JP2004509561A - シンボル間干渉を抑えるように設計された基準シンボルから構成されるマルチキャリア信号 - Google Patents
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Abstract
本発明においては、少なくとも一部の前記フレームはそれぞれ、少なくとも1つの受信機に知られた基準データ要素から一体形成される少なくとも1つの基準シンボルを含んでおり、その少なくとも1つの基準シンボルは少なくとも1つの前記基準データ要素の値に対する少なくとも1つの拘束条件を満足させて、受信時において少なくとももう1つ別の前記基準データ要素に影響を及ぼす少なくとも1つの干渉項を減らすようにした。
Description
本発明は、デジタル情報の伝送及び放送の技術に関する。本発明は、特に、限定はされないが、例えば無線移動体環境における限られた周波数帯域でのスペクトル効率の高いデジタル情報の伝送及び放送の技術に関する。
【0002】
例えば誤り訂正符号化技術とインタレース操作(interlacing operation)に関連するマルチキャリア変調(multicarrier modulation)技術は、例えば無線移動体環境におけるような、情報放送及び情報伝送の問題に対する解決策を与える。このため、COFDM(「符号化を行う直交周波数分割多重(Coded Orthogonal Frequency Division Multiplexing)」)変調技術がDAB(Digital Audio Broadcasting)、DVB−T(Digital Video Broadcasting−Terrestrial)とHIPERLAN/2(High Performance Local Area Network)の規格用に選ばれている。
【0003】
例えば仏国特許第2,765,757号に記述されたCOFDMシステムにおいて使用されるマルチキャリア変調はガードインターバル(guard interval)の挿入に基づく特にシンプルな等化装置(system of equalization)を具備する。サイクリック・プリフィックス(cyclic prefix)とも称されるこのガードインターバルにより、このシステムはスペクトル効率の損失という代償の上にエコーをものともせずよく挙動することが保証される。この損失を避けるために、またはそれを少なくとも減らすために、現在、新しいマルチキャリア変調が研究されている。本発明はこれらの中でとりわけ、キャリア(搬送波)がイオタ(Iota)形プロトタイプ関数の形をしたOFDM/OQAM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing/Offset Quadrature Amplitude Modulation)に関係している。このイオタ形プロトタイプ関数は、例えば仏国特許第2,733,869号に記載されており、自身のフーリエ変換と同一であるという特性を持つことが思い起こされてよい。本発明はもちろん、関連するプロトタイプ関数が何であれどんなタイプのマルチキャリア変調にも、特にOFDM/OQAMタイプに、適用可能である。
【0004】
伝送すべき情報から電気信号を形成するために使用される方法は、もちろん、信号が伝送される状況に依存する。ここでは以下、特に無線移動体環境における伝送チャネルの特性について、こうしたチャネルにおいてマルチキャリア変調を使用することの価値をより明確に理解するために、手短に復習することにする。
【0005】
無線移動体環境では、送信される信号波はその伝送中に反射を繰り返すので、受信機は送信された信号の遅延波の総和を受信することになる。これらの遅延波はそれぞれランダムに減衰されかつ位相シフトされる。この現象は遅延スプレッド(delay spread)と称され、シンボル(符号)間干渉(ISI(inter−symbol interference))を生じさせる。例えば都会の環境では、遅延スプレッドは数ミリ秒以下の範囲内にある。
【0006】
受信機(例えば運転手の移動無線電話)は移動していると想定されるので、各伝送路はドップラー効果の影響を受ける。この結果、受信機の移動速度に応じた受信機スペクトルの周波数シフトが生じる。他の多くのタイプのドップラー効果も存在するが、それらの全てを本発明で考慮することができる。
【0007】
これらの効果が組み合わさる結果、或る一定の周波数においてディープ・フェーディング(deep fading)を示す非定常伝送チャネルもたらされる(つまり周波数選択チャネルが得られる)。本発明の文脈において特に有用な或る一定の用途に対して、伝送帯域はチャネルのコヒーレンス帯域(coherence band)(すなわちチャネルの周波数応答が或る与えられた所要時間の間一定であると考えられる帯域)の幅よりも広い幅を有する。このためフェーディング現象がこの伝送帯域に現れ、つまり或る与えられた時点で帯域の或る一定の周波数が大きく減衰される。
【0008】
これらの(ISIとドップラー効果による)異なった現象を克服するため、ガードインターバル(guard interval)を付加することが特にOFDM型システムにおいて考えられた。考え出されたこのガードインターバルには、全ての受信情報が1つの同一シンボルから来ることを保証するために、ペイロード情報(payload information)は一切伝送されない。サブキャリア(sub−carriers)のコヒーレントな復調の場合には、チャネルが寄与した歪み(distortion)はその値を時間・周波数ネットワークのあらゆるポイントにおいて推定することによって補正される。
【0009】
この種のこうしたガードインターバルを導入することによりシンボル間干渉の問題は小さくなるが、しかしこの従来技術の欠点はガードインターバル期間中は情報が全く伝送されないのでスペクトル効率が悪くなることである。
【0010】
それ故に本発明では、ガードインターバルを全く導入することなく、マルチキャリア信号に影響を及ぼすシンボル間干渉を減らすための技術が追求された。
【0011】
シンボル間及び/またはマルチプレックスのキャリア間の干渉現象をより明確に理解するために、マルチキャリア変調の主要特性について以下復習することにする。マルチキャリア変調は特にデジタル変調であり、すなわち伝送すべき一つのデジタル信号から電磁信号を生成するための方法である。こうした変調のオリジナリティと価値は、それによって、信号に割り当てられた周波数帯域が複数のサブバンド(sub−bands)に再分割され、このときこの複数のサブバンドはその幅がチャネルのコヒーレンス帯域よりも小さくなるように選ばれ、サブバンド上においてシンボルの伝送所要時間の間はチャネルが一定であると考えられるようにした、という事実にある。この所要時間の間に伝送すべきデジタル情報はそれぞれのサブバンドに分配され、
・変調速度を伝送ビットレートを変更することなく低下させ(すなわちシンボルの持続期間を増大させ)、
・複素乗算器(complex multiplier)のモデルを活用する際に、各サブバンドでのチャネルの動き(action)を単純な方法でモデル化(model)するようにする。
【0012】
受信の際、受信データを補正するための複雑さの低いシステム(複素割り算が推定したチャネルによって実行される)が、ディープ・フェーディングを経験したキャリアを除いたキャリアのそれぞれで送信された情報を回収するために使用される。この場合において、情報を保護するステップが実行されない場合、これらのキャリアによって搬送されるデータは損失することになる。それ故にマルチキャリア・システムは、例えば誤り訂正コード及び/またはインタレーシングの適用といったデータのデジタル処理が電気信号の生成の前に行われる場合にのみ有用である。
【0013】
特に2つの既に知られたタイプの直交マルチキャリア変調が存在している。それらは例えば仏国特許第2,733,869号に記述されており、以下、その特性を復習することにする。
【0014】
マルチキャリア変調のキャリアの全体集合はマルチプレックス(multiplex)を形成する。このマルチプレックスの各キャリアは、マルチキャリア変調を特徴付ける同じプロトタイプ関数g(t)によって形成される。記号ν0はマルチプレックスの2つの隣接するキャリア間の間隔(spacing)を表し、τ0は送信された2つのマルチキャリア・シンボル間の時間間隔を表す。各瞬間nτ0におけるm番目の中央周波数サブバンドνmでの送信信号はam,nexp(iφm,n)exp(2iπνmt)g(t−nτ0)で、ここでam,nは伝送すべきデジタルデータを表す。その際、ベースバンドでの送信信号(ベースバンドNν0で送信された信号をほぼ中心とする)の表現は、
【数3】
である。
【0015】
簡単の為に、ここで考えられたケースでは信号が偶数の周波数サブバンドを有する、ということに注意する。もちろん、より一般的に信号を次の形に書くことは可能である。
【数4】
ここでMは信号の基準シンボルのキャリアの数を表す。実際は、標準的なテクニックによれば、値0のデジタルデータam,nをスペクトルの端に導入すれば、上記総和に有効にかかわるキャリアの数を変更して、例えばキャリア数をある偶数として持ち込むことが可能になることは思い起こされるだろう。
【0016】
関数gm,n(t)=exp(iφm,n)exp(2iπmν0t)g(t−nτ0)はg(t)の時間・周波数についてトランスレートした関数(time−frequency translated functions)と称される。サブキャリアのそれぞれによって伝送された情報を取り出すために、g(t)と位相φm,nを前記《時間・周波数》についてトランスレートした関数が可分(separable)となるように選ぶ必要がある。可分性(separability)というこの特徴を保証するための十分条件は、これらのトランスレートした関数が、有限エネルギーを持つ全ての関数の空間(数学的な意味でのヒルベルト空間)上で定義されるスカラー積について直交するべきであるということである。
【0017】
有限エネルギー関数の空間には以下のスカラー積が入ることが思い起こされるだろう。
・複素スカラー積:<x|y>=∫Rx(t)y*(t)dt
・実スカラー積:<x|y>R=Re∫Rx(t)y*(t)dt
従って以下の2つのタイプのマルチキャリア変調が定義される。
・複素型マルチキャリア変調。このタイプの変調では、関数g(t)が複素スカラー積に関してそのトランスレートした関数が直交性を保証するように選ばれる。これは例えばOFDM/QAM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing / Quadrature Amplitude Modulation)とも称されるOFDMの場合に当てはまる。この種の変調では、φm,n=0でありデータam,nは複素数である。
