、差動増幅回路121の対称軸上に位置するため、仮想接地(差動信号の接地素子)として機能する。トランジスタQ12のベースは、直列接続された抵抗R14及びR12を介して、差動増幅回路121のトランジスタQ2のベースに接続されている。抵抗R12と抵抗R14との接続点は、さらにトランジスタQ12のコレクタに接続されている。トランジスタQ12のエミッタは、接地されている。
First, the configuration and operation of the differential low-
次に、差動増幅回路121の構成及び動作を説明する。トランジスタQ1及びQ2のベースには、差動信号(IN)がそれぞれ差動で入力される(すなわち、1つの信号が同相と逆相で入力される)と共に、差動用低雑音バイアス回路111から所定のバイアス電流が供給される。トランジスタQ1及びQ2のエミッタは、共通接続されて接地されている。この共通接続によりエミッタが仮想接地となるため、トランジスタQ1及びQ2は、エミッタ接地の増幅器として動作する。トランジスタQ1及びQ2のコレクタには、トランジスタQ3及びQ4のエミッタがそれぞれ接続され、トランジスタQ1及びQ2のコレクタから出力された信号は、トランジスタQ3及びQ4のエミッタに入力される。トランジスタQ3及びQ4のベースは、共通接続されており、バイアス回路bから所定のバイアス電流が供給される。この共通接続によりベースが仮想接地となるため、トランジスタQ3及びQ4は、ベース接地の増幅器として動作する。そして、増幅された信号(OUT)が、トランジスタQ3及びQ4のコレクタから出力される。
Next, the configuration and operation of the
この差動用低雑音バイアス回路111における第1の特徴は、トランジスタQ1のベースにバイアス電流を供給するバイアス部と、トランジスタQ2のベースにバイアス電流を供給するバイアス部とを個別に構成したことにある。さらに、第2の特徴は、抵抗R15及び抵抗R16への電圧供給を唯一の接続点Aを介して行い、電圧供給点から抵抗R15までの配線及び抵抗R16までの配線を共通化したことにある。例えば、IC化においては、電圧供給ラインから接続点Aまでを1本の配線で引き回し、接続点Aから分岐しかつ極力短い距離で抵抗R15及びR16に配線する。このように配線すれば、第2の特徴による効果を最大限に発揮させることができる。
A first feature of the differential low-
このように、上記構成による第1の実施形態に係る差動信号処理装置1では、接続点Aが、トランジスタQ1及びQ2のベースに入力される差動信号が相殺される仮想的な高周波接地点(以下、仮想接地点という)と見なせる。このため、仮想接地点(接続点A)とトランジスタQ1のベースとの間の抵抗値が、抵抗R15の分だけ大きくなり、また仮想接地点とトランジスタQ2のベースとの間の抵抗値が、抵抗R16の分だけ大きくなる。従って、第1の実施形態に係る差動信号処理装置1によれば、歪特性に関して、抵抗R11及びR12の値を小さくして所望の特性を確保することができると共に、雑音特性に関して、抵抗R15及びR16によって抵抗値が大きくなるので従来に比べて特性が改善される。また、電圧供給点から抵抗R15及び抵抗R16までの配線を共通化することにより、共通化しない場合に必要であった交流成分をバイパスするためのキャパシタを省くことができる。
As described above, in the differential
(第2の実施形態)
図2は、本発明の第2の実施形態に係る差動信号処理装置2の回路構成図である。図2において、差動信号処理装置2は、差動用低雑音バイアス回路112と、差動増幅回路121とで構成される。差動用低雑音バイアス回路112は、抵抗R11〜R16と、NPN型のバイポーラトランジスタQ11及びQ12と、Nチャネル型のMOS電界効果トランジスタQ13及びQ14と、バイパスキャパシタC11及びC12とを備える。差動増幅回路121は、上記第1の実施形態で説明したとおりである。
(Second Embodiment)
FIG. 2 is a circuit configuration diagram of the differential
差動用低雑音バイアス回路112の構成及び動作を説明する。トランジスタQ11のコレクタは、抵抗R15を介して電圧供給点(Vcc)に接続されている。また、トランジスタQ11のコレクタは、バイパスキャパシタC11によって接地されている。トランジスタQ11のエミッタは、接地されている。トランジスタQ11のベースは、直列接続された抵抗R13及びR11を介して、差動増幅回路121のトランジスタQ1のベースに接続されている。抵抗R11と抵抗R13との接続点は、トランジスタQ13のソースに接続されている。トランジスタQ13のゲートは、トランジスタQ11のコレクタに接続されている。また、トランジスタQ13のドレインは、電圧供給点に接続され、サブストレートは、接地されている。一方、トランジスタQ12のコレクタは、抵抗R16を介して接続点Bにおいて電圧供給点に接続されている。また、トランジスタQ12のコレクタは、バイパスキャパシタC12によって接地されている。トランジスタQ12のエミッタは、接地されている。トランジスタQ12のベースは、直列接続された抵抗R14及びR12を介して、差動増幅回路121のトランジスタQ2のベースに接続されている。抵抗R12と抵抗R14との接続点は、トランジスタQ14のソースに接続されている。トランジスタQ14のゲートは、トランジスタQ12のコレクタに接続されている。また、トランジスタQ14のドレインは、電圧供給点に接続され、サブストレートは、接地されている。
The configuration and operation of the differential low
この差動用低雑音バイアス回路112における第1の特徴は、トランジスタQ1のベースにバイアス電流を供給するバイアス部と、トランジスタQ2のベースにバイアス電流を供給するバイアス部とを個別に構成したことにある。また、第2の特徴は、抵抗R15及び抵抗R16への電圧供給を唯一の接続点Bを介して行い、電圧供給点から抵抗R15までの配線及び抵抗R16までの配線を共通化したことにある。さらに、第3の特徴は、抵抗R11と抵抗R13との接続点とトランジスタQ11のコレクタとの間、及び抵抗R12と抵抗R14との接続点とトランジスタQ12のコレクタとの間に、それぞれトランジスタQ13及びQ14を挿入したことにある。
The first feature of the differential low
このように、上記構成による第2の実施形態に係る差動信号処理装置2では、接続点Bが、トランジスタQ1及びQ2のベースに入力される差動信号が相殺される仮想接地点と見なせる。このため、仮想接地点(接続点B)とトランジスタQ1のベースとの間の抵抗値が、抵抗R15の分だけ大きくなり、また仮想接地点とトランジスタQ2のベースとの間の抵抗値が、抵抗R16の分だけ大きくなる。さらに、トランジスタQ13及びQ14が挿入されているため、その分インピーダンスが高くなる。従って、第2の実施形態に係る差動信号処理装置2によれば、上記第1の実施形態に比べて、雑音特性をより改善することが可能となる。また、トランジスタQ11及びQ12のコレクタが、パスキャパシタC11及びC12によって高周波接地されるため、トランジスタQ11及びQ12で発生する雑音がトランジスタQ1及びQ2のベースに入力されるのを防ぐことができる。
Thus, in the differential
(第3の実施形態)
図3は、本発明の第3の実施形態に係る差動信号処理装置3の回路構成図である。図3において、差動信号処理装置3は、差動用低雑音バイアス回路113と、差動増幅回路121とで構成される。差動用低雑音バイアス回路113は、抵抗R11〜R15と、NPN型のバイポーラトランジスタQ11及びQ12と、Nチャネル型のMOS電界効果トランジスタQ13及びQ14とを備える。差動増幅回路121は、上記第1の実施形態で説明したとおりである。
(Third embodiment)
FIG. 3 is a circuit configuration diagram of the differential
差動用低雑音バイアス回路113の構成及び動作を説明する。トランジスタQ11のコレクタ(接続点C)は、抵抗R15を介して電圧供給点(Vcc)に接続されている。トランジスタQ11のエミッタは、接地されている。トランジスタQ11のベースは、直列接続された抵抗R13及びR11を介して、差動増幅回路121のトランジスタQ1のベースに接続されている。抵抗R11と抵抗R13との接続点は、トランジスタQ13のソースに接続されている。トランジスタQ13のゲートは、トランジスタQ11のコレクタ(接続点C)に接続されている。また、トランジスタQ13のドレインは、電圧供給点に接続され、サブストレートは、接地されている。一方、トランジスタQ12のコレクタは、トランジスタQ11のコレクタ(接続点C)に接続されている。トランジスタQ12のエミッタは、接地されている。トランジスタQ12のベースは、直列接続された抵抗R14及びR12を介して、差動増幅回路121のトランジスタQ2のベースに接続されている。抵抗R12と抵抗R14との接続点は、トランジスタQ14のソースに接続されている。トランジスタQ14のゲートは、トランジスタQ12のコレクタ(接続点C)に接続されている。また、トランジスタQ14のドレインは、電圧供給点に接続され、サブストレートは、接地されている。
The configuration and operation of the differential low
この差動用低雑音バイアス回路113における第1の特徴は、トランジスタQ1のベースにバイアス電流を供給するバイアス部と、トランジスタQ2のベースにバイアス電流を供給するバイアス部とを個別に構成したことにある。また、第2の特徴は、抵抗R11と抵抗R13との接続点とトランジスタQ11のコレクタとの間、及び抵抗R12と抵抗R14との接続点とトランジスタQ12のコレクタとの間に、それぞれトランジスタQ13及びQ14を挿入したことにある。さらに、第3の特徴は、バイパスキャパシタC11及びC12を削除するために、トランジスタQ11のコレクタとトランジスタQ12のコレクタとを接続したことにある。
The first feature of the differential low
このように、上記構成による第3の実施形態に係る差動信号処理装置3では、接続点Cが、トランジスタQ1及びQ2のベースに入力される差動信号が相殺される仮想接地点と見なせる。このため、仮想接地点(接続点C)とトランジスタQ1のベースとの間の抵抗値が、挿入されたトランジスタQ13のインピーダンス分だけ高くなり、また仮想接地点とトランジスタQ2のベースとの間の抵抗値が、挿入されたトランジスタQ14のインピーダンス分だけ高くなる。従って、第3の実施形態に係る差動信号処理装置3によれば、上記第1の実施形態と同様に、雑音特性をより改善することが可能となる。また、トランジスタQ11及びQ12のコレクタを接地するためのバイパスキャパシタを省くことができるので、IC化した場合に部品点数及びチップ占有面積の低減を図ることができる。
なお、第3の実施形態に係る差動信号処理装置3を、入力に基本波の周波数で整合した整合回路を接続し、かつ出力に2倍波の周波数で整合した整合回路を接続することによって、2逓倍回路として用いてもよい。
Thus, in the differential
The differential
(第1〜第3の実施形態に関連した回路構成変更例)
上記第1〜第3の実施形態では、差動用低雑音バイアス回路111〜113を差動増幅回路121に組み合わせた場合を説明した。しかし、この差動増幅回路121は、差動増幅回路の一例に過ぎず、差動用低雑音バイアス回路111〜113は、例えば図4〜図6に示す差動増幅回路122〜124にもそれぞれ適用することが可能であり、同様の効果を得ることができる。なお、図4〜図6では、差動用低雑音バイアス回路113に基づく回路を適用させた構成を一例として図示している。
