JP2005229225A - Analog/digital converter - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、アナログデジタル変換器に関する。本発明は特に、時分割共有しているアナログデジタル部分を含むアナログデジタル変換器に関する。 The present invention relates to an analog-digital converter. In particular, the present invention relates to an analog-to-digital converter including an analog-to-digital portion that is time-shared.
近年、携帯電話等の携帯機器に画像撮影機能、画像再生機能、動画撮影機能、および動画再生機能等、様々な付加機能が搭載されるようになってきている。これに伴い、アナログデジタル変換器(以下、「AD変換器」という。)の小型化や省電力化の要求が高まっている。そうしたAD変換器の形態として、循環型に構成されたサイクリックAD変換器が知られている(例えば、特許文献1参照)。特許文献1には、サイクリック型の変換部分を含む2ステージからなるAD変換器が開示されている。特許文献1には、サイクリック型の変換部分を含む2ステージからなるパイプライン型のAD変換器が開示されている。
上記特許文献1の第1図に示されたAD変換器の第1ステージには、並列型A/D変換器AD1およびD/A変換器DA1からなる系と並列にサンプルホールド回路S/H1が設けられている。この回路のアナログ入力信号は、このサンプルホールド回路S/H1で所定の期間保持される。
In the first stage of the AD converter shown in FIG. 1 of
しかしながら、サンプルホールド回路の構成要素にオペアンプが含まれるため、低電圧時にはサンプルホールド回路の出力電圧範囲が狭まる傾向にある。低電圧時にサンプルホールド回路の出力電圧範囲が狭まることに起因する歪等の特性劣化が大きくなり、AD変換器全体の特性が悪化するという問題がある。これに対し、サンプルホールド回路を除去してしまうと、そのタイミングのずれからAD変換回路の入力信号の電圧値とリファレンス電圧値との比較期間が短くなるか、増幅回路の増幅期間が短くなるという問題がある。増幅回路の増幅期間が短くなると、セトリングタイムを確保できない場合がある。 However, since an operational amplifier is included in the constituent elements of the sample-and-hold circuit, the output voltage range of the sample-and-hold circuit tends to narrow when the voltage is low. There is a problem that characteristic degradation such as distortion due to narrowing of the output voltage range of the sample-and-hold circuit becomes large at low voltage, and the characteristics of the entire AD converter deteriorate. On the other hand, if the sample and hold circuit is removed, the comparison period between the voltage value of the input signal of the AD conversion circuit and the reference voltage value is shortened due to the timing shift, or the amplification period of the amplifier circuit is shortened. There's a problem. If the amplification period of the amplifier circuit is shortened, the settling time may not be ensured.
本発明はこうした状況に鑑みなされたものであり、その目的は、時分割共有しているAD変換部分を含むアナログデジタル変換器において、他の構成素子の動作タイミングの変化に対しても、AD変換処理のための比較期間を十分確保する点にある。 The present invention has been made in view of such circumstances, and an object of the present invention is to perform AD conversion even when the operation timing of other components is changed in an analog-to-digital converter including an AD conversion portion shared in time division. This is to ensure a sufficient comparison period for processing.
本発明のある態様は、アナログデジタル変換器である。このアナログデジタル変換器は、入力されるアナログ信号を所定ビット数のデジタル値に変換するAD変換回路と、AD変換回路を構成している電圧比較素子に、アナログ信号の電圧値と所定のリファレンス電圧値とを切り替えて入力する入力切替回路と、を有し、入力切替回路は、他の構成素子の動作タイミングに応じて、アナログ信号の電圧値とリファレンス電圧値とを切り替える。 One embodiment of the present invention is an analog-digital converter. This analog-digital converter includes an AD conversion circuit that converts an input analog signal into a digital value having a predetermined number of bits, and a voltage comparison element that constitutes the AD conversion circuit. An input switching circuit that switches between values and inputs, and the input switching circuit switches between the voltage value of the analog signal and the reference voltage value in accordance with the operation timing of other components.
本態様によれば、AD変換回路に入力される電圧が、常に入力電圧値、リファレンス電圧値の順番ではなく、その逆の入力順番も行うことができる。他の構成素子の動作タイミング、例えば入力電圧値のサンプリング順番等に対応して、これらの入力順番を使い分けることにより、AD変換回路を構成している電圧比較素子の比較期間を確保することができる。よって、各構成素子が規則的動作となり、クロック信号の生成も容易になる。 According to this aspect, the voltage input to the AD conversion circuit is not always in the order of the input voltage value and the reference voltage value, and the reverse input order can also be performed. By properly using these input orders corresponding to the operation timing of other constituent elements, for example, the sampling order of input voltage values, it is possible to ensure the comparison period of the voltage comparison elements constituting the AD converter circuit. . Therefore, each component element operates regularly, and the generation of the clock signal is facilitated.
