JP2005006300A - 同期検出装置および無線装置 - Google Patents

Abstract

【課題】 複数のユーザを同一チャネルに割当てる場合に、同期を確立することが可能な同期検出装置および無線装置を提供する。
【解決手段】 送受信される複数のデジタル送信信号の各々は、対応するユーザごとに異なるトレーニングシンボル列を有している。同期検出装置３２は、複数のユーザにそれぞれ対応する複数の相関検出器３２．１〜３２．Ｍを備える。複数の相関検出器の各々は、複数のデジタル送信信号を含む入力信号ｕｊを受けるトランスバーサルフィルタを備える。乗算器３０４．１〜３０４．Ｎ＋１は、複数のタップの各々からの信号を一方入力に受け、他方入力に対応するユーザのトレーニングシンボル列｛ｗ（ｉ）｝をそれぞれ受ける。加算器３１０は、乗算器３０４．１〜３０４．Ｎ＋１からの信号を加算して、検出信号を生成する。
【選択図】 図３

Description

この発明は、デジタル通信における同期タイミングを検出する同期検出装置およびそのような同期検出装置を備えて、リアルタイムにアンテナ指向性を変更可能な無線装置の構成に関する。

近年、移動通信システムにおいて、周波数の有効利用を図るべく種々の伝送チャネル割当方法が提案されており、その一部のものは実用化されている。

図２３は周波数分割多重接続（Frequency Division Multiple Access：ＦＤＭＡ），時分割多重接続（Time Division Multiple Access ：ＴＤＭＡ）およびＰＤＭＡの各種の通信システムにおけるチャネルの配置図である。

まず、図２３を参照して、ＦＤＭＡ，ＴＤＭＡおよびＰＤＭＡについて簡単に説明する。図２３（ａ）はＦＤＭＡを示す図であって、異なる周波数ｆ１〜ｆ４の電波でユーザ１〜４のアナログ信号が周波数分割されて伝送され、各ユーザ１〜４の信号は周波数フィルタによって分離される。

図２３（ｂ）に示すＴＤＭＡにおいては、各ユーザのデジタル化された信号が、異なる周波数ｆ１〜ｆ４の電波で、かつ一定の時間（タイムスロット）ごとに時分割されて伝送され、各ユーザの信号は周波数フィルタと基地局および各ユーザ移動端末装置間の時間同期とにより分離される。

一方、最近では、携帯型電話機の普及により電波の周波数利用効率を高めるために、ＰＤＭＡ方式が提案されている。このＰＤＭＡ方式は、図２３（ｃ）に示すように、同じ周波数における１つのタイムスロットを空間的に分割して複数のユーザのデータを伝送するものである。このＰＤＭＡでは各ユーザの信号は周波数フィルタと基地局および各ユーザ移動端末装置間の時間同期とアダプティブアレイ（adaptive array）などの相互干渉除去装置とを用いて分離される。

このようなアダプティブアレイ無線基地局の動作原理については、たとえば下記の非特許文献１−８に説明されている。

図２４は、このようなアダプティブアレイ無線基地局の動作原理を概念的に示す模式図である。図２４において、１つのアダプティブアレイ無線基地局１は、ｎ本のアンテナ♯１，♯２，♯３，…，♯ｎからなるアレイアンテナ２を備えており、その電波が届く範囲を第１の斜線領域３として表わす。一方、隣接する他の無線基地局６の電波が届く範囲を第２の斜線領域７として表わす。

領域３内で、ユーザＡの端末である携帯電話機４とアダプティブアレイ無線基地局１との間で電波信号の送受信が行なわれる（矢印５）。一方、領域７内で、他のユーザＢの端末である携帯電話機８と無線基地局６との間で電波信号の送受信が行なわれる（矢印９）。

ここで、たまたまユーザＡの携帯電話機４の電波信号の周波数とユーザＢの携帯電話機８の電波信号の周波数とが等しいとき、ユーザＢの位置によっては、ユーザＢの携帯電話機８からの電波信号が領域３内で不要な干渉信号となり、ユーザＡの携帯電話機４とアダプティブアレイ無線基地局１との間の電波信号に混入してしまうことになる。

このように、ユーザＡおよびＢの双方からの混合した電波信号を受信したアダプティブアレイ無線基地局１では、何らかの処理を施さなければ、ユーザＡおよびＢの双方からの信号が混じった信号を出力することとなり、本来通話すべきユーザＡの通話が妨げられることになる。

［従来のアダプティブアレイアンテナの構成および動作］
アダプティブアレイ無線基地局１では、このユーザＢからの信号を出力信号から除去するために、次のような処理を行なっている。図２５は、アダプティブアレイ無線基地局１の構成を示す概略ブロック図である。

まず、ユーザＡからの信号をＡ（ｔ）、ユーザＢからの信号をＢ（ｔ）とすると、図２４のアレイアンテナ２を構成する第１のアンテナ♯１での受信信号ｘ１（ｔ）は、次式のように表わされる：
ｘ１（ｔ）＝ａ１×Ａ（ｔ）＋ｂ１×Ｂ（ｔ）
ここで、ａ１，ｂ１は、後述するようにリアルタイムで変化する係数である。

次に、第２のアンテナ♯２での受信信号ｘ２（ｔ）は、次式のように表わされる：
ｘ２（ｔ）＝ａ２×Ａ（ｔ）＋ｂ２×Ｂ（ｔ）
ここで、ａ２，ｂ２も同様にリアルタイムで変化する係数である。

次に、第３のアンテナ♯３での受信信号ｘ３（ｔ）は、次式のように表わされる：
ｘ３（ｔ）＝ａ３×Ａ（ｔ）＋ｂ３×Ｂ（ｔ）
ここで、ａ３，ｂ３も同様にリアルタイムで変化する係数である。

同様に、第ｎのアンテナ♯ｎでの受信信号ｘｎ（ｔ）は、次式のように表わされる：
ｘｎ（ｔ）＝ａｎ×Ａ（ｔ）＋ｂｎ×Ｂ（ｔ）
ここで、ａｎ，ｂｎも同様にリアルタイムで変化する係数である。

上記の係数ａ１，ａ２，ａ３，…，ａｎは、ユーザＡからの電波信号に対し、アレイアンテナ２を構成するアンテナ♯１，♯２，♯３，…，♯ｎのそれぞれの相対位置が異なるため（たとえば、各アンテナ同士は互いに、電波信号の波長の５倍、すなわち１メートル程度の間隔をあけて配されている）、それぞれのアンテナでの受信強度に差が生じることを表わしている。

また、上記の係数ｂ１，ｂ２，ｂ３，…，ｂｎも同様に、ユーザＢからの電波信号に対し、アンテナ♯１，♯２，♯３，…，♯ｎのそれぞれでの受信強度に差が生じることを表わしている。各ユーザは移動しているため、これらの係数はリアルタイムで変化する。

それぞれのアンテナで受信された信号ｘ１（ｔ），ｘ２（ｔ），ｘ３（ｔ），…，ｘｎ（ｔ）は、対応するスイッチ１０−１，１０−２，１０−３，…，１０−ｎを介してアダプティブアレイ無線基地局１を構成する受信部１Ｒに入り、ウエイトベクトル制御部１１に与えられるとともに、対応する乗算器１２−１，１２−２，１２−３，…，１２−ｎの一方入力にそれぞれ与えられる。