・実数型マルチキャリア変調。このタイプの変調では、関数g(t)が実スカラー積に関してそのトランスレートした関数が直交性を保証するように選ばれる。これは例えばOFDM/OQAM、OFDM/OMSK(Offset Minimum Shift Keying)またはOFDM/OQAM/IOTA型変調の場合に当てはまる。このタイプの変調では、φm,n=(π/2)*(m+n)かつデータam,nは実数である。
【0018】
これら2つのタイプの変調の特性から、議論される変調に関連する特に時間・周波数ネットワークの密度の点で著しい違いが生じる。
【0019】
これらのマルチキャリア変調は情報を特に高ビットレートで伝送するように設計されるので、それらのスペクトル効率はかなり高く、例えば(特にデジタルテレビジョンにおいて)4ビット/Hzに達することが思い起こされるかもしれない。誤り訂正コードからくるビットの変調シンボルへの変換(このプロセスは「マッピング(mapping)」として知られる)はQAM(Quadrature Amplitude Modulation)タイプである。
【0020】
それ故にQAMコンステレーション(QAM constellation)から来る一つの複素データの伝送の実施態様は、使用されるマルチキャリア変調のタイプに応じて異なる。
【0021】
つまり、複素型変調では、QAMコンステレーションから来るある複素データの実部と虚部はシンボル周期Ts毎に同時に伝送される。これとは対照的に実数型変調の場合には、実部と虚部はシンボル周期の半分(Ts/2)だけ時間的にシフトして伝送される(これはオフセットQAMあるいはOQAMと呼ばれる)。
【0022】
或る同じ伝送帯域と同数のサブキャリアに対しては、同じビットレートで情報を伝送するには、実数型マルチキャリア・シンボルが送信されるレートは複素型マルチキャリア・シンボルのレートの2倍であるべきことが必要である。
【0023】
さらに、これら2つの情報伝送方式は、関連する時間・周波数ネットワークの密度d=1/(ν0τ0)によって特徴付けられる。つまり、実数型マルチキャリア変調は密度d=2に対応し、他方、複素型マルチキャリア変調は密度d=1に対応する。
【0024】
一方の実数型マルチキャリア変調と他方の複素型マルチキャリア変調の区別可能な特性により、伝送チャネルの推定を実行する際に異なった処理操作が導入される。実数型マルチキャリア変調の場合には、本願文書において以下述べられるように、トランスレートした関数に利用可能な唯一の直交性は実数型の意味における直交性であるので、チャネル推定プロセスは実際にはより複雑になる。この問題をより明確に理解するために、ここで既に述べたマルチキャリア変調の文脈において実行される周知のチャネル推定テクニックを次に説明することにする。
【0025】
ここに以下展開される論法では、マルチキャリア変調のパラメータの選択はチャネルが各OFDMシンボル毎にそれぞれのサブキャリア上でフラットであると考えてよいことを保証することが仮定される。そうすればチャネルは推定されるべき複素係数Hm,n(mはサブキャリアのインデックス(添え字)で、nは議論されるOFDMシンボルのインデックスである)によってモデル化されうる。
【0026】
OFDMにおいてチャネルを推定するために使用される古典的なテクニックでは、ペイロード・キャリアのストリームに、受信機に知られているポジションにおいて基準キャリアが挿入される。受信の際、パイロット(pilots)として知られるこれらの基準キャリアによって運ばれる値が読み出され、これらの基準ポジションにおけるチャネルの複素利得が容易に導出される。次に、時間・周波数ネットワークの全てのポイントにおけるチャネルの複素利得が基準ポジションにおける複素利得の計算値から導出される。
【0027】
OFDM/QAMの文脈において、特に基準マルチキャリア・シンボル(またはプリアンブル(preamble))による推定の実行に基づく方法が考えられた。このテクニックによれば、プリアンブル(preambles)と称される少なくとも1つの基準シンボルを含むセットとペイロード・シンボルの集合とによって形成されるフレームの先頭に少なくとも1つの基準シンボルが配置される。この、あるいは、これらのシンボルを通じて、マルチプレックスのキャリアのそれぞれにおいてチャネルが推定される。システムのパラメータ(シンボル持続時間、フレーム長など)の選択によって、チャネルがシンボル時間(symbol time)に関してゆっくりと変化することが保証される。そのときそれはフレーム上でほとんど一定であると仮定されることが保証される。それ故に基準シンボル上のチャネルの推定値はフレームの全てのOFDMシンボルに使用することができる。このタイプの推定はHIPERLAN/2規格(1999年10月公表されたDTS/BRAN−0023003「BRAN;HIPERLANタイプ2技術仕様;物理(PHY)層(Broadband Radio Access Networks (BRAN);HIPERLAN Type 2 Technical Specification; Physical (PHY) layer)」)において推奨される。
【0028】
本願文書において提示される本発明は、基準シンボルによるチャネル推定の方法として知られるこの方法に特に適用可能である。
【0029】
OFDM/OQAM(オフセットQAM)タイプのマルチキャリア変調の場合にすでに言及したように、トランスレートした関数に利用可能な唯一の直交性は実数型の意味における直交性であるので、チャネル推定プロセスはより難しいものとなる。実際、或る与えられたサブキャリア上でチャネルの複素利得を推定するには、議論対象のサブキャリア上で受信された信号の複素射影を実行する必要がある。実数型の意味におけるトランスレートした関数の直交性と、プロトタイプ関数がそれらが時間と周波数において最大限局在化されるように選ばれるときでさえ2軸の内の少なくとも1つの軸すなわち時間軸または周波数軸で無限の台(support)を有するという事実は、理想チャネル上でさえキャリア間の(固有)干渉が存在することを意味している。
【0030】
実際、実数型マルチキャリア変調の文脈において、プロトタイプ関数のトランスレートした値を踏まえた受信信号の射影の虚部はゼロではない。その際には攪乱項(disturbance term)が現れ、復号器信号に加わり、チャネル推定が実行される前に補正されなければならない。それ故に、複素直交性のこの損失を穴埋めして、OFDM/OQAMタイプの変調のためのこの従来技術のテクニックの欠点を克服するために使用することができる方法を考える必要がある。
【0031】
実際、ここで既に説明したテクニックによれば、本発明は時間・周波数空間のポイント(m0,n0)において、受信されたマルチキャリア信号r(t)の複素射影を使用して、このポジションにおけるチャネルH∧m0,n0を推定する。つまり、√Eが(m0,n0)において送信される場合、以下の式が得られる。
【数5】
チャネルが理想的である(r(t)=s(t))と仮定すると、この結果、H∧m0,n0=1が得られる。
よって次式が成り立つ。
【数6】
【0032】
式(II)は、完璧に伝送された信号の複素射影はそれでもなおOFDM/OQAM変調に固有のISI(シンボル間干渉)により影響されるという事実を表している。用語「ISI(inter−symbol interference)」は時間的シンボル(temporal symbols)間及び/またはキャリア間干渉のことである。
【0033】
固有のISIの存在は伝送チャネルの推定を大きく攪乱する。
【0034】
本発明の目的は特に従来技術のこれらの欠点を克服することにある。
【0035】
特に、本発明の目的は、シンボル間及び/またはキャリア間の固有干渉をキャンセル(cancellation)または少なくとも減少させることを可能にするマルチキャリア変調のテクニックを提供することにある。
【0036】
本発明のもう1つの目的は、実施するのに単純でコストのかからないマルチキャリア変調のテクニックを提供することにある。
【0037】
本発明の更にもう1つの目的は、OFDM/OQAMタイプのシステムに適したマルチキャリア変調のテクニックを提供することにある。
【0038】
本発明の目的は、基準シンボルによるチャネル推定の方法をOFDM/OQAMタイプの信号に適用するために使用することができるマルチキャリア変調のテクニックを実現することでもある。
【0039】
本発明の目的は、従来技術を使用するチャネル推定よりも正確な、基準シンボルによるチャネル推定方式を実現するためのマルチキャリア変調のテクニックを実現することでもある。
【0040】
本発明の更にもう1つの目的は、送信されたマルチキャリア信号の改良された受信、復調及び復号化を可能にするマルチキャリア変調のテクニックを実現することにある。
【0041】
本発明の目的は、OFDMシンボル全体にわたって固有干渉をキャンセルまたは少なくとも減少させるためのマルチキャリア変調のテクニックを提供することにもある。
【0042】
これらの目的はここに以下説明される他の目的と共に、データ要素の集合によって形成される時間的に一連のシンボルから構成される本発明のマルチキャリア信号によって達せられる。前記データ要素はそれぞれ当該信号のキャリア周波数を変調し、前記シンボルはそれぞれが複数のシンボルから構成される連続したフレームに編成され、前記キャリア周波数の1つは或る与えられた時点においてキャリアと称される前記データ要素の1つによって変調される。
【0043】
本発明によれば、少なくとも一部の前記フレームはそれぞれ、少なくとも1つの受信機に知られた基準データ要素から一体形成される少なくとも1つの基準シンボルを含んでおり、その少なくとも1つの基準シンボルは少なくとも1つの前記基準データ要素の値に対する少なくとも1つの拘束条件を満足させて、受信時において少なくとももう1つ別の前記基準データ要素に影響を及ぼす少なくとも1つの干渉項を減らすようにすることを特徴とする。
【0044】
つまり、本発明は、信号の伝送中にその信号に影響を及ぼすシンボル間干渉の有害な効果を減らすことができるようにするマルチキャリア信号のフレーミングに対する全く新規で独創性のあるアプローチに基づくものである。実際に現在までのところ、OFDM/OQAMタイプのマルチキャリア変調のためのシンボル間干渉と/またはキャリア間干渉を減らすための有効なテクニックは存在しない。COFDM/QAMタイプのマルチキャリア変調については、全ての受信データが1つの同じCOFDM/QAMシンボルに属することを保証するために、ペイロード情報がその間一切伝送されないガードインターバル(guard interval)を導入することが考えられてきた。しかしながら、こうしたテクニックは情報の伝送及び放送のビットレートを最適化するために使用することはできず、さらにはOFDM/OQAMタイプの変調に適用不可能である。そこで本発明はOFDMシンボルのフレームの基準シンボルに影響を及ぼす固有干渉をキャンセルするための革新的なテクニックを提案する。このテクニックではこうしたシンボルのデータ要素の内少なくとも1つのデータ要素の値に拘束条件が課される。
