JP2005073430A - スイッチング電源装置 - Google Patents
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Abstract
【課題】 簡易な構成で、二次巻線側電圧に基づいてより正確で高速に入力過電圧を判断する。
【解決手段】 トランス13の二次巻線13Bに二次巻線側電圧が誘起されると、ブランキング回路18Aの微分回路は、二次巻線側電圧を微分し、この微分した後の電圧である微分電圧を出力する。微分回路から出力される微分電圧が時間の経過とともに減少し、コンデンサ18ACの一端部aと他端部bとの電位差が所定の値(例えば、0.5V〜0.7V)以上になると、トランジスタ18ATにベース電流が流れ、コレクタ電流が流れる。これにより、コンパレータ18Cには、二次巻線側電圧の電圧値が入力されることとなり、リンギングの影響を受けるパルスの立ち上がり領域を除いた領域に基づいて、二次巻線側電圧の電圧値を検出することができる。
【選択図】 図1
【解決手段】 トランス13の二次巻線13Bに二次巻線側電圧が誘起されると、ブランキング回路18Aの微分回路は、二次巻線側電圧を微分し、この微分した後の電圧である微分電圧を出力する。微分回路から出力される微分電圧が時間の経過とともに減少し、コンデンサ18ACの一端部aと他端部bとの電位差が所定の値(例えば、0.5V〜0.7V)以上になると、トランジスタ18ATにベース電流が流れ、コレクタ電流が流れる。これにより、コンパレータ18Cには、二次巻線側電圧の電圧値が入力されることとなり、リンギングの影響を受けるパルスの立ち上がり領域を除いた領域に基づいて、二次巻線側電圧の電圧値を検出することができる。
【選択図】 図1
Description
本発明は、スイッチング電源装置に関し、特にハイブリッドカーや電気自動車等に用いられる自動車用電源に関する。
絶縁型のDC−DCコンバータ等のスイッチング電源において、トランスの一次巻線側にあるスイッチング素子を入力過電圧から保護するために、フォトカプラ等を用いた複雑な入力過電圧検出回路を必要としない簡易な構成で、トランスの二次巻線側に誘起される二次巻線側電圧を検出し、この検出された二次巻線側電圧に基づいて入力過電圧を判断するものがある(下記特許文献1参照)。
特開2003−33015号公報
しかしながら、二次巻線側電圧には、パルスの立ち上がり時にリンギングが発生してしまう。したがって、二次巻線側電圧に基づいて入力過電圧の判断を行う場合(例えば、特許文献1)には、実際には入力過電圧に該当しない場合であっても、二次巻線側電圧に発生したリンギングの影響により過電圧であると誤って判断してしまうおそれがある。
ところで、この問題を解決するために、ローパスフィルタを用いて二次巻線側電圧からリンギングを除去することが考えられる。しかしながら、ローパスフィルタを通すことで、二次巻線側電圧を検出する時間が増加してしまう。したがって、ローパスフィルタを用いて二次巻線側電圧を検出する場合には、検出した電圧が入力過電圧であると判断した時には、既に入力電圧がスイッチング素子の耐圧を越えてしまい、スイッチング電源が故障してしまうことも考えられる。
そこで、本発明は、上述した課題を解決するために、フォトカプラ等を用いた複雑な入力過電圧検出回路を必要としない簡易な構成で、かつ、二次巻線側電圧に基づいてより正確で高速に入力過電圧を判断することができるスイッチング電源を提供することを目的とする。
本発明のスイッチング電源装置は、入力電圧を供給する直流電源に接続されたスイッチング素子およびトランスの一次巻線と、トランスの二次巻線に誘起された二次巻線側電圧を整流する整流回路と、整流回路から出力された二次巻線側電圧の電圧値に基づいて、入力過電圧であるか否かを判定する過電圧判定回路と、過電圧判定回路により入力過電圧であると判定された場合に、スイッチング素子のスイッチング動作を停止させる制御回路とを備え、過電圧判定回路は、二次巻線側電圧に対応するパルスの立ち上がり領域を除いた領域から、二次巻線側電圧の電圧値を検出し、当該検出した電圧値に基づいて、入力過電圧であるか否かを判定することを特徴とする。