これらの乗算器の他方入力には、ウエイトベクトル制御部１１からそれぞれのアンテナでの受信信号に対する重みｗ１，ｗ２，ｗ３，…，ｗｎが印加される。これらの重みは、後述するように、ウエイトベクトル制御部１１により、リアルタイムで算出される。

したがって、アンテナ♯１での受信信号ｘ１（ｔ）は、乗算器１２−１を経て、ｗ１×（ａ１Ａ（ｔ）＋ｂ１Ｂ（ｔ））となり、アンテナ♯２での受信信号ｘ２（ｔ）は、乗算器１２−２を経て、ｗ２×（ａ２Ａ（ｔ）＋ｂ２Ｂ（ｔ））となり、アンテナ♯３での受信信号ｘ３（ｔ）は、乗算器１２−３を経て、ｗ３×（ａ３Ａ（ｔ）＋ｂ３Ｂ（ｔ））となり、さらにアンテナ♯ｎでの受信信号ｘｎ（ｔ）は、乗算器１２−ｎを経て、ｗｎ×（ａｎＡ（ｔ）＋ｂｎＢ（ｔ））となる。

これらの乗算器１２−１，１２−２，１２−３，…，１２−ｎの出力は、加算器１３で加算され、その出力は下記のようになる：
ｗ１（ａ１Ａ（ｔ）＋ｂ１Ｂ（ｔ））＋ｗ２（ａ２Ａ（ｔ）＋ｂ２Ｂ（ｔ））＋ｗ３（ａ３Ａ（ｔ）＋ｂ３Ｂ（ｔ））＋…＋ｗｎ（ａｎＡ（ｔ）＋ｂｎＢ（ｔ））
これを信号Ａ（ｔ）に関する項と信号Ｂ（ｔ）に関する項とに分けると次のようになる：
（ｗ１ａ１＋ｗ２ａ２＋ｗ３ａ３＋…＋ｗｎａｎ）Ａ（ｔ）＋（ｗ１ｂ１＋ｗ２ｂ２＋ｗ３ｂ３＋…＋ｗｎｂｎ）Ｂ（ｔ）
ここで、後述するように、アダプティブアレイ無線基地局１は、ユーザＡ，Ｂを識別し、所望のユーザからの信号のみを抽出できるように上記重みｗ１，ｗ２，ｗ３，…，ｗｎを計算する。たとえば、図２５の例では、ウエイトベクトル制御部１１は、本来通話すべきユーザＡからの信号Ａ（ｔ）のみを抽出するために、係数ａ１，ａ２，ａ３，…，ａｎ，ｂ１，ｂ２，ｂ３，…，ｂｎを定数とみなし、信号Ａ（ｔ）の係数が全体として１、信号Ｂ（ｔ）の係数が全体として０となるように、重みｗ１，ｗ２，ｗ３，…，ｗｎを計算する。

すなわち、ウエイトベクトル制御部１１は、下記の連立一次方程式を解くことにより、信号Ａ（ｔ）の係数が１、信号Ｂ（ｔ）の係数が０となる重みｗ１，ｗ２，ｗ３，…，ｗｎをリアルタイムで算出する：
ｗ１ａ１＋ｗ２ａ２＋ｗ３ａ３＋…＋ｗｎａｎ＝１
ｗ１ｂ１＋ｗ２ｂ２＋ｗ３ｂ３＋…＋ｗｎｂｎ＝０
この連立一次方程式の解法の説明は省略するが、先に列挙した非特許文献に記載されているとおり周知であり、現にアダプティブアレイ無線基地局において既に実用化されているものである。

このように重みｗ１，ｗ２，ｗ３，…，ｗｎを設定することにより、加算器１３の出力信号は下記のとおりとなる：
出力信号＝１×Ａ（ｔ）＋０×Ｂ（ｔ）＝Ａ（ｔ）
［ユーザの識別、トレーニング信号］
なお、前記のユーザＡ，Ｂの識別は次のように行なわれる。

図２６は、携帯電話機の電波信号のフレーム構成を示す概略図である。携帯電話機の電波信号は大きくは、無線基地局にとって既知の信号系列からなるプリアンブルと、無線基地局にとって未知の信号系列からなるデータ（音声など）とから構成される。

プリアンブルの信号系列は、当該ユーザが無線基地局にとって通話すべき所望のユーザかどうかを見分けるための情報の信号系列を含んでいる。アダプティブアレイ無線基地局１のウエイトベクトル制御部１１（図２５）は、メモリ１４から取出したユーザＡに対応したトレーニング信号と、受信した信号系列とを対比し、ユーザＡに対応する信号系列を含んでいると思われる信号を抽出するようにウエイトベクトル制御（重みの決定）を行なう。このようにして抽出されたユーザＡの信号は、出力信号Ｓ_RX（ｔ）としてアダプティブアレイ無線基地局１から外部出力される。

一方、図２５において、外部からの入力信号Ｓ_TX（ｔ）は、アダプティブアレイ無線基地局１を構成する送信部１Ｔに入り、乗算器１５−１，１５−２，１５−３，…，１５−ｎの一方入力に与えられる。これらの乗算器の他方入力にはそれぞれ、ウエイトベクトル制御部１１により先に受信信号に基づいて算出された重みｗ１，ｗ２，ｗ３，…，ｗｎがコピーされて印加される。

これらの乗算器によって重み付けされた入力信号は、対応するスイッチ１０−１，１０−２，１０−３，…，１０−ｎを介して、対応するアンテナ♯１，♯２，♯３，…，♯ｎに送られ、図２４の領域３内に送信される。

ここで、受信時と同じアレイアンテナ２を用いて送信される信号には、受信信号と同様にユーザＡをターゲットとする重み付けがされているため、送信された電波信号はあたかもユーザＡに対する指向性を有するかのようにユーザＡの携帯電話機４により受信される。図２７は、このようなユーザＡとアダプティブアレイ無線基地局１との間での電波信号の授受をイメージ化した図である。現実に電波が届く範囲を示す図２４の領域３に対比して、図２７の仮想上の領域３ａに示すようにアダプティブアレイ無線基地局１からはユーザＡの携帯電話機４をターゲットとして指向性を伴って電波信号が放射されている状態がイメージされる。

デジタル移動通信システムであるＰＨＳでは、既に、以上説明したようなアダプティブアレイが実用化されており、今後より多くのユーザ収容できるＰＤＭＡ方式の実現についても検討されている。このようなＰＤＭＡ方式については、以下の非特許文献９−１１に開示されている。
B. Widrow, et al. ："Adaptive Antenna Systems, "Proc. IEEE, vol.55, No.12, pp.2143-2159 （Dec. 1967 ）． S. P. Applebaum ："Adaptive Arrays ", IEEE Trans. Antennas & Propag., vol.AP-24, No.5, pp.585-598 （Sept. 1976）． O. L. Frost, III："Adaptive Least Squares Optimization Subject to Linear Equality Constraints, "SEL-70-055, Technical Report, No.6796-2, Information System Lab., Stanford Univ.（Aug. 1970 ）． B. Widrow and S. D. Stearns ："Adaptive Signal Processing, "Prentice-Hall, Englewood Cliffs （1985）． R. A. Monzingo and T. W. Miller ："Introduction to Adaptive Arrays,"John Wiley & Sons, New York （1980）． J. E. Hudson："Adaptive Array Principles,"Peter Peregrinus Ltd., London （1981）． R. T. Compton, Jr.："Adaptive Antennas − Concepts and Performance,"Prentice-Hall, Englewood Cliffs （1988）． E. Nicolau and D. Zaharia："Adaptive Arrays," Elsevier, Amsterdam（1989）． 鈴木、平出著、信学技報、vol. RCS93-84, pp.37-44, Jan.1994. S.C.Swales, M.A.Beach, D.J.Edwards, J.P.McGeehan, IEEE Trans. Veh. Technol., vol. 39, pp.56-67, Feb.1990. T.Ohgane, Y.Ogawa, and K.Itoh, Proc. VTC '97, vol. 2, pp.725-729, May 1997.

