JP2004501487A - プログラム可能電力曲線および波発生器用の方法および装置 - Google Patents
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Abstract
プログラム可能電力曲線および傾斜を発生するためのプログラム可能制御回路が開示されている。回路は、正帰還と負帰還を有する増幅器を含む。正帰還がタイム・ラグ構成要素を含み、負帰還が利得構成要素を含む。回路出力は、構成要素値および/または入力信号を変えることによって簡単にプログラム可能である。一実施形態では、制御回路の出力波形の変化率を修正することができる。別の実施形態では、回路が、負荷に供給される開始電力を制御する。さらに別の実施形態では、回路が波形発生器である。
Description
【0001】
(発明の分野)
本発明は、一般に、プログラム可能回路に関し、より詳細には、プログラム可能電力曲線、傾斜、および波形を発生するための回路に関する。
【0002】
(発明の背景)
蛍光灯や白熱灯など様々な形態のランプが、少なくとも1つの壊れやすいフィラメントを含む。ランプ・フィラメントおよび他の動的負荷が、例えば温度の関数として変化するインピーダンスを示す(すなわち、電流誘導加熱によりフィラメントの温度が上昇するとき、インピーダンスが増加する)。電力がランプに供給されるとき、フィラメントは通常低温であり、抵抗値が低い。電力投入時、初期電流が、通常の動作電流の10倍〜20倍になる可能性がある。低温電流サージが反復されると、フィラメントが劣化し、ランプの早期故障をもたらす。
【0003】
高い初期電流を、ソフトスタート回路を用いて制御することができる。ソフトスタート回路を使用して、電力が動的負荷に印加される割合を制御する。一般に、負荷に対して電力を滑らかに増加させることが望ましい。したがって、ランプへの電力印加の割合を制御することによって、よりゆっくりとした割合でフィラメントが加熱され、フィラメント損傷のリスクを低減する。
【0004】
1つのソフトスタート技法は、動作していないときに動的負荷に比較的小さな連続電流を提供する「トリクル電流」である。電流の連続的な流れが、負荷を温かく保ち、インピーダンスを高く保つ。全電力が突然印加されるとき、サージ電流が低減される。トリクル電流システムは、単純であるが、外部電源またはシーケンス電源を必要とし、サージ電流をなくさず、単に減少させるだけである。さらに、この技法を実施するのに必要な電流の連続的な供給は、コストがかかり、効率的でない場合がある。
【0005】
サージ電流効果を低減するための別の技法は、サーミスタまたは他の温度依存抵抗によるものである。電力がはじめに印加されると、電流がサーミスタを介して流れ、急速加熱および高い抵抗を生成する。サーミスタが加熱されると、抵抗値が安定し、動作電流が達成される。サーミスタは頑丈であり、比較的安く、しかしその挙動は予測が難しい。サーミスタはまた、通常動作中に大量の電力を発散し、これはその抵抗値に影響を及ぼす可能性がある。
【0006】
また、直列インダクタが、大きな電流を必要とするいくつかの適用例でサージ電流を制限することができる。誘導チョークは、レンツの法則に従う磁気構成要素である。電力投入時、インダクタによって生成される磁場が、初期電流を減少させ、負荷に対する突然のサージ電流を低減させる。多くの環境で、強い磁場の追加が望ましくない場合がある。さらに、誘導チョークは、大きく、重く、通常動作中に電力を発散する傾向がある。
【0007】
負荷に結合された小さなセンス抵抗器を含む電流調整システムが、さらなる別のソフトスタート技法である。抵抗器の両端間の電圧が、負荷に供給される電力を制御するための帰還を提供する。そのようなシステムは、完全に電源投入される前に、通常は約20〜100ミリ秒の非常に短い制御を提供し、この期間は、大きな初期電流または特に感度の良い負荷を有する適用例に関して非常に短い場合がある。
【0008】
(発明の概要)
本発明は、少ない電子構成要素数でプログラム可能回路を提供することによって従来技術の問題を克服する。より詳細には、本発明は、ソフトスタート適用例で特に有用なプログラム可能電力曲線および傾斜発生器回路を提供する。
【0009】
一実施形態では、プログラム可能制御回路が、正帰還および負帰還を有する増幅器を備える。負帰還は回路の利得を備え、正帰還はタイム・ラグを備える。1つの例示実施形態では、負帰還が抵抗器(R1)および抵抗器(R2)を含む。タイム・ラグは、抵抗器(R)およびコンデンサ(C)を含む。制御回路は、負荷に結合された電源を効果的に制御し、高い初期サージ電流を減少させる。回路構成要素および入力信号を修正して、プログラム可能電力曲線を提供することができる。
【0010】
例示実施形態では、プログラム可能制御回路が、(R1)に対する(R2)の割合を増加させることによって線形傾斜出力を生成する。さらに、抵抗器(R1)を論理ダイオードおよび/またはツェナー・ダイオードで置き換えることにより、傾斜の線形性がさらに改善される。
【0011】
さらに別の実施形態では、電力投入時の固定入力電圧が、抵抗(R2)を2つの抵抗器(R2A)および(R2B)で置き換えることによって実現されて、分圧器を形成する。この技法は特に、電力投入時のソフトスタート機能に有用である。
【0012】
さらに別の実施形態では、負荷に結合されたセンサが、対象の変数を測定する。測定情報を使用して、制御回路に対する電圧入力を制御する。1つの特定の実施形態では、センサが、負荷の温度を測定する。負荷の温度が上昇するにつれて、制御回路に対する電圧が増加される。
【0013】
さらに別の実施形態では、周期モノポーラ波形発生器が、しきい値検出器、パルス発生器、およびスイッチを追加することによって実現される。3つ以上のスイッチ、フリップフロップ、および逆極性の別の入力信号を追加することによってバイポーラ波形を形成することもできる。
【0014】
本発明のこれらおよびその他の特徴、態様、および利点は、以下の説明、頭書の特許請求の範囲、および添付図面に関連してより良く理解されよう。
【0015】
(好ましい実施形態の詳細な説明)
以下の説明は、好ましい例示実施形態にすぎず、本発明の範囲、適用例、または構成を何ら制限することを意図するものではない。以下の説明は、本発明の好ましい実施形態を実施するための簡便な説明を与え、頭書の特許請求の範囲に記載した本発明の精神および範囲を逸脱することなく、好ましい実施形態で説明した要素の機能および構成に様々な変更を加えることができることを理解されたい。
【0016】
本発明の様々な態様による制御システムは、例えばランプなどの負荷に供給される電力を制御する。一実施形態では、制御システムは、特に、ランプ・フィラメントに損傷を与える可能性がある初期電流を制御するように構成されている。さらに、本発明の制御システムは、特に、例えば航空電子工学ディスプレイ、ラップトップ・コンピュータ、ビデオ・カメラ、現金自動預払機ディスプレイなど様々な適用例で使用される液晶ディスプレイ(LCD)にバックライトを当てるのに使用されるランプに適している。高い初期電流によって損傷または他の悪影響を受ける可能性がある任意の適切な適用例で、本発明の制御システムを使用することができることを当業者は理解されよう。
