JP2004363678A - 光信号受信装置および方法 - Google Patents
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Abstract
【課題】出力電圧の飽和を防ぎ、ダイナミックレンジを広くするとともに、コストを抑えるようにする。
【解決手段】比較器１７２は、トランスインピーダンスアンプ１１０Ａに設けられたピークホールド回路１６０から出力されたピークホールド電圧Ｖｐｈが閾値電圧Ｖｔｈより大きい場合、比較器出力電圧ＶｃｏをＯＮとして、トランジスタ１５２のベースに印加する。これにより、トランジスタ１５２のコレクタ−エミッタ間に電流が流れる。また、ピークホールド電圧Ｖｐｈに基づいて、トランジスタ１５３のコレクタ−エミッタ間に電流が流れる。これらに基づいて、トランスインピーダンスアンプ１１０Ａ内のインピーダンスが調整され、トランスインピーダンスアンプ１１０Ａの利得が制御される。本発明は光信号受信装置に適用できる。
【選択図】 図１０
【解決手段】比較器１７２は、トランスインピーダンスアンプ１１０Ａに設けられたピークホールド回路１６０から出力されたピークホールド電圧Ｖｐｈが閾値電圧Ｖｔｈより大きい場合、比較器出力電圧ＶｃｏをＯＮとして、トランジスタ１５２のベースに印加する。これにより、トランジスタ１５２のコレクタ−エミッタ間に電流が流れる。また、ピークホールド電圧Ｖｐｈに基づいて、トランジスタ１５３のコレクタ−エミッタ間に電流が流れる。これらに基づいて、トランスインピーダンスアンプ１１０Ａ内のインピーダンスが調整され、トランスインピーダンスアンプ１１０Ａの利得が制御される。本発明は光信号受信装置に適用できる。
【選択図】 図１０
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、光信号受信装置および方法に関し、特に、光信号を正確に受信し、検出できるようにした光信号受信装置および方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】
例えば、特許文献１には、帰還抵抗型のプリアンプの帰還抵抗に並列に接続したＦＥＴをフィードフォワード制御する光受信回路が開示されている。この方法によれば、ダイナミックレンジを確保することができる。
【０００３】
また、例えば、受光素子により受光された光信号に基づく電流信号を電圧信号に変換するときの増幅率を、ＡＧＣ回路により調整する光信号受信装置が提案されている。
【０００４】
図１は、このような従来の光信号受信装置の構成例を示すブロック図である。
【０００５】
光信号受信装置１は、トランスインピーダンスアンプ１０、フォトダイオード（ＰＤ（Ｐｈｏｔｏ Ｄｉｏｄｅ））１１、およびポストアンプ１２により構成される。
【０００６】
受光素子としてのフォトダイオード１１は、入射された光信号を電流信号に変換し、トランスインピーダンスアンプ１０は、フォトダイオード１１が出力する電流信号を電圧信号に変換する。ポストアンプ１２は、トランスインピーダンスアンプ１０から出力される電圧信号をバッファし、電圧信号のレベルに対応するデジタル信号と信号の有無を表わすＳＤ信号を出力する。
【０００７】
トランスインピーダンスアンプ１０には、信号強度検出部２１、ＡＧＣ（Ａｕｔｏｍａｔｉｃ Ｇａｉｎ Ｃｏｎｔｒｏｌ）回路２２、トランスインピーダンス２３、アンプ２４、およびアンプ２５が設けられる。
【０００８】
信号強度検出部２１は、アンプ２５が出力する信号の信号強度（電圧）を検出し、これに基づきＡＧＣ機能制御信号を生成して、ＡＧＣ回路２２に出力する。ＡＧＣ回路２２は、ＡＧＣ機能制御信号に基づいて、トランスインピーダンス２３の大きさを調整する。これにより、アンプ２４の増幅率が調整される。アンプ２５は、アンプ２４により増幅された電圧を差動電圧として出力する。ＡＧＣ回路２２によるトランスインピーダンス２３の調整により、トランスインピーダンス２３にかかる電圧レベルが変化するので、結果的に、出力する電圧レベルが調整される。すなわち、トランスインピーダンスアンプ１０の利得を調整することができる。
【０００９】
このような光信号受信装置１において、フォトダイオード１１が微少な光信号を受光した場合、それにより生成される電流信号も微少となる。この微少な電流信号から十分な大きさの電圧信号を得る為には、トランスインピーダンスアンプ１０の利得（増幅度）を大きくする必要がある。
【００１０】
トランスインピーダンスアンプ１０の利得を単に大きくしただけだと、標準的な大きさの（より高輝度の）光信号がフォトダイオード１１に入射された場合、より大きな電流信号がトランスインピーダンスアンプ１０に入力され、結果として、出力電圧が飽和して歪むという課題が生じる。しかしながら、図１に示されるように、信号強度検出部２１によるＡＧＣ機能制御信号の生成により、ＡＧＣ回路２２がトランスインピーダンスアンプ１０の利得を調整することにより、図２に示されるように、フォトダイオード１１への入射光量が所定の閾値Ｌａｇｃを超えた場合、ＡＧＣ回路２２のＡＧＣ機能がオンすることとなり、利得を抑えることができる。
【００１１】
図２において、横軸はフォトダイオード（ＰＤ）１１への入射光量を表わし、縦軸は、トランスインピーダンスアンプ１０の出力電圧を表わす。フォトダイオード１１への入射光量が光量Ｌ１である場合、トランスインピーダンスアンプ１０の出力電圧は、電圧Ｖ１であり、その利得は利得Ｇ１である。すなわち、光量Ｌ１においては、トランスインピーダンスアンプ１０の出力電圧Ｖ１と利得Ｇ１が、式（１）に示されるような関係を満たしている。
Ｖ１＝Ｌ１×Ｇ１・・・（１）
【００１２】
ＡＧＣ機能を有していない光信号受信装置（ＡＧＣ機能がＯＦＦとされた状態の光信号受信装置１）では、利得は直線３１に沿って変化するため（出力電圧は入射光量に比例しているため）、フォトダイオード１１への入射光量が光量Ｌ２になると、トランスインピーダンスアンプ１０の出力電圧はＶ２となる。このとき、光量Ｌ２では、トランスインピーダンスアンプ１０の出力電圧Ｖ２と利得Ｇ２が、式（２）に示されるような関係が満たされる。
Ｖ２＝Ｌ２×Ｇ２・・・（２）
【００１３】
その結果、ダイナミックレンジの飽和を引き起こす危険が生じるとともに、これを防ぐには広いダイナミックレンジが必要となる。
【００１４】
逆に、ＡＧＣ機能を有する光信号受信装置１では、予め設定されている閾値としての光量Ｌａｇｃ（Ｌａｇｃ＞Ｌ１）でＡＧＣ機能がオンされ、フォトダイオード１１への入射光量に対するトランスインピーダンスアンプ１０の出力電圧は、曲線３２に示されるように、出力電圧の変化率は入射光量が大きくなるに連れて、次第に小さくなるように変化する（比例してはいない）。フォトダイオード１１への入射光量への入射光量が光量Ｌ２になると、トランスインピーダンスアンプ１０の出力電圧はＶ２’となる。具体的には、光量Ｌ２（Ｌ２＞Ｌａｇｃ）では、トランスインピーダンスアンプ１０の出力電圧Ｖ２’と利得Ｇ２’が、式（３）に示されるような関係が満たされる。
Ｖ２’＝Ｌ２×Ｇ２’・・・（３）
【００１５】
なお、式（１）乃至式（３）においては、図２からも明らかなように、式（４）に示される関係が満たされる。
Ｇ１＝Ｇ２＞Ｇ２’・・・（４）
【００１６】
その結果、ダイナミックレンジの広さを抑えつつ、出力電圧の飽和を防ぐこともできる。
【００１７】
図２の曲線３２に示されるように、光量Ｌａｇｃ（そのときの対応する出力電圧Ｖａｇｃ）において、ＡＧＣ機能をオンさせるように利得を制御することにより、出力電圧の飽和を防ぐことができる。
【００１８】
トランスインピーダンスアンプ１０から出力された電圧は、ポストアンプ１２に入力される。ポストアンプ１２には、入力される電圧信号の振幅に応じて、受信信号の有無を判別する機能が備えられており、ポストアンプ１２は、予め設定された第１の基準値以上の振幅の信号が入力されてきた場合、ＳＤ（Ｓｉｇｎａｌ Ｄｅｔｅｃｔ）をオンし（ＨＩＧＨレベルのＳＤ信号を出力し）、逆に予め設定された第２の基準値以上の振幅の信号が入力されてこない場合（第２の基準値以下の振幅の信号が入力されてきた場合）、ＳＤをオフする（ＬＯＷレベルのＳＤ信号を出力する）。すなわち、ポストアンプ１２は、入力された電圧信号の振幅に対応するＳＤ信号を出力する。また、ポストアンプ１２は、入力された電圧信号をディジタル信号に変換して出力する。
【００１９】
ＳＤをオフからオンに切り換える第１の基準値の電圧レベルを、アサート（Ａｓｓｅｒｔ）レベルＶａｓと称し、ＳＤをオンからオフに切り換える第２の基準値の電圧レベルを、デアサート（Ｄｅ−Ａｓｓｅｒｔ）レベルＶｄａｓと称する。アサートレベルとデアサートレベルの間には、図３に示されるようにヒステリシスが設けられており、これにより、ノイズによるＳＤ信号の誤動作が抑えられている。
【００２０】
図３に示されるように、入力電圧がアサートレベルＶａｓ以上である場合、ＳＤ信号はオン（ＨＩＧＨ）であるが、入力電圧が段々下がってきて、デアサートレベルＶｄａｓとなったとき、ＳＤ信号はオフ（ＬＯＷ）となる。また、入力電圧がデアサートレベルＶｄａｓ以下である場合、ＳＤ信号はオフであるが、入力電圧が段々大きくなってきて、アサートレベルＶａｓ以上となったとき、ＳＤ信号はオンとなる。このように、デアサートレベルＶｄａｓとアサートレベルＶａｓの間にヒステリシスが設けられる。
【００２１】
ＡＧＣ機能が備えられていないトランスインピーダンスアンプにおける、入射光量に対する出力電圧は、図４に示される直線に沿って変化する。図４において、入射光量Ｌｎ１，Ｌｄａｓ１，Ｌａｓ１，およびＬｓ１に対応するトランスインピーダンスアンプの出力電圧は、それぞれ電圧Ｖｎ１，Ｖｄａｓ１，Ｖａｓ１，およびＶｓ１であり、さらに、これらに対応するトランスインピーダンスアンプの利得は、それぞれ、Ｇｎ１，Ｇｄａｓ１，Ｇａｓ１，およびＧｓ１である。すなわち、式（５）乃至式（８）に示される関係が成立する。
Ｖｎ１＝Ｌｎ１×Ｇｎ１・・・（５）
Ｖｄａｓ１＝Ｌｄａｓ１×Ｇｄａｓ１・・・（６）
Ｖａｓ１＝Ｌａｓ１×Ｇａｓ１・・・（７）
Ｖｓ１＝Ｌｓ１×Ｇｓ１・・・（８）
【００２２】
入射光量と電流量は線形的に変化し（比例関係にあり）、電流量と電圧量は線形的に変化するので、電圧は光量に比例した値となる。この場合、トランスインピーダンスアンプの利得が入射光量に依存せず一定（Ｇａｓ１＝Ｇｄａｓ１）であるので、アサートレベルとデアサートレベル間の電圧ヒステリシス（Ｖａｓ１／Ｖｄａｓ１）とそれらのレベルに相当する光量ヒステリシス（Ｌａｓ１／Ｌｄａｓ１）とが、式（９）に示されるような関係を満たす。
【数１】
【００２３】
具体的には、トランスインピーダンスアンプの利得が入射光量に依存せず一定である、すなわち、Ｇａｓ１＝Ｇｄａｓ１であるので、１０ｌｏｇ（Ｇａｓ１／Ｇｄａｓ１）の演算結果は０となる。そのため、式（９）が成立する。
【００２４】
また、ＡＧＣ機能が備えられている図１の光信号受信装置１における入射光量に対する出力電圧の特性は、図５に実線Ｌｎ２，Ｌｄａｓ２，Ｌａｓ２，およびＬｓ２で示されるようになる。図５において、入射光量に対応するトランスインピーダンスアンプの出力電圧は、それぞれ電圧Ｖｎ２，Ｖｄａｓ２，Ｖａｓ２，およびＶｓ２であり、さらに、これらに対応するトランスインピーダンスアンプの利得は、それぞれ、Ｇｎ２，Ｇｄａｓ２，Ｇａｓ２，およびＧｓ２である。すなわち、式（１０）乃至式（１３）に示される関係が成立する。
Ｖｎ２＝Ｌｎ２×Ｇｎ２・・・（１０）
Ｖｄａｓ２＝Ｌｄａｓ２×Ｇｄａｓ２・・・（１１）
Ｖａｓ２＝Ｌａｓ２×Ｇａｓ２・・・（１２）
Ｖｓ２＝Ｌｓ２×Ｇｓ２・・・（１３）
【００２５】
また、光量Ｌａｇｃは、ＡＧＣ機能がオンからオフ、またはオフからオンに切り替わる光量であり、それに対応するトランスインピーダンスアンプの出力電圧はＶａｇｃである。入射光量と電流量は、ＡＧＣの機能がオフの範囲（入射光量がＬａｇｃ以下）では線形的に変化するが、ＡＧＣの機能がオンの範囲（入射光量がＬａｇｃより大きい）では、非線形的に変化する。すなわち、トランスインピーダンスアンプの利得は、式（１４）の関係を満たしている。
Ｇｎ２＝Ｇｄａｓ２＞Ｇａｓ２≧Ｇｓ２・・・（１４）
【００２６】
式（１４）が満たされることにより、アサートレベルとデアサートレベル間の電圧ヒステリシス（Ｖａｓ２／Ｖｄａｓ２）と、それらのレベルに相当する光量ヒステリシス（Ｌａｓ２／Ｌｄａｓ２）とが、式（１５）に示されるような関係を満たす。すなわち、式（９）とは異なり、アサートレベルとデアサートレベル間の電圧ヒステリシス（Ｖａｓ２／Ｖｄａｓ２）と、それらのレベルに相当する光量ヒステリシス（Ｌａｓ２／Ｌｄａｓ２）とは一致しない。
【数２】
【００２７】
図５から分かるように、Ｇｄａｓ２＞Ｇａｓ２であるので、１０ｌｏｇ（Ｇａｓ２／Ｇｄａｓ２）の演算結果は負となる（０より小さくなる）。そのため、式（１５）が成立する。
【００２８】