【0045】
有利には、前記フレームはそれぞれ、少なくとも1つの受信機に知られた基準データ要素から一体形成された少なくとも1つの基準シンボルを含んでおり、該少なくとも1つの基準シンボルは少なくとも1つの前記基準データ要素の値に対する少なくとも1つの拘束条件を満足させて、受信時において少なくとも1つの前記基準データ要素に影響を及ぼす少なくとも1つの干渉項を減らすようにする。
【0046】
本発明の有利な態様によれば、こうした信号はOFDM/OQAMタイプの信号である。
【0047】
実際、特に基準シンボルによるチャネル推定を改良するために、OFDM/OQAMタイプの信号に影響を及ぼすシンボル間と/またはキャリア間の固有干渉を減らすことに特別の注意が払われる。本願文書において既に述べたように、この種のチャネル推定テクニックは実際にOFDM/QAMタイプの信号に対して一般的に使用されるが、しかし、トランスレートした項(translated terms)に有効な唯一の直交性は実数型の意味における直交性である実数型変調の場合にはそのテクニックは非常に難しくなる。それ故に特にこのタイプのマルチキャリア信号に対してチャネル推定の改良を試みる価値はある。
【0048】
本発明の有利な特性によれば、前記基準シンボルは前記フレームの各フレームの先頭に配置され、少なくとも1つの基準シンボルのプリアンブルを構成するようにする。
【0049】
このようにすれば、例えばシンボル・フレームのそれぞれの先頭で伝送チャネルの推定を実行して、計算した推定値をフレーム全体にわたって使用することが可能である。
【0050】
有利には、gは前記キャリアが直交するような所定のプロトタイプ関数とし、am,nは前記データ要素を代表する実数とし、τ0は前記シンボル1つの持続時間、ν0は前記キャリア周波数の間隔で、互いに1/(ν0τ0)=2の関係にあるとし、mとnはそれぞれ、前記データ要素am,nを搬送するキャリアの周波数空間と時間空間における位置を特定するインデックスとしたときにφm,n=(π/2)*(m+n)、Mは当該信号の基準信号のキャリアの数としたとき、本発明によるマルチキャリア信号は、
【数7】
の形を有する。
【0051】
ここで既に述べたように、古典的なテクニックにより、値0のデータ要素am,nをスペクトルの端に導入すれば、上記信号の表現に有効にかかわる項の数は変更される。例えば、前記信号s(t)の表現が偶数の周波数サブバンドを有することを考えることができる。
【0052】
本発明の有利なテクニックによれば、前記関数gは、Agを該関数gのアンビギュイティ関数としたときに、
α1=Ag(0,ν0)=Ag(0,−ν0)=α2=Ag(τ0,0)=Ag(−τ0,0)、
及び、
Ag(2mν0,2nτ0)=δm,0δn,0
の関係に従う実関数かつアイソトロピック(isotropic)な偶パリティ関数である。
【0053】
関数gのアンビギュイティ関数(ambiguity function)Agの特性は補遺1を参照されたい。
【0054】
好ましくは、前記関数はイオタ関数(Iota function)である。
【0055】
このイオタ関数は一般にはιと記され、自身のフーリエ変換と同一となる特性を有する。この種のプロトタイプのイオタ関数は仏国特許第2,733,869号に記載されており、特にOFDM/OQAMタイプのマルチキャリア変調に有効である。
【0056】
有利には、前記拘束条件の1つは、少なくとも1つの基準シンボルに対しての、時間・周波数空間におい該基準シンボルに直接隣接するキャリアに少なくとも部分的に起因する干渉項のキャンセレーションを表す。
【0057】
従って例えば、基準シンボルの或る与えられたキャリアの第一リング(Ring)に属するキャリアに起因する固有のシンボル間干渉(IES(intrinsic inter−symbol interference))と、できうれば研究対象のキャリアを取り巻く第二リングに属するキャリアに起因する干渉をキャンセルすることが可能である。
【0058】
有利には、前記少なくとも1つの基準シンボルは、当該信号を形成するその他のシンボルに加えて当該信号のスペクトルの端に配置される少なくとも2つの被変調キャリアを含む。
【0059】
これにより、それに対して完全なリングを定義することが不可能な、信号のスペクトルの端に配置されたキャリアの問題に対する解決策が与えられる。
【0060】
好ましくは、前記プリアンブルは、先行するシンボル、中央のシンボル、後続するシンボルとそれぞれ称される少なくとも3つの基準シンボルによって構成され、前記拘束条件の1つは、前記中央のシンボルに対しての、前記先行するシンボルと前記後続するシンボルに起因する干渉項のキャンセレーションを表す。
【0061】
こうして、1つ前と後続するシンボルに起因するISIによって影響が及ばされることがないことが保証されるプリアンブルの中央のシンボルからチャネルの推定を実行するためのテクニックを実現することが可能である。このため従来技術のテクニックによる推定よりもはるかに正確な伝送チャネルの推定を取得することが可能である。
【0062】
有利には、n0は前記中央のシンボルのインデックスであるとし、Mは当該信号の基準シンボルのキャリアの数であり、m0∈[0,M−1]であるとしたときに、
(am0−1,n0−am0+1,n0)(−1)n0+am0,n0−1−am0,n0+1=0
と、
am0−1,n0−1+am0+1,n0+1+am0+1,n0−1+am0−1,n0+1=0
の関係を満足する。
【0063】
本発明の有利な態様によれば、前記中央のシンボルの時間空間における位置はインデックスn0によって特徴付けられ、該中央のシンボルは値+√eを持つデータ要素を搬送する2つのキャリアと値−√eを持つデータ要素を搬送する2つのキャリアとを交互に配置した規則的パターンによって構成され、n0が偶パリティ数(と奇パリティ数それぞれ)である場合において、前記先行するシンボルは前記中央のシンボルを構成する前記規則的パターンを周波数空間において1ステップだけ左方向にシフト(または右方向にそれぞれシフト)させることによって得られる規則的パターンにより構成され、前記後続するシンボルは前記中央のシンボルを構成する前記規則的パターンを周波数空間において1ステップだけ右方向にシフト(または左方向にそれぞれシフト)させることによって得られる規則的パターンにより構成される。
【0064】
こうしたパターン(一方では偶パリティ・インデックスn0、他方では奇パリティ・インデックスn0での中央のシンボルに対するもの)は実際に、中央のシンボルに影響を及ぼす固有干渉をキャンセルすることができるようにするプリアンブルの構造に対応する。この例示的な態様において、eはそれぞれのキャリアで伝送されるシンボルのエネルギーを表す。
【0065】
本発明の有利な態様によれば、前記プリアンブルは、2つの先行するシンボルと1つの中央のシンボルと二つの後続するシンボルを含む少なくとも5つの基準シンボルから成り、前記拘束条件の1つは、前記中央のシンボルに対しての、前記2つの先行するシンボルと前記2つの後続するシンボルとに起因する干渉項のキャンセレーションを表す。
【0066】
その際、プリアンブルの中央のシンボルを取り囲む第一及び第二のリングに因りこの中央のシンボルに影響を及ぼす固有干渉をキャンセルすることに注意が払われる。
【0067】
好ましくは、Mを当該信号の基準シンボルのキャリアの数としてm0∈[0,M−1]であるとしたときに、
Ring1&2 m0,n0={(m,n)|((m−m0),(n−n0))∈{−2,−1,0,1,2}2、かつ(m,n)≠(m0,n0)}
として、
【数8】
という拘束条件を満足する。
【0068】
本発明の好ましい態様によれば、前記中央のシンボルの時間空間における位置はインデックスn0によって特徴付けられ、該中央のシンボルは値+√eを持つデータ要素を搬送する2つのキャリアと値−√eを持つデータ要素を搬送する2つのキャリアとを交互に配置した規則的パターンによって構成され、n0が偶パリティ数(と奇パリティ数それぞれ)である場合において、インデックスn0−1の前記シンボルは前記中央のシンボルを構成する前記規則的パターンを周波数空間において1ステップだけ左方向にシフト(または右方向にそれぞれシフト)させることによって得られる規則的パターンにより構成され、インデックスn0+1の前記シンボルは前記中央のシンボルを構成する前記規則的パターンを周波数空間において1ステップだけ右方向にシフト(または左方向にそれぞれシフト)させることによって得られる規則的パターンにより構成され、n0が偶パリティ数(と奇パリティ数それぞれ)である場合においてはさらに、インデックスn0−2の前記シンボルはインデックスn0−1の前記シンボルを構成する前記規則的パターンを周波数空間において1ステップだけ左方向にシフト(または右方向にそれぞれシフト)させることによって得られる規則的パターンにより構成され、インデックスn0+2の前記シンボルはインデックスn0+1の前記シンボルを構成する前記規則的パターンを周波数空間において1ステップだけ右方向にシフト(または左方向にそれぞれシフト)させることによって得られる規則的パターンにより構成される。
【0069】
最初に提示された規則的パターンは3つのシンボルを含むプリアンブルに対するものであるが、5つのシンボルから成るプリアンブルの場合に拡張することができる。再び、この代替となる態様において、eは例えばそれぞれのキャリアで伝送されるシンボルのエネルギーを表す。
【0070】
有利には、前記フレームの1つの長さは、該フレーム上でチャネルが不変であるという前提を満たすように選ばれる。
【0071】
こうして本発明によれば、(中央のシンボルより)前と後のシンボルに因る固有干渉によって影響が及ばされることがないことが保証されるプリアンブルの中央のシンボルから伝送チャネルの推定を実行して、受信したOFDM/OQAMシンボル・フレーム全体にわたってこの正確な推定を使用することが可能である。
【0072】
また本発明は、ここに上述したマルチキャリア信号を受信するための方法にも関係している。この方法は、
【0073】
伝送チャネルの伝達関数を推定するステップであって、該チャネルの有効な推定を取得するために、フレームの少なくとも或る決まった前記基準シンボルに対して、受信の際に前記基準要素の値を送信時に知られている該基準要素の値によって割り算を実行して、前記伝達関数の少なくとも或る決まった係数の値を決定するサブステップを含むステップと、
