JP2005228160A - Constant current source device - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、定電流源装置に関するものである。 The present invention relates to a constant current source device.
定電流源は、オームの法則から、基準抵抗Rrefに定電圧発生回路から発生された基準電圧Vrefを印加すれば作成することができる。このとき、基準抵抗RrefにはIref=Vref/Rrefの定電流が流れることになる(特許文献1及び2参照。)。
The constant current source can be created by applying the reference voltage Vref generated from the constant voltage generation circuit to the reference resistor Rref according to Ohm's law. At this time, a constant current of Iref = Vref / Rref flows through the reference resistor Rref (see
半導体チップ上に高精度の定電流源を作成する場合、温度依存性の低い高精度の基準電圧Vref及び高精度の基準抵抗Rrefが必要となる。 When a high-precision constant current source is created on a semiconductor chip, a high-precision reference voltage Vref and a high-precision reference resistor Rref with low temperature dependence are required.
ところが、今日のCMOS技術では、高精度の基準抵抗Rrefを作成するのは非常に困難である。 However, in today's CMOS technology, it is very difficult to create a high-precision reference resistor Rref.
CMOSプロセスで定電流源を作成する場合、バンドギャップリファレンス回路等を用いて基準電圧源を作成することにより基準電圧Vrefの温度依存性を0に近づけることができる。しかしながら、CMOSプロセスで一般的に用いられるPOLY抵抗、拡散抵抗、Well抵抗を用いて基準抵抗を作成すると、この基準抵抗の温度依存性が基準電流Irefに大きく影響してしまう。 When a constant current source is created by a CMOS process, the temperature dependence of the reference voltage Vref can be brought close to 0 by creating a reference voltage source using a band gap reference circuit or the like. However, when a reference resistor is created using a POLY resistor, a diffused resistor, and a well resistor that are generally used in a CMOS process, the temperature dependence of the reference resistor greatly affects the reference current Iref.
具体的には、基準抵抗Rrefが下記式(101)で表される正の温度依存を有していた場合、基準電流Irefは、式(102)に示すような負の温度依存を有することとなる。 Specifically, when the reference resistance Rref has a positive temperature dependency represented by the following equation (101), the reference current Iref has a negative temperature dependency as shown in the equation (102). Become.
なお、式(101)中のRt0は、室温での抵抗値、Tは温度、T0は室温、TCRef1は一次温度係数ある。上述の各抵抗の一次温度係数TCRef1は、1000〜3000[ppm/℃]程度である。 In the equation (101), Rt0 is a resistance value at room temperature, T is a temperature, T0 is a room temperature, and TCRef1 is a primary temperature coefficient. The primary temperature coefficient TCRef1 of each resistor described above is about 1000 to 3000 [ppm / ° C.].
このため、従来の定電流源では、出力特性に大きな温度依存を有してしまい、この結果、出力特性マージンが狭められている。 For this reason, the conventional constant current source has a large temperature dependence on the output characteristics, and as a result, the output characteristics margin is narrowed.
本発明は以上のような問題を解決し、温度依存が低減され、温度に対して安定な回路特性を有する定電流源装置を提供することを目的とする。 An object of the present invention is to solve the above-described problems and to provide a constant current source device having a circuit characteristic stable with respect to temperature, in which temperature dependence is reduced.
本発明に係る定電流源装置は、負の温度変化率を有する定電流(Iref)を発生する定電流発生手段と、温度変化率が0ではない差動電圧(Vds)を発生する差動電圧発生手段と、上記差動電圧(Vds)が印加され、印加された上記差動電圧(Vds)に応じた値の補正電流(Icom)を発生する補正電流発生手段と、上記定電流(Iref)と上記補正電流(Icom)とを加算する加算手段とを備え、上記補正電流発生手段は、上記差動電圧(Vds)にコンダクタンス(Gm)を乗算した値に応じた補正電流(Icom)を発生し、上記コンダクタンス(Gm)は、温度変化率の絶対値が上記差動電圧(Vds)の温度変化率の絶対値よりも小さいことを特徴とする。 The constant current source device according to the present invention includes a constant current generating unit that generates a constant current (I ref ) having a negative temperature change rate and a difference that generates a differential voltage (V ds ) whose temperature change rate is not zero. and dynamic voltage generating means, and the differential voltage (V ds) is applied, the correction current generating means for generating a correction current of the applied value corresponding to the differential voltage (V ds) of (I com), the Adding means for adding a constant current (I ref ) and the correction current (I com ), wherein the correction current generation means is a value obtained by multiplying the differential voltage (V ds ) by conductance (G m ). A corresponding correction current (I com ) is generated, and the conductance (G m ) is characterized in that the absolute value of the temperature change rate is smaller than the absolute value of the temperature change rate of the differential voltage (V ds ). .