式（１５）より、電圧ヒステリシスは、光量ヒステリシスより小さいことがわかる。すなわち、電圧ヒステリシスを維持するためには、光量ヒステリシスをより広く確保する必要がある。このことは、図６に示されるように、ヒステリシス５１Ａの幅（例えば、３ｄＢ）に対して、ノイズ成分５２Ａのレベルに対する、信号成分５３Ａのレベルを表すＳＮＲ（ＳＮ比（Ｓｉｇｎａｌ ｔｏ Ｎｏｉｓｅ ｒａｔｉｏ））（例えば、１０ｄＢ）が充分に確保されている場合、それほど大きな問題とはならない。
【００２９】
【特許文献１】
特開平１１−１２７０３９号公報
【００３０】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、図７に示されるように、信号成分５３Ｂの最小値のレベルＬｓ２の値が小さく、ノイズ成分５２Ｂのレベルに対する信号成分５３Ｂのレベルを表すＳＮＲが充分に確保されていない場合、アサートレベルＬａｓ２が信号成分５３ＢのレベルＬｓ２より大きくなり（Ｌａｓ２＞Ｌｓ２となり）、信号成分（レベルＬｓ２からアサートレベルＬａｓ２の間のレベルの信号成分）が存在するにも拘わらず、ＳＤ信号のレベルがオフからオンに切り替わらない（検出されない）可能性が生じるという課題があった。
【００３１】
また、図８に示されるように、ノイズ成分５２Ｃの最大値のレベルＬｎ２が大きく、ノイズ成分５２Ｃのレベルに対する信号成分５３Ｃのレベルを表すＳＮＲが充分に確保されていない場合、デアサートレベルＬｄａｓ２がノイズ成分５２ＣのレベルＬｎ２よりも小さくなり（Ｌｄａｓ２＜Ｌｎ２となり）、受信信号が存在しないにも拘わらず、デアサートレベルＬｄａｓ２からレベルＬｎ２までのレベルのノイズによってＳＤ信号が誤動作し、ＳＤ信号がオンからオフに切り替わらない可能性が生じるという課題があった。
【００３２】
このように、図１の光信号受信装置１に備えられているＡＧＣ機能は、出力電圧の飽和を防ぎ、ダイナミックレンジを広く取ることはできるが、ポストアンプにおけるＳＤ信号のヒステリシスを確保するために、光量ヒステリシスをより広く確保する必要が生じる。これを実現するためには、信号成分のレベルを上げたり、ノイズの影響が少ないフォトダイオードを用いたりする方法が考えられる。しかし、前者は消費電力の増加、後者はコストの増加につながるため、手法として望ましくない。
【００３３】
本発明はこのような状況に鑑みてなされたものであり、出力電圧の飽和を防ぎ、ダイナミックレンジを広くするとともに、コストを抑えることができるようにするものである。
【００３４】
【課題を解決するための手段】
本発明の光信号受信装置は、光信号を受光して電流信号に変換する受光手段と、自動利得調整機能を備え、受光手段から供給される電流信号を電圧信号に変換する第１の変換手段と、第１の変換手段から出力される電圧信号をＳＤ信号とディジタル信号に変換して出力する第２の変換手段と、第２の変換手段により出力されたＳＤ信号のアサートレベルとデアサートレベルに基づいて、第１の変換手段の自動利得調整機能を調整する調整手段とを備えることを特徴とする。
【００３５】
前記第１の変換手段から出力される電圧信号の差動電圧をピークホールドし、ピークホールド電圧を出力するピークホールド手段をさらに備え、調整手段は、ピークホールド電圧と閾値を比較した結果に基づいて、自動利得調整機能をオンまたはオフするとともに、ピークホールド電圧に基づいて、第１の変換手段の利得を調整するようにすることができる。
【００３６】
前記第１の変換手段から出力される電圧信号の差動電圧をピークホールドし、ピークホールド電圧を出力するピークホールド手段をさらに備え、調整手段は、第２の変換手段により出力されたＳＤ信号に基づいて、自動利得調整機能をオンまたはオフするとともに、ピークホールド電圧に基づいて、第１の変換手段の利得を調整するようにすることができる。
【００３７】
本発明の光信号受信方法は、光信号を受光して電流信号に変換する受光ステップと、自動利得調整機能を備え、受光ステップの処理により供給される電流信号を電圧信号に変換する第１の変換ステップと、第１の変換ステップの処理により出力される電圧信号をＳＤ信号とディジタル信号に変換して出力する第２の変換ステップと、第２の変換ステップの処理により出力されたＳＤ信号のアサートレベルとデアサートレベルに基づいて、自動利得調整機能を調整する調整ステップとを含むことを特徴とする。
【００３８】
本発明の光信号受信装置および光信号受信方法においては、受光された光信号が電流信号に変換され、電流信号が電圧信号に変換され、変換された電圧信号がＳＤ信号とディジタル信号に変換され、ＳＤ信号のアサートレベルとデアサートレベルに基づいて、自動利得調整機能が調整される。
【００３９】
【発明の実施の形態】
以下に本発明の実施の形態を説明するが、請求項に記載の構成要件と、発明の実施の形態における具体例との対応関係を例示すると、次のようになる。この記載は、請求項に記載されている発明をサポートする具体例が、発明の実施の形態に記載されていることを確認するためのものである。従って、発明の実施の形態中には記載されているが、構成要件に対応するものとして、ここには記載されていない具体例があったとしても、そのことは、その具体例が、その構成要件に対応するものではないことを意味するものではない。逆に、具体例が構成要件に対応するものとしてここに記載されていたとしても、そのことは、その具体例が、その構成要件以外の構成要件には対応しないものであることを意味するものでもない。
【００４０】
さらに、この記載は、発明の実施の形態に記載されている具体例に対応する発明が、請求項に全て記載されていることを意味するものではない。換言すれば、この記載は、発明の実施の形態に記載されている具体例に対応する発明であって、この出願の請求項には記載されていない発明の存在、すなわち、将来、分割出願されたり、補正により追加される発明の存在を否定するものではない。
【００４１】
請求項１に記載の光信号受信装置（例えば、図９の光信号受信装置１００）は、光信号を受光して電流信号に変換する受光手段（例えば、図９のフォトダイオード１１１）と、自動利得調整機能を備え、前記受光手段から供給される電流信号を電圧信号に変換する第１の変換手段（例えば、図９のトランスインピーダンスアンプ１１０）と、前記第１の変換手段から出力される前記電圧信号をＳＤ信号とディジタル信号に変換して出力する第２の変換手段（例えば、図９のポストアンプ１１２）と、前記第２の変換手段により出力された前記ＳＤ信号のアサートレベルとデアサートレベルに基づいて、前記第１の変換手段の前記自動利得調整機能を調整する調整手段（例えば、図９のＡＧＣ制御部１１３）とを備えることを特徴とする光信号受信装置。
【００４２】
請求項２に記載の光信号受信装置（例えば、図１０の光信号受信装置１００Ａ）は、前記第１の変換手段から出力される前記電圧信号の差動電圧をピークホールドし、ピークホールド電圧（例えば、図１０のピークホールド電圧Ｖｐｈ）を出力するピークホールド手段（例えば、図１０のピークホールド回路１６０）をさらに備え、前記調整手段（例えば、図１０のＡＧＣ制御部１１３Ａ）は、前記ピークホールド電圧と閾値（例えば、電圧Ｖｔｈ）を比較した結果に基づいて、自動利得調整機能をオンまたはオフするとともに、前記ピークホールド電圧に基づいて、前記第１の変換手段の利得を調整することを特徴とする。
【００４３】
請求項３に記載の光信号受信装置（例えば、図１４の光信号受信装置１００Ｂ）は、前記第１の変換手段から出力される前記電圧信号の差動電圧をピークホールドし、ピークホールド電圧（例えば、図１４のピークホールド電圧Ｖｐｈ）を出力するピークホールド手段（例えば、図１４のピークホールド回路１６０）をさらに備え、前記調整手段（例えば、図１４のＡＧＣ制御部１１３Ｂ）は、前記第２の変換手段により出力されたＳＤ信号（例えば、図１０のＳＤ出力電圧Ｖｓｄ）に基づいて、自動利得調整機能をオンまたはオフするとともに、前記ピークホールド電圧に基づいて、前記第１の変換手段の利得を調整することを特徴とする。
【００４４】
請求項４に記載の光信号受信方法は、光信号を受光して電流信号に変換する受光ステップ（例えば、図９のフォトダイオード１１１が実行する処理）と、自動利得調整機能を備え、前記受光ステップの処理により供給される電流信号を電圧信号に変換する第１の変換ステップ（例えば、図９のトランスインピーダンスアンプ１１０が実行する処理）と、前記第１の変換ステップの処理により出力される前記電圧信号をＳＤ信号とディジタル信号に変換して出力する第２の変換ステップ（例えば、図９のポストアンプ１１２が実行する処理）と、前記第２の変換ステップの処理により出力された前記ＳＤ信号のアサートレベルとデアサートレベルに基づいて、前記自動利得調整機能を調整する調整ステップ（例えば、図９のＡＧＣ制御部１１３が実行する処理）とを含むことを特徴とする。
【００４５】
以下に、本発明の実施の形態について図面を参照して説明する。
【００４６】
図９は、本発明を適用した光信号受信装置１００の原理的な構成を示すブロック図である。
【００４７】
光信号受信装置１００には、トランスインピーダンスアンプ１１０、フォトダイオード（ＰＤ（Ｐｈｏｔｏ Ｄｉｏｄｅ））１１１、およびポストアンプ１１２の他に、トランスインピーダンスアンプ１１０のＡＧＣ機能をトランスインピーダンスアンプ１１０の外部から制御するＡＧＣ制御部１１３が設けられている。
【００４８】
受光素子としてのフォトダイオード１１１は、入射された光信号を電流信号に変換し、トランスインピーダンスアンプ１１０は、フォトダイオード１１１が出力する電流信号を電圧信号に変換する。ポストアンプ１１２は、トランスインピーダンスアンプ１１０から出力される電圧信号をバッファし、電圧信号のレベルに対応するデジタル信号と、信号の有無を表わすＳＤ信号を出力する。
【００４９】
トランスインピーダンスアンプ１１０には、ＡＧＣ回路１２２、トランスインピーダンス１２３、アンプ１２４、およびアンプ１２５が設けられている。
【００５０】
ＡＧＣ回路１２２は、トランスインピーダンスアンプ１１０の外部に設けられているＡＧＣ制御部１１３から供給される制御信号（利得制御信号）に基づいて、トランスインピーダンス１２３の大きさを調整する。これにより、アンプ１２４の増幅率を調整することができる。アンプ１２５は、アンプ１２４により増幅された電圧を差動電圧として出力する。
【００５１】
図１のトランスインピーダンスアンプ１０においては、トランスインピーダンスアンプ１０の内部で検出された値に基づいて利得が制御されるので、後段のポストアンプ１２におけるアサートレベルおよびデアサートレベルを考慮することはできない。そこで、本発明においては、図９に示されるように、ＡＧＣ機能をトランスインピーダンスアンプ１１０の外部から制御するＡＧＣ制御部１１３を設けることにより、フォトダイオード１１１から入力される電流信号の強度に応じて、トランスインピーダンス１２３の値、すなわち、トランスインピーダンスアンプ１１０の利得を調整することが可能となる。
【００５２】
図９の光信号受信装置１００の具体的な構成例である光信号受信装置１００Ａを、図１０を参照して説明する。図中、図９と対応する部分については、同一の符号を付してあり、その説明は繰り返しになるので省略する。
【００５３】
図１０の光信号受信装置１００Ａには、トランスインピーダンスアンプ１１０Ａ、フォトダイオード１１１、ポストアンプ１１２、ＡＧＣ制御部１１３Ａ、およびピークホールド回路１６０が設けられる。
【００５４】
トランスインピーダンスアンプ１１０Ａ、およびＡＧＣ制御部１１３Ａは、それぞれ、図９のトランスインピーダンスアンプ１１０、およびＡＧＣ制御部１１３の具体的な構成例である。
【００５５】
トランスインピーダンスアンプ１１０Ａは、トランスインピーダンス１５１、並びにこれと並列に接続された、トランジスタ１５２、トランジスタ１５３、およびトランスインピーダンス１５４が直列に接続された回路、並びにピークホールド回路１６０により構成されている。この例の場合、図１０のトランスインピーダンス１５１、トランジスタ１５２、トランジスタ１５３、およびトランスインピーダンス１５４が、図９のトランスインピーダンス１２３に対応している。
【００５６】
ＡＧＣ制御部１１３Ａには、外部から設定可能な任意の閾値（電圧値）Ｖｔｈを生成する半固定抵抗器１７１、およびピークホールド回路１６０からの出力を閾値Ｖｔｈと比較する比較器１７２が設けられている。ピークホールド回路１６０は、アンプ１２５から出力される差動電圧信号をピークホールドし、ピークホールド電圧Ｖｐｈを出力する。
【００５７】
比較器１７２は、ピークホールド回路１６０から供給されるピークホールド電圧Ｖｐｈと閾値Ｖｔｈ（半固定抵抗器１７１により生成される閾値電圧）を比較する。その際、ピークホールド電圧Ｖｐｈが閾値Ｖｔｈより小さい場合（Ｖｐｈ＜Ｖｔｈである場合）、比較器１７２から出力される電圧ＶｃｏはＬＯＷ（ロウ）レベルとなり、ピークホールド電圧Ｖｐｈが閾値Ｖｔｈ（半固定抵抗器１７１により生成される閾値電圧）以上の場合（Ｖｐｈ≧Ｖｔｈである場合）、比較器１７２から出力される電圧ＶｃｏはＨＩＧＨ（ハイ）レベルとなる。