前記伝達関数の推定に応じて前記フレームのシンボルを復調及び/または復号化するためのステップと、から構成される。
【0074】
この種の受信方法は従来技術のテクニックにより製造されるものよりもクォリティの高いマルチキャリア信号受信機を同じコストで製造するために使用することができる。また同じくこの種の受信方法により、従来技術のテクニックにより製造されるものよりも安価なマルチキャリア信号受信機を同じクォリティで製造することも可能となる。実際、送信されたシンボル・フレームのプリアンブルに影響を及ぼす固有干渉をキャンセルすることによって、従来技術よりはるかに正確な、伝送チャネルの推定を取得することが可能となる。
【0075】
有利には、前記決定サブステップにおいては、前記基準キャリアのそれぞれについて、
前記基準キャリアの周囲にリングが存在するときにはそうしたリングを定義する隣接キャリアを考慮に入れ、
当該信号のスペクトルの端にある基準キャリアについては、前記リングが不完全なときは前記伝達関数は外挿によって決定される。
【0076】
実際、信号の基準シンボルとペイロード・シンボルが同じ数M個のキャリアを含む場合、信号のスペクトルの端のキャリアは信号に課される上記拘束条件を満たすことはできない。実際、信号のスペクトルの端のこれらのキャリアについては、キャリアの完全なリングを全く定義することはできない。「リング(ring)」という用語はここでは或るキャリアを取り囲む第一リング、あるいは或る与えれたキャリアを取り囲む第二リングその他の高次のリングを意味する。
【0077】
それ故に信号のスペクトルの端のキャリアに対しては外挿(extrapolation)が考えられており、それによりこれらの端部キャリアに付随するチャネルの伝達関数の係数の値を決定することが可能となる。こうした係数の値は、キャリア・リングが存在する基準キャリアに関連する、伝達関数の他の係数の値から外挿される。
【0078】
或る与えられた基準キャリアを取り囲むキャリアの第一リングに因る固有干渉をキャンセルすることが追求されるとき、基準シンボルがペイロード・シンボルより、信号のスペクトルの各端にそれぞれ配置されたキャリアを少なくとも2つ多く含む場合には、この種の外挿はもちろん必要ではない。同様に、例えば第一及び第二のキャリア・リングに因る固有干渉をキャンセルすることが追求されるとき、基準シンボルがペイロード・シンボルよりも少なくとも4つキャリアを多く含む場合にのみこの種の外挿は必要である。
【0079】
本発明はここに上述した本発明のマルチキャリア信号の受信機と送信機にも関係している。
【0080】
また本発明は、データ要素の集合によって構成される時間的に一連のシンボルから形成されるマルチキャリア信号を構成するための方法にも関係する。前記データ要素はそれぞれ前記信号のキャリア周波数を変調し、前記シンボルはそれぞれが複数のシンボルから構成される連続したフレームに編成され、前記キャリア周波数の1つは或る与えられた時点においてキャリアと称される前記データ要素の1つによって変調される。
【0081】
本発明によれば、少なくとも一部の前記フレームはそれぞれ、少なくとも1つの受信機に知られた基準データ要素から一体形成された少なくとも1つの基準シンボルを含んでおり、該少なくとも1つの基準シンボルは少なくとも1つの前記基準データ要素の値に対する少なくとも1つの拘束条件を満足させて、受信時において少なくとももう1つ別の前記基準データ要素に影響を及ぼす少なくとも1つの干渉項を減らすようにすることを特徴とする。
【0082】
有利には、こうした構成方法によれば、前記フレームはそれぞれ、少なくとも1つの受信機に知られた基準データ要素から一体形成された少なくとも1つの基準シンボルを含んでおり、該少なくとも1つの基準シンボルは少なくとも1つの前記基準データ要素の値に対する少なくとも1つの拘束条件を満足させて、受信時において少なくとも1つの前記基準データ要素に影響を及ぼす少なくとも1つの干渉項を減らすようにする。
【0083】
本発明の他の特徴と利点は、例示的かつ非限定的な例として以下提供される本発明の好ましい実施態様を添付図面を参照しながら説明することにより、より明らかとなる。
【0084】
本発明の一般原理は、OFDM/OQAM信号における基準シンボルの少なくとも1つのデータ要素の値に課される拘束条件を導入して、固有のシンボル間干渉を減らして、特にチャネル推定を改良することができるようにすることに基づくものである。
【0085】
図1は、プリアンブルの基準キャリアの第一リングに因る固有干渉をキャンセルする様子を説明するための図である。
【0086】
まず最初に、固有干渉に関係するいくつかの概念を復習することにする。
【0087】
1.アンビギュイティ関数( ambiguity function )
波形についてのアンビギュイティ関数の定義と特性は例えば仏国特許第2,733,869号に記述されている。念のために、この情報については本願の補遺1を参照されたい。しかしながら、関数x(t)のアンビギュイティ関数はここでは次のように表現できる。
Ax(τ,ν)=∫Re−2iπνtx(t+τ/2)x*(t−τ/2)dt
【0088】
アンビギュイティ関数の特性としてここにいくつか挙げられる。
・関数xが偶パリティ関数の場合、アンビギュイティ関数は実関数である。
・さらにxが実関数である場合、そのアンビギュイティ関数は周波数変数νに関して偶パリティ関数である。
・さらにxがアイソトロピック(isotropic)である(つまりxがフーリエ変換に等しい)場合、そのアンビギュイティ関数は周波数変数τに関して偶パリティ関数である。
【0089】
ここでは議論対象のマルチキャリア信号に付随するプロトタイプ関数g(t)はこれらの特性を満足すると仮定される。このことは特に仏国特許第2,733,869号に記述されたイオタ(Iota)関数ι(t)に当てはまる。
【0090】
2.サブキャリアの直交性
トランスレートした関数gm,n(t)とgm’,n’(t)の複素スカラー積は次式に等しい。
【数9】
式(III)を基に、変数u=t−(n+n’)τ0/2に変数変換すれば次の式が得られる。
【数10】
結局、次式が成立する。
【数11】
関数{gm,n(t)}から成る基底が実数型の意味で直交するための必要条件は、g(t)が偶パリティ値でなければならないということとAg(2mν0,2nτ0)=δm,0δn,0であるということである。
実際、この場合、全ての(m,n)に対して、
【数12】
ここでは以下、g(t)はこれらの前提(hypotheses)が満たされるようなものと仮定される。このことは特にg(t)がイオタ関数であるときに当てはまる。
【0091】
3.理想チャネルの場合における固有干渉(ISI)
理想チャネルにおいて、研究対象のキャリア(m0,n0)に対する時間・周波数ネットワークのその他のキャリアに因る干渉は式(II)における項Im0,n0によって表される。
【数13】
【0092】
g(t)が時間及び周波数において一応かなり局在化しているという特徴が仮定されると、この干渉において重大な役割を果たす項はキャリア(m0,n0)に直接隣接するキャリアに起因するものである。図1にはこれらのキャリアが概略的に示されており、それらは研究対象のキャリアに関係する「第一リング(first ring)」と称されるものを構成する。
【0093】
つまり、時間空間(と周波数空間それぞれ)におけるポジションがn0(とm0)であるキャリア10が議論される。キャリア11〜18はキャリア10に直接隣接しており、キャリア10の第一リングを構成する。それらはインデックスn0−1、n0とn0+1を有するOFDMシンボルに属し、かつインデックスm0−1、m0とm0+1を有するキャリア周波数に対応する。
【0094】
Cm0,n0は第一リングを代表する基準項(reference term)、すなわちキャリア11〜18に因る干渉項を表し、Dm0,n0は時間・周波数ネットワークのその他のキャリアに因る干渉項を表す。
【0095】
データ値am,nは{−√e,+√e}に値を採るBPSK(Binary Phase Shift Keying)シンボルである。シンボルam,nはもちろんどんな種類のシンボルでもよい。しかしながら単純化の点から、ここでの説明はシンボルam,nが唯2つの区別可能な値を採ることができる或る特定の実施態様に限ることにする。しかし本発明は明らかに、シンボルam,nが複数の区別可能な値、例えば4つの値、を採ることができる場合にまで拡張することができる。g(t)がイオタ関数である場合、次のことを示すことができる。
VardB(Dm0,n0)=VardB(Cm0,n0)−18.6dB
【0096】
このことからマルチキャリア信号のキャリア(m0,n0)に影響を及ぼす固有干渉に対する主な寄与は議論対象のキャリアを取り囲む第一リングの因るものであることがわかる。
【0097】
以下この文書では、マルチキャリア信号のプリアンブルのキャリアについて第一リングに因る固有干渉をキャンセルすることが追求される本発明の或る特定の実施態様について説明される。
【0098】
3.1. 周波数シフトしたキャリアのみに因る干渉
まず最初に、議論対象のキャリアとは周波数シフトした同一時点で送信された第一リングのキャリアに起因してその議論対象のキャリアに影響を及ぼす固有干渉が議論される。
【0099】
この場合、n=n0で、次式が成り立つ。
【数14】
差m−m0の値に関して2つの場合が考えられなければならない。
・m−m0=1の場合、
【数15】
・m−m0=−1の場合、
【数16】
【0100】
3.2. 周波数シフトしたキャリアのみに因る干渉
次に、議論対象のキャリアとはタイムシフトした同一周波数で送信された第一リングのキャリアに起因してその議論対象のキャリアに影響を及ぼす固有干渉が議論される。
この場合、m=m0で、次式が成り立つ。
【数17】
差n−n0の値に関して2つの場合が考えられなければならない。
・n−n0=1の場合、
【数18】
・n−n0=−1の場合、
【数19】
【0101】
上記関係式から、タイムシフトしたキャリアのみまたは周波数シフトしたキャリアのみに因るキャリア(m0,n0)に対する干渉のキャンセレーション(解消)は次式によって表される。
α1(am0−1,n0−am0+1,n0)(−1)n0+α2(am0,n0−1−am0,n0+1)=0
・・・(V)
ここで、
α1=Ag(0,ν0)=Ag(0,−ν0)、
α2=Ag(τ0,0)=Ag(−τ0,0)
am,n∈Rはキャリア(m,n)で伝送されたシンボルである。g(t)の上記特徴以外に、プロトタイプ関数はα1=α2(=α)であるものと仮定される。これは特にイオタ関数に当てはまる。このとき式(V)は以下のように書くことができる。
(am0−1,n0−am0+1,n0)(−1)n0+am0,n0−1−am0,n0+1=0