上記本発明に係る定電流源装置は、負の温度変化率を有する定電流(Iref)に対して、正の温度変化率を有する補正電流を印加する。正の温度変化率を有する補正電流は、温度変化率が0ではない差動電圧(Vds)を発生し、温度変化率の絶対値が上記差動電圧(Vds)の温度変化率の絶対値よりも小さいコンダクタンス(Gm)をもった電圧電流変換手段により、上記差動電圧(Vds)を電流に変換して生成する。 The constant current source device according to the present invention applies a correction current having a positive temperature change rate to a constant current (I ref ) having a negative temperature change rate. Correction current having a positive temperature change rate, and generates a differential voltage ramp rate is not 0 (V ds), the absolute magnitude of the temperature change rate of temperature change rate of the differential voltage (V ds) The differential voltage (V ds ) is converted into a current and generated by a voltage / current converting means having a conductance (G m ) smaller than the value.
本発明に係る定電流源装置は、上述のように負の温度変化率を有する定電流(Iref)に対して、正の温度変化率を有する補正電流を印加することによって、温度依存が低減され、温度に対して安定な特性の基準電流を発生することができる。また、出力電流を他の回路のバイアス電流として供給すれば、その回路の出力特性マージンが広げられ、その回路特性を温度依存の少ないものにすることができる。 The constant current source device according to the present invention reduces the temperature dependence by applying a correction current having a positive temperature change rate to the constant current (I ref ) having a negative temperature change rate as described above. Thus, a reference current having a characteristic stable with respect to temperature can be generated. If the output current is supplied as a bias current of another circuit, the output characteristic margin of the circuit can be widened, and the circuit characteristic can be made less dependent on temperature.
つぎに、本発明の最良の形態として、本発明が適用された温度補償定電流源装置について説明をする。 Next, a temperature compensated constant current source device to which the present invention is applied will be described as the best mode of the present invention.
(全体の回路構成)
図1に、本発明が適用された温度補償定電流源装置10のブロック構成図を示す。
(Overall circuit configuration)
FIG. 1 shows a block diagram of a temperature compensated constant
本発明が適用された温度補償定電流源装置10は、基準電流Irefを発生する基準電流発生回路11と、差動電圧Vdsを生成する差電圧生成回路12と、差動電圧VdsにトランスコンダクタンスGmを乗算した値の補正電流Icomを発生する差電圧電流変換回路13と、基準電流Irefと補正電流Icomとを加算して出力電流Ioutを生成する電流加算回路14とを備えている。このような温度補償定電流源装置10では、出力電流Ioutが定電流として他の回路に供給される。
A temperature-compensated constant
温度補償定電流源装置10の動作原理は次の通りである。
The operation principle of the temperature compensated constant
基準電流発生回路11は、例えばバンドギャップリファレンス回路等により温度変化率が非常に少ない基準電圧Vref、並びに、正の温度変化率を有する基準抵抗Rrefにより、基準電流Irefが生成される。すなわち、基準電流発生回路11では、下記式(1),式(2)及び式(3)に基づき基準電流Irefが生成される。 The reference current generation circuit 11 generates a reference current Iref by a reference voltage Vref having a very small temperature change rate, for example, by a bandgap reference circuit, and a reference resistor Rref having a positive temperature change rate. That is, the reference current generation circuit 11 generates the reference current Iref based on the following formulas (1), (2), and (3).
基準電流Irefは、上記式(1),式(2)及び式(3)から負の温度変化率を有することが導き出される(式(4))。 It is deduced that the reference current Iref has a negative temperature change rate from the above formulas (1), (2), and (3) (formula (4)).