本発明の別の態様もまた、アナログデジタル変換器である。このアナログデジタル変換器は、入力アナログ信号を所定ビット数のデジタル値に変換するAD変換回路と、AD変換回路の出力をアナログ信号に変換するDA変換回路と、入力アナログ信号からDA変換回路の出力アナログ信号を減算する減算回路と、減算回路の出力を増幅する増幅回路と、AD変換回路を構成している電圧比較素子に、入力アナログ信号の電圧値と所定のリファレンス電圧値とを切り替えて入力する入力切替回路と、を有し、入力切替回路は、増幅回路の動作タイミングに応じて、アナログ信号の電圧値とリファレンス電圧値とを切り替える。 Another aspect of the present invention is also an analog-digital converter. The analog-digital converter includes an AD conversion circuit that converts an input analog signal into a digital value having a predetermined number of bits, a DA conversion circuit that converts an output of the AD conversion circuit into an analog signal, and an output from the input analog signal to the DA conversion circuit. The voltage value of the input analog signal and the predetermined reference voltage value are switched and input to the subtractor circuit that subtracts the analog signal, the amplifier circuit that amplifies the output of the subtractor circuit, and the voltage comparison element that constitutes the AD converter circuit. The input switching circuit switches between the voltage value of the analog signal and the reference voltage value according to the operation timing of the amplifier circuit.
本態様によれば、AD変換回路に入力される電圧が、常に入力電圧値、リファレンス電圧値の順番ではなく、その逆の入力順番も行うことができる。増幅回路の動作タイミング、即ちオートゼロ期間と増幅期間の順番等に対応して、これらの入力順番を使い分けることにより、AD変換回路を構成している電圧比較素子の比較期間を確保することができる。また、増幅回路の増幅期間も確保することができる。よって、各構成素子が規則的動作となり、クロック信号の生成も容易になる。 According to this aspect, the voltage input to the AD conversion circuit is not always in the order of the input voltage value and the reference voltage value, and the reverse input order can also be performed. By properly using these input orders corresponding to the operation timing of the amplifier circuit, that is, the order of the auto-zero period and the amplification period, it is possible to secure the comparison period of the voltage comparison elements constituting the AD converter circuit. In addition, the amplification period of the amplifier circuit can be secured. Therefore, each component element operates regularly, and the generation of the clock signal is facilitated.
本発明の別の態様もまた、アナログデジタル変換器である。このアナログデジタル変換器は、入力アナログ信号を所定ビット数のデジタル値に変換するAD変換回路と、AD変換回路の出力をアナログ信号に変換するDA変換回路と、入力アナログ信号からDA変換回路の出力アナログ信号を減算する減算回路と、減算回路の出力を増幅する増幅回路と、AD変換回路を構成している電圧比較素子に、入力アナログ信号の電圧値と所定のリファレンス電圧値とを切り替えて入力する入力切替回路と、入力と減算回路との間に設けられ、入力アナログ信号をサンプルホールドするサンプルホールド回路と、入力と減算回路との間の経路を、直接経路とサンプルホールド経由経路のどちらかに切り替えるスイッチと、を有し、入力切替回路は、スイッチが直接経路を選択している期間、リファレンス電圧値を先に、入力アナログ信号の電圧値を後に入力する。 Another aspect of the present invention is also an analog-digital converter. The analog-digital converter includes an AD conversion circuit that converts an input analog signal into a digital value having a predetermined number of bits, a DA conversion circuit that converts an output of the AD conversion circuit into an analog signal, and an output from the input analog signal to the DA conversion circuit. The voltage value of the input analog signal and the predetermined reference voltage value are switched and input to the subtractor circuit that subtracts the analog signal, the amplifier circuit that amplifies the output of the subtractor circuit, and the voltage comparison element that constitutes the AD converter circuit. Provided between the input switching circuit, the input and the subtraction circuit, the sample hold circuit that samples and holds the input analog signal, and the path between the input and the subtraction circuit, either the direct path or the path via the sample hold The input switching circuit has a reference voltage value during a period in which the switch directly selects a path. Previously, it is input after the voltage value of the input analog signal.
本態様によれば、AD変換回路を構成している電圧比較素子に、スイッチが直接経路を選択している期間、リファレンス電圧値が先に、入力アナログ信号の電圧値が後に入力される。これにより、入力アナログ信号の電圧値を先に入力した場合に起きる、電圧比較素子の比較期間の短縮、増幅回路の無駄な期間を防止することができる。 According to this aspect, the reference voltage value is input first and the voltage value of the input analog signal is input later to the voltage comparison element constituting the AD conversion circuit while the switch directly selects the path. As a result, it is possible to prevent the comparison period of the voltage comparison element and the useless period of the amplifier circuit, which occur when the voltage value of the input analog signal is input first.
本発明の別の態様もまた、アナログデジタル変換器である。このアナログデジタル変換器は、パイプライン型またはサイクリック型のアナログデジタル変換器であって、入力されるアナログ信号を所定ビット数のデジタル値に変換するAD変換回路と、AD変換回路の出力をアナログ信号に変換するDA変換回路と、入力されるアナログ信号からDA変換回路の出力アナログ信号を減算する減算回路と、減算回路の出力を増幅する増幅回路と、AD変換回路を構成している電圧比較素子に、入力されるアナログ信号の電圧値と所定のリファレンス電圧値とを切り替えて入力する入力切替回路と、を有し、入力切替回路は、前段からの入力信号の電圧値、後段からフィードバックされる入力信号の電圧値およびリファレンス電圧値を増幅回路の動作タイミングに応じて、切り替える。 Another aspect of the present invention is also an analog-digital converter. This analog-digital converter is a pipeline-type or cyclic-type analog-digital converter, which converts an input analog signal into a digital value of a predetermined number of bits, and outputs the output of the AD conversion circuit as an analog signal. Voltage comparison that constitutes an AD converter circuit, a DA converter circuit that converts the signal, a subtractor circuit that subtracts the output analog signal of the DA converter circuit from the input analog signal, an amplifier circuit that amplifies the output of the subtractor circuit The element has an input switching circuit for switching and inputting a voltage value of an input analog signal and a predetermined reference voltage value, and the input switching circuit is fed back from the voltage value of the input signal from the previous stage and from the subsequent stage. The input signal voltage value and the reference voltage value are switched according to the operation timing of the amplifier circuit.