この発明によれば、スイッチング電源装置は、過電圧判定回路により、二次巻線側電圧に対応するパルスの立ち上がり領域を除いた領域から、二次巻線側電圧の電圧値が検出され、この検出された二次巻線側電圧の電圧値に基づいて、入力過電圧であるか否かが判定されるため、ローパスフィルタを用いることなく、二次巻線側電圧に対応するパルスの立ち上がり時に発生するリンギングの影響を受けずに入力過電圧であるか否かを判断することができる。
本発明のスイッチング電源装置において、過電圧判定回路は、整流回路から出力された二次巻線側電圧を微分する微分回路と、制御端子、第一の端子および第二の端子を有する電圧検出用スイッチング素子と、電圧検出用スイッチング素子から出力される電圧と所定の基準電圧とを比較して、入力過電圧であるか否かを判定する判定器とを含んで構成され、第一の端子は、整流回路の出力側に接続され、第二の端子は、判定器の入力側に接続され、制御端子は、微分回路から出力された電圧に基づいて第一の端子と第二の端子との間のスイッチング制御を行うことが好ましい。
このようにすれば、スイッチング電源装置は、二次巻線側電圧を微分することができ、この微分された後の電圧に基づいて電圧検出用スイッチング素子のスイッチング動作を制御することができる。したがって、例えば、微分された後の電圧(制御端子側の電圧)が、二次巻線側電圧(第一の端子側の電圧)に対して所定の電圧(例えば、0.5〜0.7[V])だけ低下するまでは、電圧検出用スイッチング素子をOFF状態に維持することができるため、二次巻線側電圧に対応するパルスの立ち上がり時に発生するリンギングの影響を受けずに入力過電圧であるか否かを判断することができる。
本発明のスイッチング電源装置において、微分回路は、コンデンサと抵抗とを含んで構成され、第一の端子は、コンデンサの一端に接続され、制御端子は、コンデンサの他端および抵抗の一端に接続されることが好ましい。
このようにすれば、例えば、コンデンサの上記他端および抵抗の一端に生じる電圧(制御端子側の電圧)が、コンデンサの上記一端(第一の端子側の電圧)に生じる電圧に対して所定の電圧(例えば、0.5〜0.7[V])だけ低下するまでは、電圧検出用スイッチング素子をOFF状態に維持することができるため、スイッチング電源装置は、二次巻線側電圧に対応するパルスの立ち上がり時に発生するリンギングの影響を受けずに入力過電圧であるか否かを判断することができる。
本発明のスイッチング電源装置において、過電圧判定回路は、整流回路から出力された二次巻線側電圧の電圧値をサンプルホールドにより周期的に検出するサンプルホールド回路と、サンプルホールド回路により検出された電圧と所定の基準電圧とを比較して、入力過電圧であるか否かを判定する判定器とを含んで構成させることが好ましい。
このようにすれば、スイッチング電源装置は、サンプルホールド回路により二次巻線側電圧に対応するパルスの立ち上がり時を除いた領域から電圧値を検出することができるため、二次巻線側電圧に対応するパルスの立ち上がり時に発生するリンギングの影響を受けずに入力過電圧であるか否かを判断することができる。
本発明のスイッチング電源装置において、上記パルスの立ち上がり領域は、リンギングが発生する領域であることが好ましい。このようにすれば、スイッチング電源装置は、二次巻線側電圧に対応するパルスの立ち上がり時に発生するリンギングの影響を全く受けずに入力過電圧であるか否かを判断することができる。
本発明に係るスイッチング電源装置によれば、フォトカプラ等を用いた複雑な入力過電圧検出回路を必要としない簡易な構成で、かつ、二次巻線側電圧に基づいてより正確で高速に入力過電圧を判断することができる。
以下、本発明に係るスイッチング電源装置の各実施形態を図面に基づき説明する。なお、各図において、同一要素には同一符号を付して重複する説明を省略する。
[第1実施形態]
まず、本発明の第1実施形態について説明する。図1は、第1実施形態におけるスイッチング電源装置1の電気回路構成を例示する図である。本実施形態におけるスイッチング電源装置1は、フォワード型のDC−DCコンバータであり、図1に示すように、スイッチング電源装置1は、入力側平滑コンデンサ11と、入力側スイッチング素子12と、トランス13と、整流ダイオード(整流回路)14と、転流ダイオード(整流回路)15と、チョークコイル16と、出力側平滑コンデンサ17と、過電圧判定回路18と、コントローラ(制御回路)19と、トランス1Aとを有する。なお、直流電源10は、スイッチング電源装置1に入力電圧Viを供給する。