差電圧生成回路12は、第1の電圧出力ノードから第1の電圧Vxを発生し、それとともに第2の電圧出力ノードから第2の電圧Vyを発生することによって、第1の電圧出力ノードと第2の電圧出力ノードと間の電位差である差動電圧Vdsを生成する。
The differential
ここで、差電圧生成回路12は、第1の電圧Vxと第2の電圧Vyとが互いに異なる温度変化率を有するように回路構成がされている。第1の電圧Vxと第2の電圧Vyとが互いに異なる温度変化率を有するには、例えば、温度変化率が異なる抵抗を用いて電源-グランド間を抵抗分圧すれば良い。
Here, the differential
このように第1の電圧Vx及び第2の電圧Vyに互いに異なる温度変化率をもたせることによって、差動電圧発生回路12は、少なくとも温度変化率を有する差動電圧Vds、すなわち温度変化率が0ではない差動電圧Vdsを発生する(式(5))。
In this way, by causing the first voltage Vx and the second voltage Vy to have different temperature change rates, the differential
差電圧電流変換回路13は、差動電圧が入力され、その差動電圧の増減に応じて、出力電流を増減することが可能な定電流発生回路である。差電圧電流変換回路13には、差電圧生成回路12により生成された差動電圧Vdsが入力され、この差動電圧Vdsに応じた電流(補正電流Icom)を発生する。
The differential voltage /
ここで、差電圧電流変換回路13の全体のコンダクタンスを、トランスコンダクタンスGmとする(式(6))。このとき、そのトランスコンダクタンスGmの温度変化率が差動電圧Vdsの温度変化率よりも小さくなるように(式(8))、差電圧電流変換回路13は回路構成がされている。
Here, the overall conductance of the differential voltage /
式(8)の関係式から、以下の式(8a)が導き出せる。 From the relational expression of Expression (8), the following Expression (8a) can be derived.
式(8a)は式(8b)、(8c)、(8d)のように展開できる。 Expression (8a) can be expanded as Expressions (8b), (8c), and (8d).
式(8d)の両辺をΔTで割ると、式(8e)のようになる。 When both sides of equation (8d) are divided by ΔT, equation (8e) is obtained.
ここで、差動電圧Vdsの温度変化率は、式(8f)のように定義される。 Here, the temperature change rate of the differential voltage Vds is defined as shown in Expression (8f).
したがって、式(8e)の両辺のlimitを取ると式(8g)のようになる。 Therefore, taking the limits on both sides of equation (8e), equation (8g) is obtained.
ゆえに、以下の式(8h)及び式(8i)を導き出せる。 Therefore, the following equations (8h) and (8i) can be derived.
このように、式(8)の条件から、差電圧電流変換回路13から出力される補正電流Icomは、正の温度変化率を有する、ということが導き出される(式(9))。
Thus, it can be derived from the condition of Expression (8) that the correction current Icom output from the differential voltage-
電流加算回路14は、基準電流Irefと補正電流Icomとを加算し、その加算した電流(出力電流Iout)を出力する(式(10))。
The current adding
ここで、基準電流Irefは負の温度変化率を有するのに対して、補正電流Icomは正の温度変化率を有する。このため、出力電流Ioutの温度変化率は、基準電流Irefの温度変化率と補正電流Icomの温度変化率とにより相殺されて0となる(式(11))。 Here, the reference current Iref has a negative temperature change rate, while the correction current Icom has a positive temperature change rate. For this reason, the temperature change rate of the output current Iout is offset by the temperature change rate of the reference current Iref and the temperature change rate of the correction current Icom to become 0 (formula (11)).
このように温度補償定電流源装置10では、温度依存が低減され、温度に対して安定な特性の出力電流Ioutを発生することができる。
As described above, in the temperature compensated constant
以下、基準電流発生回路11、差電圧生成回路12、差電圧電流変換回路13並びに電流加算回路14のそれぞれの回路構成例を説明する。
Hereinafter, circuit configuration examples of the reference current generation circuit 11, the differential
(基準電流回路)
基準電流発生回路11の回路構成例を図2に示す。
(Reference current circuit)
A circuit configuration example of the reference current generating circuit 11 is shown in FIG.
基準電流発生回路11は、基準電圧Vrefを発生する基準電圧発生回路21と、演算増幅器22と、pMOSトランジスタ23と、nMOSトランジスタ24と、抵抗値Rrefの基準抵抗25とを備えている。
The reference current generation circuit 11 includes a reference voltage generation circuit 21 that generates a reference voltage Vref, an
基準電流発生回路11の各素子の接続関係は次の通りである。 The connection relation of each element of the reference current generating circuit 11 is as follows.
