JP2005070045A - 電流を測定するシステムおよび方法 - Google Patents
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Abstract
【課題】
電圧制御発振器を利用した集積回路の消費電流測定回路において、検出抵抗器を使用することによるコストの増大をなくすこと。
【解決手段】
本発明は集積回路(102)の電流を測定するシステムおよび方法に関し、該方法は、第1の測定電圧を用いて第1の電圧制御発振器(VCO)(106a)からの第1の出力計数を測定することと、第2の測定電圧を用いて第2のVCO(106b)からの第2の出力計数を同時に測定することと、前記第1の出力計数と前記第2の出力計数の差に比例した電圧を用いて集積回路の電流を計算することとを含む。
【選択図】図1
電圧制御発振器を利用した集積回路の消費電流測定回路において、検出抵抗器を使用することによるコストの増大をなくすこと。
【解決手段】
本発明は集積回路(102)の電流を測定するシステムおよび方法に関し、該方法は、第1の測定電圧を用いて第1の電圧制御発振器(VCO)(106a)からの第1の出力計数を測定することと、第2の測定電圧を用いて第2のVCO(106b)からの第2の出力計数を同時に測定することと、前記第1の出力計数と前記第2の出力計数の差に比例した電圧を用いて集積回路の電流を計算することとを含む。
【選択図】図1
Description
本発明は集積回路の電流を測定するシステムおよび方法に関し、詳しくは集積回路の電源ラインの一部を利用して電圧制御発振器を用いてその電流を測定するシステムおよび方法に関する。
本願は、2003年8月20日に出願した「METHOD AND SYSTEM FOR CALIBRATION OF A VOLTAGE CONTROLLED OSCILLATOR (VCO)」と題する米国特許出願第10/644,559号、「A SYSTEM FOR AND METHOD OF CONTROLLING A VLSI ENVIRONMENT」と題する米国特許出願第10/644,625号、および「A METHOD FOR MEASURING INTEGRATED CIRCUIT PROCESSOR POWER DEMAND AND ASSOCIATED SYSTEM」と題する米国特許出願第10/644,376号に関連する。
従来、マイクロプロセッサの平均電流消費は、電流のアナログ値をマイクロプロセッサで使用可能なデジタル値に変換することによって監視される。これには、何らかの形態のアナログ/デジタル(A/D)変換器と平均化回路が必要とされる。電流を測定する一般的方法は、既知の「検出」抵抗に電流を流し、その抵抗器両端の電圧降下を測定することを含む。既知の抵抗値と測定された電圧をオームの法則(I=V/R)に代入することで、電流値を計算することができる。
この方法では、検出抵抗器両側の電圧を測定するため、A/D変換器の設計に関係する。ダイ上にない独立したのA/D変換器を用いて電圧降下を測定するためには、マイクロプロセッサパッケージ上に、あるいはその非常に近くにさらに別の構成要素が必要とされ、それによってマイクロプロセッサパッケージのコストは増加する。また、マイクロプロセッサとA/Dコンバータの間にも別個のインタフェースが必要とされ、それによって設計がさらに複雑になる。
他の設計としてはA/D変換器をパッケージ内に配置するものがあるが、この設計はプロセスが非常に複雑であり、マイクロプロセッサを製造するデジタル集積回路製造プロセスにおいて、比較的精度の悪いものが生成される傾向にある。また、検出抵抗器の追加は、電力を回路内の有効な仕事に使うのではなく抵抗器で消費してしまうため、電力を浪費させる。
本発明の一実施形態は集積回路の電流を測定する方法に関する。この方法は、第1の測定電圧を用いて電圧制御発振器(VCO)からの第1の出力計数を測定することと、第2の測定電圧を用いてVCOからの第2の出力計数を測定することと、第1の出力計数と第2の出力計数の間の差に比例する電圧を用いて集積回路の電流を計算することとを含む。
本発明の他の実施形態は集積回路の電流を監視するシステムに関する。このシステムは、第1の測定点および第2の測定点を有する集積回路電源ラインと、前記第1および第2の測定点にそれぞれ接続されるように構成された制御入力部を有する2つの電圧制御発振器(VCO)と、VCOの出力部に接続されたカウンタとを含む。
本発明の更に他の実施形態は、インバータと、該インバータの出力部に接続され制御電圧に比例した量の電流を流すように動作するパスゲート回路と、該パスゲート回路の出力部に接続された増幅器とを含む回路に関する。
本発明の更に他の実施形態は電圧制御発振器(VCO)に関する。この電圧制御発振器は、互いに環状に接続された3つの段を含む。各段は、インバータと、該インバータの出力部に接続され制御電圧に比例した量の電流を流すように動作するパスゲート回路と、該パスゲート回路の出力部に接続された増幅器とを含む。入力制御電圧は各段のパスゲート回路に接続され、それらの段のうちの2つの間に出力部を有する。
本発明は、マイクロプロセッサパッケージの抵抗を検出抵抗器として使用する。そのため、回路の電力損失を増大させることがない。本発明による電流計は、別個の検出抵抗器を使用する代わりに、パッケージに固有の寄生抵抗を使用する。この固有のパッケージ抵抗の両端の電圧降下を測定することで、別個の検出抵抗器が必要なくなり、基板スペースと電力の両方を節約することができる。
