JP2005057724A - 最適化された非対称の共通ソース双方向増幅器 - Google Patents
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- 230000003321 amplification Effects 0.000 claims description 37
- 238000003199 nucleic acid amplification method Methods 0.000 claims description 37
- 230000002457 bidirectional effect Effects 0.000 claims description 33
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 claims description 26
- 239000011159 matrix material Substances 0.000 claims description 13
- 239000004065 semiconductor Substances 0.000 claims description 5
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 14
- 238000004891 communication Methods 0.000 description 7
- 230000005284 excitation Effects 0.000 description 6
- 238000000034 method Methods 0.000 description 6
- 230000008901 benefit Effects 0.000 description 5
- 230000003071 parasitic effect Effects 0.000 description 5
- 238000003780 insertion Methods 0.000 description 4
- 230000037431 insertion Effects 0.000 description 4
- 230000015556 catabolic process Effects 0.000 description 3
- 230000000295 complement effect Effects 0.000 description 2
- 229910044991 metal oxide Inorganic materials 0.000 description 2
- 150000004706 metal oxides Chemical class 0.000 description 2
- 230000002093 peripheral effect Effects 0.000 description 2
- 230000008569 process Effects 0.000 description 2
- 230000008054 signal transmission Effects 0.000 description 2
- 238000013459 approach Methods 0.000 description 1
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 1
- 239000004020 conductor Substances 0.000 description 1
- 230000008878 coupling Effects 0.000 description 1
- 238000010168 coupling process Methods 0.000 description 1
- 238000005859 coupling reaction Methods 0.000 description 1
- 230000003247 decreasing effect Effects 0.000 description 1
- 238000006731 degradation reaction Methods 0.000 description 1
- 230000003111 delayed effect Effects 0.000 description 1
- 238000013461 design Methods 0.000 description 1
- 230000005669 field effect Effects 0.000 description 1
- 238000002955 isolation Methods 0.000 description 1
- 238000004519 manufacturing process Methods 0.000 description 1
- 238000012986 modification Methods 0.000 description 1
- 230000004048 modification Effects 0.000 description 1
- 230000010363 phase shift Effects 0.000 description 1
- 238000012545 processing Methods 0.000 description 1