基準電圧発生回路21は、出力端子から基準電圧Vrefを発生する。演算増幅器22は、非反転入力端子が基準電圧発生回路21の基準電圧Vrefの出力端子と接続され、反転入力端子がノードN11と接続され、出力端子がnMOSトランジスタ24のゲートと接続されている。なお、ノードとは、回路の接続点である。pMOSトランジスタ23は、ゲート-ドレイン間が短絡されているとともに、そのゲート及びドレインがnMOSトランジスタ24のドレインに接続され、ソースが電源電圧VDDに接続されている。nMOSトランジスタ24は、ドレインがpMOSトランジスタ23のソースと接続され、ゲートが演算増幅器22の出力端子と接続され、ソースがノードN11と接続されている。基準抵抗25は、一端がノードN11と接続され、他端がグランドに接続されている。
The reference voltage generation circuit 21 generates a reference voltage Vref from the output terminal. The
このような構成の基準電流発生回路11の動作は次の通りである。 The operation of the reference current generating circuit 11 having such a configuration is as follows.
基準電圧発生回路21は、例えばバンドギャップリファレンス回路等により構成されており、温度依存性が非常に少ない基準電圧Vrefを発生する。pMOSトランジスタ23は、ノードN11に流れる電流の供給源として機能をする。演算増幅器22は、非反転入力端子と反転入力端子との間の差動電圧を0とするような出力電圧を発生する。
The reference voltage generation circuit 21 is configured by, for example, a band gap reference circuit or the like, and generates a reference voltage Vref having very little temperature dependency. The
この結果、ノードN11の電圧が基準電圧Vrefで安定化するように、nMOSトランジスタ24が動作し、基準抵抗25には、負荷に関わらず安定した値で維持される基準電流Iref(=Vref/Rref)が流れる。
As a result, the
以上のような基準電流発生回路11は、差電圧電流変換回路13及び電流加算回路14の定電流源として用いられる。
The reference current generation circuit 11 as described above is used as a constant current source for the differential voltage /
(差電圧生成回路)
差電圧生成回路12の回路構成例を図3に示す。
(Differential voltage generation circuit)
A circuit configuration example of the differential
差電圧生成回路12は、第1のノードN31と電源電圧VDDとの間に接続された抵抗値R31の第1の抵抗31と、第1のノードN31とグランドとの間に接続された抵抗値R32の第2の抵抗32と、第2のノードN32と電源電圧VDDとの間に接続された抵抗値R33の第3の抵抗33と、第2のノードN32とグランドとの間に接続された抵抗値R33の第4の抵抗34とを備えている。さらに、差電圧生成回路12は、ソースが第1のノードN31に接続され、ドレインが第2のノードN32とに接続され、ゲートにバイアス電圧Vbiasが印加されたnMOSトランジスタ35を備えている。
The differential
すなわち、差電圧生成回路12は、ストレンゲージ抵抗が第1〜第4の抵抗31〜34により構成され、ブリッジ抵抗がバイアス電圧Vbiasに応じて定まるnMOSトランジスタ35のソース-ドレイン間抵抗(抵抗値Rds)により構成された、ホイーストンブリッジ回路である。
That is, the difference
差電圧生成回路12は、第1のノードN31に発生する電圧を第1の電圧Vxとし、第2のノードN32から発生する電圧を第2の電圧Vyとしたとき、第1の電圧Vxと第2の電圧Vyとの差動電圧(差動電圧Vds)を出力している。すなわち、差電圧生成回路12は、nMOSトランジスタ35のソース-ドレイン間電圧を差動電圧Vdsとして出力している。
The differential
ここで、差電圧生成回路12では、第1のノードから発生される第1の電圧Vxと、第2のノードから発生される第2の電圧Vyとが、互いに異なる温度変化率を有するように回路構成がされている。
Here, in the differential
このような条件を満たす条件について以下説明をする。 The conditions that satisfy such conditions will be described below.
差動電圧Vdsの算出を簡単のためにR31、R32、R33、R34の関係を以下の式(12)のように設定する。なお、式(12)において、A1は定数である。 In order to simplify the calculation of the differential voltage Vds, the relationship between R31, R32, R33, and R34 is set as in the following equation (12). In equation (12), A1 is a constant.
式(12)から鳳-テブナンの定理より、nMOSトランジスタ35のソース-ドレイン間に流れる電流Idsが算出できる(式(13))。
From Expression (12), the current Ids flowing between the source and drain of the
nMOSトランジスタ35のソース-ドレイン間抵抗Rdsを式(13)の両辺にかけると、式(14)に示すように、差動電圧Vdsが求まる。
When the source-drain resistance Rds of the
差動電圧Vdsの温度変化率を考えるために、式(14)を以下の式(15)に示すように変形する。 In order to consider the temperature change rate of the differential voltage Vds, the equation (14) is modified as shown in the following equation (15).
なお、式(15)のA1´は、以下式(16)に示す通りである。 A1 ′ in equation (15) is as shown in equation (16) below.