【0017】
図1を参照すると、本発明の様々な態様による制御システム100が、電源102から負荷104への電力の電流印加を制御する。一般に、負荷104は、開始時にサージ電流によって損傷を受ける可能性がある任意の電流感知負荷を表す。負荷のタイプによって電源102を決定することができることを当業者は理解されよう。例えば、電源102は、スイッチ電源(例えば、パルス幅調整器)および線形調整電源など、しかしそれらに限定されない任意の制御可能電源であってよい。
【0018】
図2を参照すると、制御回路200は、負帰還204および正帰還206を有する増幅器202を含む。図示されるように、増幅器202は、741型オペアンプなど、しかしそれに限定されない従来の演算増幅器(「オペアンプ」)を備えることができる。
【0019】
1つの例示実施形態では、負帰還204が、抵抗器(R2)210と電気連絡する抵抗器(R1)208を備える。正帰還206は、実用的でありプログラム可能な標準RC(抵抗器214、コンデンサ212)ラグを備える。典型的には、増幅器は、動作するのにDC電力を必要とする。したがって、制御回路200への入力電圧は、一定であり、時間と共に変化しない。しかし、入力電圧は、出力を修正するように大きさを変えることができる。
【0020】
回路は、図3の例示ブロック図を参照すればより簡単に理解することができる。正帰還302は、ラグとして挙動し、回路の変化率304を変調するように設計することができる。回路の利得306は、負帰還308の構成要素の値を変更することによって変えることができる。
【0021】
図4を参照すると、図2に示される回路のサンプル出力波形が例示されている。この例では、抵抗器(R1)208の値が、抵抗器(R2)210の値と実質的に等しく設定され、コンデンサ212が完全に放電されていると仮定する。動作時、回路の入力に小さな電圧を印加すると、入力と大きさが等しく、しかし極性が逆の電圧出力が生じる。増幅器202の反転入力220および非反転入力222を同じ電位にしなければならないので、コンデンサ212に電荷が蓄積されていない。しかし、コンデンサ212は、出力電圧を抵抗値214で割った値に等しい充電電流で、抵抗器(R)214を介してほぼ即時に充電を開始する。コンデンサ212が充電されると、非反転入力222での電圧が、指数関数的に増加し始める。反転入力220での電圧は、非反転入力222での電圧を模倣する。この作用により、出力での電圧が増加し、これが、コンデンサ212への充電電流を増加させる。この動作は、電源への出力電圧を徐々に増加させ、制御回路の限界に達するまで続く。
【0022】
本発明の回路200の一実施形態では、(R2)は、(R1)と値がほぼ等しい。引き続き図4を参照すると、(R2)が(R1)にほぼ等しいとき、完全な動作電力になる前にかなりの期間が存在することが波形400から明らかである。さらに、(R2)が(R1)にほぼ等しい場合、発散指数関数が生じることが図4から明らかである。
【0023】
次に図5を参照すると、図2の回路の電圧出力波形が例示されている。電流充電コンデンサ212は、減少するのではなく、連続的に増加するので、波形500は発散する。非反転入力222での電圧が増加するので、反転入力220での電圧も増加する。コンデンサ212は、ほぼ即時に充電を開始し、電圧限界に達するまで増加し続ける。本発明の負帰還および正帰還204、206は、示された変化率で発散出力波形を生成する。
【0024】
図6は、従来技術増幅器からの信号を例示する。図5および6は、例示目的で時間および電圧に関して正規化されている。波形600によって表される従来技術回路は、1に等しい時刻に、電圧出力の急なジャンプを示す。実際、1に等しい時刻に、波形600はすでに、完全な動作電力の半分になっている。比較すると、この同じ時刻に、本発明の例示波形500は、電圧がわずかに高くなるにすぎず、6に等しい時刻の後まで半分の動作電力に到達しない。特に開始時に出力電圧の急激な増加を回避することが、負荷に対する損傷ストレスを減少させ、負荷の動作寿命を延ばす。
【0025】
本発明の発散波形の別の利点は、波形500と600を比較することによってさらに実証される。典型的には、指数関数出力波形(収束および発散)は滑らかな形状を保つ。2つの指数関数波形の相違点は、増加率にある。時間に対する電圧の変化(dV/dt)は、時間にわたって電圧が変化する割合である。図6を参照すると、(dV/dt)が、波形600の水平漸近線付近に例示されている。6.5に等しい時刻に、(dV/dt)は、約3単位の時間(すなわち3.5〜6.5)をカバーしている。本発明の例示波形500は、垂直漸近線付近でわずか1/2単位の時間(すなわち6.0〜6.5)というはるかに小さい(dV/dt)を有する。したがって、対象の間隔で、波形500の方が大きな電圧変化率を示す。本発明の出力波形は、電圧変化の急速な初期増加を回避し、負荷の電源に対して電圧を単調に増加させる。例えば図5の例示電力波形に対応して電力を徐々に増加させることにより、効率の良い電力の印加が生じる(すなわち、回路が「ウォーム・アップ」する時に電源が電力を印加する)。
【0026】
また、図5および6によって例示されている本発明の別の利点は、本発明によって達成可能な精密なタイミングである。再び波形600を参照すると、(dV/dt)が約3単位の時間をカバーしている。これは、従来技術回路の出力で生じる電圧の変化がこの3単位の時間内のどこかで生じることを意味する。他方、波形500は、約1/2単位の時間に等しいはるかに小さな(dV/dt)をカバーする。より小さな間隔が、波形500での電圧の時刻を特定する際に、より高レベルの精度を可能にする。
【0027】
本発明のさらに別の利点は、そのプログラム可能性である。制御回路200の電気構成要素の値を増加し、減少し、または修正し、かつ/または回路への入力信号を変更することによって、回路の性能をプログラミングすることができる。指定の環境での特定の負荷に関して、開始中の電圧の増加の指数関数性質が望ましくない場合がある。そのような適用例では、より低い変化率、または線形の電力曲線が必要になる場合がある。
【0028】
本発明の柔軟性を例示するために、図7に、抵抗器(R2)と(R1)を変えたときの結果として得られる出力波形を示す。基準として、(R2)が実質的に(R1)と等しいときの例示出力を示すために、波形400が波形700として写されている。(R1)に対する(R2)の割合が増加するにつれて、コンデンサ212が充電されるときに、反転入力220に対する制御回路200の出力での電圧が比較的一定になる。これは、コンデンサ212に、実質的に一定であり、コンデンサ212を線形に充電する電流を供給する。(R1)に対する(R2)の割合がさらに増加すると、例示出力波形702によって示されるように変化率がさらに増加する。(R1)に対する(R2)の割合が増加するにつれて、出力波形704、より詳細には図8の出力波形800が、回路200の出力のほぼ完全な線形性を示す。