- 230000005855 radiation Effects 0.000 description 1
- 230000009467 reduction Effects 0.000 description 1
- 230000008439 repair process Effects 0.000 description 1
- 230000004044 response Effects 0.000 description 1
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
- H03F3/189—High-frequency amplifiers, e.g. radio frequency amplifiers
- H03F3/19—High-frequency amplifiers, e.g. radio frequency amplifiers with semiconductor devices only
- H03F3/193—High-frequency amplifiers, e.g. radio frequency amplifiers with semiconductor devices only with field-effect devices
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
- H03F3/62—Two-way amplifiers
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- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
- H04B1/38—Transceivers, i.e. devices in which transmitter and receiver form a structural unit and in which at least one part is used for functions of transmitting and receiving
- H04B1/40—Circuits
- H04B1/44—Transmit/receive switching
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F2200/00—Indexing scheme relating to amplifiers
- H03F2200/222—A circuit being added at the input of an amplifier to adapt the input impedance of the amplifier
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F2200/00—Indexing scheme relating to amplifiers
- H03F2200/372—Noise reduction and elimination in amplifier
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F2200/00—Indexing scheme relating to amplifiers
- H03F2200/387—A circuit being added at the output of an amplifier to adapt the output impedance of the amplifier
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F2200/00—Indexing scheme relating to amplifiers
- H03F2200/451—Indexing scheme relating to amplifiers the amplifier being a radio frequency amplifier
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- Engineering & Computer Science (AREA)
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- Signal Processing (AREA)
- Amplifiers (AREA)
- Variable-Direction Aerials And Aerial Arrays (AREA)
- Transceivers (AREA)
- Input Circuits Of Receivers And Coupling Of Receivers And Audio Equipment (AREA)
Abstract
【課題】受信モード時と送信モード時の両方において動作性能を最適化することが可能な双方向増幅器を提供する。
【解決手段】第1のポート及び第2のポートと、第1のポートと第2のポートとの間に電気的に接続された受信器増幅器及び送信器増幅器とを備える双方向増幅器を開示する。この構成において、受信器増幅器は、受信モード中に、第2のポートからの信号を第1のポートに一方向に結合する。送信器増幅器のバイアスは、そのモードの間オフにされる。送信器増幅器は、送信モード中に、第1のポートと第2のポートとの間で一方向に信号を結合する。このモードの間、受信器増幅器はオフにされる。
