JP2005072884A - ダイバーシチ受信装置 - Google Patents
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Abstract
【課題】 従来のダイバーシチ受信装置はドップラ効果の周波数偏移を除去した信号出力なので、ドップラ計測や信号の変復調ができる標準の追跡管制装置を使用できない。
【解決手段】 周波数偏移が有る直交する偏波成分の２個の受信信号８の位相差を調整する位相差調整部１２、位相差調整部１２の出力を位相差調整部１２の入力に戻す第１の帰還路１５，１６、受信信号８から周波数偏移を除去する周波数同期部１１、周波数同期部１１で発振される周波数偏移が有る周波数同期信号２６を周波数同期部１１の入力に戻す第２の帰還路１５，１６、位相差調整部１２と周波数同期部１１により処理された２個の調整後受信信号２２を合成して合成受信信号３１を出力する合成部１３、周波数同期信号２６を使用して合成受信信号３１に周波数偏移を付加する周波数偏移付加部１４、前処理として受信信号８を増幅する２個の自動利得制御増幅器１０を備える。
【選択図】 図２
【解決手段】 周波数偏移が有る直交する偏波成分の２個の受信信号８の位相差を調整する位相差調整部１２、位相差調整部１２の出力を位相差調整部１２の入力に戻す第１の帰還路１５，１６、受信信号８から周波数偏移を除去する周波数同期部１１、周波数同期部１１で発振される周波数偏移が有る周波数同期信号２６を周波数同期部１１の入力に戻す第２の帰還路１５，１６、位相差調整部１２と周波数同期部１１により処理された２個の調整後受信信号２２を合成して合成受信信号３１を出力する合成部１３、周波数同期信号２６を使用して合成受信信号３１に周波数偏移を付加する周波数偏移付加部１４、前処理として受信信号８を増幅する２個の自動利得制御増幅器１０を備える。
【選択図】 図２
Description
この発明は、衛星、ロケットあるいは航空機などの移動体を地上設備で追尾するためなどに使用する、移動体からの２つの直交する偏波成分の信号をダイバーシチ合成するダイバーシチ受信装置に関するものである。
衛星追尾などに使用する従来のダイバーシチ受信装置は、２つの直交する偏波成分の信号から、位相同期ループ（Phase Locked Loop：ＰＬＬと略す）を利用してドップラ効果による周波数偏移を除去し、位相同期した信号を合成するものであった。ドップラ効果による衛星の視線速度を計測する処理は、ＰＬＬ内の電圧制御発振器（Voltage Controlled Oscillator：ＶＣＯと略す）の周波数を計測することで実現していた。（例えば、非特許文献１を参照）
船川、『宇宙開発事業団の追跡管制システム』、日本航空宇宙学会誌、社団法人日本航空宇宙学会、昭和５９年５月、第３２巻、第３６４号、ｐ．２５６−２５７
従来のダイバーシチ受信装置は、ドップラ効果による周波数偏移を除去した信号を出力するので、受信信号またはＰＬＬ内で発振する周波数偏移を持つ局部発振信号にあるドップラ効果による周波数偏移を計測して移動体の位置や速度を計測する装置が、信号の復調装置とは別に必要であった。近年、移動体の追跡管制装置の標準化が進展し、７０ＭＨｚや１４０ＭＨｚなどの標準周波数帯を入力として、変復調、距離測定、ドップラ計測による視線速度計測を行う追跡管制装置が安価に市販されるようになってきた。従来のダイバーシチ受信装置ではこのような追跡管制装置を利用することができず、追跡管制システムの低コスト化を実現することが難しいという課題があった。
この発明は上記課題を解決するためになされたもので、ドップラ効果による周波数偏移を有する信号を出力するダイバーシチ受信装置を得ることを目的とする。
この発明は上記課題を解決するためになされたもので、ドップラ効果による周波数偏移を有する信号を出力するダイバーシチ受信装置を得ることを目的とする。
この発明に係るダイバーシチ受信装置は、周波数偏移が有る直交する偏波成分の２個の受信信号の位相差を調整する位相差調整部と、該位相差調整部の出力を該位相差調整部の入力に戻す第１の帰還路と、前記受信信号から周波数偏移を除去する周波数同期部と、該周波数同期部で発振される周波数偏移が有る周波数同期信号を前記周波数同期部の入力に戻す第２の帰還路と、前記位相差調整部と前記周波数同期部により処理された２個の調整後受信信号を合成して合成受信信号を出力する合成部と、前記周波数同期信号を使用して前記合成受信信号に周波数偏移を付加する周波数偏移付加部と、前処理として２個の前記受信信号を所定の大きさに増幅する２個の自動利得制御増幅器とを備えたものである。
また、周波数偏移が有る直交する偏波成分の２個の受信信号の位相差を調整する位相差調整部と、該位相差調整部の出力を該位相差調整部の入力に戻す第１の帰還路と、前記受信信号から周波数偏移を除去する周波数同期部と、該周波数同期部で発振される周波数偏移が有る周波数同期信号を前記周波数同期部の入力に戻す第２の帰還路と、前記位相差調整部により処理され、前記周波数同期部では処理されない２個の調整後受信信号を合成して合成受信信号を出力する合成部と、前処理として２個の前記受信信号を所定の大きさに増幅する２個の自動利得制御増幅器とを備え、前記周波数同期信号を前記位相差調整部が利用するようにしたものである。
さらに、周波数偏移が有る直交する偏波成分の２個の受信信号の位相差を調整する位相差調整部と、該位相差調整部の出力を該位相差調整部の入力に戻す第１の帰還路と、前記位相差調整部により処理された２個の調整後受信信号を合成する合成部と、前処理として２個の前記受信信号を所定の大きさに増幅する非同期検波方式による２個の自動利得制御増幅器とを備えたものである。
この発明に係るダイバーシチ受信装置は、周波数偏移が有る直交する偏波成分の２個の受信信号の位相差を調整する位相差調整部と、該位相差調整部の出力を該位相差調整部の入力に戻す第１の帰還路と、前記受信信号から周波数偏移を除去する周波数同期部と、該周波数同期部で発振される周波数偏移が有る周波数同期信号を前記周波数同期部の入力に戻す第２の帰還路と、前記位相差調整部と前記周波数同期部により処理された２個の調整後受信信号を合成して合成受信信号を出力する合成部と、前記周波数同期信号を使用して前記合成受信信号に周波数偏移を付加する周波数偏移付加部と、前処理として２個の前記受信信号を所定の大きさに増幅する２個の自動利得制御増幅器とを備えたものなので、ドップラ計測と信号の変復調ができる標準の追跡管制装置を使用することができるようになり、追跡管制システムの低コスト化が実現できるという効果がある。
また、周波数偏移が有る直交する偏波成分の２個の受信信号の位相差を調整する位相差調整部と、該位相差調整部の出力を該位相差調整部の入力に戻す第１の帰還路と、前記受信信号から周波数偏移を除去する周波数同期部と、該周波数同期部で発振される周波数偏移が有る周波数同期信号を前記周波数同期部の入力に戻す第２の帰還路と、前記位相差調整部により処理され、前記周波数同期部では処理されない２個の調整後受信信号を合成して合成受信信号を出力する合成部と、前処理として２個の前記受信信号を所定の大きさに増幅する２個の自動利得制御増幅器とを備え、前記周波数同期信号を前記位相差調整部が利用することを特徴とするものなので、ドップラ計測と信号の変復調ができる標準の追跡管制装置を使用することができるようになり、追跡管制システムの低コスト化が実現できるという効果がある。
さらに、周波数偏移が有る直交する偏波成分の２個の受信信号の位相差を調整する位相差調整部と、該位相差調整部の出力を該位相差調整部の入力に戻す第１の帰還路と、前記位相差調整部により処理された２個の調整後受信信号を合成する合成部と、前処理として２個の前記受信信号を所定の大きさに増幅する非同期検波方式による２個の自動利得制御増幅器とを備えたものなので、ドップラ計測と信号の変復調ができる標準の追跡管制装置を使用することができるようになり、追跡管制システムの低コスト化が実現できるという効果がある。
実施の形態１．
図１は、この発明が適用される追跡管制システムの概念を表すシステム構成図である。この追跡管制システムは、衛星１と地上局２とで構成される。図１には衛星１と地上局２をそれぞれ１個しか書いていないが、追跡管制システムが追跡管制する衛星１の数はそのシステムにより決まり、地上局２は１個以上の必要な数を所定の箇所に配置する。地上局２には、衛星１との間で電波を送受信する送受信アンテナ３と、衛星１の追跡管制のための信号処理などを行う追跡管制装置４と、衛星１との間の電波の周波数（２０００ＭＨｚを超える高周波）と追跡管制装置４が処理する信号の周波数（７０ＭＨｚ程度）との間の変換を行う送信信号周波数変換装置５と受信信号周波数変換装置６、直交する２偏波の受信信号をダイバーシチ合成するダイバーシチ受信装置７とを有する。送受信アンテナ３は、送信には右旋偏波または左旋偏波を切替えて使用でき、右旋偏波と左旋偏波の両方を受信する。なお、ここでは円偏波を使用するものとして、右旋偏波をＰ偏波とし左旋偏波をＱ偏波として説明するが、垂直偏波と水平偏波を使用する場合でも動作は同様である。
地上局２には図１に示す以外の装置もあるが、本発明を説明する上で必要なものだけを示す。追跡管制装置４やダイバーシチ受信装置７などに関しても、本発明に必要なものだけを説明する。
図１は、この発明が適用される追跡管制システムの概念を表すシステム構成図である。この追跡管制システムは、衛星１と地上局２とで構成される。図１には衛星１と地上局２をそれぞれ１個しか書いていないが、追跡管制システムが追跡管制する衛星１の数はそのシステムにより決まり、地上局２は１個以上の必要な数を所定の箇所に配置する。地上局２には、衛星１との間で電波を送受信する送受信アンテナ３と、衛星１の追跡管制のための信号処理などを行う追跡管制装置４と、衛星１との間の電波の周波数（２０００ＭＨｚを超える高周波）と追跡管制装置４が処理する信号の周波数（７０ＭＨｚ程度）との間の変換を行う送信信号周波数変換装置５と受信信号周波数変換装置６、直交する２偏波の受信信号をダイバーシチ合成するダイバーシチ受信装置７とを有する。送受信アンテナ３は、送信には右旋偏波または左旋偏波を切替えて使用でき、右旋偏波と左旋偏波の両方を受信する。なお、ここでは円偏波を使用するものとして、右旋偏波をＰ偏波とし左旋偏波をＱ偏波として説明するが、垂直偏波と水平偏波を使用する場合でも動作は同様である。
地上局２には図１に示す以外の装置もあるが、本発明を説明する上で必要なものだけを示す。追跡管制装置４やダイバーシチ受信装置７などに関しても、本発明に必要なものだけを説明する。
追跡管制装置４は、送信信号の変調を行う変調部４Ａと、受信信号の復調を行う復調部４Ｂと、衛星１と地上局２との間の距離を計測する測距部４Ｃと、受信信号のドップラ効果による周波数偏移から衛星１の視線速度を計算するドップラ計測部４Ｄとを有する。なお、測距部４Ｃでは、衛星１へ信号を送信してから送信した信号に対する衛星１からの返信信号を受信するまでの時間を計測することにより、衛星１と地上局２との間の距離を測定する。視線速度とは衛星１の速度の地上局２の方向への成分であり、衛星１の地上局２への接近または後退の速度である。視線速度の計測は、ドップラ効果による周波数偏移を計測して行う。
デジタル通信を行なう場合では、変調のことを符号化と呼び、復調のことを復号化と呼ぶ場合がある。本明細書では、変調には符号化も含み、復調には復号化も含むものとする。
デジタル通信を行なう場合では、変調のことを符号化と呼び、復調のことを復号化と呼ぶ場合がある。本明細書では、変調には符号化も含み、復調には復号化も含むものとする。
この実施の形態１のダイバーシチ受信装置７の構成を表すブロック図を、図２に示す。ダイバーシチ受信装置７は、Ｐ偏波の受信信号８ＰとＱ偏波の受信信号８Ｑを入力として、合成出力信号９を出力する。ここで、符号の末尾のＰは右旋偏波すなわちＰ偏波に関することを意味し、Ｑは左旋偏波すなわちＱ偏波に関することを意味するものとする。また、受信信号８などのようにＰまたはＱを末尾につけない表記は、Ｐ偏波とＱ偏波の両方にあてはまる場合を意味するものとする。受信信号８Ｐ，８Ｑなどのような表記は、Ｐ偏波とＱ偏波に関するものがそれぞれあることを明示する場合に使用する。
図２などのブロック図では、信号には『（周波数、位相）』という形式で、その信号の位相同期した定常状態での周波数と位相と変調信号を含むかどうかを表示する。変調信号を含む場合は、位相を『０度＋変調』などのように表示する。
図２などのブロック図では、信号には『（周波数、位相）』という形式で、その信号の位相同期した定常状態での周波数と位相と変調信号を含むかどうかを表示する。変調信号を含む場合は、位相を『０度＋変調』などのように表示する。
ダイバーシチ受信装置７は、前処理として受信信号８Ｐ，８Ｑを所定の大きさの信号電力にそれぞれ増幅する自動利得制御増幅器であるＡＧＣ増幅器１０Ｐ，１０Ｑと、受信信号８にあるドップラ効果による周波数偏移を除去する周波数同期部１１と、受信信号８Ｐ，８Ｑの位相差を調整する位相差調整部１２と、周波数同期部１１と位相差調整部１２で処理された２個の受信信号を合成する合成部である最適比合成器１３と、最適比合成器１３の出力信号にドップラ効果による周波数偏移を付加する周波数偏移付加部１４と、周波数同期部１１と位相差調整部１２の出力信号を混合するミキサ１５Ｐ，１５Ｑと、ミキサ１５Ｐの出力信号と受信信号８Ｐを増幅した信号を混合するミキサ１６Ｐと、ミキサ１５Ｑの出力信号と受信信号８Ｑを増幅した信号を混合するミキサ１６Ｑと、周波数同期部１１と位相差調整部１２と周波数偏移付加部１４とで使用する基準周波数の信号を発振する基準信号発振部１７とから構成される。
基準信号発振部１７は、１０ＭＨｚの第１基準信号１８と、６０ＭＨｚの第２基準信号１９と、５００ｋＨｚの第３基準信号２０とを出力する。図２などのブロック図では、基準信号発振部１７が出力する基準信号は、”*1”などのような記号の箇所で使用されるものとする。
第２基準信号１９の周波数は第３基準信号２０の周波数の１２０倍である。第１基準信号１８、第２基準信号１９、第３基準信号２０は位相が一致しており、最も周波数が低い第３基準信号２０の位相が所定値（ここでは０度とする）の場合には、第１基準信号１８と第２基準信号１９の位相も同じ所定値になる。なお、ここで示した周波数の数字は例であり、他の周波数を使用してもよい。他の周波数を使用する場合も、第２基準信号１９と第３基準信号２０の周波数の比が整数になるようにし、第１基準信号１８と第２基準信号１９と第３基準信号２０の位相は一致させる。
第２基準信号１９の周波数は第３基準信号２０の周波数の１２０倍である。第１基準信号１８、第２基準信号１９、第３基準信号２０は位相が一致しており、最も周波数が低い第３基準信号２０の位相が所定値（ここでは０度とする）の場合には、第１基準信号１８と第２基準信号１９の位相も同じ所定値になる。なお、ここで示した周波数の数字は例であり、他の周波数を使用してもよい。他の周波数を使用する場合も、第２基準信号１９と第３基準信号２０の周波数の比が整数になるようにし、第１基準信号１８と第２基準信号１９と第３基準信号２０の位相は一致させる。