式(15)及び式(16)から、定数A1が1ではなく、且つ、R31とRdsとの温度変化率が異なれば即ち温度係数が異なれば、差動電圧Vdsが温度依存を有するということがわかる。 From the equations (15) and (16), it can be seen that if the constant A1 is not 1 and the temperature change rates of R31 and Rds are different, that is, if the temperature coefficients are different, the differential voltage Vds has temperature dependence. Understand.
従って、差電圧生成回路12は、ストレンゲージ抵抗の抵抗比によってブリッジ間に少なくとも電位差が発生されており、且つ、ストレンゲージ抵抗とブリッジ抵抗との温度変化率が異なれば、差動電圧Vdsの温度変化率が0ではないという条件を満たすことができる。
Therefore, the differential
なお、ストレンゲージ抵抗の抵抗比によって定まるブリッジ間電圧は、差動電圧Vdsが入力される後段の差電圧電流変換回路13の動作入力電圧範囲に合わせて、適宜調整がされる。
The voltage between the bridges determined by the resistance ratio of the strain gauge resistance is appropriately adjusted according to the operation input voltage range of the subsequent differential voltage /
また、nMOSトランジスタ35は、ゲート-ソース間電圧Vgs=Vbias-Vxと、ドレイン-ソース間電圧Vds=Vx-Vyの関係により、線形領域、線形領域のどちらの動作状態も取りえる。以下に、線形領域、飽和領域でのオン抵抗Rds及びその温度変化率を示す。
Further, the
nMOSトランジスタ35を線形領域で動作するように設定、すなわち、ゲート-ソース間電圧Vgsとドレイン-ソース間電圧Vdsの関係をVgs-Vth>Vdsとなるよう設定すれば、nMOSトランジスタ35のオン抵抗Rdsは以下の式(17)で表すことができる。ただし、式(17)中のμn0は室温でのNMOSトランジスタ移動度、Vthは閾値電圧である。
If the
ここで、Vgs>>Vth且つVgsを一定とすれば、Rdsの温度変化率は、移動度の温度変化率の一般式で決定される下式(18)で表すことができる。この場合、Rdsは正の温度変化率を有し、従って、差動電圧Vdsは正の温度依存を有することとなる。 Here, if Vgs >> Vth and Vgs are constant, the temperature change rate of Rds can be expressed by the following equation (18) determined by the general formula of the temperature change rate of mobility. In this case, Rds has a positive rate of temperature change, and thus the differential voltage Vds has a positive temperature dependence.
一方、nMOSトランジスタ35を飽和状態で動作するように設定、すなわち、ゲート-ソース間電圧Vgsとドレイン-ソース間電圧Vdsの関係をVds>Vgs-Vthとなるよう設定すれば、nMOSトランジスタ35のオン抵抗Rdsは以下の式(19)で表すことができる。ただし、式(19)中のVthは室温での閾値電圧、TCVthはVthの一次温度係数で約-3000ppm/℃程度である。
On the other hand, if the
ここで、Vgs≒Vth且つVgs=一定であるとすると、移動度の温度変化率よりも閾値電位Vthの温度変化率が大きく影響してくるようになり、Rdsは負の温度変化率を有し、従って、差動電圧Vdsは負の温度依存を有することとなる。 Here, assuming that Vgs≈Vth and Vgs = constant, the temperature change rate of the threshold potential Vth has a greater influence than the mobility temperature change rate, and Rds has a negative temperature change rate. Therefore, the differential voltage Vds has a negative temperature dependence.