【選択図】図1A
【解決手段】第1のポート及び第2のポートと、第1のポートと第2のポートとの間に電気的に接続された受信器増幅器及び送信器増幅器とを備える双方向増幅器を開示する。この構成において、受信器増幅器は、受信モード中に、第2のポートからの信号を第1のポートに一方向に結合する。送信器増幅器のバイアスは、そのモードの間オフにされる。送信器増幅器は、送信モード中に、第1のポートと第2のポートとの間で一方向に信号を結合する。このモードの間、受信器増幅器はオフにされる。
【選択図】図1A
Description
本発明は、電子システム用の双方向信号フロー増幅器に関する。より詳しくは、本発明は、電子システムのための高レベル送信信号用の高電力送信用増幅器経路と、低レベル受信信号用の低ノイズ受信用増幅器経路を有する双方向信号フロー増幅器構成に関する。
無線(ラジオ)周波数及びマイクロ波通信システムは、複数のクライアントから信号を受信し、及びそれらに信号を送る。電子システムは、低ノイズ信号動作及び/または高出力電力信号動作などのさまざまな信号用途に用いる増幅器などの電子的ハードウエアを必要とする(以下、ノイズを雑音とも記す)。電子システムのいくつかの例には、レーダー及び通信システムが含まれる。低ノイズ信号動作中は、増幅器は、微弱な低レベル信号の信号利得を増幅し、同時に、システム雑音指数の増加を最小限に抑える。高電力信号動作中は、増幅器は、信号レベルを増幅すると同時に、高出力電力レベルを維持する。したがって、増幅器は、要素間の相互接続に関連した信号損失を補償するために通信システムハードウエア内の戦略的な位置において使用される。この場合、信号損失には、有限の伝送ライン長によって引き起こされる受動的な損失、及び/または、入力信号ポートと出力信号ポートとの間の受動的な接続及び能動的な接続によって引き起こされる損失がある。
レーダ及び通信システム用途では、増幅器は、一般的に少なくとも1つのアンテナ列(アンテナアレイ)に結合される。一般に、レーダーシステムまたは通信システムは、信号を送受信するために少なくとも1つのアンテナを備える。受信モードでは、アンテナは、アンテナ放射ビームパターンの方位を変えることによって信号を空間的にスキャンし、所望の信号に照準を合わせる。振幅励起列及び/または位相励起列から構成されるアンテナを使用して、受信ビームを形成して入力信号をサーチすることができる。振幅及び/または位相励起列は、また、送信ビームを形成して、クライアントの方向に高信号強度を出力することができる。そのようなアレイアンテナの1つの例は、整相列(phased array。またはフェイズドアレーまたは位相アンテナ)である。
整相列は、複数の隔置された放射素子を備える。放射素子の各々を独立に制御して、所望の方向に電磁エネルギーを放射し、所望のビーム形状を形成することができる。放射要素の各々には、信号伝送のために、互いに対して選択された位相及び振幅励起を有する信号が供給され、信号受付のために、各素子からの受信信号が処理されて、各信号の位相及び振幅が変更される。放射素子の振幅励起を使用して、ビームの形状及びサイドローブレベルを制御することができる。ビーム形状及びサイドローブレベルを制御するための1つの方法は、各放射素子にトランシーバ回路、すなわち、信号の送信と受信の両方の能力を具備する回路、を利用することである。かかるトランシーバ回路は、高電力送信モードと低ノイズ受信モードを切り換える機能を備えていなければならない。トランシーバ回路は、通常は、高電力増幅のための送信用増幅器(送信器増幅器)と、低ノイズ増幅のための受信用増幅器(受信器増幅器)からなる2つの増幅器を備える。この場合、送信ビームまたは受信ビームをそれぞれ形成する信号は、スイッチによりその向きが操作(すなわち操向)されて、送信器増幅器または受信器増幅器から送信され、または、それらに送られる。これらの増幅器のうちの1つを除去することが望ましいであろう。さらに、送信器増幅器を各アンテナ素子の近くで接続して、受信モードにおける雑音指数を最小にすると共に、送信モードにおける出力電力を最大にすることが望ましいであろう。
従来技術では、基本的なすべての送受信機能、すなわち、高電力増幅及び低ノイズ電力増幅を具備する集積化増幅器が、1つのモノリシックマイクロ波集積回路(MMIC)チップにおいて製造されている。集積化増幅器は、整相列用に送信及び受信信号を処理する。整相列は、各々が個別の集積化増幅器に関連付けられた非常に多くの放射素子を備えており、個々の機能ブロック(すなわち、各放射素子用の2つの増幅器と2つのスイッチ)を個別に搭載して結合することを必要としない。個別の機能ブロックを不要とすることにより、部品点数が減少し、歩留まり及び信頼性が改善される。なぜなら、部品点数が多い増幅器は、製造プロセスが複雑になり、通常、平均故障時間及び平均修理時間が短くなってしまうからである。
しかしながら、典型的な集積化増幅器によるアプローチは、個別の機能ブロックで構成する場合ほど効率的ではない。なぜなら、単一の集積化増幅器内のRFスイッチによる無線周波数(RF)信号のルーティングにより、通常、挿入損失が、RF送信経路及びRF受信経路の両方で増加することとなり、これによって、受信モードにおける雑音指数が増加し、及び、送信モードにおける出力電力及び電力効率が低下してしまうからである。