本態様によれば、AD変換回路に入力される複数の入力電圧値、リファレンス電圧値の入力順番に関して、入力の種類によって、入力電圧値、リファレンス電圧値の入力順番とその逆の入力順番とを用いることができる。増幅回路の動作タイミング、即ちオートゼロ期間と増幅期間の順番等に対応して、これらの入力順番を使い分けることにより、AD変換回路を構成している電圧比較素子の比較期間を確保することができる。また、増幅回路の増幅期間も確保することができる。よって、各構成素子が規則的動作となり、クロック信号の生成も容易になる。 According to this aspect, regarding the input order of a plurality of input voltage values and reference voltage values input to the AD converter circuit, depending on the type of input, the input order of the input voltage value and the reference voltage value and the reverse input order are determined. Can be used. By properly using these input orders corresponding to the operation timing of the amplifier circuit, that is, the order of the auto-zero period and the amplification period, it is possible to secure the comparison period of the voltage comparison elements constituting the AD converter circuit. In addition, the amplification period of the amplifier circuit can be secured. Therefore, each component element operates regularly, and the generation of the clock signal is facilitated.
入力切替回路は、前段からの入力信号の電圧値、該入力信号用の第1リファレンス電圧値、後段からフィードバックされる入力信号の電圧値および該入力信号用の第2リファレンス電圧値を増幅回路の動作タイミングに応じて、切り替えるとよい。これによれば、量子化レベルが異なる入力電圧値に対しても、対応することができる。 The input switching circuit includes the voltage value of the input signal from the previous stage, the first reference voltage value for the input signal, the voltage value of the input signal fed back from the subsequent stage, and the second reference voltage value for the input signal of the amplifier circuit. It may be switched according to the operation timing. According to this, it is possible to cope with input voltage values having different quantization levels.
なお、以上の構成要素の任意の組合せや、本発明の構成要素や表現を方法、装置、システムなどの間で相互に置換したものもまた、本発明の態様として有効である。 Note that any combination of the above-described constituent elements, and those in which the constituent elements and expressions of the present invention are mutually replaced between methods, apparatuses, systems, and the like are also effective as an aspect of the present invention.
本発明によれば、時分割共有しているAD変換部分を含むアナログデジタル変換器において、他の構成素子の動作タイミングの変化に対しても、AD変換処理のための比較期間を十分確保することができる。 According to the present invention, in an analog-to-digital converter including an AD conversion portion shared in time division, a sufficient comparison period for AD conversion processing can be ensured even with respect to a change in operation timing of other components. Can do.
まず、本発明の基本概念について説明する。図1は、本発明のAD変換器の基本概念を説明するための部分回路図である。入力アナログ信号Vinは、第1スイッチSW1がオフのとき、第1増幅回路11およびAD変換回路12に入力される。また、入力アナログ信号Vinは、第1スイッチSW1がオンのとき、当該第1スイッチSW1を介して減算回路14と、AD変換回路12とに入力される。 First, the basic concept of the present invention will be described. FIG. 1 is a partial circuit diagram for explaining the basic concept of the AD converter of the present invention. The input analog signal Vin is input to the first amplifier circuit 11 and the AD conversion circuit 12 when the first switch SW1 is off. The input analog signal Vin is input to the subtraction circuit 14 and the AD conversion circuit 12 via the first switch SW1 when the first switch SW1 is on.
第1増幅回路11は、入力アナログ信号Vinをサンプルホールドして、減算回路14に出力する。第1増幅回路11の増幅率は1倍であり、サンプルホールド回路として機能する。AD変換回路12は、入力されるアナログ信号をデジタル値に変換し、所定ビットを取り出す。取り出したデジタル値は、図示しないエンコーダおよびDA変換回路13に入力される。DA変換回路13は、AD変換回路12により変換されたデジタル値をアナログ値に変換する。減算回路14は、第1スイッチSW1および第1増幅回路11を介して入力されるアナログ信号から、DA変換回路13の出力アナログ信号を減算する。第2増幅回路15は、減算回路14の出力アナログ信号を2倍に増幅して、後段に出力する。第2増幅回路15の増幅率は、任意であり2倍に限るものではない。
The first amplifier circuit 11 samples and holds the input analog signal Vin and outputs it to the subtraction circuit 14. The amplification factor of the first amplifier circuit 11 is 1 and functions as a sample hold circuit. The AD conversion circuit 12 converts an input analog signal into a digital value and extracts a predetermined bit. The extracted digital value is input to an encoder (not shown) and the
AD変換回路12は、変換するビット数に対応して、複数の電圧比較素子が設けられている。当該電圧比較素子には、入力アナログ信号Vinとリファレンス電圧Vrefとが選択的に入力される。当該電圧比較素子は、入力アナログ信号Vinがリファレンス電圧Vrefより大きいか小さいかにより、デジタル値を出力する。入力切替回路16は、入力アナログ信号Vinおよびリファレンス電圧Vrefの上記電圧比較素子への入力タイミングを制御する。
The AD conversion circuit 12 is provided with a plurality of voltage comparison elements corresponding to the number of bits to be converted. An input analog signal Vin and a reference voltage Vref are selectively input to the voltage comparison element. The voltage comparison element outputs a digital value depending on whether the input analog signal Vin is larger or smaller than the reference voltage Vref. The
このように、図1のAD変換器の減算回路14には、第1スイッチSW1を介した入力アナログ信号Vinおよび第1増幅回路11の出力アナログ信号の両方を入力することができる。第1増幅回路11を構成しているオペアンプには出力電圧範囲が存在し、低電圧化するとその範囲が狭くなる。第1増幅回路11を挿入しなければ、信号誤差は生じないが、そのまま除去すれば、タイミングが狂う可能性がある。このような回路は、試作品等で使用することができ、第1増幅回路11を設ける場合と設けない場合との両方の特性を比較することができる。より具体的にはテストモードやアプリケーションの切り替え等に使用可能である。 As described above, both the input analog signal Vin via the first switch SW1 and the output analog signal of the first amplifier circuit 11 can be input to the subtracting circuit 14 of the AD converter of FIG. The operational amplifier constituting the first amplifier circuit 11 has an output voltage range, and the range becomes narrower when the voltage is lowered. If the first amplifier circuit 11 is not inserted, a signal error does not occur, but if it is removed as it is, there is a possibility that the timing will be out of order. Such a circuit can be used in a prototype or the like, and the characteristics of both the case where the first amplifier circuit 11 is provided and the case where the first amplifier circuit 11 is not provided can be compared. More specifically, it can be used for test mode and application switching.
