JP2005040862A - アーク溶接および溶接機の溶接過程の制御方法 - Google Patents

Abstract

【課題】ＡＣパルス溶接方法における１つのパルスのピーク部分を調節して、溶接過程の所望の熱または力率を制御する。
【解決手段】溶接電流および溶接電圧のリアルタイム力率を計算するためのプログラムを含むデジタルプロセッサを有するコントローラを備えた電源であり、プログラムは、上記電源の実効溶接電圧と実効溶接電流と平均電力とを計算するアルゴリズムを含む電源と、実効電流を実効電圧でかけて実効電力レベルを生成する回路と、平均電力を実効電力で割って、上記電源の実際のリアルタイム力率を表す値を形成する回路と、上記力率を所与のレベルで維持するために上記バックグラウンド電流を調節する回路とを具備する。
【選択図】図１

Description

本発明は、アーク溶接の分野に関し、より具体的には、新規のアーク溶接機および溶接機によって行われる溶接過程を制御するためのシステムおよび方法に関する。

本発明は、電極と工作物との間でアーク溶接過程を行うためのアーク溶接機に関し、溶接過程は、連続した電流波形から構成される。そのような電流波形は、少なくとも１８ｋＨｚの周波数で発生する多数の個別電流パルスによって形成され、電流パルスの各々の大きさは、波形設定器または波形発生器によって制御される。この種類のアーク溶接機において、波形発生器または波形設定器は、デジタルパルス幅モジュレータを、普通はコントローラＤＳＰのプログラムを、デジタル式に制御する。パルス幅モジュレータは、高速スイッチング型電源、例えばインバータのスイッチングを制御する。アーク溶接機で実行されるこの波形制御技術は、オハイオ州クリーブランド（Ｃｌｅｖｅｌａｎｄ， Ｏｈｉｏ）のリンカーン・エレクトリック社（Ｌｉｎｃｏｌｎ Ｅｌｅｃｔｒｉｃ Ｃｏｍｐａｎｙ）によって開発されており、特許文献１に全体として開示されている。特許文献１は、波形発生器または波形設定器の出力によって決定される一連の制御された波形を含む溶接過程を制御するための、インバータ等の高速スイッチング型電源を例示するバックグラウンドとして参照によって本願に組み込まれる。

本発明は、溶接電流または溶接電圧のいずれかの二乗平均平方根および平均電力を得るための埋め込みアルゴリズムに関与する。本発明にシステムされる種類の埋め込みシステムプログラミングの概念は、一般に非特許文献１の記事に開示されている。１９９８年２月に発行されたこの記事は、アーク溶接機に関連する標準コントローラのデジタル信号プログラマーに使用されるバックグラウンド技術を例示するとして参照によって本願に組み込まれる。２００１年１１月付けの非特許文献２の記事も参照によって本願に組み込まれる。

先行する特許および文献に例示されているように、アーク溶接は、これまで、溶接機の電源の操作を制御するために平均溶接電圧および平均溶接電流を使用してきている。デジタルコントローラは、ノーマルパルス幅モジュレータの操作を方向づける波形発生器または波形設定器を制御するためのデジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）を含む。この装置は、溶接過程を行うために溶接機によって連続して使用される波形を形成する。溶接機は、フィードバックループによって平均溶接電流等の平均値へ出力電流または電圧を規制する。「スプレー」領域で溶接している定電圧過程用に、平均電流は、溶接過程の正確な尺度である。しかし、パルス溶接において、平均電流および平均電圧は、蒸着速度、熱ゾーンおよび浸透を含む溶接過程の結果を正確には反映しない。これは、時間の２５％に５００アンペアを有し時間の７５％に１００アンペアのバックグラウンド電流を有するものが２００アンペアの出力電流を有するような、理想パルス溶接過程の例によって説明される。しかし、溶接過程の平均電流は単に蒸着速度を示すものであり、溶接過程の正確な熱投入を反映しない。結果として、溶接過程が一連の繰り返し波形、例えば、Ａ．Ｃ．溶接またはパルス溶接によって制御されるときには、平均電流値は、熱投入を制御することができない。最近では、溶接過程は、非常に複雑になってきており、今や、多数の連続した波形、例えば、Ａ．Ｃ．電流またはパルス電流に関与することが多く、そのため、溶接過程用のフィードバック制御の古い技術は完全に正確ではなく、溶接の知識のある人によって、特に、特許文献１に示されるような溶接機を使用する新しい波形溶接手順に知識のある人によって、かなりの量の現場操作を必要とする。波形発生器およびインバータ等の高速スイッチング型電源を使用するパルス溶接の出現で得られた溶接熱は、トライアルアンドエラーによって調節されている。多すぎる熱は、特に薄い金属溶接では、金属を溶解する。このようにして、溶接エンジニアは、平均電流および平均電圧を調節して、溶け落ちが理論的に排除されるレベルまで熱投入を溶接過程へ提供する。しかし、この手順は、純粋スプレー型溶接過程のみに適用可能であった。平均電流および平均電圧によって熱を制御するこの手順は、波形を変えて溶接過程を制御するアーク溶接機の新しい生成には適用することはできなかった。これは、本発明が関する新しい波形制御技術である。非波形溶接に使用される古い技術は、制御された波形型溶接機の熱を制御するためには、適用することができない。新しい波形型アーク溶接機が使用されるときには、単に電圧および電流を読み取ることによっては熱は分からない。結果として、溶接エンジニアは、波形制御技術を使用するときには、一定のまたは設定された平均電圧を維持しながら、パルス溶接中に基礎周波数を変えた。定電圧を維持しながら、パルス溶接手順の周波数を調節するこのアプローチを使用して、熱は、トライアルアンドエラー技術によって調節されることができた。このトライアルアンドエラー手順が新しい波形溶接機の波形を修正するために使用されたときには、熱は実際に制御された。しかし、これは正確ではなかった。また、これは、トライアルアンドエラー手順と組み合わされた実質的な技術的知識に関与する。

パルス溶接には弁別的な利点がある。この溶接過程は、「スプレー」または「球形」溶接過程と同一のワイヤ供給速度用のジョイントに、熱を下げる。このようにして、より低い熱設定を工場で設定することができる。溶接機は、上述の目的のために、公称周波数を調節するためのノブを有した。基礎周波数のこの変化は、溶接操作で熱を調節した。これは結果として、平均電圧×平均電流に力率をかけたものが投入された熱に等しいことが分かったときには、トライアルアンドエラー方法による溶接過程の力率のわずかな変化になった。このようにして、ノブを使用して基礎周波数を変えることによって、熱を決定するために力率が変えられた。しかし、工場も溶接サイトの溶接エンジニアも、力率を直接制御することはできなかった。進行中の実際の力率を計算することは、溶接過程の波形の制御を使用した種類のものでさえアーク溶接機に使用された先行技術のシステムおよび方法では、実現されなかった。結果として、リンカーン・エレクトリック社によって開発された新しい波形溶接の導入で、熱含量を正確に反映する値へ溶接パラメータを制御する必要性がある。このやり方でのみ、溶接パラメータをクローズドループフィードバックシステムに使用されることができるか、または、他のやり方で生成された波形を使用する溶接過程で浸透と熱とを別個に制御する。

Ｂｌａｎｋｅｎｓｈｉｐに付与された米国特許第５，２７８，３９０号明細書 埋め込みシステムプログラミング（Ｅｍｂｅｄｄｅｄ Ｓｙｓｔｅｍｓ Ｐｒｏｇｒａｍｍｉｎｇ）（整数平方根（Ｉｎｔｅｇｅｒ Ｓｑｕａｒｅ Ｒｏｏｔ））、Ｊａｃｋ Ｗ． Ｃｒｉｎｓｈａｗ著 ＧＭＡＷ−Ｐプロセス用電気測定および熱投入計算（Ｅｌｅｃｔｒｉｃａｌ Ｍｅａｓｕｒｅｍｅｎｔｓ ａｎｄ Ｈｅａｔ Ｉｎｐｕｔ Ｃａｌｃｕｌａｔｉｏｎｓ ｆｏｒ ＧＭＡＷ−Ｐ Ｐｒｏｃｅｓｓ）

アーク溶接用に開発された新しい波形状の出現で、本発明は、溶接パラメータの制御を提供して、トライアルアンドエラー手順を使用せずにまたはサイト溶接エンジニアを必要とせず熱含量を正確に反映し、溶接過程を調節し制御する。本発明は、Ａ．Ｃ．溶接等の、一連の生成された波形を備えた溶接である。