・・・(VI)
【0102】
式(VI)はn0の値に依存するので、n0が偶パリティ値か奇パリティ値かによって2つの別個の式が存在する。
【0103】
3.3. タイムシフト及び周波数シフトしたキャリアに因る干渉
この場合、第一リングの干渉をキャンセルすることが追求されるキャリアのポジションに応じて4つの場合に場合分けされる。
・m−m0=1かつn−n0=1の場合、
【数20】
・m−m0=1かつn−n0=−1の場合、
【数21】
・m−m0=−1かつn−n0=1の場合、
【数22】
・m−m0=−1かつn−n0=−1の場合、
【数23】
【0104】
さらに、g(t)の上述した特性により次の関係が成立する。
Ag(τ0,ν0)=Ag(−τ0,ν0)=Ag(−τ0,−ν0)=Ag(τ0,−ν0)(=β)
【0105】
このことから、タイムシフト及び周波数シフトしたキャリアに因る干渉のキャンセレーションは次の関係式を使って表現することができることが導かれる。
(am0−1,n0−1+am0+1,n0+1+am0+1,n0−1+am0−1,n0+1)(−1)n0=0
・・・(VII)
【0106】
この式はn0の値に依存するが、am,nを以下の値に選ぶことによって常にキャンセルすることができる。
am0−1,n0−1+am0+1,n0+1+am0+1,n0−1+am0−1,n0+1=0
・・・(VIII)
【0107】
つまり、シンボルのポジションが何であれ、すなわちn0の値が何であれ、第一リングのデータ要素を統括する単一の関係式が得られる。
【0108】
前述の式から、Cm0,n0をキャンセルする必要十分条件は次式で与えられる。
α(am0+1,n0−am0−1,n0)+(−1)n0(am0,n0+1−am0,n0−1)
−β(am0+1,n0+1+am0−1,n0+1+am0+1,n0−1+am0−1,n0−1)=1
・・・(IX)
【0109】
4. 実際的なチャネルの場合における固有干渉(ISI)
次に、実際的なチャネル(realistic channel)の場合において固有干渉のキャンセレーションを可能にするために第一リングのキャリアのデータ要素によって満たされるべき拘束条件を設定することを試みる。
【0110】
実際的なチャネルについては、上述したようなチャネルの動き(action)のモデリング(modeling)が与えられると、キャリア(m0,n0)での固有干渉ISIは以下のように書くことができることが思い起こされるだろう。
【数24】
従って、この実際的な場合における第一リングに因る固有干渉ISIは次式に等しい。
【数25】
【0111】
この固有干渉項を単純にキャンセルすることができるようにするために、チャネルがこの第一リング上で一定であると考えることができると仮定する。すると次式が得られる。
【数26】
この結果、次式が成立する。
【数27】
【0112】
この仮定は本発明では変調のパラメータを適切に選ぶことによって実際に満たされ、理想チャネルの場合と同じ項(Cm0,n0)のキャンセレーションに帰着させることができるようになる。
【0113】
7. OFDM / OQAMシンボル全体で固有干渉を抑えるフレーミング作業
本発明は、OFDM/OQAMシンボル全体にわたって固有干渉のかなりの部分をキャンセルすることができるようにする特異的なプリアンブルの概念と、そしてこの結果もたらされる伝送されるべきペイロード情報のフレーミングとに基づくものである、ことが思い起こされるだろう。この特異的なプリアンブルは基準シンボルを構成し、チャネル推定に使用することができる。各キャリアで受信された値を基に、既知の送信値による単純な割り算によって、伝送チャネルの満足いく推定を表す係数Hn,kを見出すことが可能である。
【0114】
基準シンボルによるこの種のチャネル推定を実行するために、チャネルはフレーム全体でほとんど不変であると想定されることが思い起こされるだろう。
【0115】
7.1 プリアンブル
図2と図3に、或る与えられたキャリアに関係する第一リングと第二リングをキャンセルするために使用されるプリアンブルの詳細な構造を示す。図2(と図3それぞれ)は中央のシンボルのインデックスn0の偶パリティ値(または奇パリティ値)に対するプリアンブルに実現される規則的パターンを示している。
【0116】
7.1.1 第一リングに因るISIのキャンセレーション
インデックスn0を持つシンボルについて、∀m∈{0,...,M−1}に対してCm,n0=0であることが望ましい。実際に、中央のシンボルの全てのキャリアに対して、キャリアの第一リングに因る固有干渉はゼロであることが望ましい。この目的のため、パターンは関係式(IV)と(VI)が(m,n0)(m=0,...M−1、Mは信号の基準シンボルのキャリアの数であるが、キャリアの完全なリングを全く定義することが可能でない信号のスペクトルの端の基準キャリアはできる限り除かれる)に対して成立することを保証するものとして決定される。
【0117】
信号のスペクトルの端のキャリアに関する問題に対する解決策を与えるために、第1の代替実施態様として、0からM−1までの番号のM個のキャリアを含む基準シンボルと、1からM−2までの番号のM−2個のキャリアのみを含むペイロード・シンボルとを伝送することが考えられた。結果、信号のスペクトルのそれぞれの端に位置する2つの追加の被変調キャリアによって、関係式(IV)と(VI)が成立することを示すことが可能なインデックス1〜M−2の基準キャリアの第一リングを完成することが可能となる。もちろん、この種の代替実施態様は、被変調キャリア、すなわち信号のスペクトルの端にゼロ値キャリアが存在しないとき、に適用することができることに注意する。
【0118】
さらに、この種の代替実施態様によれば、受信の際に実施される信号の帯域通過濾波(bandpass filtering)の性能が改善される。実際、この種の代替実施態様により実現される帯域通過フィルタの幅は、ペイロード・シンボルのものよりも大きな基準シンボルの周波数幅によって決定され、ペイロード・データの保護を改善することができるようになる。
【0119】
信号のスペクトルの端に位置する基準キャリアに関する問題を穴埋めするために使用される第2の代替実施態様では、M個のキャリアを含む基準シンボルとペイロード・シンボルを伝送して、チャネルの推定を実行する間に、チャネルの伝達関数の係数の外挿を実行して可能な限り効率的に0〜M−1のインデックスを有する係数を取得する。
【0120】
これら2つの代替実施態様は両立しないわけではないが、これら2つの方法のいずれか1つが一般的には優先される。
【0121】
図2と図3に示された特定の実施態様では、QPSK(Quadrature Phase Shift Keying)信号をそのロバスト性(robustness)のために使用することが選ばれる。QPSKシンボルの実部と虚部は、eをそれぞれのキャリアで伝送されるシンボルのエネルギーの値とすれば、値±√eを採ることがある。もちろん、本発明に適したどんな他のタイプの信号も使用することを選ぶことも可能である。
【0122】
OFDM/OQAMシンボル上の第一リングに因る干渉を消すには、本発明に依れば、先行するシンボルと後続するシンボルを考慮することが必要である。つまり、プリアンブル21(と31それぞれ)が選ばれる。このプリンブルは、図2(と図3それぞれ)に示されているように、3つのOFDM/OQAMシンボル211、212と213(と311、312と313それぞれ)によって形成される。先行するシンボル211(と311それぞれ)と後続するシンボル213(と313それぞれ)により構成される第一キャリア・リング上で伝送チャネルが一定であると仮定して、プリアンブルの中央のシンボル212(と312それぞれ)において関係式(VI)と(VIII)がキャンセルされるかについてチェックされる。
【0123】
この特異的なプリアンブルにより、図2(と図3それぞれ)に示されたn0の偶パリティ値(と奇パリティ値それぞれ)についてインデックスn0を持つシンボル212(と312それぞれ)上の第一リングに因るISIをキャンセルすることができる。
【0124】
図2と図3に示されたこの特定の実施態様に依れば、インデックスn0を持つ中央のシンボル212(と312それぞれ)はデータ要素が+√eに等しい2つのキャリアとデータ要素が−√eに等しい2つのキャリアが交互に配置される。
【0125】
インデックスn0を持つ偶パリティの中央のシンボル212の場合には、先行するシンボル212(と後続するシンボル213それぞれ)は中央のシンボル212から周波数空間においてキャリアを1ステップだけ左方(または右方それぞれ)にシフトさせることによって得られる。
【0126】
インデックスn0を持つ奇パリティの中央のシンボル312の場合には、先行するシンボル312(と後続するシンボル313それぞれ)は中央のシンボル212から周波数空間においてキャリアを1ステップだけ右方(または左方それぞれ)にシフトさせることによって得られる。
【0127】
7.1.2 最初の2つのリングに因るISIのキャンセレーション
プロトタイプ関数g(t)は実関数かつ偶関数であることと、Ag(2nτ0,2mν0)=δm,0δn,0となるような関数であることが仮定される。
【0128】
図2と図3に示されたパターンの5つの連続するシンボルによって形成されるプリアンブル22(または32それぞれ)を議論することによって、かつ、これら5つのシンボル上でチャネルが不変であることを仮定することによって、中央のシンボル212(と312それぞれ)上の第二リングに因る固有干渉(ISI)もキャンセルされることを示すことができる。
【0129】
C1&2 m0,n0をこれら最初の2つのリングを表すものとすると、
Ring1&2 m0,n0={(m,n)|((m−m0),(n−n0))∈{−2,−1,0,1,2}2、かつ(m,n)≠(m0,n0)}
としたときに、
【数28】
ここでm0∈[0,M−1]で、信号のスペクトルの端に位置する基準キャリア、すなわちインデックス0とM−1のキャリア、はできる限り除く。
【0130】
ここで既に言及したように、信号のスペクトルの端のキャリアの問題を穴埋めするために、チャネルの推定中に、信号のスペクトルの端のキャリアに付随するインデックス0,1,M−2とM−1を持つ係数を最善に決定するために、チャネルの伝達関数の係数の外挿を実行することが可能である。
【0131】
ペイロード・シンボルより多くのキャリアを含む基準シンボルの伝送を考えることも可能である。例えば、インデックスが0〜M−1のM個のキャリアを含む基準シンボルと、インデックスが2〜M−3のM−4個のキャリアを含むペイロード・シンボルとを構成することが可能である。こうして、インデックスが2とM−3の基準キャリアの第一及び第二のリングが完全であることが保証される。
【0132】