次に、図1のAD変換器の動作例について説明する。図2は、図1のAD変換器の動作例を示すタイミングチャートである。図において、第1スイッチSW1は、クロック信号CLKの1周期ごとにオンオフが切り替わる。第1スイッチSW1がオフのときにおいて、クロック信号CLKがハイの期間に、入力アナログ信号Vinは、第1増幅回路11およびAD変換回路12にサンプリングされる。入力切替回路16は、入力アナログ信号Vinを選択して、AD変換回路12に入力する。第1増幅回路11およびAD変換回路12は、クロック信号CLKがハイの期間、オートゼロ状態となる。オートゼロ期間は出力をしていない。第2増幅回路15は、前クロックの信号を増幅して出力している。この期間には、リファレンス電圧Vrefが入力されている。
Next, an operation example of the AD converter in FIG. 1 will be described. FIG. 2 is a timing chart showing an operation example of the AD converter of FIG. In the figure, the first switch SW1 is turned on / off every cycle of the clock signal CLK. When the first switch SW1 is off, the input analog signal Vin is sampled by the first amplifier circuit 11 and the AD conversion circuit 12 during a period when the clock signal CLK is high. The
次に、第1スイッチSW1がオフのときにおいて、クロック信号CLKがローの期間に、第1増幅回路11は、入力アナログ信号Vinをサンプルホールドする。AD変換回路12は、入力アナログ信号Vinとリファレンス電圧Vrefとを比較し、変換動作を行う。入力切替回路16は、リファレンス電圧Vrefを選択して、AD変換回路12に入力している。第2増幅回路15は、オートゼロ状態であり、第1増幅回路11の出力が入力されている。
Next, when the first switch SW1 is off, the first amplifier circuit 11 samples and holds the input analog signal Vin during a period in which the clock signal CLK is low. The AD conversion circuit 12 compares the input analog signal Vin with the reference voltage Vref and performs a conversion operation. The
第1スイッチSW1がオンのときにおいて、第1増幅回路11はオフとなる。クロック信号CLKがハイの期間、AD変換回路12は、オートゼロ状態であり、リファレンス電圧Vrefが入力されている。入力切替回路16は、リファレンス電圧Vrefを選択して、AD変換回路12に入力する。第2増幅回路15は、前クロックに入力された信号を増幅して出力している。この期間には、リファレンス電圧Vrefが入力されている。
When the first switch SW1 is on, the first amplifier circuit 11 is off. During the period when the clock signal CLK is high, the AD conversion circuit 12 is in the auto-zero state, and the reference voltage Vref is input. The
次に、第1スイッチSW1がオンのときにおいて、クロック信号CLKがローの期間に、入力アナログ信号Vinは、第2増幅回路15およびAD変換回路12にサンプリングされる。AD変換回路12は、リファレンス電圧Vrefと入力アナログ信号Vinとを比較し、変換動作を行う。入力切替回路16は、入力アナログ信号Vinを選択して、AD変換回路12に入力している。第2増幅回路15は、オートゼロ状態であり、入力アナログ信号Vinが入力されている。
Next, when the first switch SW1 is on, the input analog signal Vin is sampled by the second amplifier circuit 15 and the AD conversion circuit 12 during a period when the clock signal CLK is low. The AD conversion circuit 12 compares the reference voltage Vref with the input analog signal Vin and performs a conversion operation. The
図3は、図1のAD変換器の比較動作例を示すタイミングチャートである。図において、第1スイッチSW1は、クロック信号CLKの1周期ごとにオンオフが切り替わる。第1スイッチSW1がオフのときの動作は、図2の説明と同様である。 FIG. 3 is a timing chart showing a comparative operation example of the AD converter of FIG. In the figure, the first switch SW1 is turned on / off every cycle of the clock signal CLK. The operation when the first switch SW1 is OFF is the same as described in FIG.