ワイヤを溶接パドルに連続して供給しながら安定した溶接を行うために、主に、釣り合いを取らなければならない２つの要因がある。第１に、溶接金属ワイヤの量およびその材料特性は、ワイヤを溶解するためのどのくらい多くの電流が必要であるかを決定する。第２に、熱の量が、溶接過程の熱影響されたゾーンまたは浸透を決定する。過去には、オペレータが、電圧およびワイヤ供給速度をダイヤルし、電気スティックアウトを手動で調節し、溶接内に入れられる熱の量を制御する。溶接文献は典型的に、パルス溶接過程が、「スプレー」手順と同一の蒸着速度用に電流を下げることを要求する。これは技術的に正確である。「パルス」溶接を使用するときには、平均電流は、実際には、等価の「スプレー」手順の平均電流よりもずっと少ない。しかし、両方の手順のｒｍｓ電流は、ほぼ同一である。本発明は、溶接過程のフィードバックループ制御用にｒｍｓ電流を使用することに関与する。したがって、本発明は、特に、特許文献１に記載された技術を使用するＡ．Ｃ．溶接および「パルス」溶接等の一連の生成されたパルス波を使用するときには、溶接過程を制御するためにｒｍｓ電流およびｒｍｓ電圧を使用することに関与する。ｒｍｓ電流およびｒｍｓ電圧を使用することによって、波形型溶接過程のより正確な制御が維持される。本発明にしたがって、ｒｍｓ値、および、電流および電圧の平均値を、フィードバック制御のために使用することができる。本発明のこの態様において、第１の定数にｒｍｓ値をかけ、第２の定数にパラメータの平均値をかける。これらの２つの定数は合計すると１になり、そのため、フィードバック制御の二乗平均平方根の構成要素は、フィードバック制御の平均の構成要素に対して調節される。これらの定数は合計して１になることが好ましい。実際に、ｒｍｓ定数は、平均値定数よりも実質的に大きく、そのため、通常、ｒｍｓ値は平均値に対して優位を占める。ｒｍｓ値は、溶接過程の発熱量をより正確に反映することが分かった。

本発明にしたがって、アーク溶接機のフィードバック制御は、計算されたリアルタイム力率を調節しながら、ｒｍｓ電圧およびｒｍｓ電流を一定に維持する。力率を調節するこの手順は、溶接過程への熱投入を所望のレベルへ調節する。
本発明において、「力率」という用語は、溶接過程の力率に関する。これは、電流および電圧の両方の二乗平均平方根を計算するための埋め込みアルゴリズムを有する溶接機のデジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）を通して本発明を使用することによって得られる。実際の力率は、平均電力を、およびしたがって溶接操作の熱を、溶接力率が変えるように調節されるように、クローズドループフィードバックシステム用に生成される。結果として、本発明の別の態様が、溶接過程の熱を変えるように力率を調節しながら、ｒｍｓ電流を一定に維持している。各パルスの大きさが波形設定器によって制御される少なくとも１８ｋＨｚの周波数で発生する多数の電流パルスによって波形が形成される波形型溶接機でこれが行われるときには、溶接過程の波形の形状は、力率を調節するように修正される。本発明のこの態様において、電流は一定のままである。これは、本発明を使用しなければ、他の種類の溶接機でも波形制御溶接機でも、達成することはできない。

本発明は、パルス幅モジュレータが、通常ＤＳＰにおいて、溶接過程を構成する電流波形を制御する型のアーク溶接機の制御に関与する。本発明を使用することによって、平均電流および平均電圧を組み合わせて、平均電力だけではなく、実際のリアルタイム力率も生成する目的のために、ｒｍｓ電流およびｒｍｓ電圧が得られる。結果として、実際の力率を調節することができるか、実際のｒｍｓ電流を調節することができるか、または、実際のｒｍｓ電圧を調節することができる。これらの実施の形態のすべてにおいて、作られたまたは計算されたパラメータの調節は、浸透および熱投入の領域で正確に溶接過程を制御するように、波形を調節する。本発明の能力を有することによって、力率操作は、溶接過程の熱投入を調節する。本発明の態様にしたがって、電流および電圧のフィードバックは、ｒｍｓ値が優位を占める方法またはシステムのｒｍｓ値および平均値の組み合わせである。

本発明の主要な態様は、パルス幅モジュレータを制御する波形設定器に関与する波形技術を使用するＡ．Ｃ．パルス溶接過程に新規の制御配列を使用することである。この種類の溶接過程は、正セグメントと負セグメントとを備えた波形を含み、セグメントの１つは、ピーク電流よりも低いバックグラウンド電流を有する。このパルスは、このようにして、通常前縁および後縁および大きさを有するピーク電流部分と、大きさおよび長さを備えたバックグラウンド電流と、を備えて端が切り取られた形である。パルスのバックグラウンド電流またはピーク電流部分のいずれかを調節する回路が、力率を所与のレベルに維持するために使用される。バックグラウンド電流の大きさまたは長さは、所与の力率レベルに維持するように調節される。「所与のレベル」は、溶接過程の熱を変えるように調節される。結果として、本発明が特に適用可能なＡ．Ｃ．パルス溶接過程は、力率を変えるように、したがって溶接過程の熱を制御するように、バックグラウンド電流部分の調節を使用する。

本発明は主に、溶接過程の波形の形状を制御するためにパルス波形設定器または波形発生器を有する種類のアーク溶接機に使用されるのに適用可能である。この種類の溶接機は、パルス幅モジュレータとして機能するデジタル化内部プログラムを有し、電流波形は、一連の電流パルスとして波形発生器または波形設定器によって制御される。これらの高速パルスのデューティサイクルは、溶接過程の作られた波形におけるいずれの所与の位置で電流の大きさを決定する。この種類の溶接機は、インバータ等の高速スイッチング電源を有する。本発明は、この特定の種類の電源と、上記に述べられた機能を形成するプログラムおよびアルゴリズムの実施との組み合わせに関与する。

本発明にしたがって、電極と工作物との間で行われる選択された波形を備えた所与の溶接過程を行うためのアーク溶接機が設けられる。この種類の溶接機は、波形を生成し、デジタル信号プロセッサを備えたコントローラを含む。センサは瞬間溶接電流を読み取り、回路は瞬間電流を瞬間電流のレベルのデジタル表示に転換する。デジタルプロセッサは、プログラム回路または他のプログラムルーチンを有して、所与の速度でデジタル表示を周期的に読み取り、二乗する。プロセッサのレジスタは、二乗されたデジタル表示の数を合計して、総和値を形成する。プロセッサの埋め込みアルゴリズムが、総和値を数Ｎで周期的に割り、これは、波形のサンプリングプロセス中に得られるサンプルの数である。総和値をサンプルの数で割ることによって提供された商は、商の平方根を取るためにアルゴリズムへ方向づけられ、それによって、溶接電流の二乗平均平方根を表すｒｍｓ信号をデジタル式に作る。この同一の手順は、二乗平均平方根または溶接電圧を表すｒｍｓ信号を得るために使用される。結果として、本発明の最初の態様は、波形溶接機における、主に溶接電流のではあるが溶接電圧のでもある二乗平均平方根を示すリアルタイム信号の使用である。これらの信号は、今までは、本発明が関する種類のアーク溶接機では得ることができなかった。

先に述べたように、本発明は、波形が波形発生器または波形設定器によって生成される特定の種類のアーク溶接機に関する。したがって、本発明の別の態様は、上記に規定されたアーク溶接機を提供することであり、波形は、少なくとも１８ｋＨｚの周波数で発生する多数の電流パルスによって形成され、各パルスの大きさは、波形設定器または波形発生器によって制御される。「スイッチング周波数」は、電源のスイッチング周波数を制御するパルス幅モジュレータの周波数である。この周波数は、通常、１８ｋＨｚよりも実質的に大きく、好ましくは４０ｋＨｚの範囲である。

本発明は、上記に規定されたように、感知された電流および／または電圧用のサンプリング速度を有する。本発明の別の態様にしたがって、このサンプリング速度は４０ｋＨｚ未満であるか、または、別の態様では、５ｋＨｚから１００ｋＨｚの一般的な範囲である。実際に、サンプリング速度は０．１０ｍｓごとに１サンプルを提供する。この速度は、０．０２５ｍｓほどの短い時間を有するべきことが予想される。

本発明の態様において、平均電力は、ｒｍｓ電流（実効電流およびｒｍｓ電圧（実効電圧）と一緒に得られる。回路は、平均電力をｒｍｓ電力（実効電力）で割って、電源の実際のリアルタイム力率を表す信号またはレベルを形成する。この力率は、所望の力率と比較されて、波形設定器用に補正値を形成し、それによって、実際のリアルタイム力率が所望の力率で保持される。これは、定力率を維持する。先に説明されたように、定ｒｍｓ電流を備えた定力率を維持することによって、溶接機が、製造業者によって設定されたときに作動したのと同じように現場で作動するように、溶接過程のいずれの許容誤差が克服される。本発明のこの態様は、主にパルス溶接用に使用され、パルスの形状を変えて、溶接過程の二乗平均平方根電流を変えることなく、所望の定力率を得る。