【００５８】
図１１は、ピークホールド電圧Ｖｐｈと比較器１７２の出力電圧Ｖｃｏの関係を示す図である。図１１Ａおよび図１１Ｂにおいて、縦軸は電圧Ｖを示し、横軸は時刻ｔを示す。
【００５９】
時刻ｔ０から時刻ｔ１までの時間Ｔ１において、図１１Ａのピークホールド電圧Ｖｐｈは、閾値Ｖｔｈより小さいため、対応する図１１Ｂの比較器１７２の出力電圧Ｖｃｏも（時間Ｔ１において）ＬＯＷである。時刻ｔ１から時刻ｔ２までの時間Ｔ２において、図１１Ａのピークホールド電圧Ｖｐｈは、閾値Ｖｔｈより大きいため、対応する図１１Ｂの比較器出力電圧Ｖｃｏも（時間Ｔ２において）ＨＩＧＨである。時刻ｔ２から時刻ｔ３までの時間Ｔ３において、図１１Ａのピークホールド電圧Ｖｐｈは、閾値Ｖｔｈより小さいため、対応する図１１Ｂの比較器１７２の出力電圧Ｖｃｏも（時間Ｔ３において）ＬＯＷである。時刻ｔ３から時刻ｔ４までの時間Ｔ４において、図１１Ａのピークホールド電圧Ｖｐｈは、大きくはなっているが、閾値Ｖｔｈよりは小さいため、対応する図１１Ｂの比較器１７２の出力電圧Ｖｃｏも（時間Ｔ４において）ＬＯＷである。時刻ｔ４から時刻ｔ５までの時間Ｔ５において、図１１Ａのピークホールド電圧Ｖｐｈは、閾値Ｖｔｈより小さいため、対応する図１１Ｂの比較器１７２の出力電圧Ｖｃｏも（時間Ｔ５において）ＬＯＷである。
【００６０】
このように、比較器１７２は、閾値電圧Ｖｔｈに対するピークホールド電圧Ｖｐｈの大きさに基づいて、出力電圧Ｖｃｏのレベルを変化する。
【００６１】
トランジスタ１５２は、比較器１７２から供給された電圧Ｖｃｏをベースへの印加電圧としており、電圧ＶｃｏがＬＯＷである場合、コレクタ−エミッタ間に電流が流れず、結果として、トランスインピーダンス１５４へ電流が流れない。したがって、図９のトランスインピーダンス１２３に対応する、トランスインピーダンス１５１、トランジスタ１５２、トランジスタ１５３、およびトランスインピーダンス１５４からなる総トランスインピーダンスは、トランスインピーダンス１５１と等価となる。
【００６２】
また、トランジスタ１５２のベースへの印加電圧、すなわち、比較器１７２から出力された電圧ＶｃｏがＨＩＧＨである場合、コレクタ−エミッタ間に電流が流れ、トランスインピーダンス１５４への第１の電流パスが開く。
【００６３】
ここで、もう１つのトランスインピーダンス１５４への電流パスとなるトランジスタ１５３は、ピークホールド回路１６０から出力されるピークホールド電圧Ｖｐｈをベースへの印加電圧として動作しているので、入射光量が少なくピークホールド電圧Ｖｐｈの値が小さい場合、トランジスタ１５３のベースへの印加電圧が低くなり、トランジスタ１５３のコレクタ−エミッタ間に電流が流れず、トランスインピーダンス１５４へは電流が流れない。
【００６４】
逆に、入射光量が多くなると、ピークホールド電圧Ｖｐｈの値が大きくなり、トランジスタ１５３のベースへの印加電圧が高くなるので、トランジスタ１５３のコレクタ−エミッタ間にも電流が流れるようになり、これにより、トランスインピーダンス１５４への２つめの電流パスが開く。その結果、トランスインピーダンス１５４へ電流が流れる。このとき、図９のトランスインピーダンス１２３に対応する、トランスインピーダンス１５１、トランジスタ１５２、トランジスタ１５３、およびトランスインピーダンス１５４による総トランスインピーダンスは、トランスインピーダンス１５１にトランスインピーダンス１５４が並列に接続されることになるので、入射光量が多くなるに連れて、インピーダンス１５１より小さい値に低下し、トランスインピーダンスアンプ１１０Ａの利得が下がる。
【００６５】
このように、図１０の光信号受信装置１００Ａにおいては、ピークホールド電圧Ｖｐｈ＜閾値電圧Ｖｔｈである場合、ＡＧＣ機能はオフされる。すなわち、トランスインピーダンスアンプ１１０Ａの利得を外部（トランスインピーダンスアンプ１１０Ａの外部に設けられているＡＧＣ制御部１１３Ａ、およびピークホールド回路１６０）により調整することができる。
【００６６】
トランスインピーダンスアンプ１１０Ａ（トランスインピーダンスアンプ１１０Ａのアンプ１２５）から出力される差動信号は、ポストアンプ１１２に入力される。
【００６７】
図１２は、図１０のポストアンプ１１２の機能的構成例を示す図である。ポストアンプ１１２は、リミッティングアンプ部２５１、信号強度判定部２５２、およびアサート・デアサートレベル設定部２５３により構成されている。
【００６８】
リミッティングアンプ部２５１では、入力された差動信号のＤＣ電位が調整される。その結果、入力信号はディジタル信号として再生され、ポストアンプ１１２の信号として出力される。
【００６９】
信号強度判定部２５２は、ディジタル信号に変換される前の信号を、ピークホールドし、信号の強度を検出する。また、信号強度判定部２５２は、信号強度を、アサート・デアサートレベル設定部２５３より供給されるアサートレベルおよびデアサートレベルと比較し、比較した結果に基づく信号を、ＳＤ信号（正と負のＳＤ信号）として出力する。
【００７０】
このアサートレベルおよびデアサートレベルは、ポストアンプ１１２内部において予め設定されていてもよいし、外部から、アサート・デアサートレベル設定部２５３を操作することにより設定されてもよい。
【００７１】
このように、ポストアンプ１１２は、トランスインピーダンスアンプ１１０Ａが出力した差動電圧を、ＳＤ信号とディジタル信号として出力する。
【００７２】
光信号受信装置１００Ａを図１０に示されるように構成した場合、その入射光量に対する出力電圧は、図１３に示されるようになる。
【００７３】
図１３において、横軸はフォトダイオード（ＰＤ）１１１への入射光量であり、縦軸は、トランスインピーダンスアンプ１１０Ａの出力電圧である。図１３において、従来の（図１の）ＡＧＣ機能が備えられている光信号受信装置１の利得曲線を破線で示し、本発明を適用した（図１０の）光信号受信装置１００Ａの利得曲線を実線で示す。
【００７４】
図１３において、本発明を適用した光信号受信装置１００Ａのフォトダイオード１１１への入射光量Ｌｎ２，Ｌｄａｓ２，Ｌａｓ２’，Ｌａｇｃ’およびＬｓ２’に対応するトランスインピーダンスアンプ１１０Ａの出力電圧は、それぞれ電圧Ｖｎ２，Ｖｄａｓ２，Ｖａｓ２，Ｖａｇｃ’，およびＶｓ２であり、さらに、これらに対応するトランスインピーダンスアンプの利得は、それぞれ、Ｇｎ２，Ｇｄａｓ２，Ｇａｓ２’，Ｇａｇｃ’，およびＧｓ２’である（図１３の実線）。この場合、式（１６）乃至式（２０）に示される関係が成立する。
Ｖｎ２＝Ｌｎ２×Ｇｎ２・・・（１６）
Ｖｄａｓ２＝Ｌｄａｓ２×Ｇｄａｓ２・・・（１７）
Ｖａｓ２＝Ｌａｓ２’×Ｇａｓ２’・・・（１８）
Ｖａｇｃ’＝Ｌａｇｃ’×Ｇａｇｃ’・・・（１９）
Ｖｓ２＝Ｌｓ２’×Ｇｓ２’・・・（２０）
【００７５】
また、従来の光信号受信装置１のフォトダイオード１１への入射光量Ｌｎ２，Ｌｄａｓ２，Ｌａｇｃ，Ｌａｓ２，およびＬｓ２に対応するトランスインピーダンスアンプ１０の出力電圧は、それぞれ電圧Ｖｎ２，Ｖｄａｓ２，Ｖａｇｃ，Ｖａｓ２，およびＶｓ２であり、さらに、これらに対応するトランスインピーダンスアンプの利得は、それぞれＧｎ２，Ｇｄａｓ２，Ｇａｇｃ，Ｇａｓ２，およびＧｓ２である（図１３の破線）。この場合、上述した式（１６）および式（１７）に加えて、式（２１）乃至式（２３）に示される関係が成立する。
Ｖａｓ２＝Ｌａｓ２×Ｇａｓ２・・・（２１）
Ｖｓ２＝Ｌｓ２×Ｇｓ２・・・（２２）
Ｖａｇｃ＝Ｌａｇｃ×Ｇａｇｃ・・・（２３）
【００７６】
さらに、トランスインピーダンスアンプの利得の関係は、図１３に示されるように、以下の式（２４）および式（２５）を満たす。
Ｇｎ２＝Ｇｄａｓ２＝Ｇａｇｃ＞Ｇａｓ２≧Ｇｓ２・・・（２４）
Ｇｎ２＝Ｇｄａｓ２＝Ｇａｇｃ’＝Ｇａｓ２’≧Ｇａｓ２・・・（２５）
【００７７】
図１３の実線に示されるように、トランスインピーダンスアンプ１１０Ａの出力電圧Ｖａｓ２となるフォトダイオード１１１への入射光量はＬａｓ２’となり、ＳＤのヒステリシス幅は、式（２６）に示されるように、電圧でのヒステリシスの幅と一致する。
【数３】
【００７８】
図１３に実線で示されるように、本発明を適用した図１０の光信号受信装置１００Ａでは、アサートレベル（Ｌａｓ２’）より上で、ＡＧＣ機能がオンされる。そのため、アサートレベルとデアサートレベル間の電圧ヒステリシス１０ｌｏｇ（Ｖａｓ２／Ｖｄａｓ２）のレベルに相当する光量ヒステリシス１０ｌｏｇ（Ｌａｓ２’／Ｌｄａｓ２）を、図１の（従来の）光信号受信装置１における光量ヒステリシス１０ｌｏｇ（Ｌａｓ２／Ｌｄａｓ２）より小さくすることができる。また、デアサートレベル以上アサートレベル以下の間においてＡＧＣ機能がオンになるのを防ぐことができる。
【００７９】
具体的には、外部に設けられた閾値電圧Ｖｔｈを調整する（トランスインピーダンスアンプ１１０Ａの出力電圧Ｖａｓ２以上となるように、閾値電圧Ｖｔｈを設定する）とともに、ＡＧＣ機能（ＡＧＣ制御部１１３Ａ）を、閾値電圧Ｖｔｈとピークホールド電圧Ｖｐｈに基づいてオンまたはオフするようにしたので、ＡＧＣ機能がオンとなるタイミングを、アサートレベル以上に設定することが可能となる。
【００８０】
また、ピークホールド電圧Ｖｐｈに基づいてトランジスタ１５３のコレクタ−エミッタ間の電流を調整するようにしたので、ＳＤのレベルに応じて、トランスインピーダンスアンプ１１０Ａの利得を制御（調整）することができる。
【００８１】
さらに、アサートレベルおよびヒステリシスの幅が調整されるので、正常なＳＤ動作を実現することができる。
【００８２】
また、光信号の有無を正確に判定することができる。
【００８３】
なお、ＡＧＣ機能がオフからオンに切り替わる場合、または、オンからオフに切り替わる場合、非連続となる部分が存在するが、その量は微少であり、実用上、ほとんど無視できる。
【００８４】
次に、図９の光信号受信装置１００の他の具体的な構成例である光信号受信装置１００Ｂを図１４を参照して説明する。図中、図９と対応する部分については、同一の符号を付してあり、その説明は繰り返しになるので省略する。
【００８５】
図１４の光信号受信装置１００Ｂには、トランスインピーダンスアンプ１１０Ｂ、フォトダイオード１１１、ポストアンプ１１２、ＡＧＣ制御部１１３Ｂ、およびピークホールド回路１６０が設けられる。
【００８６】
トランスインピーダンスアンプ１１０Ｂ、およびＡＧＣ制御部１１３Ｂは、それぞれ、図９のトランスインピーダンスアンプ１１０、およびＡＧＣ制御部１１３の具体的な構成例である。
【００８７】
トランスインピーダンスアンプ１１０Ｂは、トランスインピーダンス１５１、トランジスタ１５２、トランジスタ１５３、およびトランスインピーダンス１５４により構成されている。この例の場合、図１４のトランスインピーダンス１５１、トランジスタ１５２、トランジスタ１５３、およびトランスインピーダンス１５４が、図９のトランスインピーダンス１２３に対応している。
【００８８】
なお、図１４のトランスインピーダンスアンプ１１０Ｂ、ピークホールド回路１６０、およびポストアンプ１１２の構成は、図１０のトランスインピーダンスアンプ１１０Ａ、ピークホールド回路１６０、およびポストアンプ１１２の構成と同様であるので、その説明は省略する。
【００８９】
ＡＧＣ制御部１１３Ｂには、トランジスタ４０１が設けられている。トランジスタ４０１には、コレクタ側に抵抗４０２が接続されているとともに、エミッタ側に抵抗４０３が接続されている。トランジスタ４０１は、ベースに印加されるＳＤ信号に基づく電圧（ＳＤ出力電圧）Ｖｓｄが所定の電圧以下（ＳＤ＝ＬＯＷ）の場合、コレクタ−エミッタ間には電流を流さず（エミッタ電圧Ｖａｇｃ−ｂｉａｓを下げ）、ベースに印加されるＳＤ出力電圧Ｖｓｄが所定の電圧以上（ＳＤ＝ＨＩＧＨ）の場合、コレクタ−エミッタ間に電流を流す（エミッタ電圧Ｖａｇｃ−ｂｉａｓを上げる）。
【００９０】
このＳＤ出力電圧Ｖｓｄと制御回路出力電圧Ｖａｇｃ−ｂｉａｓの関係が図１５に示されている。図１５Ａおよび図１５Ｂにおいて、縦軸は電圧Ｖを示し、横軸は時刻ｔを示す。
【００９１】
図１５Ａおよび図１５Ｂの時刻ｔ１０から時刻ｔ１１までの時間Ｔ１１において、ポストアンプ１１２から出力されるＳＤ出力電圧ＶｓｄがＯＦＦ（ＬＯＷ、すなわち微少信号）である場合、ＡＧＣ制御部１１３Ｂから出力される電圧、すなわち、トランジスタ１５２のベースに印加される電圧Ｖａｇｃ−ｂｉａｓもＬＯＷレベルとなる。また、時刻ｔ１１から時刻ｔ１２までの時間Ｔ１２において、ＳＤ出力電圧ＶｓｄがＯＮ（ＨＩＧＨ、すなわち大信号）である場合、ＡＧＣ制御部１１３Ｂから出力される電圧、すなわち、トランジスタ１５２のベースに印加される電圧Ｖａｇｃ−ｂｉａｓはＨＩＧＨレベルとなる。
【００９２】
なお、ポストアンプ１１２がＴＴＬロジックに基づくものである場合、例えば、ＨＩＧＨレベルの示す電圧は２．５Ｖ（ボルト）とされ、ＬＯＷレベルの電圧は０Ｖとされて出力される。