双方向増幅器は既知のものであり、種々のマイクロ波及びRF用途で使用されている。2つの異なるタイプの双方向増幅器がある。第1のタイプは、米国特許第4,054,837号、米国特許第4,758,822、及び米国特許第5,296,762号に開示されている受動性RF信号スイッチング構成である。上記米国特許第4,054,837号は、一対の平行ダイオードを使用して、受信器増幅器と送信器増幅器間のRF信号フローを制御する双方向増幅器を開示しており、上記米国特許第4,758,822は、絶縁トランスを備える一対の相互接続されたブリッジ回路を使用して信号フローを制御する双方向増幅器を開示しており、上記米国特許第5,296,762号は、切り換えられる増幅器に電気的に結合されたリング構造をなすように配置された複数のダイオードを備える双方向増幅器を開示している。受動性RFスイッチング構造を特徴とする全ての双方向増幅器には、挿入損失が増加し、その結果、受信経路における雑音指数が増加し、かつ、送信経路における出力電力が減少するという欠点がある。
第2のタイプは、米国特許第5,821,813号、米国特許第5,105,166号に開示されている能動性RF信号操向構成である。上記米国特許第5,821,813号には、コモンゲートモードにおいて接続される双方向増幅器が開示されており、上記米国特許第5,105,166号には、RF入力端子の対とRF出力端子の対を有する対称マトリックス増幅器である双方向増幅器が開示されている。しかしながら、従来技術の能動性RF信号操向構成もまた、最適な高電力または低ノイズ用途向けに設計されていない増幅器を備えるという欠点、及び、入力端子と出力端子の対を有する増幅器を備えるという欠点を有している。従って、この能動性RF信号操向構成は、低ノイズと高電力との妥協物である。この結果、設計者は、以下の組み合わせのうちの1つを取らざるを得ない。すなわち、低ノイズ増幅器用に最適化された性能、高電力用途の送信器入力に対して最適化された性能、または、低ノイズ性能と高電力性能の両方をできるだけ最良に達成できるポイントに設定された増幅器構成、のうちの1つを選択せざるを得ないのである。
米国特許第4,054,837号明細書
米国特許第4,758,822号明細書
米国特許第5,296,762号明細書
米国特許第5,821,813号明細書
米国特許第5,105,166号明細書
したがって、挿入損失を導入するスイッチ回路を含まない、送信及び受信用途に適した双方向増幅器であって、最適な設計基準を満たさない操向回路(ステアリング回路)を含まず、かつ、受信モードにおける低ノイズ動作と送信モードにおける高電力性能に対して最適化された双方向増幅器が必要とされている。
本発明は、レーダー及び通信システム(またはレーダー通信システム)のような電子システム用の双方向増幅器に関する。より具体的には、本発明は、第1の増幅経路と第2の増幅経路を備え、信号のフロー(流れ)の方向が、第1の増幅経路と第2の増幅経路の選択的なバイアスによって制御される、マイクロ波帯に対応したコモンソース(または共通ソース)の双方向増幅器に関する。各々の増幅経路は、所望の性能を最適化するよう設計される。高電力性能に関しては、増幅経路を、入力及び出力整合ネットワーク(ネットワークとは回路網または回路のこと。以下同じ)、段間インピーダンス整合ネットワークが最適化され、高電力増幅用にバイアスされるものとして設計することができる。低ノイズ性能に関しては、増幅経路は、入力及び出力整合ネットワーク、段間インピーダンス整合ネットワークが最適化され、低ノイズ増幅用にバイアスされるように設計される。第1の増幅経路を通る信号フローに関しては、第1の増幅経路がバイアス(すなわちバイアスがオンに)され、第2の増幅経路はバイアスされない(すなわちバイアスがオフにされる)。第2の増幅経路を通る信号フローに関しては、第2の増幅経路がバイアスされ、第1の増幅経路はバイアスされない。
1実施形態では、本発明は、第1のポート及び第2のポート、第1のポートと第2のポートとの間に電気的に接続された受信器増幅器及び送信器増幅器を備える双方向増幅器である。この構成において、受信器増幅器は、受信モード中に、第2のポートからの信号を第1のポートに方向性を考慮して結合し、送信器増幅器のバイアスは、そのモードの間オフにされる。さらに、送信器増幅器は、送信モード中に、第1のポートと第2のポートとの間で方向性を考慮して信号を結合し、このモードの間、受信器増幅器はオフにされる。
本発明をよりよく理解できるようにするために、添付図面を参照して説明する。本発明の同じかまたは等価な部分には、いくつかの図面を通して同じ参照番号が付されている。
図1Aには、第1のモードと第2のモードを有する本発明の双方向増幅器10のブロック図が示されている。さらに、双方向増幅器10は、第1の増幅経路と第2の増幅経路を有している。本発明の説明の便宜上、第1のモードは受信モード、第2のモードは送信モード、第1の増幅経路は受信器増幅器14、第2の増幅経路は送信器増幅器16である。さらに、本発明は、任意の第1の増幅経路と任意の第2の増幅経路を有することができ、受信器増幅器14と送信器増幅器16に限定されないということに留意されたい。
