【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、高周波電力増幅回路および高周波電力増幅回路を組み込んだ携帯電話機等の無線通信装置に適用して有効な技術に関し、特に高周波電力増幅回路を構成する増幅用トランジスタの電源電圧を制御して出力電力を制御する高周波電力増幅回路における出力電力の制御ばらつきを低減させる技術に関する。
【０００２】
【従来の技術】
携帯電話機等の無線通信装置（移動体通信装置）の送信側出力部には、ＭＯＳＦＥＴ（電界効果トランジスタ）やＧａＡｓ−ＭＥＳＦＥＴ等の半導体増幅素子を用いた高周波電力増幅回路（一般には多段構成にされる）が組み込まれている。
この種の高周波電力増幅回路は、一般に、増幅用トランジスタとそのバイアス回路、電源電圧制御回路などを含んだ半導体チップが、表面や内部にプリント配線が施されたセラミック基板のような絶縁基板に他の半導体チップや容量などのディスクリート部品とともに実装されて、上記プリント配線やボンディングワイヤで各部品が所定の役割を果たすように結合されることであたかも一つの電子部品として扱えるように構成されることが多い。
【０００３】
上記電子部品はＲＦパワーモジュールと呼ばれる。ただし、複数の半導体チップとディスクリート部品で構成する代わりに１つの半導体集積回路と若干の外付け部品で構成することも可能である。本明細書においては、かかる半導体集積回路と上記ＲＦパワーモジュールを総称して高周波電力増幅回路と称する。
【０００４】
ところで、携帯電話機では基地局からのパワーレベル指示情報によって基地局から遠い時は出力電力（送信パワー）を高め基地局に近い時は出力電力を低くするように周囲環境に合わせた出力電力制御を行ない、他の携帯電話機との間で混信を生じさせないようにシステムが構成される。
【０００５】
従来、ＧＳＭ（Ｇｌｏｂａｌ Ｓｙｓｔｅｍ ｆｏｒ Ｍｏｂｉｌｅ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ）方式の携帯電話機における送信側出力段のＲＦパワーモジュールには、出力のＤＣレベルをカップラ等により検出し、出力レベル指定信号（Ｖｒａｍｐ）と比較して出力パワー素子の入力バイアス電圧（ゲートバイアス電圧）を生成するバイアス回路にフィードバックをかけて通話に必要な出力電力となるように制御するＡＰＣ（Ａｕｔｏｍａｔｉｃ Ｐｏｗｅｒ Ｃｏｎｔｒｏｌ）回路が設けられているものがある（例えば特許文献１参照）。この方式は、クローズドループ方式と呼ばれる。
【０００６】
また、要求出力レベルに応じた出力レベル指定信号（Ｖｒａｍｐ）に基づいて出力パワー・トランジスタの電源電圧を制御することによって、要求される出力電力レベルに応じたレベルの信号を高周波電力増幅回路から出力させるようにした方式がある（例えば特許文献２参照）。この方式は、オープンループ方式と呼ばれ、クローズドループ方式に比べて制御精度は劣るが、回路規模を小さくできるという利点がある。
【０００７】
【特許文献１】
特開２０００−１５１３１０号公報
【特許文献２】
特開２００２−１３５０６８号公報
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上記クローズドループ方式は、カップラやＡＰＣ回路を必要とするため回路規模が大きくなり実装密度が低下するとともに、カップラにおいて電力損失が発生するという問題点がある。一方、従来のオープンループ方式の高周波電力増幅回路は、カップラが不要であるため実装密度が高く電力損失も少ないという利点はあるものの、帰還経路がないためバッテリ電圧が変化したり温度が変化すると出力電力が変化してしまうという課題がある。
【０００９】
さらに、上記ゲートバイアス制御方式や電源電圧制御方式とは別に、高周波電力増幅回路の最終段の増幅用トランジスタのゲート電圧と同一の電圧をゲートに受けるトランジスタを設けて、最終段の増幅用トランジスタに流れる電流を検出して出力電力を制御するようにした方式（電流センス方式と呼ばれる）も提案されている。この方式も、カップラが不要であるため実装密度が向上し電力損失も少ないという利点はあるものの、電流検出用トランジスタの特性（しきい値電圧）が製造工程でばらついたり温度変動に応じて特性が変化すると出力電力もばらついたり変化してしまうという課題がある。
【００１０】
本発明の目的は、実装密度が高く電力損失も少ない高周波電力増幅回路および無線通信システムを提供することにある。
本発明の他の目的は、電源電圧で出力電力を制御できるとともに、電源電圧が変化したり温度が変化しても出力電力の変化が少ない高周波電力増幅回路および無線通信システムを提供することにある。
本発明のさらに他の目的は、消費電流および電力損失を減らしこれによって１回のバッテリ充電による通話可能時間および最大待受け時間を長くすることができる高周波電力増幅回路および無線通信システムを提供することにある。
本発明の前記ならびにそのほかの目的と新規な特徴は、本明細書の記述および添付図面からあきらかになるであろう。
【００１１】
【課題を解決するための手段】
本願において開示される発明のうち代表的なものの概要を簡単に説明すれば、下記のとおりである。
すなわち、本出願の第１の発明は、高周波電力増幅回路の最終段の増幅用トランジスタの入力バイアス電圧が当該最終段の増幅用トランジスタとカレントミラー接続されたトランジスタにより与えられるように構成され、増幅用トランジスタの電源電圧端子側に出力レベルを指定する信号に基づいて少なくとも最終段の増幅用トランジスタに印加される電源電圧を制御する電源電圧制御用トランジスタを設けた高周波電力増幅回路（ＲＦパワーモジュール）において、上記電源電圧制御用トランジスタとカレントミラーをなし当該電源電圧制御用トランジスタに流れる電流に比例した電流を流す電流検出用トランジスタと、該電流検出用トランジスタに流れる電流を電圧に変換する電流−電圧変換手段とを設けるようにしたものである。
【００１２】
最終段の増幅用トランジスタの入力バイアス電圧が当該トランジスタとカレントミラー接続されたトランジスタにより与えられるように構成された高周波電力増幅回路においては、最終段の増幅用トランジスタに流れる電流と出力電力とが一定の関係になる。そのため、上記した手段によれば、電流検出用トランジスタに流れる電流を変換した電圧と出力レベル指定信号とを比較して上記電源電圧制御用トランジスタもしくは上記入力バイアス電圧を生成する回路にフィードバックさせることによって、電源電圧が変化したり温度が変化しても出力電力が変化することがない高周波電力増幅回路が得られる。また、高周波電力増幅回路を構成する各段の増幅用トランジスタの特性が製造工程でばらついたとしても出力電力がばらつくことがない。しかも、上記した手段によれば、カップラが不要であるため、実装密度が高く電力損失も少ない高周波電力増幅回路が得られる。
【００１３】
さらに、望ましくは、上記電流検出用トランジスタとして、電源電圧制御用トランジスタのサイズの数１００〜数１０００分の１の大きさのトランジスタを用いる。これによって、電流検出のために増加する電流を最小限に抑えてトータルの消費電流を減少させ、この高周波電力増幅回路を使用した携帯電話機等の無線通信システムにおける１回のバッテリ充電による通話可能時間および最大待受け時間を長くすることができる。
【００１４】
本出願の第２の発明は、高周波電力増幅回路の最終段の増幅用トランジスタの入力バイアス電圧が当該最終段の増幅用トランジスタとカレントミラー接続されたトランジスタにより与えられるように構成され、増幅用トランジスタの電源電圧端子側に出力レベルを指定する信号に基づいて少なくとも最終段の増幅用トランジスタに印加される電源電圧を制御する電源電圧制御用トランジスタを設けた高周波電力増幅回路において、上記電源電圧制御用トランジスタにより最終段の増幅用トランジスタに印加される電源電圧を上記入力バイアス電圧を生成する回路にフィードバックして該電源電圧に応じて最終段の増幅用トランジスタの入力バイアス電圧を制御するようにしたものである。
【００１５】
かかる制御方式は、出力レベル指定信号に着目した場合、オープンループ方式の制御となるが、カレントミラーでバイアスを与える方式の高周波電力増幅回路では最終段の増幅用トランジスタに流れる電流と出力電力とが一定の関係になるため、温度が変化しても出力電力が変化することがない。これとともに、出力レベル指定信号に応じて最終段の増幅用トランジスタの入力バイアス電圧が変化されるので、出力レベル指定信号のレベルが小さい時は最終段の増幅用トランジスタの入力バイアス電圧を下げ、出力レベル指定信号のレベルが大きい時は最終段の増幅用トランジスタの入力バイアス電圧を上げるように制御することで高周波電力増幅回路の電力効率を向上させることができる。
【００１６】
【発明の実施の形態】
以下、図面を参照して本発明の実施の形態を詳細に説明する。
図１は、本発明に係る高周波電力増幅回路の第１の実施例の概略構成を示す。本実施例の高周波電力増幅回路は、特に制限されるものでないが、複数の半導体チップと容量などのディスクリート部品がセラミック基板のような絶縁基板上に実装されたモジュールとして構成されている。
図１の実施例の高周波電力増幅回路（ＲＦパワーモジュール）２００は、３段の増幅段２１１、２１２、２１３からなるパワーアンプ部２１０と、該パワーアンプ部２１０の電源電圧端子に印加される電圧を制御する電源電圧制御回路２２０と、上記増幅段２１１、２１２、２１３にバイアス電圧Ｖｇ１，Ｖｇ２，Ｖｇ３を印加するバイアス回路２３０とから構成されている。
【００１７】
この実施例の電源電圧制御回路２２０は、モジュール２００の電源電圧端子Ｖｄｄとパワーアンプ部２１０の電源電圧端子との間に接続されたＰＮＰバイポーラ・トランジスタＴＲ１と、図示しないベースバンド回路から供給される出力レベルを指定する出力レベル指定信号ＶＲＡＭＰに応じた制御電圧Ｖｒａｍｐが反転入力端子に印加され出力端子が上記トランジスタＴＲ１のベース端子に接続されたオペアンプ（差動増幅回路）ＡＭＰ１と、上記トランジスタＴＲ１と並列に接続されＴＲ１のベース端子に印加される電圧（ＡＭＰ１の出力）と同一の電圧がベース端子に印加された電流検出用トランジスタＴＲ２と、該トランジスタＴＲ２のコレクタ端子と接地点との間に接続された電流−電圧変換用抵抗Ｒｓと、上記トランジスタＴＲ１のコレクタとオペアンプＡＭＰ１の内部ノードとの間に接続された直列形態の抵抗Ｒ０および容量Ｃ０からなる位相補償回路と、上記トランジスタＴＲ１のコレクタとオペアンプＡＭＰ１の非反転入力端子との間に接続された抵抗Ｒ１およびオペアンプＡＭＰ１の非反転入力端子と接地点の間に接続された抵抗Ｒ２とから構成されている。
【００１８】
オペアンプＡＭＰ１の出力によって制御される上記ＰＮＰトランジスタＴＲ１は、飽和状態でのコレクタ・エミッタ間電圧Ｖｃｅの値（Ｖｓａｔ）が小さいトランジスタにより構成されており、これによりそのコレクタ電圧（２次電源電圧Ｖｄｄ１）を１次電源電圧Ｖｄｄに近いレベルまで制御することができる。このような低Ｖｓａｔのトランジスタは公知であるので、その構造の説明は省略する。
【００１９】
上記トランジスタＴＲ１のコレクタ電圧Ｖｃは、オペアンプＡＭＰ１の作用により出力制御電圧Ｖｒａｍｐを抵抗Ｒ１とＲ２の抵抗の比に応じた電圧にされる。具体的には、Ｖｃ＝Ｖｒａｍｐ・（Ｒ１＋Ｒ２）／Ｒ２で表わされるような電圧にされる。従って、抵抗Ｒ１とＲ２の抵抗値を適当に設定することにより、出力制御電圧Ｖｒａｍｐに比例した電圧Ｖｄｄ１を発生させてパワーアンプ部２１０の電源電圧端子に印加することができる。ＰＮＰトランジスタＴＲ１の代わりにＰチャネルＭＯＳＦＥＴを使用するようにしても良い。
【００２０】
