JP2005031089A - 開ループ電流センサとそのセンサを備えた電源回路 - Google Patents

Abstract

【課題】必要とされるダイナミックな性能を有するとともに、１次導体中を流れる高電流に耐え得る開ループ電流センサ。
【解決手段】エアギャップを有する磁気回路と、エアギャップ内に配置された磁界検出器と、磁気回路を囲む１つ以上のターンを有する１次導体とを備え、測定される電流が１次導体を流れる開ループ電流センサであって、１次導体のターンが、エアギャップのそれぞれの側でエアギャップの近くに配置されている。
【選択図】図４ａ

Description

本発明は、開ループ電流センサに関し、特に、そのようなセンサを設けられた供給回路のみならず、電力回路または電気モータに供給する回路の電流を測定する電流センサに関する。

図１で示すように、現代の供給回路１０６では、モータ１０５の供給電流は、高周波で切り換えられる半導体スイッチ１０３により生成される。実際に生成される電流Ｉ（ｔ）は、数十ＫＨｚの周波数を一般的に有し、その一方、電流Ｉ（ｔ）の包絡線で全般的に示される正弦曲線形状を有する供給電流の基本周波数Ｉ_fは相対的に低く、たとえば、図２ａで示されるように約数百ｋＨｚである。出力半導体の設計において達成される技術的進歩によりスイッチ１０３は、極端に早い切換速度を有することが可能になり、たとえば、電位変動速度ｄｖ／ｄｔは、図２ｂで示されるように、約１０〜２０ｋＶ／μｓである。そのような電位変動速度によってもたらされる電気放射を含めるために、モータ１０５に供給する同軸ケーブル１０４が使用される、このケーブルが高い容量性を備え、適用されるｄｖ／ｄｔを考慮してストレイ高周波（ＨＦ）電流が、それぞれの切換の際に減衰振動の形式で生成される。この電流の振幅および周波数は、駆動電力が何であっても同じオーダーである。その理由は、使用された同軸ケーブルの特性と、適用されるｄｖ／ｄｔの振幅とだけに特に電流が依存しているからである。この電流の振幅は数十アンペアに達するとともに、その周波数は１００ｋＨｚ〜１ＭＨｚで変動することができる。

電流センサ１０１は、一般に、モータ１０５に供給するライン１０２ａ，１０２ｂ，１０２ｃの上に配置されている。ＨＦ電流は測定される必要はないけれども、それにも関わらずその電流は電流センサを通過する。小電力および中電力のドライブ１０６では、ストレイ電流の振幅が、モータを制御するのに必要な電流の振幅よりも非常に大きくても良い。図２ｃは、オシロスコープ画面上で、１６ｋＨｚで切り換えられる供給回路により供給される５．５ｋＷのモータの一態様における切換および容量性負荷による電圧Ｕ（ｔ）と高周波電流Ｉ（ｔ）とを示す。この例では、第１および第２の半波Ｉ₁，Ｉ₂の振幅はそれぞれ約２０Ａ，８Ａである。実際には、２０Ａ，３０Ａのピークにおける第１の半波Ｉ₁，Ｉ₂での振幅が正常（ノーマル）である。

これにより２つの主要な問題が引き起こされることを発明者は理解した。最初の問題は、センサを通過する熱電流の増大であり、それは、センサを通過するｒｍｓ電流の総和の機能としてセンサをサイズ毎に分けることにより解決可能である。他の問題は、ヒステリシスによる損失と渦電流による損失とのため磁気回路の非常に大きな加熱である。

そのような問題は、補償エラーの範囲内まで１次アンペア回数（Ａｔ）が２次アンペア回数により補償されているので、「閉ループ」タイプのセンサには発見されないことを強調する必要がある。

なお、磁気回路の加熱がますます高くなり、それ故に、センサのサイズが小さくなるにつれその回路の加熱は難しくなる。これは、小さな開ループ電流センサを使って制約をサイズ毎に分類するからである。その理由は、測定精度のために、４０アンペア回数の最小レベル未満でセンサを設計することが適切でないからである、これの意味は、１０Ａの通常サイズのセンサが４つの１次ターンを使って設計され、一方で、４０Ａの通常センサが単純な１つの１次ターンを使って設計可能なことである。これにより、第１の場合には、ＨＦ電流の振幅と発生する磁気誘導とは第２の場合と比較して４倍され、その結果、ヒステリシスによる損失とダイナミックな損失とのせいで加熱が、次の関係から推論され得るように、１６倍大きくなる：
損失_(W)≒ ｆ²Ｂ²ｄ²／φ
ここにおいて、ｄは磁気プレートの厚さであり、Ｂは磁気誘導であり、ｆは誘導周波数、それ故にストレイ電流ＨＦの周波数であり、φはセンサの磁気回路を構成する強磁性合金の抵抗率である。