これら2つの方法は両立しないわけではないが、信号のスペクトルの端の基準キャリアの問題を解決するためにこれら2つの代替実施態様のいずれか1つが一般的は優先される。
【0133】
図2(と図3それぞれ)には、インデックスn0が偶パリティ値(と奇パリティ値)である中央のシンボル212(と312それぞれ)に対して5つのシンボル211〜215(と311〜315それぞれ)によって形成されるプリアンブル22(と32それぞれ)の構造が示されている。
【0134】
この種のプリアンブル22は、第一リングに因る干渉のキャンセレーションに対応するプリアンブル21と、2つのシンボル214と215とによって構成される。シンボル214(と215それぞれ)は、中央のシンボル212のインデックスn0が偶パリティ値であるとき、先行するシンボル211(と後続するシンボル215それぞれ)からキャリアを周波数空間において1ステップだけ左方(または右方それぞれ)にシフトさせることによって得られる。
【0135】
同様に、この種のプリアンブル32は、第一リングに因る干渉のキャンセレーションに対応するプリアンブル31と、2つのシンボル314と315とによって構成される。シンボル314(と315それぞれ)は、中央のシンボル312のインデックスn0が奇パリティ値であるとき、先行するシンボル311(と後続するシンボル315)からキャリアを周波数空間において1ステップだけ右方(または左方それぞれ)にシフトさせることによって得られる。
【0136】
7.2 フレーミング
OFDM/OQAMタイプの変調を実行する伝送システムまたは放送システムについて、ここに既に述べた特定のチャネル推定の結果もたらされるフレーミング(フレームはHiperlan/2規格により「バースト(burst)」と称される)は、
・チャネル推定に供される部分が図2と図3に示されたものに似た構造を有するプリアンブルと、
・そのデータの再生にはプリアンブルで実行されるチャネル推定が使用されるペイロード情報を搬送するOFDM/OQAMシンボルの集合によって形成されるペイロード情報(「ペイロード(payload)」はHiperlan/2規格で使用される用語)に供される部分と、
を具備する。
【0137】
明らかに、全フレーム長はフレーム上でチャネルが不変であるという仮定を満たすよう選ばれる。
【0138】
[補遺1 アンビギュイティ関数]
1.定義
関数x(t)とそのフーリエ変換X(f)を用意する。それに時間積と周波数積を付随させることができる。これらはそれぞれ以下のように定義される。
γx(t,τ)=x(t+τ/2)x*(t−τ/2)
Γx(f,ν)=X(f+ν/2)X*(f−ν/2)
【0139】
xのWigner−Ville変換とアンビギュイティ関数は次式で与えられる。
【数29】
【0140】
2. アンビギュイティ関数の対称性
関数x(t)を用意する。記法x−とx〜はそれぞれ次のように定義される関数を表す。
【数30】
このとき次のような関係が成立する。
Ax(τ,ν)=∫e−2iπνtx(t+τ/2)x*(t−τ/2)dt
から、u=−tで置き換えると、
Ax(τ,ν)=∫e2iπνux(−u+τ/2)x*(−u−τ/2)du=
∫e2iπνux(u−τ/2)x*(u+τ/2)du=Ax *(τ,ν)
このことから、関数x(t)が偶パリティ値、すなわちx=x−の場合、そのアンビギュイティ関数は実関数である。さらに次の関係に注意する。
Ax*(τ,ν)=∫e−2iπνtx*(u+τ/2)x(u−τ/2)du=Ax(−τ,ν)
これら2つの関係を組み合わせると、次式が得られる。
【数31】
【0141】
3. アンビギュイティ関数とフーリエ変換
アンビギュイティ関数の定義は次のように書くことができる。
Ax(τ,ν)=∫Γx(f,ν)e2iπfτdf=∫γX(f,ν)e2iπfτdf=AX(ν,−τ)
または同じようにして、
AX(τ,ν)=Ax(−ν,τ)
【0142】
4. アンビギュイティ関数と周波数・時間並進
任意のプロトタイプ関数x(t)のトランスレートした関数(translated function)を議論する。すなわち、
【数32】
付随するアンビギュイティ関数は次のように書くことができる。
【数33】
すなわち、u=t−τkとすれば、
【数34】
【0143】
5. 直交性とアンビギュイティ関数
<一般の場合>
同じ関数x(t)の2つのトランスレートした関数を議論する。
【数35】
これら2つの関数のスカラー積は次のように書くことができる。
【数36】
従ってu=t−(τk+τk’)/2とすれば、
【数37】
【図面の簡単な説明】
【図1】
本発明におけるマルチキャリア信号の或る与えられたキャリアに関する第一リングの定義を示すための図である。
【図2】
特に図1に示された第一リングに因る、偶パリティ・インデックスn0の中央のシンボルに影響を及ぼす固有干渉をキャンセルできるようにする、OFDM/OQAMシンボルのフレームのプリアンブルの構造の一具体例を示した図である。
【図3】
奇パリティ・インデックスn0の中央のシンボルに影響を及ぼす固有干渉をキャンセルできるようにする、OFDM/OQAMシンボルのフレームのプリアンブルの構造の一具体例を示した図である。
Claims (22)
- データ要素の集合によって形成された時間的に一連のシンボルから構成されるマルチキャリア信号であって、
前記データ要素は、それぞれ当該信号のキャリア周波数を変調するものであり、
前記シンボルは、それぞれが複数のシンボルから構成される連続したフレームに編成されており、
前記キャリア周波数のいずれかは、或る与えられた時点において、キャリアと称される前記データ要素のいずれかによって変調されるものであり、
少なくともいくつかの前記フレームは、それぞれ、少なくとも1つの受信機に知られている基準データ要素により一体に構成された少なくとも1つの基準シンボルを含んでおり、
該少なくとも1つの基準シンボルは、少なくとも1つの前記基準データ要素の値に対する少なくとも1つの拘束条件を満足させて、受信時において少なくとももう1つ別の前記基準データ要素に影響を及ぼす少なくとも1つの干渉項を減らすようになされている、マルチキャリア信号。 - 前記フレームは、それぞれ、少なくとも1つの受信機に知られている基準データ要素から一体に構成された少なくとも1つの基準シンボルを含んでおり、
該少なくとも1つの基準シンボルは、少なくとも1つの前記基準データ要素の値に対する少なくとも1つの拘束条件を満足させて、受信時において少なくとも1つの前記基準データ要素に影響を及ぼす少なくとも1つの干渉項を減らすようになされている、請求項1に記載のマルチキャリア信号。 - OFDM/OQAMタイプを使用するものである、請求項1及び2に記載のマルチキャリア信号。
- 前記基準シンボルは、前記フレームの各フレームの先頭に配置され、少なくともある基準シンボルのプリアンブルを構成するようになされているものである、請求項1から3のいずれかに記載のマルチキャリア信号。
- 前記関数gは、Agを該関数gのアンビギュイティ関数としたときに、
α1=Ag(0,ν0)=Ag(0,−ν0)=α2=Ag(τ0,0)=Ag(−τ0,0)、
及び、
Ag(2mν0,2nτ0)=δm,0δn,0
の関係に従う実関数かつアイソトロピックな偶パリティ関数である請求項5に記載のマルチキャリア信号。 - 前記関数gはイオタ(Iota)関数である、請求項5及び6に記載のマルチキャリア信号。
- 前記拘束条件の1つは、少なくとも1つの基準シンボルに対しての、時間・周波数空間において該基準シンボルに直接隣接するキャリアに少なくとも部分的に起因する干渉項のキャンセレーションを表すものである、請求項1から7のいずれかに記載のマルチキャリア信号。
- 前記少なくとも1つの基準シンボルは、当該信号を形成するその他のシンボルに加えて当該信号のスペクトルの端に配置される少なくとも2つの被変調キャリアを含むものである、請求項1から8のいずれかに記載のマルチキャリア信号。
- 前記プリアンブルは、先行するシンボル、中央のシンボル、後続するシンボルとそれぞれ称される少なくとも3つの基準シンボルによって構成されるものであり、
前記拘束条件の1つは、前記中央のシンボルに対しての、前記先行するシンボルと前記後続するシンボルに起因する干渉項のキャンセレーションを表す、請求項4から9のいずれかに記載のマルチキャリア信号。 - n0は前記中央のシンボルのインデックスであるとし、Mは当該信号の基準シンボルのキャリアの数であり、m0∈[0,M−1]であるとしたときに、
(am0−1,n0−am0+1,n0)(−1)n0+am0,n0−1−am0,n0+1=0
と、
am0−1,n0−1+am0+1,n0+1+am0+1,n0−1+am0−1,n0+1=0
の関係を満足する請求項6及び10に記載のマルチキャリア信号。 - 前記中央のシンボルの時間空間における位置はインデックスn0によって特徴付けられ、
該中央のシンボルは、値+√eを持つデータ要素を搬送する2つのキャリアと値−√eを持つデータ要素を搬送する2つのキャリアとを交互に配置した規則的パターンによって構成され、
n0が偶パリティ数(と奇パリティ数それぞれ)である場合において、
前記先行するシンボルは、前記中央のシンボルを構成する前記規則的パターンを周波数空間において1ステップだけ左方向にシフト(または右方向にそれぞれシフト)させることによって得られる規則的パターンにより構成され、
前記後続するシンボルは、前記中央のシンボルを構成する前記規則的パターンを周波数空間において1ステップだけ右方向にシフト(または左方向にそれぞれシフト)させることによって得られる規則的パターンにより構成される、
請求項10及び11に記載のマルチキャリア信号。 - 前記プリアンブルは、2つの先行するシンボルと1つの中央のシンボルと2つの後続するシンボルを含む少なくとも5つの基準シンボルから成り、
前記拘束条件の1つは、前記中央のシンボルに対しての、前記2つの先行するシンボルと前記2つの後続するシンボルとに起因する干渉項のキャンセレーションを表す、請求項4から12のいずれかに記載のマルチキャリア信号。 - 前記中央のシンボルの時間空間における位置は、インデックスn0によって特徴付けられ、
該中央のシンボルは、値+√eを持つデータ要素を搬送する2つのキャリアと値−√eを持つデータ要素を搬送する2つのキャリアとを交互に配置した規則的パターンによって構成され、
n0が偶パリティ数(と奇パリティ数それぞれ)である場合において、
インデックスn0−1の前記シンボルは、前記中央のシンボルを構成する前記規則的パターンを周波数空間において1ステップだけ左方向にシフト(または右方向にそれぞれシフト)させることによって得られる規則的パターンにより構成され、
インデックスn0+1の前記シンボルは、前記中央のシンボルを構成する前記規則的パターンを周波数空間において1ステップだけ右方向にシフト(または左方向にそれぞれシフト)させることによって得られる規則的パターンにより構成され、