受信信号８は、−７０〜−１４０ｄＢｍという非常に微弱な電波である。なお、ｄＢｍは信号電力の１０を底とする対数を１０倍して表現する単位であり、１ｍＷを０ｄＢｍとする。−１４０ｄＢｍは、信号電力が１０−１４ｍＷという非常に微弱な電波である。ＡＧＣ増幅器１０により、受信信号８を所定の大きさの信号電力になるように増幅する。所定の大きさの信号電力は、周波数同期部１１や位相差調整部１２が安定的に動作する大きさとする。Ｐ偏波とＱ偏波の信号電力を同じにすることにより、位相差調整部１２でＰ偏波とＱ偏波の位相を信号電力が違う場合よりも正確に計測できる。その理由は、以下である。周波数同期部１１や位相差調整部１２は所定の範囲の電力の信号に対してだけ動作が保証されており、所定の範囲外の電力の信号では動作が保証されていない。所定の信号電力の範囲内でも、同じ信号電力で使用した方が素子や回路の非線形性の影響による誤差が出にくい。
ＡＧＣ増幅器１０は、受信信号８の振幅のピークを検出して増幅する非同期検波方式と、受信信号８に同期させて振幅が最大になる位相での振幅を計測して増幅する同期検波方式の何れかを選択して使用できる。ＰＬＬが位相同期するまでは非同期検波方式として同期した後は自動的に同期検波方式に変更するように使用できる。衛星追跡システムの使用者の操作でも非同期検波方式と同期検波方式の選択が可能である。ここで、同期検波方式の方が非同期検波方式よりも雑音の影響を受けにくい。その理由は以下である。非同期検波方式では、雑音により信号の振幅のピークが増大することはあっても減少することはない。これに対して、一定時間での雑音の平均はゼロなので、同期検波方式の方が雑音の影響を受けにくい。ＡＧＣ増幅器１０Ｐ，１０Ｑがそれぞれ受信信号８Ｐ，８Ｑを増幅した信号を、増幅後受信信号２１Ｐ，２１Ｑとする。
増幅後受信信号２１Ｐ，２１Ｑは、それぞれミキサ１６Ｐ，１６Ｑにより周波数同期部１１と位相差調整部１２の出力信号と混合されて調整後受信信号２２Ｐ，２２Ｑとなる。
増幅後受信信号２１Ｐ，２１Ｑは、それぞれミキサ１６Ｐ，１６Ｑにより周波数同期部１１と位相差調整部１２の出力信号と混合されて調整後受信信号２２Ｐ，２２Ｑとなる。
周波数同期部１１は、調整後受信信号２２Ｐ，２２Ｑをそれぞれ入力として第１基準信号１８の周波数付近だけを選択して通す狭帯域フィルタ２３Ｐ，２３Ｑと、狭帯域フィルタ２３Ｐ，２３Ｑの出力を合成する最適比合成器１１Ａと、第１基準信号１８と最適比合成器１１Ａの出力信号との位相差を検出する主位相検波器１１Ｂと、電圧による発振周波数の制御が可能なＶＣＯ１１Ｃと、主位相検波器１１Ｂで検出した位相差からＶＣＯ１１Ｃの制御電圧を決めるループフィルタ１１Ｄとを有する。ループフィルタ１１Ｄは、ラグリードフィルタとする。
狭帯域フィルタ２３は、第１基準信号１８の周波数である１０ＭＨｚの前後３ｋＨｚ程度の周波数帯域だけを選択的に通すフィルタである。狭帯域フィルタ２３が調整後受信信号２２の中の変調信号を除去することにより、調整後受信信号２２の周波数と位相を第１基準信号１８に一致させることが容易になる。狭帯域フィルタ２３Ｐ，２３Ｑを通過した信号をそれぞれ、調整後受信基準信号２４Ｐ，２４Ｑと呼ぶ。
狭帯域フィルタ２３は、第１基準信号１８の周波数である１０ＭＨｚの前後３ｋＨｚ程度の周波数帯域だけを選択的に通すフィルタである。狭帯域フィルタ２３が調整後受信信号２２の中の変調信号を除去することにより、調整後受信信号２２の周波数と位相を第１基準信号１８に一致させることが容易になる。狭帯域フィルタ２３Ｐ，２３Ｑを通過した信号をそれぞれ、調整後受信基準信号２４Ｐ，２４Ｑと呼ぶ。
最適比合成器１１Ａは、その出力である合成受信基準信号２５のＳ／Ｎ比が最大になるように、調整後受信基準信号２４Ｐ，２４Ｑを合成して、合成受信基準信号２５を作成する。ここで、Ｓ／Ｎ比は、信号（Signal）と雑音（Noise）の比である。
主位相検波器１１Ｂは、合成受信基準信号２５と第１基準信号１８を入力とする。主位相検波器１１Ｂ、ループフィルタ１１Ｄ、ＶＣＯ１１Ｃは直列に接続され、ＶＣＯ１１Ｃの出力がミキサ１５Ｐ，１５Ｑの入力になる。ＶＣＯ１１Ｃが発振して出力する信号を周波数同期信号２６と呼ぶ。周波数同期信号２６と位相差調整部１２のＰ偏波に関する出力信号（位相差調整信号２７Ｐと呼ぶ）とを、その和の周波数の信号を出力するようにミキサ１５Ｐで混合し、ミキサ１５Ｐの出力信号（ＰＬＬ同期信号２８Ｐと呼ぶ）と増幅後受信信号２１Ｐとの差の周波数の信号を出力するようにミキサ１６Ｐで混合される。ミキサ１６Ｐの出力信号である調整後受信信号２２Ｐが、狭帯域フィルタ２３Ｐを通過して、最適比合成器１１Ａの入力となる。そのため、周波数同期部１１とミキサ１５Ｐとミキサ１６Ｐとで、フィードバックループが構成される。
主位相検波器１１Ｂは、合成受信基準信号２５と第１基準信号１８を入力とする。主位相検波器１１Ｂ、ループフィルタ１１Ｄ、ＶＣＯ１１Ｃは直列に接続され、ＶＣＯ１１Ｃの出力がミキサ１５Ｐ，１５Ｑの入力になる。ＶＣＯ１１Ｃが発振して出力する信号を周波数同期信号２６と呼ぶ。周波数同期信号２６と位相差調整部１２のＰ偏波に関する出力信号（位相差調整信号２７Ｐと呼ぶ）とを、その和の周波数の信号を出力するようにミキサ１５Ｐで混合し、ミキサ１５Ｐの出力信号（ＰＬＬ同期信号２８Ｐと呼ぶ）と増幅後受信信号２１Ｐとの差の周波数の信号を出力するようにミキサ１６Ｐで混合される。ミキサ１６Ｐの出力信号である調整後受信信号２２Ｐが、狭帯域フィルタ２３Ｐを通過して、最適比合成器１１Ａの入力となる。そのため、周波数同期部１１とミキサ１５Ｐとミキサ１６Ｐとで、フィードバックループが構成される。
周波数同期部１１とミキサ１５Ｑとミキサ１６Ｑとでも、同様のループが構成される。Ｑ偏波に関しても同様に、位相差調整信号２７Ｑ、ＰＬＬ同期信号２８Ｑ、調整後受信信号２２Ｑを定義する。
ミキサ１５Ｐ，１５Ｑとミキサ１６Ｐ，１６Ｑが、本発明で言う第２の帰還路である。
これらの両方または何れか１個のループが、主位相検波器１１Ｂで検出される第１基準信号１８と最適比合成器１１Ａの出力である合成受信基準信号２５との位相差をゼロにするように動作するフィードバックループすなわちＰＬＬである。ＰＬＬにより、最適比合成器１１Ａの出力である合成受信基準信号２５は第１基準信号１８と周波数と位相が同期することになる。周波数同期部１１は、１０Ｈｚ〜３０００Ｈｚ程度の制御信号を出して動作する。
ミキサ１５Ｐ，１５Ｑとミキサ１６Ｐ，１６Ｑが、本発明で言う第２の帰還路である。
これらの両方または何れか１個のループが、主位相検波器１１Ｂで検出される第１基準信号１８と最適比合成器１１Ａの出力である合成受信基準信号２５との位相差をゼロにするように動作するフィードバックループすなわちＰＬＬである。ＰＬＬにより、最適比合成器１１Ａの出力である合成受信基準信号２５は第１基準信号１８と周波数と位相が同期することになる。周波数同期部１１は、１０Ｈｚ〜３０００Ｈｚ程度の制御信号を出して動作する。
位相差調整部１２は、位相差調整信号２７Ｐ，２７Ｑをそれぞれ出力する移相器２９Ｐ，２９Ｑと、調整後受信基準信号２４Ｐ，２４Ｑの何れかと第１基準信号１８との位相差に比例する直流電圧をそれぞれ出力する副位相検波器１２Ｐ，１２Ｑと、副位相検波器１２Ｐと副位相検波器１２Ｑの出力の差を求める差演算器１２Ａと、差演算器１２Ａの出力から移相器２９Ｐ，２９Ｑのどちらかを制御する信号を演算する位相差信号演算部１２Ｂと、移相器２９Ｐ，２９Ｑのどちらかを位相差信号演算部１２Ｂの出力先として選択する選択スイッチ１２Ｃと、移相器２９Ｑと選択スイッチ１２Ｃの間にある符号反転器１２Ｄとを有する。位相差信号演算部１２Ｂの出力を位相差信号３０と呼ぶ。移相器２９Ｐは、位相差信号３０と第２基準信号１９と第３基準信号２０とを入力にして、位相差調整信号２７Ｐを出力する。移相器２９Ｑも、Ｑ偏波に関して同様の入出力になる。ただし、位相差信号３０は符号反転器１２Ｄにより正負を反転されて移相器２９Ｑに入力される。
位相差調整部１２、ミキサ１５Ｐ，１５Ｑ、ミキサ１６Ｐ，１６Ｑ、狭帯域フィルタ２３Ｐ，２３Ｑによりフィードバックループを構成している。つまり、ミキサ１５Ｐ，１５Ｑ、ミキサ１６Ｐ，１６Ｑ、及び狭帯域フィルタ２３Ｐ，２３Ｑは、本発明で言う第１の帰還路である。
位相差調整部１２、ミキサ１５Ｐ，１５Ｑ、ミキサ１６Ｐ，１６Ｑ、狭帯域フィルタ２３Ｐ，２３Ｑによりフィードバックループを構成している。つまり、ミキサ１５Ｐ，１５Ｑ、ミキサ１６Ｐ，１６Ｑ、及び狭帯域フィルタ２３Ｐ，２３Ｑは、本発明で言う第１の帰還路である。
移相器２９Ｑに位相差信号３０の符号を反転して入力する理由を説明する。位相差は相対的なものであり、Ｐ偏波の方が進んでいる場合はＱ偏波の方は遅れている。そのために、何れか一方の移相器２９には位相差信号３０の符号を反転して入力する必要がある。調整後受信基準信号２４Ｐの位相が進んでいる場合に位相差信号３０が正の値になり、移相器２９では位相差信号３０に比例して位相差調整信号２７の位相を遅らせる。位相差調整信号２７の位相が遅れると調整後受信基準信号２４の位相も遅れる。調整後受信基準信号２４Ｐの位相が遅れると、位相差信号３０は正の値で小さくなりゼロに近づく。このため、移相器２９Ｐには位相差信号３０をそのまま入力すれば、調整後受信基準信号２４Ｐの位相を正の値からゼロに近づけるフィードバックになる。移相器２９Ｑでも同様のフィードバックとするためには、位相差信号３０の正負を反転して入力する必要がある。なお、符号反転器１２Ｄをどちら側に設置するかは、ミキサ１６での入力の正負、副移相器検波器１２Ｐ，１２Ｑのゲインの正負、差演算器１２Ａでどちらを基準にするかに合わせて決める。
位相差調整信号２７Ｐ，２７Ｑは、その周波数はともに第３基準信号２０と同じで、位相差が受信信号８Ｐ，８Ｑの間の位相差を相殺して調整後受信基準信号２４Ｐ，２４Ｑの位相を一致させるように調整された信号である。位相差調整部１２は、３Ｈｚ未満の制御信号を出して動作する。
位相差調整信号２７Ｐ，２７Ｑは、その周波数はともに第３基準信号２０と同じで、位相差が受信信号８Ｐ，８Ｑの間の位相差を相殺して調整後受信基準信号２４Ｐ，２４Ｑの位相を一致させるように調整された信号である。位相差調整部１２は、３Ｈｚ未満の制御信号を出して動作する。
最適比合成器１３では、その出力である合成受信信号３１のＳ／Ｎ比が最大になるように調整後受信信号２２Ｐ，２２Ｑを最適な比率で合成する。
周波数偏移付加部１４は、ＶＣＯ１１Ｃが出力する周波数同期信号２６と第３基準信号２０との和の周波数の信号を出力するように混合するミキサ１４Ａと、ミキサ１４Ａの出力の偏移化信号３２と合成受信信号３１との差の周波数の信号を出力するように混合するミキサ１４Ｂとを有する。ミキサ１４Ｂの出力が、ダイバーシチ受信装置７の合成出力信号９である。
このダイバーシチ受信装置７は、２個の偏波の受信信号８の信号電力の差すなわちＡＧＣ増幅器１０の増幅ゲインの差が所定値ＫＴ（＝１０ｄＢ程度とする）以上ある場合は、増幅ゲインが小さいすなわち信号電力が大きいの方の偏波だけを出力する。また、選択スイッチ１２Ｃは、増幅ゲインを利用して制御する移相器２９を選択する。そのために、最適比合成器１１Ａ、最適比合成器１３、差演算器１２Ａ、及び選択スイッチ１２Ｃには、ＡＧＣ増幅器１０の増幅ゲインも入力される。
周波数偏移付加部１４は、ＶＣＯ１１Ｃが出力する周波数同期信号２６と第３基準信号２０との和の周波数の信号を出力するように混合するミキサ１４Ａと、ミキサ１４Ａの出力の偏移化信号３２と合成受信信号３１との差の周波数の信号を出力するように混合するミキサ１４Ｂとを有する。ミキサ１４Ｂの出力が、ダイバーシチ受信装置７の合成出力信号９である。
このダイバーシチ受信装置７は、２個の偏波の受信信号８の信号電力の差すなわちＡＧＣ増幅器１０の増幅ゲインの差が所定値ＫＴ（＝１０ｄＢ程度とする）以上ある場合は、増幅ゲインが小さいすなわち信号電力が大きいの方の偏波だけを出力する。また、選択スイッチ１２Ｃは、増幅ゲインを利用して制御する移相器２９を選択する。そのために、最適比合成器１１Ａ、最適比合成器１３、差演算器１２Ａ、及び選択スイッチ１２Ｃには、ＡＧＣ増幅器１０の増幅ゲインも入力される。
以上で構造の説明を終了する。以下で動作を説明する。本発明に係るダイバーシチ受信装置７は、Ｐ偏波とＱ偏波という２つの直交する受信信号８Ｐ，８Ｑを位相差調整して最適比に振幅合成を行うものである。その動作を説明する前に、ダイバーシチ合成と位相差調整の必要性について説明しておく。
まず、ダイバーシチ合成の必要性を説明する。衛星１はＰ偏波である右旋偏波またはＱ偏波である左旋偏波の何れかを送信するが、衛星１の姿勢が本来の姿勢からずれる場合や、衛星が９０ｒｐｍ程度の回転運動する場合などがあり、Ｐ偏波とＱ偏波の両方の偏波の信号が地上局２では受信される。その理由は、以下である。衛星１の本来の姿勢では円偏波アンテナからはＰ偏波である右旋偏波が送信されるとする。衛星１が回転して衛星１の円偏波アンテナが地上局２から見て反対の位置になると、Ｑ偏波である左旋偏波で送信することになる。Ｐ偏波またはＱ偏波だけを受信していると、衛星１が回転する場合には受信信号が間欠的にゼロになり、衛星１を追尾できなくなる場合がある。また、一方の偏波の信号しか利用しないので、両方の偏波の信号を利用する場合よりも信号強度が小さくなる。さらに、フェ−ジングなどの伝播路による劣化は直交する両偏波に同時には発生しないことが経験的に知られており、両偏波を利用することは安定動作につながる。このため、２つの偏波信号を合成するダイバーシチ合成が必要である。
まず、ダイバーシチ合成の必要性を説明する。衛星１はＰ偏波である右旋偏波またはＱ偏波である左旋偏波の何れかを送信するが、衛星１の姿勢が本来の姿勢からずれる場合や、衛星が９０ｒｐｍ程度の回転運動する場合などがあり、Ｐ偏波とＱ偏波の両方の偏波の信号が地上局２では受信される。その理由は、以下である。衛星１の本来の姿勢では円偏波アンテナからはＰ偏波である右旋偏波が送信されるとする。衛星１が回転して衛星１の円偏波アンテナが地上局２から見て反対の位置になると、Ｑ偏波である左旋偏波で送信することになる。Ｐ偏波またはＱ偏波だけを受信していると、衛星１が回転する場合には受信信号が間欠的にゼロになり、衛星１を追尾できなくなる場合がある。また、一方の偏波の信号しか利用しないので、両方の偏波の信号を利用する場合よりも信号強度が小さくなる。さらに、フェ−ジングなどの伝播路による劣化は直交する両偏波に同時には発生しないことが経験的に知られており、両偏波を利用することは安定動作につながる。このため、２つの偏波信号を合成するダイバーシチ合成が必要である。
次に、位相差調整の必要性を説明する。そのために、Ｐ偏波である右旋偏波の信号（Ｒと略す）とＱ偏波である左旋偏波の信号（Ｌと略す）の信号強度が同じで位相が異なるいくつかの場合で、ＲとＬをそのまま加算する信号合成について考察する。なお、ＲとＬをそのまま加算した信号をＲ＋Ｌと表記する。
（１）ＲとＬの位相差が１８０度の場合
｜Ｒ＋Ｌ｜＝｜Ｒ−Ｒ｜＝０で、合成する意味がない。
（２）ＲとＬの位相差が９０度の場合