アダプティブアレイを用いたＰＤＭＡ（Path Division Multiple Access）方式では、適応的に干渉ユーザへヌル方向を向けることで、同一セル内で複数ユーザに同一チャネルを割当てることが可能となる。

しかしながら、上述のようなＰＤＭＡをＰＨＳシステム(Personal Handy phone System)に適用する場合、ＰＨＳでは受信側にとって既知のプリアンブル信号がすべてのユーザで同一であるため、複数のユーザが同一タイミングで通信を行なうと、ユーザの識別ができずＭＭＳＥ基準（最小２乗誤差法）によるアダプティブアレイのウエイト決定が不可能となる。

この対策として、それぞれのユーザが送信タイミングに時間差を設けることで、各ユーザからの信号を分離することが考えられる。同一チャネル収容されるユーザは、順次増加していくため、最初にチャネルを使用するユーザの同期は比較的容易である。以降に収容されるユーザに対しては、チャネル割当の際に送信時間差を設定することになるが、１シンボル程度の誤差が考えられるため、正確なタイミングについては受信時に推定しなければならない。このとき、受信信号には既存ユーザの信号も含まれるため、正確な推定が困難になるという問題点があった。

本発明では、上記のような問題点を解決するためになされたものであって、その目的は、複数のユーザを同一チャネルに割当てる場合に、同期を確立することが可能な同期検出装置を提供することである。

本発明の他の目的は、既に１ユーザが使用しているＰＨＳの上り回線通信用スロットに、ＰＤＭＡを用いてもう１ユーザを割当てる場合において、同期を確立することが可能な無線装置を提供することである。

この発明の１つの局面によれば、複数のアンテナで受信した複数のデジタル信号の到来タイミングを検出する同期検出装置であって、複数のデジタル信号の各々は、トレーニングシンボル列を有する。同期検出装置は、トレーニングシンボル列を含み得る長さを有する観測区間での各アンテナからの受信信号のサンプリング値からなる各アンテナごとの受信信号ベクトルと直交し、かつ各アンテナごとの受信信号ベクトルの線形結合により表現されるベクトルと、トレーニングシンボル列から生成される複数のモードベクトルとの直交化度を評価し、当該直交化度が極小となるサンプルタイミングを評価することにより、各々の信号到来タイミングを推定する。

この発明の他の局面によれば、リアルタイムにアンテナ指向性を変更し、複数のデジタル信号の送受信を時分割で行う無線装置であって、複数のデジタル信号の各々はトレーニングシンボル列を有する。無線装置は、離散的に配置された複数のアンテナと、複数のデジタル信号の受信時に複数のアンテナを共用し、かつ複数のデジタル信号にそれぞれ対応して設けられた複数の受信回路とを備える。受信回路の各々は、複数のアンテナからの受信信号に基づいて、複数のデジタル信号のうちの特定の信号を分離するための受信信号分離回路を含む。無線装置は、複数のアンテナからの受信信号を受け、受信信号の到来タイミングを検出し、到来タイミングの検出に基づいて複数の受信回路の動作タイミングを制御する受信タイミング検出回路をさらに備える。受信タイミング検出回路は、トレーニングシンボル列を含み得る長さを有する観測区間での各アンテナからの受信信号のサンプリング値からなる各アンテナごとの受信信号ベクトルと直交し、かつ各アンテナごとの受信信号ベクトルの線形結合により表現されるベクトルと、トレーニングシンボル列から生成される複数のモードベクトルとの直交化度を評価し、当該直交化度が極小となるサンプルタイミングを評価することにより、各々の信号到来タイミングを推定する。

この発明の同期検出装置によれば、複数のユーザを同一チャネルに割当てる場合に、同期を確立することが可能である。

さらに、この発明の無線装置によれば、既に１ユーザが使用しているＰＨＳの上り回線通信用スロットに、ＰＤＭＡを用いてもう１ユーザを割当てる場合において、同期を確立することが可能である。

［実施の形態１］
図１は、本発明の実施の形態１のＰＤＭＡ用基地局の無線装置（無線基地局）１０００の構成を示す概略ブロック図である。

図１に示した構成においては、ユーザＰＳ１とＰＳ２とを識別するために、４本のアンテナ♯１〜♯４が設けられている。

ただし、アンテナの本数としては、より一般的にＬ本（Ｌ：自然数）であってもよい。また、ユーザの人数は、説明の簡単のために、２人としているが、本発明はこのような場合に限定されず、ユーザは３人以上であってもよい。さらに、図１に示した構成では、説明の簡単のために、信号の受信に関係する部分の構成のみを抜き出して示しているが、従来のアダプティブアレイの構成と同様に、受信部に対応して送信部も設けられている。

図１に示した無線装置１０００では、アンテナ♯１〜♯４からの信号を受けて、対応するユーザ、たとえば、ユーザＰＳ１からの信号を分離するための受信部ＳＲ１およびユーザＰＳ２からの信号を分離するための受信部ＳＲ２が設けられている。

すなわち、それぞれのアンテナで受信された受信信号ＲＸ₁（ｔ），ＲＸ₂（ｔ），ＲＸ₃（ｔ），ＲＸ₄（ｔ）は、受信部ＳＲ１に入り、受信ウェイトベクトル計算機２０、受信係数ベクトル計算機２２に与えられるとともに、対応する乗算器１２−１．１，１２−２．１，１２−３．１，１２−４．１の一方入力にそれぞれ与えられる。

これらの乗算器の他方入力には、受信ウェイトベクトル計算機２０．１からそれぞれのアンテナでの受信信号に対する重み係数ｗｒｘ１１，ｗｒｘ１２，ｗｒｘ１３，ｗｒｘ１４が印加される。加算器１３．１は、乗算器１２−１．１，１２−２．１，１２−３．１，１２−４．１からの出力を加算して、１番目のユーザＰＳ１からの受信信号Ｓｒｘ１（ｔ）（ｔ：時刻）として出力する。

受信ウェイトベクトル計算機２０．１は、アンテナ＃１〜＃４からの信号と加算器１３．１からの出力とに基づいて、メモリ１４．１をデータ記憶領域として演算処理を行ない、これらの重み係数ｗｒｘ１１，ｗｒｘ１２，ｗｒｘ１３，ｗｒｘ１４、従来例と同様にリアルタイムで算出する。

受信部ＳＲ２に対しても、受信部ＳＲ１と同様の構成が設けられている。

無線装置１０００は、さらに、アンテナ＃１〜＃４からの信号を受けて、ユーザＰＳ１からの信号とユーザＰＳ２からの信号の到来タイミングを検出し、受信部ＳＲ１およびＳＲ２の同期動作、たとえば、受信ウェイトベクトル計算機２０．１および２０．２の動作タイミングを制御するための受信タイミング検出器３０を備える。