n0が偶パリティ数(と奇パリティ数それぞれ)である場合においてはさらに、
インデックスn0−2の前記シンボルは、インデックスn0−1の前記シンボルを構成する前記規則的パターンを周波数空間において1ステップだけ左方向にシフト(または右方向にそれぞれシフト)させることによって得られる規則的パターンにより構成され、
インデックスn0+2の前記シンボルは、インデックスn0+1の前記シンボルを構成する前記規則的パターンを周波数空間において1ステップだけ右方向にシフト(または左方向にそれぞれシフト)させることによって得られる規則的パターンにより構成される、請求項13及び14に記載のマルチキャリア信号。 - 前記フレームの1つの長さは、該フレーム上でチャネルが不変であるという前提を満たすように選ばれる、請求項1から15のいずれかに記載のマルチキャリア信号。
- 伝送チャネルの伝達関数を推定するステップであって、該チャネルの有効な推定を取得するために、フレームの少なくとも或る決まった前記基準シンボルに対して、受信の際に前記基準要素の値を送信時に知られている該基準要素の値によって割り算を実行して、前記伝達関数の少なくとも或る決まった係数の値を決定するサブステップを含むステップと、
前記伝達関数の推定に応じて前記フレームのシンボルを復調及び/または復号化するためのステップと
を含む請求項1から16のいずれかに記載されたマルチキャリア信号を受信するための方法。 - 前記決定サブステップにおいては、前記基準キャリアのそれぞれについて、
前記基準キャリアの周囲にリングが存在するときにはそうしたリングを定義する隣接キャリアを考慮に入れ、
当該信号のスペクトルの端にある基準キャリアについては、前記リングが不完全なときは前記伝達関数は外挿によって決定される、請求項17に記載のマルチキャリア信号の受信方法。 - 請求項1から16のいずれかに記載されたマルチキャリア信号を受信するための受信機。
- 請求項1から16のいずれかに記載されたマルチキャリア信号を送信するための装置。
- データ要素の集合によって構成される時間的に一連のシンボルから形成されるマルチキャリア信号を構成するための方法であって、
前記データ要素はそれぞれ前記信号のキャリア周波数を変調し、前記シンボルはそれぞれが複数のシンボルから構成される連続したフレームに編成され、
前記キャリア周波数の1つは或る与えられた時点においてキャリアと称される前記データ要素の1つによって変調されるときに、
少なくとも一部の前記フレームは、それぞれ、少なくとも1つの受信機に知られた基準データ要素から一体に構成された少なくとも1つの基準シンボルを含んでおり、
該少なくとも1つの基準シンボルは、少なくとも1つの前記基準データ要素の値に対する少なくとも1つの拘束条件を満足させて、受信時において少なくとももう1つ別の前記基準データ要素に影響を及ぼす少なくとも1つの干渉項を減らすようにした、マルチキャリア信号の構成方法。 - 前記フレームは、それぞれ、
少なくとも1つの受信機に知られた基準データ要素から一体に構成された少なくとも1つの基準シンボルを含んでおり、
該少なくとも1つの基準シンボルは、少なくとも1つの前記基準データ要素の値に対する少なくとも1つの拘束条件を満足させて、受信時において少なくとも1つの前記基準データ要素に影響を及ぼす少なくとも1つの干渉項を減らすようになされている、請求項21に記載のマルチキャリア信号の構成方法。
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Cited By (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
WO2007080745A1 (ja) * | 2006-01-10 | 2007-07-19 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | マルチキャリア変調方法並びにその方法を用いた送信装置及び受信装置 |
JP2009514288A (ja) * | 2005-10-26 | 2009-04-02 | フランス テレコム | 干渉信号を制限するようにされたマルチキャリア信号を送信する方法ならびに送信装置、受信方法ならびに受信装置、及び、これらに対応するコンピュータプログラム |
JP2009543492A (ja) * | 2006-07-12 | 2009-12-03 | フランス・テレコム | 通信路推定を実行するマルチキャリア信号を送信及び受信する方法及び対応するデバイス及びコンピュータ・プログラムプロダクト |
Families Citing this family (15)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
KR100692594B1 (ko) * | 2004-10-13 | 2007-03-13 | 삼성전자주식회사 | 멀티 밴드 직교 주파수 분할 다중 시스템에서 데이터 전송방법 |
US20070002980A1 (en) * | 2005-06-29 | 2007-01-04 | Eyal Krupka | Method for timing and sequence hypotheses selection |
KR100729624B1 (ko) * | 2005-12-21 | 2007-06-19 | 삼성전자주식회사 | Catv 방송 신호 수신용 선로를 통하여 유선 단일 밴드직교주파수분할다중 방식 기반 초광대역 신호를 전송하기위한 방법 및 그 장치 |
US7876842B2 (en) * | 2006-04-14 | 2011-01-25 | Panasonic Corporation | Multicarrier transmission method, multicarrier modulation signal transmission apparatus, multicarrier modulation signal reception apparatus, multicarrier modulation signal transmission method, and pilot signal generation method |
EP2023517A1 (en) * | 2006-05-29 | 2009-02-11 | Panasonic Corporation | Radio base station apparatus |
FR2903833A1 (fr) * | 2006-07-12 | 2008-01-18 | France Telecom | Procedes d'emission et de reception d'un signal multiporteuse mettant en oeuvre une estimation de canal, dispositifs et produits programme d'ordinateur correspondants. |
EP2039102B1 (fr) * | 2006-07-12 | 2012-03-14 | France Telecom | Procédés de réception et d'émission d'un signal multiporteuse comprenant un préambule comprenant des éléments de données, dispositifs et produits programme d'ordinateur correspondants |
FR2903834A1 (fr) * | 2006-07-12 | 2008-01-18 | France Telecom | Procedes d'emission et de reception d'un signal multiporteuse comprenant des doublons de donnees,dispositifs et produits programme d'ordinateur correspondants. |
WO2008007019A2 (fr) * | 2006-07-12 | 2008-01-17 | France Telecom | Procedes d'emission et de reception d'un signal multiporteuse a modulation oqam, et preamble particulier |
WO2008007020A2 (fr) * | 2006-07-12 | 2008-01-17 | France Telecom | Procedes d'emission et de reception d'un signal multiporteuse comprenant des pilotes isoles, dispositifs et produits programme d'ordinateur correspondants |
JP4838177B2 (ja) * | 2007-03-06 | 2011-12-14 | 株式会社エヌ・ティ・ティ・ドコモ | 信号伝送方法、送信機及び受信機 |
EP2443802B1 (fr) | 2009-06-16 | 2017-12-27 | Orange | Procedes d'emission et de reception d'un signal multiporteuse mettant en oeuvre des filtres prototypes, dispositifs d'emission et de reception, signal et programme d'ordinateur correspondants |
FR2967540A1 (fr) * | 2010-11-16 | 2012-05-18 | France Telecom | Procede de reception d'un signal multiporteuse mettant en œuvre une estimation des interferences, dispositif de reception et programme d'ordinateur correspondants |
EP2913969B1 (en) * | 2014-02-26 | 2016-07-06 | NTT DoCoMo, Inc. | Reduction of oqam intrinsic interference on pilot for channel estimation |
CN113965230B (zh) * | 2020-07-20 | 2022-08-19 | 上海朗帛通信技术有限公司 | 一种被用于无线通信的用户设备、基站中的方法和装置 |