さらに、双方向増幅器10は、第1のポート12、第2のポート18,受信器電極22、及び送信器電極20を備える。受信器電極22及び送信器電極20は、増幅器10を通る信号の流れ(フロー)の方向、したがって、増幅器10のモードを制御する。増幅される信号は、RF、マイクロ波またはミリ波信号などの電気信号である。受信モードでは、受信器電極22は高電圧値であり、送信器電極20は低電圧値であり、この結果、受信信号が、受信器増幅器14を介して第2のポート18から第1のポート12へ送られる。送信モードでは、受信器電極22は低電圧値であり、送信器電極20は高電圧値であり、この結果、送信信号が、増幅器16を介して第1のポート12から第2のポート18へ送られる。したがって、受信器電極22と送信器電極20の電圧値によって、双方向増幅器10が送信モードであるか、または受信モードであるかがきまる。
図1Bに示すように、双方向増幅器10はさらに、1つ以上のバイアスネットワーク24及び26を備える。送信器電極20は、送信器増幅器16をバイアスするために、バイアスネットワーク26に直流(DC)電流及び電圧を印加する。受信器電極22は、受信器増幅器14をバイアスするために、バイアスネットワーク24に直流(DC)電流及び電圧を印加する。バイアスネットワーク24及び26は、抵抗分圧器回路(または抵抗性分割器回路)とすることができる。バイアスネットワーク24は、受信器増幅器14に低電圧レベルを印加することによって、受信器増幅器14に低ノイズバイアス状態を提供するように構成される。これとは逆に、バイアスネットワーク26は、送信器増幅器16に高出力電力状態を提供するように構成される。
図2には、本発明による双方向増幅器10の略図が示されている。双方向増幅器10は、整相列アンテナ(または位相アレイアンテナ)に結合されたトランシーバモジュールにおいて使用するのに適している。双方向増幅器10は、第1のポート12、送信器増幅器16、受信器増幅器14、第2のポート18、受信器電極22、及び送信器電極20を備える。第1のポート12は2つの機能を有する。すなわち、第1のポート12は送信器入力ポートと受信器出力ポートとして機能する。第2のポート18もまた2つの機能を有する。すなわち、第2のポート18は、受信器入力ポートと送信器出力ポートとして機能する。例えば、送信器電極20が送信器増幅器16をアクティブにするようにバイアスされ、受信器電極22が受信器増幅器14をオフにするようにバイアスされると、第1のポート12は送信器入力ポートして機能し、第2のポート18は送信器出力ポートとして機能する。この例では、第1のポート12からの信号フロー(信号の流れ)が、送信器増幅器14によって増幅され、第2のポート18から出力される。
送信器電極20が送信器増幅器16を非アクティブにするようにバイアスされ、受信器電極22が受信器増幅器14をアクティブにするようにバイアスされると、第1のポート12は受信器出力ポートとして機能し、第2のポート18は受信器入力ポートとして機能する。この場合、第2のポート18からの信号フローが受信器増幅器14によって増幅され、第1のポート12から出力される。
送信器増幅器16は、高電力増幅用に設計された入力整合ネットワーク32と、高出力電力用に設計された出力整合ネットワーク34を備える。送信器増幅器16は、3つの段(3ステージ)のFET増幅回路から構成される。FETの各々は、少なくとも1つのゲート端子、少なくとも1つのドレイン端子、及びソース端子を備える。しかしながら、本発明は、各々のFET段の間に追加の整合ネットワーク、すなわち、段間整合部27,35を備えることもでき、増幅器10は、FET増幅の3つの45、47、49よりも多くの段または少ない段を有することもできることに留意されたい。さらに、FETを、バイポーラ接合トランジスタ(BJT)、高電子移動度トランジスタ(HEMT)、相補型金属酸化物半導体(CMOS)デバイス、または、電流利得及び/または電圧利得を有する他の能動デバイスなどで置き換えることも可能であることに留意されたい。入力及び出力整合ネットワーク32及び34は、それぞれ、ローパス(または低域通過型)、バンドパス(または帯域通過型)、またはハイパス(または高域通過型)整合ネットワークとして実施することができる。
送信器増幅器16は、抵抗分圧器ネットワーク31を用いて自己バイアスされる。FETが、送信器出力電力を最大化するためにデプレッションモードHEMT電力処理デバイス(depletion mode HEMT power process device)である場合には、ゲート40を、0ボルトの近く及びドレイン42の電圧近辺でバイアスして、出力電圧の振れによって、ゲート−ドレイン間の電圧が降伏(破壊)条件を超えないようにする。FETは、ソース端子が接地された共通ソース増幅器とすることができる。代替的には、BJT能動デバイスでエミッタ端子が接地されたFETを置き換えることができる。一般的には、電力増幅器の出力整合ネットワークを、低インピーダンス直列伝送ライン(low impedance series transmission line)または、低インピーダンス分路キャパシタンス(または低インピーダンス並列容量)または開回路伝送ラインスタブ(open circuit transmission line stub)とすることができる。図2では、開回路スタブ63を使用して、電力増幅器の低出力インピーダンスを、より高くより簡単に処理できるインピーダンスに変換するだけでなく、増幅用FETの間を絶縁している。さらに、最大出力電力を達成するために送信器増幅器出力整合ネットワーク34は、受信器増幅器14のオフ状態のキャパシタンス、シャットオフ(遮断)状態のリアクタンス性を有し(または反動的または無効)な、抵抗性かつ寄生性のコンポーネント、すなわち、シャットオフされる受信器増幅器14のFET内のオフ状態のキャパシンタンス、直列インダクタンス、または寄生抵抗を考慮している。この構成の特別な利点は、送信器増幅器16用のバイアスネットワーク、入力及び出力整合ネットワークが最大出力電力を伝送するように設計されるということである。増幅器16のバイアス及び整合ネットワークの構成は、受信器増幅器14がシャットオフ(遮断)されるときに、そのリアクタンス性を有し、抵抗性かつ寄生性のコンポーネントを考慮している。