(Circuit configuration change example related to the first to third embodiments)
In the first to third embodiments, the case where the differential low-
図4は、トランジスタのばらつきによる電流ばらつきを低減するために、トランジスタQ1及びQ2のエミッタが抵抗R1及びR2を介して接地されるように構成された差動増幅回路122を用いた、差動信号処理装置4の回路例である。なお、ばらつき特性を一致させるためには、図4のように、差動用低雑音バイアス回路114のトランジスタQ11及びQ12のエミッタも、抵抗R17及びR18を介して接地されるようにすることが好ましい。
図5は、差動信号処理装置の歪み特性をさらに改善するために、トランジスタQ1及びQ2のエミッタがインダクタL1及びL2を介して接地されるように構成された差動増幅回路123を用いた、差動信号処理装置5の回路例である。
図6は、トランジスタQ1及びQ2のコレクタを抵抗R3及びR4を介して電圧供給点(Vcc)にそれぞれ接続し、そのコレクタから信号を出力するように構成された差動増幅回路124を用いた、差動信号処理装置6の回路例である。差動信号処理装置6の回路では、負荷が抵抗のため広帯域な増幅器が実現できる。
FIG. 4 shows a differential signal using a
FIG. 5 uses a
6 uses a
(第4の実施形態)
上記実施形態では、差動信号処理回路が差動増幅器である場合の差動信号処理装置を説明した。次に、以下の実施形態では、差動信号処理回路が差動増幅器以外である場合の差動信号処理装置を説明する。
(Fourth embodiment)
In the above embodiment, the differential signal processing apparatus in the case where the differential signal processing circuit is a differential amplifier has been described. Next, in the following embodiment, a differential signal processing apparatus when the differential signal processing circuit is other than a differential amplifier will be described.
図7は、本発明の第4の実施形態に係る差動信号処理装置7の回路構成図である。図7において、差動信号処理装置7は、差動用低雑音バイアス回路114と、インピーダンス変換回路125とで構成される。差動用低雑音バイアス回路114は、上記第3の実施形態の回路構成変更例で説明したとおりである。インピーダンス変換回路125は、NPN型のバイポーラトランジスタQ1及びQ2と、抵抗R1及びR2とを備える。
FIG. 7 is a circuit configuration diagram of the differential
インピーダンス変換回路125の構成及び動作を説明する。トランジスタQ1及びQ2のベースには、差動信号(IN)がそれぞれ入力されると共に、差動用低雑音バイアス回路114から所定のバイアス電流が供給される。トランジスタQ1及びQ2のコレクタは、電圧供給点(Vcc)に接続されている。トランジスタQ1のエミッタは、抵抗R1を介して接地される。トランジスタQ2のエミッタは、抵抗R2を介して接地される。すなわち、この構成によって、エミッタフォロワー回路が形成される。トランジスタQ1及びQ2のベースに入力された差動信号は、トランジスタQ1及びQ2のエミッタから出力される(OUT)。
The configuration and operation of the
このように、上記構成による第4の実施形態に係る差動信号処理装置7は、上記第3の実施形態に係る差動信号処理装置3及び回路構成変更例の差動信号処理装置4と同様の効果を得ることができる。
Thus, the differential
(第5の実施形態)
図8は、本発明の第5の実施形態に係る差動信号処理装置8の回路構成図である。図8において、差動信号処理装置8は、差動用低雑音バイアス回路113と、ミキサ回路126とで構成される。差動用低雑音バイアス回路113は、上記第3の実施形態で説明したとおりである。ミキサ回路126は、NPN型のバイポーラトランジスタQ1、Q2、Q5及びQ6と、インダクタL1及びL2とを備える。
(Fifth embodiment)
FIG. 8 is a circuit configuration diagram of the differential signal processing device 8 according to the fifth embodiment of the present invention. In FIG. 8, the differential signal processing device 8 includes a differential low
ミキサ回路126の構成及び動作を説明する。トランジスタQ1及びQ6のベース、及びトランジスタQ2及びQ5のベースは、それぞれ共通接続されている。トランジスタQ1、Q2、Q5及びQ6のベースには、ローカル差動信号(LO)がそれぞれ入力されると共に、差動用低雑音バイアス回路113から所定のバイアス電流が供給される。トランジスタQ1及びQ2のエミッタは、共通接続されており、インダクタL1を介して接地されている。トランジスタQ5及びQ6のエミッタは、共通接続されており、インダクタL2を介して接地されている。トランジスタQ1及びQ2のエミッタの共通接続点及びトランジスタQ5及びQ6のエミッタの共通接続点には、入力差動信号(IN)がそれぞれ入力される。トランジスタQ1及びQ5のコレクタ、またトランジスタQ2及びQ6のコレクタは、それぞれ共通接続されている。この構成によって、ダブルバランスミキサ回路が形成される。入力差動信号とローカル差動信号とは、トランジスタQ1、Q2、Q5及びQ6によってミキシングされ、トランジスタQ1及びQ5のコレクタと、トランジスタQ2及びQ6のコレクタとから、それぞれ加算又は減算された信号を出力する(OUT)。
The configuration and operation of the
このように、上記構成による第5の実施形態に係る差動信号処理装置8は、上記第3の実施形態に係る差動信号処理装置3と同様の効果を得ることができる。なお、上記ミキサ回路126のトランジスタQ1及びQ2のペア又はトランジスタQ5及びQ6のペアだけで、シングルバランスミキサ回路が形成されることは言うまでもない。この場合には、入力差動信号の一方の信号とローカル差動信号とがミキシングされてコレクタから出力されることとなる。
Thus, the differential signal processing apparatus 8 according to the fifth embodiment having the above-described configuration can obtain the same effects as those of the differential
(第6の実施形態)
図9は、本発明の第6の実施形態に係る差動信号処理装置9の回路構成図である。図9において、差動信号処理装置9は、差動用低雑音バイアス回路113と、発振回路127とで構成される。差動用低雑音バイアス回路113は、上記第3の実施形態で説明したとおりである。発振回路127は、NPN型のバイポーラトランジスタQ1及びQ2と、インダクタL3及びL4と、キャパシタC1〜C4とを備える。
(Sixth embodiment)
FIG. 9 is a circuit configuration diagram of the differential
発振回路127の構成及び動作を説明する。トランジスタQ1及びQ2のベースには、差動用低雑音バイアス回路113から所定のバイアス電流がそれぞれ供給される。トランジスタQ1及びQ2のコレクタは、それぞれインダクタL3及びL4を介して電圧供給点(Vcc)に接続されている。トランジスタQ1のエミッタは、共通接続されて接地される。トランジスタQ1のベースとトランジスタQ2のコレクタとの間には、DCカットキャパシタC1が挿入される。トランジスタQ2のベースとトランジスタQ1のコレクタとの間には、DCカットキャパシタC2が挿入される。また、トランジスタQ1のコレクタにはDCカットキャパシタC3を介して、トランジスタQ2のコレクタにはDCカットキャパシタC4を介して、それぞれ電圧供給点(VT)からバイアス電流が供給される。すなわち、この構成によって、LC型の電圧制御発振回路が形成される。トランジスタQ1及びQ2のコレクタからの出力が、トランジスタQ2及びQ1のベースに正帰還で入力されるため、発振が生じる。発振周波数は、トランジスタQ1のコレクタとトランジスタQ2のコレクタとの間に並列接続されるインダクタL3及びL4とキャパシタC3及びC4の共振周波数で決定される。
The configuration and operation of the
このように、上記構成による第6の実施形態に係る差動信号処理装置9は、上記第3の実施形態に係る差動信号処理装置3と同様の効果を得ることができる。
Thus, the differential
(第7の実施形態)
上記第1〜第6の実施形態では、NPN型のバイポーラトランジスタ及びNチャネル型のMOS電界効果トランジスタを用いた回路構成で、本発明の差動用低雑音バイアス回路を説明した。しかし、本発明の差動用低雑音バイアス回路は、差動信号処理回路側の構成に応じて、PNP型のバイポーラトランジスタ及びPチャネル型のMOS電界効果トランジスタを用いた回路構成とすることも可能である。そこで、この第7の実施形態では、上記第1の実施形態の回路構成を、NPN型のバイポーラトランジスタに変更した回路例を代表して説明する。
(Seventh embodiment)
In the first to sixth embodiments, the differential low-noise bias circuit of the present invention has been described with a circuit configuration using an NPN bipolar transistor and an N-channel MOS field effect transistor. However, the differential low-noise bias circuit of the present invention can be configured to use a PNP bipolar transistor and a P-channel MOS field effect transistor according to the configuration on the differential signal processing circuit side. It is. Therefore, in the seventh embodiment, a circuit example in which the circuit configuration of the first embodiment is changed to an NPN bipolar transistor will be described as a representative.