得られた力率レベルに関する本発明の別の態様にしたがって、力率は、特にパルス溶接用の本発明を使用するときに、溶接過程の熱を変えるように調節可能である。波形発生器または波形設定器が、波形の形状を制御して、力率を調節してこれを一定に維持するか、または、熱を制御する目的のためにこれを調節する。この調節が使用されるときには、ｒｍｓ電流は一定に維持される。したがって、実際の電流を調節したり変えたりすることなく、力率は調節される。ｒｍｓ電流は、金属の溶解速度を決定する。

本発明の別の態様にしたがって、上記に規定された種類のアーク溶接機を制御する方法が提供され、この方法は、ｒｍｓ電流およびｒｍ電圧を使用して電源の実際の力率を計算するステップを含む。次いで、所望の力率が電源用に選択され、エラー信号は、電源の実際の力率を電源の所望の力率と比較することによって、得られる。これは、エラー信号の波形を調節することによって達成され、それによって実際の力率が所望の力率で保持される。

本発明の主要な目的は、波形発生器または波形設定器を使用してＡ．Ｃ．パルス溶接を行うためのアーク溶接機を提供することであり、それによってプロセスの熱は、波形の負または正のパルスのいずれかのバックグラウンド電流を変えることによって、制御される。

本発明の別の目的にしたがって、上記に規定されたような溶接機が提供され、この溶接機は、Ａ．Ｃ．パルス溶接方法における１つのパルスのピーク部分を調節して、溶接過程の所望の熱または力率を制御する。

本発明のさらに別の目的は、上記に規定されたような溶接機を提供することであり、この溶接機は、Ａ．Ｃ．パルス溶接波形を使用し、力率を調節して、溶接操作の熱を制御する。
これらおよび他の目的および利点は、下記の説明から明らかになる。
本発明は、図面から明らかである。

図１を参照すると、アーク溶接機１０が、ブロック図の形態で示される。三相整流器１２は、入力リード１６、１８の形態のＤＣリンクを横切って高速スイッチング型電源装置１４へ電力を提供する。好適な実施の形態において、高速スイッチング型電源装置１４は、オハイオ州クリーブランドのリンカーン・エレクトリック社が販売のパワーウェーブ（Ｐｏｗｅｒ Ｗａｖｅ）溶接電源装置等のインバータである。しかし、高速スイッチングチョッパーまたは他の高速スイッチング型電源装置を使用することもできる。高速スイッチング型電源装置１４は、予め選択された溶接過程を実行する。本発明の溶接技術にしたがって、高速スイッチング型電源装置１４は、好ましくは約１８ｋＨｚ以上で切り替わり、より好ましくは４０ｋＨｚ以上で切り替わる。高速スイッチング型電源装置１４は、インダクタ２２と、溶接操作の実行中に工作物２６とアークギャップを形成する電極２４と、を含む溶接回路２０を付勢する。典型的に、電極２４は、供給スプールからの前方前進溶接ワイヤである。溶接ワイヤは、溶接操作の実行中に、選択されたワイヤ速度で工作物２６へ向けて駆動される。

コントローラ３０は、溶接操作中に高速スイッチング型電源装置１４を制御する。本発明の溶接技術にしたがって、コントローラ３０は、パルス幅モジュレータ３６への入力であるラインによって表される電力レベル波形３４を出力する波形発生器３２を含むデジタル装置である。パルス幅モジュレータ３６は、波形３４の電力レベルに対応するパルス幅を備えたパルスのパルス列３８（ラインによって表される）を生成する。言い換えると、波形３４は、パルス幅モジュレータ３６によって、パルス幅が調節されたパルス列信号３８に転換される。パルス幅モジュレータ３６は、好ましくは１８ｋＨｚを超える周波数で、より好ましくは約４０ｋＨｚ以上で、制御された幅のパルスを生成し、これは、高速スイッチング型電源装置１４への入力である。電源装置スイッチングは、パルス幅が調節されたパルス列３８によって制御され、電力レベル波形３４にしたがって溶接回路２０を付勢する。

波形３４は、所望の溶接過程を実行する。典型的に、溶接過程は、繰り返し波形の波形列から作られる。パルス溶接用に、電力レベル波形３４は、溶接過程パルスを生成するために予め選択された波形状を有する。時間間隔［Ｔ_１、Ｔ_２］にわたって波形３４によって実行される溶接過程に生成される平均電力または真の熱は、下記によって与えられる。すなわち、

ただし、Ｐ_ａｖｇは平均電力、ｖ（ｔ）は瞬間電圧、ｉ（ｔ）は瞬間溶接電流、ｖ（ｔ）・ｉ（ｔ）は瞬間電力、Ｔ_１およびＴ_２は、それぞれ、積分の時間間隔の開始および終了の時間点である。実質的に周期的な波形の場合には、平均電力は、下記にしたがって、二乗平均平方根（ｒｍｓ、実効値）およびｒｍｓ（実効値）電流によって表すことができ、

ただし、ｒｍｓ（実効値）電圧Ｖ_ｒｍｓおよびｒｍｓ（実効値）電流Ｉ_ｒｍｓは、それぞれ下記によって与えられ、

ＰＦは力率である。パルス溶接を実行する波形３４用の平均電力およびｒｍｓ電流および電圧値を計算する際に、時間間隔［Ｔ_１、Ｔ_２］は、１つのパルスまたは複数のパルスに対応することが好ましい。波形が制御された溶接において、パルス時間間隔は、連続パルスでは変動することもある。したがって、記載された好適な実施の形態において、開始および停止の時間Ｔ_１およびＴ_２は、波形３４の特性から決定されるイベントシグナルＴとして波形３４から抽出される。
式（３）は、下記にしたがって力率ＰＦを規定するように書き換えることができる。

ｒｍｓ電圧および電流値と平均電力との間の実質的にいずれの波形３４には一般に密接な関係がある。
対照的に、下記によって与えられる平均電圧Ｖ_ａｖｇおよび平均電流Ｉ_ａｖｇは、

定電圧「スプレー」型溶接に使用されるような、一定の波形のみに平均電力との密接な関係を有する。しかし、例えば、時間の２５％が５００アンペアであり時間の７５％が１００アンペアであるステップパルスを波形が含むならば、ｒｍｓ値は２６５アンペアであり、一方、平均値は２００アンペアである。この場合、ｒｍｓ値はより正確な真の発熱量を提供する。

図１を続けて参照すると、アーク溶接機１０のコントローラ３０は、シャント４４を横切って測定された瞬間溶接電流Ｉ_ａ４２から計算されるｒｍｓ電流４０を使用して制御される波形３４の大きさが制御される模範的なパルス溶接過程を実行する。図１に示される定電流溶接過程において、ｒｍｓ電流４０は、デジタルエラー増幅器４８で設定ｒｍｓ電流４６と比較され、波形３４の振幅を制御して定ｒｍｓ電流を維持するエラー信号５０を生成する。同様に、定電圧溶接過程では、制御は、電圧計５４によって溶接を横切って測定された瞬間溶接電圧Ｖ_ａ５２から計算されたｒｍｓ電圧に適切に基づいている。

図２を参照すると、瞬間溶接電流Ｉ_ａ４２からのｒｍｓ電流の計算は、アナログデジタルコンバータ５６で処理してデジタル化瞬間電流５８を生成することを含み、これは、デジタル信号処理ブロック６０への入力である。デジタル信号処理ブロック６０は、リーマン和としてデジタル的に式（３）の電流二乗積分を行い、合計のためオシレータ６２によって規定される時間間隔Δｔに電流を分割する。リーマン和用のデジタル化間隔Δｔは、適切に約０．１ミリ秒であることが適切であり、波形３４の各パルスまたは繰り返しに適切なサンプルを提供する。サンプル／ホールド回路６４は、デジタル化電流を期間Δｔの間保持し、二乗プロセッサ６６が保持された電流値の二乗を計算する。

式（３）の平方根操作の計算等の繰り返し処理と並行してｒｍｓ電流の連続合計を可能にするために、合計は、好ましくは、２つの交代ストレージバッファ、すなわち、第１のバッファ７０（バッファＡとして識別される）と第２のバッファ７２（バッファＢとして識別される）とを使用することが好ましい。好ましくは約０．０２５から０．１００ミリ秒の範囲である間隔７６、７８でアクティブバッファに値が格納される。第１のバッファ７０がアクティブであるときには、スイッチ８０が間隔Δｔで値を第１のバッファ７０へ転送し、これが、電流二乗値を蓄積し、蓄積された電流サンプルの数のサンプル総数Ｎも維持する。第１のバッファ７０に蓄積中のバックグラウンドプロセスとして、第２のバッファ７２の内容物が除算プロセッサ８２によって処理され、サンプルＮの数で除算し、平方根プロセッサ８４によって式（３）の二乗平均平方根の計算を完了する。