【００９３】
なお、時刻ｔ１２から時刻ｔ１３までの時間Ｔ１３、および時刻ｔ１４から時刻ｔ１５までの時間Ｔ１５については、時刻Ｔ１１と同様であり、時刻ｔ１３から時刻ｔ１４までの時間Ｔ１４については、時刻Ｔ１２と同様であるので、その説明は省略する。
【００９４】
このように、ポストアンプ１１２から出力されるＳＤ出力電圧Ｖｓｄに基づいて、ＡＧＣ制御部１１３Ｂは、トランジスタ１５２に印加する電圧を制御する。
【００９５】
具体的には、ＳＤ出力電圧ＶｓｄがＯＦＦ（ＬＯＷ）である場合、すなわち、ＡＧＣ制御部１１３Ｂのトランジスタ４０１のベースに印加される電圧Ｖｓｄが低い場合、トランジスタ４０１のコレクタ−エミッタ間に電流は流れない。このため、トランジスタ１５２のベースに印加される電圧Ｖａｇｃ−ｂｉａｓも低くなり、トランジスタ１５２のコレクタ−エミッタ間には電流が流れない。その結果、トランスインピーダンス１５４にも電流が流れないことになる。
【００９６】
したがって、図９のトランスインピーダンス１２３に対応する、トランスインピーダンス１５１、トランジスタ１５２、トランジスタ１５３、およびトランスインピーダンス１５４による総トランスインピーダンスは、トランスインピーダンス１５１と等価となる。
【００９７】
逆に、ＳＤ出力電圧ＶｓｄがＯＮ（ＨＩＧＨ）である場合、すなわち、ＡＧＣ制御部１１３Ｂのトランジスタ４０１のベースに印加される電圧Ｖｓｄが高い場合、トランジスタ４０１のコレクタ−エミッタ間に電流が流れる。このため、トランジスタ１５２に印加される電圧Ｖａｇｃ−ｂｉａｓも高くなり、トランジスタ１５２のコレクタ−エミッタ間に電流が流れるので、結果として、トランジスタ１５２による、トランスインピーダンス１５４への電流パスが開く。
【００９８】
ここで、トランスインピーダンス１５４へのもう１つの電流パスとなるトランジスタ１５３について説明する。
【００９９】
トランジスタ１５３は、ピークホールド回路１６０から出力される電圧Ｖｐｈをベースへの印加電圧としているので、フォトダイオード１１１への入射光量が少なくピークホールド回路１６０から出力される電圧Ｖｐｈが低い場合、トランジスタ１５３のコレクタ−エミッタ間に電流が流れず、トランスインピーダンス１５４へは電流が流れない。従って、図９のトランスインピーダンス１２３に対応する、トランスインピーダンス１５１、トランジスタ１５２、トランジスタ１５３、およびトランスインピーダンス１５４による総トランスインピーダンスは、トランスインピーダンス１５１と等価となる。
【０１００】
フォトダイオード１１１への入射光量が次第に多くなると、ピークホールド回路１６０から出力される電圧Ｖｐｈが大きくなり（トランジスタ１５３へのベースへの印加電圧が上昇し）、トランジスタ１５３のコレクタ−エミッタ間に電流が流れるようになるので、結果として、トランジスタ１５３による、トランスインピーダンス１５４への電流パスが開く。従って、図９のトランスインピーダンス１２３に対応する、トランスインピーダンス１５１、トランジスタ１５２、トランジスタ１５３、およびトランスインピーダンス１５４による総トランスインピーダンスは、トランスインピーダンス１５１にトランスインピーダンス１５４が並列接続されるので、次第にトランスインピーダンス１５１より小さい値に低下し、トランスインピーダンスアンプ１１０Ｂの利得が下がる。
【０１０１】
このように、図１４の光信号受信装置１００Ｂにおいては、ＳＤ出力電圧Ｖｓｄの大きさに基づいてＡＧＣ制御部１１３Ｂが制御されるとともに、ピークホールド電圧Ｖｐｈに基づいて、トランスインピーダンスアンプ１１０Ｂ内の抵抗が制御されるので、結果として、トランスインピーダンスアンプ１１０Ｂの利得を外部（トランスインピーダンスアンプ１１０Ｂの外部に設けられているＡＧＣ制御部１１３Ｂ、およびピークホールド回路１６０）により調整することができる。
【０１０２】
光信号受信装置１００Ｂを図１４に示されるように構成した場合、その入射光量に対する出力電圧は、図１６に示されるようになる。
【０１０３】
図１６において、横軸はフォトダイオード１１１への入射光量であり、横軸はトランスインピーダンスアンプ１１０Ｂの出力電圧である。図１６において、従来のＡＧＣ機能が備えられている光信号受信装置１の利得曲線を破線で示し、本発明を適用した光信号受信装置１００Ｂの利得曲線を実線で示す。
【０１０４】
図１６において、本発明を適用した光信号受信装置１００Ｂのフォトダイオード１１１への入射光量Ｌｎ２，Ｌｄａｓ２，Ｌａｓ２’，およびＬｓ２’に対応するトランスインピーダンスアンプ１１０Ｂの出力電圧は、それぞれ電圧Ｖｎ２，Ｖｄａｓ２，Ｖａｓ２，およびＶｓ２であり、さらに、これらに対応するトランスインピーダンスアンプの利得は、それぞれ、Ｇｎ２，Ｇｄａｓ２，Ｇａｓ２’，およびＧｓ２’である（図１６の実線）。すなわち、上述した式（１６）乃至式（１８）、並びに式（２０）に示される関係が成立する。なお、図１３の入射光量Ｌａｇｃ’は、図１６では、Ｌａｓ２’と等しいとされている。ＡＧＣ機能をオンまたはオフさせる入射光量を光量Ｌａｇｃ’とし、このときの利得をＧａｇｃとすると、以下の式（２７）を満たす。
Ｖａｓ２＝Ｌａｓ２’×Ｇａｓ２’＝Ｌａｇｃ’×Ｇａｇｃ・・・（２７）
【０１０５】
従来の光信号受信装置１のフォトダイオード１１への入射光量に対するトランスインピーダンスアンプ１０の出力電圧と利得の関係については、上述した図１３と同様であるのでその説明は省略する。
【０１０６】
また、トランスインピーダンスアンプの利得の関係は、図１６に示されるように上述した式（２４）および式（２５）を満たす。
【０１０７】
図１６に実線で示されるように、本発明を適用した図１４の光信号受信装置１００Ｂでは、アサートレベル（Ｌａｓ２’）より上で、ＡＧＣ機能がオンされる。そのため、アサートレベルとデアサートレベル間の電圧ヒステリシス（Ｖａｓ２／Ｖｄａｓ２）のレベルに相当する光量ヒステリシス（Ｌａｓ２’／Ｌｄａｓ２）を、図１の（従来の）光信号受信装置１における光量ヒステリシス（Ｌａｓ２／Ｌｄａｓ２）より小さくすることができる。また、デアサートレベル以上アサートレベル以下の間においてＡＧＣ機能がオンになるのを防ぐことができる。
【０１０８】
このように、本発明を適用した光信号受信装置１００Ｂでは、図１６の実線に示されるように、ＡＧＣ機能がオンになるタイミングが、ポストアンプ１１２におけるアサートレベルで決定されることになるので、アサートレベルとデアサートレベルの間でＡＧＣ機能がオンとなることがない。すなわち、トランスインピーダンスアンプ１１０Ｂの出力電圧がＶａｓ２となるフォトダイオード１１１への入射光量はＬａｓ２’となり、光で換算するＳＤのヒステリシス幅は、上述した式（２６）に示されるように電圧でのヒステリシス幅と一致する。
【０１０９】
また、フォトダイオード１１１への入射光量が次第に小さくなっていく場合、デアサートレベルまではＳＤ出力電圧ＶｓｄはＨＩＧＨ（ＯＮ）になっているため、光量がＬａｓ２’より小さくなってもＡＧＣ機能はオンのままである（図１６の入射光量がＬｄａｓ２’以上Ｌａｓ２’である２点鎖線の部分）。このため、ＡＧＣ機能もヒステリシスを持つことになるが、そのヒステリシス内における出力電圧差は微少でありほぼ無視できる。
【０１１０】
なお、ＡＧＣ機能がオフからオンに切り替わる場合、および、オンからオフに切り替わる場合、非連続となる部分が存在するが、その量は微少であり、実用上、ほとんど無視できる。
【０１１１】
図１４の光信号受信装置１００Ｂによれば、トランスインピーダンスアンプ１１０ＢのＡＧＣ機能を制御するＡＧＣ制御部１１３Ｂをポストアンプ１１２から出力されるＳＤ出力電圧Ｖｓｄに基づいてオンまたはオフするようにしたので、ＡＧＣ機能がオフからオンとなるタイミングをアサートレベル以上に設定することが可能となる。
【０１１２】
また、光信号受信装置１００Ｂによれば、ピークホールド電圧Ｖｐｈに基づいて、トランジスタ１５３のコレクタ−エミッタ間の電流を調整するようにしたので、ＳＤ信号のレベルに応じて利得を調整することができる。
【０１１３】
換言すると、ＡＧＣ機能（ＡＧＣ制御部１１３Ｂ）を、ポストアンプ１１２から出力されるＳＤ出力電圧Ｖｓｄに基づいてオンまたはオフし、アサートレベルより上で（入射光量がＬａｓ２’より上で）、ピークホールド電圧Ｖｐｈに基づいてトランジスタ１５３のコレクタ−エミッタ間の電流を調整するようにしたので、ＳＤのレベルに応じて、トランスインピーダンスアンプ１１０Ｂの利得を制御することができる。
【０１１４】
さらに、アサートレベルおよびヒステリシスの幅が調整されるので、正常なＳＤ動作を実現することができる。
【０１１５】
また、光信号を正確に検出することができる。
【０１１６】
以上のように、本発明によれば、トランスインピーダンスアンプ１１０のＡＧＣ機能をＳＤのレベルに応じて制御するようにしたので、ポストアンプ１１２におけるＳＤのアサートレベルおよびデアサートレベル間のヒステリシスとそれらのレベルに相当する光量ヒステリシスを調整することができ、もって、正常に光信号を受信し、検出することができる。
【０１１７】
また、例えば、一芯全二重光通信システムや波長分割多重（ＷＤＭ）システムにおいて、送信信号が受信信号へクロストークとして重畳されて十分にＳＮＲが確保されない場合においても、アサートレベルおよびヒステリシス幅の設定が行われるので、クロストークのレベルに影響されない正常なＳＤ動作を実現することが可能となる。
【０１１８】
さらに、長距離無中継光通信システムにおいて、受信側における信号強度が弱くてノイズ成分が大きく、十分にＳＮＲが確保されない場合においても、アサートレベルおよびヒステリシス幅の設定が行われるので、信号レベルおよびノイズレベルに影響されない正常なＳＤ動作を実現することが可能となる。
【０１１９】
また、ＡＧＣ機能をトランスインピーダンスアンプの外部から制御するようにしたので、従来のＡＧＣ機能が有する特徴である、出力電圧の飽和を防ぐことができることとダイナミックレンジを広くすることができるという利点に加えて、ポストアンプ１１２におけるＳＤのアサートレベルおよびデアサートレベル間のヒステリシスとそれらのレベルに相当する光量ヒステリシスを一致させることができる。これにより、信号光が弱い、または、ノイズが大きい等の問題を抱える光通信システムにおいても、ＳＤを正常に機能させることが容易となる。
【０１２０】
従って、受信信号がない間には、送信信号をシャットダウンすることができるようなシステムを構築することができる。
【０１２１】
また、消費電力を低くすることができるので、コストを抑えることができる。
【０１２２】
さらに、アイセーフティを実現でき、安全性を高めるシステムを構築することができる。
【０１２３】
【発明の効果】
以上の如く、本発明によれば、光信号を正確に受信し、検出することができる。特に、出力電圧の飽和を防ぎ、ダイナミックレンジを広くするとともに、コストを抑えることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】従来の光信号受信装置の構成例を示す回路図である。
【図２】従来のフォトダイオードの入射光量に対するトランスインピーダンスアンプの出力電圧を説明する図である。
【図３】アサートレベル、デアサートレベル、およびヒステリシスを説明する図である。
【図４】ＡＧＣ機能が設けられていない光信号受信装置におけるフォトダイオードの入射光量に対するトランスインピーダンスアンプの出力電圧を説明する図である。
【図５】従来のフォトダイオードの入射光量に対するトランスインピーダンスアンプの出力電圧を説明する図である。
【図６】フォトダイオードへの入射光量とヒステリシスの関係を説明する図である。
【図７】フォトダイオードへの入射光量とヒステリシスの関係を説明する他の図である。
【図８】フォトダイオードへの入射光量とヒステリシスの関係を説明するさらに他の図である。
【図９】本発明を適用した光信号受信装置の簡単な構成を説明する図である。
【図１０】図９の光信号受信装置の具体的な構成例を示す図である。
【図１１】ピークホールド電圧Ｖｐｈと比較器出力電圧Ｖｃｏの関係を説明する図である。
【図１２】図１０のポストアンプの機能的構成例を示すブロック図である。
【図１３】図１０のフォトダイオードへの入射光量に対するトランスインピーダンスアンプの出力電圧を説明する図である。
【図１４】図９の光信号受信装置の具体的な構成例を示す図である。
【図１５】ＳＤ出力電圧Ｖｓｄに対する電圧Ｖａｇｃ−ｂｉａｓの関係を説明する図である。
【図１６】図１４のフォトダイオードへの入射光量に対するトランスインピーダンスアンプの出力電圧を説明する図である。
【符号の説明】
１１０，１１０Ａ，１１０Ｂ トランスインピーダンスアンプ， １１１ フォトダイオード， １１２ ポストアンプ， １１３，１１３Ａ，１１３Ｂ ＡＧＣ制御部， １５１ トランスインピーダンス， １５２，１５３ トランジスタ， １５４ トランスインピーダンス， １６０ ピークホールド回路， １７１ 半固定抵抗器， １７２ 比較器， ４０１ トランジスタ