(差電圧電流変換回路)
差電圧電流変換回路13の回路構成例を図4に示す。
(Differential voltage current conversion circuit)
An example of the circuit configuration of the differential voltage /
差電圧電流変換回路13は、B×Irefの電流値の定電流を流す第1の定電流源41と、B×Irefの電流値の定電流を流す第2の定電流源42と、Irefの電流値の定電流を流す第3の定電流源43と、Irefの電流値の定電流を流す第4の定電流源44と、第1のnMOSトランジスタ45と、第2のnMOSトランジスタ46と、第3のnMOSトランジスタ47と、第4のnMOSトランジスタ46とを備えている。
The differential voltage-
第1の定電流源41〜第4の定電流源42は、例えば、図2に示した基準電流発生回路11又は基準電流発生回路11からカレントミラー回路により電流を取り出した電流源により構成されている。なお、“B”は、1以上の定数である。
The first constant
差電圧電流変換回路13の各素子の接続関係は次の通りである。
The connection relationship of each element of the differential voltage /
第1の定電流源41は、電流流入端が電源電圧VDDに接続され、電流流出端が第1のノードN41に接続されている。第2の定電流源42は、電流流入端が電源電圧VDDに接続され、電流流出端が第2のノードN42に接続されている。第3の定電流源43は、電流流入端が第3のノードN43に接続され、電流流出端がグランドに接続されている。第4の定電流源44は、電流流入端が第4のノードN44に接続され、電流流出端がグランドに接続されている。
The first constant
第1のnMOSトランジスタ45は、ドレインが第1のノードN41に接続され、ソースが第3のノードN43に接続され、ゲートが当該トランジスタが飽和領域で動作するような電圧Vbに接続されている。第2のnMOSトランジスタ46は、ドレインが第2のノードN42に接続され、ソースが第4のノードN44に接続され、ゲートが当該トランジスタが飽和領域で動作するような電圧Vbに接続されている。
The
第3のnMOSトランジスタ47は、ドレインが第4のノードN44に接続され、ソースが第3のノードN43に接続されている。また、第4のnMOSトランジスタ48は、ドレインが第4のノードN44に接続され、ソースが第3のノードN43に接続されている。
The
第3のnMOSトランジスタ47のゲートには、差電圧生成回路12から発生された第1の電圧Vxが印加され、第4のnMOSトランジスタ48のゲートには、差電圧生成回路12から発生された第2の電圧Vyが印加される。すなわち、第3のnMOSトランジスタ47のゲートと第4のnMOSトランジスタ48のゲートとの間には、差動電圧Vdsが印加される。なお、第3のnMOSトランジスタ47及び第4のnMOSトランジスタ48がともに線形領域で動作するように、第1の電圧Vx及び第2の電圧Vyの電圧レベルは調整されている。
The first voltage Vx generated from the difference
また、第1のノードN41及び第2のノードN42には、負荷抵抗となる図示しない素子が接続されている。例えば、ゲート-ドレイン間が短絡されているとともに、そのゲート及びドレインが第1のノードN41及び第2のノードN42に接続され、ソースが電源電圧VSSに接続された負荷抵抗となるnMOSトランジスタ等が接続されている。 Further, the first node N41 and the second node N42 are connected to an element (not shown) serving as a load resistance. For example, an nMOS transistor or the like serving as a load resistance in which the gate and the drain are short-circuited, the gate and the drain are connected to the first node N41 and the second node N42, and the source is connected to the power supply voltage VSS. It is connected.
第1のnMOSトランジスタ45をM45、第2のnMOSトランジスタ46をM46、 第3のnMOSトランジスタ47をM47、第4のnMOSトランジスタ48をM48とすると、これらの関係は下式(20)により定義される。なお、式(20)において、W45は第1のnMOSトランジスタ45のW長、W47は第3のnMOSトランジスタ47のW長、L45は第1のnMOSトランジスタ45のL長、L47は第3のnMOSトランジスタ47のL長であり、nは、差電圧電流変換回路13の動作範囲を最大限に取るために7程度の値に設定されている。
Assuming that the
このような構成の差電圧電流変換回路13の動作は次の通りである。
The operation of the differential voltage /
線形領域で動作するMOSトランジスタは、ドレイン-ソース間電圧が一定に保たれていれば、ゲートソース間電圧に対するドレイン電流が線形特性を示す。ここで、差電圧電流変換回路13では、第3のノードN43と第4のノードN44ノードとの間が、第1のnMOSトランジスタ45及び第2のnMOSトランジスタ46によって一定の電圧で保たれており、第3のnMOSトランジスタ47及び第4のnMOSトランジスタ48が線形領域で動作する。このことから、第3のnMOSトランジスタ47及び第4のnMOSトランジスタ48のドレイン-ソース間には、差動電圧Vds(=Vx-Vy)に対して線形特性を示すソースドレイン電流Idsが流れる。
In the MOS transistor operating in the linear region, the drain current with respect to the gate-source voltage exhibits a linear characteristic if the drain-source voltage is kept constant. Here, in the differential voltage
そして、第2のノードN42及び第4のノードN44に流れる総電流をキルヒホッフの電流法則に基づき演算し、その総電流から第2のノードN42から外部に流出される補正電流Icomを算出すると、下式(21)に示すようになる。なお、式(21)のgmは、第3及び第4のnMOSトランジスタ47,48のトランスコンダクタンスである。
Then, the total current flowing through the second node N42 and the fourth node N44 is calculated based on Kirchoff's current law, and the correction current Icom flowing out from the second node N42 is calculated from the total current. As shown in equation (21). In the equation (21), gm is the transconductance of the third and
この式(21)から、差電圧電流変換回路13から出力される補正電流Icomは、差動電圧Vdsに対して線形の特性を示す電流値であることがわかる。
From this equation (21), it can be seen that the correction current Icom output from the differential voltage /
ところで、第3及び第4のnMOSトランジスタ47,48のIds/Vgs特性を当該差電圧電流変換回路13のトランスコンダクタンスGmとして定義すると、トランスコンダクタンスGmは下式(22)で定義される。ただし、式(22)中、K1、K3はコンダクタンス係数、K3(T0)はK3の室温での値である。
By the way, when the Ids / Vgs characteristics of the third and
コンダクタンス係数の温度依存特性(式(23))を考慮し、式(22)を変形すると、トランスコンダクタンスGmは下式(24)で定義される。 Transformance Gm is defined by the following equation (24) when the equation (22) is modified in consideration of the temperature dependence characteristic of the conductance coefficient (equation (23)).