第1スイッチSW1がオンのときにおいて、第1増幅回路11はオフとなる。クロック信号CLKがハイの期間、第2増幅回路15は、前クロックに入力された信号を増幅して出力している。この期間には、リファレンス電圧Vrefが入力されている。AD変換回路12は、オートゼロ状態であり、入力アナログ信号Vinが入力されている。入力切替回路16は、入力アナログ信号Vinを選択して、AD変換回路12に入力する。
When the first switch SW1 is on, the first amplifier circuit 11 is off. While the clock signal CLK is high, the second amplifier circuit 15 amplifies and outputs the signal input to the previous clock. During this period, the reference voltage Vref is input. The AD conversion circuit 12 is in an auto-zero state, and the input analog signal Vin is input. The
次に、第1スイッチSW1がオンのときにおいて、クロック信号CLKがローの期間に、第2増幅回路15に入力アナログ信号Vinが入力されなければならない。したがって、この期間にもAD変換回路12に入力アナログ信号Vinが入力される。しかしながら、この期間に、AD変換回路12にはリファレンス電圧Vrefが入力されなければならない。したがって、入力切替回路16は、この期間の途中で入力アナログ信号Vinからリファレンス電圧Vrefに切り替える。AD変換回路12は、リファレンス電圧Vrefに入力が切り替わった以降に比較動作を行う。第2増幅回路15には、このリファレンス電圧Vrefに切り替わった期間から入力アナログ信号Vinが入力されなくなり、非動作期間となる。
Next, when the first switch SW1 is on, the input analog signal Vin must be input to the second amplifier circuit 15 while the clock signal CLK is low. Accordingly, the input analog signal Vin is also input to the AD conversion circuit 12 during this period. However, the reference voltage Vref must be input to the AD conversion circuit 12 during this period. Therefore, the
この比較動作例において、入力切替回路16は、AD変換回路12がオートゼロ状態のとき、入力アナログ信号Vinのみを入力している。一方、図2の動作例において、入力切替回路16は、AD変換回路12がオートゼロ状態のとき、入力アナログ信号Vinを入力する場合とリファレンス電圧Vrefを入力する場合がある。この相違点により、図3の第2増幅回路15は、図中のT1の期間が無駄となる。また、AD変換回路12は、それに対応して比較時間が短くなる。さらに、異なる周期の複数のクロック信号が必要となる。一方、図2の第1増幅回路11、第2増幅回路15およびAD変換回路12は、第1スイッチSW1に対して規則的な動作をする。よって、クロック作成も容易である。
In this comparative operation example, the
次に、上述した基本構成を利用したAD変換器の例について説明する。図4は、実施形態におけるAD変換器の構成を示す図である。本実施形態は、2ステージのサイクリック型のAD変換部分からなるパイプライン型のAD変換器の例である。第1ステージで上位4ビット(D9〜D6)および最下位2ビット(D1〜D0)を変換し、第2ステージで中位ビット(D5〜D2)を変換する。 Next, an example of an AD converter using the basic configuration described above will be described. FIG. 4 is a diagram illustrating a configuration of the AD converter according to the embodiment. The present embodiment is an example of a pipeline type AD converter including a two-stage cyclic AD conversion portion. In the first stage, the upper 4 bits (D9 to D6) and the least significant 2 bits (D1 to D0) are converted, and in the second stage, the intermediate bits (D5 to D2) are converted.
このAD変換器において、入力アナログ信号Vinは、第1スイッチSW21を介して、第1AD変換回路22に入力される。第1AD変換回路22は、入力されたアナログ信号を最大4ビットのデジタル値に変換して、図示しないエンコーダおよび第1DA変換回路23に出力する。第1DA変換回路23は、第1AD変換回路22から出力された最大4ビットのデジタル値をアナログ信号に変換する。
In this AD converter, the input analog signal Vin is input to the first
第1減算回路24は、入力アナログ値から、第1DA変換回路23の出力アナログ値を減算する。第2増幅回路25は、第1減算回路24の出力を増幅して、第3スイッチSW23を介して第3増幅回路27および第2AD変換回路28へ出力する。その増幅率は2倍である。なお、第1減算回路24および第2増幅回路25は、一体化した減算増幅回路であってもよい。入力切替回路26は、2種類のアナログ信号と、2種類のリファレンス電圧Vrefとを切り替えて、第1AD変換回路22を構成している電圧比較素子に供給する。第1AD変換回路22が上位4ビット(D9〜D6)を変換する際に供給するリファレンス電圧Vref1と、最下位2ビット(D1〜D0)を変換する際に供給するリファレンス電圧Vref2との比は、2:1である。即ち、最下位2ビット(D1〜D0)を変換する際には1/2のリファレンス電圧Vref2が供給される。
The first subtraction circuit 24 subtracts the output analog value of the first
第2AD変換回路28は、入力されたアナログ信号を最大2ビットのデジタル値に変換して、図示しないエンコーダおよび第2DA変換回路29に出力する。第2DA変換回路29は、第2AD変換回路28から出力された最大2ビットのデジタル値をアナログ信号に変換する。
The second