|Ｒ＋Ｌ｜＝｜Ｒ＋ｊＲ｜＝（√２）×｜Ｒ｜となる。
（３）ＲとＬの位相差が０度の場合
|Ｒ＋Ｌ｜＝｜Ｒ＋Ｒ｜＝２×｜Ｒ｜となる。
つまり、ＲとＬの位相を一致させてから合成する場合が、合成後の信号強度が最も大きくなる。なお、ＲとＬに含まれる雑音は位相が一致していないので合成しても２倍にはならず、位相を一致させて合成するとＳ／Ｎ比が改善される。このように位相差調整は、合成受信信号３１の信号強度を大きくしＳ／Ｎ比を改善する上で必要かつ重要である。なお、水平偏波と垂直偏波を使用する場合も同様になる。
（１）ＲとＬの位相差が１８０度の場合
｜Ｒ＋Ｌ｜＝｜Ｒ−Ｒ｜＝０で、合成する意味がない。
（２）ＲとＬの位相差が９０度の場合
|Ｒ＋Ｌ｜＝｜Ｒ＋ｊＲ｜＝（√２）×｜Ｒ｜となる。
（３）ＲとＬの位相差が０度の場合
|Ｒ＋Ｌ｜＝｜Ｒ＋Ｒ｜＝２×｜Ｒ｜となる。
つまり、ＲとＬの位相を一致させてから合成する場合が、合成後の信号強度が最も大きくなる。なお、ＲとＬに含まれる雑音は位相が一致していないので合成しても２倍にはならず、位相を一致させて合成するとＳ／Ｎ比が改善される。このように位相差調整は、合成受信信号３１の信号強度を大きくしＳ／Ｎ比を改善する上で必要かつ重要である。なお、水平偏波と垂直偏波を使用する場合も同様になる。
ダイバーシチ受信装置７の動作の説明に戻る。動作を説明するために使用する変数の定義を以下に示す。
Ｖ ：衛星１の視線速度。地上局２に向う場合が正。
Ｃ ：光速。
Ｆ ：衛星１が送信する信号の周波数。２０００ＭＨｚ以上。
ΔＦｄ：ドップラ効果による周波数偏移。最大２００ｋＨＺ程度。
ｆｍ ：変調周波数。４ｋＨｚ〜５００ｋＨｚ程度。
Ｆｄ ：地上局２での受信信号の周波数。
Ｆ０ ：周波数偏移ΔＦｄがゼロ時の受信信号８Ｐ，８Ｑの周波数。７０ＭＨｚ。
Ｆ１ ：第１基準信号１８の周波数。１０ＭＨｚ。
Ｆ２ ：第２基準信号１９の周波数。６０ＭＨｚ。
Ｆ３ ：第３基準信号２０の周波数。５００ｋＨｚ。
ΦＰ ：受信信号８Ｐの位相。
ΦＱ ：受信信号８Ｑの位相。
Ｖ ：衛星１の視線速度。地上局２に向う場合が正。
Ｃ ：光速。
Ｆ ：衛星１が送信する信号の周波数。２０００ＭＨｚ以上。
ΔＦｄ：ドップラ効果による周波数偏移。最大２００ｋＨＺ程度。
ｆｍ ：変調周波数。４ｋＨｚ〜５００ｋＨｚ程度。
Ｆｄ ：地上局２での受信信号の周波数。
Ｆ０ ：周波数偏移ΔＦｄがゼロ時の受信信号８Ｐ，８Ｑの周波数。７０ＭＨｚ。
Ｆ１ ：第１基準信号１８の周波数。１０ＭＨｚ。
Ｆ２ ：第２基準信号１９の周波数。６０ＭＨｚ。
Ｆ３ ：第３基準信号２０の周波数。５００ｋＨｚ。
ΦＰ ：受信信号８Ｐの位相。
ΦＱ ：受信信号８Ｑの位相。
ドップラ効果による周波数偏移ΔＦｄは、衛星１が送信する信号の周波数Ｆ、衛星１の速度の地上局２方向への成分すなわち視線速度Ｖ、及び光速Ｃの間で以下の関係にある。なお、ＶとΔＦｄは負の値もとり得る。
ΔＦｄ＝Ｆ×（Ｖ／Ｃ） （式１．１）
ドップラ計測部４Ｄでは、ΔＦｄを計測して追跡管制装置４が管理するＦから（式１．１）により衛星１の視線速度Ｖを計算する。
地上局２での受信信号の周波数Ｆｄは、衛星１が送信する信号の周波数Ｆに（式１．１）のΔＦｄが加わるので、以下となる。
Ｆｄ＝Ｆ＋ΔＦｄ＝Ｆ＋Ｆ×（Ｖ／Ｃ） （式１．２）
受信信号周波数変換装置６により周波数を変換されて、受信信号８Ｐ，８Ｑの周波数は、Ｆ０＋ΔＦｄになる。
ΔＦｄ＝Ｆ×（Ｖ／Ｃ） （式１．１）
ドップラ計測部４Ｄでは、ΔＦｄを計測して追跡管制装置４が管理するＦから（式１．１）により衛星１の視線速度Ｖを計算する。
地上局２での受信信号の周波数Ｆｄは、衛星１が送信する信号の周波数Ｆに（式１．１）のΔＦｄが加わるので、以下となる。
Ｆｄ＝Ｆ＋ΔＦｄ＝Ｆ＋Ｆ×（Ｖ／Ｃ） （式１．２）
受信信号周波数変換装置６により周波数を変換されて、受信信号８Ｐ，８Ｑの周波数は、Ｆ０＋ΔＦｄになる。
まず、周波数同期部１１の動作を説明する。そのために、以下の変数を定義する。ここでは仮に位相差調整部１２により調整後受信信号２２Ｐ，２２Ｑの位相は一致するものとして説明する。
ＦＪ ：調整後受信基準信号２４Ｐ，２４Ｑと合成受信基準信号２５の周波数。
ΦＪ ：調整後受信基準信号２４Ｐ，２４Ｑと合成受信基準信号２５の位相。
ΔΦ ：主位相検波器１１Ｂで検出する合成受信基準信号２５と
第１基準信号１８との位相差。
Ｖｄ ：主位相検波器１１Ｂの出力電圧。
Ｋｄ ：主位相検波器１１Ｂのゲイン。ＶｄのΔΦに対する比例係数。
Ｖｆ ：ループフィルタ１１Ｄの出力電圧。
Ｋｖ ：ＶＣＯ１１Ｃの周波数感度。入力電圧に対する出力周波数の変化率。
ＦＶ ：ＶＣＯ１１Ｃの発振周波数すなわち周波数同期信号２６の周波数。
ＦＶ０ ：Ｖｆがゼロの時のＶＣＯ１１Ｃの発振周波数。
Ｋｒ（Ｓ）：ループフィルタ１１Ｄのラプラス変換した伝達関数。
ΦＪ１ ：位相同期した定常状態でのΦＪ。
ＦＪ ：調整後受信基準信号２４Ｐ，２４Ｑと合成受信基準信号２５の周波数。
ΦＪ ：調整後受信基準信号２４Ｐ，２４Ｑと合成受信基準信号２５の位相。
ΔΦ ：主位相検波器１１Ｂで検出する合成受信基準信号２５と
第１基準信号１８との位相差。
Ｖｄ ：主位相検波器１１Ｂの出力電圧。
Ｋｄ ：主位相検波器１１Ｂのゲイン。ＶｄのΔΦに対する比例係数。
Ｖｆ ：ループフィルタ１１Ｄの出力電圧。
Ｋｖ ：ＶＣＯ１１Ｃの周波数感度。入力電圧に対する出力周波数の変化率。
ＦＶ ：ＶＣＯ１１Ｃの発振周波数すなわち周波数同期信号２６の周波数。
ＦＶ０ ：Ｖｆがゼロの時のＶＣＯ１１Ｃの発振周波数。
Ｋｒ（Ｓ）：ループフィルタ１１Ｄのラプラス変換した伝達関数。
ΦＪ１ ：位相同期した定常状態でのΦＪ。
最適比合成器１１Ａは、後で説明する最適合成器１３と同様に動作する。
変数の定義から主位相検波器１１Ｂで検出する位相差ΔΦに関して、以下の式が成立する。なお、積分は所定の時間の起点から行う。
ΔΦ＝∫２π×(ＦＪ−Ｆ１)ｄｔ＋ΦＪ （式１．３）
（式１．３）より、位相同期した定常状態では、以下である必要がある。
ＦＪ＝Ｆ１ （式１．４）
ΔΦ＝ΦＪ１ （式１．５）
主位相検波器１１Ｂの出力電圧Ｖｄは、以下となる。ここで、後で説明するようにΔＦｄが増加するとＦＪひいてはΔΦは減少するので、ΔＦｄの増加に対してＶｄひいてはＦＶが増加するように下の式の比例係数にマイナスをかける。
Ｖｄ＝−Ｋｄ×ΔΦ （式１．６）
変数の定義から主位相検波器１１Ｂで検出する位相差ΔΦに関して、以下の式が成立する。なお、積分は所定の時間の起点から行う。
ΔΦ＝∫２π×(ＦＪ−Ｆ１)ｄｔ＋ΦＪ （式１．３）
（式１．３）より、位相同期した定常状態では、以下である必要がある。
ＦＪ＝Ｆ１ （式１．４）
ΔΦ＝ΦＪ１ （式１．５）
主位相検波器１１Ｂの出力電圧Ｖｄは、以下となる。ここで、後で説明するようにΔＦｄが増加するとＦＪひいてはΔΦは減少するので、ΔＦｄの増加に対してＶｄひいてはＦＶが増加するように下の式の比例係数にマイナスをかける。
Ｖｄ＝−Ｋｄ×ΔΦ （式１．６）
ループフィルタ１１ＤはＶｄを入力としてＶｆを出力とするが、位相同期した定常状態では以下が成立する。
Ｖｆ＝Ｖｄ （式１．７）
ＶＣＯ１１Ｃの発振周波数ＦＶは、以下となる。実際にはＶＣＯ１１Ｃの動作は時間遅れがあるが、ここでは無視する。
ＦＶ＝ＦＶ０＋Ｋｖ×Ｖｆ （式１．８）
ミキサ１５Ｐでは出力信号の周波数は入力信号の周波数の和であり、ミキサ１６Ｐでは出力信号の周波数が入力信号の周波数の差になるので、ＦＪは以下となる。ΔＦｄが増加するとＦＪが減少することが分かる。
ＦＪ＝ＦＶ＋Ｆ３−（Ｆ０＋ΔＦｄ） （式１．９）
位相同期した定常状態では（式１．４）が成立するので、（式１．９）に（式１．４）を代入して、ＦＶについて解くと以下となる。
ＦＶ＝Ｆ０＋ΔＦｄ＋Ｆ１−Ｆ３ （式１．１０）
ＶＣＯ１１Ｃの出力である周波数同期信号２６の周波数であるＦＶが、ドップラ効果による周波数偏移を有する。
Ｖｆ＝Ｖｄ （式１．７）
ＶＣＯ１１Ｃの発振周波数ＦＶは、以下となる。実際にはＶＣＯ１１Ｃの動作は時間遅れがあるが、ここでは無視する。
ＦＶ＝ＦＶ０＋Ｋｖ×Ｖｆ （式１．８）
ミキサ１５Ｐでは出力信号の周波数は入力信号の周波数の和であり、ミキサ１６Ｐでは出力信号の周波数が入力信号の周波数の差になるので、ＦＪは以下となる。ΔＦｄが増加するとＦＪが減少することが分かる。
ＦＪ＝ＦＶ＋Ｆ３−（Ｆ０＋ΔＦｄ） （式１．９）
位相同期した定常状態では（式１．４）が成立するので、（式１．９）に（式１．４）を代入して、ＦＶについて解くと以下となる。
ＦＶ＝Ｆ０＋ΔＦｄ＋Ｆ１−Ｆ３ （式１．１０）
ＶＣＯ１１Ｃの出力である周波数同期信号２６の周波数であるＦＶが、ドップラ効果による周波数偏移を有する。
（式１．１０）に（式１．８）、（式１．７）、（式１．６）、（式１．５）を代入して、ΦＪについて解くと以下となる。なお、以下では位相同期した定常状態での値なので、ΦＪをΦＪ１に置き換える。
ＦＶ０―Ｋｖ×Ｋｄ×ΦＪ１＝Ｆ０＋ΔＦｄ＋Ｆ１−Ｆ３
ΦＪ１＝(―Ｆ０―ΔＦｄ―Ｆ１＋Ｆ３＋ＦＶ０)／(Ｋｖ×Ｋｄ) （式１．１１）
位相同期した定常状態では、（式１．１０）の周波数ＦＶでＶＣＯ１１Ｃが発振することにより、調整後受信基準信号２４Ｐ，２４Ｑと合成受信基準信号２５の周波数が第１基準信号１８と同じＦ１になり、第１基準信号１８との位相差ΦＪが（式１．１１）で計算できるΦＪ１になることが分かる。なお、ＫｖとＫｄが大きくて、ΦＪ１は０度に近い値である。そのため、図２などでは、位相は０度と表示する。
ＦＶ０―Ｋｖ×Ｋｄ×ΦＪ１＝Ｆ０＋ΔＦｄ＋Ｆ１−Ｆ３
ΦＪ１＝(―Ｆ０―ΔＦｄ―Ｆ１＋Ｆ３＋ＦＶ０)／(Ｋｖ×Ｋｄ) （式１．１１）
位相同期した定常状態では、（式１．１０）の周波数ＦＶでＶＣＯ１１Ｃが発振することにより、調整後受信基準信号２４Ｐ，２４Ｑと合成受信基準信号２５の周波数が第１基準信号１８と同じＦ１になり、第１基準信号１８との位相差ΦＪが（式１．１１）で計算できるΦＪ１になることが分かる。なお、ＫｖとＫｄが大きくて、ΦＪ１は０度に近い値である。そのため、図２などでは、位相は０度と表示する。
さらに、周波数偏移ΔＦｄに変動がある場合に、ＰＬＬによる周波数同期部１１が周波数同期させる過程を考察する。そのために以下の変数を定義する。
δＦｄ：周波数偏移ΔＦｄの変動分。
δＦＶ：ＶＣＯ１１Ｃの発振周波数ＦＶの変動分。
δＶｄ：主位相検波器１１Ｂの出力電圧Ｖｄの変動分。
δＶｆ：ループフィルタ１１Ｄの出力電圧Ｖｆの変動分。
δΔΦ：主位相検波器１１Ｂで検出する位相差ΔΦの変動分。
δＦｄ：周波数偏移ΔＦｄの変動分。
δＦＶ：ＶＣＯ１１Ｃの発振周波数ＦＶの変動分。
δＶｄ：主位相検波器１１Ｂの出力電圧Ｖｄの変動分。
δＶｆ：ループフィルタ１１Ｄの出力電圧Ｖｆの変動分。
δΔΦ：主位相検波器１１Ｂで検出する位相差ΔΦの変動分。
（式１．６）は変動分に対しても成立する。（式１．７）の替わりに以下の式が成立する。
δＶｆ＝Ｋｒ（Ｓ）×δＶｄ （式１．１２）
（式１．３）に（式１．９）を代入してＦＪを消去すると、変動分に関して以下となる。
−δΔΦ＝∫２π×（δＦｄ―δＦＶ）ｄｔ （式１．１３）
周波数偏移ΔＦｄの変動分δＦｄに対するＰＬＬの制御ブロック図は、（式１．６）、（式１．１２）、（式１．１３）から図３となる。なお、図３のＫｄのブロックの入力は−δΔΦなので、ゲインは−ＫｄではなくＫｄである。
図３の制御ブロック図から、δＦｄとδＦＶとの間には、以下の関係式が成立する。
δＦＶ＝（Ｋｄ×ＫＶ×（Ｋｒ（Ｓ）／Ｓ））×（δＦｄ−δＦＶ）
δＦＶ＝１／（１＋Ｓ／（Ｋｄ×ＫＶ×Ｋｒ（Ｓ）））×δＦｄ （式１．１４）
δＶｆ＝Ｋｒ（Ｓ）×δＶｄ （式１．１２）
（式１．３）に（式１．９）を代入してＦＪを消去すると、変動分に関して以下となる。
−δΔΦ＝∫２π×（δＦｄ―δＦＶ）ｄｔ （式１．１３）
周波数偏移ΔＦｄの変動分δＦｄに対するＰＬＬの制御ブロック図は、（式１．６）、（式１．１２）、（式１．１３）から図３となる。なお、図３のＫｄのブロックの入力は−δΔΦなので、ゲインは−ＫｄではなくＫｄである。
図３の制御ブロック図から、δＦｄとδＦＶとの間には、以下の関係式が成立する。
δＦＶ＝（Ｋｄ×ＫＶ×（Ｋｒ（Ｓ）／Ｓ））×（δＦｄ−δＦＶ）
δＦＶ＝１／（１＋Ｓ／（Ｋｄ×ＫＶ×Ｋｒ（Ｓ）））×δＦｄ （式１．１４）
ループフィルタ１１Ｄは図４に示すラグリードフィルタなので、その伝達関数Ｋｒ（Ｓ）は以下となる。
Ｋｒ（Ｓ）＝（１＋Ｔ２×Ｓ）／（１＋Ｔ１×Ｓ） （式１．１５）
ここに、図４に示す回路定数とＴ１、Ｔ２の間には、以下の関係がある。
Ｔ１＝（Ｒ１＋Ｒ２）×Ｃ１ （式１．１６）
Ｔ２＝Ｒ２×Ｃ１ （式１．１７）
（式１．１５）を（式１．１４）に代入して、以下の式を得る。
δＦＶ＝（１＋Ｔ１×Ｓ）／（１＋ｂ×Ｓ＋ａ×Ｓ２）×δＦｄ （式１．１８）
ここに、（式１．１８）での係数ａ、係数ｂは以下である。
ａ＝Ｔ２／（Ｋｄ×ＫＶ） （式１．１９）
ｂ＝Ｔ１＋Ｔ２／（Ｋｄ×ＫＶ） （式１．２０）
（式１．１９）と（式１．２０）により係数ａ、係数ｂは正であることが保証されているので、（式１．１８）でδＦＶが安定でδＦｄに追従することが分かる。よって、ＰＬＬによる周波数同期部１１は、調整後受信基準信号２４Ｐ，２４Ｑと合成受信基準信号２５の周波数を、第１基準信号１８と同じＦ１に安定させることができる。
Ｋｒ（Ｓ）＝（１＋Ｔ２×Ｓ）／（１＋Ｔ１×Ｓ） （式１．１５）
ここに、図４に示す回路定数とＴ１、Ｔ２の間には、以下の関係がある。
Ｔ１＝（Ｒ１＋Ｒ２）×Ｃ１ （式１．１６）
Ｔ２＝Ｒ２×Ｃ１ （式１．１７）
（式１．１５）を（式１．１４）に代入して、以下の式を得る。
δＦＶ＝（１＋Ｔ１×Ｓ）／（１＋ｂ×Ｓ＋ａ×Ｓ２）×δＦｄ （式１．１８）
ここに、（式１．１８）での係数ａ、係数ｂは以下である。
ａ＝Ｔ２／（Ｋｄ×ＫＶ） （式１．１９）
ｂ＝Ｔ１＋Ｔ２／（Ｋｄ×ＫＶ） （式１．２０）
（式１．１９）と（式１．２０）により係数ａ、係数ｂは正であることが保証されているので、（式１．１８）でδＦＶが安定でδＦｄに追従することが分かる。よって、ＰＬＬによる周波数同期部１１は、調整後受信基準信号２４Ｐ，２４Ｑと合成受信基準信号２５の周波数を、第１基準信号１８と同じＦ１に安定させることができる。
次に、最適比合成器１３の動作を説明する。そのために、以下の変数を定義する。
ＫＰ：ＡＧＣ増幅器１０Ｐの増幅ゲイン
ＫＱ：ＡＧＣ増幅器１０Ｑの増幅ゲイン
ＸＰ：調整後受信信号２２Ｐの複素ベクトル。
ＸＱ：調整後受信信号２２Ｑの複素ベクトル。
ＸＧ：合成受信信号３１の複素ベクトル。
ＫＰ：ＡＧＣ増幅器１０Ｐの増幅ゲイン
ＫＱ：ＡＧＣ増幅器１０Ｑの増幅ゲイン
ＸＰ：調整後受信信号２２Ｐの複素ベクトル。
ＸＱ：調整後受信信号２２Ｑの複素ベクトル。
ＸＧ：合成受信信号３１の複素ベクトル。
受信信号８Ｐ，８Ｑには雑音も含まれており、最適比合成器１３は合成出力信号９でのＳ／Ｎ比が最大になるように、以下のような最適比合成を行う。
（１）ＫＰ＞ＫＱの場合。Ｐ偏波の信号強度の方が小さい場合。
|ＸＧ|＝|ＸＰ|×（ＫＱ／ＫＰ）＋|ＸＱ| （式２．１）
（２）ＫＰ≦ＫＱの場合。Ｐ偏波の信号強度の方が小さくない場合。