【発明の属する技術分野】
本発明は、光信号受信装置および方法に関し、特に、光信号を正確に受信し、検出できるようにした光信号受信装置および方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】
例えば、特許文献１には、帰還抵抗型のプリアンプの帰還抵抗に並列に接続したＦＥＴをフィードフォワード制御する光受信回路が開示されている。この方法によれば、ダイナミックレンジを確保することができる。
【０００３】
また、例えば、受光素子により受光された光信号に基づく電流信号を電圧信号に変換するときの増幅率を、ＡＧＣ回路により調整する光信号受信装置が提案されている。
【０００４】
図１は、このような従来の光信号受信装置の構成例を示すブロック図である。
【０００５】
光信号受信装置１は、トランスインピーダンスアンプ１０、フォトダイオード（ＰＤ（Ｐｈｏｔｏ Ｄｉｏｄｅ））１１、およびポストアンプ１２により構成される。
【０００６】
受光素子としてのフォトダイオード１１は、入射された光信号を電流信号に変換し、トランスインピーダンスアンプ１０は、フォトダイオード１１が出力する電流信号を電圧信号に変換する。ポストアンプ１２は、トランスインピーダンスアンプ１０から出力される電圧信号をバッファし、電圧信号のレベルに対応するデジタル信号と信号の有無を表わすＳＤ信号を出力する。
【０００７】
トランスインピーダンスアンプ１０には、信号強度検出部２１、ＡＧＣ（Ａｕｔｏｍａｔｉｃ Ｇａｉｎ Ｃｏｎｔｒｏｌ）回路２２、トランスインピーダンス２３、アンプ２４、およびアンプ２５が設けられる。
【０００８】
信号強度検出部２１は、アンプ２５が出力する信号の信号強度（電圧）を検出し、これに基づきＡＧＣ機能制御信号を生成して、ＡＧＣ回路２２に出力する。ＡＧＣ回路２２は、ＡＧＣ機能制御信号に基づいて、トランスインピーダンス２３の大きさを調整する。これにより、アンプ２４の増幅率が調整される。アンプ２５は、アンプ２４により増幅された電圧を差動電圧として出力する。ＡＧＣ回路２２によるトランスインピーダンス２３の調整により、トランスインピーダンス２３にかかる電圧レベルが変化するので、結果的に、出力する電圧レベルが調整される。すなわち、トランスインピーダンスアンプ１０の利得を調整することができる。
【０００９】
このような光信号受信装置１において、フォトダイオード１１が微少な光信号を受光した場合、それにより生成される電流信号も微少となる。この微少な電流信号から十分な大きさの電圧信号を得る為には、トランスインピーダンスアンプ１０の利得（増幅度）を大きくする必要がある。
【００１０】
トランスインピーダンスアンプ１０の利得を単に大きくしただけだと、標準的な大きさの（より高輝度の）光信号がフォトダイオード１１に入射された場合、より大きな電流信号がトランスインピーダンスアンプ１０に入力され、結果として、出力電圧が飽和して歪むという課題が生じる。しかしながら、図１に示されるように、信号強度検出部２１によるＡＧＣ機能制御信号の生成により、ＡＧＣ回路２２がトランスインピーダンスアンプ１０の利得を調整することにより、図２に示されるように、フォトダイオード１１への入射光量が所定の閾値Ｌａｇｃを超えた場合、ＡＧＣ回路２２のＡＧＣ機能がオンすることとなり、利得を抑えることができる。
【００１１】
図２において、横軸はフォトダイオード（ＰＤ）１１への入射光量を表わし、縦軸は、トランスインピーダンスアンプ１０の出力電圧を表わす。フォトダイオード１１への入射光量が光量Ｌ１である場合、トランスインピーダンスアンプ１０の出力電圧は、電圧Ｖ１であり、その利得は利得Ｇ１である。すなわち、光量Ｌ１においては、トランスインピーダンスアンプ１０の出力電圧Ｖ１と利得Ｇ１が、式（１）に示されるような関係を満たしている。
Ｖ１＝Ｌ１×Ｇ１・・・（１）
【００１２】
ＡＧＣ機能を有していない光信号受信装置（ＡＧＣ機能がＯＦＦとされた状態の光信号受信装置１）では、利得は直線３１に沿って変化するため（出力電圧は入射光量に比例しているため）、フォトダイオード１１への入射光量が光量Ｌ２になると、トランスインピーダンスアンプ１０の出力電圧はＶ２となる。このとき、光量Ｌ２では、トランスインピーダンスアンプ１０の出力電圧Ｖ２と利得Ｇ２が、式（２）に示されるような関係が満たされる。
Ｖ２＝Ｌ２×Ｇ２・・・（２）
【００１３】
その結果、ダイナミックレンジの飽和を引き起こす危険が生じるとともに、これを防ぐには広いダイナミックレンジが必要となる。
【００１４】
逆に、ＡＧＣ機能を有する光信号受信装置１では、予め設定されている閾値としての光量Ｌａｇｃ（Ｌａｇｃ＞Ｌ１）でＡＧＣ機能がオンされ、フォトダイオード１１への入射光量に対するトランスインピーダンスアンプ１０の出力電圧は、曲線３２に示されるように、出力電圧の変化率は入射光量が大きくなるに連れて、次第に小さくなるように変化する（比例してはいない）。フォトダイオード１１への入射光量への入射光量が光量Ｌ２になると、トランスインピーダンスアンプ１０の出力電圧はＶ２’となる。具体的には、光量Ｌ２（Ｌ２＞Ｌａｇｃ）では、トランスインピーダンスアンプ１０の出力電圧Ｖ２’と利得Ｇ２’が、式（３）に示されるような関係が満たされる。
Ｖ２’＝Ｌ２×Ｇ２’・・・（３）
【００１５】
なお、式（１）乃至式（３）においては、図２からも明らかなように、式（４）に示される関係が満たされる。
Ｇ１＝Ｇ２＞Ｇ２’・・・（４）
【００１６】
その結果、ダイナミックレンジの広さを抑えつつ、出力電圧の飽和を防ぐこともできる。
【００１７】
図２の曲線３２に示されるように、光量Ｌａｇｃ（そのときの対応する出力電圧Ｖａｇｃ）において、ＡＧＣ機能をオンさせるように利得を制御することにより、出力電圧の飽和を防ぐことができる。
【００１８】
トランスインピーダンスアンプ１０から出力された電圧は、ポストアンプ１２に入力される。ポストアンプ１２には、入力される電圧信号の振幅に応じて、受信信号の有無を判別する機能が備えられており、ポストアンプ１２は、予め設定された第１の基準値以上の振幅の信号が入力されてきた場合、ＳＤ（Ｓｉｇｎａｌ Ｄｅｔｅｃｔ）をオンし（ＨＩＧＨレベルのＳＤ信号を出力し）、逆に予め設定された第２の基準値以上の振幅の信号が入力されてこない場合（第２の基準値以下の振幅の信号が入力されてきた場合）、ＳＤをオフする（ＬＯＷレベルのＳＤ信号を出力する）。すなわち、ポストアンプ１２は、入力された電圧信号の振幅に対応するＳＤ信号を出力する。また、ポストアンプ１２は、入力された電圧信号をディジタル信号に変換して出力する。
【００１９】
ＳＤをオフからオンに切り換える第１の基準値の電圧レベルを、アサート（Ａｓｓｅｒｔ）レベルＶａｓと称し、ＳＤをオンからオフに切り換える第２の基準値の電圧レベルを、デアサート（Ｄｅ−Ａｓｓｅｒｔ）レベルＶｄａｓと称する。アサートレベルとデアサートレベルの間には、図３に示されるようにヒステリシスが設けられており、これにより、ノイズによるＳＤ信号の誤動作が抑えられている。
【００２０】
図３に示されるように、入力電圧がアサートレベルＶａｓ以上である場合、ＳＤ信号はオン（ＨＩＧＨ）であるが、入力電圧が段々下がってきて、デアサートレベルＶｄａｓとなったとき、ＳＤ信号はオフ（ＬＯＷ）となる。また、入力電圧がデアサートレベルＶｄａｓ以下である場合、ＳＤ信号はオフであるが、入力電圧が段々大きくなってきて、アサートレベルＶａｓ以上となったとき、ＳＤ信号はオンとなる。このように、デアサートレベルＶｄａｓとアサートレベルＶａｓの間にヒステリシスが設けられる。
【００２１】
ＡＧＣ機能が備えられていないトランスインピーダンスアンプにおける、入射光量に対する出力電圧は、図４に示される直線に沿って変化する。図４において、入射光量Ｌｎ１，Ｌｄａｓ１，Ｌａｓ１，およびＬｓ１に対応するトランスインピーダンスアンプの出力電圧は、それぞれ電圧Ｖｎ１，Ｖｄａｓ１，Ｖａｓ１，およびＶｓ１であり、さらに、これらに対応するトランスインピーダンスアンプの利得は、それぞれ、Ｇｎ１，Ｇｄａｓ１，Ｇａｓ１，およびＧｓ１である。すなわち、式（５）乃至式（８）に示される関係が成立する。
Ｖｎ１＝Ｌｎ１×Ｇｎ１・・・（５）
Ｖｄａｓ１＝Ｌｄａｓ１×Ｇｄａｓ１・・・（６）
Ｖａｓ１＝Ｌａｓ１×Ｇａｓ１・・・（７）
Ｖｓ１＝Ｌｓ１×Ｇｓ１・・・（８）
【００２２】
入射光量と電流量は線形的に変化し（比例関係にあり）、電流量と電圧量は線形的に変化するので、電圧は光量に比例した値となる。この場合、トランスインピーダンスアンプの利得が入射光量に依存せず一定（Ｇａｓ１＝Ｇｄａｓ１）であるので、アサートレベルとデアサートレベル間の電圧ヒステリシス（Ｖａｓ１／Ｖｄａｓ１）とそれらのレベルに相当する光量ヒステリシス（Ｌａｓ１／Ｌｄａｓ１）とが、式（９）に示されるような関係を満たす。
【数１】
具体的には、トランスインピーダンスアンプの利得が入射光量に依存せず一定である、すなわち、Ｇａｓ１＝Ｇｄａｓ１であるので、１０ｌｏｇ（Ｇａｓ１／Ｇｄａｓ１）の演算結果は０となる。そのため、式（９）が成立する。
【００２４】
また、ＡＧＣ機能が備えられている図１の光信号受信装置１における入射光量に対する出力電圧の特性は、図５に実線Ｌｎ２，Ｌｄａｓ２，Ｌａｓ２，およびＬｓ２で示されるようになる。図５において、入射光量に対応するトランスインピーダンスアンプの出力電圧は、それぞれ電圧Ｖｎ２，Ｖｄａｓ２，Ｖａｓ２，およびＶｓ２であり、さらに、これらに対応するトランスインピーダンスアンプの利得は、それぞれ、Ｇｎ２，Ｇｄａｓ２，Ｇａｓ２，およびＧｓ２である。すなわち、式（１０）乃至式（１３）に示される関係が成立する。
Ｖｎ２＝Ｌｎ２×Ｇｎ２・・・（１０）
Ｖｄａｓ２＝Ｌｄａｓ２×Ｇｄａｓ２・・・（１１）
Ｖａｓ２＝Ｌａｓ２×Ｇａｓ２・・・（１２）
Ｖｓ２＝Ｌｓ２×Ｇｓ２・・・（１３）
【００２５】
また、光量Ｌａｇｃは、ＡＧＣ機能がオンからオフ、またはオフからオンに切り替わる光量であり、それに対応するトランスインピーダンスアンプの出力電圧はＶａｇｃである。入射光量と電流量は、ＡＧＣの機能がオフの範囲（入射光量がＬａｇｃ以下）では線形的に変化するが、ＡＧＣの機能がオンの範囲（入射光量がＬａｇｃより大きい）では、非線形的に変化する。すなわち、トランスインピーダンスアンプの利得は、式（１４）の関係を満たしている。
Ｇｎ２＝Ｇｄａｓ２＞Ｇａｓ２≧Ｇｓ２・・・（１４）
【００２６】
式（１４）が満たされることにより、アサートレベルとデアサートレベル間の電圧ヒステリシス（Ｖａｓ２／Ｖｄａｓ２）と、それらのレベルに相当する光量ヒステリシス（Ｌａｓ２／Ｌｄａｓ２）とが、式（１５）に示されるような関係を満たす。すなわち、式（９）とは異なり、アサートレベルとデアサートレベル間の電圧ヒステリシス（Ｖａｓ２／Ｖｄａｓ２）と、それらのレベルに相当する光量ヒステリシス（Ｌａｓ２／Ｌｄａｓ２）とは一致しない。
【数２】
図５から分かるように、Ｇｄａｓ２＞Ｇａｓ２であるので、１０ｌｏｇ（Ｇａｓ２／Ｇｄａｓ２）の演算結果は負となる（０より小さくなる）。そのため、式（１５）が成立する。
【００２８】
式（１５）より、電圧ヒステリシスは、光量ヒステリシスより小さいことがわかる。すなわち、電圧ヒステリシスを維持するためには、光量ヒステリシスをより広く確保する必要がある。このことは、図６に示されるように、ヒステリシス５１Ａの幅（例えば、３ｄＢ）に対して、ノイズ成分５２Ａのレベルに対する、信号成分５３Ａのレベルを表すＳＮＲ（ＳＮ比（Ｓｉｇｎａｌ ｔｏ Ｎｏｉｓｅ ｒａｔｉｏ））（例えば、１０ｄＢ）が充分に確保されている場合、それほど大きな問題とはならない。
【００２９】
【特許文献１】
特開平１１−１２７０３９号公報
【００３０】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、図７に示されるように、信号成分５３Ｂの最小値のレベルＬｓ２の値が小さく、ノイズ成分５２Ｂのレベルに対する信号成分５３Ｂのレベルを表すＳＮＲが充分に確保されていない場合、アサートレベルＬａｓ２が信号成分５３ＢのレベルＬｓ２より大きくなり（Ｌａｓ２＞Ｌｓ２となり）、信号成分（レベルＬｓ２からアサートレベルＬａｓ２の間のレベルの信号成分）が存在するにも拘わらず、ＳＤ信号のレベルがオフからオンに切り替わらない（検出されない）可能性が生じるという課題があった。
【００３１】
また、図８に示されるように、ノイズ成分５２Ｃの最大値のレベルＬｎ２が大きく、ノイズ成分５２Ｃのレベルに対する信号成分５３Ｃのレベルを表すＳＮＲが充分に確保されていない場合、デアサートレベルＬｄａｓ２がノイズ成分５２ＣのレベルＬｎ２よりも小さくなり（Ｌｄａｓ２＜Ｌｎ２となり）、受信信号が存在しないにも拘わらず、デアサートレベルＬｄａｓ２からレベルＬｎ２までのレベルのノイズによってＳＤ信号が誤動作し、ＳＤ信号がオンからオフに切り替わらない可能性が生じるという課題があった。
【００３２】