［アダプティブアレイの動作原理］
受信部ＳＲ１および受信部ＳＲ２の動作を簡単に説明すると以下のとおりである。

アンテナで受信された受信信号ＲＸ₁（ｔ），ＲＸ₂（ｔ），ＲＸ₃（ｔ），ＲＸ₄（ｔ）は、以下の式で表される。

ここで、信号ＲＸj （ｔ）は、ｊ番目（ｊ＝１，２，３，４）のアンテナの受信信号を示し、信号Ｓｒｘi （ｔ）は、ｉ番目（ｉ＝１，２）のユーザが送信した信号を示す。

さらに、係数ｈjiは、j 番目のアンテナに受信された、i 番目のユーザからの信号の複素係数を示し、ｎj （ｔ）は、ｊ番目の受信信号に含まれる雑音を示している。

上の式（１）〜（４）をベクトル形式で表記すると、以下のようになる。

なお式（６）〜（８）において、［…］T は、［…］の転置を示す。

ここで、Ｘ（ｔ）は入力信号ベクトル、Ｈ_i はｉ番目のユーザの受信係数ベクトル、Ｎ（ｔ）は雑音ベクトルをそれぞれ示している。

アダプティブアレイアンテナは、図１に示したように、それぞれのアンテナからの入力信号に重み係数ｗｒｘ1i〜ｗｒｘ４iを掛けて合成した信号を受信信号Ｓｒｘi （ｔ）として出力する。

さて、以上のような準備の下に、たとえば、１番目のユーザが送信した信号Ｓｒｘ1 （ｔ）を抽出する場合のアダプティブアレイの動作は以下のようになる。

アダプティブアレイ１００の出力信号ｙ１（ｔ）は、入力信号ベクトルＸ（ｔ）とウエイトベクトルＷ1 のベクトルの掛算により、以下のような式で表わすことができる。

すなわち、ウエイトベクトルＷ1 は、ｊ番目の入力信号ＲＸj （ｔ）に掛け合わされる重み係数ｗｒｘj1（ｊ＝１，２，３，４）を要素とするベクトルである。

ここで式（９）のように表わされたｙ１（ｔ）に対して、式（５）により表現された入力信号ベクトルＸ（ｔ）を代入すると、以下のようになる。

ここで、アダプティブアレイ１００が理想的に動作した場合、周知な方法により、ウエイトベクトルＷ1 は次の連立方程式を満たすようにウエイトベクトル制御部１１により逐次制御される。

式（１２）および式（１３）を満たすようにウエイトベクトルＷ1 が完全に制御されると、アダプティブアレイ１００からの出力信号ｙ１（ｔ）は、結局以下の式のように表わされる。

すなわち、出力信号ｙ１（ｔ）には、２人のユーザのうちの第１番目のユーザが送信した信号Ｓｒｘ1 （ｔ）が得られることになる。

［受信タイミング検出器３０の構成および動作］
図２は、図１に示した受信タイミング検出器３０の構成を示す概略ブロック図である。

受信タイミング検出器３０は、図２に示すような、タップ数がＮ（Ｎ：ユニークワード長）である、いわゆるトランスバーサルフィルタの構成を有する。

すなわち、受信タイミング検出器３０は、タップ３０２．１〜３０２．Ｎと、ｊ番目のアンテナからの受信信号ｕ_jと各タップからの出力とを一方入力に受け、他方入力に対応するタップ係数を受ける乗算器３０４．１〜３０４．Ｎ＋１と、乗算器３０４．１〜３０４．Ｎ＋１からの信号を加算して出力信号ρ_j（ｔ）を生成する加算器３１０を備える。以下では、時刻ｔは、Ｔを単位時間として、ｔ＝ｋＴ（ｋ：自然数）と表現する。

タップ係数の系列｛ｗ（ｉ）｝は、送信信号のプリアンブルにトレーニング信号として含まれるユニークワードである。乗算器３０４．１〜３０４．Ｎ＋１には、それぞれ、タップ係数としてｗ^*（Ｎ−ｉ＋１）（ｉ＝１〜Ｎ：自然数）が与えられる。

その結果、ｊ番目のアンテナからの受信信号に基づく、フィルタ出力信号ρ_j（ｋ）は、以下の式のようになる。

受信信号に含まれるユニークワードに相当する信号と、無線装置１０００内において生成されるタップ係数の系列｛ｗ（ｉ）｝との自己相関が鋭いほど、フィルタ出力信号ρ_j（ｋ）の同期ピークも鋭くなる。

受信信号にＭ人（Ｍ：自然数）のユーザからの信号が含まれている場合において、通常のＰＨＳと同様に、各信号のユニークワードが同一の時には、各ユーザからの到着時刻に同期した相関ピークが、フィルタ出力信号ρ_j（ｋ）に出現する。

この相関ピークを利用すれば、各ユーザからの到来時刻を検出して、各ユーザの送信タイミングに時間差を設けるように制御することができ、複数のユーザを同一チャネルに割当てる場合に、同期を確立することが可能である。

なお、以上の説明では、１つのアンテナからの受信信号に基づいて、相関ピークを検出することとしたが、たとえば、図２の構成を各アンテナに対応して設け、各アンテナからの受信信号によるフィルタ出力信号について、その絶対値の２乗和を求め、この２乗和に現れるピークを検出する構成としてもよい。

［実施の形態１の変形例］
実施の形態１では、通常のＰＨＳと同様に、各信号のユニークワードが同一の場合の構成を示した。

図３は、各ユーザからの信号のユニークワードが、ユーザごとに異なる場合に対応する、実施の形態１の変形例の受信タイミング検出装置３２の構成を示す図である。受信タイミング検出装置３２は、図２に示したのと同様の構成をＭ人のユーザに対応してＭ系統設ける構成としている。すわわち、受信タイミング検出装置３２は、タイミング検出部３２．１〜３２．Ｍを備え、タイミング検出部３２．１〜３２．Ｍの各々は、図２と同様、ｊ番目のアンテナからの受信信号ｕ_jを受ける。

タイミング検出部３２．１〜３２．Ｍの各々におけるタップ係数の系列としては、各ユーザのユニークワードｗ₁〜ｗ_Mに対応して、系列｛ｗ_p（ｋ）｝（ｐ＝１〜Ｍ：自然数）がそれぞれ与えられる。

このような構成とすることで、各ユーザからの信号のユニークワードが、ユーザごとに異なる場合にも、各ユーザからの到来時刻を検出して、各ユーザの送信タイミングに時間差を設けるように制御することができ、複数のユーザを同一チャネルに割当てる場合に、同期を確立することが可能である。

なお、以上の説明では、１つのアンテナからの受信信号に基づいて、相関ピークを検出することとしたが、実施の形態１の変形例でも、たとえば、図３の構成を各アンテナに対応して設け、各アンテナからの受信信号によるフィルタ出力信号について、その絶対値の２乗和を求め、この２乗和に現れるピークを検出する構成としてもよい。

［実施の形態２］
図４は、本発明の実施の形態２の受信タイミング検出装置３４の構成を示す概略ブロック図である。

図２の実施の形態１の受信タイミング検出装置３０の構成と異なる点は、ｊ番目のアンテナからの受信信号ｕ_jが、フィルタ３２０を通過したのちにトランスバーサルフィルタに与えられる構成となっていることである。その他の点は、実施の形態１の受信タイミング検出装置３０の構成と同様であるので、同一部分には同一符号を付してその説明は繰り返さない。