波形３４の特性によって生成された選択されたイベントシグナルＴで、バッファ７０、７２の操作は切り替わる。第２のアキュムレータ７２がクリアされ、スイッチ８０がその後、電流二乗サンプルを第２のアキュムレータ７２内に転送する。第２のバッファ７２に蓄積中のバックグラウンドプロセスとして、第１のバッファ７０の内容物が除算プロセッサ８６によって処理され、サンプルＮの数で除算し、平方根プロセッサ８８によって式（３）の二乗平均平方根の計算を完了する。

図１０は、デジタル信号処理ブロック６０の簡略化ブロック図を示し、図２に詳細に示されている交代合計バッファ７０、７２の詳細および関連スイッチ回路を省略している。図１０では、電流二乗ブロック６６、スイッチ８０および交代合計バッファ７０、７２は、単一の合計ブロック１００によって表されており、これは、波形３４の特性によって始動されるイベントシグナルＴの発生の間の電流二乗サンプルを合計し、蓄積されたサンプルの数の総数Ｎも維持する。図２の除算バックグランドプロセス８２、８６は、図１０の単一の標準化バックグラウンドプロセス１０２によって表される。図２の平方根バックグランドプロセス８４、８８は、図１０では単一の平方根バックグラウンドプロセス１０４によって表される。

図１１を参照すると、図２に示され且つ図１０に簡略化した形態で表されるデジタル信号処理ブロック６０は、測定された瞬間電流Ｉ_ａ４２を図１の電圧計５４によって測定された瞬間電圧Ｖ_ａ５２と差し替えることによって、ｒｍｓ電圧計算を行うように容易に適合されることが認識される。図１１は、図１０の簡略化形態に類似した簡略化形態でｒｍｓ電圧デジタル信号処理ブロック６０’を示す。デジタル化された電圧は、期間Δｔの間デジタル化電圧を保持するサンプル／ホールド回路６４’によって処理される。電圧二乗合計ブロック１００’は、電圧二乗サンプルを合計し、蓄積された電圧サンプルの数の総数Ｎを維持する。好ましくは、合計ブロック１００’は、図２の電流二乗合計用に示されたバッファ７０、７２に類似した交代合計バッファを使用する。標準化バックグラウンドプロセス１０２’は、電圧二乗サンプル和をサンプルの数Ｎで割る。平方根バックグラウンドプロセス１０４’は、平方根を取り、式（３）に数学的に示されるｒｍｓ電圧Ｖ_ｒｍｓの実行を完了する。

図１２を参照すると、図２に示され且つ図１０に簡略化した形態で表されるデジタル信号処理ブロック６０は、測定された瞬間電流Ｉ_ａ４２と測定された瞬間電圧Ｖ_ａ５２との両方を入力することによって、平均電力計算を行うように同様に容易に適合される。図１２は、図１０の簡略化形態に類似した簡略化形態で平均電力デジタル信号処理ブロック６０”を示す。期間Δｔの間デジタル化電流および電圧をそれぞれ保持するサンプル／ホールド回路６４、６４’は、電流×電圧合計ブロック１００”によって査定され、これは、電流×電圧サンプルを合計し、蓄積された電流×電圧サンプルの数の総数Ｎを維持する。好ましくは、合計ブロック１００”は、図２の電流二乗合計用に示されたバッファ７０、７２に類似した交代合計バッファを使用する。標準化バックグラウンドプロセス１０２”は、電流×電圧サンプル和をサンプルの数Ｎで割って、式（１）に数学的に示される平均電力Ｐ_ａｖｇを生成する。

デジタル信号処理ブロック６０、６０’、６０”は、リーマン和として、ｒｍｓ電流、ｒｍｓ電圧および平均電力を計算する。図６は、デジタル式にサンプリングされる模範的な電流波形１２０を示す。各デジタルサンプルは、持続時間Δｔと、時間間隔Δｔでサンプル／ホールド回路６４によって保持される電流波形１２０のデジタル値に対応する高さと、の矩形サンプルバー１２２によって表される。

デジタル信号処理ブロック６０、６０’、６０”は、任意に、並列して実行する別個の処理経路として実行される。しかし、好適な実施の形態において、デジタル信号処理ブロック６０、６０’、６０”は、いくつかの共通のデジタル信号処理ブロックを使用し、その中にサンプル化された電圧および電流の信号が時間領域で多重化される。そのような多重化アプローチは、必要な回路の量を減少する。各合計（電圧二乗、電流二乗、および、電圧×電流）は、その独自の交代合計バッファセットを有する（例えば、図２に示されるような電流二乗値を合計するための合計バッファセット７０、７２）。

図３を参照すると、時間領域多重化用の適切な処理サイクリングが示される。処理サイクリングは、４つのサイクル１３０、１３２、１３４、１３６を使用し、各々がサンプリング期間Δｔの４分の１を占める。０．１ミリ秒に等しい模範的なΔｔでは、４つのサイクル１３０、１３２、１３４、１３６の各々が、０．０２５ミリ秒を占める。第１のサイクル１３０中に、電圧Ｖ_ａおよび電流Ｉ_ａがデジタル化され、サンプリング／保持される。第２のサイクル１３２中に、電流二乗が計算され、電流二乗合計に加えられる。第３のサイクル１３４中に、電圧二乗が計算され、電圧二乗合計に加えられる。第４のサイクル１３６中に、イベントシグナルＴが検出されたか否かを決定するためのチェックが行われ、サンプル総数が増分される。さらに、サイクリングの間中、他の処理、例えば、インアクティブ合計バッファに格納された値の平方根の計算を、バックグラウンドプロセスとして行うことができる。同様に、特許文献１に記載された波形形状づけ等のデジタル信号処理溶接制御操作を、サイクリング中にバックグラウンド制御処理として行うことができる。

図２および３を参照し、さらに図５および図９を参照すると、電流二乗計算に適用されるようなサイクリングが記載される。図５は、第１のイベントシグナルＴ_１と第２のイベントシグナルＴ_２との間に拡張する電流波形３４を例示する。イベントシグナルＴ_１、Ｔ_２は、波形３４によって制御された回路によって適切に生成される。図５において、回路は電流パルス１４０の立ち上がりの始まりに応答するイベントシグナルＴ_１を生成し、回路は電流パルス１４２の立ち上がりの始まりに応答するイベントシグナルＴ_２を生成する。このようにして、各２つの連続したイベントシグナルＴの間に電流パルスがある。立ち上がりを検出するよりはむしろ、イベントシグナルは代わりに、電流パルスの立ち下がり等のパルスの別の特性を検出することによって、生成されることができる。

イベントシグナルＴ_１とイベントシグナルＴ_２との間の時間間隔の間に、電流二乗サンプルは、「バッファＡへ加える」という表示によって図５に示されるように、合計バッファ７０に蓄積される。図３の第２のサイクル１３２の各発生は、別の電流二乗サンプルをバッファ７０に加える。図２、５または９には示されていないが、電圧二乗サンプルおよび平均電力サンプルは、図３の４サイクルプロセスの他のサイクル中にそれぞれのバッファに蓄積されていることが好ましい。イベントシグナルＴ_２の検出は、図９の検出ブロック１５０によって示される。検出１５０に応答して、バッファ７０、７２は、バッファ７２を使用して波形３４の次のパルス１４２の電流二乗サンプルを蓄積し、一方、パルス１４０の電流二乗サンプルが蓄積されるバッファ７０がバックグラウンドに移される１５２ように、切り替えられる。バックグラウンド処理において、電流二乗和は、サンプルＮの数で割られ１５４、平方根が取られ１５６、ｒｍｓアルゴリズムを完了する。パルス１４０用の計算されたｒｍｓ電流値は、溶接過程制御に使用されるためにレジスタに書かれる１５８。

図７を参照すると、イベントシグナルＴを生成するための適切な方法が記載される。フィールドプログラマブルゲートアレイ（ＦＰＧＡ）は、２ビットカウンタ１７２を更新するサイクルカウンタステートマシン１７０を含む。ステートマシン１７０は、ステートが変わるごとに２ビットカウンタ１７２を増分するように構成される。ステートの各変更は、イベントシグナルＴの発生に対応する。デジタル信号処理（ＤＳＰ）において、２ビットコンパレータ１７４は、図３の第４のサイクル１３６中に２ビットカウンタ１７２の値を先のカウンタ値レジスタ１７６と比較する。比較によって示された２ビットカウンタ１７２の値の変化は、イベントシグナルＴの発生に対応する。イベントシグナルＴに応答して、デジタルゲート１７８は、２ビットカウンタ１７２の新しい値を先のカウンタ値レジスタ１７６内にロードする。この配列において、２ビットカウンタ１７２に格納された値は、重要ではなく、むしろ、カウンタ値の変化が検出される。