第3増幅回路27は、入力されたアナログ信号を2倍に増幅して第2減算回路30に出力する。第2減算回路30は、第3増幅回路27が出力するアナログ値から、第2DA変換回路29から出力されたアナログ値を減算する。ここで、第2DA変換回路29から出力されたアナログ値は、第3増幅回路27の増幅率に対応して、実質2倍に増幅されている。第4増幅回路31は、第2減算回路30の出力を増幅して、第4スイッチSW24を介して第3増幅回路27および第2AD変換回路28、または第3スイッチSW23を介して第1AD変換回路22へフィードバックする。その増幅率は2倍である。なお、第2減算回路30および第3増幅回路27は、一体化した減算増幅回路であってもよい。
The
入力切替回路26の切り替え制御について説明する。図5は、入力切替回路26の第1構成例を示す図である。入力切替回路26は、第1AD変換回路22のVIN入力端子とVREF端子に4種類の電圧を入力する。入力切替回路26は、4つのスイッチSW61〜64を備える。Vin1用スイッチSW61は、入力アナログ信号Vin1のVIN端子への入力をオンオフするためのスイッチであり、NOT回路61bを備え、論理が反転するスイッチである。Vin2用スイッチSW62は、入力アナログ信号Vin2のVIN端子への入力をオンオフするためのスイッチであり、NOT回路62bを備え、論理が反転するスイッチである。Vref1用スイッチSW63は、第1リファレンス電圧Vref1のVREF端子への入力をオンオフするためのスイッチであり、NOT回路63bを備え、論理が反転するスイッチである。Vref2用スイッチSW64は、第2リファレンス電圧Vref2のVREF端子への入力をオンオフするためのスイッチであり、NOT回路64bを備え、論理が反転するスイッチである。
The switching control of the
Vin1用スイッチSW61には、NAND回路61が接続される。Vin2用スイッチSW62には、NAND回路62が接続され、NAND回路62の信号Aが入力される端子にNOT回路62cが接続される。Vref1用スイッチSW63には、NAND回路63が接続され、NAND回路63の信号Bが入力される端子にNOT回路63cが接続される。Vref2用スイッチSW64には、NAND回路64が接続され、NAND回路64の両方の端子にNOT回路64c,dが接続される。
A NAND circuit 61 is connected to the switch SW61 for Vin1. A
図6は、入力切替回路26の第1構成例の制御信号を示す図である。信号Aがハイで信号Bがハイのとき、Vin1用スイッチSW61のみがオンし、入力アナログ信号Vin1がVIN端子に入力される。信号Aがハイで信号Bがローのとき、Vref1用スイッチSW63のみがオンし、第1リファレンス電圧Vref1がVREF端子に入力される。信号Aがローで信号Bがローのとき、Vref2用スイッチSW64のみがオンし、第2リファレンス電圧Vref2がVREF端子に入力される。信号Aがローで信号Bがハイのとき、Vin2用スイッチSW62のみがオンし、入力アナログ信号Vin2がVIN端子に入力される。そして、入力切替回路26は、このような順番で第1AD変換回路22に4種類の電圧を入力する。
FIG. 6 is a diagram illustrating a control signal of the first configuration example of the
次に、入力切替回路26の他の切り替え制御について説明する。この例は、リファレンス電圧Vrefが1種類の場合である。第4増幅回路31の増幅率を4倍に設定すれば、上位4ビット(D9〜D6)および最下位2ビット(D1〜D0)を変換する場合に同一のリファレンス電圧Vrefを使用することができる。図7は、入力切替回路26の第2構成例を示す図である。入力切替回路26は、第1AD変換回路22のVIN入力端子とVREF端子に3種類の電圧を入力する。入力切替回路26は、3つのスイッチSW61〜63を備える。Vin1用スイッチSW61は、入力アナログ信号Vin1のVIN端子への入力をオンオフするためのスイッチであり、NOT回路61bを備え、論理が反転するスイッチである。Vin2用スイッチSW62は、入力アナログ信号Vin2のVIN端子への入力をオンオフするためのスイッチであり、NOT回路62bを備え、論理が反転するスイッチである。Vref用スイッチSW63は、リファレンス電圧VrefのVREF端子への入力をオンオフするためのスイッチであり、NOT回路63bを備え、論理が反転するスイッチである。
Next, another switching control of the
Vin1用スイッチSW61には、NAND回路61が接続される。Vin2用スイッチSW62には、NAND回路62が接続され、NAND回路62の信号Bが入力される端子にNOT回路62cが接続される。Vref用スイッチSW63には、信号Bの反転出力が入力される。
A NAND circuit 61 is connected to the switch SW61 for Vin1. A
図8は、入力切替回路26の第2構成例の制御信号を示す図である。信号Aがハイで信号Bがハイのとき、Vin1用スイッチSW61のみがオンし、入力アナログ信号Vin1がVIN端子に入力される。信号Aがハイで信号Bがローのとき、および信号Aがローで信号BがローのときVref用スイッチSW63のみがオンし、リファレンス電圧VrefがVREF端子に入力される。信号Aがローで信号Bがハイのとき、Vin2用スイッチSW62のみがオンし、入力アナログ信号Vin2がVIN端子に入力される。そして、入力切替回路26は、このような順番で第1AD変換回路22に3種類の電圧を入力する。
FIG. 8 is a diagram illustrating a control signal of the second configuration example of the
次に、本実施形態におけるAD変換器の動作について説明する。図9は、実施形態におけるAD変換器の動作を示すタイミングチャートである。図の上位の3つの信号波形は、第1クロック信号CLK1、第2クロック信号CLK2およびスイッチ信号CLKSを示す。第2クロック信号CLK2の周波数は、第1クロック信号CLK1の周波数の2倍である。 Next, the operation of the AD converter in this embodiment will be described. FIG. 9 is a timing chart illustrating the operation of the AD converter according to the embodiment. The upper three signal waveforms in the figure show the first clock signal CLK1, the second clock signal CLK2, and the switch signal CLKS. The frequency of the second clock signal CLK2 is twice the frequency of the first clock signal CLK1.