|ＸＧ|＝|ＸＰ|＋|ＸＱ|×（ＫＰ／ＫＱ） （式２．２）
（式２．１）と（式２．２）によれば、ＡＧＣ増幅器１０の増幅ゲインが小さい方すなわち信号強度が大きい方の偏波の信号に、増幅ゲインの逆数の比を乗じたもう一方の偏波の信号を加算する。ここで、信号強度は信号電力により計測するものとする。同じ信号電力に増幅するＡＧＣ増幅器１０では、増幅ゲインの逆数が増幅前の信号電力に比例することになる。受信信号８Ｐ，８Ｑには同じ大きさの雑音があると考えられ、増幅ゲインが大きい方の受信信号８Ｐ，８Ｑでは雑音の割合が多くなる。Ｓ／Ｎ比が低く雑音が多い方の信号の比率を少なくする（式２．１）または（式２．２）の割合で合成すると、合成受信信号３１のＳ／Ｎ比は最大になる。なお、信号強度は信号電力ではなく信号の振幅の電圧などで計測することにしてもよい。
（１）ＫＰ＞ＫＱの場合。Ｐ偏波の信号強度の方が小さい場合。
|ＸＧ|＝|ＸＰ|×（ＫＱ／ＫＰ）＋|ＸＱ| （式２．１）
（２）ＫＰ≦ＫＱの場合。Ｐ偏波の信号強度の方が小さくない場合。
|ＸＧ|＝|ＸＰ|＋|ＸＱ|×（ＫＰ／ＫＱ） （式２．２）
（式２．１）と（式２．２）によれば、ＡＧＣ増幅器１０の増幅ゲインが小さい方すなわち信号強度が大きい方の偏波の信号に、増幅ゲインの逆数の比を乗じたもう一方の偏波の信号を加算する。ここで、信号強度は信号電力により計測するものとする。同じ信号電力に増幅するＡＧＣ増幅器１０では、増幅ゲインの逆数が増幅前の信号電力に比例することになる。受信信号８Ｐ，８Ｑには同じ大きさの雑音があると考えられ、増幅ゲインが大きい方の受信信号８Ｐ，８Ｑでは雑音の割合が多くなる。Ｓ／Ｎ比が低く雑音が多い方の信号の比率を少なくする（式２．１）または（式２．２）の割合で合成すると、合成受信信号３１のＳ／Ｎ比は最大になる。なお、信号強度は信号電力ではなく信号の振幅の電圧などで計測することにしてもよい。
その次に、位相差調整部１２の動作を説明する。そのために、以下の変数を定義する。
ΔΦＰ ：副位相検波器１２Ｐで検出する調整後受信基準信号２４Ｐと
第１基準信号１８との位相差。
ΔΦＱ ：副位相検波器１２Ｑで検出する調整後受信基準信号２４Ｑと
第１基準信号１８との位相差。
ＶＰ ：副位相検波器１２Ｐの出力電圧。
ＶＱ ：副位相検波器１２Ｑの出力電圧。
ＫＭ ：副位相検波器１２Ｐ，１２Ｑのゲイン。
ＶＳ ：差演算器１２Ａの出力電圧。
ＫＳ（Ｓ）：位相差信号演算部１２Ｂのラプラス変換した伝達関数。
ＫＮ ：位相差信号演算部１２Ｂのゲイン。
ΔΦＳ ：位相差信号演算部１２Ｂの出力の位相差すなわち位相差信号３０。
ΦＶ ：周波数同期信号２６の位相。
ΦＳＰ ：移相器２９Ｐの出力信号である位相差調整信号２７Ｐの位相。
ΦＳＱ ：移相器２９Ｑの出力信号である位相差調整信号２７Ｑの位相。
ΦＶ１ ：位相同期した定常状態でのΦＪをΦＪ１とするΦＶ。
ΔΦＰ ：副位相検波器１２Ｐで検出する調整後受信基準信号２４Ｐと
第１基準信号１８との位相差。
ΔΦＱ ：副位相検波器１２Ｑで検出する調整後受信基準信号２４Ｑと
第１基準信号１８との位相差。
ＶＰ ：副位相検波器１２Ｐの出力電圧。
ＶＱ ：副位相検波器１２Ｑの出力電圧。
ＫＭ ：副位相検波器１２Ｐ，１２Ｑのゲイン。
ＶＳ ：差演算器１２Ａの出力電圧。
ＫＳ（Ｓ）：位相差信号演算部１２Ｂのラプラス変換した伝達関数。
ＫＮ ：位相差信号演算部１２Ｂのゲイン。
ΔΦＳ ：位相差信号演算部１２Ｂの出力の位相差すなわち位相差信号３０。
ΦＶ ：周波数同期信号２６の位相。
ΦＳＰ ：移相器２９Ｐの出力信号である位相差調整信号２７Ｐの位相。
ΦＳＱ ：移相器２９Ｑの出力信号である位相差調整信号２７Ｑの位相。
ΦＶ１ ：位相同期した定常状態でのΦＪをΦＪ１とするΦＶ。
副位相検波器１２Ｐ，１２Ｑの入出力の間には、以下の式が成立する。
ＶＰ＝ＫＭ×ΔΦＰ （式３．１）
ＶＱ＝ＫＭ×ΔΦＱ （式３．２）
差演算器１２Ａでは、以下の式が成立する。
ＶＳ＝ＫＭ×（ΔΦＰ−ΔΦＱ） （式３．３）
位相差信号演算部１２Ｂでは、位相差信号３０すなわちΔΦＳに関して以下の式が成立する。
ΔΦＳ＝ＫＳ（Ｓ）×ＶＳ （式３．４）
ここで、ＫＳ（Ｓ）は、以下の積分特性を持たせる。このような特性は、コンデンサによるアナログ回路などで容易に実現できる。
ＫＳ（Ｓ）＝ＫＮ／Ｓ （式３．５）
ＶＰ＝ＫＭ×ΔΦＰ （式３．１）
ＶＱ＝ＫＭ×ΔΦＱ （式３．２）
差演算器１２Ａでは、以下の式が成立する。
ＶＳ＝ＫＭ×（ΔΦＰ−ΔΦＱ） （式３．３）
位相差信号演算部１２Ｂでは、位相差信号３０すなわちΔΦＳに関して以下の式が成立する。
ΔΦＳ＝ＫＳ（Ｓ）×ＶＳ （式３．４）
ここで、ＫＳ（Ｓ）は、以下の積分特性を持たせる。このような特性は、コンデンサによるアナログ回路などで容易に実現できる。
ＫＳ（Ｓ）＝ＫＮ／Ｓ （式３．５）
位相差信号演算部１２Ｂの出力である位相差信号３０は、選択スイッチ１２Ｃにより信号強度が小さい方の偏波の移相器２９に入力される。なお、位相差信号３０が入力されない移相器２９では、位相差がゼロとして入力されたものとして動作する。選択スイッチ１２Ｃは周期的（例えば０．２秒ごと）にＡＧＣ増幅器１０の増幅ゲインをチェックし、増幅ゲインの比すなわち信号強度の差が所定値以上であり、信号強度が小さい偏波が選択されていない場合に、信号強度が小さい偏波の移相器２９に位相差信号３０が入力されるように切替える。増幅ゲインの比すなわち信号強度の差が所定値未満の場合は、信号強度が同じと判断して、切替えは行わない。こうすることにより、選択スイッチ１２Ｃの切替えを必要最小限にする。選択スイッチ１２Ｃを頻繁に切替えると、移相器２９が十分に動作する時間もなく切替えばかり行うことになるので、位相差調整部１２が位相差を一致させるのにより長い時間かかることになる。
Ｐ偏波の信号強度が大きいとすると、位相差信号３０であるΔΦＳは移相器２９Ｑの方に入力されるので、以下となる。
ΦＳＰ＝０ （式３．６）
ΦＳＱ＝ΔΦＳ （式３．７）
逆に、Ｑ偏波の信号強度が大きい場合は、以下となる。
ΦＳＰ＝−ΔΦＳ （式３．８）
ΦＳＱ＝０ （式３．９）
Ｐ偏波とＱ偏波のどちらの信号強度が大きいにしろ、以下が成立する。
ΦＳＰ−ΦＳＱ＝−ΔΦＳ （式３．１０）
ΦＳＰ＝０ （式３．６）
ΦＳＱ＝ΔΦＳ （式３．７）
逆に、Ｑ偏波の信号強度が大きい場合は、以下となる。
ΦＳＰ＝−ΔΦＳ （式３．８）
ΦＳＱ＝０ （式３．９）
Ｐ偏波とＱ偏波のどちらの信号強度が大きいにしろ、以下が成立する。
ΦＳＰ−ΦＳＱ＝−ΔΦＳ （式３．１０）
ミキサ１５では周波数同期信号２６と位相差同期信号２７の和の周波数であるＰＬＬ同期信号２８を出力し、ミキサ１６ではＰＬＬ同期信号２８と増幅後受信信号２１の差の周波数の信号を出力とするので、位相に関して以下が成立する。なお、増幅後受信信号２１の位相は受信信号８の位相と同じである。
ΔΦＰ＝ΦＳＰ＋ΦＶ−ΦＰ （式３．１１）
ΔΦＱ＝ΦＳＱ＋ΦＶ−ΦＱ （式３．１２）
（式３．１１）から（式３．１２）を引いて、以下の式を得る。
ΦＰ−ΦＱ−（ΦＳＰ−ΦＳＱ）＝ΔΦＱ−ΔΦＰ （式３．１３）
（式３．３）、（式３．４）、（式３．１０）、及び（式３．１３）により、ΔΦＱ−ΔΦＰを消去すると、以下となる。
(ΦＰ−ΦＱ−(ΦＳＰ−ΦＳＱ))×ＫＳ(Ｓ)×ＫＭ＝ΦＳＰ−ΦＳＱ（式３．１４）
ΔΦＰ＝ΦＳＰ＋ΦＶ−ΦＰ （式３．１１）
ΔΦＱ＝ΦＳＱ＋ΦＶ−ΦＱ （式３．１２）
（式３．１１）から（式３．１２）を引いて、以下の式を得る。
ΦＰ−ΦＱ−（ΦＳＰ−ΦＳＱ）＝ΔΦＱ−ΔΦＰ （式３．１３）
（式３．３）、（式３．４）、（式３．１０）、及び（式３．１３）により、ΔΦＱ−ΔΦＰを消去すると、以下となる。
(ΦＰ−ΦＱ−(ΦＳＰ−ΦＳＱ))×ＫＳ(Ｓ)×ＫＭ＝ΦＳＰ−ΦＳＱ（式３．１４）
（式３．１４）は、位相調整部１２の動作特性が図５のブロック図で表現できることを意味している。なお、（式３．１３）と（式３．３）より、ＫＭのブロックの出力は、−ＶＳになる。（式３．１４）を変形すると、以下の式になる。
ΦＳＰ−ΦＳＱ＝
(ＫＳ(Ｓ)×ＫＭ／(１＋ＫＳ(Ｓ)×ＫＭ))×(ΦＰ−ΦＱ) （式３．１５）
（式３．１５）に（式３．５）を代入して、以下となる。
ΦＳＰ−ΦＳＱ＝(ＫＮ×ＫＭ／(Ｓ＋ＫＮ×ＫＭ))×(ΦＰ−ΦＱ) （式３．１６）
（式３．１６）より、ΦＰ−ΦＱの変動に対して、ΦＳＰ−ΦＳＱは安定に同じ量だけ変動することが分かる。なお、ΦＳＰとΦＳＱのどちらをどれだけ変化させるかには自由度があり、（式３．１１）と（式３．１２）によるΦＶは一意には決まらない。
（式３．１３）に（式３．１６）を代入して、以下となる。ΦＰ−ΦＱの変動に対して、ΔΦＰ−ΔΦＱはゼロに落ち着くことが分かる。
ΔΦＰ−ΔΦＱ＝（（ＫＮ×ＫＭ／（Ｓ＋ＫＮ×ＫＭ））−１）×（ΦＰ−ΦＱ）
＝−（Ｓ／（Ｓ＋ＫＮ×ＫＭ））×（ΦＰ−ΦＱ） （式３．１７）
ΦＳＰ−ΦＳＱ＝
(ＫＳ(Ｓ)×ＫＭ／(１＋ＫＳ(Ｓ)×ＫＭ))×(ΦＰ−ΦＱ) （式３．１５）
（式３．１５）に（式３．５）を代入して、以下となる。
ΦＳＰ−ΦＳＱ＝(ＫＮ×ＫＭ／(Ｓ＋ＫＮ×ＫＭ))×(ΦＰ−ΦＱ) （式３．１６）
（式３．１６）より、ΦＰ−ΦＱの変動に対して、ΦＳＰ−ΦＳＱは安定に同じ量だけ変動することが分かる。なお、ΦＳＰとΦＳＱのどちらをどれだけ変化させるかには自由度があり、（式３．１１）と（式３．１２）によるΦＶは一意には決まらない。
（式３．１３）に（式３．１６）を代入して、以下となる。ΦＰ−ΦＱの変動に対して、ΔΦＰ−ΔΦＱはゼロに落ち着くことが分かる。
ΔΦＰ−ΔΦＱ＝（（ＫＮ×ＫＭ／（Ｓ＋ＫＮ×ＫＭ））−１）×（ΦＰ−ΦＱ）
＝−（Ｓ／（Ｓ＋ＫＮ×ＫＭ））×（ΦＰ−ΦＱ） （式３．１７）
移相器２９は、３度単位の離散値で位相を制御する。移相器２９の動作を説明するために、以下の変数を定義する。
ΦＵ：移相器２９で使用される３度単位で離散値化された、立ち上りタイミング。
ΦＤ：移相器２９で使用される３度単位で離散値化された、立ち下りタイミング。
ΦＵとΦＤは、以下のように計算する。なお、以下の式ではΔΦＳは度を単位とする実数である。
ΦＵ＝[（３６０．０＋ΔΦＳ）／３]％１２０ （式３．１８）
ΦＤ＝[（５４０．０＋ΔΦＳ）／３]％１２０ （式３．１９）
ここに、[Ｘ]はガウス記号であり、実数Ｘより大きくない最大の整数を意味する。Ｘ％Ｙは、整数Ｘを整数Ｙで割った時の余りを意味する。例えば、ΔΦＳ＝５．５度であれば、ΦＵ＝１、ΦＤ＝６１になる。また、ΔΦＳ＝−９．９度であれば、ΦＵ＝１１６、ΦＤ＝５６になる。
ΦＵ：移相器２９で使用される３度単位で離散値化された、立ち上りタイミング。
ΦＤ：移相器２９で使用される３度単位で離散値化された、立ち下りタイミング。
ΦＵとΦＤは、以下のように計算する。なお、以下の式ではΔΦＳは度を単位とする実数である。
ΦＵ＝[（３６０．０＋ΔΦＳ）／３]％１２０ （式３．１８）
ΦＤ＝[（５４０．０＋ΔΦＳ）／３]％１２０ （式３．１９）
ここに、[Ｘ]はガウス記号であり、実数Ｘより大きくない最大の整数を意味する。Ｘ％Ｙは、整数Ｘを整数Ｙで割った時の余りを意味する。例えば、ΔΦＳ＝５．５度であれば、ΦＵ＝１、ΦＤ＝６１になる。また、ΔΦＳ＝−９．９度であれば、ΦＵ＝１１６、ΦＤ＝５６になる。
移相器２９の動作を説明する図を、図６に示す。図６(a)が５００ｋＨｚの第３基準信号２０の波形であり、図６(b)が位相差調整信号２７の波形である。図６では、ΦＵ＝２、ΦＤ＝６２とする。移相器２９は周期的（例えば０．２秒ごと）に位相差信号３０すなわちΔΦＳを取り込んで、（式３．１８）と（式３．１９）により、ΦＵとΦＤを計算する。移相器２９は５００ｋＨｚの第３基準信号２０の位相がゼロになった時点から、６０ＭＨｚの第２基準信号１９の位相がゼロになる回数を数える。その回数がΦＵになると、矩形波である位相差調整信号２７の立ち上りを出力する。位相がゼロになる回数がΦＤになると、位相差調整信号２７の立ち下がりを出力する。こうすると、位相差調整信号２７は、第３基準信号２０よりもΦＵ×３度だけ位相が遅れた信号になる。矩形波に含まれる高調波はミキサで除去されるので、位相を制御するために矩形波を使用しても問題は発生しない。なお、矩形波の方が位相を制御しやすい。
３度単位に位相を制御するのは、第２基準信号１９と第３基準信号２０の周波数の比が１２０であることによる。３６０度をこの比の１２０で割った商が３度なので、３度単位で位相を制御できる。第２基準信号１９と第３基準信号２０の周波数の比を別の整数に変えれば、位相を制御する単位すなわち刻み幅を変更できる。ΔΦＳを３度単位の離散値に変換する際に切捨てを使用したが、四捨五入、切り上げまたは他の方法の何れでもよい。例えば四捨五入にする場合は、（式３．１８）で３６０．０の替わりに３６０．５とし、（式３．１９）では５４０．０の替わりに５４０．５とすればよい。
移相器２９が３度単位で位相を変化させたとしても、（式３．１６）の安定性には影響を与えない。ただし、調整後受信基準信号２４Ｐ，２４Ｑには３度未満の位相差が残ったままになる。調整後受信基準信号２４Ｐ，２４Ｑの位相差が３度程度であれば、位相差が最適比合成する合成受信信号３１に影響を及ぼさない。その理由は、ｃｏｓ（３度）＝０．９９９なので、合成受信信号３１の振幅の誤差は無視できる。位相変調された変調信号は０度と１８０度などのように大きく離れており、３度程度の位相差は問題にならない。
ここで、位相差信号演算部１２Ｂは、位相を離散値で制御する場合には、離散値よりも小さい位相差は位相差ゼロと扱う。そうしないと、移相器２９が１離散値の幅で振動することになる。
移相器２９が３度単位で位相を変化させたとしても、（式３．１６）の安定性には影響を与えない。ただし、調整後受信基準信号２４Ｐ，２４Ｑには３度未満の位相差が残ったままになる。調整後受信基準信号２４Ｐ，２４Ｑの位相差が３度程度であれば、位相差が最適比合成する合成受信信号３１に影響を及ぼさない。その理由は、ｃｏｓ（３度）＝０．９９９なので、合成受信信号３１の振幅の誤差は無視できる。位相変調された変調信号は０度と１８０度などのように大きく離れており、３度程度の位相差は問題にならない。
ここで、位相差信号演算部１２Ｂは、位相を離散値で制御する場合には、離散値よりも小さい位相差は位相差ゼロと扱う。そうしないと、移相器２９が１離散値の幅で振動することになる。
受信信号８Ｐ，８Ｑの何れかまたは両方の位相が変化した場合は、位相差調整部１２が（式３．１６）により調整後受信基準信号２４Ｐ，２４Ｑの位相差をゼロに近づけるように動作するとともに、周波数同期部１１も動作して調整後受信基準信号２４Ｐ，２４Ｑの位相を同じように変動させる。その動作の過程を説明する。
まず、調整後受信基準信号２４Ｐ，２４Ｑの位相が異なる場合の合成受信基準信号２５の位相の計算方法を、図７により説明する。図７はＰ偏波の信号強度が大きい場合の図であるが、以下で導出する式はＱ偏波の信号強度が大きい場合にも成立する式である。
図７より、複素ベクトルＸＧ，ＸＱの複素ベクトルＸＰに直交する成分に関して以下が成立することが分かる。
|ＸＧ|×sin(ΦＪ−ΔＰ)＝(ＫＰ／ＫＱ)×|ＸＱ|×sin(ΔＱ−ΔＰ) （式４．１）