図10は、本発明の第7の実施形態に係る差動信号処理装置10の回路構成図である。図10において、差動信号処理装置10は、差動用低雑音バイアス回路115と、差動増幅回路128とで構成される。差動用低雑音バイアス回路115は、抵抗R11〜R16と、PNP型のバイポーラトランジスタQ11及びQ12とを備える。差動増幅回路128は、PNP型のバイポーラトランジスタQ1〜Q4と、バイアス回路bとを備える。
FIG. 10 is a circuit configuration diagram of the differential signal processing apparatus 10 according to the seventh embodiment of the present invention. In FIG. 10, the differential signal processing apparatus 10 includes a differential low
差動用低雑音バイアス回路115の構成及び動作を説明する。トランジスタQ11のエミッタは、電圧供給点(Vcc)に接続されている。トランジスタQ11のベースは、直列接続された抵抗R13及びR11を介して、差動増幅回路128のトランジスタQ1のベースに接続されている。抵抗R11と抵抗R13との接続点は、トランジスタQ11のコレクタに接続されている。トランジスタQ11のコレクタは、抵抗R15を介して接地されている。一方、トランジスタQ12のエミッタは、電圧供給点に接続されている。トランジスタQ12のベースは、直列接続された抵抗R14及びR12を介して、差動増幅回路128のトランジスタQ2のベースに接続されている。抵抗R12と抵抗R14との接続点は、トランジスタQ12のコレクタに接続されている。トランジスタQ12のコレクタは、抵抗R15を介して接続点Dにおいて接地されている。
The configuration and operation of the differential low
次に、差動増幅回路128の構成及び動作を説明する。トランジスタQ1及びQ2のベースには、差動信号(IN)がそれぞれ入力されると共に、差動用低雑音バイアス回路115から所定のバイアス電流が供給される。トランジスタQ1及びQ2のエミッタは、共通接続されて電圧供給点に接続されている。トランジスタQ1及びQ2のコレクタには、トランジスタQ3及びQ4のエミッタがそれぞれ接続され、トランジスタQ1及びQ2のコレクタから出力された信号は、トランジスタQ3及びQ4のエミッタに入力される。トランジスタQ3及びQ4のベースは、共通接続されており、バイアス回路bから所定のバイアス電流が供給される。増幅された信号(OUT)は、トランジスタQ3及びQ4のコレクタから出力される。
Next, the configuration and operation of the
このように、上記構成による第7の実施形態に係る差動信号処理装置10でも、接続点Dが、トランジスタQ1及びQ2のベースに入力される差動信号が相殺される仮想接地点と見なせる。従って、第7の実施形態に係る差動信号処理装置10によれば、上記第1の実施形態と同様に、雑音特性をより改善することが可能となる。 Thus, also in the differential signal processing apparatus 10 according to the seventh embodiment having the above-described configuration, the connection point D can be regarded as a virtual ground point where the differential signals input to the bases of the transistors Q1 and Q2 are canceled. Therefore, according to the differential signal processing apparatus 10 according to the seventh embodiment, it is possible to further improve the noise characteristics as in the first embodiment.
なお、上記第1〜第7の実施形態に係る差動信号処理装置1〜10に構成されているバイポーラトランジスタQ1〜Q4、Q11及びQ12を、MOS電界効果トランジスタに代えてもよい。また、逆にMOS電界効果トランジスタQ13及びQ14を、バイポーラトランジスタに代えてもよい。
The bipolar transistors Q1 to Q4, Q11, and Q12 included in the differential
(第8の実施形態)
図11は、本発明の第8の実施形態に係る差動信号処理装置11の回路構成図である。図11において、差動信号処理装置11は、差動用低雑音バイアス回路114と、差動増幅回路129とで構成される。差動用低雑音バイアス回路114は、上記第3の実施形態及び関連した回路構成変更例で説明したとおりである。差動増幅回路129は、NPN型のバイポーラトランジスタQ1〜Q4と、抵抗R1、R4、R5及びR6と、キャパシタC5及びC6とを備える。
(Eighth embodiment)
FIG. 11 is a circuit configuration diagram of the differential signal processing apparatus 11 according to the eighth embodiment of the present invention. In FIG. 11, the differential signal processing device 11 includes a differential low
差動増幅回路129の構成及び動作を説明する。トランジスタQ1及びQ2のベースには、差動信号(IN)がそれぞれ差動で入力されると共に、差動用低雑音バイアス回路114から所定のバイアス電流が供給される。トランジスタQ1及びQ2のエミッタは、それぞれ抵抗R1及びR2を介して接地されている。トランジスタQ1及びQ2のコレクタには、トランジスタQ3及びQ4のエミッタがそれぞれ接続され、トランジスタQ1及びQ2のコレクタから出力された信号は、トランジスタQ3及びQ4のエミッタに入力される。トランジスタQ3及びQ4のベースは、共通接続されており、バイアス回路bから所定のバイアス電流が供給される。そして、増幅された信号(OUT)が、トランジスタQ3及びQ4のコレクタから出力される。
The configuration and operation of the
一方、トランジスタQ3のコレクタは、直列接続されたキャパシタC5及び抵抗R5を介して、トランジスタQ1のベースに接続されている。同様に、トランジスタQ4のコレクタは、直列接続されたキャパシタC6及び抵抗R6を介して、トランジスタQ2のベースに接続されている。この接続により、トランジスタQ3及びQ4のコレクタから出力される増幅信号が、それぞれトランジスタQ1及びQ2のベースに帰還入力される経路が構成される。 On the other hand, the collector of the transistor Q3 is connected to the base of the transistor Q1 via a capacitor C5 and a resistor R5 connected in series. Similarly, the collector of the transistor Q4 is connected to the base of the transistor Q2 via a capacitor C6 and a resistor R6 connected in series. This connection forms a path through which the amplified signal output from the collectors of the transistors Q3 and Q4 is fed back to the bases of the transistors Q1 and Q2, respectively.
このように、上記構成による第8の実施形態に係る差動信号処理装置11は、反転増幅を行う差動増幅回路と帰還回路とを用いて、出力信号を負帰還させる。これにより、さらに差動増幅回路の線形性が改善される。従って、上記第3の実施形態に係る差動信号処理装置3と比べて、よりダイナミックレンジの広い(低雑音及び低歪みの)差動信号処理装置を実現することができる。
As described above, the differential signal processing apparatus 11 according to the eighth embodiment having the above configuration negatively feeds back the output signal using the differential amplifier circuit that performs inverting amplification and the feedback circuit. This further improves the linearity of the differential amplifier circuit. Therefore, a differential signal processing device having a wider dynamic range (low noise and low distortion) can be realized as compared with the differential
(第9の実施形態)
図12は、本発明の第9の実施形態に係る差動信号処理装置12の回路構成図である。図12において、差動信号処理装置12は、差動用低雑音バイアス回路113と、差動増幅回路130とで構成される。差動用低雑音バイアス回路113は、上記第3の実施形態で説明したとおりである。差動増幅回路130は、NPN型のバイポーラトランジスタQ1〜Q4と、インダクタL1及びL2と、抵抗R5及びR6と、キャパシタC5〜C8とを備える。
(Ninth embodiment)
FIG. 12 is a circuit configuration diagram of the differential signal processing device 12 according to the ninth embodiment of the present invention. In FIG. 12, the differential signal processing device 12 includes a differential low
差動増幅回路130の構成及び動作を説明する。トランジスタQ1及びQ2のベースには、差動信号(IN)がそれぞれ差動で入力されると共に、差動用低雑音バイアス回路113から所定のバイアス電流が供給される。トランジスタQ1及びQ2のエミッタは、それぞれインダクタL1及びL2を介して接地されている。トランジスタQ1及びQ2のコレクタには、トランジスタQ3及びQ4のエミッタがそれぞれ接続され、トランジスタQ1及びQ2のコレクタから出力された信号は、トランジスタQ3及びQ4のエミッタに入力される。トランジスタQ3及びQ4のベースは、共通接続されており、バイアス回路bから所定のバイアス電流が供給される。そして、増幅された信号(OUT)が、トランジスタQ3及びQ4のコレクタから出力される。
The configuration and operation of the
一方、トランジスタQ3のコレクタは、キャパシタC5の一方端に接続されている。また、キャパシタC5の他方端は、並列接続されたキャパシタC7及び抵抗R5を介して、トランジスタQ1のベースに接続されている。同様に、トランジスタQ4のコレクタは、キャパシタC6の一方端に接続されている。また、キャパシタC6の他方端は、並列接続されたキャパシタC8及び抵抗R6を介して、トランジスタQ2のベースに接続されている。この接続により、トランジスタQ3及びQ4のコレクタから出力される増幅信号が、それぞれトランジスタQ1及びQ2のベースに帰還入力される経路が構成される。 On the other hand, the collector of the transistor Q3 is connected to one end of the capacitor C5. The other end of the capacitor C5 is connected to the base of the transistor Q1 through a capacitor C7 and a resistor R5 connected in parallel. Similarly, the collector of the transistor Q4 is connected to one end of the capacitor C6. The other end of the capacitor C6 is connected to the base of the transistor Q2 via a capacitor C8 and a resistor R6 connected in parallel. This connection forms a path through which the amplified signal output from the collectors of the transistors Q3 and Q4 is fed back to the bases of the transistors Q1 and Q2, respectively.