まず、本発明の第1実施形態について説明する。図1は、第1実施形態におけるスイッチング電源装置1の電気回路構成を例示する図である。本実施形態におけるスイッチング電源装置1は、フォワード型のDC−DCコンバータであり、図1に示すように、スイッチング電源装置1は、入力側平滑コンデンサ11と、入力側スイッチング素子12と、トランス13と、整流ダイオード(整流回路)14と、転流ダイオード(整流回路)15と、チョークコイル16と、出力側平滑コンデンサ17と、過電圧判定回路18と、コントローラ(制御回路)19と、トランス1Aとを有する。なお、直流電源10は、スイッチング電源装置1に入力電圧Viを供給する。
入力側スイッチング素子12は、スイッチング機能を有する素子であり、例えば、電界効果トランジスタ(FET)等のトランジスタが該当する。入力側スイッチング素子12のゲートには、コントローラ19から出力される駆動信号が入力される。入力側スイッチング素子12は、駆動信号のレベルに基づいてON状態とOFF状態とを交互に繰り返す。
トランス13は、一次巻線13Aおよび二次巻線13Bを有する。なお、本実施形態においては、トランス13の一次巻線13Aの極性と二次巻線13Bの極性は正極性である。また、トランス13の一次巻線13Aと入力側スイッチング素子12からなる直列回路は、直流電源10の両端間に接続される。
チョークコイル16および出力側平滑コンデンサ17により平滑回路が構成され、出力側平滑コンデンサ17の両端間には、出力電圧Voが生じる。
整流ダイオード14および転流ダイオード15は、トランス13の二次巻線13Bに誘起された二次巻線側電圧を整流する。
過電圧判定回路18は、整流ダイオード14および転流ダイオード15から出力された二次巻線側電圧の電圧値に基づいて、入力過電圧であるか否かを判定する回路である。過電圧判定回路18は、ブランキング回路18A、電圧検出用コンデンサ(平滑回路)18Bおよびコンパレータ(判定器)18Cを有する。
ブランキング回路18Aは、コンデンサ18ACおよび抵抗18ARからなる微分回路と、トランジスタ(電圧検出用スイッチング素子)18ATとを有する。微分回路は、整流ダイオード14および転流ダイオード15から出力される二次巻線側電圧を微分する。トランジスタ18ATは、ベース端子(制御端子)、エミッタ端子(第一の端子)およびコレクタ端子(第二の端子)を有するバイポーラ形トランジスタである。エミッタ端子は、整流ダイオード14および転流ダイオード15の出力側に接続されるとともに、図1に示すa点においてコンデンサ18ACの一端部に接続される。ベース端子は、図1に示すb点においてコンデンサ18ACの他端部および抵抗18ARの一端部に接続される。ベース端子は、微分回路から出力された電圧に基づいてエミッタ端子とコレクタ端子との間のスイッチング制御を行う。コレクタ端子は、コンパレータ18Cの入力側に接続されるとともに、図1に示すe点において電圧検出用コンデンサ18の一端部に接続される。
コンパレータ18Cは、電圧検出用コンデンサ18Bの電圧と所定の基準電圧とを比較し、入力過電圧であるか否かを判定する。具体的に説明すると、コンパレータ18Cは、電圧検出用コンデンサ18Bの電圧が、所定の基準電圧以上である場合には、入力過電圧であると判定し、一方、電圧検出用コンデンサ18Bの電圧が、所定の基準電圧未満である場合には、入力過電圧ではないと判定する。なお、基準電圧は、入力側スイッチング素子12の耐圧に基づいて設定される。
コントローラ19は、出力電圧Voの目標値である目標電圧と出力電圧Voとに基づいて、入力側スイッチング素子12のオン期間を制御するための駆動信号を生成して出力する。コントローラ19は、過電圧判定回路18により入力過電圧であると判定された場合には、入力側スイッチング素子12のスイッチング動作を停止させる信号を生成して出力する。
次に、図2に示す波形図を参照して、二次巻線側電圧の電圧値を、リンギングの影響を受けずに検出する原理について説明する。