このように、図１の光信号受信装置１に備えられているＡＧＣ機能は、出力電圧の飽和を防ぎ、ダイナミックレンジを広く取ることはできるが、ポストアンプにおけるＳＤ信号のヒステリシスを確保するために、光量ヒステリシスをより広く確保する必要が生じる。これを実現するためには、信号成分のレベルを上げたり、ノイズの影響が少ないフォトダイオードを用いたりする方法が考えられる。しかし、前者は消費電力の増加、後者はコストの増加につながるため、手法として望ましくない。
【００３３】
本発明はこのような状況に鑑みてなされたものであり、出力電圧の飽和を防ぎ、ダイナミックレンジを広くするとともに、コストを抑えることができるようにするものである。
【００３４】
【課題を解決するための手段】
本発明の光信号受信装置は、光信号を受光して電流信号に変換する受光手段と、自動利得調整機能を備え、受光手段から供給される電流信号を電圧信号に変換する第１の変換手段と、第１の変換手段から出力される電圧信号をＳＤ信号とディジタル信号に変換して出力する第２の変換手段と、第２の変換手段により出力されたＳＤ信号のアサートレベルとデアサートレベルに基づいて、第１の変換手段の自動利得調整機能を調整する調整手段とを備えることを特徴とする。
【００３５】
前記第１の変換手段から出力される電圧信号の差動電圧をピークホールドし、ピークホールド電圧を出力するピークホールド手段をさらに備え、調整手段は、ピークホールド電圧と閾値を比較した結果に基づいて、自動利得調整機能をオンまたはオフするとともに、ピークホールド電圧に基づいて、第１の変換手段の利得を調整するようにすることができる。
【００３６】
前記第１の変換手段から出力される電圧信号の差動電圧をピークホールドし、ピークホールド電圧を出力するピークホールド手段をさらに備え、調整手段は、第２の変換手段により出力されたＳＤ信号に基づいて、自動利得調整機能をオンまたはオフするとともに、ピークホールド電圧に基づいて、第１の変換手段の利得を調整するようにすることができる。
【００３７】
本発明の光信号受信方法は、光信号を受光して電流信号に変換する受光ステップと、自動利得調整機能を備え、受光ステップの処理により供給される電流信号を電圧信号に変換する第１の変換ステップと、第１の変換ステップの処理により出力される電圧信号をＳＤ信号とディジタル信号に変換して出力する第２の変換ステップと、第２の変換ステップの処理により出力されたＳＤ信号のアサートレベルとデアサートレベルに基づいて、自動利得調整機能を調整する調整ステップとを含むことを特徴とする。
【００３８】
本発明の光信号受信装置および光信号受信方法においては、受光された光信号が電流信号に変換され、電流信号が電圧信号に変換され、変換された電圧信号がＳＤ信号とディジタル信号に変換され、ＳＤ信号のアサートレベルとデアサートレベルに基づいて、自動利得調整機能が調整される。
【００３９】
【発明の実施の形態】
以下に本発明の実施の形態を説明するが、請求項に記載の構成要件と、発明の実施の形態における具体例との対応関係を例示すると、次のようになる。この記載は、請求項に記載されている発明をサポートする具体例が、発明の実施の形態に記載されていることを確認するためのものである。従って、発明の実施の形態中には記載されているが、構成要件に対応するものとして、ここには記載されていない具体例があったとしても、そのことは、その具体例が、その構成要件に対応するものではないことを意味するものではない。逆に、具体例が構成要件に対応するものとしてここに記載されていたとしても、そのことは、その具体例が、その構成要件以外の構成要件には対応しないものであることを意味するものでもない。
【００４０】
さらに、この記載は、発明の実施の形態に記載されている具体例に対応する発明が、請求項に全て記載されていることを意味するものではない。換言すれば、この記載は、発明の実施の形態に記載されている具体例に対応する発明であって、この出願の請求項には記載されていない発明の存在、すなわち、将来、分割出願されたり、補正により追加される発明の存在を否定するものではない。
【００４１】
請求項１に記載の光信号受信装置（例えば、図９の光信号受信装置１００）は、光信号を受光して電流信号に変換する受光手段（例えば、図９のフォトダイオード１１１）と、自動利得調整機能を備え、前記受光手段から供給される電流信号を電圧信号に変換する第１の変換手段（例えば、図９のトランスインピーダンスアンプ１１０）と、前記第１の変換手段から出力される前記電圧信号をＳＤ信号とディジタル信号に変換して出力する第２の変換手段（例えば、図９のポストアンプ１１２）と、前記第２の変換手段により出力された前記ＳＤ信号のアサートレベルとデアサートレベルに基づいて、前記第１の変換手段の前記自動利得調整機能を調整する調整手段（例えば、図９のＡＧＣ制御部１１３）とを備えることを特徴とする光信号受信装置。
【００４２】
請求項２に記載の光信号受信装置（例えば、図１０の光信号受信装置１００Ａ）は、前記第１の変換手段から出力される前記電圧信号の差動電圧をピークホールドし、ピークホールド電圧（例えば、図１０のピークホールド電圧Ｖｐｈ）を出力するピークホールド手段（例えば、図１０のピークホールド回路１６０）をさらに備え、前記調整手段（例えば、図１０のＡＧＣ制御部１１３Ａ）は、前記ピークホールド電圧と閾値（例えば、電圧Ｖｔｈ）を比較した結果に基づいて、自動利得調整機能をオンまたはオフするとともに、前記ピークホールド電圧に基づいて、前記第１の変換手段の利得を調整することを特徴とする。
【００４３】
請求項３に記載の光信号受信装置（例えば、図１４の光信号受信装置１００Ｂ）は、前記第１の変換手段から出力される前記電圧信号の差動電圧をピークホールドし、ピークホールド電圧（例えば、図１４のピークホールド電圧Ｖｐｈ）を出力するピークホールド手段（例えば、図１４のピークホールド回路１６０）をさらに備え、前記調整手段（例えば、図１４のＡＧＣ制御部１１３Ｂ）は、前記第２の変換手段により出力されたＳＤ信号（例えば、図１０のＳＤ出力電圧Ｖｓｄ）に基づいて、自動利得調整機能をオンまたはオフするとともに、前記ピークホールド電圧に基づいて、前記第１の変換手段の利得を調整することを特徴とする。
【００４４】
請求項４に記載の光信号受信方法は、光信号を受光して電流信号に変換する受光ステップ（例えば、図９のフォトダイオード１１１が実行する処理）と、自動利得調整機能を備え、前記受光ステップの処理により供給される電流信号を電圧信号に変換する第１の変換ステップ（例えば、図９のトランスインピーダンスアンプ１１０が実行する処理）と、前記第１の変換ステップの処理により出力される前記電圧信号をＳＤ信号とディジタル信号に変換して出力する第２の変換ステップ（例えば、図９のポストアンプ１１２が実行する処理）と、前記第２の変換ステップの処理により出力された前記ＳＤ信号のアサートレベルとデアサートレベルに基づいて、前記自動利得調整機能を調整する調整ステップ（例えば、図９のＡＧＣ制御部１１３が実行する処理）とを含むことを特徴とする。
【００４５】
以下に、本発明の実施の形態について図面を参照して説明する。
【００４６】
図９は、本発明を適用した光信号受信装置１００の原理的な構成を示すブロック図である。
【００４７】
光信号受信装置１００には、トランスインピーダンスアンプ１１０、フォトダイオード（ＰＤ（Ｐｈｏｔｏ Ｄｉｏｄｅ））１１１、およびポストアンプ１１２の他に、トランスインピーダンスアンプ１１０のＡＧＣ機能をトランスインピーダンスアンプ１１０の外部から制御するＡＧＣ制御部１１３が設けられている。
【００４８】
受光素子としてのフォトダイオード１１１は、入射された光信号を電流信号に変換し、トランスインピーダンスアンプ１１０は、フォトダイオード１１１が出力する電流信号を電圧信号に変換する。ポストアンプ１１２は、トランスインピーダンスアンプ１１０から出力される電圧信号をバッファし、電圧信号のレベルに対応するデジタル信号と、信号の有無を表わすＳＤ信号を出力する。
【００４９】
トランスインピーダンスアンプ１１０には、ＡＧＣ回路１２２、トランスインピーダンス１２３、アンプ１２４、およびアンプ１２５が設けられている。
【００５０】
ＡＧＣ回路１２２は、トランスインピーダンスアンプ１１０の外部に設けられているＡＧＣ制御部１１３から供給される制御信号（利得制御信号）に基づいて、トランスインピーダンス１２３の大きさを調整する。これにより、アンプ１２４の増幅率を調整することができる。アンプ１２５は、アンプ１２４により増幅された電圧を差動電圧として出力する。
【００５１】
図１のトランスインピーダンスアンプ１０においては、トランスインピーダンスアンプ１０の内部で検出された値に基づいて利得が制御されるので、後段のポストアンプ１２におけるアサートレベルおよびデアサートレベルを考慮することはできない。そこで、本発明においては、図９に示されるように、ＡＧＣ機能をトランスインピーダンスアンプ１１０の外部から制御するＡＧＣ制御部１１３を設けることにより、フォトダイオード１１１から入力される電流信号の強度に応じて、トランスインピーダンス１２３の値、すなわち、トランスインピーダンスアンプ１１０の利得を調整することが可能となる。
【００５２】
図９の光信号受信装置１００の具体的な構成例である光信号受信装置１００Ａを、図１０を参照して説明する。図中、図９と対応する部分については、同一の符号を付してあり、その説明は繰り返しになるので省略する。
【００５３】
図１０の光信号受信装置１００Ａには、トランスインピーダンスアンプ１１０Ａ、フォトダイオード１１１、ポストアンプ１１２、ＡＧＣ制御部１１３Ａ、およびピークホールド回路１６０が設けられる。
【００５４】
トランスインピーダンスアンプ１１０Ａ、およびＡＧＣ制御部１１３Ａは、それぞれ、図９のトランスインピーダンスアンプ１１０、およびＡＧＣ制御部１１３の具体的な構成例である。
【００５５】
トランスインピーダンスアンプ１１０Ａは、トランスインピーダンス１５１、並びにこれと並列に接続された、トランジスタ１５２、トランジスタ１５３、およびトランスインピーダンス１５４が直列に接続された回路、並びにピークホールド回路１６０により構成されている。この例の場合、図１０のトランスインピーダンス１５１、トランジスタ１５２、トランジスタ１５３、およびトランスインピーダンス１５４が、図９のトランスインピーダンス１２３に対応している。
【００５６】
ＡＧＣ制御部１１３Ａには、外部から設定可能な任意の閾値（電圧値）Ｖｔｈを生成する半固定抵抗器１７１、およびピークホールド回路１６０からの出力を閾値Ｖｔｈと比較する比較器１７２が設けられている。ピークホールド回路１６０は、アンプ１２５から出力される差動電圧信号をピークホールドし、ピークホールド電圧Ｖｐｈを出力する。
【００５７】
比較器１７２は、ピークホールド回路１６０から供給されるピークホールド電圧Ｖｐｈと閾値Ｖｔｈ（半固定抵抗器１７１により生成される閾値電圧）を比較する。その際、ピークホールド電圧Ｖｐｈが閾値Ｖｔｈより小さい場合（Ｖｐｈ＜Ｖｔｈである場合）、比較器１７２から出力される電圧ＶｃｏはＬＯＷ（ロウ）レベルとなり、ピークホールド電圧Ｖｐｈが閾値Ｖｔｈ（半固定抵抗器１７１により生成される閾値電圧）以上の場合（Ｖｐｈ≧Ｖｔｈである場合）、比較器１７２から出力される電圧ＶｃｏはＨＩＧＨ（ハイ）レベルとなる。
【００５８】
図１１は、ピークホールド電圧Ｖｐｈと比較器１７２の出力電圧Ｖｃｏの関係を示す図である。図１１Ａおよび図１１Ｂにおいて、縦軸は電圧Ｖを示し、横軸は時刻ｔを示す。
【００５９】
時刻ｔ０から時刻ｔ１までの時間Ｔ１において、図１１Ａのピークホールド電圧Ｖｐｈは、閾値Ｖｔｈより小さいため、対応する図１１Ｂの比較器１７２の出力電圧Ｖｃｏも（時間Ｔ１において）ＬＯＷである。時刻ｔ１から時刻ｔ２までの時間Ｔ２において、図１１Ａのピークホールド電圧Ｖｐｈは、閾値Ｖｔｈより大きいため、対応する図１１Ｂの比較器出力電圧Ｖｃｏも（時間Ｔ２において）ＨＩＧＨである。時刻ｔ２から時刻ｔ３までの時間Ｔ３において、図１１Ａのピークホールド電圧Ｖｐｈは、閾値Ｖｔｈより小さいため、対応する図１１Ｂの比較器１７２の出力電圧Ｖｃｏも（時間Ｔ３において）ＬＯＷである。時刻ｔ３から時刻ｔ４までの時間Ｔ４において、図１１Ａのピークホールド電圧Ｖｐｈは、大きくはなっているが、閾値Ｖｔｈよりは小さいため、対応する図１１Ｂの比較器１７２の出力電圧Ｖｃｏも（時間Ｔ４において）ＬＯＷである。時刻ｔ４から時刻ｔ５までの時間Ｔ５において、図１１Ａのピークホールド電圧Ｖｐｈは、閾値Ｖｔｈより小さいため、対応する図１１Ｂの比較器１７２の出力電圧Ｖｃｏも（時間Ｔ５において）ＬＯＷである。
【００６０】
このように、比較器１７２は、閾値電圧Ｖｔｈに対するピークホールド電圧Ｖｐｈの大きさに基づいて、出力電圧Ｖｃｏのレベルを変化する。
【００６１】