このように、上記構成による第9の実施形態に係る差動信号処理装置12は、反転増幅を行う差動増幅回路と帰還回路とを用いて、出力信号を負帰還させる。また、差動増幅回路にインダクタを用いているために生じる入出力信号間の180度からの位相差ずれを、出力信号の位相を回転して入力に負帰還させることによって改善させる。よって、このインダクタと負帰還との相互作用により、上記第8の実施形態に係る差動信号処理装置11よりもさらに差動増幅回路の線形性が改善される。 As described above, the differential signal processing apparatus 12 according to the ninth embodiment having the above configuration negatively feeds back an output signal by using the differential amplifier circuit that performs inverting amplification and the feedback circuit. In addition, the phase difference from 180 degrees between the input and output signals caused by using the inductor in the differential amplifier circuit is improved by rotating the phase of the output signal and negatively feeding it back to the input. Therefore, the linearity of the differential amplifier circuit is further improved by the interaction between the inductor and the negative feedback as compared with the differential signal processing apparatus 11 according to the eighth embodiment.
(第10の実施形態)
上記実施形態では、様々な機能の差動信号処理装置を説明した。以下の実施形態では、これらの差動信号処理回路を使用した無線回路装置を説明する。
(Tenth embodiment)
In the above embodiment, the differential signal processing device having various functions has been described. In the following embodiments, a wireless circuit device using these differential signal processing circuits will be described.
図13は、本発明の第10の実施形態に係る無線回路装置13の回路構成図である。図13において、無線回路装置13は、アンテナ201と、共用器202と、低雑音増幅器203と、フィルタ204と、復調器205と、変調器206と、電力増幅器207と、発振器208及び209と、ローカル信号用増幅器210及び211とを備える。低雑音増幅器203、フィルタ204、復調器205、発振器209及びローカル信号用増幅器211は、受信回路を形成する。変調器206、電力増幅器207、発振器208及びローカル信号用増幅器210は、送信回路を形成する。共用器202は、この送信回路と受信回路とを1つのアンテナ201で共有するために用いられる。復調器205は、ダウンミキサとして動作する。変調器206は、アップミキサとして動作する。
FIG. 13 is a circuit configuration diagram of the wireless circuit device 13 according to the tenth embodiment of the present invention. In FIG. 13, a radio circuit device 13 includes an
上記構成において、低雑音増幅器203、電力増幅器207、ローカル信号用増幅器210及び211には、第1〜3、8及び9の実施形態で説明した差動信号処理装置のいずれかが適用される。また、復調器205及び変調器206には、第5の実施形態で説明した差動信号処理装置が適用される。さらに、発振器208及び209には、第6の実施形態で説明した差動信号処理装置が適用される。
In the above configuration, any of the differential signal processing apparatuses described in the first to third, eighth, and ninth embodiments is applied to the
受信回路において、アンテナ201で受信された信号は、共用器202を介して低雑音増幅器203に入力される。低雑音増幅器203で増幅された後の出力信号は、フィルタ204を介して復調器205に入力される。復調器205は、発振器209で発生しローカル信号用増幅器211で増幅されたローカル信号を用いて、低雑音増幅器203から入力する信号を復調する。復調器205で復調された信号は、BB信号としてBB回路(図示せず)出力される。
送信回路において、BB回路から出力されるBB信号は、変調器206に入力される。変調器206は、発振器208で発生しローカル信号用増幅器2190で増幅されたローカル信号を用いて、BB回路から入力する信号を変調する。変調器206で変調された信号は、電力増幅器207で増幅された後、共用器202を介してアンテナ201から送信される。
In the receiving circuit, a signal received by the
In the transmission circuit, the BB signal output from the BB circuit is input to the
この第10の実施形態のように、無線回路装置13の構成に上記第1〜第9の実施形態に係る差動信号処理装置を適用させることで、ダイナミックレンジの広い(低雑音及び低歪みの)無線回路装置を実現することができる。 As in the tenth embodiment, by applying the differential signal processing device according to the first to ninth embodiments to the configuration of the wireless circuit device 13, a wide dynamic range (low noise and low distortion) can be obtained. ) A wireless circuit device can be realized.
(第11の実施形態)
図14は、本発明の第11の実施形態に係る無線回路装置14の回路構成図である。図14において、無線回路装置14は、アンテナ201と、共用器202と、低雑音増幅器203と、フィルタ204と、復調器205と、変調器206と、電力増幅器207と、発振器208及び209と、ローカル信号用増幅器210及び211と、制御回路212とを備える。
(Eleventh embodiment)
FIG. 14 is a circuit configuration diagram of the
図14でわかるように、第11の実施形態に係る無線回路装置14は、制御回路212を用いて、低雑音増幅器203、復調器205、変調器206、電力増幅器207、発振器208及び209、ローカル信号用増幅器210及び211を制御させることが、上記第10の実施形態に係る無線回路装置13と異なる。
As can be seen from FIG. 14, the
この制御回路212による制御は、次のように行われる。同時送受信の無線回路装置では、送信時における送信電力の一部が受信回路側に漏れ込み、受信妨害をもたらすことになる。そのため、送信電力の大きいときに受信回路のダイナミックレンジが最も必要となる。そこで、無線回路装置14では、制御回路212によって、低雑音増幅器203、復調器205、変調器206、電力増幅器207、発振器208及び209、ローカル信号用増幅器210及び211の電流を変化させることを行う。具体的には、送信回路の電流を増やして送信電力を上げるときには、受信回路の消費電流を増やし、逆に送信回路の電流を減らして送信電力を下げるときには、受信回路の消費電流を減らす。図15に、電流切換可能な差動用低雑音バイアス回路116の構成例を示す。
The control by the
この第11の実施形態のように、無線回路装置14の構成に上記第1〜第9の実施形態に係る差動信号処理装置を適用させることで、送信電力漏れの影響を低減させたダイナミックレンジの広い(低雑音及び低歪みの)無線回路装置を実現することができる。
As in the eleventh embodiment, by applying the differential signal processing device according to the first to ninth embodiments to the configuration of the
(第12の実施形態)
図16は、本発明の第12の実施形態に係る無線回路装置16の回路構成図である。図16において、無線回路装置16は、アンテナ201と、共用器202と、低雑音増幅器203と、フィルタ204と、復調器205と、変調器206と、電力増幅器207と、カプラ213と、発振器208及び209と、ローカル信号用増幅器210及び211と、レベル検出回路214と、制御回路215とを備える。
(Twelfth embodiment)
FIG. 16 is a circuit configuration diagram of a
図16でわかるように、第12の実施形態に係る無線回路装置16は、カプラ213及びレベル検出回路214で検出した送信電力値に基づいて、制御回路215による受信回路側(低雑音増幅器203、復調器205、発振器209、及びローカル信号用増幅器211)の制御を動的に行うことが、上記第11の実施形態に係る無線回路装置14と異なる。
As can be seen from FIG. 16, the
このカプラ213、レベル検出回路214及び制御回路215による制御は、次のように行われる。電力増幅器207から出力される送信電力の一部が、カプラ213で取り出されて、レベル検出回路214に入力される。レベル検出回路214は、取り出された送信電力のレベルを検出して、制御回路215に通知する。制御回路215は、レベル検出回路214の検出結果に従って、受信回路を構成する低雑音増幅器203、復調器205、発振器209及びローカル信号用増幅器211の電流値の増減を制御する。図17に、レベル検出回路214の構成例を示す。
The control by the
この第12の実施形態のように、無線回路装置16の構成に上記第1〜第9の実施形態に係る差動信号処理装置を適用させることで、送信電力の実測により送信電力漏れの影響を低減させたダイナミックレンジの広い(低雑音及び低歪みの)無線回路装置を実現することができる。
なお、電力増幅器207から出力される送信電力の一部を取り出す方法は、上述したカプラ213を用いた方法に限られない。例えば、送信に影響を与えない比率で、電力増幅器207から出力される送信電力を単純に分配してもよい。
As in the twelfth embodiment, by applying the differential signal processing device according to the first to ninth embodiments to the configuration of the
Note that a method of extracting a part of transmission power output from the
(第13の実施形態)
図18は、本発明の第13の実施形態に係る無線回路装置18の回路構成図である。図18において、無線回路装置18は、アンテナ201と、共用器202と、低雑音増幅器203と、フィルタ204と、復調器205と、変調器206と、電力増幅器207と、発振器208及び209と、ローカル信号用増幅器210及び211と、レベル検出回路216と、制御回路215とを備える。
(13th Embodiment)
FIG. 18 is a circuit configuration diagram of a
図18でわかるように、第13の実施形態に係る無線回路装置18は、レベル検出回路216で検出した受信電力レベルに基づいて、制御回路215による受信回路側の制御を動的に行うことが、上記第12の実施形態に係る無線回路装置16と異なる。
As can be seen from FIG. 18, the
このレベル検出回路216及び制御回路215による制御は、次のように行われる。同時送受信の無線回路装置では、妨害波を含めた受信電力が大きいときには、受信回路のダイナミックレンジが最も必要となる。そこで、無線回路装置18では、雑音特性を劣化させないため低雑音増幅器203の後にレベル検出回路216を接続して、受信電力が大きくなると受信回路の消費電流を増やし、受信電力が小さくなると消費電流を減らすことを行う。