第1クロック信号CLK1のローからハイへの立ち上がり時に入力アナログ信号Vinは、サンプリングされる。第2増幅回路25は、第1クロック信号CLK1および第2クロック信号CLK2がハイのときに入力アナログ信号Vinをサンプルホールドし、半クロック期間オートゼロ動作をする。次の第2クロック信号CLK2がハイのときから1周期間、増幅する。この期間には、第1減算回路24の出力アナログ信号が入力される。
The input analog signal Vin is sampled when the first clock signal CLK1 rises from low to high. The
第1AD変換回路22は、第2クロック信号CLK2がハイのときにオートゼロ動作をし、第2クロック信号CLK2がローのときに変換動作をする。第2クロック信号CLK2の最初のローのときにデジタル値D9〜D6を出力し、次のローのときにデジタル値D1〜0を出力し、以下これを繰り返す。入力切替回路26は、第2クロック信号CLK2の最初のハイのときに入力アナログ信号Vin(図中Vin1と表す)を入力し、次のローのときにリファレンス電圧Vrefを入力し、次のハイのときにリファレンス電圧Vrefを入力し、次のローのときに第4増幅回路31の出力アナログ信号(図中Vin2と表す)を入力する。なお、2つのリファレンス電圧Vref1,Vref2を使用する場合は、Vin1→Vref1→Vref2→Vin2の順番で入力する。以降これを繰り返す。第1DA変換回路23は、第1クロック信号CLK1がローのときに変換動作をして第1減算回路24に出力し、第1クロック信号CLK1がハイのときは不定状態となる。
The first
第3増幅回路27は、入力されたアナログ信号を第2クロック信号CLK2がハイのときに増幅し、第2クロック信号CLK2がローのときにオートゼロ動作をする。第4増幅回路31は、第2クロック信号CLK2がローのときに第2減算回路30の出力を増幅し、第2クロック信号CLK2がハイのときにオートゼロ動作をする。第2AD変換回路28は、第2クロック信号CLK2がハイのときに変換動作をし、第2クロック信号CLK2がローのときにオートゼロ動作をする。第2DA変換回路29は、第2クロック信号CLK2がローのときに変換動作をし、第2クロック信号CLK2がハイのときは不定状態となる。
The
第1スイッチSW21は、第1クロック信号CLK1がローのときにオンされ、第1クロック信号CLK1がハイのときにオフされる。第2スイッチSW22は、第1クロック信号CLK1がハイのときにオンされ、第1クロック信号CLK1がローのときにオフされる。第3スイッチSW23は、スイッチ信号CLKSがハイのときにオンされ、スイッチ信号CLKSがローのときにオフされる。第4スイッチSW24は、スイッチ信号CLKSがローのときにオンされ、スイッチ信号CLKSがハイのときにオフされる。 The first switch SW21 is turned on when the first clock signal CLK1 is low, and is turned off when the first clock signal CLK1 is high. The second switch SW22 is turned on when the first clock signal CLK1 is high, and is turned off when the first clock signal CLK1 is low. The third switch SW23 is turned on when the switch signal CLKS is high, and is turned off when the switch signal CLKS is low. The fourth switch SW24 is turned on when the switch signal CLKS is low and turned off when the switch signal CLKS is high.
これに対して、入力切替回路26がVin1→Vref1→Vin2→Vref2の順番で第1AD変換回路22に電圧を入力すると、図3の比較動作例に示したものと同様に、第1AD変換回路22を構成している電圧比較素子の比較期間が短くなる。また、クロック信号も複雑になる。
On the other hand, when the
こうしたパイプライン処理により、AD変換器全体としては第1クロック信号CLK1を基準として1周期に1回、10ビットのデジタル値を出力することができる。 By such pipeline processing, the AD converter as a whole can output a 10-bit digital value once per cycle with reference to the first clock signal CLK1.
以上、本発明を実施の形態をもとに説明した。この実施の形態は例示であり、その各構成要素や各処理プロセスの組合せにいろいろな変形例が可能である。また、そうした変形例も本発明の範囲にあることは当業者に理解されるところである。 The present invention has been described based on the embodiments. This embodiment is an exemplification, and various modifications can be made to combinations of each component and each processing process. Those skilled in the art will appreciate that such modifications are also within the scope of the present invention.
上記実施形態に記載したAD変換回路の変換ビット数とその配分、増幅回路の増幅率等のパラメータは一例に過ぎず、変形例においてはこれらのパラメータに他の数値を採用してもよい。 The parameters such as the number of conversion bits of the AD conversion circuit and the distribution thereof, the amplification factor of the amplification circuit, and the like described in the above embodiment are merely examples, and other numerical values may be adopted for these parameters in the modification.
本発明はパイプライン型、サイクリック型のAD変換器において、時分割で共有しているAD変換部分に適用可能であるばかりでなく、パイプライン型、サイクリック型以外のAD変換器にも、時分割で共有しているAD変換部分に適用可能である。 The present invention is applicable not only to pipeline-type and cyclic-type AD converters, but also to AD-converted parts shared in a time-sharing manner, as well as pipeline-type and cyclic-type AD converters. It can be applied to the AD conversion part shared by time division.