２００℃〜３００℃またはそれより高い温度が上述の適用に取られるように小サイズかつ伝統的構成の開ループセンサが使用される場合には、そのような温度が当該開ループセンサを使って達成されることが、試験によって示されている。

実際には、このタイプのセンサは、ＨＦ電流を迂回させる関連回路がその１次接続部に配置されている場合のみ使用可能である。しかしながら、この回路は、センサのダイナミックな性能を破壊する欠点を有し、従って、ドライブの効率を下げる。そのために、このタイプのセンサは今までのところ高性能モータ用のドライブで使用され、非常に高価な「閉ループ」タイプのセンサと交換される。

上述の観点から、本発明の１つの目的は、必要とされるダイナミックな性能を有するとともに、１次導体中を流れる高電流に耐え得る開ループ電流センサを製造することである。本発明の他の目的は、そのようなセンサを備えた電源回路を提供することである。

電気モータに供給するための半導体切換回路内に存在するように、高い電圧変動速度（ｄｖ／ｄｔ）で生成されるストレイＨＦ電流に耐え得る開ループ電流センサを製造することは有利である。

コンパクトで安価な開ループセンサを製造することは有利である。

本発明の目的は、請求項１に係る開ループセンサと、請求項５に係る電源回路とによって達成される。

開ループ電流センサは、エアギャップを有する磁気回路と、エアギャップ内に配置された磁界検出器と、測定される電流が内部に流れ、磁気回路を取り囲む１つ以上のターンを有する１次導体とからなる。開ループ電流センサは、１次導体のターンがエアギャップ近くでエアギャップのそれぞれの側に配置されていることを特徴とする。磁気回路におけるこの部分には、エアギャップ（μ_AB＝１）が存在するために、局部的透磁率は、磁気回路における他の部分の全てより一層小さい。１次ターンのために、磁気回路の有効透磁率はさらに小さい。そのために、同じ１次アンペア回数値に対して、磁気コア内の磁気誘導（「鉄」とも呼ばれる）は局部的であるが全体的に小さい。その結果、ヒステリシスおよび渦電流による損失は最小化される。

本発明の他の目的および有利な態様は明細書の記載、請求項、および添付図面から明らかになる。

公知の開ループセンサでは、磁気回路の形式が何であっても、１次巻線Ｎ_pを構成するコイル１１０（図３参照）は、セクタ上に通常配置され、すなわち、図３に示すように、エアギャップ１１３に直接的に向かい合って置かれる矩形状の磁気回路１１２の場合には分岐上に通常配置されている。この配置は実際的には最も自然と思われる場所である；また、その配置は、実際的な装置の観点から最も論理的であると思われる場所であり、その理由は、エアギャップを介してワイヤを通ることによってエアギャップの反対側の分岐に非常に容易に１次巻線を巻回できるからである。

しかしながら、その配置が不向きであることを発明者が理解した。その理由は、この構成から生じる磁性現象に注意を向けるならば、１次コイル１１０で閉じられた磁気回路１１１の一部では、磁気誘導束（magnetic induction flux）Φが回路の残部よりも一層大きいからである。これは次の事実による。すなわち、エアギャップ１１３から遠くでは、１次ターンが配置された点から理解される局部的透磁率μ_rは、使用される磁性材料の透磁率の値に向かう傾向がある。また、Φ＝Ｂ×ＳおよびＢ＝μＨなので、Φ＝μＨ×Ｓであり、ここにおいてＢは磁気誘導、Ｓはコイルの断面積、Ｈは磁束、およびμは透磁率である。さらに、エアギャップが存在するので、１次アンペア回数によって生成される磁気誘導束の主要部（主束Φ_p）は、磁気回路の外部（分散束Φ_d）に自分自身で閉じられる。他の部分Φ_eは、磁気回路を介して、および、ホールセル等のような磁界検出器１１４により測定されるエアギャップ１３０を介して、閉じられる。