電流検出用トランジスタＴＲ２は、トランジスタＴＲ１と所定のサイズ比にとなるように形成されている。具体的には、トランジスタＴＲ２のエミッタはトランジスタＴＲ１のエミッタの数１００〜数１０００の１の大きさとなるように設定され、これによりＴＲ２にはＴＲ１のコレクタ電流Ｉｄｄをエミッタサイズ比Ｎで割ったような大きさのコレクタ電流Ｉｃ１が流れるようにされる。このコレクタ電流Ｉｃ１が抵抗Ｒｓによって電圧に変換されて検出電圧Ｖｓｅｎｓとして出力される。従って、検出電圧ＶｓｅｎｓはトランジスタＴＲ１のコレクタ電流Ｉｄｄの大きさに比例した電圧となる。しかも、トランジスタＴＲ２のエミッタはトランジスタＴＲ１のエミッタの数１００〜数１０００の１の大きさとなるように設定されているため、トランジスタＴＲ２を設けたことによる電流の増加は極めて少ないものとなる。
【００２１】
上記のように構成された本実施例の高周波電力増幅回路２００は、出力制御電圧Ｖｒａｍｐに比例した電圧Ｖｄｄ１を発生させてパワーアンプ部２１０の電源電圧端子に印加することができるため、パワーアンプ部２１０の出力電圧Ｖｏｕｔを、図２に実線Ａで示すように、制御電圧Ｖｒａｍｐに応じてリニアに制御することができる。しかも、モジュール２００に供給される電源電圧Ｖｄｄが変化しても、トランジスタＴＲ１のコレクタ電圧すなわちパワーアンプ部２１０に供給される２次電源電圧Ｖｄｄ１はほぼ一定に保たれるため、実施例の電源電圧制御回路２２０は電源電圧依存性のない電圧Ｖｄｄ１を生成することができる。
【００２２】
携帯電話機では、一般にリチウムイオン電池を電源として使用しているが、リチウムイオン電池は、充電直後は４．７Ｖのような比較的高い電圧値であるがその後徐々にレベルが下がり、必要最小限のパワーが得られるレベルまで消耗した場合には２．９Ｖのようなかなり低い電圧値まで下がってしまう。したがって、モジュール２００に供給される電源電圧Ｖｄｄがリチウムイオン電池等からのバッテリ電圧であるような場合、上記実施例の高周波電力増幅回路を適用することにより、電源電圧Ｖｄｄが大きく変化しても電源電圧依存性のない２次電源電圧Ｖｄｄ１をパワーアンプ部２１０に与えることができ、これによって１次電源電圧Ｖｄｄが変化してもパワーアンプ部２１０の出力電圧Ｖｏｕｔを制御電圧Ｖｒａｍｐに応じてリニアに制御することができるようになる。なお、１次電源電圧Ｖｄｄはバッテリからの直接の電圧に限らず、ＤＣ−ＤＣコンバータなどで降圧あるいは昇圧した電圧であってもよい。
【００２３】
また、本発明者等が行なったシミュレーションによると、パワーアンプ部２１０の少なくとも最終増幅段２１３を構成する増幅用トランジスタが、図３に示すようなカレントミラー回路によりバイアスされるように構成されている場合には、温度が変化しても増幅用トランジスタＱ１３のドレイン電流Ｉｄｄと出力電力Ｐｏｕｔとは、図４に示すように、ほぼ一定の関係にある。従って、電源電圧制御用のトランジスタＴＲ１から増幅用トランジスタに供給される電流Ｉｄｄの大きさを検出できれば、それは出力電力Ｐｏｕｔを検出したのと同じ結果となる。本実施例の高周波電力増幅回路においては、トランジスタＴＲ１に流れるコレクタ電流Ｉｄｄに比例した電流が流される電流検出用トランジスタＴＲ２により電流Ｉｄｄを検出しているので、結果として出力電力Ｐｏｕｔを検出することができる。
【００２４】
従って、図５に示すように、電流Ｉｄｄに比例した電流が流される電流検出用トランジスタＴＲ２により検出された電圧Ｖｓｅｎｓとベースバンド回路から供給される出力レベルを指定する出力レベル指定信号ＶＲＡＭＰとの電位差を誤差アンプＥ−ＡＭＰで検出して、電位差に応じた制御電圧Ｖｒａｍｐを生成して実施例の高周波電力増幅回路の電源電圧制御回路２２０にフィードバックさせるように構成したシステムにおいては、温度が変化しても増幅用トランジスタのドレイン電流Ｉｄｄが変化しないように制御することができる。
【００２５】
より詳細に説明すると、例えば増幅用トランジスタがＦＥＴの場合、温度が変化するとしきい値電圧が変化するため、ゲート電圧Ｖｇおよび２次電源電圧Ｖｄｄ１が一定でもドレイン電流Ｉｄｄが変化する。しかし、ドレイン電流Ｉｄｄが変化すると電流検出用トランジスタＴＲ２に流れる電流Ｉｃ１も変化するため、これに応じて検出電圧Ｖｓｅｎｓが変化する。
【００２６】
そのため、この検出電圧Ｖｓｅｎｓと出力レベル指定信号ＶＲＡＭＰとの電位差を誤差アンプＥ−ＡＭＰで検出して、電位差に応じた制御電圧Ｖｒａｍｐを電源電圧制御回路２２０のオペアンプＡＭＰ１にフィードバックさせると、温度が変化しても増幅用トランジスタのドレイン電流Ｉｄｄが増加した時はトランジスタＴＲ１のコレクタ電流を減らすように、増幅用トランジスタのドレイン電流Ｉｄｄが減少した時はトランジスタＴＲ１のコレクタ電流を増加させるように制御し、温度が変化しても電流Ｉｄｄを一定にすることができる。その結果、出力電力Ｐｏｕｔを温度変化にかかわらず一定に保つことができる。
【００２７】
ところで、例えば増幅用トランジスタがＦＥＴの場合、温度が変化して増幅用トランジスタのしきい値が変化してもドレイン電流Ｉｄｄと出力電力Ｐｏｕｔとが図４に示すように一定の関係にあるとすると、製造ばらつきで増幅用トランジスタのしきい値がばらついたとしても、ドレイン電流Ｉｄｄと出力電力Ｐｏｕｔとは図４に示すのと同様に一定の関係になることが分かる。従って、本実施例の高周波電力増幅回路においては、製造ばらつきで増幅用トランジスタのしきい値がばらついてドレイン電流Ｉｄｄがばらついたとしても、電流Ｉｄｄを検出して図５を用いて説明したようなフィードバックをかけることで、出力レベル指定信号ＶＲＡＭＰと出力電力Ｐｏｕｔとの関係を一定に保つことができる。
【００２８】
また、本実施例では、ドレイン電流Ｉｄｄが比較的大きいのでこれを流すトランジスタＴＲ１としてエミッタサイズの大きなものを用いる必要があるが、オペアンプＡＭＰ１によりトランジスタＴＲ１を駆動するようにしているため、出力制御電圧Ｖｒａｍｐを生成する回路の駆動力が小さかったとしても高速でトランジスタＴＲ１を動作させることができる。
【００２９】
さらに、この実施例では、オペアンプＡＭＰ１に位相補償回路（Ｒ０，Ｃ０）を設けているので、図５のように検出電圧Ｖｓｅｎｓに基づいて制御電圧Ｖｒａｍｐにフィードバックをかけた時の位相余裕が大きくなり、発振を防止することができる。また、本実施例の高周波電力増幅回路２００は、図６に示すように、誤差アンプＥ−ＡＭＰによって、電流検出用トランジスタＴＲ２により検出された検出電圧Ｖｓｅｎｓと所定の基準電圧Ｖｒｅｆとの電位差を検出して、バイアス回路２３０に供給するバイアス制御電圧ＶＢｉａｓを制御して、出力電力を制御するようなシステムを構成する場合にも利用することができる。
【００３０】
図６のようなシステムにおいても、最終段の増幅用トランジスタに流される電流Ｉｄｄと出力電力Ｐｏｕｔは、温度にかかわらず一定になるという関係が成立するので、温度が変化して電流Ｉｄｄが増加または減少するとその電流変化がバイアス回路２３０にフィードバックされて、増幅用トランジスタのバイアス電圧を変化させてドレイン電流Ｉｄｄを減少または増加させるように働く。その結果、温度変化にかかわらず出力電力Ｐｏｕｔは一定に保たれる。また、パワーアンプ部２１０を構成する増幅用トランジスタの特性がばらついても、制御電圧Ｖｒａｍｐに対する出力電力Ｐｏｕｔの関係を一定にすることができる。
【００３１】
この場合においても、トランジスタＴＲ１からの電源電圧Ｖｄｄ１が１段目〜３段目のすべての増幅段のトランジスタに供給される場合は、バイアス回路２３０によりすべての増幅段のトランジスタのバイアス電圧を検出電流に応じて変化させ、トランジスタＴＲ１からの電源電圧Ｖｄｄ１が３段目の増幅段のトランジスタのみに供給される場合は、バイアス回路２３０により３段目の増幅段のトランジスタのバイアス電圧のみを検出電流に応じて変化させ、１段目と２段目の増幅段は固定バイアスとすればよい。
【００３２】
なお、図３において、Ｑ２３は高周波信号Ｐｉｎを増幅する増幅用トランジスタＱ１３とカレントミラー接続されたトランジスタ、ＶＩＣはバイアス制御電圧ＶＢｉａｓに基づいてトランジスタＱ２３に流すバイアス電流Ｉｂ３を生成する電圧−電流変換回路、Ｒｂは高周波信号Ｐｉｎがバイアス回路２３０側に漏れないようにするための抵抗、ＭＮ１はインピーダンス整合回路、ＣＤＣ１，ＣＤＣ２は直流成分を遮断する容量素子、Ｌ１は電源制御回路２２０との間のインピーダンスを整合させるインダクタンスである。トランジスタＱ１３とＱ２３のサイズを所定の比率Ｍに設定することにより、Ｑ２３に流されるバイアス電流Ｉｂ３のＭ倍の電流ＩｄｄがトランジスタＱ１３に流されるようにされる。
【００３３】
図示しないが、１段目と２段目の増幅段２１１，２１２にも、上記カレントミラー用トランジスタＱ２３と抵抗Ｒｂ、電圧−電流変換回路ＶＩＣに相当する回路が設けられる。これらの回路により図１のバイアス回路２３０が構成される。１段目と２段目の増幅段２１１，２１２のカレントミラー用トランジスタ（Ｑ２１，Ｑ２２）に流される電流（Ｉｂ１，Ｉｂ２）は、３段目の増幅段２１３カレントミラー用トランジスタＱ２３に流される電流Ｉｂ３よりも小さな電流とされる。
【００３４】
この実施例の高周波電力増幅回路においては、インダクタンスＬ１やインピーダンス整合回路ＭＮ１は、セラミックなどの絶縁基板上に形成されたマイクロストリップ線路などから構成することができる。直流カットの容量素子ＣＤＣ１，ＣＤＣ２はディスクリートの部品でも良いが、絶縁基板として複数の誘電体層を積層したものを用いる場合には、いずれかの誘電体層の表裏にそれぞれ対向するように形成された導電体層を電極とする容量を用いるようにしても良い。
【００３５】
上記説明では、増幅用トランジスタがＭＯＳＦＥＴの場合について説明したが、増幅用トランジスタがバイポーラ・トランジスタやＧａＡｓＭＥＳＦＥＴ、ヘテロ接合バイポーラ・トランジスタ（ＨＢＴ）、ＨＥＭＴ（Ｈｉｇｈ Ｅｌｅｃｔｒｏｎ Ｍｏｂｉｌｉｔｙ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）等他のトランジスタである場合にも、本実施例を適用することにより同様な効果を得ることができる。
【００３６】
また、図１の実施例では、電源電圧制御回路２２０により生成された２次電源電圧Ｖｄｄ１が１段目と２段目と３段目のすべての増幅用トランジスタに供給されるように構成されているが、電源電圧制御回路２２０により生成された２次電源電圧Ｖｄｄ１が少なくとも３段目の増幅用トランジスタに供給されるように構成されている場合にも本発明を適用することで同様の効果を得ることができる。
【００３７】
次に、本発明の他の実施例を説明する。
図７は、本発明を適用した高周波電力増幅回路の第２の実施例を示す。この実施例の高周波電力増幅回路は、電源電圧制御回路２２０により生成されパワーアンプ部２１０に供給される２次電源電圧Ｖｄｄ１をバイアス回路２３０へも供給して、バイアス回路２３０は外部から供給されるバイアス制御電圧ＶＢｉａｓと上記２次電源電圧Ｖｄｄ１とに基づいて各増幅段のバイアス電圧Ｖｇ１〜Ｖｇ３を生成するようにしたものである。
【００３８】
電源電圧制御回路２２０により生成される２次電源電圧Ｖｄｄ１は出力制御電圧Ｖｒａｍｐに応じた電圧であり、バイアス回路２３０は制御電圧Ｖｒａｍｐに応じたバイアス電圧Ｖｇ１〜Ｖｇ３を生成することにより、このバイアス電圧Ｖｇ１〜Ｖｇ３と２次電源電圧Ｖｄｄ１とによって出力電力Ｐｏｕｔが制御される。この実施例においては、バイアス制御電圧ＶＢｉａｓが一定であっても制御電圧Ｖｒａｍｐに応じて各増幅段のバイアス電圧を制御して出力電力を制御できるとともに、例えば要求出力レベルが低い時は初段の増幅段のゲインを抑えるようにして低出力レベルの時の電力効率を向上させるような制御が可能となる。なお、バイアス制御電圧ＶＢｉａｓを省略することが可能である。
【００３９】