図2(a)は、トランス13の一次巻線13Aに入力される電圧のパルス波形を示す図である。図2(b)は、トランス13の一次巻線13Aに入力される電流のパルス波形を示す図である。図2(c)は、トランス13の二次巻線13Bから出力される電圧のパルス波形を示す図である。図2(c)に示すように、出力電圧に対応するパルスの立ち上がり領域にはリンギングが発生している。図2(d)は、微分回路を構成するコンデンサ18ACと抵抗18ARとの接続部bにおける電圧のパルス波形を示す図である。なお、図2に示す波形図の横軸は時間[t]を示し、図2(b)以外の縦軸は電圧[V]を示し、図2(b)の縦軸は電流[I]を示す。
まず、時間t1において、トランス13の二次巻線13Bに二次巻線側電圧が誘起されると(図2(c))、ブランキング回路18Aの微分回路は、二次巻線側電圧を微分し、この微分した後の電圧である微分電圧を出力する(図2(d))。この微分電圧は、{E*e−(t/CR)}(E:巻線整流電圧)で表され、時間の経過とともに指数関数的に減少する。
次に、ブランキング回路18Aの微分回路から出力される微分電圧が時間の経過とともに減少し(図2(d))、時間t2において、コンデンサ18ACの一端部aと他端部bとの電位差が所定の値(例えば、0.5V〜0.7V)以上になると、トランジスタ18ATにベース電流が流れ、コレクタ電流が流れる。つまり、トランジスタ18ATがOFF状態からON状態に切り替わる。これにより、コンパレータ18Cには、二次巻線側電圧の電圧値が入力されることになる。ここで、図2(c)に示されるように、時間t2においては、既に、二次巻線側電圧に発生していたリンギングが収束している。したがって、図3に示すように、過電圧判定回路18は、リンギングの影響を受けるパルスの立ち上がり領域P1を除いた領域P2に基づいて、二次巻線側電圧の電圧値を検出することができる。すなわち、過電圧判定回路18は、二次巻線側電圧の電圧値を、リンギングの影響を受けることなく検出することができる。
以上のように、第1実施形態におけるスイッチング電源装置1においては、過電圧判定回路18により、二次巻線側電圧に対応するパルスの立ち上がり領域P1を除いた領域P2から、二次巻線側電圧の電圧値が検出され、この検出された二次巻線側電圧の電圧値に基づいて、入力過電圧であるか否かが判定されるため、ローパスフィルタを用いることなく、二次巻線側電圧に対応するパルスの立ち上がり時に発生するリンギングの影響を受けずに入力過電圧であるか否かを判断することができる。すなわち、ローパスフィルタを用いて入力過電圧を判断する場合に比して、より正確で高速に入力過電圧を判断することができる。
[第2実施形態]
次に、本発明の第2実施形態について説明する。まず、本実施形態におけるスイッチング電源装置はフライバック型のDC−DCコンバータである点で、フォワード型のDC−DCコンバータである第1実施形態とは異なる。図4を参照して第2実施形態におけるスイッチング電源装置の電気回路構成を説明する。
次に、本発明の第2実施形態について説明する。まず、本実施形態におけるスイッチング電源装置はフライバック型のDC−DCコンバータである点で、フォワード型のDC−DCコンバータである第1実施形態とは異なる。図4を参照して第2実施形態におけるスイッチング電源装置の電気回路構成を説明する。
図4に示すように、第2実施形態におけるスイッチング電源装置2は、トランス13の二次巻線が、第1の巻線13Cと第2の巻線13Dとを備える点で、第1実施形態におけるスイッチング電源装置1の構成と異なる。なお、トランス13の一次巻線13Aの極性と第1の巻線13Cの極性は逆極性であり、トランス13の一次巻線13Aの極性と第2の巻線13Dの極性は正極性である。
また、第1の巻線13Cには、整流ダイオード14および出力側平滑コンデンサ17が接続されている。第2の巻線13Cには、整流ダイオード14Sおよび過電圧判定回路18が接続されている。
第2実施形態におけるスイッチング電源装置2では、二次巻線側電圧の電圧値として、トランス13の二次巻線のうち第2の巻線13Dに誘起される電圧の電圧値を用いる点に特徴がある。なお、第2の巻線13Dに誘起される電圧の電圧値を、リンギングの影響を受けずに検出する原理については、第1実施形態と同様であるため、説明を省略する。