従って、有用な束よりもっと有用でない束が生成される。有用でない束は、ダイナミックな損失、ヒステリシスによる損失、および、それから生じる加熱による損失をかなり増大させる。

図４ａおよび図４ｂを参照して、本発明による開ループセンサ１は、エアギャップ１３を有する磁気コアからなる磁気回路１２と、エアギャップ内に配置された磁気誘導１５を測定するセルからなる磁気誘導測定要素１４と、磁気回路を囲む１つ以上のターンを有する１次導体１１とを備える。測定される電流Ｉ_p（１次電流とも言う）は１次導体内を流れる。たとえば、測定セルは、測定要素のプリント回路１６に実装されたホール効果センサであることがあり、その回路は、外部測定用信号処理ユニットに接続されるように意図された端子２０に、測定セルの端子１９を接続する導電性トラックからなる。

１次導体１１のターン２１は、エアギャップ１３のそれぞれの側で磁気コア１２の周囲に配置されるとともに、出来るだけエアギャップ１３の近くに配置されている。そのターンはワイヤのターン形式で図示されている。しかしながら、ターンは多くの他の形式を採用できる。たとえば（図４ｃを参照）、ターンは、磁気回路１２を囲むＵ状導体２１′、たとえば、型打ちされた金属シートであることがあり、そのＵ状導体は、たとえば、Ｕ状導体を接続する導電性トラック２３を設けられたプリント回路２２に接続されている。なお、２つのＵ状導体、すなわち、エアギャップのそれぞれの側の１つずつが、たとえば、プリント回路上の導電性トラックにより平行に電気的に接続されている場合には、単一ターンを表示できる。

エアギャップに近接する磁気回路の一部分には、エアギャップ（μ_air＝１）が存在するので、局部的透磁率は磁気回路における他の部分の全てより一層小さい。そのため、１次アンペア回数の同じ値に対して、磁気回路の材料の磁気誘導は局部的であるが全体的に低い。その結果、それから生じる最終的な損失および加熱もまた低くなる。さらに、磁気誘導が低いので、分散束もまた低い。従って、有用な束のみを発生させる傾向がある。なお、エアギャップ中の誘導は、以下の説明から明らかになるように、１次ターンの位置に依存しない。

開ループ電流センサは、エアギャップを伴った磁気回路の実用的な場合には、以下のように記載できるアンペールの法則（Ｉ＝∫Ｈ・ｄＬ）の応用である：
Ｎ_p×Ｉ_p＝Ｈ_air×Ｉ_air＋Ｈ_iron×Ｉ_iron
しかしながら、
Ｈ＝Ｂ／μ
従って、
Ｎ_p×Ｉ_p＝Ｂ_air×Ｉ_air／μ₀×μ_air＋Ｂ_iron×Ｉ_iron／μ₀×μ_r
ここにおいて、Ｎ_pは１次ターン数であり、Ｉ_pは１次電流であり、Ｈ_airはエアギャップ内を通る磁界であり、Ｉ_airはエアギャップの長さであり、Ｈ_ironは磁気回路のコア内を通る磁界であり、Ｉ_ironは磁気コアの長さであり、Ｂ_airはエアギャップ内の磁気誘導であり、Ｂ_ironは磁気コア内の磁気誘導であり、μ_airは空気中の磁気透磁率であり、μ_rは磁気コア内の磁気透磁率であり、μ₀は一定値４π１０^-7である。

空気中の相対的透磁率μ_air＝１であることを知って、エアギャップ内の誘導が鉄内の誘導に等しいという単純な仮定から始めると、
Ｎ_p×Ｉ_p×μ₀＝Ｂ×（Ｉ_air＋Ｉ_iron／μ_r）
Ｎ_p×Ｉ_p×μ₀／Ｉ_air＋Ｉ_iron／μ_r＝Ｂ_air
である。しかしながら、この場合には、Ｉ_ironは小さく、一方、μ_rは非常に大きい（＞１０００００）ので、Ｉ_iron／μ_rの比は無視して良い。最後に、エアギャップ内のホール要素によって測定される磁束密度は
Ｂ_air＝４π１０^-7×Ｎ_p×Ｉ_p／Ｉ_air
である。