以下では、フィルタ３２０の構成について説明する。

各ユーザからの送信信号は、たとえば、変調時の波形成形のためにロールオフフィルタ等を通過させた後に、各端末から送出されている。このため、送信信号中に含まれるユニークワードの波形は、波形成形フィルタにより鈍りが生じ、符号間干渉が生じる。このため、図２の受信タイミング検出装置３０の構成では、相関ピークが広がり、誤検出が生じるおそれがある。

このような端末側の波形成形フィルタの伝達関数をＨ（ｆ）とするとき、フィルタ３２０は、その伝達関数として１／Ｈ（ｆ）を有する。

このとき、乗算器３０４．１〜３０４．Ｎ＋１に与えられるタップ係数の系列｛ｗ（ｉ）｝は、無線装置１０００内で生成され、無線装置１０００内の波形成形フィルタを通過する前の信号である。したがって、フィルタ３２０を通過後の信号と、タップ係数の系列｛ｗ（ｉ）｝の相関ピークはより鋭くなり、相関ピーク検出の分解能を向上させることが可能となる。

つまり、実施の形態２の受信タイミング検出器３４は、実施の形態１の受信タイミング検出装置３０よりも、より高精度に、各ユーザからの到来時刻を検出して、各ユーザの送信タイミングに時間差を設けるように制御することができ、複数のユーザを同一チャネルに割当てる場合に、同期を確立することが可能である。

なお、以上の説明では、１つのアンテナからの受信信号に基づいて、相関ピークを検出することとしたが、たとえば、図４の構成を各アンテナに対応して設け、各アンテナからの受信信号によるフィルタ出力信号について、その絶対値の２乗和を求め、この２乗和に現れるピークを検出する構成としてもよい。

［実施の形態２の変形例］
実施の形態２では、実施の形態１と同様に、各信号のユニークワードが同一の場合の構成を示した。

図５は、各ユーザからの信号のユニークワードが、ユーザごとに異なる場合に対応する、実施の形態２の変形例の受信タイミング検出装置３６の構成を示す図である。受信タイミング検出装置３６は、図４に示したのと同様の構成をＭ人のユーザに対応してＭ系統設ける構成としている。その他の点は、実施の形態２の構成と同様であるので説明は繰り返さない。

このような構成とすることで、各ユーザからの信号のユニークワードが、ユーザごとに異なる場合にも、より高精度に各ユーザからの到来時刻を検出して、各ユーザの送信タイミングに時間差を設けるように制御することができ、複数のユーザを同一チャネルに割当てる場合に、同期を確立することが可能である。

この場合も１つのアンテナからの受信信号に基づいて、相関ピークを検出することとしたが、たとえば、図５の構成を各アンテナに対応して設け、各アンテナからの受信信号によるフィルタ出力信号について、その絶対値の２乗和を求め、この２乗和に現れるピークを検出する構成としてもよい。

［実施の形態３］
図６は、本発明の実施の形態３の受信タイミング検出装置３８の構成を示す概略ブロック図である。

図２の実施の形態１の受信タイミング検出装置３０の構成と異なる点は、ｊ番目のアンテナからの受信信号ｕ_jを受けるトランスバーサルフィルタからの出力が、さらに演算器３３０に与えられる構成となっていることである。その他の点は、実施の形態１の受信タイミング検出装置３０の構成と同様であるので、同一部分には同一符号を付してその説明は繰り返さない。ただし、図６においては、トランスバーサルフィルタの加算器３１０からの出力信号系列を｛ｙ（ｋ）｝とし、演算器３３０からの出力系列を｛ｙ´（ｋ）｝としている。

以下では、演算器３３０の構成について説明する。

上述のとおり、各ユーザからの送信信号は、たとえば、変調時の波形成形のためにロールオフフィルタ等を通過させた後に、各端末から送出されている。

このような端末側の波形成形フィルタの伝達関数をＨ（ｆ）とするとき、この波形成形フィルタのインパルス応答系列を｛ｈ（ｋ）｝の自己相関関数を｛ｒ（ｋ）｝とする。このとき、系列｛ｈ（ｋ）｝の自己相関行列Ｒ_hhは、以下のように表される。

このとき、系列｛ｙ（ｋ）｝に自己相関行列Ｒ_hhを作用させると、系列｛ｙ（ｋ）｝からフィルタ相関を除去された系列｛ｙ´（ｋ）｝を以下の手続きで得ることができる。

演算器３３０は、以上のような演算を行なうことで、端末からの信号の波形成形フィルタ通過前の信号系列｛ｙ´（ｋ）｝を生成する。したがって、信号系列｛ｙ´（ｋ）｝に現れる相関ピークはより鋭くなり、相関ピーク検出の分解能を向上させることが可能となる。

つまり、実施の形態３の受信タイミング検出器３８は、実施の形態１の受信タイミング検出装置３０よりも、より高精度に、各ユーザからの到来時刻を検出して、各ユーザの送信タイミングに時間差を設けるように制御することができ、複数のユーザを同一チャネルに割当てる場合に、同期を確立することが可能である。

なお、実施の形態３の構成においても、図６の構成を各アンテナに対応して設け、各アンテナからの受信信号によるフィルタ出力信号について、その絶対値の２乗和を求め、この２乗和に現れるピークを検出する構成としてもよい。

さらに、各ユーザからの信号のユニークワードが、ユーザごとに異なる場合には、図６に示したのと同様の構成をＭ人のユーザに対応してＭ系統設ける構成としてもよい。

［実施の形態４］
図７は、本発明の実施の形態４の受信タイミング検出装置４０の構成を説明するための概略ブロック図である。

受信タイミング検出装置４０は、端末からの信号の伝搬路をモデル化し、ユニークワードの系列｛ｗ（ｋ）｝を受けて、受信信号のレプリカの系列｛ｕ´（ｋ）｝を生成するためのＦＩＲ（Finite Impulse Response）フィルタ４００と、ｊ番目のアンテナからの受信信号の系列｛ｕ_j（ｋ）｝と受信信号のレプリカの系列｛ｕ´（ｋ）｝との誤差信号の系列｛ε（ｋ）｝を生成する加算器４３０と、加算器４３０の出力を受けて、｜ε（ｋ）｜²の和を最小となるように、ＦＩＲフィルタ４００を制御するとともに、受信信号の到来タイミングでピーク値を有する出力信号ρを生成する演算器４４０とを備える。

ＦＩＲフィルタ４００は、観測遅延時間範囲をＭＴ（Ｍ：自然数、Ｔ：単位時間）とするとき、タップ数（Ｍ−１）のトランスバーサルフィルタであって、信号ｗ（ｋ）とタップ４０２．１〜４０２．Ｍ−１からの出力とをそれぞれ一方入力に受け、他方入力には、演算器４４０により推定された伝搬路のインパルス応答Ｙ＝［ｙ₀、ｙ₁、…、ｙ_M-1］の各要素を受ける乗算器４１０．０〜４１０．Ｍと、乗算器４１０．０〜４１０．Ｍからの出力を加算して、受信信号のレプリカの系列｛ｕ´（ｋ）｝を出力する加算器４２０とを備える。

ユニークワード系列の自己相関行列Ｒ_WWを用いると、インパルス応答Ｙ＝［ｙ₀、ｙ₁、…、ｙ_M-1］は、以下の式で表される。

ここで、ｗ（ｊ）のｊの値が負のときは、ｗ（ｊ）＝０とする。

実施の形態４では、このようにして得られたインパルス応答Ｙ＝［ｙ₀、ｙ₁、…、ｙ_M-1］の２乗和のピークを検出することで、ユーザからの信号の到来タイミングを検出することが可能である。