受信器増幅器14は、低ノイズ応答に対して最適化された低ノイズ入力整合ネットワーク38と、出力整合ネットワーク36を備える。受信器増幅器14は、3段の電界効果トランジスタ(FET)増幅器構成から構成される。各FETは、少なくとも1つのゲート端子、少なくとも1つのドレイン端子、及びソース端子を有する。しかしながら、FETを、バイポーラ接合トランジスタ(BJT)、高電子移動度トランジスタ(HEMT)、相補型金属酸化物半導体(CMOS)デバイス、または、電流利得及び/または電圧利得を有する他の能動デバイス等で置き換えることも可能であることに留意されたい。図2に示すように、本発明は、各々のFET段の間に追加の段間整合ネットワーク、すなわち、段間整合部29,33を備えることもでき、増幅器10は、FET増幅の段41、39、37を有することもできることに留意されたい。入力及び出力整合ネットワーク38及び36は、ローパス(または低域通過型)、バンドパス(または帯域通過型)、またはハイパス(または高域通過型)整合ネットワーク構成として実施することができる。
受信器増幅器14は、抵抗分圧器ネットワーク35を用いて自己バイアスされることができる。FETが、受信器雑音指数を最小にするためにデプレッションモードHEMT電力処理デバイスである場合には、ゲート42を、約−1.5〜約−2.0ボルトにバイアスすることができる。この例では、FETのソース端子を接地することができる。代替的には、BJTデバイスでエミッタ端子が接地されたFETを置き換えることができる。一般的には、低ノイズ増幅器の入力整合ネットワーク38は、最小雑音反射係数、すなわち、rminを実現する整合ネットワークから構成され、選択されたFETデバイスについて雑音指数反射係数を最小にするために、直列伝送ライン及びオプションとしての短絡伝送系、または、任意の他の分布型または集中型リアクタンス整合素子(または分布型または集中型の反動性整合素子)を備えることができる。
さらに、雑音指数を最小にするために受信器増幅器入力整合ネットワーク38は、送信器増幅器16が遮断されるときに生じる、m番目、すなわち、最後のFET段のオフ状態キャパシンタンス、及び、m番目のFETの他の内因性(すなわち本来的に有する)及び外因性の寄生要素(及びそのキャパシタンス)を考慮している。したがって、この構成の特別な利点は、バイアスネットワーク、入力及び出力整合ネットワーク38、36が、送信器増幅器16のシャットオフ(遮断)状態のリアクタンスを有し(または反動的な)、抵抗性かつ寄生性のコンポーネントを考慮して雑音指数を最小にするよう設計されるということである。したがって、高電力出力用に設計された送信器増幅器16と低雑音指数を実現するよう設計された受信器増幅器14とは、異なる回路構成、インダクタ、抵抗器、コンデンサ、伝送ライン長について異なる整合コンポーネント値を有することができる。したがって、整合ネットワークは、送信器増幅器16と受信器増幅器14についてそれぞれ異なるもの、すなわち、非対称的なものとすることができる。
図3は、送信モードで動作する双方向増幅器10の略図である。バイアスネットワーク31は、送信器増幅器16に高出力電力状態を提供するよう構成される。送信モード中、送信器電極20は高電圧値に接続される。図示のように、送信器電極20は、約3ボルトから約5ボルトの高電圧値に接続されて、送信器増幅器16をアクティブにし、第1のポート12から第2のポート18に信号経路55に沿って方向を考慮して(この場合には、一方向に)信号を結合する。送信モードでは、受信器電極22は接地される。
図4は、受信モードで動作する双方向増幅器10の略図である。バイアスネットワーク35は、受信器増幅器14に高出力電力状態を提供するように構成される。受信モード中、受信器電極22は高電圧値に接続される。図示のように、送信器電極20は低電圧値に接続され、受信器電極は、約3ボルト〜約5ボルトの電圧に接続されて、受信器増幅器14をアクティブにし、第2のポート18から第1のポート12に信号経路57に沿って方向を考慮して(この場合には、一方向に)信号を結合する。受信モードでは、送信器電極20は接地される。