【0029】
本発明の別の実施形態では、(R1)を1つまたは複数の論理ダイオードで置き換える。ここで図9を参照すると、制御回路900が、負帰還904での2つのダイオード902と、正帰還908でのRCラグ906とを備える。この実施形態では、ダイオード902は、平行に、しかし逆向きに接続され、それによりバイポーラ動作を可能にする。したがって、出力は正または負の方向に進むことができる。ダイオード構成により、抵抗器(R)の両端間の電圧を一定にすることができ、これは、一定の電流をコンデンサ(C)に供給する。ここで、コンデンサ(C)は、指数関数ではなく線形に充電されている。ダイオード902の両端間の電圧降下は、電流の増加と共に対数的に増加し、温度の上昇と共に線形に減少する。電流および温度の効果は、ごくわずかな、しかし顕著な変化をもたらす。したがって、入力電圧および周囲温度が、システム900の従属変数である。
【0030】
出力波形(図示せず)は、入力信号および/または(R)および(C)の値を変更することによって、より具体的にはiをコンデンサ(C)への電流として公式(dV/dt=i/C)に従って、傾斜(例えば、単調に増加する線形傾斜)の勾配を制御するようにプログラミングすることができる。当業者は、コンデンサ公式を容易に認識し、本発明の固有のプログラム可能性を理解されよう。例えば、(R)(または回路内の任意の抵抗器)が、デジタル抵抗器またはデジタル電位差計を備えることができる。電位差計は、例えばデジタル・ハードウェア(例えばチップ)および/またはソフトウェア(例えばコンピュータ・プログラム)によって制御することができる。
【0031】
本発明の別の実施形態である図10では、負帰還1006が、1つまたは複数のツェナー・ダイオード1002と、同数の論理ダイオード1004とを備え、正帰還1008がRCラグ1010を備える。論理ダイオード1004は、バイポーラ動作をするように、各ツェナー・ダイオード1002に直列に配置される。この構成は、ツェナー・ダイオードが、逆向きに、論理ダイオードと同様に挙動するのを防止する。(R1)を、ツェナー・ダイオード1002と論理ダイオード1004の組合せで置き換えることにより、抵抗器(R)の両端間の電圧を一定に保つ。コンデンサ(C)への電流も一定であり、したがってコンデンサ(C)が線形に充電される。例示システム900と異なり、図10のツェナー・ダイオード構成は、電圧依存でも温度依存でもない。ツェナー・ダイオード1002の電圧は、ダイオード1004の電圧の変化に比べて大きいので、この変化は回路1000によって気付かれない。ツェナー・ダイオード1002は、例えば、論理ダイオード1004を補完する温度係数を有することによって温度不変を達成するように選択される。
【0032】
図11は、分圧器回路を備える本発明のさらに別の実施形態を例示する。回路1100内で、抵抗器(R2)が抵抗器(R2A)1102および(R2B)1104によって置き換えられている。抵抗器1102および1104は、分圧器を形成するように電気的に接続される。この実施形態は、特に、電源投入時のワンタイム・ソフトスタート機能に適しており、次いで、電力が再び印加されるときにのみ繰り返される。さらに、この実施形態は、増幅器など他の回路に電力供給するのに必要な既存の電源を利用する。
【0033】
負荷の物理変数は、負荷が受け入れることができる電流の量に直接影響を与える場合がある。例えば、飛行機コックピットのディスプレイ・システムで使用されるランプ・フィラメントは、飛行機が飛行している場所によって激しい温度変化を受ける可能性がある。より暖かい気候では、ランプ・フィラメントは、より短時間、より高い電流に耐えることができ、通常は、完全な動作電流に急速に導かれる。しかし、より寒い気候では、低温のランプ・フィラメントは、よりゆっくりとした電流の印加を必要とし、電流が突然印加される場合に損傷を受けやすい。
【0034】
図12を参照すると、本発明の別の実施形態は、負荷の温度を監視するためのセンサ・デバイスを含む。制御システム1204は、電源1206から負荷1202への電力の印加を制御する。完全な動作電流を供給するのに最適な割合を求めることが有利である(例えば負荷が適切に「ウォーム・アップされる」とき)。センサ1200は、負荷1202に適切に結合されて、負荷からの定期的な温度読取りを受け取る。温度情報は、センサ1200から制御1204の電圧入力に伝送される。電圧入力は、負荷1202の温度の増加に関して増加される。したがって、負荷温度増加が示されるとき、より多くの電力を安全に供給することができ、電圧入力はそれに応じて調節される。この例示構成は、例えば、厳しい低温気候での負荷損傷を低減するのに必要とされる、より低い変化率を可能にする。負荷に供給される電力の量に影響を及ぼす可能性がある同様の物理変数(例えば、湿度、光、pH、圧力、利用可能な電力)は、監視することができ、本発明の範囲内に含まれるように意図されていることを当業者は理解されよう。
【0035】
本発明の制御回路のさらなる実施形態は、特定のタイプの負荷を試験するために使用することができ、しかしそれに限定されない。前述したように、正帰還と負帰還の独特の組合せが発散波形を発生する。本発明の発散波形は、パルス・パターンで再現することができる。次に、図13を参照すると、モノポーラ周期波形発生器1300が本発明に従って開示されている。この実施形態では、正帰還と負帰還の両方を有する図2の回路構成が、しきい値検出器1302、パルス発生器1304、およびスイッチ1306に結合されている。当業者は、回路の機能をすぐに認識されよう。
【0036】
いくつかの適用例に関して、正負両方のパルスを発生することが望ましい。図13の実施形態は、バイポーラ周期波形を発生するように機能強化することができる。図13の例示構成要素に加えて、図14の回路1400は、フリップフロップ1402と、第2の電源(一般に、図14で「入力(+)および入力(−)」と示す)と、少なくとも2つの追加のスイッチ1404および1406とを備える。追加のスイッチ1404および1406はそれぞれ、互いに逆の極性の入力電圧信号を受け取る。
【0037】
本発明を、好ましい実施形態に関連して上述してきた。しかし、この開示を読んだ当業者は、本発明の範囲を逸脱することなく好ましい実施形態に変更および修正を加えることができることを理解されよう。これらおよびその他の変更または修正は、頭書の特許請求の範囲で表した本発明の範囲内に含まれるように意図されている。
【図面の簡単な説明】
【図1】
本発明による制御システムをブロック形式で示す図である。