The control by the
所望波及び妨害波が合波された受信信号は、低雑音増幅器203に入力されて所定のレベルに増幅される。増幅された受信信号は、フィルタ204を介して復調器205及びレベル検出回路216に入力される。レベル検出回路216は、復調器205前の妨害波と所望波との合計電力レベルを検出して、制御回路215に通知する。制御回路215は、レベル検出回路216の検出結果に従って、受信回路を構成する低雑音増幅器203、復調器205、発振器209及びローカル信号用増幅器211の電流値の増減を制御する。図19に、レベル検出回路216の構成例を示す。
The received signal combined with the desired wave and the interference wave is input to the
この第13の実施形態のように、無線回路装置18の構成に上記第1〜第9の実施形態に係る差動信号処理装置を適用させることで、受信電力の実測により送信電力漏れの影響を低減させたダイナミックレンジの広い(低雑音及び低歪みの)無線回路装置を実現することができる。
As in the thirteenth embodiment, by applying the differential signal processing device according to the first to ninth embodiments to the configuration of the
(第14の実施形態)
図20は、本発明の第14の実施形態に係る無線回路装置20の回路構成図である。図20において、無線回路装置20は、アンテナ201と、共用器202と、低雑音増幅器203と、フィルタ204及び217と、復調器205と、変調器206と、電力増幅器207と、発振器208及び209と、ローカル信号用増幅器210及び211と、レベル検出回路218と、制御回路215とを備える。
(Fourteenth embodiment)
FIG. 20 is a circuit configuration diagram of the
図20でわかるように、第14の実施形態に係る無線回路装置20は、レベル検出回路218で検出した2つの受信電力レベルに基づいて、制御回路215による受信回路側の制御を動的に行うことが、上記第13の実施形態に係る無線回路装置18と異なる。この2つの電力レベルを検出することで、無線回路装置18では不可能であった妨害波と所望波との比率に基づいた制御を実現することができる。
As can be seen from FIG. 20, the
このレベル検出回路218及び制御回路215による制御は、次のように行われる。受信回路のダイナミックレンジが最も必要なのは、妨害波が大きくかつ所望波が小さいときである。そこで、無線回路装置20では、復調器205へ入力される前の所望波と妨害波との合計電力レベルPtotal と、復調器205及び低域通過のフィルタ217を介した後の所望波だけの電力レベルPdesireとの2つを検出する。そして、両方の電力レベルを比較し、所望波の電力レベルに対する妨害波の電力レベルが大きいほど、受信回路の消費電力を増やすことを行う。
The control by the
図21は、入力される受信信号の所望波及び妨害波の電力レベルと、制御される電流値との関係を示す図である。図21の(a)は、所望波の電力レベルが妨害波の電力レベルよりも非常に大きい場合である。また、図21の(b)は、所望波の電力レベルが妨害波の電力レベルよりも少し大きい場合である。この2つの場合では、所望波の電力レベルに基づいて増幅処理が行われるため、レベル検出回路218では、フィルタ204から出力される合計電力レベルPtotal と、フィルタ217から出力される電力レベルPdesireとが、ほぼ同じレベルで検出される(Ptotal ≒Pdesire)。よって、このレベル関係が検出されたときには、制御回路215は、受信回路の消費電力を標準よりも小さくする制御を行う。
FIG. 21 is a diagram showing the relationship between the power level of the desired wave and the jamming wave of the input reception signal and the controlled current value. FIG. 21 (a) shows a case where the power level of the desired wave is much higher than the power level of the jamming wave. FIG. 21B shows a case where the power level of the desired wave is slightly higher than the power level of the disturbing wave. In these two cases, since amplification processing is performed based on the power level of the desired wave, the
図21の(c)は、所望波の電力レベルが妨害波の電力レベルよりも少し小さい場合である。この場合では、妨害波の電力レベルに基づいて増幅処理が行われるため、レベル検出回路218では、フィルタ204から出力される合計電力レベルPtotal の方が、フィルタ217から出力される電力レベルPdesireよりも、少し大きいレベルで検出される(Ptotal >Pdesire)。よって、このレベル関係が検出されたときには、制御回路215は、受信回路の消費電力を標準にする制御を行う。
(C) of FIG. 21 is a case where the power level of a desired wave is a little smaller than the power level of an interference wave. In this case, since the amplification process is performed based on the power level of the interference wave, the total power level Ptotal output from the
図21の(d)は、所望波の電力レベルが妨害波の電力レベルよりも非常に小さい場合である。この場合では、妨害波の電力レベルに基づいて増幅処理が行われるため、レベル検出回路218では、フィルタ204から出力される合計電力レベルPtotal の方が、フィルタ217から出力される電力レベルPdesireよりも、非常に大きいレベルで検出される(Ptotal >>Pdesire)。よって、このレベル関係が検出されたときには、制御回路215は、受信回路の消費電力を標準よりも大きくする制御を行う。
FIG. 21 (d) shows a case where the power level of the desired wave is much smaller than the power level of the jamming wave. In this case, since the amplification process is performed based on the power level of the interference wave, the total power level Ptotal output from the
この第14の実施形態のように、無線回路装置20の構成に上記第1〜第9の実施形態に係る差動信号処理装置を適用させることで、受信信号の妨害波と所望波との比率に基づいて送信電力漏れの影響を低減させたダイナミックレンジの広い(低雑音及び低歪みの)無線回路装置を実現することができる。
As in the fourteenth embodiment, by applying the differential signal processing apparatus according to the first to ninth embodiments to the configuration of the
本発明の差動用低雑音バイアス回路は、差動増幅器、インピーダンス変換器、ミキサ、又は発振器等の差動信号処理回路と組み合わせて利用可能であり、特に高周波信号を扱う無線通信機器の無線回路部等への利用に適している。 The differential low noise bias circuit of the present invention can be used in combination with a differential signal processing circuit such as a differential amplifier, an impedance converter, a mixer, or an oscillator, and in particular, a radio circuit of a radio communication device that handles a high frequency signal. Suitable for use in departments.
1〜12、15、501、502 差動信号処理装置
13〜14、16、18、20 無線回路装置
111〜116 差動用低雑音バイアス回路
121〜124、128〜130、521 差動増幅回路
125 インピーダンス変換回路
126 ミキサ回路
127 発振回路
201 アンテナ
202 共用器
203、207、210、211 増幅器
204、217 フィルタ
205 復調器
206 変調器
208、209 発振器
212、215 制御回路
213 カプラ
214、216、218 レベル検出回路
511、512、b バイアス回路
C1〜C8、C11、C12、C111、C112 キャパシタ
L1〜L4 インダクタ
Q1〜Q6、Q11〜Q14、Q111、Q112 トランジスタ
R1〜R4、R11〜R18、R111〜R114 抵抗
1 to 12, 15, 501, 502 Differential signal processing devices 13 to 14, 16, 18, 20
Claims (45)
前記差動トランジスタの一方のベース又はゲートに一方端が接続される第1抵抗と、
前記差動トランジスタの他方のベース又はゲートに一方端が接続される第2抵抗と、
前記第1抵抗の他方端に一方端が接続される第3抵抗と、
前記第2抵抗の他方端に一方端が接続される第4抵抗と、
ベース又はゲートに前記第3抵抗の他方端が接続される第1トランジスタと、
ベース又はゲートに前記第4抵抗の他方端が接続される第2トランジスタとを備え、
前記第1抵抗と前記第3抵抗との接続点、前記第2抵抗と前記第4抵抗との接続点、前記第1トランジスタのコレクタ又はドレイン、及び前記第2トランジスタのコレクタ又はドレインに、電圧供給点より接地素子を介して直流電圧が供給されることを特徴とする、差動用低雑音バイアス回路。 A differential low noise bias circuit for supplying a low noise bias current to the base or gate of a differential transistor,
A first resistor having one end connected to one base or gate of the differential transistor;
A second resistor having one end connected to the other base or gate of the differential transistor;
A third resistor having one end connected to the other end of the first resistor;
A fourth resistor having one end connected to the other end of the second resistor;
A first transistor having the other end of the third resistor connected to a base or a gate;
A second transistor having the base or gate connected to the other end of the fourth resistor;
Voltage is supplied to a connection point between the first resistor and the third resistor, a connection point between the second resistor and the fourth resistor, a collector or drain of the first transistor, and a collector or drain of the second transistor. A differential low-noise bias circuit, wherein a DC voltage is supplied from a point via a grounding element.