この式(24)を注意深く見ると、Gmは温度依存の小さいトランスコンダクタンスとなっていることが分かる。 Looking carefully at this equation (24), it can be seen that Gm is a temperature-dependent transconductance.
以上の各式から、差電圧電流変換回路13から出力される補正電流Icomは、以下の式(25)で表される。
From the above equations, the correction current Icom output from the differential voltage /
すなわち、差電圧電流変換回路13では、温度依存の大きい差動電圧Vdsと、温度依存が小さいトランスコンダクタンスGmとを乗算することにより、トータルで正の温度依存を持つ補正電流Icomを出力することができる。
That is, the differential voltage
(電流加算回路)
電流加算回路14の回路構成例を図5に示す。
(Current addition circuit)
A circuit configuration example of the current adding
電流加算回路14は、基準電流発生回路11から発生された基準電流Irefと、差電圧電流変換回路13から発生された補正電流Icomとを加算するnMOSトランジスタ51を備えている。
The
nMOSトランジスタ51は、ゲート-ドレイン間が短絡されているとともに、そのゲート及びドレインがノードN51に接続されており、ソースがグランドに接続されている。
In the
このような構成の電流加算回路14では、基準電流発生回路11の基準電流Irefの出力端子及び差電圧電流変換回路13の補正電流Icomの出力端子が、ノードN51に接続されることにより、nMOSトランジスタ51のソース-ドレイン間に、基準電流Irefと補正電流Icomとを加算した電流(出力電流Iout)が流れる。
In the current adding
ここで、基準電流Irefは負の温度変化率を有するのに対して、補正電流Icomは正の温度変化率を有する。このため、出力電流Ioutの温度変化率は、基準電流Irefの温度変化率と補正電流Icomの温度変化率とにより相殺されて0となる。 Here, the reference current Iref has a negative temperature change rate, while the correction current Icom has a positive temperature change rate. For this reason, the temperature change rate of the output current Iout is offset by the temperature change rate of the reference current Iref and the temperature change rate of the correction current Icom and becomes zero.
そして、温度補償定電流源装置10では、電流加算回路14のnMOSトランジスタ51のソース-ドレイン間に流れる電流をカレントミラー回路等を用いて、基準電流を必要とするその他の回路に供給する。この結果、温度補償定電流源装置10では、温度依存が低減され、温度に対して安定な特性の出力電流Ioutを他の回路に対して供給することができる。
In the temperature compensated constant
(温度補償定電流源装置の効果等)
以上説明したように、温度補償定電流源装置10では、正の温度特性を有する差動電圧Vdsを生成し、この差動電圧Vdsを電流値に変換することによって、正の温度依存を有する補正電流Icomを生成する。そして、温度補償定電流源装置10では、基準電圧Vref及び正の温度依存を有する基準抵抗Rrefを用いた基準電流発生回路11から発生される負の温度特性を有する基準電流Irefに、上記正の温度依存を有する補正電流Icomを加算することによって、温度依存性の少ない新たな基準電流を生成している。
(Effects of temperature-compensated constant current source device)
As described above, the temperature-compensated constant
このため、温度補償定電流源装置10では、温度に対してより安定な回路特性を有することができ、出力マージンを広げることが可能となる。
For this reason, the temperature-compensated constant
具体的に、温度補償定電流源装置10のシミュレーション結果を、図6及び図7に示す。図6は、差電圧生成回路12の差動電圧Vds(Vx-Vy)の温度依存を示している。図7は、基準抵抗Rrefの一次温度係数がTCR1=3000ppm/°Cであった場合における、基準電流Iref、差電圧電流変換回路13から出力される補正電流Icom、電流加算回路14から出力される出力電流Iout(=Iref+Icom)の温度特性を示している。図7に示すとおり、基準電流Irefの温度依存が−20°C以上105°C以下の範囲で30%程度の変化があるのに対し、温度補償定電流源装置10により温度補償された出力電流Ioutは、4パーセント程度の変化しかなく、温度変化を非常に小さくすることができる。
Specifically, simulation results of the temperature compensated constant
10 温度補償定電流源装置、11 基準電流発生回路、12 差電圧生成回路、13 差電圧電流変換回路、14 電流加算回路
DESCRIPTION OF
Claims (4)
温度変化率が0ではない差動電圧(Vds)を発生する差動電圧発生手段と、
上記差動電圧(Vds)が印加され、印加された上記差動電圧(Vds)に応じた値の補正電流(Icom)を発生する補正電流発生手段と、
上記定電流(Iref)と上記補正電流(Icom)とを加算する加算手段とを備え、
上記補正電流発生手段は、上記差動電圧(Vds)にコンダクタンス(Gm)を乗算した値に応じた補正電流(Icom)を発生し、
上記コンダクタンス(Gm)は、温度変化率の絶対値が上記差動電圧(Vds)の温度変化率の絶対値よりも小さいこと
を特徴とする定電流源装置。 Constant current generating means for generating a constant current (I ref ) having a negative temperature change rate;