【図2】
本発明による例示プログラム可能回路図である。
【図3】
ブロック形式で図2を示す図である。
【図4】
(R2)=(R1)である、本発明による例示プログラム可能回路の出力波形を示す図である。
【図5】
本発明による例示プログラム可能回路の発散出力波形での(dV/dt)を示す図である。
【図6】
従来技術の収束出力波形での(dV/dt)を示す図である。
【図7】
(R1)に対する(R2)の割合が増加された、本発明による例示プログラム可能回路の出力波形を示す図である。
【図8】
(R2)>>(R1)である、本発明による例示プログラム可能回路の出力波形を示す図である。
【図9】
(R1)が論理ダイオードを備える、本発明による一実施形態を示す図である。
【図10】
(R1)がツェナー・ダイオードを備える、本発明による別の実施形態を示す図である。
【図11】
(R2)が分圧器を備える、本発明による別の実施形態を示す図である。
【図12】
本発明による制御システムのセンサ実施形態をブロック形式で示す図である。
【図13】
本発明の別の実施形態による周期モノポーラ波形発生器を示す図である。
【図14】
本発明の別の実施形態による周期バイポーラ波形発生器を示す図である。
(発明の分野)
本発明は、一般に、プログラム可能回路に関し、より詳細には、プログラム可能電力曲線、傾斜、および波形を発生するための回路に関する。
【0002】
(発明の背景)
蛍光灯や白熱灯など様々な形態のランプが、少なくとも1つの壊れやすいフィラメントを含む。ランプ・フィラメントおよび他の動的負荷が、例えば温度の関数として変化するインピーダンスを示す(すなわち、電流誘導加熱によりフィラメントの温度が上昇するとき、インピーダンスが増加する)。電力がランプに供給されるとき、フィラメントは通常低温であり、抵抗値が低い。電力投入時、初期電流が、通常の動作電流の10倍〜20倍になる可能性がある。低温電流サージが反復されると、フィラメントが劣化し、ランプの早期故障をもたらす。
【0003】
高い初期電流を、ソフトスタート回路を用いて制御することができる。ソフトスタート回路を使用して、電力が動的負荷に印加される割合を制御する。一般に、負荷に対して電力を滑らかに増加させることが望ましい。したがって、ランプへの電力印加の割合を制御することによって、よりゆっくりとした割合でフィラメントが加熱され、フィラメント損傷のリスクを低減する。
【0004】
1つのソフトスタート技法は、動作していないときに動的負荷に比較的小さな連続電流を提供する「トリクル電流」である。電流の連続的な流れが、負荷を温かく保ち、インピーダンスを高く保つ。全電力が突然印加されるとき、サージ電流が低減される。トリクル電流システムは、単純であるが、外部電源またはシーケンス電源を必要とし、サージ電流をなくさず、単に減少させるだけである。さらに、この技法を実施するのに必要な電流の連続的な供給は、コストがかかり、効率的でない場合がある。
【0005】
サージ電流効果を低減するための別の技法は、サーミスタまたは他の温度依存抵抗によるものである。電力がはじめに印加されると、電流がサーミスタを介して流れ、急速加熱および高い抵抗を生成する。サーミスタが加熱されると、抵抗値が安定し、動作電流が達成される。サーミスタは頑丈であり、比較的安く、しかしその挙動は予測が難しい。サーミスタはまた、通常動作中に大量の電力を発散し、これはその抵抗値に影響を及ぼす可能性がある。
【0006】
また、直列インダクタが、大きな電流を必要とするいくつかの適用例でサージ電流を制限することができる。誘導チョークは、レンツの法則に従う磁気構成要素である。電力投入時、インダクタによって生成される磁場が、初期電流を減少させ、負荷に対する突然のサージ電流を低減させる。多くの環境で、強い磁場の追加が望ましくない場合がある。さらに、誘導チョークは、大きく、重く、通常動作中に電力を発散する傾向がある。
【0007】
負荷に結合された小さなセンス抵抗器を含む電流調整システムが、さらなる別のソフトスタート技法である。抵抗器の両端間の電圧が、負荷に供給される電力を制御するための帰還を提供する。そのようなシステムは、完全に電源投入される前に、通常は約20〜100ミリ秒の非常に短い制御を提供し、この期間は、大きな初期電流または特に感度の良い負荷を有する適用例に関して非常に短い場合がある。
【0008】
(発明の概要)
本発明は、少ない電子構成要素数でプログラム可能回路を提供することによって従来技術の問題を克服する。より詳細には、本発明は、ソフトスタート適用例で特に有用なプログラム可能電力曲線および傾斜発生器回路を提供する。
【0009】
一実施形態では、プログラム可能制御回路が、正帰還および負帰還を有する増幅器を備える。負帰還は回路の利得を備え、正帰還はタイム・ラグを備える。1つの例示実施形態では、負帰還が抵抗器(R1)および抵抗器(R2)を含む。タイム・ラグは、抵抗器(R)およびコンデンサ(C)を含む。制御回路は、負荷に結合された電源を効果的に制御し、高い初期サージ電流を減少させる。回路構成要素および入力信号を修正して、プログラム可能電力曲線を提供することができる。
【0010】
例示実施形態では、プログラム可能制御回路が、(R1)に対する(R2)の割合を増加させることによって線形傾斜出力を生成する。さらに、抵抗器(R1)を論理ダイオードおよび/またはツェナー・ダイオードで置き換えることにより、傾斜の線形性がさらに改善される。
【0011】
さらに別の実施形態では、電力投入時の固定入力電圧が、抵抗(R2)を2つの抵抗器(R2A)および(R2B)で置き換えることによって実現されて、分圧器を形成する。この技法は特に、電力投入時のソフトスタート機能に有用である。
【0012】
さらに別の実施形態では、負荷に結合されたセンサが、対象の変数を測定する。測定情報を使用して、制御回路に対する電圧入力を制御する。1つの特定の実施形態では、センサが、負荷の温度を測定する。負荷の温度が上昇するにつれて、制御回路に対する電圧が増加される。
【0013】
さらに別の実施形態では、周期モノポーラ波形発生器が、しきい値検出器、パルス発生器、およびスイッチを追加することによって実現される。3つ以上のスイッチ、フリップフロップ、および逆極性の別の入力信号を追加することによってバイポーラ波形を形成することもできる。
【0014】
本発明のこれらおよびその他の特徴、態様、および利点は、以下の説明、頭書の特許請求の範囲、および添付図面に関連してより良く理解されよう。
【0015】
(好ましい実施形態の詳細な説明)
以下の説明は、好ましい例示実施形態にすぎず、本発明の範囲、適用例、または構成を何ら制限することを意図するものではない。以下の説明は、本発明の好ましい実施形態を実施するための簡便な説明を与え、頭書の特許請求の範囲に記載した本発明の精神および範囲を逸脱することなく、好ましい実施形態で説明した要素の機能および構成に様々な変更を加えることができることを理解されたい。