トランジスタ１５２は、比較器１７２から供給された電圧Ｖｃｏをベースへの印加電圧としており、電圧ＶｃｏがＬＯＷである場合、コレクタ−エミッタ間に電流が流れず、結果として、トランスインピーダンス１５４へ電流が流れない。したがって、図９のトランスインピーダンス１２３に対応する、トランスインピーダンス１５１、トランジスタ１５２、トランジスタ１５３、およびトランスインピーダンス１５４からなる総トランスインピーダンスは、トランスインピーダンス１５１と等価となる。
【００６２】
また、トランジスタ１５２のベースへの印加電圧、すなわち、比較器１７２から出力された電圧ＶｃｏがＨＩＧＨである場合、コレクタ−エミッタ間に電流が流れ、トランスインピーダンス１５４への第１の電流パスが開く。
【００６３】
ここで、もう１つのトランスインピーダンス１５４への電流パスとなるトランジスタ１５３は、ピークホールド回路１６０から出力されるピークホールド電圧Ｖｐｈをベースへの印加電圧として動作しているので、入射光量が少なくピークホールド電圧Ｖｐｈの値が小さい場合、トランジスタ１５３のベースへの印加電圧が低くなり、トランジスタ１５３のコレクタ−エミッタ間に電流が流れず、トランスインピーダンス１５４へは電流が流れない。
【００６４】
逆に、入射光量が多くなると、ピークホールド電圧Ｖｐｈの値が大きくなり、トランジスタ１５３のベースへの印加電圧が高くなるので、トランジスタ１５３のコレクタ−エミッタ間にも電流が流れるようになり、これにより、トランスインピーダンス１５４への２つめの電流パスが開く。その結果、トランスインピーダンス１５４へ電流が流れる。このとき、図９のトランスインピーダンス１２３に対応する、トランスインピーダンス１５１、トランジスタ１５２、トランジスタ１５３、およびトランスインピーダンス１５４による総トランスインピーダンスは、トランスインピーダンス１５１にトランスインピーダンス１５４が並列に接続されることになるので、入射光量が多くなるに連れて、インピーダンス１５１より小さい値に低下し、トランスインピーダンスアンプ１１０Ａの利得が下がる。
【００６５】
このように、図１０の光信号受信装置１００Ａにおいては、ピークホールド電圧Ｖｐｈ＜閾値電圧Ｖｔｈである場合、ＡＧＣ機能はオフされる。すなわち、トランスインピーダンスアンプ１１０Ａの利得を外部（トランスインピーダンスアンプ１１０Ａの外部に設けられているＡＧＣ制御部１１３Ａ、およびピークホールド回路１６０）により調整することができる。
【００６６】
トランスインピーダンスアンプ１１０Ａ（トランスインピーダンスアンプ１１０Ａのアンプ１２５）から出力される差動信号は、ポストアンプ１１２に入力される。
【００６７】
図１２は、図１０のポストアンプ１１２の機能的構成例を示す図である。ポストアンプ１１２は、リミッティングアンプ部２５１、信号強度判定部２５２、およびアサート・デアサートレベル設定部２５３により構成されている。
【００６８】
リミッティングアンプ部２５１では、入力された差動信号のＤＣ電位が調整される。その結果、入力信号はディジタル信号として再生され、ポストアンプ１１２の信号として出力される。
【００６９】
信号強度判定部２５２は、ディジタル信号に変換される前の信号を、ピークホールドし、信号の強度を検出する。また、信号強度判定部２５２は、信号強度を、アサート・デアサートレベル設定部２５３より供給されるアサートレベルおよびデアサートレベルと比較し、比較した結果に基づく信号を、ＳＤ信号（正と負のＳＤ信号）として出力する。
【００７０】
このアサートレベルおよびデアサートレベルは、ポストアンプ１１２内部において予め設定されていてもよいし、外部から、アサート・デアサートレベル設定部２５３を操作することにより設定されてもよい。
【００７１】
このように、ポストアンプ１１２は、トランスインピーダンスアンプ１１０Ａが出力した差動電圧を、ＳＤ信号とディジタル信号として出力する。
【００７２】
光信号受信装置１００Ａを図１０に示されるように構成した場合、その入射光量に対する出力電圧は、図１３に示されるようになる。
【００７３】
図１３において、横軸はフォトダイオード（ＰＤ）１１１への入射光量であり、縦軸は、トランスインピーダンスアンプ１１０Ａの出力電圧である。図１３において、従来の（図１の）ＡＧＣ機能が備えられている光信号受信装置１の利得曲線を破線で示し、本発明を適用した（図１０の）光信号受信装置１００Ａの利得曲線を実線で示す。
【００７４】
図１３において、本発明を適用した光信号受信装置１００Ａのフォトダイオード１１１への入射光量Ｌｎ２，Ｌｄａｓ２，Ｌａｓ２’，Ｌａｇｃ’およびＬｓ２’に対応するトランスインピーダンスアンプ１１０Ａの出力電圧は、それぞれ電圧Ｖｎ２，Ｖｄａｓ２，Ｖａｓ２，Ｖａｇｃ’，およびＶｓ２であり、さらに、これらに対応するトランスインピーダンスアンプの利得は、それぞれ、Ｇｎ２，Ｇｄａｓ２，Ｇａｓ２’，Ｇａｇｃ’，およびＧｓ２’である（図１３の実線）。この場合、式（１６）乃至式（２０）に示される関係が成立する。
Ｖｎ２＝Ｌｎ２×Ｇｎ２・・・（１６）
Ｖｄａｓ２＝Ｌｄａｓ２×Ｇｄａｓ２・・・（１７）
Ｖａｓ２＝Ｌａｓ２’×Ｇａｓ２’・・・（１８）
Ｖａｇｃ’＝Ｌａｇｃ’×Ｇａｇｃ’・・・（１９）
Ｖｓ２＝Ｌｓ２’×Ｇｓ２’・・・（２０）
【００７５】
また、従来の光信号受信装置１のフォトダイオード１１への入射光量Ｌｎ２，Ｌｄａｓ２，Ｌａｇｃ，Ｌａｓ２，およびＬｓ２に対応するトランスインピーダンスアンプ１０の出力電圧は、それぞれ電圧Ｖｎ２，Ｖｄａｓ２，Ｖａｇｃ，Ｖａｓ２，およびＶｓ２であり、さらに、これらに対応するトランスインピーダンスアンプの利得は、それぞれＧｎ２，Ｇｄａｓ２，Ｇａｇｃ，Ｇａｓ２，およびＧｓ２である（図１３の破線）。この場合、上述した式（１６）および式（１７）に加えて、式（２１）乃至式（２３）に示される関係が成立する。
Ｖａｓ２＝Ｌａｓ２×Ｇａｓ２・・・（２１）
Ｖｓ２＝Ｌｓ２×Ｇｓ２・・・（２２）
Ｖａｇｃ＝Ｌａｇｃ×Ｇａｇｃ・・・（２３）
【００７６】
さらに、トランスインピーダンスアンプの利得の関係は、図１３に示されるように、以下の式（２４）および式（２５）を満たす。
Ｇｎ２＝Ｇｄａｓ２＝Ｇａｇｃ＞Ｇａｓ２≧Ｇｓ２・・・（２４）
Ｇｎ２＝Ｇｄａｓ２＝Ｇａｇｃ’＝Ｇａｓ２’≧Ｇａｓ２・・・（２５）
【００７７】
図１３の実線に示されるように、トランスインピーダンスアンプ１１０Ａの出力電圧Ｖａｓ２となるフォトダイオード１１１への入射光量はＬａｓ２’となり、ＳＤのヒステリシス幅は、式（２６）に示されるように、電圧でのヒステリシスの幅と一致する。
【数３】
図１３に実線で示されるように、本発明を適用した図１０の光信号受信装置１００Ａでは、アサートレベル（Ｌａｓ２’）より上で、ＡＧＣ機能がオンされる。そのため、アサートレベルとデアサートレベル間の電圧ヒステリシス１０ｌｏｇ（Ｖａｓ２／Ｖｄａｓ２）のレベルに相当する光量ヒステリシス１０ｌｏｇ（Ｌａｓ２’／Ｌｄａｓ２）を、図１の（従来の）光信号受信装置１における光量ヒステリシス１０ｌｏｇ（Ｌａｓ２／Ｌｄａｓ２）より小さくすることができる。また、デアサートレベル以上アサートレベル以下の間においてＡＧＣ機能がオンになるのを防ぐことができる。
【００７９】
具体的には、外部に設けられた閾値電圧Ｖｔｈを調整する（トランスインピーダンスアンプ１１０Ａの出力電圧Ｖａｓ２以上となるように、閾値電圧Ｖｔｈを設定する）とともに、ＡＧＣ機能（ＡＧＣ制御部１１３Ａ）を、閾値電圧Ｖｔｈとピークホールド電圧Ｖｐｈに基づいてオンまたはオフするようにしたので、ＡＧＣ機能がオンとなるタイミングを、アサートレベル以上に設定することが可能となる。
【００８０】
また、ピークホールド電圧Ｖｐｈに基づいてトランジスタ１５３のコレクタ−エミッタ間の電流を調整するようにしたので、ＳＤのレベルに応じて、トランスインピーダンスアンプ１１０Ａの利得を制御（調整）することができる。
【００８１】
さらに、アサートレベルおよびヒステリシスの幅が調整されるので、正常なＳＤ動作を実現することができる。
【００８２】
また、光信号の有無を正確に判定することができる。
【００８３】
なお、ＡＧＣ機能がオフからオンに切り替わる場合、または、オンからオフに切り替わる場合、非連続となる部分が存在するが、その量は微少であり、実用上、ほとんど無視できる。
【００８４】
次に、図９の光信号受信装置１００の他の具体的な構成例である光信号受信装置１００Ｂを図１４を参照して説明する。図中、図９と対応する部分については、同一の符号を付してあり、その説明は繰り返しになるので省略する。
【００８５】
図１４の光信号受信装置１００Ｂには、トランスインピーダンスアンプ１１０Ｂ、フォトダイオード１１１、ポストアンプ１１２、ＡＧＣ制御部１１３Ｂ、およびピークホールド回路１６０が設けられる。
【００８６】
トランスインピーダンスアンプ１１０Ｂ、およびＡＧＣ制御部１１３Ｂは、それぞれ、図９のトランスインピーダンスアンプ１１０、およびＡＧＣ制御部１１３の具体的な構成例である。
【００８７】
トランスインピーダンスアンプ１１０Ｂは、トランスインピーダンス１５１、トランジスタ１５２、トランジスタ１５３、およびトランスインピーダンス１５４により構成されている。この例の場合、図１４のトランスインピーダンス１５１、トランジスタ１５２、トランジスタ１５３、およびトランスインピーダンス１５４が、図９のトランスインピーダンス１２３に対応している。
【００８８】
なお、図１４のトランスインピーダンスアンプ１１０Ｂ、ピークホールド回路１６０、およびポストアンプ１１２の構成は、図１０のトランスインピーダンスアンプ１１０Ａ、ピークホールド回路１６０、およびポストアンプ１１２の構成と同様であるので、その説明は省略する。
【００８９】
ＡＧＣ制御部１１３Ｂには、トランジスタ４０１が設けられている。トランジスタ４０１には、コレクタ側に抵抗４０２が接続されているとともに、エミッタ側に抵抗４０３が接続されている。トランジスタ４０１は、ベースに印加されるＳＤ信号に基づく電圧（ＳＤ出力電圧）Ｖｓｄが所定の電圧以下（ＳＤ＝ＬＯＷ）の場合、コレクタ−エミッタ間には電流を流さず（エミッタ電圧Ｖａｇｃ−ｂｉａｓを下げ）、ベースに印加されるＳＤ出力電圧Ｖｓｄが所定の電圧以上（ＳＤ＝ＨＩＧＨ）の場合、コレクタ−エミッタ間に電流を流す（エミッタ電圧Ｖａｇｃ−ｂｉａｓを上げる）。
【００９０】
このＳＤ出力電圧Ｖｓｄと制御回路出力電圧Ｖａｇｃ−ｂｉａｓの関係が図１５に示されている。図１５Ａおよび図１５Ｂにおいて、縦軸は電圧Ｖを示し、横軸は時刻ｔを示す。
【００９１】
図１５Ａおよび図１５Ｂの時刻ｔ１０から時刻ｔ１１までの時間Ｔ１１において、ポストアンプ１１２から出力されるＳＤ出力電圧ＶｓｄがＯＦＦ（ＬＯＷ、すなわち微少信号）である場合、ＡＧＣ制御部１１３Ｂから出力される電圧、すなわち、トランジスタ１５２のベースに印加される電圧Ｖａｇｃ−ｂｉａｓもＬＯＷレベルとなる。また、時刻ｔ１１から時刻ｔ１２までの時間Ｔ１２において、ＳＤ出力電圧ＶｓｄがＯＮ（ＨＩＧＨ、すなわち大信号）である場合、ＡＧＣ制御部１１３Ｂから出力される電圧、すなわち、トランジスタ１５２のベースに印加される電圧Ｖａｇｃ−ｂｉａｓはＨＩＧＨレベルとなる。
【００９２】
なお、ポストアンプ１１２がＴＴＬロジックに基づくものである場合、例えば、ＨＩＧＨレベルの示す電圧は２．５Ｖ（ボルト）とされ、ＬＯＷレベルの電圧は０Ｖとされて出力される。
【００９３】
なお、時刻ｔ１２から時刻ｔ１３までの時間Ｔ１３、および時刻ｔ１４から時刻ｔ１５までの時間Ｔ１５については、時刻Ｔ１１と同様であり、時刻ｔ１３から時刻ｔ１４までの時間Ｔ１４については、時刻Ｔ１２と同様であるので、その説明は省略する。
【００９４】
このように、ポストアンプ１１２から出力されるＳＤ出力電圧Ｖｓｄに基づいて、ＡＧＣ制御部１１３Ｂは、トランジスタ１５２に印加する電圧を制御する。
【００９５】
具体的には、ＳＤ出力電圧ＶｓｄがＯＦＦ（ＬＯＷ）である場合、すなわち、ＡＧＣ制御部１１３Ｂのトランジスタ４０１のベースに印加される電圧Ｖｓｄが低い場合、トランジスタ４０１のコレクタ−エミッタ間に電流は流れない。このため、トランジスタ１５２のベースに印加される電圧Ｖａｇｃ−ｂｉａｓも低くなり、トランジスタ１５２のコレクタ−エミッタ間には電流が流れない。その結果、トランスインピーダンス１５４にも電流が流れないことになる。
【００９６】
したがって、図９のトランスインピーダンス１２３に対応する、トランスインピーダンス１５１、トランジスタ１５２、トランジスタ１５３、およびトランスインピーダンス１５４による総トランスインピーダンスは、トランスインピーダンス１５１と等価となる。
【００９７】
逆に、ＳＤ出力電圧ＶｓｄがＯＮ（ＨＩＧＨ）である場合、すなわち、ＡＧＣ制御部１１３Ｂのトランジスタ４０１のベースに印加される電圧Ｖｓｄが高い場合、トランジスタ４０１のコレクタ−エミッタ間に電流が流れる。このため、トランジスタ１５２に印加される電圧Ｖａｇｃ−ｂｉａｓも高くなり、トランジスタ１５２のコレクタ−エミッタ間に電流が流れるので、結果として、トランジスタ１５２による、トランスインピーダンス１５４への電流パスが開く。
【００９８】