図７を続けて参照し、さらに図８を参照すると、波形３４の極性は補助「Ｍｉｓｃ２」信号とともに、「ＯＲ」ゲート１７４を通ってステートマシン１７０へ入力される。この配列によって、ＦＰＧＡは、パルス溶接用およびａ．ｃ．溶接用にイベントシグナルＴを生成することができる。ａ．ｃ．溶接の場合に、Ｍｉｓｃ２は、極性信号がサイクルカウンタステートマシン１７０を通って供給するように、ゼロに設定される。パルス溶接用に、Ｍｉｓｃ２は、アークが短絡されるときには１に設定され、アークが短絡されないときにはゼロに設定される。図８は、Ａ．Ｃ．溶接の代わりにパルス溶接が使用されるときのパルス電流１８０およびＭｉｓｃ２１８２の値のグラフを示す。

図７を続けて参照し、さらに図４を参照すると、イベントシグナルＴの発生によって開始されるイベントが説明される。図３の第４のサイクル１３６で、デジタル信号処理は、イベントシグナルＴの発生が検出されたか否かを見るためにチェック１９０を行う。これは、２ビットコンパレータ１７４を使用して２ビットカウンタ１７２の電流値を格納されたカウンタ値１７６と比較することによって、行われる。カウンタ値に変化が発生していいない場合には、デジタル信号処理は、図３の４つのステート１３０、１３２、１３４、１３６を通ってループし続ける。しかし、チェック１９０がイベントシグナルＴの発生を検出する場合には、式（３）に述べられたように且つ図２および１０にしたがって、ｒｍｓ値が計算される１９２。計算１９２は、バックグラウンドデジタル信号プロセスである。加えて、バッファスイッチ１９４は、どちらのバッファでも（バッファＡ７０またはバッファＢ７２）アクティブであった方がバックグラウンドに切り替えられ、どちらのバッファでも（バッファＢ７２またはバッファＡ７０）バックグラウンドバッファであった方がアクティブ蓄積バッファにされるように、実行される。

ｒｍｓ電圧Ｖ_ｒｍｓ、ｒｍｓ電流Ｉ_ｒｍｓおよび平均電力Ｐ_ａｖｇの実質的にリアルタイムの比較のために模範的なデジタル信号処理回路および関連ＦＰＧＡ回路が、図１から１２を参照して説明されている。説明されたデジタル信号処理回路は、リーマン和を使用して式（１）および（３）を実行し、模範的なだけである。当業者は、これらの計算またはその実質的な等価物を実行するために、例示されたデジタル回路を容易に修正することができるか、または、他のデジタル回路を代用することができる。例示された回路は、任意に省略されるかまたは修正されてもよい一定の特徴を提供する。例えば、ｒｍｓ電圧Ｖ_ｒｍｓ、ｒｍｓ電流Ｉ_ｒｍｓおよび平均電力Ｐ_ａｖｇの値の各々を計算するために、別個の個別のデジタル信号処理経路を設けることができる。この配列において、回路の時間領域多重化態様を省略することができる。２つの交代アキュムレータを有するよりはむしろ、バックグラウンド標準化／平方根処理用に先の和を格納するストレージレジスタとともに、単一のアキュムレータを使用することができる。さらに、デジタル信号処理が十分に速いかまたは並列処理が使用される場合には、一時ストレージを完全に省略してもよく、標準化／平方根処理が、連続イベントシグナルＴの間の間隔で実質的にリアルタイムに実行されてもよい。さらに、台形またはその他の形状の一体的要素を、図６に例示されたリーマン和の矩形サンプルバー１２２に置き換えてもよい。当業者は、デジタル回路として式（１）および（３）を実行するために本願に例示された模範的なデジタル信号処理温度およびＦＰＧＡ回路に他の修正を行うことができる。

図１３を参照すると、デジタル信号処理ブロック２００は、ｒｍｓ電圧Ｖ_ｒｍｓ、ｒｍｓ電流Ｉ_ｒｍｓおよび平均電力Ｐ_ａｖｇの値から式（４）にしたがって、力率（ＰＦ）を計算する。式（４）の分母は、それぞれ図１０および１１のデジタル信号処理ブロック６０、６０’によって出力されるｒｍｓ電流Ｉ_ｒｍｓおよびｒｍｓ電圧Ｖ_ｒｍｓに作用する乗算器２０２を使用して計算される。図１２のデジタル信号処理ブロック６０”によって出力される平均電力Ｐ_ａｖｇは、除算ブロック２０４を使用してこの分母で割られ、力率ＰＦを計算する。

図１３を続けて参照し、さらに図１４を参照すると、図１のアーク溶接機１０は、パルス溶接の溶接過程の定力率制御を実行するように容易に適合される。コントローラ３０’は、図１のコントローラ３０の修正版である。デジタルエラー増幅器４８’は、力率ＰＦに基づいてエラー信号５０’を生成する。デジタルエラー増幅器４８’は、デジタル信号処理ブロック２００（図１３に詳細に示される）によって出力された力率ＰＦを、ＰＦ設定値４６’と比較する。波形生成機３２’は、参照して本願に組み込まれる特許文献１に記載されたようにエラー信号５０’に基づいて、選択された波形形状２１０を修正する。

図１３を続けて参照し、さらに図１５を参照すると、図１のアーク溶接機１０は、力率ＰＦを調節することによって溶接への熱投入が制御される定電流溶接過程を実行するように同様に容易に適合される。コントローラ３０”は、図１のコントローラ３０の修正版である。ｒｍｓ電流４０は、図１のように、デジタルエラー増幅器４８によって設定ｒｍｓ電流４６と比較されて、電流エラー信号５０を生成する。加えて、第２のデジタルエラー増幅器２２０は、デジタル信号処理ブロック２００（図１３に詳細に示される）によって出力された力率ＰＦを調節可能な溶接熱設定値２２４と比較することによって、力率エラー信号２２２を生成する。波形生成機３２”は、特許文献１に記載されたように、エラー信号５０、２２２に基づいて、選択された波形形状２１０を修正する。

図１４に戻って参照し、さらに図１６を参照すると、デジタルエラー増幅器４８’において、力率エラー信号は、任意にデジタルフィルタリングを組み込む。図１６に示されるように、デジタルエラー増幅器４８’は、計算された力率と力率設定値４６’との間の差に比例する差信号２３４を計算する差分演算子２３２を含む。差分値２３４はデジタルフィルタ２３６内に入力され、これは、特許文献１に記載された方法にしたがって、波形形状を調節するための制御信号５０’を生成する。１つの適切な実施の形態において、デジタルフィルタ２３６は、無限インパルス応答フィルタである。デジタルフィルタを使用して、信号を増幅するか、信号を滑らかにするか、高周波数信号構成要素を除去するか、または、制御信号を他のように調節することができる。

図１７を参照すると、定電圧制御用のデジタルエラー増幅器２４０が示される。デジタルエラー増幅器２４０は、下記によって与えられる差信号Ｅ（ｎ）２４６を計算する差分演算子２４２を含む。

ただし、Ｖ_ｓｅｔは設定電圧値であり、Ｖ_ａｖｇは、式（５）にしたがって計算された平均電圧値であり、ａは、乗算器２５０によって実行される平均電圧重み係数であり、Ｖ_ｒｍｓは、図１１のデジタル信号処理ブロック６０’によって出力される式（３）のｒｍｓ電圧であり、ｂは、乗算器２５２によって実行されるｒｍｓ電圧重み係数である。差信号Ｅ（ｎ）２４６は、重み係数ａおよびｂを、平均電圧制御、ｒｍｓ電圧制御、または、平均電圧とｒｍｓ電圧制御との選択された重みづけ組み合わせに向けて調節することによって、バイアスをかけることができることが認められる。ｒｍｓ電圧は、典型的に、溶接過程による溶接に対する真の熱投入の良好な尺度であるため、ｒｍｓ重みｂは平均重みａよりも大きいことが好ましく、すなわち、ｂ＞ａである。さらに、重み係数の和は、１であることが好ましく、すなわち、ａ＋ｂ＝１である。任意に、差信号Ｅ（ｎ）２４６は、無限インパルス応答フィルタ等のデジタルフィルタ２５４によって処理され、差信号Ｅ（ｎ）２４６を増幅するか、滑らかにするか、または、他のように操作して、特許文献１に記載された方法にしたがって、波形形状を調節するための制御信号２５６を生成する。

図１８を参照すると、定電流制御用のデジタルエラー増幅器２６０が示される。デジタルエラー増幅器２６０は、下記によって与えられる差信号Ｅ（ｎ）２６６を計算する差分演算子２６２を含む。