複素ベクトルＸＰに平行な成分に関しては、以下の式が成立する。
|ＸＧ|×ｃｏｓ(ΦＪ−ΔＰ)＝
|ＸＰ|＋(ＫＰ／ＫＱ)×|ＸＱ|×ｃｏｓ(ΔＱ−ΔＰ) （式４．２）
ＡＧＣ増幅器１０では増幅後の信号強度が同じになるように増幅するので、以下となる。
|ＸＰ|＝|ＸＱ| （式４．３）
まず、調整後受信基準信号２４Ｐ，２４Ｑの位相が異なる場合の合成受信基準信号２５の位相の計算方法を、図７により説明する。図７はＰ偏波の信号強度が大きい場合の図であるが、以下で導出する式はＱ偏波の信号強度が大きい場合にも成立する式である。
図７より、複素ベクトルＸＧ，ＸＱの複素ベクトルＸＰに直交する成分に関して以下が成立することが分かる。
|ＸＧ|×sin(ΦＪ−ΔＰ)＝(ＫＰ／ＫＱ)×|ＸＱ|×sin(ΔＱ−ΔＰ) （式４．１）
複素ベクトルＸＰに平行な成分に関しては、以下の式が成立する。
|ＸＧ|×ｃｏｓ(ΦＪ−ΔＰ)＝
|ＸＰ|＋(ＫＰ／ＫＱ)×|ＸＱ|×ｃｏｓ(ΔＱ−ΔＰ) （式４．２）
ＡＧＣ増幅器１０では増幅後の信号強度が同じになるように増幅するので、以下となる。
|ＸＰ|＝|ＸＱ| （式４．３）
（式４．３）を（式４．２）に代入して、|ΦＪ−ΔＰ|と|ΔＱ−ΔＰ|を微小と見て、θが微小な場合のｃｏｓθ≒１という近似を使用すると、以下となる。
|ＸＧ|＝（１＋ＫＰ／ＫＱ)×|ＸＰ| （式４．４）
（式４．３）と（式４．４）を（式４．１）に代入して、|ΦＪ−ΔＰ|と|ΔＱ−ΔＰ|とを微小と見てθが微小な場合のｓｉｎθ≒θという近似を使用し、両辺を|ＸＰ|で割ると、以下となる。
(１＋ＫＰ／ＫＱ)×(ΦＪ−ΔＰ)＝(ＫＰ／ＫＱ)×(ΔＱ−ΔＰ) （式４．５）
（式４．５）をΦＪについて解くと、以下となる。
ΦＪ＝（ＫＱ×ΔＰ＋ＫＰ×ΔＱ）／（ＫＰ＋ＫＱ） （式４．６）
（式４．６）においてΔＰ＝ΔＱとするとΦＪ＝ΔＰ＝ΔＱとなり、位相同期した定常状態ではΔＰとΔＱはΦＪ１になる。
|ＸＧ|＝（１＋ＫＰ／ＫＱ)×|ＸＰ| （式４．４）
（式４．３）と（式４．４）を（式４．１）に代入して、|ΦＪ−ΔＰ|と|ΔＱ−ΔＰ|とを微小と見てθが微小な場合のｓｉｎθ≒θという近似を使用し、両辺を|ＸＰ|で割ると、以下となる。
(１＋ＫＰ／ＫＱ)×(ΦＪ−ΔＰ)＝(ＫＰ／ＫＱ)×(ΔＱ−ΔＰ) （式４．５）
（式４．５）をΦＪについて解くと、以下となる。
ΦＪ＝（ＫＱ×ΔＰ＋ＫＰ×ΔＱ）／（ＫＰ＋ＫＱ） （式４．６）
（式４．６）においてΔＰ＝ΔＱとするとΦＪ＝ΔＰ＝ΔＱとなり、位相同期した定常状態ではΔＰとΔＱはΦＪ１になる。
（式４．６）に（式３．１１）と（式３．１２）を代入すると、以下となる。
−ΦＪ＝ （ＫＱ／（ＫＰ＋ＫＱ））×（ΦＰ−ΦＳＰ−ΦＶ）
＋（ＫＰ／（ＫＰ＋ＫＱ））×（ΦＱ−ΦＳＱ−ΦＶ） （式４．７）
ΦＪが位相同期した定常状態の値であるΦＪ１から変動すると、（式１．６）、（式１．１２）、（式１．８）により、Ｖｄ、Ｖｆ，ＦＶも変動する。ＦＶの変動を積分すると、ΦＶのΦＶ１からの変動分になる。（式４．７）、（式１．６）、（式１．１２）、（式１．８）とΦＶの変動分がＦＶの変動分の積分であることから、ΦＰとΦＱの変動に対する制御ブロック図は、図８のようになる。なお、Ｋｄのブロックに対する入力は、−ΦＪ＋ΦＪ１すなわち−δΦＪなので、ゲインは−ＫｄではなくＫｄになる。
−ΦＪ＝ （ＫＱ／（ＫＰ＋ＫＱ））×（ΦＰ−ΦＳＰ−ΦＶ）
＋（ＫＰ／（ＫＰ＋ＫＱ））×（ΦＱ−ΦＳＱ−ΦＶ） （式４．７）
ΦＪが位相同期した定常状態の値であるΦＪ１から変動すると、（式１．６）、（式１．１２）、（式１．８）により、Ｖｄ、Ｖｆ，ＦＶも変動する。ＦＶの変動を積分すると、ΦＶのΦＶ１からの変動分になる。（式４．７）、（式１．６）、（式１．１２）、（式１．８）とΦＶの変動分がＦＶの変動分の積分であることから、ΦＰとΦＱの変動に対する制御ブロック図は、図８のようになる。なお、Ｋｄのブロックに対する入力は、−ΦＪ＋ΦＪ１すなわち−δΦＪなので、ゲインは−ＫｄではなくＫｄになる。
図８の制御ブロック図では、位相差調整部１２により決まるΦＳＰとΦＳＱとを含んでいる。周波数同期部１１の動作は位相差調整部１２の動作よりも速いので、周波数同期部１１の過渡現象を考える上ではΦＳＰとΦＳＱは固定値と見てよい。すると、周波数同期信号２６の位相ΦＶの動作特性は、発振周波数ＦＶの変動分に対するのと同様な式で表現でき、安定である。そのため、ＰＬＬが位相同期した状態では、合成受信基準信号２５の位相ΦＪが（式１．１１）で計算できるΦＪ１になるように、ΦＶが調整されてΦＶ１になる。ただし、ΦＶ１はΦＳＰとΦＳＱに依存するので、一意には決まらない。
受信信号８Ｐの位相ΦＰが時刻ｔ１でステップ状にΔＸだけ変化した場合の、周波数同期部１１と位相差調整部１２の動作による位相の変化の１例を示す図を、図９に示す。図９では、ＫＱ／ＫＰ≒２とＰ偏波の信号強度の方が大きいとし、移相器２９が位相を連続量で制御する場合とする。図９(a)に受信信号８Ｐの位相ΦＰを、図９(b)に受信信号８Ｑの位相ΦＱを、図９(c)に周波数同期信号２６の位相ΦＶを、図９(d)に位相差調整信号２７Ｐの位相ΦＳＰを、図９(e)に位相差調整信号２７Ｑの位相ΦＳＱを、図９(f)に調整後受信基準信号２４Ｐの位相ΔＰを、図９(g)に調整後受信基準信号２４Ｑの位相ΔＱを、それぞれ示す。なお、変化前の値をΦＰ０などのように変数名に０を付加した変数で表現する。図９(c-e)では、信号強度の小さい方の位相ΦＳＱを位相差調整部１２が制御する場合を実線で示し、信号強度が大きい方の位相ΔＰを制御する場合を破線で示す。位相ΦＳＰと位相ΦＳＱのどちらを制御するかで、図９(f)の位相ΔＰと図９(g)の位相ΔＱにも厳密には差があるが、差が僅かなので位相ΦＳＱを制御する場合だけを表示する。
受信信号８Ｑの位相ΦＱが時刻ｔ１でステップ状にΔＸだけ変化した場合を、図１０に示す。
受信信号８Ｑの位相ΦＱが時刻ｔ１でステップ状にΔＸだけ変化した場合を、図１０に示す。
受信信号８Ｐの位相ΦＰまたは受信信号８Ｑの位相ΦＱのステップ状の変化に対して、ΔＰとΔＱをともに定常状態の値であるΦＪ１に戻すことができる。時刻ｔ２までは図８の制御ブロック図による周波数同期部１１の過渡現象があり、ΦＶが速く変化する。時刻ｔ２以降は、（式４．７）で左辺を−ΦＪ１とした式を満足するように、ΦＶはΦＳＰとΦＳＱの変化に合わせて変化する。
位相の変化があった偏波の方の位相を制御する場合は、ΦＶがゼロに戻る。そうでない場合は、ΦＶが位相の変化量だけ増加する。信号強度が弱い方の偏波を制御する方（実線で書いた方）が、ΦＶの変化の絶対量が少なくなる。なお、変化の絶対量とは、増加量の絶対値と減少量の絶対値の和とする。図９(c)のΦＶは、実線ではΔＸ増加するのに対し、破線ではΔＸの２／３ほど増加して０に戻る。つまり、図９(c)のΦＶの変化の絶対量は、実線ではΔＸで、破線では(４／３)×ΔＸである。図１０(c)でも同様に、ΦＶの変化の絶対量は、実線では(２／３)×ΔＸで、破線ではΔＸである。
位相の変化があった偏波の方の位相を制御する場合は、ΦＶがゼロに戻る。そうでない場合は、ΦＶが位相の変化量だけ増加する。信号強度が弱い方の偏波を制御する方（実線で書いた方）が、ΦＶの変化の絶対量が少なくなる。なお、変化の絶対量とは、増加量の絶対値と減少量の絶対値の和とする。図９(c)のΦＶは、実線ではΔＸ増加するのに対し、破線ではΔＸの２／３ほど増加して０に戻る。つまり、図９(c)のΦＶの変化の絶対量は、実線ではΔＸで、破線では(４／３)×ΔＸである。図１０(c)でも同様に、ΦＶの変化の絶対量は、実線では(２／３)×ΔＸで、破線ではΔＸである。
以上で、位相差調整部１２の動作の説明を終了し、周波数偏移付加部１４の動作を説明する。そのために、以下の変数を定義する。
ＦＧ：合成出力信号９の周波数。
ミキサ１４Ａでは出力信号の周波数が入力信号の周波数の和で、ミキサ１４Ｂでは差であることから、以下となる。ここで、ミキサ１４Ａでは周波数同期信号２６と第２基準信号１９を混合し、ミキサ１４Ｂではミキサ１４Ａの出力である偏移化信号３２と合成受信信号３１とを混合する。
ＦＧ＝ＦＶ＋Ｆ３−ＦＪ （式５．１）
（式５．１）に（式１．４）と（式１．１０）を代入して、以下となる。
ＦＧ＝Ｆ０＋ΔＦｄ （式５．２）
つまり、ダイバーシチ受信装置７の合成出力信号９の周波数が、受信信号８と同じ周波数になり、ドップラ効果による周波数偏移ΔＦｄを持つことになる。合成出力信号９の位相は周波数同期信号２６と同じΦＰである。ここで、厳密にはΦＰはΦＰ＋ΦＪ１となるが、ΦＪ１は微小なので、位相の検討を行なう場合にはΦＪ１をゼロとして扱うことにする。基準信号に位相同期させた後で復調するので、合成出力信号９の位相がゼロでなくても復調に影響を与えない。
ＦＧ：合成出力信号９の周波数。
ミキサ１４Ａでは出力信号の周波数が入力信号の周波数の和で、ミキサ１４Ｂでは差であることから、以下となる。ここで、ミキサ１４Ａでは周波数同期信号２６と第２基準信号１９を混合し、ミキサ１４Ｂではミキサ１４Ａの出力である偏移化信号３２と合成受信信号３１とを混合する。
ＦＧ＝ＦＶ＋Ｆ３−ＦＪ （式５．１）
（式５．１）に（式１．４）と（式１．１０）を代入して、以下となる。
ＦＧ＝Ｆ０＋ΔＦｄ （式５．２）
つまり、ダイバーシチ受信装置７の合成出力信号９の周波数が、受信信号８と同じ周波数になり、ドップラ効果による周波数偏移ΔＦｄを持つことになる。合成出力信号９の位相は周波数同期信号２６と同じΦＰである。ここで、厳密にはΦＰはΦＰ＋ΦＪ１となるが、ΦＪ１は微小なので、位相の検討を行なう場合にはΦＪ１をゼロとして扱うことにする。基準信号に位相同期させた後で復調するので、合成出力信号９の位相がゼロでなくても復調に影響を与えない。
このように周波数偏移付加部１４を備えて合成受信信号３１に周波数偏移を有する周波数同期信号２６を混合することにより、ダイバーシチ受信装置７の合成出力信号９の周波数がドップラ効果による周波数偏移ΔＦｄを持つので、標準の追跡管制装置４を使用することができるようになり、追跡管制システムの低コスト化が実現できるという効果がある。
ここでは、ダイバーシチ受信装置７の合成出力信号９の周波数を受信信号８と同じ周波数としたが、ドップラ効果による周波数偏移ΔＦｄを持ち追跡管制装置４が処理できる周波数であれば、受信信号８と同じでなくてもよい。合成出力信号９を、例えばベースバンド信号にしてもよい。なお、追跡管制装置４の入出力の周波数を同じにすると、追跡管制装置４の送信信号をそのまま折り返して受信信号とするなどして追跡管制装置４単体としての試験をやりやすいので、追跡管制装置４の入出力の周波数が同じなるように合成出力信号９の周波数を決める場合が多い
ミキサ１６Ｐ，１６Ｑでは、Ｆ０＋ΔＦｄとＦ０＋ΔＦｄ＋Ｆ１の周波数の信号を混合してＦ１の周波数の信号を作成したが、Ｆ０＋ＦｄとＦ０＋ΔＦｄ−Ｆ１の周波数を混合してＦ１の周波数の信号を作成してもよい。他のミキサでも、出力信号を所定の周波数（ＦＸと呼ぶ）にするために、周波数の和または差がＦＸになる２個の周波数を混合して作成するようにしてもよい。ミキサは混合する２個の信号の周波数の和または差が所定の周波数の信号を出力するものであれば、どのようなものでもよい。ダイバーシチ受信装置７を構成できれば、何個のミキサを使用してもよい。
ミキサ１６Ｐ，１６Ｑでは、Ｆ０＋ΔＦｄとＦ０＋ΔＦｄ＋Ｆ１の周波数の信号を混合してＦ１の周波数の信号を作成したが、Ｆ０＋ＦｄとＦ０＋ΔＦｄ−Ｆ１の周波数を混合してＦ１の周波数の信号を作成してもよい。他のミキサでも、出力信号を所定の周波数（ＦＸと呼ぶ）にするために、周波数の和または差がＦＸになる２個の周波数を混合して作成するようにしてもよい。ミキサは混合する２個の信号の周波数の和または差が所定の周波数の信号を出力するものであれば、どのようなものでもよい。ダイバーシチ受信装置７を構成できれば、何個のミキサを使用してもよい。
周波数同期部１１のＰＬＬは、ドップラ効果の周波数偏移の想定する範囲とその変化速度の想定する範囲に対して、位相同期できるものであればどのようなものでもよい。主位相検波器１１Ｂは、第１基準信号１８との位相差を所定の精度で検出できるものであればどのようなものでもよい。ループフィルタ１１Ｄも、ラグリードフィルタでなくてもラグフィルタやその他のフィルタでもよく。ＰＬＬとして必要な周波数特性や応答特性などの特性を実現できるものであれば、ループフィルタ１１Ｄはどのようなものでもよい。ＶＣＯ１１Ｃは、所定の範囲の周波数の信号を所定の精度で電圧を制御することにより出力できるものであれば、どのようなものでもよい。主位相検波器１１ＢやＶＣＯ１１Ｃのゲインの大きさも、所定の範囲で位相同期できるものであればどのような大きさでもよい。
位相差調整部１２は、調整後受信基準信号２４Ｐ，２４Ｑの位相差をゼロにできるような制御ができるものであれば、どのようなものでもよい。副位相検波器１２Ｐ，１２Ｑは、第１基準信号１８との位相差を所定の精度で検出できるものであればどのようなものでもよい。差演算器１２Ａは、副位相検波器１２Ｐ，１２Ｑで検出した所定の範囲の位相の差を、所定の精度で計算できるものであればどのようなものでもよい。位相差信号演算部１２Ｂは、差演算器１２Ａの出力から位相差信号３０を作成できるものであれば、どのようなものでもよい。位相差信号演算部１２Ｂに積分特性を持たせたが、積分特性ではなく大きなゲインを持たせてもよい。ただし、大きなゲインを持たせる場合には、位相は連続量で制御する必要がある。その理由は、離散値で位相を制御すると離散値の刻み幅未満の誤差が残り、大きなゲインでフィードバックをかけると位相が振動してしまうからである。
選択スイッチ１２Ｃは、所定の条件が満足した場合にスイッチの切替えができるものであればどのようなものでもよい。符号反転器１２Ｄは、所定の範囲の位相差信号３０の正負を反転できるものであればどのようなものでもよい。
選択スイッチ１２Ｃは、所定の条件が満足した場合にスイッチの切替えができるものであればどのようなものでもよい。符号反転器１２Ｄは、所定の範囲の位相差信号３０の正負を反転できるものであればどのようなものでもよい。
移相器２９は３度単位の離散値で制御するとしたが、より細かく制御するようにしてもよいし、制御後に残る位相差がダイバーシチ受信装置７の動作が所定の性能を実現できる範囲であれば、より粗く制御するようにしてもよい。また、離散値による制御ではなく連続量で制御するようにしてもよい。移相器２９は、所定の周波数の信号を所定の範囲内で所定の精度で位相を変化できるものであれば、どのようなものでもよい。
信号強度が小さい方の偏波の方の移相器２９を位相差調整部１２が制御するとしたが、信号強度が大きい方の移相器２９を制御してもよい。主位相検波器１１Ｂの出力も位相差演算部１２Ｂが利用して、主位相検波器１１Ｂの出力と差演算器１２Ａの出力とからΦＰとΦＱを計算し、変化が大きい方の偏波の移相器２９を制御してもよい。また、選択スイッチ１２Ｃをなくして、位相差演算部１２Ｂが移相器２９Ｐ，２９Ｑの両方の制御量を計算して制御するようにしてもよい。その場合には、１個の移相器２９を制御する場合の制御量を、位相差演算部１２Ｂが２個の移相器２９の制御量に妥当な割合で配分する。