図5Aは、双方向増幅器10が整相列66の一部として示されている略図である。直線(または線形)整相列のために、ユーザは、放射素子60の各々の位相及び振幅を電子的に制御することにより、放射されるアンテナパターンのビームの形状とサイドローブのレベルを制御することができるようになる。この実装例では、整相列66の各放射素子60によって受信される入力信号波面67は、1つの双方向増幅器10に電気的に結合され、また、オプションとして、移相器(位相シフタ)62に電気的に結合される。例えば、放射素子60は、マイクロストリップパッチ(microstrip patch)またはホーンアンテナとすることができる。受信モードでは、各双方向増幅器10は、各放射素子60の直近で低ノイズ信号増幅を行う。したがって、雑音指数が小さい双方向増幅器10と、さらにまた、放射素子60と双方向増幅器10との間の損失、及び、放射素子60に電気的に結合された隣接する任意の組み合わせマトリックス(または結合マトリックス:combining matrix)64における損失を解消(または低減)するための振幅利得とを有することによって、受信入力信号の信号対ノイズ性能の低下を最小限にし、これによって、微弱な受信信号を回復できるようにする。さらに、各放射素子60は双方向増幅器10に結合されているので、各放射素子60の振幅励起を個別に制御して、整相列のビーム形状とサイドローブレベルを制御することができる。オプションとして、マトリックス出力ポート75、77を有する組み合わせマトリックス64を使用することができる。
図5Bには、送信モードにおいて、高電力送信モードの双方向増幅器10により、送信信号65を出力信号波面61として送信する前に増幅できるようにする構成が示されている。さらに、整相列66を、双方向増幅器10及びオプションである移相器62に結合された放射素子60を含めて、モノリシックマイクロ波集積回路(MMIC)半導体ウェーハ上で完全に製作する場合には、低コストの整相列66が製造される。オプションとして、マトリックス出力ポート65、77を有する組み合わせマトリックス64を利用することができる。さらに、双方向増幅器10は、組み合わせマトリックス64の後方にあるので(組み合わせマトリックス64は、損失がある)、直流(DC)電力消費がより少ない、より小さな周辺部、すなわち、より小さな面積の能動デバイス、双方向増幅器10を使用することができる。なぜなら、放射素子60に近接した双方向増幅器10により挿入損失が最小にされるからである。
この結果、整相列66は、低ノイズ性能を有すると共に、より小さな周辺要素であるFETデバイス増幅器を用いて長距離の信号伝送能力を保持することとなる。さらに、各双方向増幅器10のMMICにオプションの移相器62を加えたものは、およそ1.2mm×1.2mmの面積を占有するので、約35ギガヘルツ(GHz)で動作する完全なMMIC整相列66を、数百のマイクロストリップパッチで製造することができ、それは、4ミル厚の半導体ウェーハ上のわずか約3インチ平方の面積を占めるだけである。したがって、全てのMMIC整相列が有する多くの利点のうちの1つは、サイズが小さくなること、並びに、大きなアパーチャ(開口)性能が達成されることである。他の利点は、非常に多くの(例えば数百の)放射素子60を含む整相列66は低コストであるということである。なぜなら、全ての基本的なトランシーバ機能、すなわち、送信における増幅及び受信における増幅が、1つの小さなMMIC増幅器を用いて実現されるからである。
図6は、「Rotman Bootlace Lens matrix array」(ロットマンブーツレースタイプレンズのマトリックスアレイ)70の一部として使用される双方向増幅器10の略図である。放射素子60の列(アレイ)に向けてRFエネルギーを送信し、及び、放射素子60のアレイからRFエネルギーを受信するための他の方法は、ロットマンブーツレースレンズ72のようなレンズを使用することである。ロットマンレンズ72は、放射素子が取り付けられるアレイポート側76、及び、双方向増幅器10が取り付けられるビームポート側78を備える。レンズ72は、個別の導波路−マイクロストリップランチ74を備える2つのグランドプレーン(ground plane)間に挟まれた大きな平坦プレートの中央導体から構成される。この場合、先細になるランチは、インピーダンスがビームポート側78からアレイポート側76に向けて変化する。アレイ70が受信モードの場合には、アレイポート側76上で捕捉される(またはインターセプトされる)入力信号波面71、73は、より大きなアンテナのようにコネクタランチ(connector launch)の先細りになっている部分によって張られている角度により制御される。ロットマンブーツレースレンズ72を使用することの主な利点は、1つのレンズコンポーネントで実時間遅延移相シフトと振幅の漸減が提供されることである。この場合、実時間遅延とビーム操向は周波数に依存しない。
本明細書で図示し、詳細に説明した情報により、本発明の上記した目的を十分に達成することができる。本発明の好適な実施形態は、したがって、本発明によって広く考察された主題を代表するものである。本発明の範囲は、当業者にとって明白であろう他の実施形態を完全に包含しており、したがって、特許請求の範囲のみによって限定される。単数形式による要素の参照は、明示的に言及していない限り、「1つ及び1つだけ」を意味するのではなく、「1つ以上」を意味することを意図したものである。上記した好適な実施形態、及び当業者に既知の他の実施形態の要素と構造的及び機能的に等価な全てのものを参照により本明細書に明示的に組み込むこととし、また、そのようなものも、特許請求の範囲に包含されるものとする。
さらに、本発明が解決しようとする各々の及び全ての問題に対処するために、装置または方法に課される要件は、特許請求の範囲に包含されているもの以外にはない。さらに、本明細書及び図面に開示された要素、コンポーネント、または方法ステップのいずれも、その要素、コンポーネント、または方法ステップが特許請求の範囲に明示的に記載されているか否かに関係なく、公衆に開放されることを意図していない。しかしながら、当業者は、特許請求の範囲に記載された本発明の思想及び範囲から逸脱することなく、形態及び要素の細部にさまざまな変更及び修正を加えることが可能であることを理解しよう。