Citations (7)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US5274629A (en) * | 1990-02-06 | 1993-12-28 | Etat Francais and Telediffusion de France SA | Method for the broadcasting of digital data, notably for radio broadcasting at high bit rate towards mobile receivers, with time-frequency interlacing and coherent demodulation |
JPH08265293A (ja) * | 1995-03-23 | 1996-10-11 | Toshiba Corp | 直交周波数分割多重伝送方式とその送信装置および受信装置 |
JPH09502318A (ja) * | 1993-09-10 | 1997-03-04 | ドイチェ トムソン−ブラント ゲーエムベーハー | Ofdm方式の基準信号の伝送方法 |
JPH11215097A (ja) * | 1997-11-05 | 1999-08-06 | Sony Internatl Europ Gmbh | 同期方法及びディジタル通信システム |
JPH11510653A (ja) * | 1995-05-02 | 1999-09-14 | フランス テレコム | デジタル多重搬送波信号、該信号の構成方法とその送信及び受信方法 |
JP2001503591A (ja) * | 1996-11-08 | 2001-03-13 | フランス テレコム | マルチキャリア伝送のためのプロトタイプ信号の構築 |
JP2004509562A (ja) * | 2000-09-20 | 2004-03-25 | フランス テレコム | パイロットを分散させ該パイロットに影響を及ぼす干渉を抑えるように設計されたマルチキャリア信号 |
Family Cites Families (10)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
WO1991015925A1 (en) | 1990-03-30 | 1991-10-17 | National Transcommunications Limited | Transmission and reception in a hostile interference environment |
US5278844A (en) * | 1991-04-11 | 1994-01-11 | Usa Digital Radio | Method and apparatus for digital audio broadcasting and reception |
FR2743967B1 (fr) * | 1996-01-18 | 1998-03-27 | France Telecom | Procede et dispositif de synchronisation temporelle d'un recepteur d'un signal multiporteuse |
KR100464742B1 (ko) * | 1996-04-19 | 2005-02-28 | 아마티 커뮤니케이션즈 코포레이션 | 다중-캐리어전송시스템에서의무선주파수 간섭의 완화 |
US6014412A (en) * | 1996-04-19 | 2000-01-11 | Amati Communications Corporation | Digital radio frequency interference canceller |
US5802044A (en) * | 1996-04-26 | 1998-09-01 | Motorola, Inc. | Multicarrier reverse link timing synchronization system, device and method |
US6175551B1 (en) * | 1997-07-31 | 2001-01-16 | Lucent Technologies, Inc. | Transmission system and method employing peak cancellation to reduce the peak-to-average power ratio |
FR2768278B1 (fr) * | 1997-09-11 | 1999-11-26 | France Telecom | Procede d'estimation d'un decalage de phase parasite lors de la reception d'un signal multiporteuse, et recepteur correspondant |
KR100266601B1 (ko) * | 1998-01-19 | 2000-09-15 | 구자홍 | 디지털 티브이 시스템의 채널 간섭 제거 방법 및 장치 |
JP3872950B2 (ja) * | 2000-10-05 | 2007-01-24 | 株式会社東芝 | 周波数分割多重伝送信号受信装置 |
-
2000
- 2000-09-20 FR FR0011998A patent/FR2814303A1/fr not_active Withdrawn
-
2001
- 2001-09-20 WO PCT/FR2001/002935 patent/WO2002025883A1/fr active Application Filing
- 2001-09-20 JP JP2002528972A patent/JP4928709B2/ja not_active Expired - Fee Related
- 2001-09-20 US US10/380,899 patent/US7292642B2/en not_active Expired - Lifetime
- 2001-09-20 KR KR1020037004045A patent/KR100841063B1/ko not_active IP Right Cessation
- 2001-09-20 EP EP20010972177 patent/EP1319292B1/fr not_active Expired - Lifetime
- 2001-09-20 AU AU2001291966A patent/AU2001291966A1/en not_active Abandoned
Patent Citations (7)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US5274629A (en) * | 1990-02-06 | 1993-12-28 | Etat Francais and Telediffusion de France SA | Method for the broadcasting of digital data, notably for radio broadcasting at high bit rate towards mobile receivers, with time-frequency interlacing and coherent demodulation |
JPH09502318A (ja) * | 1993-09-10 | 1997-03-04 | ドイチェ トムソン−ブラント ゲーエムベーハー | Ofdm方式の基準信号の伝送方法 |
JPH08265293A (ja) * | 1995-03-23 | 1996-10-11 | Toshiba Corp | 直交周波数分割多重伝送方式とその送信装置および受信装置 |
JPH11510653A (ja) * | 1995-05-02 | 1999-09-14 | フランス テレコム | デジタル多重搬送波信号、該信号の構成方法とその送信及び受信方法 |
JP2001503591A (ja) * | 1996-11-08 | 2001-03-13 | フランス テレコム | マルチキャリア伝送のためのプロトタイプ信号の構築 |
JPH11215097A (ja) * | 1997-11-05 | 1999-08-06 | Sony Internatl Europ Gmbh | 同期方法及びディジタル通信システム |
JP2004509562A (ja) * | 2000-09-20 | 2004-03-25 | フランス テレコム | パイロットを分散させ該パイロットに影響を及ぼす干渉を抑えるように設計されたマルチキャリア信号 |
Cited By (6)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2009514288A (ja) * | 2005-10-26 | 2009-04-02 | フランス テレコム | 干渉信号を制限するようにされたマルチキャリア信号を送信する方法ならびに送信装置、受信方法ならびに受信装置、及び、これらに対応するコンピュータプログラム |
WO2007080745A1 (ja) * | 2006-01-10 | 2007-07-19 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | マルチキャリア変調方法並びにその方法を用いた送信装置及び受信装置 |
JP4870096B2 (ja) * | 2006-01-10 | 2012-02-08 | パナソニック株式会社 | マルチキャリア変調方法並びにその方法を用いた送信装置及び受信装置 |
US8179986B2 (en) | 2006-01-10 | 2012-05-15 | Panasonic Corporation | Multicarrier modulation scheme as well as transmission apparatus and reception apparatus using the scheme |
CN101356757B (zh) * | 2006-01-10 | 2012-09-05 | 松下电器产业株式会社 | 多载波调制方法以及利用该方法的发送装置及接收装置 |
JP2009543492A (ja) * | 2006-07-12 | 2009-12-03 | フランス・テレコム | 通信路推定を実行するマルチキャリア信号を送信及び受信する方法及び対応するデバイス及びコンピュータ・プログラムプロダクト |
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