このように、制御電圧Ｖｒａｍｐに応じてバイアス電圧Ｖｇ１〜Ｖｇ３を制御することで効率が良くなるのは、固定のバイアス電圧を与えるようにした場合には、入力電圧Ｖｒａｍｐが小さくなって電源電圧Ｖｄｄ１が下がった時に増幅用ＦＥＴＱ１１〜Ｑ１３のゲート−ドレイン間電圧が小さくなってＦＥＴの増幅率が極端に小さくなってしまうのに対し、電源電圧Ｖｄｄ１が下がった時にこれに応じてゲートバイアス電圧Ｖｇ１〜Ｖｇ３下げてやると、電源電圧Ｖｄｄ１が低い領域では出力ＭＯＳＦＥＴ Ｑ１１〜Ｑ１３のゲート−ドレイン間電圧が固定バイアスの場合よりも大きく保たれるため、ＦＥＴの増幅率が極端に小さくなってしまうのを回避できるためである。
【００４０】
この実施例の高周波電力増幅回路は、図５のようなシステムを構成する場合に利用することができる。図５のように、電流検出用トランジスタＴｒ２により検出された検出電圧Ｖｓｅｎｓと出力レベル指定信号ＶＲＡＭＰとの電位差を誤差アンプＥ−ＡＭＰで検出して、電位差に応じた制御電圧Ｖｒａｍｐを電源電圧制御回路２２０のオペアンプＡＭＰ１にフィードバックさせることにより、温度が変化してもパワーアンプ部２１０に供給される電流Ｉｄｄを一定にすることができる。その結果、出力電力Ｐｏｕｔも温度変化にかかわらず一定に保つことができる。また、パワーアンプ部２１０を構成する増幅用トランジスタの特性がばらついても、制御電圧Ｖｒａｍｐに対する出力電力Ｐｏｕｔの関係を一定にすることができる。
【００４１】
さらに、図７の実施例の高周波電力増幅回路においては、パワーアンプ部２１０に供給される電流Ｉｄｄを検出するトランジスタＴＲ２と検出した電流を電圧に変換する抵抗Ｒｓとを設けているが、このトランジスタＴＲ２と抵抗Ｒｓを省略することも可能である。ただし、トランジスタＴＲ２と抵抗Ｒｓを省略したモジュールは、図５や図６のような誤差アンプＥ−ＡＭＰを有するクローズドループのシステムには利用できないが、ベースバンド回路等からの出力レベル指定信号ＶＲＡＭＰをモジュールの出力制御電圧ＶｒａｍｐとしてオペアンプＡＭＰ１に入力してやればよい。
【００４２】
このようにしても、バイアス回路２３０が２次電源電圧Ｖｄｄ１のレベルに応じたバイアス電圧Ｖｇ１〜Ｖｇ３を生成してパワーアンプ部２１０の各段に与えることにより、制御電圧ＶＲＡＭＰに従って出力電力を制御することができるオープンループのシステムを実現することができる。また、図７の高周波電力増幅回路から電流検出用トランジスタＴＲ２と抵抗Ｒｓを省略したものを用いても、出力電力を検出するカップラを設けカップラの検出出力を、出力レベル指定信号ＶＲＡＭＰを他方の入力とする誤差アンプに入力させることでクローズドループのシステムを構成することが可能である。
【００４３】
なお、図７の実施例においては、オペアンプＡＭＰ１のフィードバック経路に図１に示すような抵抗Ｒ１，Ｒ２が設けられていないので、電源電圧制御回路２２０により生成される２次電源電圧Ｖｄｄ１は出力制御電圧Ｖｒａｍｐと同一レベルの電圧であり、１次電源電圧Ｖｄｄが変化しても２次電源電圧Ｖｄｄ１は一定に保たれる。図１の実施例と同様に、オペアンプＡＭＰ１のフィードバック経路に抵抗Ｒ１，Ｒ２を設けて抵抗比に応じた２次電源電圧Ｖｄｄ１を生成させるように構成しても良いことは言うまでもない。
【００４４】
図８は、本発明を適用した高周波電力増幅回路の第３の実施例を示す。この実施例は、図１の第１の実施例におけるオペアンプＡＭＰ１と位相補償回路（Ｒ０，Ｃ０）および抵抗Ｒ１，Ｒ２を省略して、出力制御信号ＶｒａｍｐをトランジスタＴＲ１とＴＲ２のベース端子に直接印加するように構成したものである。
【００４５】
この実施例においても、各増幅段２１１〜２１３に供給される２次電源電圧Ｖｄｄ１は、出力制御信号Ｖｒａｍｐに応じた電圧（≒Ｖｒａｍｐ）となる。また、この実施例では、出力制御信号Ｖｒａｍｐと出力電圧Ｖｏｕｔとの関係は、図２に示すようなリニアな特性から若干ずれるが、温度変化や素子のばらつきに対して出力電力Ｐｏｕｔを一定にできるという第１の実施例と同様な効果を有する上、第１実施例に比べて回路が簡単になるという利点がある。
【００４６】
また、この実施例の高周波電力増幅回路は、第１の実施例と同様に、図５または図６のいずれのシステムを構成する場合にも利用することができる。なお、この実施例においても、出力制御信号Ｖｒａｍｐが印加されるトランジスタＴＲ１は、飽和状態でのコレクタ・エミッタ間電圧Ｖｃｅの値（Ｖｓａｔ）が小さい低ＶｓａｔのＰＮＰトランジスタまたはＰチャネルＭＯＳＦＥＴを使用するのが望ましい。
【００４７】
図９は、本発明を適用した高周波電力増幅回路の第４の実施例を示す。この実施例は、図７の第２の実施例におけるオペアンプＡＭＰ１と位相補償回路（Ｒ０，Ｃ０）を省略して、出力制御信号ＶｒａｍｐをトランジスタＴＲ１とＴＲ２のベース端子に直接印加するように構成したものである。また、この実施例においては、バイアス回路２３０に対して外部から供給するバイアス制御電圧ＶＢｉａｓをなくし、バイアス回路２３０が電源電圧制御回路２２０により生成された２次電源電圧Ｖｄｄ１に応じてパワーアンプ部２１０の各増幅段２１１〜２１３に対するバイアス電圧Ｖｇ１〜Ｖｇ３を生成するように構成されている。
【００４８】
この実施例においても、出力制御信号Ｖｒａｍｐと出力電圧Ｖｏｕｔとの関係が、図２に示すようなリニアな特性から若干ずれるが、温度変化や素子のばらつきに対して出力電力Ｐｏｕｔを一定にできるという第３の実施例と同様な効果を有する上、第２実施例に比べて回路が簡単になるという利点がある。この実施例の高周波電力増幅回路は、図５のようなシステムを構成する際に利用することができる。
【００４９】
図１０には、本発明を適用した高周波電力増幅回路の他の実施例を示す。この実施例の高周波電力増幅回路２００は、ＧＳＭの送信信号とＤＣＳ（Ｄｉｇｉｔａｌ Ｃｅｌｌｕｌａｒ Ｓｙｓｔｅｍ）の送信信号の両方を増幅して出力できるように２つのパワーアンプ部２１０ａ，２１０ｂを設けるとともに、電源電圧制御回路２２０とバイアス回路２３０をＧＳＭ用のパワーアンプ部２１０ａとＤＣＳ用のパワーアンプ部２１０ｂとで共用させるように構成したものである。
【００５０】
また、特に制限されるものでないが、本実施例では、パワーアンプ部２１０ａ，２１０ｂの最終増幅段を構成するトランジスタ（図３のＱ１３）がそれぞれディスクリートの部品（出力パワーＭＯＳＦＥＴ等）で構成され、１段目と２段目の増幅用トランジスタＱ１１，Ｑ１２およびバイアス電圧Ｖｇ１，Ｖｇ２，Ｖｇ３を生成するバイアス回路２３０と、電源電圧制御回路２２０は１つの半導体チップ上に半導体集積回路として構成される。電源電圧制御回路２２０のうちトランジスタＴＲ１や電流−電圧変換用抵抗Ｒｓはディスクリートの部品を用いるようにしても良い。
【００５１】
さらに、図１０において、符号ＳＷ２で示されているのは、図示しないベースバンド回路から供給されるバイアス制御電圧ＶＢｉａｓまたはモジュール内部で設定した電圧のいずれかの電圧に基づいてバイアス回路２３０が電源電圧制御回路２２０に対するバイアス電圧を生成するか設定するための切替えスイッチであり、この切替えスイッチＳＷ２はさらに抵抗Ｒ１１またはＲ１２を介して接地電位を上記バイアス回路２３０に入力させる切替えを行なう切替えスイッチＳＷ３に接続されている。
【００５２】
切替えスイッチＳＷ２はベースバンド回路から供給されるバイアス方式を指示するモード信号ＭＯＤＥによって切り替えが行なわれ、切替えスイッチＳＷ３はベースバンド回路から供給されるＧＳＭまたはＤＣＳのいずれのバンドの送信信号を増幅するか指示する信号ＢＡＮＤにより切り替えが行なわれる。切替えスイッチＳＷ３を切り替えることにより、ＧＳＭ方式の送信の際の初期バイアス電圧とＤＣＳ方式の送信の際の初期バイアス電圧を切り替えることができる。
【００５３】
従来の高周波電力増幅回路においては、最終増幅段２１３ａ，２１３ｂの出力端子とモジュールの出力端子ＯＵＴａ，ＯＵＴｂとの間に出力電力レベルを検出するためのカップラが設けられることが多かったが、この実施例では電源電圧制御回路２２０内の電流検出用トランジスタＴＲ２により検出された電圧Ｖｓｅｎｓが出力電力レベルを示す信号として出力されるため、モジュールの小型化が可能となる。
【００５４】
なお、図１０において、２５０は上記電源電圧制御回路２２０を動作させたり非動作状態にさせたりするための電源スイッチ回路で、Ｔｘｏｎはこの電源スイッチ回路２５０を制御する送信制御信号が入力される端子、Ｖｒｅｇはこの電源スイッチ回路２５０を介して電源電圧制御回路２２０に供給される動作電圧が印加される電源端子であり、電源スイッチ回路２５０によって電源電圧制御回路２２０への動作電圧（Ｖｒｅｇ）が遮断されると電源電圧制御回路２２０の動作が停止されるようにされている。また、このような状態においても外部から直接供給される電圧でパワーアンプ部２１０ａ，２１０ｂが動作できるようにするため、電源端子Ｖｃｔｌが設けられている。
【００５５】
図１１は、図１０の実施例の高周波電力増幅回路を使用したＧＳＭとＤＣＳの２つの方式による送受信が可能なデュアルバンド方式の携帯電話機システムの一実施例を示す。
図１１において、ＡＮＴは信号電波の送受信用アンテナ、１００はフロントエンド・モジュール、２００は上記実施例の高周波電力増幅回路、３００は音声信号をベースバンド信号に変換したり受信信号を音声信号に変換したりバンド切替え信号を生成したりするベースバンドＬＳＩ、４００は受信信号をダウンコンバートして復調しベースバンド信号を生成したり送信信号を変調したりする変復調用ＩＣ、ＦＬＴ１，ＦＬＴ２は受信信号からノイズや妨害波を除去するフィルタである。図１１に示されている高周波電力増幅回路２００は、図５や図６に示されている誤差アンプＥ−ＡＭＰを含んだものである。
【００５６】
なお、これらのうち例えばフィルタＦＬＴ１はＧＳＭ用の回路、フィルタＦＬＴ２はＤＣＳ用の回路とされる。ベースバンドＬＳＩ３００は、ＤＳＰ（Ｄｉｇｉｔａｌ Ｓｉｇｎａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ）やマイクロプロセッサ、メモリなど内蔵したＬＳＩで構成することができる。この実施例の携帯電話システムでは、高周波電力増幅回路２００に対するモード指定信号ＭＯＤＥおよびバンド指定信号ＢＡＮＤ、バイアス制御電圧ＶＢｉａｓ、送信制御信号ＴｘｏｎはベースバンドＬＳＩ３００から供給され、出力レベル指定信号ＶＲＡＭＰは変復調用ＩＣ４００から高周波電力増幅回路２００に供給されるように構成されている。出力レベル指定信号ＶＲＡＭＰをベースバンドＬＳＩ３００から高周波電力増幅回路２００へ供給するシステムも可能である。ベースバンドＬＳＩ３００と変復調用ＩＣ４００とを１つの半導体集積回路とすることも可能である。
【００５７】
フロントエンド・モジュール１００は、高周波電力増幅回路２００の送信出力端子に接続されてインピーダンスの整合を行なうインピーダンス整合回路１２１，１２２、高調波を減衰させるロウパスフィルタ１３１，１３２、送受信切替え用のスイッチ回路１４１，１４２、受信信号から直流成分をカットする容量１５１，１５２、９００ＭＨｚ帯のＧＳＭ方式の信号と１．８ＧＨｚ帯のＤＣＳ方式の信号の分波を行なう分波器１６０などから構成され、これらの回路および素子は１つのセラミック基板上に実装されてモジュールとして構成されている。送受信切替え用のスイッチ回路１４１，１４２の切替え信号ＣＮＴ１，ＣＮＴ２はベースバンドＬＳＩ３００から供給される。
【００５８】
以上本発明者によってなされた発明を実施例に基づき具体的に説明したが、本発明は上記実施例に限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲で種々変更可能であることはいうまでもない。例えば、前記実施例では、電流検出用トランジスタＴＲ２と直列に電流−電圧変換用の抵抗Ｒｓを設け、検出電流を電圧に変換してモジュールから出力するように構成されているが、電流検出用トランジスタＴＲ２に流れる電流をそのまま検出電流としてモジュールから出力するように構成しても良い。
【００５９】