11 第1増幅回路、 12 AD変換回路、 13 DA変換回路、 14 減算回路、 15,25 第2増幅回路、 16,26 入力切替回路、 22 第1AD変換回路、 23 第1DA変換回路、 24 第1減算回路、 27 第3増幅回路、 28 第2AD変換回路、 29 第2DA変換回路、 30 第2減算回路、 31 第4増幅回路、 61a〜64a NAND回路、 61b〜64b NOT回路、 62c〜64c NOT回路、 64d NOT回路、 SW1,SW2,SW21〜SW24,SW61〜SW64 スイッチ。 DESCRIPTION OF SYMBOLS 11 1st amplifier circuit, 12 AD converter circuit, 13 DA converter circuit, 14 Subtraction circuit, 15, 25 2nd amplifier circuit, 16, 26 Input switching circuit, 22 1st AD converter circuit, 23 1st DA converter circuit, 24 1st Subtraction circuit, 27 3rd amplification circuit, 28 2nd AD conversion circuit, 29 2nd DA conversion circuit, 30 2nd subtraction circuit, 31 4th amplification circuit, 61a-64a NAND circuit, 61b-64b NOT circuit, 62c-64c NOT circuit 64d NOT circuit, SW1, SW2, SW21 to SW24, SW61 to SW64 switch.
Claims (5)
前記AD変換回路を構成している電圧比較素子に、前記アナログ信号の電圧値と所定のリファレンス電圧値とを切り替えて入力する入力切替回路と、を有し、
前記入力切替回路は、他の構成素子の動作タイミングに応じて、前記アナログ信号の電圧値と前記リファレンス電圧値とを切り替えることを特徴とするアナログデジタル変換器。 An AD conversion circuit for converting an input analog signal into a digital value having a predetermined number of bits;
An input switching circuit for switching and inputting the voltage value of the analog signal and a predetermined reference voltage value to the voltage comparison element constituting the AD conversion circuit;
The analog-to-digital converter, wherein the input switching circuit switches between a voltage value of the analog signal and the reference voltage value according to an operation timing of another component.
前記AD変換回路の出力をアナログ信号に変換するDA変換回路と、
前記入力アナログ信号から前記DA変換回路の出力アナログ信号を減算する減算回路と、
前記減算回路の出力を増幅する増幅回路と、
前記AD変換回路を構成している電圧比較素子に、前記入力アナログ信号の電圧値と所定のリファレンス電圧値とを切り替えて入力する入力切替回路と、を有し、
前記入力切替回路は、前記増幅回路の動作タイミングに応じて、前記アナログ信号の電圧値と前記リファレンス電圧値とを切り替えることを特徴とするアナログデジタル変換器。 An AD conversion circuit for converting an input analog signal into a digital value having a predetermined number of bits;
A DA conversion circuit for converting the output of the AD conversion circuit into an analog signal;
A subtracting circuit for subtracting the output analog signal of the DA converter circuit from the input analog signal;
An amplification circuit for amplifying the output of the subtraction circuit;
An input switching circuit for switching and inputting the voltage value of the input analog signal and a predetermined reference voltage value to the voltage comparison element constituting the AD conversion circuit;
The analog-to-digital converter, wherein the input switching circuit switches between a voltage value of the analog signal and the reference voltage value according to an operation timing of the amplifier circuit.
前記入力と前記減算回路との間の経路を、直接経路と前記サンプルホールド経由経路のどちらかに切り替えるスイッチと、をさらに有し、
前記入力切替回路は、前記スイッチが直接経路を選択している期間、前記リファレンス電圧値を先に、前記入力アナログ信号の電圧値を後に入力することを特徴とする請求項2に記載のアナログデジタル変換器。 A sample-and-hold circuit that is provided between an input and the subtracting circuit and samples and holds the input analog signal;
A switch for switching a path between the input and the subtraction circuit to either the direct path or the sample-and-hold path;
3. The analog digital signal according to claim 2, wherein the input switching circuit inputs the reference voltage value first and the voltage value of the input analog signal later while the switch directly selects a path. converter.
入力されるアナログ信号を所定ビット数のデジタル値に変換するAD変換回路と、
前記AD変換回路の出力をアナログ信号に変換するDA変換回路と、
前記入力されるアナログ信号から前記DA変換回路の出力アナログ信号を減算する減算回路と、
前記減算回路の出力を増幅する増幅回路と、
前記AD変換回路を構成している電圧比較素子に、前記入力されるアナログ信号の電圧値と所定のリファレンス電圧値とを切り替えて入力する入力切替回路と、を有し、
前記入力切替回路は、前段からの入力信号の電圧値、後段からフィードバックされる入力信号の電圧値および前記リファレンス電圧値を前記増幅回路の動作タイミングに応じて、切り替えることを特徴とするアナログデジタル変換器。 Pipeline type or cyclic type analog-digital converter,
An AD conversion circuit for converting an input analog signal into a digital value having a predetermined number of bits;
A DA conversion circuit for converting the output of the AD conversion circuit into an analog signal;
A subtracting circuit for subtracting the output analog signal of the DA converter circuit from the input analog signal;
An amplification circuit for amplifying the output of the subtraction circuit;
An input switching circuit for switching and inputting a voltage value of the input analog signal and a predetermined reference voltage value to the voltage comparison element constituting the AD conversion circuit;
The input switching circuit switches between the voltage value of the input signal from the previous stage, the voltage value of the input signal fed back from the subsequent stage, and the reference voltage value according to the operation timing of the amplifier circuit. vessel.
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