したがって、実施の形態１と同様の効果を得ることができる。

なお、実施の形態３の構成においても、図６の構成を各アンテナに対応して設け、各アンテナからの受信信号によるインパルス応答について、その絶対値の２乗和を求め、この２乗和に現れるピークを検出する構成としてもよい。

さらに、図６の構成を各アンテナに対応して設け、各アンテナごとに異なるユーザからの受信信号についてのインパルス応答を求め、ぞれぞれ、その２乗和に現れるピークを検出する構成としてもよい。

［実施の形態４の変形例］
図８は、各ユーザからの信号のユニークワードが、ユーザごとに異なる場合に対応する、実施の形態４の変形例の受信タイミング検出装置４２の構成を示す。受信タイミング検出装置４２は、図７に示したのと同様の構成をＳ人のユーザに対応してＳ系統設け、各系統からの受信信号のレプリカを加算器４５０で加算した上で加算器４３０に与え、加算器４３０が受信信号ｕ_j（ｋ）と加算器４５０からの信号との誤差信号ε（ｋ）を生成する構成としている。このため、演算器４４０は、各ユーザに対応して、インパルス応答を導出するが、その演算過程は基本的に実施の形態４と同様である。その他の点は、実施の形態４の構成と同様であるので説明は繰り返さない。

このような構成とすることで、各ユーザからの信号のユニークワードが、ユーザごとに異なる場合にも、より高精度に各ユーザからの到来時刻を検出して、各ユーザの送信タイミングに時間差を設けるように制御することができ、複数のユーザを同一チャネルに割当てる場合に、同期を確立することが可能である。

なお、図８においては、各ユーザごとにユニークワードが異なる構成と成っている。

また、実施の形態４の変形例の構成においても、図８の構成を各アンテナに対応して設け、各アンテナからの受信信号に対して得られるインパルス応答について、その絶対値の２乗和をアンテナについて加算し、この加算値に現れるピークを検出する構成としてもよい。

［実施の形態５］
実施の形態５の受信タイミング検出器は、いわゆるＭＵＳＩＣ（MultipleSignalClassification）法を用いて、信号到来タイミングを検出する方法を簡易化した方法で、各ユーザからの信号の到来タイミングを検出する。

まず、ＭＵＳＩＣ法による到来タイミングの検出について説明する。

［ＭＵＳＩＣ法による検出］
時刻Ｔ〜ＮＴ（Ｎ：自然数、Ｔ：単位時間）の観測区間でのｊ番目のアンテナからの受信信号は、Ｎ次元のベクトルＵ_jとして表現できる。このときＮ個のモードベクトルＡ（０）〜Ａ（Ｎ−１）を、ユニークワードの系列｛ｗ（ｋ）｝を用いて以下の通り定義する。

したがって、少なくとも１人のユーザからの信号のユニークワードの全体が、観測区間内に含まれ得る。

このとき、ｊ番目のアンテナでの受信信号ベクトルＵ_jは、Ｎを雑音ベクトルとして、以下のようなモードベクトルの線型結合として表すことができる。

このようにして表現された受信信号ベクトルの自己相関行列Ｒ_UUを、Ｌ本の各アンテナでの受信信号の平均として求めると以下のようになる。

ここで、Ｙ^Hは、Ｙの複素共役をとって転置することを意味する。

自己相関行列Ｒ_UUの固有値解析から、ユーザからの信号以外の（Ｎ−Ｍ）＝Ｐ個（Ｍ：ユーザ数）の固有ベクトルＥｉ（ｉ＝１〜Ｐ）をもとめ、以下の式で表されるρ（ｋ）を求める。

関数ρ（ｋ）が発散する位置に端末からの信号が存在する。

［簡易化された推定方法］
以上説明したＭＵＳＣ法では、固有値解析の処理が複雑である。そこで、以下のようなより簡易なベクトル直交化法により、より簡易に信号の到来タイミングを推定する。

Ｌ個のアンテナからの受信信号ベクトルＵ_j（ｊ＝１〜Ｌ）にすべて直交化するベクトルを任意のＮ次元ベクトルＣから、以下のように表現される受信信号ベクトルＵ_jの線型結合として求める。

初期ベクトルＣ₀としては、例えば、Ｃ₀＝［１，１，…，１］とする。このとき、ベクトルＣが、Ｃ⊥Ｕ₁、Ｃ⊥Ｕ₂、…、Ｃ⊥Ｕ_Lを満たすとの条件から、複素定数ｃ₁〜ｃ_Lを決定する。

受信信号ベクトルＵ_jがすべてのアンテナで平行でる場合以外は、ベクトルＣは必ずいずれかのモードベクトルと直交する。

したがって、以下の式で定義される直交度Ο（ｋ）から、信号到達タイミングのピークを検出できる。

このような構成により、各ユーザからの信号のユニークワードが、ユーザごとに異なる場合にも、各ユーザからの到来時刻を検出して、各ユーザの送信タイミングに時間差を設けるように制御することができ、複数のユーザを同一チャネルに割当てる場合に、同期を確立することが可能である。

［計算機シミュレーション］
以上説明した実施の形態１〜６のうち、実施の形態１の相関法、実施の形態４の伝搬路推定法、実施の形態５の簡易な高分解能推定法であるベクトル直交化法の３手法について、第２ユーザの参照信号の同期タイミング推定を計算機シミュレーションした結果を以下に示す。このような手法により同期確立が可能であるかを評価するために、誤差推定確率およびフレーム誤りについて評価した。

ｉ）後続ユーザの同期タイミング推定
ｉ−１）通信環境
図９はＰＨＳの上り回線スロットの構成をしめす概念図である。

図９に示すように、ＰＨＳの上り回線通信用スロットには、アダプティブアレイのトレーニング信号として使用できる最大２４ビット（１２シンボル）の既知のプリアンブル信号が含まれるものとする。

上述の通り、このプリアンブル信号は全ユーザに共通なため、ユーザ分離を行なうためには、ユーザ間に時間差を設けなければならない。以下では、２ユーザＰＤＭＡを仮定し、両ユーザの送信タイミングに時間差τを設けるものとする。

表１は、以下で検討するＰＨＳを想定した通信環境である。

ただし、都合上送受信フィルタはルート配分とした。

図１０は、信号の到来方向および角度広がりを示す概念図である。各ユーザの周囲の仮想反射点は１３点としている。

ｉ−２）受信信号の表現
時刻ｔ＝ｉＴ_S（Ｔ_S：サンプリング間隔）におけるｊ番目のアンテナでの受信信号ｘ_j（ｉ）は、以下の式であらわされる。

ただし、ｓ（ｉ）は送信信号、ｈ_kjはｊ番目のアンテナでの第ｋユーザの複素振幅、ｐ＝τ／Ｔ_Sである。

図１１は、上式で表現される受信信号の構成の概念を示す図である。（ただし、雑音成分は省略している）。

プリアンブルの前には、ランプ用の各端末ごとに２シンボルのデータがあり、推定の障害となる。このため、後述するように観測プランに制限を加えるなどの処理を行なっている。

なお、以下の検討では、ユーザＰＳ１の同期が確立しているものと仮定している。

ｉ−３）相関法を用いた推定
各アンテナでの受信信号と基地局側で既知のプリアンブル信号との相関を求めることにより、ユーザＰＳ２の参照信号の同期タイミングを推定する。