Differential voltage generating means for generating a differential voltage (V ds ) whose temperature change rate is not 0;
And the differential voltage (V ds) is applied, the correction current of the applied value corresponding to the differential voltage (V ds) (I com) correction current generating means for generating a,
Adding means for adding the constant current (I ref ) and the correction current (I com );
The correction current generating means generates a correction current (I com ) corresponding to a value obtained by multiplying the differential voltage (V ds ) by conductance (G m ),
The constant conductance source device characterized in that the conductance (G m ) has an absolute value of a temperature change rate smaller than an absolute value of the temperature change rate of the differential voltage (V ds ).
ブリッジ抵抗以外の抵抗が第1の温度変化率を有し、ブリッジ抵抗が第1の温度変化率とは異なる第2の温度変化率を有し、ブリッジ抵抗以外の抵抗の抵抗値が1つだけ異なる値とされており、ブリッジ抵抗の両端のノード以外のノード間に電源電圧が印加されたホイーストンブリッジ回路から構成されており、
上記ホイーストンブリッジ回路は、ブリッジ抵抗の両端のノードから、上記差動電圧(Vds)を発生すること
を特徴とする請求項1記載の定電流源装置。 The differential voltage generating means includes:
A resistance other than the bridge resistance has a first temperature change rate, a bridge resistance has a second temperature change rate different from the first temperature change rate, and there is only one resistance value of the resistance other than the bridge resistance. It consists of a Wheatstone bridge circuit in which the power supply voltage is applied between nodes other than the nodes at both ends of the bridge resistor.
The constant current source device according to claim 1, wherein the Wheatstone bridge circuit generates the differential voltage (V ds ) from nodes at both ends of a bridge resistor.
上記MOSトランジスタは、ソース-ドレイン間が上記ブリッジ部分に接続され、ゲート-ソース間電圧が一定とされており、飽和領域で動作するようにゲート-ソース間電圧とソース-ドレイン間電圧との関係が設定されていること
を特徴とする請求項2記載の定電流源装置。 The bridge resistor is composed of a MOS transistor,
In the MOS transistor, the source-drain is connected to the bridge portion, the gate-source voltage is constant, and the relationship between the gate-source voltage and the source-drain voltage so as to operate in the saturation region. The constant current source device according to claim 2, wherein: is set.
上記MOSトランジスタは、ソース-ドレイン間が上記ブリッジ部分に接続され、ゲート-ソース間電圧が一定とされており、線形領域で動作するようにゲート-ソース間電圧とソース-ドレイン間電圧との関係が設定されていること
を特徴とする請求項2記載の定電流源装置。 The bridge resistor is composed of a MOS transistor,
In the MOS transistor, the source-drain is connected to the bridge part, the gate-source voltage is constant, and the relationship between the gate-source voltage and the source-drain voltage so as to operate in a linear region. The constant current source device according to claim 2, wherein: is set.
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---|---|---|---|
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ID=35002819
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