ただし、Ｉ_ｓｅｔは設定電流値であり、Ｉ_ａｖｇは、式（５）にしたがって計算された平均電流値であり、ａは、乗算器２７０によって実行される平均電流重み係数であり、Ｉ_ｒｍｓは、図１０のデジタル信号処理ブロック６０によって出力される式（３）のｒｍｓ電流であり、ｂは、乗算器２７２によって実行されるｒｍｓ電流重み係数である。差信号Ｅ（ｎ）２６６は、重み係数ａおよびｂを、平均電流制御、ｒｍｓ電流制御、または、平均電流とｒｍｓ電流制御との選択された重みづけ組み合わせに向けて調節することによって、バイアスをかけることができることが認められる。ｒｍｓ電流は、典型的に、溶接過程による溶接に対する真の熱投入の良好な尺度であるため、ｒｍｓ重みｂは平均重みａよりも大きいことが好ましく、すなわち、ｂ＞ａである。さらに、重み係数の和は、１であることが好ましく、すなわち、ａ＋ｂ＝１である。任意に、差信号Ｅ（ｎ）２６６は、無限インパルス応答フィルタ等のデジタルフィルタ２７４によって処理され、差信号Ｅ（ｎ）２６６を増幅するか、滑らかにするか、または、他のように操作して、特許文献１に記載された方法にしたがって、波形形状を調節するための制御信号２７６を生成する。

図１９を参照すると、特許文献１の波形形状調節方法にしたがった模範的な波形形状調節が例示される。２つの波形２８０、２８２が、それぞれ、実線および破線で示される。式（６）または式（７）（それぞれ電圧制御用または電流制御用）においてｂ＝１およびａ＝０用に、波形２８０、２８２は等しいｒｍｓ値を有する。しかし、平均値は一般に波形２８０、２８２では異なる。波形２８０と比較すると、波形２８２は、減少した電圧または電流バックグラウンド大きさと、パルスにおける増加した電圧または電流大きさと、を有する。

さらに、波形２８０、２８２のパルス繰り返し期間が異なってもよいことが認められる。繰り返し期間のこの差は、固定された長さの時間間隔に対してリーマン和を実行する代わりに、連続したイベントシグナルＴの間の間隔に対して式（１）、（３）および（５）のリーマン和を実行することによって、デジタル信号処理のために説明される。波形のパルス立ち上がりまたは他の識別可能な特性でイベントシグナルＴを生成することは、繰り返し期間が波形形状づけによって調節されるときに、総和間隔が波形の繰り返し期間を追跡することを可能にする。

図２０を参照すると、２つのデジタルエラー増幅器３００、３０２が、定電流、定電圧溶接過程制御に使用されるための電流および電圧エラー信号を計算する。デジタルエラー増幅器３００は、差分演算子３１０、重み係数ａ３１２およびｂ３１４、および、デジタルフィルタ３１６を含む。デジタルエラー増幅器３００は、図１７の増幅器２４０と同一の電圧入力および一般回路トポロジーを有する。しかし、デジタルエラー増幅器３００は、溶接過程中にワイヤ供給速度を制御するための制御信号３１８を生成する。増幅器３００の出力が増加すると、ワイヤ供給速度は減少しなければならず、一方、増幅器３００の出力が減少すると、ワイヤ供給速度は増加しなければならない。デジタル増幅器３０２は、差分演算子３３０、重み係数ｃ３３２およびｄ３３４、および、デジタルフィルタ３３６を含む。デジタルエラー増幅器３０２は、図１８の増幅器２６０と同一の電流入力および一般回路トポロジーを有し、特許文献１に記載された方法にしたがって、波形形状を調節するための制御出力３３８を生成する。したがって、波形形状およびワイヤ供給速度は、デジタルエラー増幅器３００、３０２を使用して同時に制御され、電圧および電流の両方を一定に保つ。

図２１から２７は、Ａ．Ｃ．パルス溶接操作への本発明の使用を開示し、Ａ．Ｃ．パルス溶接操作の熱は、波形４００の一定の態様を変えることによって制御され、図２２、２３に最良に示される。次に図２１を参照すると、パワーウェーブ電源１４は、チョーク２２を通って電極２４および工作物２６を横切る波形を生成する。ライン５Ｌの電圧は、アークを横切って形成され、アーク電圧のリアルタイム表示を提供する。同様のやり方で、シャント４４はライン４２に電圧を生成し、これは、瞬間アーク電流である。先に説明したように、波形発生器３２は、リード３４によって表される出力を有し、パルス幅モジュレータ３６のデューティサイクルを制御する。モジュレータは、通常、ソフトウェアによって予め形成され、オシレータ３６ａによって制定されたパルス速度を有する。当然ながら、固有のパルス幅モジュレータが使用されることもある。ライン３８上のデジタルまたはアナログの電圧は、電源によって行われる溶接操作波形の波形状を決定する。オハイオ州クリーブランドのリンカーン・エレクトリック社が販売のパワーウェーブが、例示された好適な電源である。このユニットは、特許文献１に全体として開示されている。発生器３２によって形成された波形は、波形設定器２１０によって制御された形状を有し、そのため、ライン２１０ａ上のデジタルまたはアナログの出力電圧は、溶接操作で特定の電流波形を生成するライン３４の信号を決定する。記載された限り、技術は、上記に説明され、業界ではよく知られている。本発明にしたがって、デジタルコンパレータ２２０は、出力２２２を有し、ライン２２０ａの値によって表されるリアルタイム力率を、ライン２２４のデジタルまたはアナログの電圧によって表されるように形成されるべき所望の熱と比較する。このようにして、ライン２２２の出力電圧は、リアルタイム力率と所望の熱との間の関係を示す電圧であり、これは、ライン２２４の所望の力率として表される。本発明にしたがって、調節回路２２０ｂは、ライン２２２の差信号に対して責任があるライン２２２ａに信号を提供する。このようにして、ライン２２２の信号が変動するときには、ライン２２２ａの出力電圧が、波形設定器２１０の波形状を修正し、波形の形状を変える。この作用は、ライン２２４の手動で調整された電圧によって参照されるような所望の熱を得る。図２１に示されるブロック図は、標準ＤＰＳを使用してコントローラソフトウェアによってデジタル式に行われ、アーク溶接機の波形技術制御を行う。ライン２２２ａの電圧は、波形設定器２１０によって構造されたＡ．Ｃ．パルス波形を修正し、リアルタイム力率との関係に基づいて所望の熱を維持する。この目的を達成するために、波形４００の様々な態様が回路２２０ｂによって調節される。

熱を制御するために調節される波形の様々な部分を例示するために、波形４００が図２２および２３に概略的に示される。波形４００は、正パルスセグメント４０２および負パルスセグメント４０４を含む連続したＡ．Ｃ．パルスの１つを含む。好適な実施の形態において、正パルスセグメント４０２は、ピーク電流部分４１０と、ピークレベル４３０を備えたバックグラウンド部分４１２と、を備えて構造される。ピーク電流の大きさは、レベル４１８として表される。図２３に示されるように、波形４００の熱調節は、点線４０２ａによって示されｃで表されるピークレベル４１８を変えることによって達成される。ピーク電流の大きさの調節は、本発明の１つの実行であり、溶接機のリアルタイム力率に基づいて、波形の形状が修正されて熱を制御する。バックグラウンド電流部分４１２の高さ４１４は、点線４１４ａによって調節可能に示される。同様のやり方で、先端４１６は、点線４１６ａによって示されるように、溶接操作の熱を変えるように調節可能である。バックグラウンド電流の大きさの変化ａおよびバックグラウンド電流の幅の変化ｂは、Ｉ_ｒｍｓを一定に保ちながら、波形４００に所望の溶接熱を形成させるために実行される主要な調節である。ピーク電流部分４１０を修正するための本発明の主要な態様は、ライン４０２ａとライン４０２との間の距離としてｃによって示されるようなピーク電流大きさの調節である。しかし、ピーク部分４１０は通常、波形４００の第２の発生に示されるように先端ランプ４２０および後尾ランプ４２２を有する。これらの２つのランプは、リアルタイム力率の制御下で溶接操作で熱を変えるように調節可能である。図２３に例示されるように、寸法ａ、ｂおよびｃ、および、ｄで示されるランプの角度は、熱を制御するように調節可能である。これらの調節を達成する回路は、図２４から２７に例示される。これらの図面において、デジタル回路２２０ｂは、ライン２２２ａの電圧によって波形設定器２１０を制御する。図２４は、寸法ａを制御するための回路２２０ｂの使用を例示する。ライン２２０ａ（好ましくはデジタル）の力率値は、ライン２０４ｂのＩ_ｒｍｓを回路２０４ｄを備えたライン２０４ｃＶ_ｒｍｓでかけることによって得られたライン２０４ｅの積で、ライン２０４ａの平均電力を割ることによって得られる。寸法ｂは、図２５に示された回路によって調節される。図２４および２５に示された回路を使用して、ライン２２０ａの力率信号がライン２２４の電圧として表される所望の熱と比較されてバックグラウンド電流を変えるように、部分４１２のバックグラウンド電流の大きさは変動する。このようにして、バックグラウンド電流は、波形４００によって生じる所望の熱を維持するように調節される。図２６および２７の回路は、寸法ｃ、ｄの調節を実行する。これは、ピーク電流の大きさ、または、ランプ２２０、２２２の一方または両方の角度を変える。このようにして、波形４００のピーク電流部分は、所望の熱を形成するように調節される。波形の他の態様は、図２４から２７に示されるように、回路を使用して溶接操作のリアルタイム力率に基づいて、所望の熱を制御するように調節可能である。