図１２は、プリアンブル信号の抽出の条件を示す概念図である。

以下の検討では、基地局で用意するプリアンブル信号として、プリアンブル系列のみをπ／４シフトＱＰＳＫ変調し、送受信フィルタリングした信号中から、図１２で示されたＰサンプル部分を取出すものとしている。これは、プリアンブル信号後の情報信号がフィルタによりプリアンブル部分にも若干漏れ込み、推定特性が劣化することを考慮したものである。

このプリアンブル信号をｒ（ｉ）（ｉ＝０〜Ｐ−１）とすると、ｊ番目のアンテナでの受信信号の時間差ｍに関する相関値ｐ_j（ｍ）は、

で表わせる。ここでは、アンテナ数を４としているため相関出力の二乗和

からピークの検出を行なった。なお、ピークの検出はユーザＰＳ２の信号が存在すると予想されるタイミング付近の信号（ｐ±４サンプルとする）内に限定して行ない、擬似ピークを誤選択しないようにしている。

ｉ−４）伝搬路推定法（チャネル推定法）
上述の通り、伝送路をＦＩＲフィルタでモデル化すれば、受信信号のレプリカを生成することができる。このとき、受信信号との誤差の二乗平均値を最小にするインパルス応答が推定できる。

なお、誤差を観測する区間は、図１１に示すように、時刻ｉ＝０〜４７までのユーザＰＳ１のプリアンブル区間とする。タップ数は最適化を行ない、２８個とした。

ここで、図１１からもわかるように、観測区間にはユーザＰＳ２のランプの部分が含まれる。しかし、ユニークワードの系列｛ｗ（ｉ）｝にはランプが含まれないため、完全なモデル化はできない。

得られたインパルス応答からのピーク検出は、相関法を用いた推定と同様に、各アンテナに対応するインパルス応答の二乗和を用いて、ｐ±４サンプル内で行なう。

ｉ−５）ベクトル直交化法
上述の通り、ベクトルＣとモードベクトルとの直交度Ο（ｋ）からピーク検出を行なうことができる。ただし、最初の仮定のように、観測区間においてランプやデータ区間のランプやデータ区間の信号が漏れ込まないことが重要となる。

そこで、観測区間はユーザ２のプリアンブル部分のほぼ中央部８サンプルとする。

ｉｉ）シミュレーション結果
ｉｉ−１）誤差推定率
以上の３手法について、表１に挙げた環境の下で計算機シミュレーションを行なった結果を以下に説明する。

図１３は、基地局で指定したユーザＰＳ１との送信時間差と、相関法で推定したユーザＰＳ２の参照信号タイミングが異なるときの割合を、角度広がりが０°のときについて示す図である。

図１４は、基地局で指定したユーザＰＳ１との送信時間差と、伝搬路推定法で推定したユーザＰＳ２の参照信号タイミングが異なるときの割合を、角度広がりが０°のときについて示す図である。

図１５は、基地局で指定したユーザＰＳ１との送信時間差と、ベクトル直交化法で推定したユーザＰＳ２の参照信号タイミングが異なるときの割合を、角度広がりが０°のときについて示す図である。

さらに、図１６は、基地局で指定したユーザＰＳ１との送信時間差と、相関法で推定したユーザＰＳ２の参照信号タイミングが異なるときの割合を、角度広がりが５°のときについて示す図である。

図１７は、基地局で指定したユーザＰＳ１との送信時間差と、伝搬路推定法で推定したユーザＰＳ２の参照信号タイミングが異なるときの割合を、角度広がりが５°のときについて示す図である。

図１８は、基地局で指定したユーザＰＳ１との送信時間差と、ベクトル直交化法で推定したユーザＰＳ２の参照信号タイミングが異なるときの割合を、角度広がりが５°のときについて示す図である。

ユーザＰＳ１の信号電力Ｐ１とユーザＰＳ２の信号電力Ｐ２はそれぞれ平均Ｅ_b／Ｎ₀（１ビットあたりのエネルギー対雑音電力密度比）で表わした場合、（Ｐ１（デシベル）、Ｐ２（デシベル））＝（２０，２０）、（３０，３０）、（３０，２０）の３通りについてプロットしている。

図１３と図１６の相関法による推定では、１．５シンボル付近での誤差推定確率は小さいものの、その後再び大きくなる。

また、ユーザＰＳ１とユーザＰＳ２の信号電力が等しいときは、信号電力が小さくても特性にほとんど変化はないが、ユーザＰＳ１の信号電力がユーザＰＳ２の信号電力を１０ｄＢ上回るとき、大きく特性は劣化している。これは、プリアンブル信号の自己相関特性がさほど鋭くないため、信号電力の強い信号のサイドローブが影響しているためと考えられる。

図１４と図１７の伝搬路推定法による推定では、両ユーザの信号電力が等しい場合は特性がよい。（Ｐ１，Ｐ２）＝（２０，２０）のときは、次に示すベクトル直交化法よりもむしろよい特性となる。

ところが、信号電力に差がある場合は、相関法と同様に大きく特性が劣化してしまう。

図１５と図１８のベクトル直交化法によると、ユーザ間の信号強度の違いによらず、比較的良好な特性が得られる。

ベクトル直交化法では、ユーザＰＳ１の信号電力が大きくなっても、相関法や伝搬路推定法と違い、大きな特性の劣化はない。

相関法や伝搬路推定法では、同一のトレーニング信号を持つ両ユーザの信号強度が相関値やインパルス応答の振幅に影響を与える。

これに対して、ベクトル直交化法では各素子で受信した信号とモードベクトルの直交性から推定を行なうため、原則的にユーザ間の信号電力には影響を受けない。ただし、受信信号が元の直交性を保てなくなるので、雑音に対しては影響されやすい。

角度広がりの違いについて見ると、角度広がりを０°とした場合と比べて、５°にした場合には、すべて特性は改善されている。特に伝搬路推定では、改善の度合が大きい。これは、信号電力の大小関係がアンテナ間で異なるようになり、ユーザＰＳ２の信号強度が大きくなる場合が増加するためと考えられる。

以上をまとめると、伝搬路推定とチャネル直交化法では、比較的高い確率で参照信号の推定（信号到来タイミングの推定）が可能であるといえる。

ｉｉ−２）フレーム誤り特性
図１９は、角度広がりが０°のときの参照信号の同期ずれに対するフレーム誤り特性を表わす図である。

一方、図２０は、角度広がりが５°のときの参照信号の同期ずれに対するフレーム誤り特性を表わす図である。ここで、各ユーザの平均Ｅ_b／Ｎ₀は、ともに３０ｄＢとした。

これらの図からわかるように、角度広がりによらず同期推定誤りがほぼフレーム誤りを発生させている。そこで、上記の推定結果からフレーム誤りを算出した。

図２１は、角度広がりを０°にした場合に付いて、第２ユーザの参照信号の同期が完全に確立している場合、および、チャネル推定、ベクトル直交化法を用いて同期推定したときの平均フレーム誤りを示す図である。

図２２は、角度広がりを５°にした場合に付いて、第２ユーザの参照信号の同期が完全に確立している場合、および、チャネル推定、ベクトル直交化法を用いて同期推定したときの平均フレーム誤りを示す図である。

ただし、図１９および図２０と同様に、各ユーザの平均Ｅ_b／Ｎ₀は、ともに３０ｄＢである。

図２１に示す角度広がりが０°のときは、チャネル推定法とベクトル直交化法はほぼ同程度の誤り率を示しいる。完全同期時に、送信時間差が２／４シンボル以上で誤り率は約２×１０^-3となっており、伝搬路推定法とベクトル直交化法では、３／４シンボル以上の送信時間差を付けることで、約１×１０^-2の誤り率が達成されている。ただし、伝搬路推定では、１シンボル遅れのときに若干の劣化が見られる。