【0016】
本発明の様々な態様による制御システムは、例えばランプなどの負荷に供給される電力を制御する。一実施形態では、制御システムは、特に、ランプ・フィラメントに損傷を与える可能性がある初期電流を制御するように構成されている。さらに、本発明の制御システムは、特に、例えば航空電子工学ディスプレイ、ラップトップ・コンピュータ、ビデオ・カメラ、現金自動預払機ディスプレイなど様々な適用例で使用される液晶ディスプレイ(LCD)にバックライトを当てるのに使用されるランプに適している。高い初期電流によって損傷または他の悪影響を受ける可能性がある任意の適切な適用例で、本発明の制御システムを使用することができることを当業者は理解されよう。
【0017】
図1を参照すると、本発明の様々な態様による制御システム100が、電源102から負荷104への電力の電流印加を制御する。一般に、負荷104は、開始時にサージ電流によって損傷を受ける可能性がある任意の電流感知負荷を表す。負荷のタイプによって電源102を決定することができることを当業者は理解されよう。例えば、電源102は、スイッチ電源(例えば、パルス幅調整器)および線形調整電源など、しかしそれらに限定されない任意の制御可能電源であってよい。
【0018】
図2を参照すると、制御回路200は、負帰還204および正帰還206を有する増幅器202を含む。図示されるように、増幅器202は、741型オペアンプなど、しかしそれに限定されない従来の演算増幅器(「オペアンプ」)を備えることができる。
【0019】
1つの例示実施形態では、負帰還204が、抵抗器(R2)210と電気連絡する抵抗器(R1)208を備える。正帰還206は、実用的でありプログラム可能な標準RC(抵抗器214、コンデンサ212)ラグを備える。典型的には、増幅器は、動作するのにDC電力を必要とする。したがって、制御回路200への入力電圧は、一定であり、時間と共に変化しない。しかし、入力電圧は、出力を修正するように大きさを変えることができる。
【0020】
回路は、図3の例示ブロック図を参照すればより簡単に理解することができる。正帰還302は、ラグとして挙動し、回路の変化率304を変調するように設計することができる。回路の利得306は、負帰還308の構成要素の値を変更することによって変えることができる。
【0021】
図4を参照すると、図2に示される回路のサンプル出力波形が例示されている。この例では、抵抗器(R1)208の値が、抵抗器(R2)210の値と実質的に等しく設定され、コンデンサ212が完全に放電されていると仮定する。動作時、回路の入力に小さな電圧を印加すると、入力と大きさが等しく、しかし極性が逆の電圧出力が生じる。増幅器202の反転入力220および非反転入力222を同じ電位にしなければならないので、コンデンサ212に電荷が蓄積されていない。しかし、コンデンサ212は、出力電圧を抵抗値214で割った値に等しい充電電流で、抵抗器(R)214を介してほぼ即時に充電を開始する。コンデンサ212が充電されると、非反転入力222での電圧が、指数関数的に増加し始める。反転入力220での電圧は、非反転入力222での電圧を模倣する。この作用により、出力での電圧が増加し、これが、コンデンサ212への充電電流を増加させる。この動作は、電源への出力電圧を徐々に増加させ、制御回路の限界に達するまで続く。
【0022】
本発明の回路200の一実施形態では、(R2)は、(R1)と値がほぼ等しい。引き続き図4を参照すると、(R2)が(R1)にほぼ等しいとき、完全な動作電力になる前にかなりの期間が存在することが波形400から明らかである。さらに、(R2)が(R1)にほぼ等しい場合、発散指数関数が生じることが図4から明らかである。
【0023】
次に図5を参照すると、図2の回路の電圧出力波形が例示されている。電流充電コンデンサ212は、減少するのではなく、連続的に増加するので、波形500は発散する。非反転入力222での電圧が増加するので、反転入力220での電圧も増加する。コンデンサ212は、ほぼ即時に充電を開始し、電圧限界に達するまで増加し続ける。本発明の負帰還および正帰還204、206は、示された変化率で発散出力波形を生成する。
【0024】
図6は、従来技術増幅器からの信号を例示する。図5および6は、例示目的で時間および電圧に関して正規化されている。波形600によって表される従来技術回路は、1に等しい時刻に、電圧出力の急なジャンプを示す。実際、1に等しい時刻に、波形600はすでに、完全な動作電力の半分になっている。比較すると、この同じ時刻に、本発明の例示波形500は、電圧がわずかに高くなるにすぎず、6に等しい時刻の後まで半分の動作電力に到達しない。特に開始時に出力電圧の急激な増加を回避することが、負荷に対する損傷ストレスを減少させ、負荷の動作寿命を延ばす。
【0025】
本発明の発散波形の別の利点は、波形500と600を比較することによってさらに実証される。典型的には、指数関数出力波形(収束および発散)は滑らかな形状を保つ。2つの指数関数波形の相違点は、増加率にある。時間に対する電圧の変化(dV/dt)は、時間にわたって電圧が変化する割合である。図6を参照すると、(dV/dt)が、波形600の水平漸近線付近に例示されている。6.5に等しい時刻に、(dV/dt)は、約3単位の時間(すなわち3.5〜6.5)をカバーしている。本発明の例示波形500は、垂直漸近線付近でわずか1/2単位の時間(すなわち6.0〜6.5)というはるかに小さい(dV/dt)を有する。したがって、対象の間隔で、波形500の方が大きな電圧変化率を示す。本発明の出力波形は、電圧変化の急速な初期増加を回避し、負荷の電源に対して電圧を単調に増加させる。例えば図5の例示電力波形に対応して電力を徐々に増加させることにより、効率の良い電力の印加が生じる(すなわち、回路が「ウォーム・アップ」する時に電源が電力を印加する)。
【0026】
また、図5および6によって例示されている本発明の別の利点は、本発明によって達成可能な精密なタイミングである。再び波形600を参照すると、(dV/dt)が約3単位の時間をカバーしている。これは、従来技術回路の出力で生じる電圧の変化がこの3単位の時間内のどこかで生じることを意味する。他方、波形500は、約1/2単位の時間に等しいはるかに小さな(dV/dt)をカバーする。より小さな間隔が、波形500での電圧の時刻を特定する際に、より高レベルの精度を可能にする。
【0027】
本発明のさらに別の利点は、そのプログラム可能性である。制御回路200の電気構成要素の値を増加し、減少し、または修正し、かつ/または回路への入力信号を変更することによって、回路の性能をプログラミングすることができる。指定の環境での特定の負荷に関して、開始中の電圧の増加の指数関数性質が望ましくない場合がある。そのような適用例では、より低い変化率、または線形の電力曲線が必要になる場合がある。
【0028】