また、本発明は、別個のA/D変換器の代わりに、ダイ上の高利得電圧制御発振器(VCO)とデジタルカウンタとを用いて、電圧測定値の大きさ判定機能と平均化機能の両方を実施する。電圧測定回路の入力ポートは、VCOの制御ポートである。VCOの周波数は入力制御電圧に比例する。カウンタを用いて、一定の時間間隔でVCOの周波数を計数する。VCO回路の較正により、入力制御電圧を周波数計数から推定することができる。この方法は、カウンタをかなり長い時間にわたって動かすことにより、その関心のある時間における平均指示値を生成することもでき、平均化回路を追加する必要がなくなる。
本発明は、新規の高利得VCOを用いて分解能の高い測定値を得る。一実施形態で使用されるVCOは、新規のパスゲートを各段に有し、インバータ出力部における電流を制限するようにした、標準的なリング発振器である。これによりVCOの利得が向上する。すなわち、回路の測定分解能が向上する。
図1は、本発明の一実施形態を含むCPU100を示すブロック図である。マイクロプロセッサ101はVLSI CPUパッケージ102上に作成される。また、VLSI CPUダイ102上にはマイクロコントローラ103も作成される。マイクロコントローラ103はVLSI環境を監視制御して、マイクロプロセッサ101の動作を最適化する。マイクロコントローラ103が監視制御するパラメータの1つは、CPUの電力需要レベルである。
CPU100は、何らかの最大電力レベルで動作するように設計されている。動作周波数、すなわちCPU100で1秒当たりに処理される命令数は、CPUの電力レベルに関係する。CPUが高い動作周波数で動作するためには、高い電力レベルを必要とする。マイクロコントローラ103はその電力レベルを監視し、VLSI環境を制御してマイクロプロセッサ101の電力レベルおよび動作周波数を最適化する。
電源104は電源グリッド105a、105bを介してマイクロプロセッサ101に電流を供給する。マイクロプロセッサ101の電力需要レベルは、電源グリッド105a、105bを介して供給される電流から判定することができる。電源ライン105bを通る電流を測定すれば、マイクロプロセッサ101の電力需要を判定することができる。本発明の一実施形態において、電源から流れてくるその電流は、ライン105b両端の電圧降下を測定することによって計算される。
2つのVCO106a、106bを用いて、電源ライン105b両側の電圧VA、VBを監視する。それらの電圧から、ライン105b両端における電圧降下(VB−VA)を計算することができる。次に、ライン105bに固有の抵抗値RPSを用いて、オームの法則(I=(VB−VA)/RPS)によりライン105bを通る電流を計算することができる。この計算を行うためには、ライン105b両端の抵抗RPSの値が分かっていなければならない。固有の抵抗RPSを求める一つの方法は、既知の電流(Iknown)をライン105bに流して、その電流レベルにおけるライン105b両端の電圧降下を測定することである。ここでも、それらの値を用いて、オームの法則(RPS=(VB−VA)/Iknown)によりその抵抗を計算することができる。CPUパッケージに固有の抵抗を測定する他の方法およびシステムについては、2003年8月20日に出願された「A METHOD FOR MEASURING INTEGRATED CIRCUIT PROCESSOR POWER DEMAND AND ASSOCIATED SYSTEM」と題する米国特許出願第10/644,376号に開示されている。ライン105b両端の固有の抵抗RPSを利用することにより、電流測定のために独立した別個の抵抗器要素を有する必要がなくなる。
従来の電圧測定では、測定値をA/D変換器を用いて電力計算に使用されるデジタルフォーマットに変換する必要があった。本発明では、VCO106a、106bがA/D変換器として働き、電圧を表すデジタル信号をマイクロコントローラ103に供給する。
VCO106a、106bの出力は入力制御電圧に比例する。入力制御電圧が増大すると、VCO106a、106bの出力周波数も増大する。デジタルカウンタを用いて、VCO106a、106bの出力周波数を所定の時間間隔で計数することができる。出力計数(デジタル値)は入力電圧(アナログ値)に比例する。このように、VCOとデジタルカウンタの組合せはA/D変換器のような働きをする。
マイクロコントローラ103は、VCO106a、106bのデジタルカウンタとして機能する。VCO106aを入力電圧VAに接続すると、マイクロコントローラ103は、計数時間間隔でVCO106からのパルスの第1の数を計数する。VCO106bを入力電圧VBに同時に接続すると、マイクロコントローラ103は、その計数時間間隔でパルスの第2の数を更に計数する。2つの出力計数の差は電源ライン105b両端の電圧降下に比例し、マイクロコントローラ103は、その差を用いて電流および電力を計算することができる。
固有の抵抗は非常に小さい値であると予想されるため、抵抗器両端の電圧降下も非常に小さい値、たとえば10〜20mV程度であると予想される。電圧VAとVBの間にかなり大きな計数差が生まれるようにするためには、VCOを高利得にする必要がある。8マイクロ秒の測定時間で十分な計数の差ができるようにするため、VCO106は、およそ10GHzで動作する3段リング発振器にする場合がある。