また、前記実施例では、電源電圧制御用トランジスタＴＲ１としてバイポーラ・トランジスタを用いているがＭＯＳＦＥＴであっても良い。また、前記実施例の高周波電力増幅回路では、増幅用トランジスタが３段接続されているが、２段構成あるいは４段以上であっても良い。また、前記実施例では、最終段の増幅用トランジスタＱ３を別のチップで構成していると説明したが、他の増幅用トランジスタＱ１，Ｑ２と同様にバイアス回路と同一のチップ上に形成されていても良い。
【００６０】
さらに、前記実施例では、ＧＳＭ方式とＤＣＳ方式の２つの方式の通信が可能な高周波電力増幅回路について説明したが、上記２つの方式の他に、例えば１８５０〜１９１５ＭＨｚ帯のＰＣＳ（Ｐｅｒｓｏｎａｌ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ Ｓｙｓｔｅｍ）の信号を扱えるトリプルバンド方式の高周波電力増幅回路に適用することができる。そして、その場合、ＤＣＳとＰＣＳは比較的周波数帯が近いので、ＤＣＳとＰＣＳの信号の入力及び出力と信号の増幅に、図１０の入出力端子ＩＮａ，ＯＵＴａとパワーアンプ部２１０ａとを共用するように構成しても良い。
【００６１】
【発明の効果】
本願において開示される発明のうち代表的なものによって得られる効果を簡単に説明すれば、以下のとおりである。
すなわち、本発明に従うと、電源電圧が変化したり温度が変化しても出力電力が変化することがない高周波電力増幅回路が得られる。また、高周波電力増幅回路を構成する各段の増幅用トランジスタの特性が製造工程でばらついたとしても出力電力がばらつくことがない。しかも、カップラが不要となるため、実装密度が高く電力損失も少ない高周波電力増幅回路が得られる。その結果、この高周波電力増幅回路を使用した携帯電話機等の無線通信システムにおける１回のバッテリ充電による通話可能時間および最大待受け時間を長くすることができるという効果がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明に係る高周波電力増幅回路（ＲＦパワーモジュール）の第１の実施例を示す回路構成図である。
【図２】実施例の高周波電力増幅回路における出力制御電圧Ｖｒａｍｐと出力電圧Ｖｏｕｔとの関係を示すグラフである。
【図３】実施例の高周波電力増幅回路の最終増幅段の具体例を示す回路構成図である。
【図４】実施例の高周波電力増幅回路における出力電力Ｐｏｕｔと最終増幅段に流れる電流Ｉｄｄとの関係を示すグラフである。
【図５】実施例の高周波電力増幅回路を用いた無線通信システムの要部の一構成例を示すブロック図である。
【図６】実施例の高周波電力増幅回路を用いた無線通信システムの要部の他の構成例を示すブロック図である。
【図７】本発明に係る高周波電力増幅回路の第２の実施例を示す回路構成図である。
【図８】本発明に係る高周波電力増幅回路の第３の実施例を示す回路構成図である。
【図９】本発明に係る高周波電力増幅回路の第４の実施例を示す回路構成図である。
【図１０】本発明に係る高周波電力増幅回路のさらに他の実施例を示すブロック図である。
【図１１】図１０の実施例の高周波電力増幅回路を用いた携帯電話機の全体構成を示すブロック図である。
【符号の説明】
２００ 高周波電力増幅回路（ＲＦパワーモジュール）
２１０ パワーアンプ部
２１１〜２１３ 増幅段
２２０ 電源電圧制御回路
２３０ バイアス回路
１００ フロントエンドモジュール
３００ ベースバンドＬＳＩ
４００ 変復調用ＩＣ[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a high-frequency power amplifier circuit and a technology that is effective when applied to a wireless communication device such as a mobile phone incorporating the high-frequency power amplifier circuit. In particular, the present invention controls the power supply voltage of an amplifying transistor constituting the high-frequency power amplifier circuit. The present invention relates to a technique for reducing control variations in output power in a high-frequency power amplifier circuit that controls output power.
[0002]
[Prior art]
A high-frequency power amplifier circuit (generally a multi-stage configuration) using a semiconductor amplifier element such as a MOSFET (field effect transistor) or a GaAs-MESFET is used for a transmission side output unit of a wireless communication device (mobile communication device) such as a cellular phone. Is incorporated.
This type of high-frequency power amplifier circuit generally includes a semiconductor chip including an amplifying transistor, its bias circuit, a power supply voltage control circuit, etc., in addition to an insulating substrate such as a ceramic substrate having printed wiring on the surface or inside. It is configured so that it can be handled as one electronic component by being mounted together with discrete components such as semiconductor chips and capacitors, and by connecting the components so as to fulfill a predetermined role with the printed wiring and bonding wires. Many.
[0003]
The electronic component is called an RF power module. However, instead of a plurality of semiconductor chips and discrete components, it is also possible to configure one semiconductor integrated circuit and some external components. In the present specification, such a semiconductor integrated circuit and the RF power module are collectively referred to as a high frequency power amplifier circuit.
[0004]
By the way, in the mobile phone, the output power control according to the surrounding environment is performed so that the output power (transmission power) is increased when it is far from the base station and the output power is lowered when it is close to the base station, based on the power level instruction information from the base station. And the system is configured so as not to cause interference with other mobile phones.
[0005]
Conventionally, in the RF power module of the transmission side output stage in a GSM (Global System for Mobile Communication) type mobile phone, the output DC level is detected by a coupler or the like, and compared with an output level designation signal (Vramp). Some have an APC (Automatic Power Control) circuit that controls the output power necessary for a call by applying feedback to a bias circuit that generates an input bias voltage (gate bias voltage) of the element (for example, a patent). Reference 1). This method is called a closed loop method.
[0006]
Further, by controlling the power supply voltage of the output power transistor based on the output level designation signal (Vramp) corresponding to the required output level, a signal having a level corresponding to the required output power level is output from the high frequency power amplifier circuit. There is a system which is made to perform (for example, refer to Patent Document 2). This method is called an open loop method, and has an advantage that the circuit scale can be reduced although the control accuracy is inferior to that of the closed loop method.
[0007]
[Patent Document 1]
JP 2000-151310 A
[Patent Document 2]
JP 2002-135068 A
[0008]
[Problems to be solved by the invention]