信号強度が小さい方の偏波の方の移相器２９を位相差調整部１２が制御するとしたが、信号強度が大きい方の移相器２９を制御してもよい。主位相検波器１１Ｂの出力も位相差演算部１２Ｂが利用して、主位相検波器１１Ｂの出力と差演算器１２Ａの出力とからΦＰとΦＱを計算し、変化が大きい方の偏波の移相器２９を制御してもよい。また、選択スイッチ１２Ｃをなくして、位相差演算部１２Ｂが移相器２９Ｐ，２９Ｑの両方の制御量を計算して制御するようにしてもよい。その場合には、１個の移相器２９を制御する場合の制御量を、位相差演算部１２Ｂが２個の移相器２９の制御量に妥当な割合で配分する。
位相器２９は１個だけでもよい。増幅ゲインの差がＫＴ以上の場合は差演算器１２Ａが位相差をゼロと出力し位相差調整部１２は機能しないので、移相器２９Ｐの１個だけでも問題は発生しない。ただし、移相器２９を１個にすると、何らかの指標が最適になるように２個の移相器２９を切替えるなどして制御できるという移相器２９が２個あることによる効果は失われる。
周波数偏移ΔＦｄを持つ偏移化信号３２をミキサ１４Ａにより作成したが、ミキサ１５Ｐ，１５Ｑの出力信号であるＰＬＬ同期信号２８Ｐ，２８Ｑも周波数偏移ΔＦｄを持つ同じ周波数なので、ＰＬＬ同期信号２８Ｐ，２８Ｑの何れかをミキサ１４Ｂの入力とするようにしてもよい。その場合には、ミキサ１４Ａが不要になる。ただし、信号強度が大きい方を使用できるように、ＰＬＬ同期信号２８Ｐ，２８Ｑのどちらかを選択する選択スイッチが必要である。
このダイバーシチ受信装置７は、ＡＧＣ増幅器１０を非同期検波方式で動作させると、ＰＬＬが非同期の場合でも位相差調整部１２と合成部１３と周波数偏移付加部１４は動作するという効果がある。
この効果を説明するために、ＰＬＬが非同期時のダイバーシチ受信装置７の動作を説明する。ＰＬＬが非同期時には、調整後受信信号２２Ｐ，２２Ｑと合成受信信号３１の周波数ＦＪは、第１基準信号１８の周波数Ｆ１とは異なる。しかし、合成出力信号９の周波数ＦＧは、以下のようにＰＬＬが同期時と同じになる。
（式５．１）に（式１．９）を代入して、以下の式を得る。
ＦＧ＝ＦＶ＋Ｆ３−（ＦＶ＋Ｆ３−（Ｆ０＋ΔＦｄ）
＝Ｆ０＋ΔＦｄ （式５．３）
つまり、ＰＬＬが同期するかどうかによらず、合成出力信号９の周波数は、受信信号８と同じになる。これは、周波数偏移付加部１４で合成出力信号９に周波数偏移を付加することによる。
この効果を説明するために、ＰＬＬが非同期時のダイバーシチ受信装置７の動作を説明する。ＰＬＬが非同期時には、調整後受信信号２２Ｐ，２２Ｑと合成受信信号３１の周波数ＦＪは、第１基準信号１８の周波数Ｆ１とは異なる。しかし、合成出力信号９の周波数ＦＧは、以下のようにＰＬＬが同期時と同じになる。
（式５．１）に（式１．９）を代入して、以下の式を得る。
ＦＧ＝ＦＶ＋Ｆ３−（ＦＶ＋Ｆ３−（Ｆ０＋ΔＦｄ）
＝Ｆ０＋ΔＦｄ （式５．３）
つまり、ＰＬＬが同期するかどうかによらず、合成出力信号９の周波数は、受信信号８と同じになる。これは、周波数偏移付加部１４で合成出力信号９に周波数偏移を付加することによる。
ＰＬＬが非同期時の位相差調整部１２では、副位相検波器１２Ｐ，１２Ｑが検出する位相が大きく変化するが、差演算器１２Ａにより変化分は相殺されて偏波間の位相差だけが検出されるので、位相差調整部１２は正常に動作する。合成部１３と周波数偏移付加部１４の動作は、ＰＬＬの動作状態によらない。ＡＧＣ増幅器１０を非同期検波方式で動作させると、ＰＬＬ非同期時でも位相差調整部１２と合成部１３と周波数偏移付加部１４は正常に動作することになる。
２個の偏波の受信信号８の信号電力の差すなわちＡＧＣ増幅器１０の増幅ゲインの差が所定値ＫＴ以上ある場合の、最適比合成器１１Ａ、差演算器１２Ａ、選択スイッチ１２Ｃ、及び最適比合成器１３の動作を説明する。図１１に、ダイバーシチ受信装置のＱ偏波の増幅ゲインがＰ偏波よりもＫＴ以上大きい場合の動作を表すブロック図を示す。図１１で、×印はその信号を使用しないことを意味する。
２個の偏波の受信信号８の信号電力の差すなわちＡＧＣ増幅器１０の増幅ゲインの差が所定値ＫＴ以上ある場合には、最適比合成器１１Ａと最適比合成器１３は、信号強度が弱い方の偏波を合成に使用しない。位相差調整部１２の差演算器１２Ａは、出力をゼロにする。選択スイッチ１２Ｃは、増幅ゲインの差がＫＴ以上の場合もＫＴ未満の場合と同様に動作する。ただ、ＫＴは信号強度を同じと見る所定値よりも大きいので、信号強度が小さい方の偏波の移相器２９を制御するように選択する。なお、差演算器１２Ａには、増幅ゲインの差がＫＴ以上かどうかどうかだけを入力するようにしてもよい。また、選択スイッチ１２Ｃには、２個の受信信号８Ｐ，８Ｑの信号強度が同じか、どちらかが大きい場合にはどちらが大きいかだけを、入力するようにしてもよい。
２個の偏波の受信信号８の信号電力の差すなわちＡＧＣ増幅器１０の増幅ゲインの差が所定値ＫＴ以上ある場合には、最適比合成器１１Ａと最適比合成器１３は、信号強度が弱い方の偏波を合成に使用しない。位相差調整部１２の差演算器１２Ａは、出力をゼロにする。選択スイッチ１２Ｃは、増幅ゲインの差がＫＴ以上の場合もＫＴ未満の場合と同様に動作する。ただ、ＫＴは信号強度を同じと見る所定値よりも大きいので、信号強度が小さい方の偏波の移相器２９を制御するように選択する。なお、差演算器１２Ａには、増幅ゲインの差がＫＴ以上かどうかどうかだけを入力するようにしてもよい。また、選択スイッチ１２Ｃには、２個の受信信号８Ｐ，８Ｑの信号強度が同じか、どちらかが大きい場合にはどちらが大きいかだけを、入力するようにしてもよい。
図１１の場合だと、最適比合成器１３は、調整後受信信号２２Ｐをそのまま合成受信信号３１として出力する。最適比合成器１１Ａも、調整後受信基準信号２４Ｐをそのまま合成受信基準信号２５として出力する。差演算器１２Ａは、出力をゼロとする。選択スイッチ１２Ｃは、移相器２９Ｑの方を制御するように選択する。このように動作するので、位相差調整信号２７Ｐ，２７Ｑの位相はゼロになり、周波数同期信号２６の位相がΦＰになるので、調整後受信信号２４Ｐの位相はゼロすなわち第１基準信号１８の位相と一致する。同様にして、調整後受信信号２４Ｑの位相はΦＰ−ΦＱになる。ただし、調整後受信信号２４Ｑは最適比合成器１１Ａと最適比合成器１３では使用されない。Ｐ偏波の信号強度が小さい場合も、Ｐ偏波とＱ偏波を入れ替えて同様に動作する。
このように、信号強度の差が所定値以上の場合に信号強度が小さく雑音が多い偏波の方の受信信号を合成に使用しないので、合成出力信号９のＳ／Ｎ比を増加させることがなく、位相同期できないことが少なくなるという効果がある。
このように、信号強度の差が所定値以上の場合に信号強度が小さく雑音が多い偏波の方の受信信号を合成に使用しないので、合成出力信号９のＳ／Ｎ比を増加させることがなく、位相同期できないことが少なくなるという効果がある。
狭帯域フィルタ２３Ｐ，２３Ｑと最適比合成器１１Ａがあるので、周波数同期部１１が変調信号の影響を受けることがないという効果がある。周波数同期部１１が変調信号の影響を受けることがないので、ループフィルタ１１Ｄの周波数特性を考える上で変調信号の周波数を通さないことを考慮する必要がなく、より高い自由度で設計でき、特に高価な部品を使用することなく、ダイバーシチ受信装置７としての性能向上をより容易に実現できるようになる可能性が高くなるという効果もある。
狭帯域フィルタ２３Ｐ，２３Ｑと最適比合成器１１Ａはなくしてもよいが、その場合にはループフィルタ１１Ｄが変調信号の周波数を通さないようにする必要がある。また、狭帯域フィルタを１個だけ使用して、最適比合成器１３と主位相検波器１１Ｂの間に挿入するようにしてもよい。最適比合成器１３と主位相検波器１１Ｂの間に狭帯域フィルタを挿入する場合も、周波数同期部１１が変調信号の影響を受けることなく周波数同期ができるという効果がある。位相差調整部１２の入力には変調信号があるが、変調信号は両偏波で同位相なので位相差調整部１２の動作に影響はない。
狭帯域フィルタ２３Ｐ，２３Ｑと最適比合成器１１Ａはなくしてもよいが、その場合にはループフィルタ１１Ｄが変調信号の周波数を通さないようにする必要がある。また、狭帯域フィルタを１個だけ使用して、最適比合成器１３と主位相検波器１１Ｂの間に挿入するようにしてもよい。最適比合成器１３と主位相検波器１１Ｂの間に狭帯域フィルタを挿入する場合も、周波数同期部１１が変調信号の影響を受けることなく周波数同期ができるという効果がある。位相差調整部１２の入力には変調信号があるが、変調信号は両偏波で同位相なので位相差調整部１２の動作に影響はない。
この実施の形態１では、位相差調整部１２に関する第１の帰還路と、周波数同期部１１に関する第２の帰還路とに共通でない部分がなく、ミキサ１５Ｐとミキサ１６Ｐという帰還路と、ミキサ１５Ｑとミキサ１６Ｑという帰還路とで、帰還路が２個ある。第１の帰還路と第２の帰還路の一部または全部を共通でなくしてもよい。第１の帰還路と第２の帰還路のどちらかまたは両方で、帰還路を１個または３個以上にしてもよい。
以上のことは、関係する構成要素を有する他の実施の形態でもあてはまる。
以上のことは、関係する構成要素を有する他の実施の形態でもあてはまる。
実施の形態２．
実施の形態２は、実施の形態１の周波数偏移付加部１４の構成を変更したものである。
図１２は、この実施の形態２でのダイバーシチ受信装置７の構成を表すブロック図である。実施の形態１の場合の図２と比較して異なる点だけを説明する。周波数偏移付加部１４にミキサ１４Ａがなく選択スイッチ１４Ｃが有る。選択スイッチ１４Ｃは、ミキサ１５Ｐの出力であるＰＬＬ同期信号２８Ｐまたはミキサ１５Ｑの出力であるＰＬＬ同期信号２８Ｑの何れか信号強度が大きい方をＡＧＣ増幅器１０Ｐ，１０Ｑの増幅ゲインから判断して、ミキサ１４Ｂで合成受信信号３１と混合する信号として選択するものである。
選択スイッチ１４Ｃは周期的（例えば０．２秒ごと）にＡＧＣ増幅器１０の増幅ゲインをチェックし、増幅ゲインの比すなわち信号強度の差が所定値以上であり、信号強度が大きい偏波が選択されていない場合に、信号強度が大きい偏波の移相器２９に位相差信号３０が入力されるように切替える。増幅ゲインの比すなわち信号強度の差が所定値未満の場合は、信号強度が同じと判断して、切替えは行わない。
実施の形態２は、実施の形態１の周波数偏移付加部１４の構成を変更したものである。
図１２は、この実施の形態２でのダイバーシチ受信装置７の構成を表すブロック図である。実施の形態１の場合の図２と比較して異なる点だけを説明する。周波数偏移付加部１４にミキサ１４Ａがなく選択スイッチ１４Ｃが有る。選択スイッチ１４Ｃは、ミキサ１５Ｐの出力であるＰＬＬ同期信号２８Ｐまたはミキサ１５Ｑの出力であるＰＬＬ同期信号２８Ｑの何れか信号強度が大きい方をＡＧＣ増幅器１０Ｐ，１０Ｑの増幅ゲインから判断して、ミキサ１４Ｂで合成受信信号３１と混合する信号として選択するものである。
選択スイッチ１４Ｃは周期的（例えば０．２秒ごと）にＡＧＣ増幅器１０の増幅ゲインをチェックし、増幅ゲインの比すなわち信号強度の差が所定値以上であり、信号強度が大きい偏波が選択されていない場合に、信号強度が大きい偏波の移相器２９に位相差信号３０が入力されるように切替える。増幅ゲインの比すなわち信号強度の差が所定値未満の場合は、信号強度が同じと判断して、切替えは行わない。
図１２では、Ｐ偏波の調整後受信信号２２Ｐの信号強度が大きい場合を示す。ＰＬＬ同期信号２８Ｐの周波数はＦ０＋ΔＦｄ＋Ｆ１であり、ミキサ１４Ｂで周波数Ｆ１の合成受信信号３１と混合すると、合成出力信号９の周波数はＦ０＋Ｆｄになる。合成出力信号９の位相は、ＰＬＬ同期信号２８Ｐと同じΦＰになる。選択スイッチ１４ＣでＰＬＬ同期信号２８Ｐを選択する場合は、合成出力信号９の位相はΦＱになる。
このように周波数偏移付加部１４で、ＰＬＬ同期信号２８Ｐ，２８Ｑの何れかを合成受信信号３１に混合しても合成出力信号９に周波数偏移を付加することができる。そのためこの実施の形態２でも、標準の追跡管制装置４を使用することができるようになり、追跡管制システムの低コスト化が実現できるという効果がある。
このように周波数偏移付加部１４で、ＰＬＬ同期信号２８Ｐ，２８Ｑの何れかを合成受信信号３１に混合しても合成出力信号９に周波数偏移を付加することができる。そのためこの実施の形態２でも、標準の追跡管制装置４を使用することができるようになり、追跡管制システムの低コスト化が実現できるという効果がある。
実施の形態３．
実施の形態３は、狭帯域フィルタ２３をなくして周波数同期部１１のＰＬＬの入力に変調信号が含まれるように、実施の形態１を変更したものである。
図１３は、この実施の形態３でのダイバーシチ受信装置７の構成を表すブロック図である。実施の形態１の場合の図２と比較して異なる点だけを説明する。周波数同期部１１から、狭帯域フィルタ２３Ｐ，２３Ｑと最適比合成器１１Ａをなくし、最適比合成器１３の出力を主位相検波器１１Ｂの入力となるようにしている。
実施の形態３は、狭帯域フィルタ２３をなくして周波数同期部１１のＰＬＬの入力に変調信号が含まれるように、実施の形態１を変更したものである。
図１３は、この実施の形態３でのダイバーシチ受信装置７の構成を表すブロック図である。実施の形態１の場合の図２と比較して異なる点だけを説明する。周波数同期部１１から、狭帯域フィルタ２３Ｐ，２３Ｑと最適比合成器１１Ａをなくし、最適比合成器１３の出力を主位相検波器１１Ｂの入力となるようにしている。
狭帯域フィルタ２３を使用しないようにすることにより、周波数同期部１１のＰＬＬの入力に変調信号が含まれるようになる。ただし、変調信号がＰＬＬに影響を及ぼさないように、ループフィルタ１１Ｄが変調信号を通さず低周波数分だけを通過させるロ−パスフィルタであるとする。ラグリードフィルタは高周波に対してはＲ２／（Ｒ１＋Ｒ２）分だけ高周波成分を通すので、高周波分を通さないようにする対策が必要である。
位相差調整部１２と周波数偏移付加部１４は、実施の形態１と同様に動作する。
この実施の形態３でも、標準の追跡管制装置４を使用することができるようになり、追跡管制システムの低コスト化が実現できるという効果がある。
位相差調整部１２と周波数偏移付加部１４は、実施の形態１と同様に動作する。
この実施の形態３でも、標準の追跡管制装置４を使用することができるようになり、追跡管制システムの低コスト化が実現できるという効果がある。
実施の形態４．
実施の形態４は、周波数同期部１１をなくするように、実施の形態１を変更したものである。
図１４は、この実施の形態４でのダイバーシチ受信装置７の構成を表すブロック図である。実施の形態１の場合の図２と比較して異なる点だけを説明する。周波数同期部１１と周波数偏移付加部１４がなく、基準信号発振部１７がＦ０＋Ｆ１−Ｆ３の周波数すなわち７９．５ＭＨｚの第４基準信号３３と、周波数Ｆ０＋Ｆ１（＝８０ＭＨｚ）の第５基準信号３４も出力する。ミキサ１５Ｐ，１５Ｑは、周波数同期信号２６の替わりに第４基準信号３３を混合する。ＡＧＣ増幅器１０は、非同期検波方式で動作する。周波数偏移付加部１４の替わりにミキサ３５が有る。ミキサ３５では第５基準信号３４と合成受信信号３１とを混合して、その差の周波数の信号を出力する。ミキサ３５の出力が、合成出力信号９である。