これに対して、図２２の角度広がりが５°のときは、ベクトル直交化法を用いた場合、１シンボル以上遅らせることで、フレーム誤りは３×１０^-3以下となった。さらに、伝搬路推定では、誤推定率も大きく改善されるため、５／４シンボル以上遅らせることで、フレーム誤りは１×１０^-3以下となる。

以上説明したとおり、ＰＨＳにＰＤＭＡを適用する場合に、先行ユーザが存在するスロットで、後続ユーザの参照信号タイミングの推定法について検討した結果、伝搬路推定を用いる方法は比較的雑音に強く、ベクトル直交化法はユーザからの信号電力の違いに強いことがわかった。

誤推定率は、送信時間差を１シンボルより大きくし、角度広がりを５°、各ユーザの平均Ｅ_b／Ｎ₀はともに３０ｄＢとしたときに、チャネル推定率で約０．１％、ベクトル直交化法で約０．２％となり、非常に高い確率で推定できることがわかる。

今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなく特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内のすべての変更が含まれることが意図される。

本発明の実施の形態１のＰＤＭＡ用基地局の無線装置（無線基地局）１０００の構成を示す概略ブロック図である。 図１に示した受信タイミング検出器３０の構成を示す概略ブロック図である。 各ユーザからの信号のユニークワードが、ユーザごとに異なる場合に対応する、実施の形態１の変形例の受信タイミング検出装置３２の構成を示す図である。 本発明の実施の形態２の受信タイミング検出装置３４の構成を示す概略ブロック図である。 各ユーザからの信号のユニークワードが、ユーザごとに異なる場合に対応する、実施の形態２の変形例の受信タイミング検出装置３６の構成を示す図である。 本発明の実施の形態３の受信タイミング検出装置３８の構成を示す概略ブロック図である。 本発明の実施の形態４の受信タイミング検出装置４０の構成を説明するための概略ブロック図である。 各ユーザからの信号のユニークワードが、ユーザごとに異なる場合に対応する、実施の形態４の変形例の受信タイミング検出装置４２の構成を示す図である。 ＰＨＳの上り回線スロットの構成をしめす概念図である。 信号の到来方向および角度広がりを示す概念図である。 受信信号の構成の概念を示す図である。 プリアンブル信号の抽出の条件を示す概念図である。 基地局で指定したユーザＰＳ１との送信時間差と、相関法で推定したユーザＰＳ２の参照信号タイミングが異なるときの割合を、角度広がりが０°のときについて示す図である。 基地局で指定したユーザＰＳ１との送信時間差と、伝搬路推定法で推定したユーザＰＳ２の参照信号タイミングが異なるときの割合を、角度広がりが０°のときについて示す図である。 基地局で指定したユーザＰＳ１との送信時間差と、ベクトル直交化法で推定したユーザＰＳ２の参照信号タイミングが異なるときの割合を、角度広がりが０°のときについて示す図である。 基地局で指定したユーザＰＳ１との送信時間差と、相関法で推定したユーザＰＳ２の参照信号タイミングが異なるときの割合を、角度広がりが５°のときについて示す図である。 基地局で指定したユーザＰＳ１との送信時間差と、伝搬路推定法で推定したユーザＰＳ２の参照信号タイミングが異なるときの割合を、角度広がりが５°のときについて示す図である。 基地局で指定したユーザＰＳ１との送信時間差と、ベクトル直交化法で推定したユーザＰＳ２の参照信号タイミングが異なるときの割合を、角度広がりが５°のときについて示す図である。 角度広がりが０°のときの参照信号の同期ずれに対するフレーム誤り特性を表わす図である。 角度広がりが５°のときの参照信号の同期ずれに対するフレーム誤り特性を表わす図である。 角度広がりを０°にした場合に付いて、第２ユーザの参照信号の同期が完全に確立している場合、および、チャネル推定、ベクトル直交化法を用いて同期推定したときの平均フレーム誤りを示す図である。 角度広がりを５°にした場合に付いて、第２ユーザの参照信号の同期が完全に確立している場合、および、チャネル推定、ベクトル直交化法を用いて同期推定したときの平均フレーム誤りを示す図である。 周波数分割多重接続，時分割多重接続およびＰＤＭＡの各種の通信システムにおけるチャネルの配置図である。 アダプティブアレイ無線基地局の基本動作を概念的に示す模式図である。 アダプティブアレイ無線基地局の構成を示す概略ブロック図である。 携帯電話機の電波信号のフレーム構成を示す概略図である。 アダプティブアレイ無線基地局とユーザとの間の電波信号の授受をイメージ化した模式図である。

符号の説明

ＳＲ１，ＳＲ２ 受信部、＃１〜＃４ アンテナ、１２−１．１〜１２−４．１，１２−１．２〜１２−４．２ 乗算器、１３．１，１３．２ 加算器、１４．１，１４．２ メモリ、１５−１．１〜１５−４．１，１５−１．２〜１５−４．２ 乗算器、２０．１，２０．２ 受信ウェイトベクトル計算機、３０，３２，３４，３６，３８，４０ 受信タイミング検出器、１０００ 無線装置（無線基地局）。

Claims (2)

1. 複数のアンテナで受信した複数のデジタル信号の到来タイミングを検出する同期検出装置であって、
   前記複数のデジタル信号の各々は、トレーニングシンボル列を有し、
   前記トレーニングシンボル列を含み得る長さを有する観測区間での各前記アンテナからの受信信号のサンプリング値からなる各アンテナごとの受信信号ベクトルと直交し、かつ前記各アンテナごとの受信信号ベクトルの線形結合により表現されるベクトルと、前記トレーニングシンボル列から生成される複数のモードベクトルとの直交化度を評価し、当該直交化度が極小となるサンプルタイミングを評価することにより、各々の信号到来タイミングを推定する、同期検出装置。
2. リアルタイムにアンテナ指向性を変更し、複数のデジタル信号の送受信を時分割で行う無線装置であって、
   前記複数のデジタル信号の各々はトレーニングシンボル列を有し、
   離散的に配置された複数のアンテナと、
   前記複数のデジタル信号の受信時に前記複数のアンテナを共用し、かつ前記複数のデジタル信号にそれぞれ対応して設けられた複数の受信回路とを備え、
   前記受信回路の各々は、
   前記複数のアンテナからの受信信号に基づいて、前記複数のデジタル信号のうちの特定の信号を分離するための受信信号分離回路を含み、
   前記複数のアンテナからの受信信号を受け、前記受信信号の到来タイミングを検出し、前記到来タイミングの検出に基づいて前記複数の受信回路の動作タイミングを制御する受信タイミング検出回路をさらに備え、
   前記受信タイミング検出回路は、
   前記トレーニングシンボル列を含み得る長さを有する観測区間での各前記アンテナからの受信信号のサンプリング値からなる各アンテナごとの受信信号ベクトルと直交し、かつ前記各アンテナごとの受信信号ベクトルの線形結合により表現されるベクトルと、前記トレーニングシンボル列から生成される複数のモードベクトルとの直交化度を評価し、当該直交化度が極小となるサンプルタイミングを評価することにより、各々の信号到来タイミングを推定する、無線装置。
   
   

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