本発明は、図２１から２７に例示された一定の好適な実施の形態を参照して説明されてきた。これらの実施の形態の修正は、添付の特許請求の範囲に規定される本発明の意図される精神および範囲から逸脱することなく行うことができる。

波形発生器を制御するための本発明を使用するアーク溶接機を例示するブロック図である。 本発明の好適な実施の形態を行うために使用されるデジタル信号プロセッサのコンピュータプログラムを例示するフローチャートおよびブロック図である。 デジタル信号プロセッサのタイミング機能を示す図２に述べられた本発明の好適な実施の形態を行うために使用されるデジタル信号プロセッサのサイクルチャートである。 イベントシグナルＴの形成後に図３のサイクルの態様を実行するためのプログラムのフローチャートである。 図４のステートテーブルに適用されるロジック用の波形グラフである。 ｒｍｓ値を得るために使用される電流信号を形成するために本発明に使用されるサンプリング概念を例示する電流波形グラフである。 コントローラに組み込まれたフィールドプログラマブルゲートアレイにけるサイクルカウンタのブロック図およびフローチャートであり、且つ、イベントシグナルＴを得るためにデジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）におけるこのサイクルカウンタ情報を使用するブロック図である。 Ａ．Ｃ．溶接の代わりにパルス溶接が使用されるときに、図７に使用されるフローチャートの１つのターミナルにおけるパルス電流およびロジックのグラフである。 図３に示されたサイクル中にデジタル信号プロセッサで行われるような本発明の好適な実施の形態のフローチャートである。 本発明を使用するｒｍｓ電流信号を形成するのに使用されるプログラムのブロック図である。 ｒｍｓ電圧信号を形成するための図１０に類似したブロック図である。 平均電力信号を形成するための本発明の態様を示すブロック図である。 本発明に使用される溶接過程の実際の力率を形成するための本発明の態様を示すブロック図である。 パルス溶接における溶接過程用の定力率を維持するために図１３の力率値を使用する溶接機のブロック図である。 図１４に示されるようなブロック図であり、図１３からの力率は、ｒｍｓ電流を一定に維持しながら溶接過程の力率を手動で制御するように調節される。 定力率を維持するために波形発生器を調節することによって溶接電流の形状を調節するように、設定力率に対する実際の力率の関係によって制御される標準デジタルフィルタを示すブロック図である。 設定電圧を維持するために波形の形状を調節するように、設定電圧信号と比較された平均電圧およびｒｍｓ電圧の関係によって溶接機の制御を示すブロック図である。 設定電流を維持するために波形の形状を調節するように、設定電流信号と比較された平均電流およびｒｍｓ電流の関係によって溶接機の制御を示すブロック図である。 電流であるか、電圧であるかまたは力率であるならば、設定値を維持するために、波形がどのように調節されるかを示す電流グラフである。 設定電圧と平均およびｒｍｓ電圧の構成要素を含む信号との比較に基づいてワイヤ供給速度を調節するためのデジタルフィルタと、設定電流と平均およびｒｍｓ電流の構成要素を含む信号との比較に基づいて波形を調節するためのデジタルフィルタと、を示すブロック図である。 図１５に例示されたブロック図に類似したブロック図であり、ｒｍｓ電流を一定に維持し、それによって、波形設定器によって制御される波形の形状を修正することによって熱を調節しながら、図１３の力率値は溶接過程の力率を制御するように手動で調節される。 Ａ．Ｃ．パルス溶接モードにおけるピーク電流部分およびバックグラウンド電流部分を含む、本発明が特に関する溶接過程の波形を示す図である。 本発明を使用することによって所望の溶接熱を維持するために波形の形状がどのようにして調節されるのかを示す図２２に類似した図である。 生成されたリアルタイム力率値を使用してピークを制御するための波形のバックグラウンド電流を調節するための回路を示すブロック図である。 生成されたリアルタイム力率値を使用してピークを制御するための波形のバックグラウンド電流を調節するための回路を示すブロック図である。 リアルタイム力率値を使用することによって熱を制御するために溶接操作を生成するのに使用される波形のピーク電流を調節するための、図２４および２５に類似した図である。 リアルタイム力率値を使用することによって熱を制御するために溶接操作を生成するのに使用される波形のピーク電流を調節するための、図２４および２５に類似した図である。

符号の説明

１０ アーク溶接機
１２ 三相整流器
１４ 高速スイッチング型電源装置、パワーウェーブ電源
１６、１８ 入力リード
２０ 溶接回路
２２ 誘導子、チョーク
２４ 電極
２６ 工作物
３０、３０’、３０” コントローラ
３２、３２’、３２” 波形発生器
３４ 電力レベル波形、リード
３４、３８、４２、５Ｌ、２０４ａ、２０４ｂ、２０４ｃ、２０４ｅ、２１０ａ、２２０ａ、２２２、２２２ａ、２２４、４０２、４０２ａ ライン
３６ パルス幅モジュレータ
３６ａ、６２ オシレータ
３８ パルス列、パルス列信号
４０ ｒｍｓ電流
４２ 瞬間溶接電流
４４ シャント
４６ 設定ｒｍｓ電流
４６’ ＰＦ設定値
４８、４８’、３００、３０２ デジタルエラー増幅器
５０、５０’ エラー信号
５０’、２５６、２７６、３１８ 制御信号
５２ 瞬間溶接電圧
５４ 電圧計
５６ アナログデジタルコンバータ
５８ デジタル化瞬間電流
６０、２００ デジタル信号処理ブロック
６０’ ｒｍｓ電圧デジタル信号処理ブロック
６０” 平均電力デジタル信号処理ブロック
６４、６４’ サンプル／ホールド回路
６６ 二乗プロセッサ、電流二乗ブロック
７０ 第１のバッファ
７２ 第２のバッファ、第２のアキュムレータ
７６、７８ 間隔
８０ スイッチ
８２、８６ 除算プロセッサ
８４、８８ 平方根プロセッサ
１００ 合計ブロック
１００’ 電圧二乗総和ブロック
１００” 電流×電圧合計
１０２、１０２’、１０２” 標準化バックグラウンドプロセス
１０４、１０４’ 平方根バックグラウンドプロセス
１２０ 電流波形
１２２ 矩形サンプルバー
１３０、１３２、１３４、１３６ サイクル
１４０、１４２ 電流パルス
１５０ 検出ブロック
１７０ サイクルカウンタステートマシン
１７２ ２ビットカウンタ
１７４ ２ビットコンパレータ、「ＯＲ」ゲート
１７６ カウンタ値レジスタ
１７８ デジタルゲート
１８０ パルス電流
１８２ Ｍｉｓｃ２
１９０ チェック
１９２ 計算
１９４ バッファスイッチ
２０２、２５０、２５２、２７０、２７２ 乗算器
２０４ 除算ブロック
２０４ｄ 回路
２１０ 波形形状、波形設定器
２２０ 第２のデジタルエラー増幅器、デジタルコンパレータ、ランプ
２２０ｂ 調節回路、デジタル回路
２２２ 力率エラー信号、出力、ランプ
２２４ 溶接熱設定値
２３２、２４２、２６２、３１０、３３０ 差分演算子
２３４ 差信号、差分値
２３６、２５４、２７４、３１６、３３６ デジタルフィルタ
２４０ 定電圧制御用デジタルエラー増幅器
２４６、２６６ 差信号Ｅ（ｎ）
２６０ 定電流制御用デジタルエラー増幅器
２８０、２８２、４００ 波形
３１２ 重み係数ａ
３１４ 重み係数ｂ
３３２ 重み係数ｃ
３３４ 重み係数ｄ
３３８ 制御出力
４０２ 正パルスセグメント
４０２ａ、４１４ａ、４１６ａ 点線
４０４ 負パルスセグメント
４１０ ピーク電流部分
４１２ バックグラウンド部分
４１４ バックグラウンド電流部分の高さ
４１６ 先端
４１８ レベル
４２０ 先端ランプ
４２２ 後尾ランプ
４３０ ピークレベル