10 双方向増幅器
12 第1のポート
14 受信用増幅器
16 送信用増幅器
18 第2のポート
20 送信器用電極
22 受信器用電極
12 第1のポート
14 受信用増幅器
16 送信用増幅器
18 第2のポート
20 送信器用電極
22 受信器用電極
Claims (10)
- 第1のモードと第2のモードを有する双方向増幅器であって、
第1のポートと、
第2のポートと、
前記第2のポートと前記第1のポートの間に電気的に接続された第1の増幅経路であって、前記第1のモード中に、前記第2のポートから前記第1のポートへ信号を方向性を持たせて結合するようにバイアスされ、前記第2のモード中にバイアスがオフにされることからなる、第1の増幅経路と、
前記第1のポートと前記第2のポートの間に電気的に接続された第2の増幅経路であって、前記第2のモード中に、前記第1のポートから前記第2のポートへ信号を方向性を持たせて結合するようにバイアスされ、前記第1のモード中にバイアスがオフにされることからなる、第2の増幅経路
とを備える、双方向増幅器。 - 前記第1の増幅経路は共通ソース増幅器である、請求項1の双方向増幅器。
- 前記第2の増幅器経路は共通ソース増幅器である、請求項1の双方向増幅器。
- 前記第1のモードは受信モードであり、前記第1の増幅経路は、低ノイズ用に最適化された受信器増幅器であり、さらに、前記受信器増幅器が前記受信モードにあるときに高電位にバイアスされる受信器電極を備える、請求項1の双方向増幅器。
- 前記第2のモードは送信モードであり、前記第2の増幅経路が、高電力用に最適化された送信器増幅器であり、さらに、前記送信器増幅器が前記送信モードにあるときに高電位にバイアスされる送信器電極を備える、請求項1の双方向増幅器。
- 前記受信器増幅器がさらに、前記受信器増幅器の雑音指数を最適化するための入力整合ネットワークと出力整合ネットワークを備え、前記送信器増幅器がさらに、入力整合ネットワークと出力整合ネットワークを備え、前記受信器の入力整合ネットワーク及び出力整合ネットワークの構成が、前記送信器の入力整合ネットワーク及び出力整合ネットワークと非対称である、請求項5の双方向増幅器。
- 前記受信器増幅器がさらに、低雑音指数用に最適化された段間整合ネットワークを備え、前記送信器増幅器がさらに、高電力出力用に最適化された段間整合ネットワークを備える、請求項6の双方向増幅器。
- 前記双方向増幅器が、1つのモノリシックマイクロ波集積回路(MMIC)半導体ウェーハである、請求項6の双方向増幅器。
- 前記第2のポートが放射素子に電気的に接続される、請求項1の双方向増幅器。
- 前記第1のポートが、組み合わせマトリックスの少なくとも1つのマトリックス入力ポートに電気的に接続される、請求項6の双方向増幅器。
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
US10/632,683 US7239852B2 (en) | 2003-08-01 | 2003-08-01 | Asymmetric, optimized common-source bi-directional amplifier |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JP2005057724A true JP2005057724A (ja) | 2005-03-03 |
Family
ID=33552882
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2003369294A Pending JP2005057724A (ja) | 2003-08-01 | 2003-10-29 | 最適化された非対称の共通ソース双方向増幅器 |
Country Status (3)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US7239852B2 (ja) |
EP (1) | EP1505726A1 (ja) |
JP (1) | JP2005057724A (ja) |
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US7239852B2 (en) | 2007-07-03 |
EP1505726A1 (en) | 2005-02-09 |
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Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20060707 |
|
A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20090304 |
|
A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20090310 |
|
A02 | Decision of refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A02 Effective date: 20090804 |