図2は、3つのインバータ201〜203を直列に接続し、インバータ203から出力された信号がライン204を通ってインバータ201へ連続的にループバックするように構成された、従来技術によるリング発振器200を示すブロック図である。発振器200は、一定周波数の出力信号を出力部205に生成する。発振器200の設計は各インバータ段の出力部にパスゲートを配置することによって変更することができ、パスゲートにより、回路を流れる電流を制御電圧に従って制限することができる。そのような発振器は、図1におけるVCO106として使用することができる。
図3は、本発明の一実施形態で使用されるリング発振器の一つの段を示す概略図である。回路300は、3つの部分、すなわちインバータ301、パスゲート302、および増幅器303からなる。インバータ301はPFETトランジスタ304とNFETトランジスタ305からなり、それらのトランジスタがノード306の入力信号を反転させ、反転信号をノード307に出力するように構成される。
回路300は、回路を流れる電流を制限する働きを持つ新規のパスゲート302を含む。パスゲート302は、入力制御電圧VINに接続されたNFET308と、反転制御電圧VINbに接続されたPFET309とからなる。制御電圧VINを増加させ、反転制御電圧VINbを減少させてゆくと、トランジスタ308および309が「オン」に近づき、ノード307からノード310へ流れる電流が増加する。これは、VINを増加させ、VINbを減少させると、回路300がより高速で切り替わるようになることを意味する。増幅器部分303は、PEFT311とNFET312からなり、ノード310におけるパスゲート302からの信号を増幅し、ノード313における回路の出力300にする。
回路300は、図2の各インバータ201〜203の代わりに使用することができ、図4に示すような3段VCO400を形成することができる。発振器400は、特定の入力電圧VINに対し、所定周波数の出力パルスを401に生成する。電圧VINを増加させるのにつれて、各段300を流れる電流が増大し、各段におけるトランジスタが高速に切り替わるようになり、それによって401における出力信号の周波数が増大する。同様に、制御電流VINを減少させると、401における出力周波数計数は減少する。
発振器400は、VCO106(図1)として使用することができ、測定点VAおよびVBからの電圧が入力電圧VINとして印加される。そして、たとえば8マイクロ秒といった所定の測定時間間隔で、出力信号401をマイクロプロセッサ103で計数する。一実施形態において、発振器400はおよそ10GHzで動作し、20GHz/V程度の利得を有する。それらのパラメータは、固有の抵抗RPS両端の測定点VAおよびVBにおける計数に十分な差を作り出し、電圧降下を検出して定量化し、それを電流および電力の計算に利用できるようにするものと考えられる。
本明細書で説明したVCOはマイクロプロセッサによって消費される電流の測定に使用されているが、本発明はいかなる集積回路の電圧および電流の測定にも使用可能である。
102 VLSI CPUパッケージ
103 マイクロコントローラ
105b 電源ライン
106a、106b 電圧制御発振器(VCO)
103 マイクロコントローラ
105b 電源ライン
106a、106b 電圧制御発振器(VCO)
Claims (10)
- 集積回路(102)の電流を測定する方法であって、
第1の測定電圧を用いて第1の電圧制御発振器(VCO)(106a)からの第1の出力計数を測定するのと同時に、第2の測定電圧を用いて第2のVCO(106b)からの第2の出力計数を測定することと、
前記第1の出力計数と前記第2の出力計数の間の差に相当する電圧を用いて、前記集積回路(102)の電流を計算することと
からなる方法。 - 前記第1の測定電圧および前記第2の測定電圧が、抵抗(105b)の両端に関連する電圧である、請求項1に記載の方法。
- 前記抵抗(105b)が前記集積回路のパッケージに固有の抵抗である、請求項2に記載の方法。
- 前記固有の抵抗は、既知の電流を前記固有の抵抗に流しながら、前記固有の抵抗の両端の電圧降下を測定することによって測定される、請求項2に記載の方法。
- 前記第1の測定電圧および前記第2の測定電圧は、集積回路電源グリッド上の点に関連する電圧である、請求項1に記載の方法。
- 計算された集積回路の電流に基づいて電源電流を制御することを更に含む、請求項1に記載の方法。
- 集積回路の電流を監視するシステムであって、
第1の測定点および第2の測定点を有する集積回路電源ライン(105b)と、
前記第1の測定点と前記第2の測定点に交互に接続するように構成された制御入力部を有する電圧制御発振器(VCO)(106a)と、
前記VCOの出力部に接続されたカウンタと
からなるシステム。 - 前記カウンタに接続され、前記第1および第2の測定点のVCO計数の差を計算するように構成されたコントローラ(103)を更に含む、請求項7に記載のシステム。
- 前記電源ライン(105b)が既知の固有の抵抗を有し、前記コントローラ(103)は前記集積回路の電流需要を計算するように構成される、請求項8に記載のシステム。
- 前記コントローラ(103)が電源電流を調節するように構成される、請求項8に記載のシステム。
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