However, the closed loop method requires a coupler and an APC circuit, so that there is a problem that the circuit scale increases and the mounting density decreases, and power loss occurs in the coupler. On the other hand, the conventional open-loop high-frequency power amplifier circuit has the advantage of high mounting density and low power loss because it does not require a coupler, but there is no feedback path, so there is no feedback path, so output when the battery voltage changes or the temperature changes There is a problem that power changes.
[0009]
Further, apart from the gate bias control method and the power supply voltage control method, a transistor that receives the same voltage as the gate voltage of the amplification transistor in the final stage of the high frequency power amplifier circuit is provided, and the amplification transistor in the final stage is provided. A method (referred to as a current sense method) in which a flowing current is detected to control output power has also been proposed. Although this method also has the advantage that the mounting density is improved and the power loss is small because a coupler is not required, the characteristics (threshold voltage) of the current detection transistor varies in the manufacturing process, and the characteristics vary depending on temperature fluctuations. There is a problem that the output power varies or changes when it changes.
[0010]
An object of the present invention is to provide a high-frequency power amplifier circuit and a wireless communication system that have high mounting density and low power loss.
Another object of the present invention is to provide a high-frequency power amplifier circuit and a wireless communication system that can control output power with a power supply voltage and that have little change in output power even when the power supply voltage changes or temperature changes. .
Still another object of the present invention is to provide a high-frequency power amplifier circuit and a wireless communication system that can reduce current consumption and power loss, thereby extending the talkable time and the maximum standby time by one battery charge. is there.
The above and other objects and novel features of the present invention will be apparent from the description of this specification and the accompanying drawings.
[0011]
[Means for Solving the Problems]
The following is a brief description of an outline of typical inventions disclosed in the present application.
That is, the first invention of the present application is configured such that the input bias voltage of the amplification transistor at the final stage of the high-frequency power amplifier circuit is given by the transistor that is current mirror connected to the amplification transistor at the final stage. RF power amplifying circuit (RF power module) provided with a power supply voltage control transistor for controlling a power supply voltage applied to at least the final stage amplification transistor based on a signal designating an output level on the power supply voltage terminal side of the transistor for power supply A current detection transistor that forms a current mirror with the power supply voltage control transistor and flows a current proportional to the current flowing through the power supply voltage control transistor, and a current-voltage that converts the current flowing through the current detection transistor into a voltage. Conversion means is provided.
[0012]
In a high-frequency power amplifier circuit configured such that the input bias voltage of the final-stage amplification transistor is supplied by the transistor connected to the transistor in a current mirror connection, the current flowing through the final-stage amplification transistor and the output power are constant. It becomes a relationship. Therefore, according to the above-described means, the voltage obtained by converting the current flowing through the current detection transistor and the output level designation signal are compared and fed back to the power supply voltage control transistor or the circuit that generates the input bias voltage. Thus, a high frequency power amplifier circuit is obtained in which the output power does not change even when the power supply voltage changes or the temperature changes. Further, even if the characteristics of the amplifying transistors in each stage constituting the high frequency power amplifier circuit vary in the manufacturing process, the output power does not vary. In addition, according to the above-described means, since no coupler is required, a high-frequency power amplifier circuit with high mounting density and low power loss can be obtained.
[0013]
More preferably, a transistor having a size that is several hundreds to several thousandths of the size of the power supply voltage control transistor is used as the current detection transistor. As a result, the total current consumption is reduced by minimizing the current that increases for current detection, and the talkable time by one battery charge in a wireless communication system such as a cellular phone using this high frequency power amplifier circuit And the maximum standby time can be lengthened.