本発明の柔軟性を例示するために、図7に、抵抗器(R2)と(R1)を変えたときの結果として得られる出力波形を示す。基準として、(R2)が実質的に(R1)と等しいときの例示出力を示すために、波形400が波形700として写されている。(R1)に対する(R2)の割合が増加するにつれて、コンデンサ212が充電されるときに、反転入力220に対する制御回路200の出力での電圧が比較的一定になる。これは、コンデンサ212に、実質的に一定であり、コンデンサ212を線形に充電する電流を供給する。(R1)に対する(R2)の割合がさらに増加すると、例示出力波形702によって示されるように変化率がさらに増加する。(R1)に対する(R2)の割合が増加するにつれて、出力波形704、より詳細には図8の出力波形800が、回路200の出力のほぼ完全な線形性を示す。
【0029】
本発明の別の実施形態では、(R1)を1つまたは複数の論理ダイオードで置き換える。ここで図9を参照すると、制御回路900が、負帰還904での2つのダイオード902と、正帰還908でのRCラグ906とを備える。この実施形態では、ダイオード902は、平行に、しかし逆向きに接続され、それによりバイポーラ動作を可能にする。したがって、出力は正または負の方向に進むことができる。ダイオード構成により、抵抗器(R)の両端間の電圧を一定にすることができ、これは、一定の電流をコンデンサ(C)に供給する。ここで、コンデンサ(C)は、指数関数ではなく線形に充電されている。ダイオード902の両端間の電圧降下は、電流の増加と共に対数的に増加し、温度の上昇と共に線形に減少する。電流および温度の効果は、ごくわずかな、しかし顕著な変化をもたらす。したがって、入力電圧および周囲温度が、システム900の従属変数である。
【0030】
出力波形(図示せず)は、入力信号および/または(R)および(C)の値を変更することによって、より具体的にはiをコンデンサ(C)への電流として公式(dV/dt=i/C)に従って、傾斜(例えば、単調に増加する線形傾斜)の勾配を制御するようにプログラミングすることができる。当業者は、コンデンサ公式を容易に認識し、本発明の固有のプログラム可能性を理解されよう。例えば、(R)(または回路内の任意の抵抗器)が、デジタル抵抗器またはデジタル電位差計を備えることができる。電位差計は、例えばデジタル・ハードウェア(例えばチップ)および/またはソフトウェア(例えばコンピュータ・プログラム)によって制御することができる。
【0031】
本発明の別の実施形態である図10では、負帰還1006が、1つまたは複数のツェナー・ダイオード1002と、同数の論理ダイオード1004とを備え、正帰還1008がRCラグ1010を備える。論理ダイオード1004は、バイポーラ動作をするように、各ツェナー・ダイオード1002に直列に配置される。この構成は、ツェナー・ダイオードが、逆向きに、論理ダイオードと同様に挙動するのを防止する。(R1)を、ツェナー・ダイオード1002と論理ダイオード1004の組合せで置き換えることにより、抵抗器(R)の両端間の電圧を一定に保つ。コンデンサ(C)への電流も一定であり、したがってコンデンサ(C)が線形に充電される。例示システム900と異なり、図10のツェナー・ダイオード構成は、電圧依存でも温度依存でもない。ツェナー・ダイオード1002の電圧は、ダイオード1004の電圧の変化に比べて大きいので、この変化は回路1000によって気付かれない。ツェナー・ダイオード1002は、例えば、論理ダイオード1004を補完する温度係数を有することによって温度不変を達成するように選択される。
【0032】
図11は、分圧器回路を備える本発明のさらに別の実施形態を例示する。回路1100内で、抵抗器(R2)が抵抗器(R2A)1102および(R2B)1104によって置き換えられている。抵抗器1102および1104は、分圧器を形成するように電気的に接続される。この実施形態は、特に、電源投入時のワンタイム・ソフトスタート機能に適しており、次いで、電力が再び印加されるときにのみ繰り返される。さらに、この実施形態は、増幅器など他の回路に電力供給するのに必要な既存の電源を利用する。
【0033】
負荷の物理変数は、負荷が受け入れることができる電流の量に直接影響を与える場合がある。例えば、飛行機コックピットのディスプレイ・システムで使用されるランプ・フィラメントは、飛行機が飛行している場所によって激しい温度変化を受ける可能性がある。より暖かい気候では、ランプ・フィラメントは、より短時間、より高い電流に耐えることができ、通常は、完全な動作電流に急速に導かれる。しかし、より寒い気候では、低温のランプ・フィラメントは、よりゆっくりとした電流の印加を必要とし、電流が突然印加される場合に損傷を受けやすい。
【0034】
図12を参照すると、本発明の別の実施形態は、負荷の温度を監視するためのセンサ・デバイスを含む。制御システム1204は、電源1206から負荷1202への電力の印加を制御する。完全な動作電流を供給するのに最適な割合を求めることが有利である(例えば負荷が適切に「ウォーム・アップされる」とき)。センサ1200は、負荷1202に適切に結合されて、負荷からの定期的な温度読取りを受け取る。温度情報は、センサ1200から制御1204の電圧入力に伝送される。電圧入力は、負荷1202の温度の増加に関して増加される。したがって、負荷温度増加が示されるとき、より多くの電力を安全に供給することができ、電圧入力はそれに応じて調節される。この例示構成は、例えば、厳しい低温気候での負荷損傷を低減するのに必要とされる、より低い変化率を可能にする。負荷に供給される電力の量に影響を及ぼす可能性がある同様の物理変数(例えば、湿度、光、pH、圧力、利用可能な電力)は、監視することができ、本発明の範囲内に含まれるように意図されていることを当業者は理解されよう。
【0035】
本発明の制御回路のさらなる実施形態は、特定のタイプの負荷を試験するために使用することができ、しかしそれに限定されない。前述したように、正帰還と負帰還の独特の組合せが発散波形を発生する。本発明の発散波形は、パルス・パターンで再現することができる。次に、図13を参照すると、モノポーラ周期波形発生器1300が本発明に従って開示されている。この実施形態では、正帰還と負帰還の両方を有する図2の回路構成が、しきい値検出器1302、パルス発生器1304、およびスイッチ1306に結合されている。当業者は、回路の機能をすぐに認識されよう。
【0036】
いくつかの適用例に関して、正負両方のパルスを発生することが望ましい。図13の実施形態は、バイポーラ周期波形を発生するように機能強化することができる。図13の例示構成要素に加えて、図14の回路1400は、フリップフロップ1402と、第2の電源(一般に、図14で「入力(+)および入力(−)」と示す)と、少なくとも2つの追加のスイッチ1404および1406とを備える。追加のスイッチ1404および1406はそれぞれ、互いに逆の極性の入力電圧信号を受け取る。
【0037】