前記第1抵抗と前記第3抵抗との接続点、及び前記第1トランジスタのコレクタ又はドレインと、前記電圧供給点とを接続する第5抵抗と、
前記第2抵抗と前記第4抵抗との接続点、及び前記第2トランジスタのコレクタ又はドレインと、前記電圧供給点とを接続する第6抵抗とで構成されることを特徴とする、請求項1に記載の差動用低雑音バイアス回路。 The grounding element is
A connection point between the first resistor and the third resistor, and a fifth resistor connecting the collector or drain of the first transistor and the voltage supply point;
2. A connection point between the second resistor and the fourth resistor, a collector or drain of the second transistor, and a sixth resistor that connects the voltage supply point. The low-noise bias circuit for differential described in 1.
前記第1トランジスタのコレクタ又はドレインと、前記電圧供給点とを接続する第5抵抗と、
前記第2トランジスタのコレクタ又はドレインと、前記電圧供給点とを接続する第6抵抗と、
ベース又はゲートが、前記第1トランジスタのコレクタ又はドレインと接続され、かつ、エミッタ又はソースが、前記第1抵抗と前記第3抵抗との接続点に接続される第3トランジスタと、
ベース又はゲートが、前記第2トランジスタのコレクタ又はドレインと接続され、かつ、エミッタ又はソースが、前記第2抵抗と前記第4抵抗との接続点に接続される第4トランジスタと、
前記第1トランジスタのコレクタ又はドレインとエミッタ又はソースとを接続する第1キャパシタと、
前記第2トランジスタのコレクタ又はドレインとエミッタ又はソースとを接続する第2キャパシタとで構成されることを特徴とする、請求項1に記載の差動用低雑音バイアス回路。 The grounding element is
A fifth resistor connecting the collector or drain of the first transistor and the voltage supply point;
A sixth resistor connecting the collector or drain of the second transistor and the voltage supply point;
A third transistor whose base or gate is connected to the collector or drain of the first transistor and whose emitter or source is connected to the connection point of the first resistor and the third resistor;
A fourth transistor whose base or gate is connected to the collector or drain of the second transistor, and whose emitter or source is connected to the connection point of the second resistor and the fourth resistor;
A first capacitor connecting a collector or drain and an emitter or source of the first transistor;
The differential low-noise bias circuit according to claim 1, comprising a second capacitor that connects a collector or drain of the second transistor and an emitter or source.
前記第1トランジスタのコレクタ又はドレイン、及び前記第2トランジスタのコレクタ又はドレインと、前記電圧供給点とを接続する第5抵抗と、
ベース又はゲートが、前記第1トランジスタのコレクタ又はドレインと接続され、かつ、エミッタ又はソースが、前記第1抵抗と前記第3抵抗との接続点に接続される第3トランジスタと、
ベース又はゲートが、前記第2トランジスタのコレクタ又はドレインと接続され、かつ、エミッタ又はソースが、前記第2抵抗と前記第4抵抗との接続点に接続される第4トランジスタとで構成されることを特徴とする、請求項1に記載の差動用低雑音バイアス回路。 The grounding element is
A fifth resistor connecting the collector or drain of the first transistor and the collector or drain of the second transistor and the voltage supply point;
A third transistor whose base or gate is connected to the collector or drain of the first transistor and whose emitter or source is connected to the connection point of the first resistor and the third resistor;
A base or gate is connected to a collector or drain of the second transistor, and an emitter or source is configured by a fourth transistor connected to a connection point between the second resistor and the fourth resistor. The differential low noise bias circuit according to claim 1, wherein:
前記差動用低雑音バイアス回路は、
第1抵抗と、
第2抵抗と、
前記第1抵抗の他方端に一方端が接続される第3抵抗と、
前記第2抵抗の他方端に一方端が接続される第4抵抗と、
ベース又はゲートに前記第3抵抗の他方端が接続される第1トランジスタと、
ベース又はゲートに前記第4抵抗の他方端が接続される第2トランジスタとを備え、
前記第1抵抗と前記第3抵抗との接続点、前記第2抵抗と前記第4抵抗との接続点、前記第1トランジスタのコレクタ又はドレイン、及び前記第2トランジスタのコレクタ又はドレインに、電圧供給点より接地素子を介して直流電圧が供給され、
前記差動信号処理回路が、前記第1抵抗及び第2抵抗の一方端からそれぞれ供給されるバイアス電流を用いて、所定の差動信号処理を実行する、差動信号処理装置。 A differential signal processing device including a differential low noise bias circuit that generates a low noise bias current and a differential signal processing circuit that executes predetermined differential signal processing,
The differential low noise bias circuit is:
A first resistor;
A second resistor;
A third resistor having one end connected to the other end of the first resistor;
A fourth resistor having one end connected to the other end of the second resistor;
A first transistor having the other end of the third resistor connected to a base or a gate;
A second transistor having the base or gate connected to the other end of the fourth resistor;
Voltage is supplied to a connection point between the first resistor and the third resistor, a connection point between the second resistor and the fourth resistor, a collector or drain of the first transistor, and a collector or drain of the second transistor. DC voltage is supplied from the point through the grounding element,
The differential signal processing device, wherein the differential signal processing circuit executes predetermined differential signal processing using a bias current supplied from one end of each of the first resistor and the second resistor.
ベース又はゲートに前記第1抵抗の一方端が接続され、かつエミッタ又はソースが高周波接地された第3トランジスタと、
ベース又はゲートに前記第2抵抗の一方端が接続され、かつエミッタ又はソースが高周波接地された第4トランジスタとを備え、
前記第3及び第4トランジスタは、ベース又はゲートにそれぞれ差動入力される信号を、コレクタ又はドレインから増幅して出力することを特徴とする、請求項14に記載の差動信号処理装置。 The differential signal processing circuit includes:
A third transistor in which one end of the first resistor is connected to the base or the gate and the emitter or the source is high-frequency grounded;
A fourth transistor having one end of the second resistor connected to the base or the gate and the emitter or source grounded at a high frequency,
15. The differential signal processing apparatus according to claim 14, wherein the third and fourth transistors amplify and output from the collector or drain a signal that is differentially input to a base or a gate, respectively.
ベース又はゲートに前記第1抵抗の一方端が接続され、かつコレクタ又はドレインが所定の電位に接続された第3トランジスタと、
ベース又はゲートに前記第2抵抗の一方端が接続され、かつコレクタ又はドレインが所定の電位に接続された第4トランジスタとを備え、
前記第3及び第4トランジスタは、ベース又はゲートにそれぞれ差動入力される信号を、エミッタ又はソースからインピーダンス変換して出力することを特徴とする、請求項14に記載の差動信号処理装置。 The differential signal processing circuit includes:
A third transistor having one end of the first resistor connected to a base or gate and a collector or drain connected to a predetermined potential;
A fourth transistor having one end of the second resistor connected to the base or the gate and the collector or drain connected to a predetermined potential;
15. The differential signal processing apparatus according to claim 14, wherein the third and fourth transistors output a signal differentially input to a base or a gate by impedance conversion from an emitter or a source, respectively.
ベース又はゲートに前記第1抵抗の一方端が接続された第3トランジスタと、
ベース又はゲートに前記第2抵抗の一方端が接続され、かつエミッタ又はソースが前記第3トランジスタのエミッタ又はソースと接続された第4トランジスタとを備え、
前記第3及び第4トランジスタは、エミッタ又はソースに第1の信号を入力し、ベース又はゲートに第2の信号をそれぞれ差動入力し、コレクタ又はドレインから第1の信号と第2の信号とをミキシングして出力することを特徴とする、請求項14に記載の差動信号処理装置。 The differential signal processing circuit includes:
A third transistor having one end of the first resistor connected to a base or a gate;
A fourth transistor having one end of the second resistor connected to a base or gate and an emitter or source connected to the emitter or source of the third transistor;
Each of the third and fourth transistors inputs a first signal to an emitter or a source, inputs a second signal to a base or a gate, and inputs a first signal and a second signal from a collector or a drain. The differential signal processing apparatus according to claim 14, wherein the signal is mixed and output.