なおしかしながら、結果が磁気組立体の幾何形式に依存するので、エアギャップを伴った磁気回路の場合には、誘導値と、それ故に全損失とを計算することはできない。適切なソフトウェアおよび／または試験の使用によってのみ、磁気誘導および加熱を評価できる。

図６ａおよび図６ｂは従来のセンサの磁気回路内の温度と、周波数２００ｋＨzの正弦曲線状電流を供給されるライン上で本発明に係るセンサの磁気回路内の温度とのそれぞれの変化を示すグラフである。図６ａは、長さ１．３ｍｍのエアギャップを有し厚さ０．３５ｍｍの８枚のプレートの積層からなる鉄−シリコン磁気回路を備え、断面積９．８ｍｍ²で平均長さ寸法４０ｍｍであるセンサに関係する。図６ｂは、長さ１．３ｍｍのエアギャップを有し厚さ０．３５ｍｍの８枚のプレートの積層からなる鉄−ニッケル磁気回路を備え、断面積１０ｍｍ²で平均長さ寸法３５ｍｍであるセンサに関係する。図６ａのセンサは、電流５Ａを流す８個の１次ターン、すなわち、４０ＡＴからなる。図６ｂのセンサは、電流３．３３Ａを流す１２個の１次ターン、すなわち、４０ＡＴからなる。

図４ｂに従う環状の磁気回路の場合には、図６ａのグラフで理解されることは、１２分の動作後に、従来のセンサにおける磁気回路の温度Ｔ_cが約１３６℃（すなわち、約１１６℃の増大）に達し、一方、本発明によるセンサの磁気回路の温度Ｔ_iは約７８℃（すなわち、約５８℃の増大）に達することである。従って、本発明によるセンサの加熱は、同一形状および同一寸法の従来のセンサの加熱の約半分である。図４ａに従う矩形状の磁気回路の場合には、図６ｂのグラフで理解されることは、１２分の操作後に、従来のセンサの磁気回路における温度Ｔ_cは約１１６℃（すなわち、９６℃の増大）に達し、一方、本発明によるセンサの磁気回路における温度Ｔ_iは約５２℃（すなわち、３２℃の増大）に達することである。従って、本発明によるセンサの加熱は、同一形状および同一寸法を有する従来のセンサにおける温度の約１／３である。

本発明によるセンサから生じる他の利点は、センサのインサート誘導Ｌ_insが低いことである。

その理由は、
Ｌ_ins＝Ｎ²／Ｒ_m かつ Ｒ_m＝Ｉ／μ×Ｓ
ここにおいて、Ｎは１次ターン数であり、Ｒ_mは磁気リアクタンスであり、Ｓはエアギャップの有効断面積であり、Ｉはエアギャップの長さである。

しかしながら、エアギャップの近くに１次コイルが配置されているせいで磁束が大きくなるので、本発明のセンサでは透磁率μは小さく、断面積Ｓも同様である。例として、図５は、電流変動速度ｄｉ／ｄｔ＝４０・１０⁶Ａ／ｓｅｃに対する時間の関数として電圧Ｕを示し、
Ｕ（ｔ）＝Ｌ_ins・ｄｉ／ｄｔ
が、同一形状および同一寸法である従来のセンサ（曲線Ｕ_c（ｔ））と本発明によるセンサ（曲線Ｕ_i（ｔ））とを使って得られ、両者は単一の１次ターンを有している。従来のセンサに対してピーク電圧Ｕ_cは８１０ｍＶであり、その値は０．０２μＨのインサート誘導Ｌ_insを計算することよって与えられ、一方、本発明によるセンサに対してピーク電圧Ｕ_iは４６０ｍＶであり、その値は０．０１１５μＨのインサート誘導Ｌ_insを計算することにより与えられる。

図７が示すのは、ニッケル約８０％で断面積３．３６ｍｍ²の鉄−ニッケル磁気回路からなる本発明によるセンサを使うと、電流測定が１８８アンペア回数まで直線状であり、一方、同一の形状、寸法、および品質の従来のセンサでは、電流測定は８８アンペア回数まで直線状である。