本発明を、好ましい実施形態に関連して上述してきた。しかし、この開示を読んだ当業者は、本発明の範囲を逸脱することなく好ましい実施形態に変更および修正を加えることができることを理解されよう。これらおよびその他の変更または修正は、頭書の特許請求の範囲で表した本発明の範囲内に含まれるように意図されている。
【図面の簡単な説明】
【図1】
本発明による制御システムをブロック形式で示す図である。
【図2】
本発明による例示プログラム可能回路図である。
【図3】
ブロック形式で図2を示す図である。
【図4】
(R2)=(R1)である、本発明による例示プログラム可能回路の出力波形を示す図である。
【図5】
本発明による例示プログラム可能回路の発散出力波形での(dV/dt)を示す図である。
【図6】
従来技術の収束出力波形での(dV/dt)を示す図である。
【図7】
(R1)に対する(R2)の割合が増加された、本発明による例示プログラム可能回路の出力波形を示す図である。
【図8】
(R2)>>(R1)である、本発明による例示プログラム可能回路の出力波形を示す図である。
【図9】
(R1)が論理ダイオードを備える、本発明による一実施形態を示す図である。
【図10】
(R1)がツェナー・ダイオードを備える、本発明による別の実施形態を示す図である。
【図11】
(R2)が分圧器を備える、本発明による別の実施形態を示す図である。
【図12】
本発明による制御システムのセンサ実施形態をブロック形式で示す図である。
【図13】
本発明の別の実施形態による周期モノポーラ波形発生器を示す図である。
【図14】
本発明の別の実施形態による周期バイポーラ波形発生器を示す図である。
Claims (29)
- 電圧入力および電圧出力を有する増幅器と、
前記電圧入力および前記電圧出力に電気接続する負帰還と、
前記電圧入力および前記電圧出力に電気接続する正帰還と
を備えるプログラム可能制御回路。 - 前記負帰還が、電気接続状態の抵抗器(R1)および抵抗器(R2)を備える請求項1に記載の回路。
- 前記抵抗器(R1)と前記抵抗器(R2)が実質的に等しい値である請求項2に記載の回路。
- さらに、負荷に結合されたセンサを備え、前記センサが負荷の物理変数を監視する請求項1に記載の回路。
- 前記正帰還が、電気接続状態の抵抗器(R)およびコンデンサ(C)を備える請求項2に記載の回路。
- 前記抵抗器の少なくとも1つがデジタル電位差計を備える請求項5に記載の回路。
- 前記負帰還が少なくとも1つの論理ダイオードを備える請求項1に記載の回路。
- 前記負帰還が少なくとも1つのツェナー・ダイオードを備える請求項7に記載の回路。
- 前記抵抗器(R2)が分圧器を備える請求項2に記載の回路。
- 少なくとも1つの検出器入力および1つの検出器出力を有し、前記検出器入力が前記電圧出力に結合されているしきい値検出器と、
前記検出器出力に結合されたパルス発生器と、
パルスを受け取るように前記パルス発生器に結合された第1のスイッチと、
をさらに備える請求項1に記載の回路。 - 第1および第2の出力リードと入力リードとを有するフリップフロップを備え、
前記入力リードが前記パルス発生器に結合され、さらに、
前記電圧入力で電圧を受け取るように前記フリップフロップの第1の出力リードに結合された第2のスイッチと、
前記電圧入力で逆の極性の電圧を受け取るように前記フリップフロップの第2の出力リードに結合された第3のスイッチと、
をさらに備える請求項10に記載の回路。 - ソフトスタート回路においてプログラム可能電力曲線を発生するための方法であって、
入力端子および出力端子を有する増幅器を提供するステップと、
発散出力波形を発生するように前記増幅器を構成するステップと、
前記入力端子に電位を印加するステップと、
負荷の電源に前記出力端子を結合するステップと
を含む方法。 - 前記構成ステップが、
前記入力端子と出力端子の間に正帰還を接続するステップと、
前記入力端子と出力端子の間に負帰還を接続するステップと、
を含む請求項12に記載の方法。 - 前記印加ステップが、電位の大きさを変えるステップを含む請求項12に記載の方法。
- 前記入力端子および負荷に感知デバイスを結合するステップであって、負荷が電流感知特性を有するステップと、
電流感知特性に対応して前記感知デバイスでデータを受け取るステップと、
データに応答して前記入力端子への電位を制御するステップと
を含む請求項12に記載の方法。 - データを受け取る前記ステップが温度を含む請求項15に記載の方法。
- 正帰還への前記接続が、電気接続状態の抵抗器およびコンデンサを備える請求項13に記載の方法。
- 負帰還への前記接続が、電気接続状態の第1の抵抗器(R1)および第2の抵抗器(R2)を備える請求項13に記載の方法。
- さらに、前記発散出力波形の電圧変化率の増加に応答して、前記第1および第2の抵抗器の値を修正するステップを含む請求項18に記載の方法。
- 周期波形を発生するためのプログラム可能回路であって、
電圧入力、電圧出力、負帰還、および正帰還を有する増幅器であって、前記負帰還と正帰還が前記電圧入力と前記電圧出力の間で電気接続される、増幅器と、
前記演算増幅器に接続された少なくとも1つの検出器入力端子、および1つの検出器出力端子を有するしきい値検出器と、
前記検出器出力端子に接続されたパルス発生器と、
前記パルス発生器からパルスを受け取るように結合されたスイッチと、
を備え、前記周期波形が前記電圧出力に現れるプログラム可能回路。 - 第1および第2の出力リードと1つの入力リードとを有するフリップフロップであって、前記入力リードが前記パルス発生器と前記スイッチの間に結合されるフリップフロップと、
前記第1の入力の極性と逆の極性を有する第2の電力入力と、
を備え、前記第1および第2の電力入力が、前記第1および第2のフリップフロップ出力リードで第1および第2のスイッチを形成する請求項20に記載の周期波形を発生するためのプログラム可能回路。 - プログラム可能電力曲線を発生するためのソフトスタート回路であって、
入力および出力を有する増幅器と、
前記入力と前記出力の間に結合された利得手段と、
前記入力と前記出力の間に結合されたタイム・ラグ手段と
を備えるソフトスタート回路。 - 前記電力曲線が発散波形である、請求項22に記載のソフトスタート回路。
- 前記電力曲線が線形傾斜である、請求項22に記載のソフトスタート回路。
- 前記利得手段が負帰還を備える、請求項22に記載のソフトスタート回路。
- 前記利得手段が、電気連絡状態で2つの抵抗器を有する負帰還を備える請求項22に記載のソフトスタート回路。
- 前記利得手段が、電気連絡状態で2つの実質的に等しい抵抗器を有する負帰還を備える請求項24に記載のソフトスタート回路。
- 前記利得手段が少なくとも1つのダイオードを備える請求項24に記載のソフトスタート回路。
- 前記タイム・ラグ手段が、電気連絡状態で抵抗器およびコンデンサを備える請求項22に記載のソフトスタート回路。