ベース又はゲートに前記第2抵抗の一方端が接続された第5トランジスタと、
ベース又はゲートに前記第1抵抗の一方端が接続され、かつエミッタ又はソースが前記第5トランジスタのエミッタ又はソースと接続された第6トランジスタとをさらに備え、
前記第5及び第6トランジスタは、エミッタ又はソースに前記第1の信号を逆相で入力し、ベース又はゲートに第2の信号をそれぞれ差動入力し、コレクタ又はドレインから第1の信号と第2の信号とをミキシングして出力することを特徴とする、請求項17に記載の差動信号処理装置。 The differential signal processing circuit includes:
A fifth transistor having one end of the second resistor connected to a base or a gate;
A sixth transistor in which one end of the first resistor is connected to a base or a gate, and an emitter or a source is connected to an emitter or a source of the fifth transistor;
The fifth and sixth transistors input the first signal in reverse phase to the emitter or source, and differentially input the second signal to the base or gate, respectively. The differential signal processing apparatus according to claim 17, wherein the differential signal processing apparatus mixes and outputs the two signals.
ベース又はゲートに前記第1抵抗の一方端が接続され、かつエミッタ又はソースが高周波接地された第3トランジスタと、
ベース又はゲートに前記第2抵抗の一方端が接続され、かつエミッタ又はソースが高周波接地された第4トランジスタと、
前記第3トランジスタのベース又はゲートと前記第4トランジスタのコレクタ又はドレインとを接続する第1キャパシタと、
前記第4トランジスタのベース又はゲートと前記第3トランジスタのコレクタ又はドレインとを接続する第2キャパシタとを備え、
前記第3及び第4トランジスタは、エミッタ又はソースが高周波接地され、コレクタ又はドレインから発振した差動信号を出力することを特徴とする、請求項14に記載の差動信号処理装置。 The differential signal processing circuit includes:
A third transistor in which one end of the first resistor is connected to the base or the gate and the emitter or the source is high-frequency grounded;
A fourth transistor having one end of the second resistor connected to the base or the gate and the emitter or the source grounded at a high frequency;
A first capacitor connecting a base or gate of the third transistor and a collector or drain of the fourth transistor;
A second capacitor connecting the base or gate of the fourth transistor and the collector or drain of the third transistor;
15. The differential signal processing apparatus according to claim 14, wherein the third and fourth transistors have a high-frequency grounded emitter or source, and output a differential signal oscillated from a collector or drain.
前記第1抵抗と前記第3抵抗との接続点、及び前記第1トランジスタのコレクタ又はドレインと、前記電圧供給点とを接続する第5抵抗と、
前記第2抵抗と前記第4抵抗との接続点、及び前記第2トランジスタのコレクタ又はドレインと、前記電圧供給点とを接続する第6抵抗とで構成されることを特徴とする、請求項15に記載の差動信号処理装置。 The grounding element is
A connection point between the first resistor and the third resistor, and a fifth resistor connecting the collector or drain of the first transistor and the voltage supply point;
The connection point between the second resistor and the fourth resistor, and the sixth resistor that connects the collector or drain of the second transistor and the voltage supply point. The differential signal processing device according to 1.
前記第1トランジスタのコレクタ又はドレインと、前記電圧供給点とを接続する第5抵抗と、
前記第2トランジスタのコレクタ又はドレインと、前記電圧供給点とを接続する第6抵抗と、
ベース又はゲートが、前記第1トランジスタのコレクタ又はドレインと接続され、かつ、エミッタ又はソースが、前記第1抵抗と前記第3抵抗との接続点に接続される第5トランジスタと、
ベース又はゲートが、前記第2トランジスタのコレクタ又はドレインと接続され、かつ、エミッタ又はソースが、前記第2抵抗と前記第4抵抗との接続点に接続される第6トランジスタと、
前記第1トランジスタのコレクタ又はドレインとエミッタ又はソースとを接続する第1キャパシタと、
前記第2トランジスタのコレクタ又はドレインとエミッタ又はソースとを接続する第2キャパシタとで構成されることを特徴とする、請求項15に記載の差動信号処理装置。 The grounding element is
A fifth resistor connecting the collector or drain of the first transistor and the voltage supply point;
A sixth resistor connecting the collector or drain of the second transistor and the voltage supply point;
A fifth transistor having a base or gate connected to the collector or drain of the first transistor and an emitter or source connected to a connection point of the first resistor and the third resistor;
A sixth transistor whose base or gate is connected to the collector or drain of the second transistor, and whose emitter or source is connected to the connection point of the second resistor and the fourth resistor;
A first capacitor connecting a collector or drain and an emitter or source of the first transistor;
The differential signal processing device according to claim 15, comprising a second capacitor that connects a collector or drain of the second transistor and an emitter or source.
前記第1トランジスタのコレクタ又はドレイン、及び前記第2トランジスタのコレクタ又はドレインと、前記電圧供給点とを接続する第5抵抗と、
ベース又はゲートが、前記第1トランジスタのコレクタ又はドレインと接続され、かつ、エミッタ又はソースが、前記第1抵抗と前記第3抵抗との接続点に接続される第5トランジスタと、
ベース又はゲートが、前記第2トランジスタのコレクタ又はドレインと接続され、かつ、エミッタ又はソースが、前記第2抵抗と前記第4抵抗との接続点に接続される第6トランジスタとで構成されることを特徴とする、請求項15に記載の差動信号処理装置。 The grounding element is
A fifth resistor connecting the collector or drain of the first transistor and the collector or drain of the second transistor and the voltage supply point;
A fifth transistor having a base or gate connected to the collector or drain of the first transistor and an emitter or source connected to a connection point of the first resistor and the third resistor;
A base or a gate is connected to a collector or drain of the second transistor, and an emitter or a source is formed of a sixth transistor connected to a connection point between the second resistor and the fourth resistor. The differential signal processing device according to claim 15, characterized in that:
ベース又はゲートに所定の電位が接続され、エミッタ又はソースに前記第3トランジスタのコレクタ又はドレインが接続された第5トランジスタと、
ベース又はゲートに所定の電位が接続され、エミッタ又はソースに前記第4トランジスタのコレクタ又はドレインが接続された第6トランジスタとをさらに備え、
前記第3及び第4トランジスタのベース又はゲートにそれぞれ差動入力される信号が、前記第5及び第6トランジスタのコレクタ又はドレインから増幅して出力されることを特徴とする、請求項15に記載の差動信号処理装置。 The differential signal processing circuit includes:
A fifth transistor having a base or gate connected to a predetermined potential and an emitter or source connected to the collector or drain of the third transistor;
A sixth transistor in which a predetermined potential is connected to the base or the gate, and the collector or drain of the fourth transistor is connected to the emitter or the source;
16. The signal according to claim 15, wherein a signal differentially input to a base or gate of each of the third and fourth transistors is amplified and output from a collector or drain of the fifth and sixth transistors. Differential signal processing device.
前記第6トランジスタのコレクタ又はドレインと前記第4トランジスタのベース又はゲートとが第2の帰還回路を介して接続されていることを特徴とする、請求項15に記載の差動信号処理装置。 The collector or drain of the fifth transistor and the base or gate of the third transistor are connected via a first feedback circuit;
16. The differential signal processing apparatus according to claim 15, wherein a collector or drain of the sixth transistor and a base or gate of the fourth transistor are connected via a second feedback circuit.
請求項19に記載の差動信号処理装置を用いた第1の発振器と、
前記共用器から出力される受信信号を増幅する、請求項15に記載の差動信号処理装置を用いた第1の増幅器と、
前記第1の増幅器で増幅された受信出力を前記第1の発振器の信号で復調する、請求項18に記載の差動信号処理装置を用いた復調器と、
請求項19に記載の差動信号処理装置を用いた第2の発振器と、
送信信号を前記第2の発振器の信号で変調する、請求項18に記載の差動信号処理装置を用いた変調器と、
前記変調器から出力される送信信号を増幅して前記共用器に出力する、請求項15に記載の差動信号処理装置を用いた第2の増幅器とを備える、無線回路装置。 A duplexer sharing the antenna for transmission and reception;
A first oscillator using the differential signal processing device according to claim 19;
A first amplifier using the differential signal processing device according to claim 15, which amplifies a reception signal output from the duplexer;
The demodulator using the differential signal processing device according to claim 18, which demodulates the reception output amplified by the first amplifier with the signal of the first oscillator;
A second oscillator using the differential signal processing device according to claim 19;
The modulator using the differential signal processing device according to claim 18, which modulates a transmission signal with a signal of the second oscillator;
A radio circuit device comprising: a second amplifier using the differential signal processing device according to claim 15, which amplifies a transmission signal output from the modulator and outputs the amplified signal to the duplexer.
前記カプラで取り出された送信信号の電力レベルを検出するレベル検出回路と、
前記レベル検出回路で検出された電力レベルに応じて、前記第1の増幅器、前記第1の発振器及び前記復調器の消費電流を変化させる制御回路とをさらに備え、
前記制御回路は、前記レベル検出回路で検出された電力レベルが大きくなると、前記第1の増幅器、前記第1の発振器及び前記復調器の消費電流を増加させるように制御することを特徴とする、請求項36に記載の無線回路装置。 A coupler for extracting a part of the transmission signal output from the second amplifier;
A level detection circuit for detecting the power level of the transmission signal extracted by the coupler;
A control circuit that changes current consumption of the first amplifier, the first oscillator, and the demodulator according to the power level detected by the level detection circuit;
The control circuit controls the current consumption of the first amplifier, the first oscillator, and the demodulator to increase when the power level detected by the level detection circuit increases. The radio circuit device according to claim 36.