[0014]
The second invention of the present application is configured such that the input bias voltage of the final stage amplifying transistor of the high frequency power amplifier circuit is provided by the current stage connected transistor and the amplifying transistor of the final stage, and the amplifying transistor In the high frequency power amplifier circuit provided with a power supply voltage control transistor for controlling at least the power supply voltage applied to the amplification transistor in the final stage based on a signal designating the output level on the power supply voltage terminal side of the power supply voltage terminal The power supply voltage applied to the final stage amplification transistor by the transistor is fed back to the circuit that generates the input bias voltage, and the input bias voltage of the final stage amplification transistor is controlled according to the power supply voltage. It is.
[0015]
This control method is an open loop control when focusing on the output level designation signal. However, in a high frequency power amplifier circuit of a method in which a bias is applied by a current mirror, the current flowing through the amplification transistor in the final stage and the output power are Since the relationship is constant, the output power does not change even if the temperature changes. At the same time, the input bias voltage of the amplification transistor at the final stage is changed according to the output level designation signal. Therefore, when the level of the output level designation signal is small, the input bias voltage of the amplification transistor at the final stage is lowered and output. When the level designation signal is high, the power efficiency of the high-frequency power amplifier circuit can be improved by increasing the input bias voltage of the final stage amplification transistor.
[0016]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Hereinafter, embodiments of the present invention will be described in detail with reference to the drawings.
FIG. 1 shows a schematic configuration of a first embodiment of a high-frequency power amplifier circuit according to the present invention. The high-frequency power amplifier circuit of the present embodiment is not particularly limited, but is configured as a module in which a plurality of semiconductor chips and discrete components such as capacitors are mounted on an insulating substrate such as a ceramic substrate.
A high frequency power amplifier circuit (RF power module) 200 of the embodiment of FIG. 1 includes a power amplifier unit 210 including three amplifier stages 211, 212, and 213, and a voltage applied to a power supply voltage terminal of the power amplifier unit 210. And a bias circuit 230 that applies bias voltages Vg1, Vg2, and Vg3 to the amplification stages 211, 212, and 213.
[0017]
The power supply voltage control circuit 220 of this embodiment is supplied from a PNP bipolar transistor TR1 connected between the power supply voltage terminal Vdd of the module 200 and the power supply voltage terminal of the power amplifier unit 210, and a baseband circuit (not shown). An operational amplifier (differential amplifier circuit) AMP1 in which a control voltage Vramp corresponding to an output level designation signal VRAMP for designating an output level is applied to an inverting input terminal and an output terminal is connected to the base terminal of the transistor TR1, and the transistor TR1. A current detecting transistor TR2 connected in parallel and applied to the base terminal of the voltage applied to the base terminal of TR1 (output of AMP1) is connected between the collector terminal of the transistor TR2 and the ground point. Current-voltage conversion resistor Rs and the transistor TR Connected between the collector of the transistor TR1 and the internal node of the operational amplifier AMP1 and connected between the collector of the transistor TR1 and the non-inverting input terminal of the operational amplifier AMP1. It comprises a resistor R1 and a resistor R2 connected between the non-inverting input terminal of the operational amplifier AMP1 and the ground point.
[0018]
The PNP transistor TR1 controlled by the output of the operational amplifier AMP1 is composed of a transistor having a small collector-emitter voltage Vce value (Vsat) in a saturated state, whereby the collector voltage (secondary power supply voltage Vdd1). Can be controlled to a level close to the primary power supply voltage Vdd. Since such a low Vsat transistor is well known, description of its structure is omitted.
[0019]
The collector voltage Vc of the transistor TR1 makes the output control voltage Vramp a voltage corresponding to the ratio of the resistors R1 and R2 by the operation of the operational amplifier AMP1. Specifically, the voltage is expressed as Vc = Vramp · (R1 + R2) / R2. Accordingly, by appropriately setting the resistance values of the resistors R1 and R2, the voltage Vdd1 proportional to the output control voltage Vramp can be generated and applied to the power supply voltage terminal of the power amplifier unit 210. A P-channel MOSFET may be used instead of the PNP transistor TR1.
[0020]
The current detection transistor TR2 is formed to have a predetermined size ratio with the transistor TR1. Specifically, the emitter of the transistor TR2 is set to be one of several hundred to several thousand of the emitter of the transistor TR1, and thus the TR1 collector current Idd is divided by the emitter size ratio N in TR2. A large collector current Ic1 is allowed to flow. The collector current Ic1 is converted into a voltage by the resistor Rs and output as a detection voltage Vsens. Therefore, the detection voltage Vsens is a voltage proportional to the magnitude of the collector current Idd of the transistor TR1. In addition, since the emitter of the transistor TR2 is set to be one of several hundred to several thousand of the emitters of the transistor TR1, an increase in current due to the provision of the transistor TR2 is extremely small.
[0021]
Since the high frequency power amplifier circuit 200 of the present embodiment configured as described above can generate a voltage Vdd1 proportional to the output control voltage Vramp and apply it to the power supply voltage terminal of the power amplifier unit 210, the power amplifier unit The output voltage Vout 210 can be linearly controlled according to the control voltage Vramp, as indicated by the solid line A in FIG. In addition, even if the power supply voltage Vdd supplied to the module 200 changes, the collector voltage of the transistor TR1, that is, the secondary power supply voltage Vdd1 supplied to the power amplifier unit 210 is kept substantially constant. The control circuit 220 can generate the voltage Vdd1 having no power supply voltage dependency.
[0022]
In mobile phones, a lithium ion battery is generally used as a power source. However, a lithium ion battery has a relatively high voltage value such as 4.7 V immediately after charging, but after that, the level gradually decreases to the minimum necessary level. When the power is consumed to a level where it can be obtained, the voltage drops to a very low voltage value such as 2.9V. Therefore, when the power supply voltage Vdd supplied to the module 200 is a battery voltage from a lithium ion battery or the like, the power supply voltage Vdd can be changed even if the power supply voltage Vdd changes greatly by applying the high frequency power amplifier circuit of the above embodiment. The secondary power supply voltage Vdd1 having no voltage dependency can be applied to the power amplifier unit 210. Thus, even if the primary power supply voltage Vdd changes, the output voltage Vout of the power amplifier unit 210 is linearly corresponding to the control voltage Vramp. Will be able to control. The primary power supply voltage Vdd is not limited to a direct voltage from the battery, and may be a voltage stepped down or boosted by a DC-DC converter or the like.
[0023]
Further, according to a simulation performed by the present inventors, the amplifying transistor constituting at least the final amplification stage 213 of the power amplifier section 210 is configured to be biased by a current mirror circuit as shown in FIG. In this case, even if the temperature changes, the drain current Idd of the amplifying transistor Q13 and the output power Pout are in a substantially constant relationship as shown in FIG. Therefore, if the magnitude of the current Idd supplied from the power supply voltage control transistor TR1 to the amplification transistor can be detected, the result is the same as when the output power Pout is detected. In the high frequency power amplifier circuit of this embodiment, the current Idd is detected by the current detection transistor TR2 through which a current proportional to the collector current Idd flowing through the transistor TR1 is detected, and as a result, the output power Pout can be detected. it can.
[0024]
Accordingly, as shown in FIG. 5, the potential difference between the voltage Vsens detected by the current detection transistor TR2 through which a current proportional to the current Idd flows and the output level designation signal VRAMP that designates the output level supplied from the baseband circuit. Is detected by the error amplifier E-AMP, and a control voltage Vramp according to the potential difference is generated and fed back to the power supply voltage control circuit 220 of the high frequency power amplifier circuit of the embodiment. However, the drain current Idd of the amplifying transistor can be controlled so as not to change.
[0025]
More specifically, for example, when the amplifying transistor is an FET, the threshold voltage changes as the temperature changes. Therefore, the drain current Idd changes even if the gate voltage Vg and the secondary power supply voltage Vdd1 are constant. However, when the drain current Idd changes, the current Ic1 flowing through the current detection transistor TR2 also changes, and the detection voltage Vsens changes accordingly.
[0026]
Therefore, when the potential difference between the detection voltage Vsens and the output level designation signal VRAMP is detected by the error amplifier E-AMP and the control voltage Vramp corresponding to the potential difference is fed back to the operational amplifier AMP1 of the power supply voltage control circuit 220, the temperature changes. Even if the drain current Idd of the amplifying transistor increases, the collector current of the transistor TR1 is decreased, and when the drain current Idd of the amplifying transistor decreases, the collector current of the transistor TR1 is increased. Even if the temperature changes, the current Idd can be kept constant. As a result, the output power Pout can be kept constant regardless of the temperature change.
[0027]
For example, when the amplifying transistor is an FET, the drain current Idd and the output power Pout have a certain relationship as shown in FIG. 4 even if the temperature changes and the threshold of the amplifying transistor changes. Even when the threshold value of the amplifying transistor varies due to manufacturing variations, it can be seen that the drain current Idd and the output power Pout have a constant relationship as shown in FIG. Therefore, in the high-frequency power amplifier circuit of this embodiment, even if the threshold value of the amplifying transistor varies due to manufacturing variations and the drain current Idd varies, the current Idd is detected and described with reference to FIG. By applying feedback, the relationship between the output level designation signal VRAMP and the output power Pout can be kept constant.
[0028]
In the present embodiment, since the drain current Idd is relatively large, it is necessary to use a transistor having a large emitter size as the transistor TR1 through which the drain current Idd flows. However, since the transistor TR1 is driven by the operational amplifier AMP1, the output control voltage Even if the driving power of the circuit that generates Vramp is small, the transistor TR1 can be operated at high speed.