さらに一層センサを向上させるために、本出願で通常使用されている鉄−シリコン合金の損失より３倍まで少ない鉄−ニッケル合金のように、低損失のコア用の磁性材料を使用するこができる。さらに、磁気回路のコアを形成する磁性プレートの厚さを低減できる。従来のセンサでは最も有用な厚さは０．３５ｍｍである。厚さ０．２ｍｍのプレートを使用することにより、約３倍のファクターまで損失の低減をもたらすことができる。

要するに、上述の本発明による開ループセンサは、単純な方法で次の利点をもたらす：
ダイナミックな損失とヒステリシスによる損失との顕著な低減；
センサのインサート誘導の顕著な低減；および
定電流を測定するために鉄の断面積の顕著な低減、それ故に、材料に対するコストの低減である。

電流を電気モータに供給する回路の概略的な図である。 モータに接続される一態様において供給回路により生成される電流と電位とのグラフ表示の図である。 モータに接続される一態様において供給回路により生成される電流と電位との詳細な（拡大した）表示の図である。 一態様における切換および容量性負荷のために位相出力電圧と高周波電流とを示すオシロスコープ上の画面の図である。 磁束線を示す従来の開ループ電流センサの簡単な図である。 本発明による開ループ電流センサを示す斜視図である。 本発明による開ループ電流センサの一変形を示す斜視図である。 本発明による開ループ電流センサの一変形を示す斜視図である。 従来のセンサにおける主要部の端末と、本発明によるセンサの端末とのそれぞれで過電圧Ｖ＝Ｌ・ｄＩ／ｄｔを示すグラフである。 従来のセンサにおける磁気回路内の温度と、周波数２００ｋＨｚの正弦曲線状電流によって供給されるライン上の本発明によるセンサの磁気回路内の温度とのそれぞれの変化を示すグラフであり、電流５Ａを流す８個の１次ターン、すなわち４０ＡＴと、長さ１．３ｍｍのエアギャップを備え厚さ０．３５ｍｍの８つのプレートの積層からなる鉄−シリコン磁気回路とを有し、断面積９．８ｍｍ²で平均長さ寸法４０ｍｍであるセンサに関係する。 従来のセンサにおける磁気回路内の温度と、周波数２００ｋＨｚの正弦曲線状電流によって供給されるライン上の本発明によるセンサの磁気回路内の温度とのそれぞれの変化を示すグラフであり、電流３．３３Ａを流す１２個の１次ターン、すなわち４０ＡＴと、長さ１．３ｍｍのエアギャップを備え厚さ０．３５ｍｍの８つのプレートの積層からなる鉄−ニッケル磁気回路とを有し、断面積１０ｍｍ²で平均長さ３５ｍｍであるセンサに関係する。 アンプ回数に基づいて従来のセンサと本発明によるセンサとのそれぞれの出力電圧Ｖ_outを示すグラフである。

符号の説明

１ 開ループ電流センサ
１１ １次導体
１２ 磁気回路
１３ エアギャップ
１４ 磁気誘導測定要素
１５ 磁気誘導
１６ プリント回路
１９ 端子
２０ 端子
２１ ターン

Claims (5)

1. エアギャップを有する磁気回路と、前記エアギャップ内に配置された磁界検出器と、前記磁気回路を囲む１つ以上のターンを有する１次導体とを備え、測定される電流が前記１次導体を流れる開ループ電流センサであって、
   前記１次導体のターンが、前記エアギャップのそれぞれの側で前記エアギャップの近くに配置されていることを特徴とする開ループ電流センサ。
2. 請求項１に記載の開ループ電流センサにおいて、
   前記１次導体のターンが前記エアギャップのそれぞれの側で対称的に配置されていることを特徴とする開ループ電流センサ。
3. 請求項１または２に記載の開ループ電流センサにおいて、
   前記１次導体のターンが、型打ちされるとともにプリント回路上に実装されるＵ状部からなることを特徴とする開ループ電流センサ。
4. 請求項１〜３の何れか一項に記載の開ループ電流センサにおいて、
   前記エアギャップのそれぞれの側での前記１次導体のターンが平行に接続されていることを特徴とする開ループ電流センサ。
5. 電気モータ等のような負荷の１つ以上の供給ラインに供給される正弦曲線交流を生成する半導体スイッチと、
   それぞれのライン上に配置され、請求項１〜４の何れか一項に記載の開ループ電流センサとを備えることを特徴とする電源回路。
   
   

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