このような第2実施形態におけるスイッチング電源装置2においては、第1実施形態におけるスイッチング電源装置1と同様に、ブランキング回路18Aの微分回路により二次巻線側電圧が微分され、この微分された後の電圧(ベース端子側の電圧)が二次巻線側電圧(エミッタ端子側の電圧)に対して所定の電圧(例えば、0.5〜0.7[V])だけ低下するまでは、トランジスタ18ATがOFF状態を維持するため、二次巻線側電圧に対応するパルスの立ち上がり時に発生するリンギングの影響を受けずに入力過電圧であるか否かを判断することができる。
[変形例]
なお、本願発明は、二次巻線側電圧の検出を制御するスイッチを有し、二次巻線側電圧に生じるリンギングが収束した後に、当該スイッチをON状態にして二次巻線側電圧を検出することができればよい。したがって、上述した各実施例に限定されるものではない。例えば、以下に記載する変形実施が可能である。
なお、本願発明は、二次巻線側電圧の検出を制御するスイッチを有し、二次巻線側電圧に生じるリンギングが収束した後に、当該スイッチをON状態にして二次巻線側電圧を検出することができればよい。したがって、上述した各実施例に限定されるものではない。例えば、以下に記載する変形実施が可能である。
上述した各実施形態におけるブランキング回路18Aの回路構成は、図1および図4に示す回路構成に限られない。例えば、図5に示す回路構成であってもよい。なお、図5に示すc,d,e,fの各点は、図1および図4に示すc,d,e,fの各点に対応している。
また、上述した各実施形態における過電圧判定回路18の回路構成は、図1および図4に示す回路構成に限られない。例えば、図6に示すように、整流ダイオード14,14Sにより出力された二次巻線側電圧の電圧値をサンプルホールドにより周期的に検出するサンプルホールド回路SH、およびコンパレータ18Cにより構成されていてもよい。なお、図6に示すc,dの各点は、図1および図4に示すc,dの各点に対応している。ここで、サンプルホールド回路SHとは、あるタイミングでサンプル電圧を取り込んで、次の周期まで当該サンプル電圧をホールドする回路をいう。サンプルホールド回路SHは、例えば、DSP(Digital Signal Processor)等のマイクロプロセッサおよびスイッチング素子により構成される。このように構成されたサンプルホールド回路SHでは、DSPが、スイッチング素子のスイッチング動作を制御する。したがって、このサンプルホールド回路SHを用いて、サンプル電圧の取り込みのタイミングを、二次巻線側電圧のパルスの立ち上がり時を除いた領域(リンギングが収束した後)に設定し、周期的にサンプル電圧を取り込むようにすればよい。このように構成することによって、サンプルホールド回路SHにより二次巻線側電圧に対応するパルスの立ち上がり時を除いた領域から電圧値が検出されるため、二次巻線側電圧に対応するパルスの立ち上がり時に発生するリンギングの影響を受けずに入力過電圧であるか否かを判断することができる。
また、上述した各実施形態におけるブランキング回路18Aのトランジスタ18ATは、バイポーラ形トランジスタを採用しているが、電界効果トランジスタ(FET)であってもよい。
また、上述した各実施形態における二次巻線側の回路構成は、主電源装置および補助電源装置のいずれにも適用可能である。さらに、二次巻線側の回路構成を、補助電源装置に適用した場合には、過電圧判定回路18から出力される信号を、主電源装置のコントローラに送信してもよい。これにより、主電源装置および補助電源装置の両方に過電圧判定回路18を備える必要がなくなり、回路構成を簡略化することができる。
1,2・・・スイッチング電源装置、10・・・直流電源、11・・・入力側平滑コンデンサ、12・・・入力側スイッチング素子、13,1A・・・トランス、13A・・・一次巻線、13B・・・二次巻線、14,14S・・・整流ダイオード、15・・・転流ダイオード、16・・・チョークコイル、17・・・出力側平滑コンデンサ、18・・・過電圧判定回路、18A・・・ブランキング回路、18AC・・・コンデンサ、18AR・・・抵抗、18AT・・・トランジスタ、18B・・・電圧検出用コンデンサ、18C・・・コンパレータ、19・・・コントローラ、SH・・・サンプルホールド回路。