[0029]
Furthermore, in this embodiment, since the operational amplifier AMP1 is provided with the phase compensation circuit (R0, C0), the phase margin when the feedback is applied to the control voltage Vramp based on the detected voltage Vsens as shown in FIG. 5 is increased. Oscillation can be prevented. Further, as shown in FIG. 6, the high frequency power amplifier circuit 200 of the present embodiment detects a potential difference between the detection voltage Vsens detected by the current detection transistor TR2 and a predetermined reference voltage Vref by the error amplifier E-AMP. Thus, the present invention can also be used when configuring a system that controls the output power by controlling the bias control voltage VBias supplied to the bias circuit 230.
[0030]
Also in the system as shown in FIG. 6, since the relationship that the current Idd flowing through the amplification transistor at the final stage and the output power Pout are constant regardless of the temperature is established, the temperature changes and the current Idd increases or When the current decreases, the current change is fed back to the bias circuit 230, and the bias voltage of the amplifying transistor is changed to act to decrease or increase the drain current Idd. As a result, the output power Pout is kept constant regardless of the temperature change. Even if the characteristics of the amplifying transistors constituting the power amplifier unit 210 vary, the relationship of the output power Pout with respect to the control voltage Vramp can be made constant.
[0031]
Also in this case, when the power supply voltage Vdd1 from the transistor TR1 is supplied to all the amplification stage transistors of the first to third stages, the bias circuit 230 detects the bias voltages of all the amplification stage transistors. When the power supply voltage Vdd1 from the transistor TR1 is supplied only to the third amplification stage transistor, the bias circuit 230 uses only the bias voltage of the third amplification stage transistor as the detection current. The first amplification stage and the second amplification stage may be fixed biases.
[0032]
In FIG. 3, Q23 is an amplifying transistor Q13 that amplifies the high-frequency signal Pin and a transistor that is current-mirror connected, and VIC is a voltage-current conversion circuit that generates a bias current Ib3 that flows through the transistor Q23 based on the bias control voltage VBias. , Rb is a resistor for preventing the high-frequency signal Pin from leaking to the bias circuit 230 side, MN1 is an impedance matching circuit, CDC1 and CDC2 are capacitive elements that block DC components, and L1 is an impedance with the power supply control circuit 220 This is the inductance that matches. By setting the sizes of the transistors Q13 and Q23 to a predetermined ratio M, a current Idd that is M times the bias current Ib3 that is supplied to Q23 is supplied to the transistor Q13.
[0033]
Although not shown, circuits corresponding to the current mirror transistor Q23, the resistor Rb, and the voltage-current conversion circuit VIC are also provided in the first and second amplification stages 211 and 212. These circuits constitute the bias circuit 230 of FIG. The current (Ib1, Ib2) that flows in the current mirror transistors (Q21, Q22) of the first and second amplification stages 211, 212 is the current that flows in the third amplification stage 213 current mirror transistor Q23. The current is smaller than Ib3.
[0034]
In the high-frequency power amplifier circuit of this embodiment, the inductance L1 and the impedance matching circuit MN1 can be constituted by a microstrip line formed on an insulating substrate such as ceramic. The DC-cut capacitive elements CDC1 and CDC2 may be discrete parts, but when using a laminate of a plurality of dielectric layers as an insulating substrate, they are formed so as to face the front and back of one of the dielectric layers, respectively. A capacitor having the conductive layer as an electrode may be used.
[0035]
In the above description, the case where the amplifying transistor is a MOSFET has been described. However, when the amplifying transistor is another transistor such as a bipolar transistor, a GaAs MESFET, a heterojunction bipolar transistor (HBT), or a HEMT (High Electron Mobility Transistor). The same effect can be obtained by applying this embodiment.
[0036]
Further, in the embodiment of FIG. 1, the secondary power supply voltage Vdd1 generated by the power supply voltage control circuit 220 is configured to be supplied to all amplification transistors in the first, second, and third stages. However, when the secondary power supply voltage Vdd1 generated by the power supply voltage control circuit 220 is supplied to at least the third stage amplifying transistor, the same effect can be obtained by applying the present invention. Obtainable.
[0037]
Next, another embodiment of the present invention will be described.
FIG. 7 shows a second embodiment of the high frequency power amplifier circuit to which the present invention is applied. The high frequency power amplifier circuit of this embodiment also supplies the secondary power supply voltage Vdd1 generated by the power supply voltage control circuit 220 and supplied to the power amplifier unit 210 to the bias circuit 230, and the bias circuit 230 is supplied from the outside. The bias voltages Vg1 to Vg3 of each amplification stage are generated based on the bias control voltage VBias and the secondary power supply voltage Vdd1.
[0038]
The secondary power supply voltage Vdd1 generated by the power supply voltage control circuit 220 is a voltage according to the output control voltage Vramp, and the bias circuit 230 generates the bias voltage Vg1 to Vg3 according to the control voltage Vramp. The output power Pout is controlled by Vg1 to Vg3 and the secondary power supply voltage Vdd1. In this embodiment, even if the bias control voltage VBias is constant, the output power can be controlled by controlling the bias voltage of each amplification stage according to the control voltage Vramp. For example, when the required output level is low, the first stage amplification is performed. Control that improves power efficiency at a low output level by suppressing the gain of the stage becomes possible. The bias control voltage VBias can be omitted.
[0039]
As described above, the efficiency is improved by controlling the bias voltages Vg1 to Vg3 in accordance with the control voltage Vramp. When a fixed bias voltage is applied, the input voltage Vramp is reduced and the power supply voltage Vdd1 is increased. When the power supply voltage Vdd1 decreases, the gate bias voltage Vg1 to the gate-drain voltage of the amplifying FETs Q11 to Q13 decreases and the amplification factor of the FET decreases extremely. If Vg3 is lowered, the gate-drain voltage of the output MOSFETs Q11 to Q13 is kept larger than that in the case of the fixed bias in the region where the power supply voltage Vdd1 is low, so that the amplification factor of the FET becomes extremely small. This is because it can be avoided.
[0040]
The high frequency power amplifier circuit of this embodiment can be used when a system as shown in FIG. 5 is configured. As shown in FIG. 5, the potential difference between the detection voltage Vsens detected by the current detection transistor Tr2 and the output level designation signal VRAMP is detected by the error amplifier E-AMP, and the control voltage Vramp corresponding to the potential difference is supplied to the power supply voltage control circuit. By feeding back to the operational amplifier AMP1 220, the current Idd supplied to the power amplifier unit 210 can be made constant even if the temperature changes. As a result, the output power Pout can also be kept constant regardless of temperature changes. Even if the characteristics of the amplifying transistors constituting the power amplifier unit 210 vary, the relationship of the output power Pout with respect to the control voltage Vramp can be made constant.
[0041]
Further, in the high frequency power amplifier circuit of the embodiment of FIG. 7, the transistor TR2 for detecting the current Idd supplied to the power amplifier unit 210 and the resistor Rs for converting the detected current into a voltage are provided. It is possible to omit TR2 and resistor Rs. However, the module in which the transistor TR2 and the resistor Rs are omitted cannot be used in the closed loop system having the error amplifier E-AMP as shown in FIGS. 5 and 6, but the output level designation signal VRAMP from the baseband circuit or the like is used. What is necessary is just to input into the operational amplifier AMP1 as the output control voltage Vramp of the module.
[0042]
Even in this case, the bias circuit 230 generates the bias voltages Vg1 to Vg3 corresponding to the level of the secondary power supply voltage Vdd1 and applies them to each stage of the power amplifier unit 210, thereby controlling the output power according to the control voltage VRAMP. An open loop system can be realized. In addition, even if the current detection transistor TR2 and the resistor Rs are omitted from the high frequency power amplifier circuit of FIG. 7, a coupler for detecting output power is provided, and the detection output of the coupler is output, and the output level designation signal VRAMP is input to the other. It is possible to configure a closed loop system by inputting to the error amplifier.
[0043]
In the embodiment of FIG. 7, since the resistors R1 and R2 as shown in FIG. 1 are not provided in the feedback path of the operational amplifier AMP1, the secondary power supply voltage Vdd1 generated by the power supply voltage control circuit 220 is output controlled. The voltage is the same level as the voltage Vramp, and the secondary power supply voltage Vdd1 is kept constant even if the primary power supply voltage Vdd changes. As in the embodiment of FIG. 1, it goes without saying that the resistors R1 and R2 may be provided in the feedback path of the operational amplifier AMP1 to generate the secondary power supply voltage Vdd1 according to the resistance ratio.
[0044]
FIG. 8 shows a third embodiment of the high frequency power amplifier circuit to which the present invention is applied. In this embodiment, the operational amplifier AMP1, the phase compensation circuit (R0, C0) and the resistors R1, R2 in the first embodiment of FIG. 1 are omitted, and the output control signal Vramp is directly applied to the base terminals of the transistors TR1 and TR2. It is comprised so that it may do.
[0045]
Also in this embodiment, the secondary power supply voltage Vdd1 supplied to each of the amplification stages 211 to 213 is a voltage (≈Vramp) corresponding to the output control signal Vramp. In this embodiment, the relationship between the output control signal Vramp and the output voltage Vout is slightly deviated from the linear characteristic as shown in FIG. 2, but the output power Pout can be made constant with respect to temperature changes and element variations. In addition to the same effects as the first embodiment, there is an advantage that the circuit is simpler than that of the first embodiment.
[0046]
In addition, the high frequency power amplifier circuit of this embodiment can be used in the case of configuring either the system of FIG. 5 or FIG. 6 as in the first embodiment. Also in this embodiment, the transistor TR1 to which the output control signal Vramp is applied uses a low Vsat PNP transistor or P-channel MOSFET having a small collector-emitter voltage Vce (Vsat) in a saturated state. Is desirable.