実施の形態４は、周波数同期部１１をなくするように、実施の形態１を変更したものである。
図１４は、この実施の形態４でのダイバーシチ受信装置７の構成を表すブロック図である。実施の形態１の場合の図２と比較して異なる点だけを説明する。周波数同期部１１と周波数偏移付加部１４がなく、基準信号発振部１７がＦ０＋Ｆ１−Ｆ３の周波数すなわち７９．５ＭＨｚの第４基準信号３３と、周波数Ｆ０＋Ｆ１（＝８０ＭＨｚ）の第５基準信号３４も出力する。ミキサ１５Ｐ，１５Ｑは、周波数同期信号２６の替わりに第４基準信号３３を混合する。ＡＧＣ増幅器１０は、非同期検波方式で動作する。周波数偏移付加部１４の替わりにミキサ３５が有る。ミキサ３５では第５基準信号３４と合成受信信号３１とを混合して、その差の周波数の信号を出力する。ミキサ３５の出力が、合成出力信号９である。
位相差調整部１２は、実施の形態１で説明した周波数同期部１１のＰＬＬが同期しない場合と同様に動作し、調整後受信信号２２Ｐ，２２Ｑの位相を一致させるように動作する。周波数同期部１１がないので、調整後受信信号２２Ｐ，２２Ｑと合成受信信号３１の周波数ＦＪは、以下のようになる。
ＦＪ＝Ｆ０＋Ｆ１−（Ｆ０＋ΔＦｄ）＝Ｆ１−ΔＦｄ （式６．１）
周波数偏移ΔＦｄが符号を反転して、調整後受信信号２２などに残る。
ミキサ３５で周波数Ｆ０＋Ｆ１の第５基準信号３４と合成受信信号３１の差の周波数の信号が出力信号になるように混合するので、ミキサ３５の出力すなわち合成出力信号９の周波数ＦＧは、以下となる。
ＦＧ＝Ｆ０＋Ｆ１−ＦＪ＝Ｆ０＋ΔＦｄ （式６．２）
合成出力信号９の周波数ＦＧは、実施の形態１の場合と同じになる。合成受信信号３１には周波数偏移分があり、ミキサ３５で周波数偏移を付加するのではないので、ミキサ３５は周波数偏移付加部１４ではない。ただし、合成受信信号３１の周波数偏移の正負が反転しているので、合成出力信号９では受信信号８と同じ周波数偏移となるようにするか、
ドップラ計測部４Ｄで入力の周波数偏移または計測した視線速度のどちらかの符号を反転させるかする必要がある。
ＦＪ＝Ｆ０＋Ｆ１−（Ｆ０＋ΔＦｄ）＝Ｆ１−ΔＦｄ （式６．１）
周波数偏移ΔＦｄが符号を反転して、調整後受信信号２２などに残る。
ミキサ３５で周波数Ｆ０＋Ｆ１の第５基準信号３４と合成受信信号３１の差の周波数の信号が出力信号になるように混合するので、ミキサ３５の出力すなわち合成出力信号９の周波数ＦＧは、以下となる。
ＦＧ＝Ｆ０＋Ｆ１−ＦＪ＝Ｆ０＋ΔＦｄ （式６．２）
合成出力信号９の周波数ＦＧは、実施の形態１の場合と同じになる。合成受信信号３１には周波数偏移分があり、ミキサ３５で周波数偏移を付加するのではないので、ミキサ３５は周波数偏移付加部１４ではない。ただし、合成受信信号３１の周波数偏移の正負が反転しているので、合成出力信号９では受信信号８と同じ周波数偏移となるようにするか、
ドップラ計測部４Ｄで入力の周波数偏移または計測した視線速度のどちらかの符号を反転させるかする必要がある。
この実施の形態４でも、標準の追跡管制装置４を使用することができるようになり、追跡管制システムの低コスト化が実現できるという効果がある。さらに、周波数同期部１２と周波数偏移付加部１４をなくしたので、ダイバーシチ受信装置７をより安価に製作できるという効果がある。
実施の形態５．
実施の形態５は、位相差調整部１２で副位相検波器１２Ｐを１個だけ使用するように実施の形態４を変更したものである。図１５は、この実施の形態５でのダイバーシチ受信装置７の構成を表すブロック図である。実施の形態４の場合の図１４と比較して異なる点だけを説明する。副位相検波器１２Ｑと差演算器１２Ａがない。基準信号発振部１７が第１基準信号１８を出力しない。第１基準信号１８を出力できるようにしてもよいが、第１基準信号１８は使用しない。
副位相検波器１２Ｐは、調整後受信信号２４Ｑを基準として調整後受信信号２４Ｐとの位相差を検出する。副位相検波器１２ＰはＡＧＣ増幅器１０の増幅ゲインも入力にして、増幅ゲインの差が所定値ＫＴ以上ある場合には出力をゼロにする。このようにすると、副位相検波器１２Ｐが、実施の形態４の場合の差演算器１２Ａと同様に動作する。副位相検波器１２Ｐでは、同じ周波数の信号の位相差を検出する。
実施の形態５は、位相差調整部１２で副位相検波器１２Ｐを１個だけ使用するように実施の形態４を変更したものである。図１５は、この実施の形態５でのダイバーシチ受信装置７の構成を表すブロック図である。実施の形態４の場合の図１４と比較して異なる点だけを説明する。副位相検波器１２Ｑと差演算器１２Ａがない。基準信号発振部１７が第１基準信号１８を出力しない。第１基準信号１８を出力できるようにしてもよいが、第１基準信号１８は使用しない。
副位相検波器１２Ｐは、調整後受信信号２４Ｑを基準として調整後受信信号２４Ｐとの位相差を検出する。副位相検波器１２ＰはＡＧＣ増幅器１０の増幅ゲインも入力にして、増幅ゲインの差が所定値ＫＴ以上ある場合には出力をゼロにする。このようにすると、副位相検波器１２Ｐが、実施の形態４の場合の差演算器１２Ａと同様に動作する。副位相検波器１２Ｐでは、同じ周波数の信号の位相差を検出する。
この実施の形態５でも、標準の追跡管制装置４を使用することができるようになり、追跡管制システムの低コスト化が実現できるという効果がある。さらに、周波数同期部１２と周波数偏移付加部１４がなく、位相差調整部１２から副位相検波器１２Ｑと差演算器１２Ａをなくしたので、ダイバーシチ受信装置７をより安価に製作できるという効果がある。
実施の形態６．
実施の形態６は、周波数偏移付加部１４をなくし、位相差調整部１２に関する第１の帰還路と周波数同期部１１に関する第２の帰還路とで共通な部分をなくし、第１の帰還路と第２の帰還路をそれぞれ１個にするように、実施の形態１を変更したものである。
図１６は、この実施の形態６でのダイバーシチ受信装置７の構成を表すブロック図である。実施の形態１の場合の図２と比較して以下の点が異なる。
（１）周波数がＦ０＋Ｆ１−Ｆ３（＝７９．５ＭＨｚ）の第４基準信号３３と、周波数がＦ０−Ｆ１（＝８０ＭＨｚ）の第５基準信号３４を、基準信号発振部１７が出力する。
（２）周波数偏移付加部１４の替わりに、第５基準信号３４と合成受信信号３１の差の周波数の信号を出力するミキサ３５がある。
（３）最適比合成器１１Ａと主位相検波器１１Ｂの間に、周波数同期信号２６と合成受信基準信号２５の差の周波数の信号を出力するミキサ３６を追加し、周波数同期部１１内でＰＬＬを構成する。
（４）周波数同期信号２６と１０ＭＨｚの第１基準信号１８との周波数の差の信号を出力するミキサ３７を追加し、ミキサ３７の出力信号を副位相検波器１２Ｐ，１２Ｑで第１基準信号１８の替わりに使用する。
（５）ミキサ１５Ｐ，１５Ｑで、ＶＣＯ１１Ｃの出力である周波数同期信号２６の替わりに第４基準信号３３を混合する。つまり、ミキサ１５とミキサ１６を含むＰＬＬを構成しないようにする。こうすると、調整後受信信号２２は位相差調整部１２で処理され、周波数同期部１１では処理されなくなる。
（６）選択スイッチ１２Ｃと符号反転器１２Ｄと移相器２９Ｑとミキサ１５Ｑがなく、位相差演算部１２Ｂの出力である位相差信号３０は常に移相器２９Ｐに入力され、ミキサ１６ＱではＰＬＬ同期信号２８Ｑの替わりに第５基準信号３４を混合する。
実施の形態６は、周波数偏移付加部１４をなくし、位相差調整部１２に関する第１の帰還路と周波数同期部１１に関する第２の帰還路とで共通な部分をなくし、第１の帰還路と第２の帰還路をそれぞれ１個にするように、実施の形態１を変更したものである。
図１６は、この実施の形態６でのダイバーシチ受信装置７の構成を表すブロック図である。実施の形態１の場合の図２と比較して以下の点が異なる。
（１）周波数がＦ０＋Ｆ１−Ｆ３（＝７９．５ＭＨｚ）の第４基準信号３３と、周波数がＦ０−Ｆ１（＝８０ＭＨｚ）の第５基準信号３４を、基準信号発振部１７が出力する。
（２）周波数偏移付加部１４の替わりに、第５基準信号３４と合成受信信号３１の差の周波数の信号を出力するミキサ３５がある。
（３）最適比合成器１１Ａと主位相検波器１１Ｂの間に、周波数同期信号２６と合成受信基準信号２５の差の周波数の信号を出力するミキサ３６を追加し、周波数同期部１１内でＰＬＬを構成する。
（４）周波数同期信号２６と１０ＭＨｚの第１基準信号１８との周波数の差の信号を出力するミキサ３７を追加し、ミキサ３７の出力信号を副位相検波器１２Ｐ，１２Ｑで第１基準信号１８の替わりに使用する。
（５）ミキサ１５Ｐ，１５Ｑで、ＶＣＯ１１Ｃの出力である周波数同期信号２６の替わりに第４基準信号３３を混合する。つまり、ミキサ１５とミキサ１６を含むＰＬＬを構成しないようにする。こうすると、調整後受信信号２２は位相差調整部１２で処理され、周波数同期部１１では処理されなくなる。
（６）選択スイッチ１２Ｃと符号反転器１２Ｄと移相器２９Ｑとミキサ１５Ｑがなく、位相差演算部１２Ｂの出力である位相差信号３０は常に移相器２９Ｐに入力され、ミキサ１６ＱではＰＬＬ同期信号２８Ｑの替わりに第５基準信号３４を混合する。
図１６のブロック図では、ミキサ３６の出力が周波数同期部１１の主位相検波器１１Ｂの入力になり、ループフィルタ１１Ｄ、ＶＣＯ１１Ｃ、及びミキサ３６が、前の装置の出力を入力とする関係にある。つまり、ミキサ３６、主位相検波器１１Ｂ、ループフィルタ１１Ｄ及びＶＣＯ１１Ｃで、１個のＰＬＬが構成される。ミキサ３６が、第２の帰還路になる。なお、副位相検波器１２Ｐ，１２ＱにＶＣＯ１１Ｃの出力である周波数同期信号２６がミキサ３７を通って入力されているが、差演算器１２Ａで差をとるので位相差信号３０には周波数同期信号２６の影響は出てこない。そのため、位相差調整部１２とミキサ１５Ｐとミキサ１６Ｐを含むようなＰＬＬは構成されない。
ここで、前の装置の出力を入力とする装置を順番にたどると、同じ装置に戻る場合に、それらの装置の集合を、装置のループまたはループと呼ぶことにする。位相差調整部１２に関する装置のループは、副位相検波器１２Ｐ，差演算器１２Ａ、位相差演算部１２Ｂ、移相器２９Ｐ、ミキサ１５Ｐ、ミキサ１６Ｐ、狭帯域フィルタ２３Ｐ、及びの副位相検波器１２Ｐという１個だけである。つまり、ミキサ１５Ｐ、ミキサ１６Ｐ、及び狭帯域フィルタ２３Ｐが、第１の帰還路になる。
装置のループの構成は異なるが、微小変動分に対する周波数同期部１１と位相差調整部１２の制御ブロック図は、実施の形態１の場合と同じになる。
ここで、前の装置の出力を入力とする装置を順番にたどると、同じ装置に戻る場合に、それらの装置の集合を、装置のループまたはループと呼ぶことにする。位相差調整部１２に関する装置のループは、副位相検波器１２Ｐ，差演算器１２Ａ、位相差演算部１２Ｂ、移相器２９Ｐ、ミキサ１５Ｐ、ミキサ１６Ｐ、狭帯域フィルタ２３Ｐ、及びの副位相検波器１２Ｐという１個だけである。つまり、ミキサ１５Ｐ、ミキサ１６Ｐ、及び狭帯域フィルタ２３Ｐが、第１の帰還路になる。
装置のループの構成は異なるが、微小変動分に対する周波数同期部１１と位相差調整部１２の制御ブロック図は、実施の形態１の場合と同じになる。
周波数同期部１１は、実施の形態１の場合と同様に安定に動作する。ただし、ミキサ１５とミキサ１６がＰＬＬに含まれないので、ミキサ１５の出力信号であるＰＬＬ同期信号２８やミキサ１６の出力信号である調整後受信信号２２と合成受信信号３１などには、周波数偏移があることになる。調整後受信信号２２と合成受信信号３１周波数ＦＪは、実施の形態４の場合と同じで、Ｆ１−ΔＦｄになる。なお、調整後受信基準信号２４、合成受信基準信号２５の周波数もＦＪである。
周波数同期信号２６の周波数ＦＶは、ミキサ３６で周波数同期信号２６と合成受信基準信号２５の差の周波数の出力信号を出力し、周波数同期部１１はミキサ３６の出力信号の周波数が主位相検波器１１Ｂで使用する信号の周波数（ＦＡとする）と同期すなわち同じになるように動作するので、以下となる。
ＦＶ−ＦＪ＝ＦＡ （式７．１）
（式７．１）に（式６．１）を代入してＦＶについて解くと、以下となる。
ＦＶ＝ＦＡ＋ＦＪ＝ＦＡ＋Ｆ１−ΔＦｄ （式７．２）
ＦＶにもＦＪと同じ周波数偏移がある。
この実施の形態では周波数同期部１１で第１基準信号１８と同期させるので、ＦＶは以下となる。
ＦＶ＝２×Ｆ１−ΔＦｄ （式７．３）
周波数同期信号２６の周波数ＦＶは、ミキサ３６で周波数同期信号２６と合成受信基準信号２５の差の周波数の出力信号を出力し、周波数同期部１１はミキサ３６の出力信号の周波数が主位相検波器１１Ｂで使用する信号の周波数（ＦＡとする）と同期すなわち同じになるように動作するので、以下となる。
ＦＶ−ＦＪ＝ＦＡ （式７．１）
（式７．１）に（式６．１）を代入してＦＶについて解くと、以下となる。
ＦＶ＝ＦＡ＋ＦＪ＝ＦＡ＋Ｆ１−ΔＦｄ （式７．２）
ＦＶにもＦＪと同じ周波数偏移がある。
この実施の形態では周波数同期部１１で第１基準信号１８と同期させるので、ＦＶは以下となる。
ＦＶ＝２×Ｆ１−ΔＦｄ （式７．３）
ミキサ３７は、周波数同期信号２６から周波数をＦＪの信号を作成するためのものである。ミキサ３７で混合する信号の周波数をＦＢとすると、ＦＢは以下のようになる。
ＦＢ＝ＦＪ−ＦＶ＝ＦＡ （式７．４）
つまり、周波数同期部１１で位相差をとる基準として使用する信号と同じ周波数の信号をミキサ３７で使用すればよい。
ミキサ３７の周波数ＦＪの出力信号を、副位相検波器１２Ｐ，１２Ｑで位相差をとる基準信号として使用する。このようにすると、副位相検波器１２Ｐ，１２Ｑで正確な位相差を検出でき、位相差調整部１２が正確に位相差を調整できる。ただし、移相器２９Ｐの１個だけにしたので、受信信号８Ｐ，８Ｑのどちらの信号強度が大きくてもＰ偏波の方で位相差を調整する。
合成出力信号９の周波数ＦＧは、実施の形態４の場合と同様に、Ｆ０＋ΔＦｄになる。
ＦＢ＝ＦＪ−ＦＶ＝ＦＡ （式７．４）
つまり、周波数同期部１１で位相差をとる基準として使用する信号と同じ周波数の信号をミキサ３７で使用すればよい。
ミキサ３７の周波数ＦＪの出力信号を、副位相検波器１２Ｐ，１２Ｑで位相差をとる基準信号として使用する。このようにすると、副位相検波器１２Ｐ，１２Ｑで正確な位相差を検出でき、位相差調整部１２が正確に位相差を調整できる。ただし、移相器２９Ｐの１個だけにしたので、受信信号８Ｐ，８Ｑのどちらの信号強度が大きくてもＰ偏波の方で位相差を調整する。
合成出力信号９の周波数ＦＧは、実施の形態４の場合と同様に、Ｆ０＋ΔＦｄになる。
この実施の形態６でも、標準の追跡管制装置４を使用することができるようになり、追跡管制システムの低コスト化が実現できるという効果がある。
実施の形態７．
実施の形態７は、位相差調整部１２に関する第１の帰還路と共通でない部分だけの周波数同期部１１に関する第２の帰還路が１個あり、第１の帰還路と共通な部分が有る第２の帰還路が２個有るように、実施の形態１を変更したものである。
図１７は、この実施の形態７でのダイバーシチ受信装置７の構成を表すブロック図である。実施の形態１の場合の図２と比較して以下の点が異なる。実施の形態６と同じ変更点には同じ番号をつけ、一部変更したものは（１Ａ）のようにＡを付加した番号とする。