Claims (5)
- 入力電圧を供給する直流電源に接続されたスイッチング素子およびトランスの一次巻線と、
前記トランスの二次巻線に誘起された二次巻線側電圧を整流する整流回路と、
前記整流回路から出力された前記二次巻線側電圧の電圧値に基づいて、入力過電圧であるか否かを判定する過電圧判定回路と、
前記過電圧判定回路により入力過電圧であると判定された場合に、前記スイッチング素子のスイッチング動作を停止させる制御回路とを備え、
前記過電圧判定回路は、前記二次巻線側電圧に対応するパルスの立ち上がり領域を除いた領域から、前記二次巻線側電圧の電圧値を検出し、当該検出した電圧値に基づいて、入力過電圧であるか否かを判定することを特徴とするスイッチング電源装置。 - 前記過電圧判定回路は、
前記整流回路から出力された前記二次巻線側電圧を微分する微分回路と、
制御端子、第一の端子および第二の端子を有する電圧検出用スイッチング素子と、
前記電圧検出用スイッチング素子から出力される電圧と所定の基準電圧とを比較して、入力過電圧であるか否かを判定する判定器とを含んで構成され、
前記第一の端子は、前記整流回路の出力側に接続され、
前記第二の端子は、前記判定器の入力側に接続され、
前記制御端子は、前記微分回路から出力された電圧に基づいて前記第一の端子と前記第二の端子との間のスイッチング制御を行うことを特徴とする請求項1記載のスイッチング電源装置。 - 前記微分回路は、コンデンサと抵抗とを含んで構成され、
前記第一の端子は、前記コンデンサの一端に接続され、前記制御端子は、前記コンデンサの他端および前記抵抗の一端に接続されることを特徴とする請求項2記載のスイッチング電源装置。 - 前記過電圧判定回路は、
前記整流回路から出力された前記二次巻線側電圧の電圧値をサンプルホールドにより周期的に検出するサンプルホールド回路と、
前記サンプルホールド回路により検出された電圧と所定の基準電圧とを比較して、入力過電圧であるか否かを判定する判定器と、
を含んで構成されることを特徴とする請求項1記載のスイッチング電源装置。 - 前記パルスの立ち上がり領域は、リンギングが発生する領域であることを特徴とする請求項1〜4のいずれか1項に記載のスイッチング電源装置。
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JP2016226114A (ja) * | 2015-05-28 | 2016-12-28 | 三菱電機株式会社 | 電力変換回路およびそれを用いたスイッチング電源装置 |
EP3716458A1 (en) | 2019-03-29 | 2020-09-30 | TDK Corporation | Processing circuit and power supply device |
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2003
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Legal Events
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Effective date: 20060329 Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 |
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Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20090616 |
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A02 | Decision of refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A02 Effective date: 20091020 |