[0047]
FIG. 9 shows a fourth embodiment of the high frequency power amplifier circuit to which the present invention is applied. In this embodiment, the operational amplifier AMP1 and the phase compensation circuit (R0, C0) in the second embodiment of FIG. 7 are omitted, and the output control signal Vramp is directly applied to the base terminals of the transistors TR1 and TR2. Is. Further, in this embodiment, the bias control voltage VBias supplied from the outside to the bias circuit 230 is eliminated, and the power amplifier unit 210 responds to the secondary power supply voltage Vdd1 generated by the power supply voltage control circuit 220 by the bias circuit 230. The bias voltages Vg1 to Vg3 for the amplification stages 211 to 213 are generated.
[0048]
Also in this embodiment, the relationship between the output control signal Vramp and the output voltage Vout slightly deviates from the linear characteristic as shown in FIG. 2, but the output power Pout can be made constant with respect to temperature change and element variations. In addition to the same effects as the third embodiment, there are advantages that the circuit is simpler than the second embodiment. The high frequency power amplifier circuit of this embodiment can be used when configuring a system as shown in FIG.
[0049]
FIG. 10 shows another embodiment of the high frequency power amplifier circuit to which the present invention is applied. The high-frequency power amplifier circuit 200 of this embodiment is provided with two power amplifier units 210a and 210b so that both a GSM transmission signal and a DCS (Digital Cellular System) transmission signal can be amplified and output, and a power supply voltage control is performed. The circuit 220 and the bias circuit 230 are configured to be shared by the power amplifier unit 210a for GSM and the power amplifier unit 210b for DCS.
[0050]
Further, although not particularly limited, in this embodiment, the transistors (Q13 in FIG. 3) constituting the final amplification stages of the power amplifier units 210a and 210b are each composed of discrete components (such as output power MOSFET). The bias circuits 230 for generating the first and second amplification transistors Q11 and Q12 and the bias voltages Vg1, Vg2, and Vg3, and the power supply voltage control circuit 220 are configured as a semiconductor integrated circuit on one semiconductor chip. In the power supply voltage control circuit 220, discrete components may be used for the transistor TR1 and the current-voltage conversion resistor Rs.
[0051]
Further, in FIG. 10, reference numeral SW2 indicates that the bias circuit 230 is connected to the power supply voltage based on either a bias control voltage VBias supplied from a baseband circuit (not shown) or a voltage set in the module. The change-over switch SW2 is used to generate or set a bias voltage for the control circuit 220. The change-over switch SW2 is further connected to the change-over switch SW3 for performing a changeover to input the ground potential to the bias circuit 230 via the resistor R11 or R12. Has been.
[0052]
The changeover switch SW2 is switched by a mode signal MODE instructing the bias system supplied from the baseband circuit, and the changeover switch SW3 amplifies the transmission signal of GSM or DCS supplied from the baseband circuit. Switching is performed by an instructing signal BAND. By switching the changeover switch SW3, it is possible to switch between the initial bias voltage at the time of GSM transmission and the initial bias voltage at the time of DCS transmission.
[0053]
In conventional high-frequency power amplifier circuits, a coupler for detecting an output power level is often provided between the output terminals of the final amplification stages 213a and 213b and the output terminals OUTa and OUTb of the module. In the example, since the voltage Vsens detected by the current detection transistor TR2 in the power supply voltage control circuit 220 is output as a signal indicating the output power level, the module can be miniaturized.
[0054]
In FIG. 10, reference numeral 250 denotes a power switch circuit for operating the power supply voltage control circuit 220 or bringing it into a non-operating state. Txon is a terminal to which a transmission control signal for controlling the power switch circuit 250 is input. , Vreg is a power supply terminal to which an operating voltage supplied to the power supply voltage control circuit 220 is applied via the power supply switch circuit 250, and the operation voltage (Vreg) to the power supply voltage control circuit 220 is cut off by the power supply switch circuit 250. Then, the operation of the power supply voltage control circuit 220 is stopped. In such a state, a power supply terminal Vctl is provided to enable the power amplifier units 210a and 210b to operate with a voltage directly supplied from the outside.
[0055]
FIG. 11 shows an embodiment of a dual-band mobile phone system capable of transmission / reception by two methods of GSM and DCS using the high-frequency power amplifier circuit of the embodiment of FIG.
In FIG. 11, ANT is an antenna for transmitting and receiving signal radio waves, 100 is a front-end module, 200 is the high-frequency power amplifier circuit of the above embodiment, and 300 is an audio signal converted into a baseband signal or a received signal is converted into an audio signal. Baseband LSI 400 for down-converting and demodulating the received signal and demodulating the received signal by generating a baseband signal and modulating the transmitted signal, and FLT1 and FLT2 from the received signal This filter removes noise and interference. A high frequency power amplifier circuit 200 shown in FIG. 11 includes the error amplifier E-AMP shown in FIGS. 5 and 6.
[0056]
Of these, for example, the filter FLT1 is a GSM circuit, and the filter FLT2 is a DCS circuit. The baseband LSI 300 can be composed of a built-in LSI such as a DSP (Digital Signal Processor), a microprocessor, and a memory. In the mobile phone system of this embodiment, the mode designation signal MODE, the band designation signal BAND, the bias control voltage VBias, and the transmission control signal Txon for the high frequency power amplifier circuit 200 are supplied from the baseband LSI 300, and the output level designation signal VRAMP is used for modulation / demodulation. The IC 400 is configured to be supplied to the high frequency power amplifier circuit 200. A system in which the output level designation signal VRAMP is supplied from the baseband LSI 300 to the high frequency power amplifier circuit 200 is also possible. The baseband LSI 300 and the modulation / demodulation IC 400 may be formed as one semiconductor integrated circuit.
[0057]
The front-end module 100 is connected to a transmission output terminal of the high-frequency power amplifier circuit 200 and impedance matching circuits 121 and 122 for impedance matching, low-pass filters 131 and 132 for attenuating harmonics, and a transmission / reception switching switch circuit. 141, 142, capacitors 151, 152 for cutting a direct current component from the received signal, a demultiplexer 160 for demultiplexing a 900 MHz band GSM signal and a 1.8 GHz band DCS signal, and the like. The circuit and the element are mounted on one ceramic substrate and configured as a module. Switching signals CNT1 and CNT2 of the transmission / reception switching switch circuits 141 and 142 are supplied from the baseband LSI 300.
[0058]
The invention made by the present inventor has been specifically described based on the embodiments. However, the present invention is not limited to the above embodiments, and various modifications can be made without departing from the scope of the invention. Nor. For example, in the above-described embodiment, the resistor Rs for current-voltage conversion is provided in series with the current detection transistor TR2, and the detection current is converted into a voltage and output from the module. The current flowing through TR2 may be output from the module as the detection current as it is.
[0059]
In the embodiment, a bipolar transistor is used as the power supply voltage control transistor TR1, but a MOSFET may be used. In the high-frequency power amplifier circuit of the above embodiment, three stages of amplifying transistors are connected, but a two-stage configuration or four or more stages may be used. Further, in the above-described embodiment, it has been described that the amplification transistor Q3 in the final stage is formed by another chip. However, like the other amplification transistors Q1 and Q2, it is formed on the same chip as the bias circuit. May be.
[0060]
Furthermore, in the above-described embodiment, the high-frequency power amplifier circuit capable of two types of communication, the GSM method and the DCS method, has been described. In addition to the above two methods, for example, a 1850 to 1915 MHz band PCS (Personal Communication System). It can be applied to a triple band type high frequency power amplifier circuit that can handle the above signals. In this case, since DCS and PCS have relatively close frequency bands, the input / output terminals INa and OUTa and the power amplifier unit 210a in FIG. 10 are commonly used for input and output of DCS and PCS signals and signal amplification. You may comprise as follows.
[0061]
【The invention's effect】
The effects obtained by the representative ones of the inventions disclosed in the present application will be briefly described as follows.
That is, according to the present invention, it is possible to obtain a high-frequency power amplifier circuit in which the output power does not change even if the power supply voltage changes or the temperature changes. Further, even if the characteristics of the amplifying transistors in each stage constituting the high frequency power amplifier circuit vary in the manufacturing process, the output power does not vary. In addition, since no coupler is required, a high frequency power amplifier circuit with high mounting density and low power loss can be obtained. As a result, there is an effect that it is possible to lengthen the talkable time and the maximum standby time by one battery charging in a wireless communication system such as a cellular phone using the high frequency power amplifier circuit.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a circuit configuration diagram showing a first embodiment of a high-frequency power amplifier circuit (RF power module) according to the present invention.
FIG. 2 is a graph showing a relationship between an output control voltage Vramp and an output voltage Vout in the high frequency power amplifier circuit according to the example.
FIG. 3 is a circuit configuration diagram showing a specific example of a final amplification stage of the high frequency power amplifier circuit according to the embodiment.
FIG. 4 is a graph showing the relationship between output power Pout and current Idd flowing through the final amplification stage in the high frequency power amplifier circuit of the example.
FIG. 5 is a block diagram illustrating a configuration example of a main part of a wireless communication system using the high-frequency power amplifier circuit according to the embodiment.
FIG. 6 is a block diagram illustrating another configuration example of a main part of a wireless communication system using the high frequency power amplifier circuit according to the embodiment.
FIG. 7 is a circuit configuration diagram showing a second embodiment of the high-frequency power amplifier circuit according to the present invention.
FIG. 8 is a circuit configuration diagram showing a third embodiment of the high-frequency power amplifier circuit according to the present invention.
FIG. 9 is a circuit configuration diagram showing a fourth embodiment of the high-frequency power amplifier circuit according to the present invention.
FIG. 10 is a block diagram showing still another embodiment of the high frequency power amplifier circuit according to the present invention.
11 is a block diagram showing an overall configuration of a mobile phone using the high frequency power amplifier circuit of the embodiment of FIG.
[Explanation of symbols]
200 High frequency power amplifier circuit (RF power module)
210 Power amplifier
211-213 Amplification stage
220 power supply voltage control circuit
230 Bias circuit
100 Front-end module
300 Baseband LSI
400 IC for modulation / demodulation