Applications Claiming Priority (2)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
US09/575,960 US6329802B1 (en) | 2000-05-23 | 2000-05-23 | Method and apparatus for programmable power curve and wave generator |
PCT/US2001/016392 WO2001091522A2 (en) | 2000-05-23 | 2001-05-22 | Method and apparatus for programmable power curve and wave generator |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JP2004501487A true JP2004501487A (ja) | 2004-01-15 |
JP2004501487A5 JP2004501487A5 (ja) | 2005-02-03 |
Family
ID=24302397
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2001586549A Pending JP2004501487A (ja) | 2000-05-23 | 2001-05-22 | プログラム可能電力曲線および波発生器用の方法および装置 |
Country Status (4)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US6329802B1 (ja) |
EP (2) | EP1290919A2 (ja) |
JP (1) | JP2004501487A (ja) |
WO (1) | WO2001091522A2 (ja) |
Families Citing this family (10)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
KR100413685B1 (ko) * | 2001-07-09 | 2003-12-31 | 삼성전자주식회사 | 위상차를 갖는 제어 전압 발생 장치 및 방법 |
US7142140B2 (en) | 2004-07-27 | 2006-11-28 | Silicon Laboratories Inc. | Auto scanning ADC for DPWM |
US7417877B2 (en) * | 2004-07-27 | 2008-08-26 | Silicon Laboratories Inc. | Digital power supply with programmable soft start |
DE102004062728B3 (de) * | 2004-12-27 | 2006-04-06 | Insta Elektro Gmbh | Elektrische/elektronische Schaltungsanordnung |
US7342577B2 (en) * | 2005-01-25 | 2008-03-11 | Honeywell International, Inc. | Light emitting diode driving apparatus with high power and wide dimming range |
KR100786491B1 (ko) * | 2007-01-02 | 2007-12-18 | 삼성에스디아이 주식회사 | 플라즈마 표시 패널의 구동장치 및 이를 구비한 플라즈마표시장치 |
WO2008115155A1 (en) * | 2007-03-19 | 2008-09-25 | Vinko Kunc | Method for regulating supply voltage |
DE102011087440A1 (de) * | 2011-11-30 | 2013-01-31 | Osram Ag | Schaltung zur Ansteuerung einer Beleuchtungskomponente |
US9261419B2 (en) | 2014-01-23 | 2016-02-16 | Honeywell International Inc. | Modular load structure assembly having internal strain gaged sensing |
CN114208026A (zh) * | 2021-06-16 | 2022-03-18 | 深圳市汇顶科技股份有限公司 | 功率放大器、芯片和终端设备 |
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---|---|---|---|---|
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-
2000
- 2000-05-23 US US09/575,960 patent/US6329802B1/en not_active Expired - Fee Related
-
2001
- 2001-05-22 EP EP01939216A patent/EP1290919A2/en not_active Withdrawn
- 2001-05-22 WO PCT/US2001/016392 patent/WO2001091522A2/en not_active Application Discontinuation
- 2001-05-22 EP EP03015643A patent/EP1372361A1/en not_active Withdrawn
- 2001-05-22 JP JP2001586549A patent/JP2004501487A/ja active Pending
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
EP1372361A1 (en) | 2003-12-17 |
WO2001091522A2 (en) | 2001-11-29 |
EP1290919A2 (en) | 2003-03-12 |
US6329802B1 (en) | 2001-12-11 |
WO2001091522A3 (en) | 2002-05-16 |
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Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20060131 |
|
A02 | Decision of refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A02 Effective date: 20060725 |