Claims (27)

1. 電極と工作物との間で行われる選択されたＡ．Ｃ．パルス電流波形で所与の溶接過程を行うためのアーク溶接機であって、前記電流波形は正セグメントと負セグメントとを含み、少なくとも１つのセグメントがピーク電流とバックグラウンド電流とを含むアーク溶接機において、
   溶接電流および溶接電圧のリアルタイム力率を計算するためのプログラムを含むデジタルプロセッサを有するコントローラを備えた電源であって、前記プログラムは、前記電源の実効溶接電圧と実効溶接電流と平均電力とを計算するアルゴリズムを含む電源と、前記実効電流を前記実効電圧でかけて実効電力レベルを生成する回路と、前記平均電力を前記実効電力で割って、前記電源の実際のリアルタイム力率を表す値を生成する回路と、前記力率を所与のレベルで維持するために前記バックグラウンド電流を調節する回路とを具備することを特徴とするアーク溶接機。
2. 前記コントローラは、前記波形の形状を決定する値を含む入力を備えた波形設定器と、前記実際のリアルタイム力率を所望の力率と比較し補正値を出力するエラー回路と、前記補正値を前記波形設定器の入力へ入力せしめる回路とからなり、それによって前記実際のリアルタイム力率が前記した所望の力率に保持されることを特徴とする請求項１記載のアーク溶接機。
3. 前記波形は少なくとも１８ｋＨｚの周波数で発生する多数の電流パルスによって形成され、各パルスの大きさは波形設定器によって制御されることを特徴とする請求項２記載のアーク溶接機。
4. 前記波形は、少なくとも１８ｋＨｚの周波数で発生する多数の電流パルスによって形成され、各パルスの大きさは波形設定器によって制御されることを特徴とする請求項１記載のアーク溶接機。
5. 前記バックグラウンド電流は、その大きさが調節されることを特徴とする請求項１から４のいずれか１項に記載のアーク溶接機。
6. 前記バックグラウンド電流は、その期間が調節されることを特徴とする請求項１から４のいずれか１項に記載のアーク溶接機。
7. 前記所与のレベルを調節することにより、前記溶接過程の熱を制御する回路を含むことを特徴とする請求項１から６のいずれか１項に記載のアーク溶接機。
8. 電極と工作物との間で行われる選択されたＡ．Ｃ．パルス電流波形で所与の溶接過程を行うためのアーク溶接機であって、前記電流波形は正セグメントと負セグメントとを含み、少なくとも１つのセグメントがピーク電流とバックグラウンド電流とを含むアーク溶接機において、
   溶接電流および溶接電圧のリアルタイム力率を計算するためのプログラムを含むデジタルプロセッサを有するコントローラを備えた電源であって、前記プログラムは、前記電源の実効溶接電圧と実効溶接電流と平均電力とを計算するアルゴリズムを含む電源と、前記実効電流を前記実効電圧でかけて実効電力レベルを生成する回路と、前記平均電力を前記実効電力で割って、前記電源の実際のリアルタイム力率を表す値を生成する回路と、前記ピーク電流を調節し、前記力率を所与のレベルに維持する回路とを具備することを特徴とするアーク溶接機。
9. 前記コントローラは、前記波形の形状を決定する値を含む入力を備えた波形設定器と、前記実際のリアルタイム力率を所望の力率と比較し補正値を出力するエラー回路と、前記補正値を前記波形設定器の入力へ入力せしめる回路とからなり、それによって前記実際のリアルタイム力率が前記した所望の力率に保持されることを特徴とする請求項８記載のアーク溶接機。
10. 前記波形は、少なくとも１８ｋＨｚの周波数で発生する多数の電流パルスによって形成され、各パルスの大きさは波形設定器によって制御されることを特徴とする請求項８または９に記載のアーク溶接機。
11. 前記ピーク電流は、その大きさが調節されることを特徴とする請求項８から１０のいずれか１項に記載のアーク溶接機。
12. 前記ピーク電流は、その期間が調節されることを特徴とする請求項８から１０のいずれか１項に記載のアーク溶接機。
13. 前記所与のレベルを調節することにより、前記溶接過程の熱を制御する回路を含むことを特徴とする請求項８から１２のいずれか１項に記載のアーク溶接機。
14. 電極と工作物との間で行われる選択された波形でパルス溶接過程を行うためのアーク溶接機であって、前記波形はピーク電流とバックグラウンド電流とを含むアーク溶接機において、
    前記波形の形状を決定する値を備えた制御信号入力を有する波形発生器を備えた電源と、前記電源の実際の力率を表す第１の入力と所望の力率を表す第２の入力と前記波形発生器の前記制御入力に入力せしめる出力信号とを備えたコンパレータプログラムを備えたコントローラとを具備し、前記実際の力率は、前記波形の前記バックグラウンド電流を調節することによって、前記所望の力率に保持されることを特徴とするアーク溶接機。
15. 前記溶接過程の熱を調節するために、前記所望の力率を手動で調節する装置を含むことを特徴とする請求項１４記載のアーク溶接機。
16. 前記熱が調節されるときに、所望の設定値で前記電源の実効電流を保持するための制御回路を含むことを特徴とする請求項１５記載のアーク溶接機。
17. 電極と工作物との間の電源によって行われる選択された波形で所与のパルス溶接過程を行うためのアーク溶接機を制御する方法であって、前記波形はピーク電流とバックグラウンド電流とを有するアーク溶接機を制御する方法であって、
    （ａ）実効電流および実効電圧を使用して前記電源の実際の力率を計算するステップと、
    （ｂ）前記電源の所望の力率を選択するステップと、
    （ｃ）前記電源の実際の力率を前記電源の所望の力率と比較することによってエラー信号を得るステップと、
    （ｄ）前記エラー信号によって前記波形のバックグラウンド電流を調節し、それによって前記実際の力率が前記所望の力率に維持されるステップと、
    を含むことを特徴とする方法。
18. 前記溶接過程の熱を調節するために、前記所望の力率に手動で調節するステップを含むことを特徴とする請求項１７記載の方法。
19. 前記所望の力率に調節されるとき、前記実効電流を一定に保持するステップを含むことを特徴とする請求項１８記載の方法。
20. 前記波形は、少なくとも１８ｋＨｚの周波数で発生する多数の電流パルスによって形成され、各パルスの大きさは波形設定器によって制御されることを特徴とする請求項１７から１９のいずれか１項に記載の方法。
21. 電極と工作物との間で行われる選択された波形でパルス溶接過程を行うためのアーク溶接機であって、前記波形はピーク電流とバックグラウンド電流とを含むアーク溶接機において、
    前記波形の形状を決定する値を含む制御信号入力を有する波形発生器を備えた電源と、前記電源の実際の力率を表す第１の入力と所望の力率を表す第２の入力と前記波形発生器の前記制御入力に入力せしめる出力信号とを備えたコンパレータプログラムを備えたコントローラとを具備し、前記実際の力率は、前記波形の前記ピーク電流を調節することによって、前記所望の力率に保持されることを特徴とするアーク溶接機。
22. 前記溶接過程の熱を調節するために、前記所望の力率に手動で調節する装置を含むことを特徴とする請求項２１記載のアーク溶接機。
23. 前記熱が調節されるとき、所望の設定値に前記電源の実効電流を保持するための制御回路を含むことを特徴とする請求項２２記載のアーク溶接機。
24. 電極と工作物との間の電源によって行われる選択された波形で所与のパルス溶接過程を行うためのアーク溶接機を制御する方法であって、前記波形はピーク電流とバックグラウンド電流とを有するアーク溶接機を制御する方法であって、
    （ａ）実効電流および実効電圧を使用して前記電源の実際の力率を計算するステップと、
    （ｂ）前記電源の所望の力率を選択するステップと、
    （ｃ）前記電源の実際の力率を前記電源の所望の力率と比較することによってエラー信号を得るステップと、
    （ｄ）前記エラー信号によって前記波形のピーク電流を調節し、それによって前記実際の力率が前記所望の力率に維持されるステップと、
    を含むことを特徴とする方法。
25. 前記溶接過程の熱を制御するために、前記所望の力率に手動で調節するステップを含むことを特徴とする請求項２４記載の方法。
26. 前記所望の力率が調節されるとき、前記実効電流を一定に保持するステップを含むことを特徴とする請求項２５記載の方法。
27. 前記波形は少なくとも１８ｋＨｚの周波数で発生する多数の電流パルスによって形成され、各パルスの大きさは波形設定器によって制御されることを特徴とする請求項２４から２６のいずれか１項に記載の方法。

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