前記カプラで取り出された送信信号の電力レベルを検出するレベル検出回路と、
前記レベル検出回路で検出された電力レベルに応じて、前記第1の増幅器、前記第1の発振器及び前記復調器の消費電流を変化させる制御回路とをさらに備え、
前記制御回路は、前記レベル検出回路で検出された電力レベルが小さくなると、前記第1の増幅器、前記第1の発振器及び前記復調器の消費電流を減少させるように制御することを特徴とする、請求項36に記載の無線回路装置。 A coupler for extracting a part of the transmission signal output from the second amplifier;
A level detection circuit for detecting the power level of the transmission signal extracted by the coupler;
A control circuit that changes current consumption of the first amplifier, the first oscillator, and the demodulator according to the power level detected by the level detection circuit;
The control circuit controls the current consumption of the first amplifier, the first oscillator, and the demodulator to decrease when the power level detected by the level detection circuit decreases. The radio circuit device according to claim 36.
前記レベル検出回路で検出された電力レベルに応じて、前記第1の増幅器、前記第1の発振器及び前記復調器の消費電流を変化させる制御回路とをさらに備え、
前記制御回路は、前記レベル検出回路で検出された電力レベルが大きくなると、前記第1の増幅器、前記第1の発振器及び前記復調器の消費電流を増加させるように制御することを特徴とする、請求項36に記載の無線回路装置。 A level detection circuit for inputting a reception signal output from the first amplifier and detecting a power level of the reception signal;
A control circuit that changes current consumption of the first amplifier, the first oscillator, and the demodulator according to the power level detected by the level detection circuit;
The control circuit controls the current consumption of the first amplifier, the first oscillator, and the demodulator to increase when the power level detected by the level detection circuit increases. The radio circuit device according to claim 36.
前記レベル検出回路で検出された電力レベルに応じて、前記第1の増幅器、前記第1の発振器及び前記復調器の消費電流を変化させる制御回路とをさらに備え、
前記制御回路は、前記レベル検出回路で検出された電力レベルが小さくなると、前記第1の増幅器、前記第1の発振器及び前記復調器の消費電流を減少させるように制御することを特徴とする、請求項36に記載の無線回路装置。 A level detection circuit for inputting a reception signal output from the first amplifier and detecting a power level of the reception signal;
A control circuit that changes current consumption of the first amplifier, the first oscillator, and the demodulator according to the power level detected by the level detection circuit;
The control circuit controls the current consumption of the first amplifier, the first oscillator, and the demodulator to decrease when the power level detected by the level detection circuit decreases. The radio circuit device according to claim 36.
前記レベル検出回路で検出及び比較された電力レベル差に応じて、前記第1の増幅器、前記第1の発振器及び前記復調器の消費電流を変化させる制御回路とをさらに備え、
前記制御回路は、前記レベル検出回路で検出された電力レベル差が大きくなると、前記第1の増幅器、前記第1の発振器及び前記復調器の消費電流を増加させるように制御することを特徴とする、請求項36に記載の無線回路装置。 A level detection circuit that inputs a reception signal output from the first amplifier and a reception signal output from the demodulator, and detects and compares the power levels of the two reception signals;
A control circuit that changes current consumption of the first amplifier, the first oscillator, and the demodulator according to a power level difference detected and compared by the level detection circuit;
The control circuit controls the current consumption of the first amplifier, the first oscillator, and the demodulator to be increased when the power level difference detected by the level detection circuit becomes large. The radio circuit device according to claim 36.
前記レベル検出回路で検出及び比較された電力レベル差に応じて、前記第1の増幅器、前記第1の発振器及び前記復調器の消費電流を変化させる制御回路とをさらに備え、
前記制御回路は、前記レベル検出回路で検出された電力レベル差が小さくなると、前記第1の増幅器、前記第1の発振器及び前記復調器の消費電流を減少させるように制御することを特徴とする、請求項36に記載の無線回路装置。 A level detection circuit that inputs a reception signal output from the first amplifier and a reception signal output from the demodulator, and detects and compares the power levels of the two reception signals;
A control circuit that changes current consumption of the first amplifier, the first oscillator, and the demodulator according to a power level difference detected and compared by the level detection circuit;
The control circuit controls the current consumption of the first amplifier, the first oscillator, and the demodulator to be decreased when the power level difference detected by the level detection circuit is small. The radio circuit device according to claim 36.
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Cited By (8)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2007295436A (en) * | 2006-04-27 | 2007-11-08 | Kyocera Corp | Radio communication apparatus |
JP2009105810A (en) * | 2007-10-25 | 2009-05-14 | Fujitsu Ltd | Amplifying apparatus and bias circuit |
EP2063529A2 (en) | 2007-11-16 | 2009-05-27 | TDK Corporation | High frequency electronic component |
JP2009218649A (en) * | 2008-03-07 | 2009-09-24 | Tdk Corp | High frequency electronic component |
JP2010028810A (en) * | 2008-07-15 | 2010-02-04 | General Electric Co <Ge> | System and method for reducing flicker noises from cmos amplifiers |
JP2013093782A (en) * | 2011-10-27 | 2013-05-16 | Renesas Mobile Corp | Semiconductor integrated circuit, and reception device and radio communication terminal having the same |
JP2016058788A (en) * | 2014-09-05 | 2016-04-21 | 株式会社日立製作所 | High frequency integrated circuit and device employing the same |
CN113489476A (en) * | 2021-05-10 | 2021-10-08 | 东南大学 | Burst signal detection circuit without reset |
Citations (9)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS62149207A (en) * | 1985-12-24 | 1987-07-03 | Toshiba Corp | Current conversion circuit |
JPS6421418U (en) * | 1987-07-28 | 1989-02-02 | ||
JPH07183747A (en) * | 1993-12-22 | 1995-07-21 | Toshiba Corp | Bias circuit |
JPH11251852A (en) * | 1998-03-04 | 1999-09-17 | Kokusai Electric Co Ltd | Limiter amplifier |
JPH11251951A (en) * | 1998-03-04 | 1999-09-17 | Hitachi Ltd | Multi-band radio terminal equipment |
JPH11284444A (en) * | 1998-02-19 | 1999-10-15 | Samsung Electronics Co Ltd | Preamplifier circuit and preamplification method therefor |
JP2003529264A (en) * | 2000-03-28 | 2003-09-30 | コーニンクレッカ フィリップス エレクトロニクス エヌ ヴィ | Dynamic bias boost circuit for power amplifier |
JP2003283361A (en) * | 2002-03-22 | 2003-10-03 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Radio reception device, radio reception method, program, and medium |
JP2003289226A (en) * | 2002-03-28 | 2003-10-10 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Amplifier and frequency converter |
-
2005
- 2005-01-19 JP JP2005011845A patent/JP4536528B2/en not_active Expired - Fee Related
Patent Citations (9)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS62149207A (en) * | 1985-12-24 | 1987-07-03 | Toshiba Corp | Current conversion circuit |
JPS6421418U (en) * | 1987-07-28 | 1989-02-02 | ||
JPH07183747A (en) * | 1993-12-22 | 1995-07-21 | Toshiba Corp | Bias circuit |
JPH11284444A (en) * | 1998-02-19 | 1999-10-15 | Samsung Electronics Co Ltd | Preamplifier circuit and preamplification method therefor |
JPH11251852A (en) * | 1998-03-04 | 1999-09-17 | Kokusai Electric Co Ltd | Limiter amplifier |
JPH11251951A (en) * | 1998-03-04 | 1999-09-17 | Hitachi Ltd | Multi-band radio terminal equipment |
JP2003529264A (en) * | 2000-03-28 | 2003-09-30 | コーニンクレッカ フィリップス エレクトロニクス エヌ ヴィ | Dynamic bias boost circuit for power amplifier |
JP2003283361A (en) * | 2002-03-22 | 2003-10-03 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Radio reception device, radio reception method, program, and medium |
JP2003289226A (en) * | 2002-03-28 | 2003-10-10 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Amplifier and frequency converter |
Cited By (10)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2007295436A (en) * | 2006-04-27 | 2007-11-08 | Kyocera Corp | Radio communication apparatus |
JP4688722B2 (en) * | 2006-04-27 | 2011-05-25 | 京セラ株式会社 | Wireless communication device |
JP2009105810A (en) * | 2007-10-25 | 2009-05-14 | Fujitsu Ltd | Amplifying apparatus and bias circuit |
EP2063529A2 (en) | 2007-11-16 | 2009-05-27 | TDK Corporation | High frequency electronic component |
JP2009218649A (en) * | 2008-03-07 | 2009-09-24 | Tdk Corp | High frequency electronic component |
JP2010028810A (en) * | 2008-07-15 | 2010-02-04 | General Electric Co <Ge> | System and method for reducing flicker noises from cmos amplifiers |
JP2013093782A (en) * | 2011-10-27 | 2013-05-16 | Renesas Mobile Corp | Semiconductor integrated circuit, and reception device and radio communication terminal having the same |
JP2016058788A (en) * | 2014-09-05 | 2016-04-21 | 株式会社日立製作所 | High frequency integrated circuit and device employing the same |
CN113489476A (en) * | 2021-05-10 | 2021-10-08 | 东南大学 | Burst signal detection circuit without reset |
CN113489476B (en) * | 2021-05-10 | 2023-09-08 | 东南大学 | Burst signal detection circuit without resetting |
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