実施の形態７は、位相差調整部１２に関する第１の帰還路と共通でない部分だけの周波数同期部１１に関する第２の帰還路が１個あり、第１の帰還路と共通な部分が有る第２の帰還路が２個有るように、実施の形態１を変更したものである。
図１７は、この実施の形態７でのダイバーシチ受信装置７の構成を表すブロック図である。実施の形態１の場合の図２と比較して以下の点が異なる。実施の形態６と同じ変更点には同じ番号をつけ、一部変更したものは（１Ａ）のようにＡを付加した番号とする。
（０）ミキサ１６で、増幅後受信信号２１とＰＬＬ同期信号２８の差の周波数の信号を出力するように混合する。これにより、周波数同期部１１と位相差調整１２の帰還の方を、ミキサ１６においてマイナスで混合することになる。そのため、主位相検波器１１Ｂのゲインは−ＫｄではなくＫｄとする。符号反転器１２Ｄを、移相器２９Ｐの方におく。なお、移相器２９は正の入力に対して位相を遅らせるので、ミキサ１６で受信信号８を正で入力すると、差演算器１２Ａで正の入力となるＰ偏波の移相器２９Ｐの方で符号を反転する必要がある。
（１Ａ）周波数がＦ６（＝２ＭＨｚ）の第６基準信号３８と、周波数がＦ０−２×Ｆ１＋Ｆ６−Ｆ３（５１．５＝ＭＨｚ）の第７基準信号３９と、周波数がＦ０−２×Ｆ１＋Ｆ６（＝５２ＭＨｚ）の第８基準信号４０を、基準信号発振部１７が出力する。
（２Ａ）ミキサ１４Ａで、第３基準信号２０の替わりに第８基準信号４０を混合する。ミキサ１４Ｂで、合成受信信号３１と偏移化信号３２の和の周波数を出力するように混合する。
（３Ａ）最適比合成器１１Ａと主位相検波器１１Ｂの間に、合成受信基準信号２５と周波数同期信号２６の差の周波数の信号を出力するミキサ３６を追加し、周波数同期部１１内でＰＬＬを構成する。また、主位相検波器１１Ｂで第１基準信号１８ではなく、第６基準信号３８に対する位相差を検波する。第１基準信号１８はどこでも使用しないが、基準信号発振部１７の出力できるものとする。なお、基準信号発振部１７が第１基準信号１８を出力しないようにしてもよい。
（４Ａ）周波数同期信号２６と第６基準信号３８との周波数の和の信号を出力するミキサ４１を追加し、ミキサ４１の出力信号を副位相検波器１２Ｐ，１２Ｑで第１基準信号１８の替わりに使用する。
（５Ａ）ＶＣＯ１１Ｃの出力である周波数同期信号２６と第７基準信号３９との和の周波数の信号を出力するミキサ４２を追加し、ミキサ１５Ｐ，１５Ｑで周波数同期信号２６の替わりにミキサ４２の出力信号を混合する。
（１Ａ）周波数がＦ６（＝２ＭＨｚ）の第６基準信号３８と、周波数がＦ０−２×Ｆ１＋Ｆ６−Ｆ３（５１．５＝ＭＨｚ）の第７基準信号３９と、周波数がＦ０−２×Ｆ１＋Ｆ６（＝５２ＭＨｚ）の第８基準信号４０を、基準信号発振部１７が出力する。
（２Ａ）ミキサ１４Ａで、第３基準信号２０の替わりに第８基準信号４０を混合する。ミキサ１４Ｂで、合成受信信号３１と偏移化信号３２の和の周波数を出力するように混合する。
（３Ａ）最適比合成器１１Ａと主位相検波器１１Ｂの間に、合成受信基準信号２５と周波数同期信号２６の差の周波数の信号を出力するミキサ３６を追加し、周波数同期部１１内でＰＬＬを構成する。また、主位相検波器１１Ｂで第１基準信号１８ではなく、第６基準信号３８に対する位相差を検波する。第１基準信号１８はどこでも使用しないが、基準信号発振部１７の出力できるものとする。なお、基準信号発振部１７が第１基準信号１８を出力しないようにしてもよい。
（４Ａ）周波数同期信号２６と第６基準信号３８との周波数の和の信号を出力するミキサ４１を追加し、ミキサ４１の出力信号を副位相検波器１２Ｐ，１２Ｑで第１基準信号１８の替わりに使用する。
（５Ａ）ＶＣＯ１１Ｃの出力である周波数同期信号２６と第７基準信号３９との和の周波数の信号を出力するミキサ４２を追加し、ミキサ１５Ｐ，１５Ｑで周波数同期信号２６の替わりにミキサ４２の出力信号を混合する。
図１７のブロック図では、２重で３個のＰＬＬがある。１個のＰＬＬは、図１６に示した実施の形態６の場合と同様、ミキサ３６、主位相検波器１１Ｂ、ループフィルタ１１Ｄ、ＶＣＯ１１Ｃ、及びミキサ３６というループである。残りの２個は、周波数同期部１１、ミキサ４１、ミキサ１５Ｐ、ミキサ１６Ｐ、及び周波数同期部１１というループと、周波数同期部１１、ミキサ４１、ミキサ１５Ｑ、ミキサ１６Ｑ、及び周波数同期部１１というループである。そのため、ミキサ３６、ミキサ４１、ミキサ１５Ｐ，１５Ｑ、ミキサ１６Ｐ，１６Ｑが、第２の帰還路になる。このような２重のループを安定にするために、ミキサ３６はミキサ１６と同様に帰還の方をマイナスで混合する。そのために、第１基準信号１８より周波数が低い第６基準信号３８に周波数同期部１１で周波数を同期させる。
位相差調整部１２に関するループは、実施の形態１の場合と同じものが２個ある。そして、第１の帰還路も、ミキサ１５Ｐ，１５Ｑ、ミキサ１６Ｐ，１６Ｑ、及び狭帯域フィルタ２３Ｐ，２３Ｑと、実施の形態１と同じである。
位相差調整部１２に関するループは、実施の形態１の場合と同じものが２個ある。そして、第１の帰還路も、ミキサ１５Ｐ，１５Ｑ、ミキサ１６Ｐ，１６Ｑ、及び狭帯域フィルタ２３Ｐ，２３Ｑと、実施の形態１と同じである。
周波数同期部１１に関しては２重のループがあり、ミキサ１５やミキサ１６を通る外側のループは、ミキサなど動特性を考慮しない素子ばかりなので、ゲインが２倍の１個のループと等価である。そのため、微小変動分に対する周波数同期部１１の制御ブロック図は、実施の形態１の場合にゲインを２倍にしたものになる。位相差調整部１２の制御ブロック図は、実施の形態１の場合と同じになる。
周波数同期部１１は、実施の形態１の場合と同様に安定に動作する。ただし、２重のループがあるので、周波数同期信号２６の周波数ＦＶと合成受信基準信号２５の周波数ＦＪに関して、以下のようになる。
ミキサ１５とミキサ１６では、以下の関係がある。
ＦＪ＝Ｆ０＋ΔＦｄ−（ＦＶ＋Ｆ０−２×Ｆ１＋Ｆ６−Ｆ３＋Ｆ３）
ＦＪ＝ΔＦｄ−ＦＶ＋２×Ｆ１−Ｆ６ （式８．１）
ミキサ３６では以下の関係がある。
ＦＪ＝ＦＶ＋Ｆ６ （式８．２）
（式８．１）に（式８．２）を代入して、ＦＶについて解くと、以下となる。
ＦＶ＝Ｆ１−Ｆ６＋ΔＦｄ／２ （式８．３）
（式８．３）を（式８．２）に代入して、以下となる。
ＦＪ＝Ｆ１＋ΔＦｄ／２ （式８．４）
ＦＶとＦＪともに、ΔＦｄの半分の周波数偏移を持つ。
ミキサ１５とミキサ１６では、以下の関係がある。
ＦＪ＝Ｆ０＋ΔＦｄ−（ＦＶ＋Ｆ０−２×Ｆ１＋Ｆ６−Ｆ３＋Ｆ３）
ＦＪ＝ΔＦｄ−ＦＶ＋２×Ｆ１−Ｆ６ （式８．１）
ミキサ３６では以下の関係がある。
ＦＪ＝ＦＶ＋Ｆ６ （式８．２）
（式８．１）に（式８．２）を代入して、ＦＶについて解くと、以下となる。
ＦＶ＝Ｆ１−Ｆ６＋ΔＦｄ／２ （式８．３）
（式８．３）を（式８．２）に代入して、以下となる。
ＦＪ＝Ｆ１＋ΔＦｄ／２ （式８．４）
ＦＶとＦＪともに、ΔＦｄの半分の周波数偏移を持つ。
ＦＪがΔＦｄの半分の周波数偏移を持つので、副位相検波器１２Ｐ，１２Ｑでは同じ周波数の信号に対する位相差を検出するため、ミキサ４１で周波数同期信号２６と第６基準信号３８の和の周波数が出力になるように混合する。ミキサ４１の出力信号の周波数はＦＪと同じになるので、ミキサ４１の出力信号を副位相検波器１２Ｐ，１２Ｑの入力とする。
合成出力信号９の周波数偏移付加部１４で、周波数同期信号２６と第８基準信号４０とを合成受信信号３１に加えるので、合成出力信号９の周波数ＦＧは、以下のようになる。
ＦＧ＝ＦＪ＋ＦＶ＋Ｆ０−２×Ｆ１＋Ｆ６
＝Ｆ１−Ｆ６＋ΔＦｄ／２＋Ｆ１＋ΔＦｄ／２＋Ｆ０−２×Ｆ１＋Ｆ６
＝Ｆ０＋ΔＦｄ （式８．５）
合成出力信号９の周波数ＦＧは、実施の形態１の場合と同じになる。このように、合成受信信号３１の周波数偏移がゼロではなく受信信号８の周波数偏移と異なる場合に、周波数偏移付加部１４により合成出力信号９の周波数偏移を受信信号８と同じにできる。
なお、合成受信信号３１の周波数偏移がゼロではないので、周波数偏移付加部１４では、合成受信信号３１の周波数を周波数偏移が受信信号８と同じになるように所定倍して、所定の周波数になるように周波数を増減させて合成出力信号９を作成してもよい。
ＦＧ＝ＦＪ＋ＦＶ＋Ｆ０−２×Ｆ１＋Ｆ６
＝Ｆ１−Ｆ６＋ΔＦｄ／２＋Ｆ１＋ΔＦｄ／２＋Ｆ０−２×Ｆ１＋Ｆ６
＝Ｆ０＋ΔＦｄ （式８．５）
合成出力信号９の周波数ＦＧは、実施の形態１の場合と同じになる。このように、合成受信信号３１の周波数偏移がゼロではなく受信信号８の周波数偏移と異なる場合に、周波数偏移付加部１４により合成出力信号９の周波数偏移を受信信号８と同じにできる。
なお、合成受信信号３１の周波数偏移がゼロではないので、周波数偏移付加部１４では、合成受信信号３１の周波数を周波数偏移が受信信号８と同じになるように所定倍して、所定の周波数になるように周波数を増減させて合成出力信号９を作成してもよい。
この実施の形態７でも、標準の追跡管制装置４を使用することができるようになり、追跡管制システムの低コスト化が実現できるという効果がある。
１ ：衛星
２ ：地上局
３ ：送受信アンテナ
４ ：追跡管制装置
４Ａ：変調部
４Ｂ：復調部
４Ｃ：測距部
４Ｄ：ドップラ計測部
５ ：送信信号周波数変換装置
６ ：受信信号周波数変換装置
７ ：ダイバーシチ受信装置
８Ｐ：受信信号
８Ｑ：受信信号
９ ：合成出力信号
１０Ｐ：ＡＧＣ増幅器（自動利得制御増幅器）
１０Ｑ：ＡＧＣ増幅器（自動利得制御増幅器）
１１ ：周波数同期部
１１Ａ：最適比合成器
１１Ｂ：主位相検波器
１１Ｃ：ＶＣＯ
１１Ｄ：ループフィルタ
１２ ：位相差調整部
１２Ｐ：副位相検波器
１２Ｑ：副位相検波器
１２Ａ：差演算器
１２Ｂ：位相差信号演算部
１２Ｃ：選択スイッチ
１２Ｄ：符号反転器
１３ ：最適比合成器（合成部）
１４ ：周波数偏移付加部
１４Ａ：ミキサ
１４Ｂ：ミキサ
１４Ｃ：選択スイッチ
１５Ｐ：ミキサ（第１及び第２の帰還路）
１５Ｑ：ミキサ（第１及び第２の帰還路）
１６Ｐ：ミキサ（第１及び第２の帰還路）
１６Ｑ：ミキサ（第１及び第２の帰還路）
１７ ：基準信号発振部
１８ ：第１基準信号
１９ ：第２基準信号
２０ ：第３基準信号
２１Ｐ：増幅後受信信号
２１Ｑ：増幅後受信信号
２２Ｐ：調整後受信信号
２２Ｑ：調整後受信信号
２３Ｐ：狭帯域フィルタ（第１の帰還路）
２３Ｑ：狭帯域フィルタ（第１の帰還路）
２４Ｐ：調整後受信基準信号
２４Ｑ：調整後受信基準信号
２５ ：合成受信基準信号
２６ ：周波数同期信号
２７Ｐ：位相差調整信号
２７Ｑ：位相差調整信号
２８Ｐ：ＰＬＬ同期信号
２８Ｑ：ＰＬＬ同期信号
２９Ｐ：移相器
２９Ｑ：移相器
３０ ：位相差信号
３１ ：合成受信信号
３２ ：偏移化信号
３３ ：第４基準信号
３４ ：第５基準信号
３５ ：ミキサ
３６ ：ミキサ
３８ ：第６基準信号
４９ ：第７基準信号
４０ ：第８基準信号
４１ ：ミキサ
４２ ：ミキサ
２ ：地上局
３ ：送受信アンテナ
４ ：追跡管制装置
４Ａ：変調部
４Ｂ：復調部
４Ｃ：測距部
４Ｄ：ドップラ計測部
５ ：送信信号周波数変換装置
６ ：受信信号周波数変換装置
７ ：ダイバーシチ受信装置
８Ｐ：受信信号
８Ｑ：受信信号
９ ：合成出力信号
１０Ｐ：ＡＧＣ増幅器（自動利得制御増幅器）
１０Ｑ：ＡＧＣ増幅器（自動利得制御増幅器）
１１ ：周波数同期部
１１Ａ：最適比合成器
１１Ｂ：主位相検波器
１１Ｃ：ＶＣＯ
１１Ｄ：ループフィルタ
１２ ：位相差調整部
１２Ｐ：副位相検波器
１２Ｑ：副位相検波器
１２Ａ：差演算器
１２Ｂ：位相差信号演算部
１２Ｃ：選択スイッチ
１２Ｄ：符号反転器
１３ ：最適比合成器（合成部）
１４ ：周波数偏移付加部
１４Ａ：ミキサ
１４Ｂ：ミキサ
１４Ｃ：選択スイッチ
１５Ｐ：ミキサ（第１及び第２の帰還路）
１５Ｑ：ミキサ（第１及び第２の帰還路）
１６Ｐ：ミキサ（第１及び第２の帰還路）
１６Ｑ：ミキサ（第１及び第２の帰還路）
１７ ：基準信号発振部
１８ ：第１基準信号
１９ ：第２基準信号
２０ ：第３基準信号
２１Ｐ：増幅後受信信号
２１Ｑ：増幅後受信信号
２２Ｐ：調整後受信信号
２２Ｑ：調整後受信信号
２３Ｐ：狭帯域フィルタ（第１の帰還路）
２３Ｑ：狭帯域フィルタ（第１の帰還路）
２４Ｐ：調整後受信基準信号
２４Ｑ：調整後受信基準信号
２５ ：合成受信基準信号
２６ ：周波数同期信号
２７Ｐ：位相差調整信号
２７Ｑ：位相差調整信号
２８Ｐ：ＰＬＬ同期信号
２８Ｑ：ＰＬＬ同期信号
２９Ｐ：移相器
２９Ｑ：移相器
３０ ：位相差信号
３１ ：合成受信信号
３２ ：偏移化信号
３３ ：第４基準信号
３４ ：第５基準信号
３５ ：ミキサ
３６ ：ミキサ
３８ ：第６基準信号
４９ ：第７基準信号
４０ ：第８基準信号
４１ ：ミキサ
４２ ：ミキサ
Claims (5)
- 周波数偏移が有る直交する偏波成分の２個の受信信号の位相差を調整する位相差調整部と、該位相差調整部の出力を該位相差調整部の入力に戻す第１の帰還路と、前記受信信号から周波数偏移を除去する周波数同期部と、該周波数同期部で発振される周波数偏移が有る周波数同期信号を前記周波数同期部の入力に戻す第２の帰還路と、前記位相差調整部と前記周波数同期部により処理された２個の調整後受信信号を合成して合成受信信号を出力する合成部と、前記周波数同期信号を使用して前記合成受信信号に周波数偏移を付加する周波数偏移付加部と、前処理として２個の前記受信信号を所定の大きさに増幅する２個の自動利得制御増幅器とを備えたダイバーシチ受信装置。
- 周波数偏移が有る直交する偏波成分の２個の受信信号の位相差を調整する位相差調整部と、該位相差調整部の出力を該位相差調整部の入力に戻す第１の帰還路と、前記受信信号から周波数偏移を除去する周波数同期部と、該周波数同期部で発振される周波数偏移が有る周波数同期信号を前記周波数同期部の入力に戻す第２の帰還路と、前記位相差調整部により処理され、前記周波数同期部では処理されない２個の調整後受信信号を合成して合成受信信号を出力する合成部と、前処理として２個の前記受信信号を所定の大きさに増幅する２個の自動利得制御増幅器とを備え、前記周波数同期信号を前記位相差調整部が利用することを特徴とするダイバーシチ受信装置。
- 周波数偏移が有る直交する偏波成分の２個の受信信号の位相差を調整する位相差調整部と、該位相差調整部の出力を該位相差調整部の入力に戻す第１の帰還路と、前記位相差調整部により処理された２個の調整後受信信号を合成する合成部と、前処理として２個の前記受信信号を所定の大きさに増幅する非同期検波方式による２個の自動利得制御増幅器とを備えたダイバーシチ受信装置。
- ２個の前記受信信号の信号強度の差が所定値以上の場合は信号強度が大きい方の前記受信信号だけを使用することを特徴とする請求項１〜請求項３の何れか一に記載のダイバーシチ受信装置。
- 前記自動利得制御増幅器を非同期検波方式でも受信信号を増幅できるようにすること特徴とする請求項１〜請求項２の何れか一に記載のダイバーシチ受信装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
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