ここで、トランスインピーダンス１５４へのもう１つの電流パスとなるトランジスタ１５３について説明する。
【００９９】
トランジスタ１５３は、ピークホールド回路１６０から出力される電圧Ｖｐｈをベースへの印加電圧としているので、フォトダイオード１１１への入射光量が少なくピークホールド回路１６０から出力される電圧Ｖｐｈが低い場合、トランジスタ１５３のコレクタ−エミッタ間に電流が流れず、トランスインピーダンス１５４へは電流が流れない。従って、図９のトランスインピーダンス１２３に対応する、トランスインピーダンス１５１、トランジスタ１５２、トランジスタ１５３、およびトランスインピーダンス１５４による総トランスインピーダンスは、トランスインピーダンス１５１と等価となる。
【０１００】
フォトダイオード１１１への入射光量が次第に多くなると、ピークホールド回路１６０から出力される電圧Ｖｐｈが大きくなり（トランジスタ１５３へのベースへの印加電圧が上昇し）、トランジスタ１５３のコレクタ−エミッタ間に電流が流れるようになるので、結果として、トランジスタ１５３による、トランスインピーダンス１５４への電流パスが開く。従って、図９のトランスインピーダンス１２３に対応する、トランスインピーダンス１５１、トランジスタ１５２、トランジスタ１５３、およびトランスインピーダンス１５４による総トランスインピーダンスは、トランスインピーダンス１５１にトランスインピーダンス１５４が並列接続されるので、次第にトランスインピーダンス１５１より小さい値に低下し、トランスインピーダンスアンプ１１０Ｂの利得が下がる。
【０１０１】
このように、図１４の光信号受信装置１００Ｂにおいては、ＳＤ出力電圧Ｖｓｄの大きさに基づいてＡＧＣ制御部１１３Ｂが制御されるとともに、ピークホールド電圧Ｖｐｈに基づいて、トランスインピーダンスアンプ１１０Ｂ内の抵抗が制御されるので、結果として、トランスインピーダンスアンプ１１０Ｂの利得を外部（トランスインピーダンスアンプ１１０Ｂの外部に設けられているＡＧＣ制御部１１３Ｂ、およびピークホールド回路１６０）により調整することができる。
【０１０２】
光信号受信装置１００Ｂを図１４に示されるように構成した場合、その入射光量に対する出力電圧は、図１６に示されるようになる。
【０１０３】
図１６において、横軸はフォトダイオード１１１への入射光量であり、横軸はトランスインピーダンスアンプ１１０Ｂの出力電圧である。図１６において、従来のＡＧＣ機能が備えられている光信号受信装置１の利得曲線を破線で示し、本発明を適用した光信号受信装置１００Ｂの利得曲線を実線で示す。
【０１０４】
図１６において、本発明を適用した光信号受信装置１００Ｂのフォトダイオード１１１への入射光量Ｌｎ２，Ｌｄａｓ２，Ｌａｓ２’，およびＬｓ２’に対応するトランスインピーダンスアンプ１１０Ｂの出力電圧は、それぞれ電圧Ｖｎ２，Ｖｄａｓ２，Ｖａｓ２，およびＶｓ２であり、さらに、これらに対応するトランスインピーダンスアンプの利得は、それぞれ、Ｇｎ２，Ｇｄａｓ２，Ｇａｓ２’，およびＧｓ２’である（図１６の実線）。すなわち、上述した式（１６）乃至式（１８）、並びに式（２０）に示される関係が成立する。なお、図１３の入射光量Ｌａｇｃ’は、図１６では、Ｌａｓ２’と等しいとされている。ＡＧＣ機能をオンまたはオフさせる入射光量を光量Ｌａｇｃ’とし、このときの利得をＧａｇｃとすると、以下の式（２７）を満たす。
Ｖａｓ２＝Ｌａｓ２’×Ｇａｓ２’＝Ｌａｇｃ’×Ｇａｇｃ・・・（２７）
【０１０５】
従来の光信号受信装置１のフォトダイオード１１への入射光量に対するトランスインピーダンスアンプ１０の出力電圧と利得の関係については、上述した図１３と同様であるのでその説明は省略する。
【０１０６】
また、トランスインピーダンスアンプの利得の関係は、図１６に示されるように上述した式（２４）および式（２５）を満たす。
【０１０７】
図１６に実線で示されるように、本発明を適用した図１４の光信号受信装置１００Ｂでは、アサートレベル（Ｌａｓ２’）より上で、ＡＧＣ機能がオンされる。そのため、アサートレベルとデアサートレベル間の電圧ヒステリシス（Ｖａｓ２／Ｖｄａｓ２）のレベルに相当する光量ヒステリシス（Ｌａｓ２’／Ｌｄａｓ２）を、図１の（従来の）光信号受信装置１における光量ヒステリシス（Ｌａｓ２／Ｌｄａｓ２）より小さくすることができる。また、デアサートレベル以上アサートレベル以下の間においてＡＧＣ機能がオンになるのを防ぐことができる。
【０１０８】
このように、本発明を適用した光信号受信装置１００Ｂでは、図１６の実線に示されるように、ＡＧＣ機能がオンになるタイミングが、ポストアンプ１１２におけるアサートレベルで決定されることになるので、アサートレベルとデアサートレベルの間でＡＧＣ機能がオンとなることがない。すなわち、トランスインピーダンスアンプ１１０Ｂの出力電圧がＶａｓ２となるフォトダイオード１１１への入射光量はＬａｓ２’となり、光で換算するＳＤのヒステリシス幅は、上述した式（２６）に示されるように電圧でのヒステリシス幅と一致する。
【０１０９】
また、フォトダイオード１１１への入射光量が次第に小さくなっていく場合、デアサートレベルまではＳＤ出力電圧ＶｓｄはＨＩＧＨ（ＯＮ）になっているため、光量がＬａｓ２’より小さくなってもＡＧＣ機能はオンのままである（図１６の入射光量がＬｄａｓ２’以上Ｌａｓ２’である２点鎖線の部分）。このため、ＡＧＣ機能もヒステリシスを持つことになるが、そのヒステリシス内における出力電圧差は微少でありほぼ無視できる。
【０１１０】
なお、ＡＧＣ機能がオフからオンに切り替わる場合、および、オンからオフに切り替わる場合、非連続となる部分が存在するが、その量は微少であり、実用上、ほとんど無視できる。
【０１１１】
図１４の光信号受信装置１００Ｂによれば、トランスインピーダンスアンプ１１０ＢのＡＧＣ機能を制御するＡＧＣ制御部１１３Ｂをポストアンプ１１２から出力されるＳＤ出力電圧Ｖｓｄに基づいてオンまたはオフするようにしたので、ＡＧＣ機能がオフからオンとなるタイミングをアサートレベル以上に設定することが可能となる。
【０１１２】
また、光信号受信装置１００Ｂによれば、ピークホールド電圧Ｖｐｈに基づいて、トランジスタ１５３のコレクタ−エミッタ間の電流を調整するようにしたので、ＳＤ信号のレベルに応じて利得を調整することができる。
【０１１３】
換言すると、ＡＧＣ機能（ＡＧＣ制御部１１３Ｂ）を、ポストアンプ１１２から出力されるＳＤ出力電圧Ｖｓｄに基づいてオンまたはオフし、アサートレベルより上で（入射光量がＬａｓ２’より上で）、ピークホールド電圧Ｖｐｈに基づいてトランジスタ１５３のコレクタ−エミッタ間の電流を調整するようにしたので、ＳＤのレベルに応じて、トランスインピーダンスアンプ１１０Ｂの利得を制御することができる。
【０１１４】
さらに、アサートレベルおよびヒステリシスの幅が調整されるので、正常なＳＤ動作を実現することができる。
【０１１５】
また、光信号を正確に検出することができる。
【０１１６】
以上のように、本発明によれば、トランスインピーダンスアンプ１１０のＡＧＣ機能をＳＤのレベルに応じて制御するようにしたので、ポストアンプ１１２におけるＳＤのアサートレベルおよびデアサートレベル間のヒステリシスとそれらのレベルに相当する光量ヒステリシスを調整することができ、もって、正常に光信号を受信し、検出することができる。
【０１１７】
また、例えば、一芯全二重光通信システムや波長分割多重（ＷＤＭ）システムにおいて、送信信号が受信信号へクロストークとして重畳されて十分にＳＮＲが確保されない場合においても、アサートレベルおよびヒステリシス幅の設定が行われるので、クロストークのレベルに影響されない正常なＳＤ動作を実現することが可能となる。
【０１１８】
さらに、長距離無中継光通信システムにおいて、受信側における信号強度が弱くてノイズ成分が大きく、十分にＳＮＲが確保されない場合においても、アサートレベルおよびヒステリシス幅の設定が行われるので、信号レベルおよびノイズレベルに影響されない正常なＳＤ動作を実現することが可能となる。
【０１１９】
また、ＡＧＣ機能をトランスインピーダンスアンプの外部から制御するようにしたので、従来のＡＧＣ機能が有する特徴である、出力電圧の飽和を防ぐことができることとダイナミックレンジを広くすることができるという利点に加えて、ポストアンプ１１２におけるＳＤのアサートレベルおよびデアサートレベル間のヒステリシスとそれらのレベルに相当する光量ヒステリシスを一致させることができる。これにより、信号光が弱い、または、ノイズが大きい等の問題を抱える光通信システムにおいても、ＳＤを正常に機能させることが容易となる。
【０１２０】
従って、受信信号がない間には、送信信号をシャットダウンすることができるようなシステムを構築することができる。
【０１２１】
また、消費電力を低くすることができるので、コストを抑えることができる。
【０１２２】
さらに、アイセーフティを実現でき、安全性を高めるシステムを構築することができる。
【０１２３】
【発明の効果】
以上の如く、本発明によれば、光信号を正確に受信し、検出することができる。特に、出力電圧の飽和を防ぎ、ダイナミックレンジを広くするとともに、コストを抑えることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】従来の光信号受信装置の構成例を示す回路図である。
【図２】従来のフォトダイオードの入射光量に対するトランスインピーダンスアンプの出力電圧を説明する図である。
【図３】アサートレベル、デアサートレベル、およびヒステリシスを説明する図である。
【図４】ＡＧＣ機能が設けられていない光信号受信装置におけるフォトダイオードの入射光量に対するトランスインピーダンスアンプの出力電圧を説明する図である。
【図５】従来のフォトダイオードの入射光量に対するトランスインピーダンスアンプの出力電圧を説明する図である。
【図６】フォトダイオードへの入射光量とヒステリシスの関係を説明する図である。
【図７】フォトダイオードへの入射光量とヒステリシスの関係を説明する他の図である。
【図８】フォトダイオードへの入射光量とヒステリシスの関係を説明するさらに他の図である。
【図９】本発明を適用した光信号受信装置の簡単な構成を説明する図である。
【図１０】図９の光信号受信装置の具体的な構成例を示す図である。
【図１１】ピークホールド電圧Ｖｐｈと比較器出力電圧Ｖｃｏの関係を説明する図である。
【図１２】図１０のポストアンプの機能的構成例を示すブロック図である。
【図１３】図１０のフォトダイオードへの入射光量に対するトランスインピーダンスアンプの出力電圧を説明する図である。
【図１４】図９の光信号受信装置の具体的な構成例を示す図である。
【図１５】ＳＤ出力電圧Ｖｓｄに対する電圧Ｖａｇｃ−ｂｉａｓの関係を説明する図である。
【図１６】図１４のフォトダイオードへの入射光量に対するトランスインピーダンスアンプの出力電圧を説明する図である。
【符号の説明】
１１０，１１０Ａ，１１０Ｂ トランスインピーダンスアンプ， １１１ フォトダイオード， １１２ ポストアンプ， １１３，１１３Ａ，１１３Ｂ ＡＧＣ制御部， １５１ トランスインピーダンス， １５２，１５３ トランジスタ， １５４ トランスインピーダンス， １６０ ピークホールド回路， １７１ 半固定抵抗器， １７２ 比較器， ４０１ トランジスタ
Claims (4)
- 光信号を受信する光信号受信装置において、
光信号を受光して電流信号に変換する受光手段と、
自動利得調整機能を備え、前記受光手段から供給される電流信号を電圧信号に変換する第１の変換手段と、
前記第１の変換手段から出力される前記電圧信号をＳＤ信号とディジタル信号に変換して出力する第２の変換手段と、
前記第２の変換手段により出力された前記ＳＤ信号のアサートレベルとデアサートレベルに基づいて、前記第１の変換手段の前記自動利得調整機能を調整する調整手段と
を備えることを特徴とする光信号受信装置。 - 前記第１の変換手段から出力される前記電圧信号の差動電圧をピークホールドし、ピークホールド電圧を出力するピークホールド手段をさらに備え、
前記調整手段は、前記ピークホールド電圧と閾値を比較した結果に基づいて、自動利得調整機能をオンまたはオフするとともに、前記ピークホールド電圧に基づいて、前記第１の変換手段の利得を調整する
ことを特徴とする請求項１に記載の光信号受信装置。 - 前記第１の変換手段から出力される前記電圧信号の差動電圧をピークホールドし、ピークホールド電圧を出力するピークホールド手段をさらに備え、
前記調整手段は、前記第２の変換手段により出力されたＳＤ信号に基づいて、自動利得調整機能をオンまたはオフするとともに、前記ピークホールド電圧に基づいて、前記第１の変換手段の利得を調整する
ことを特徴とする請求項１に記載の光信号受信装置。 - 光信号を受信する光信号受信装置の光信号受信方法において、
光信号を受光して電流信号に変換する受光ステップと、
自動利得調整機能を備え、前記受光ステップの処理により供給される電流信号を電圧信号に変換する第１の変換ステップと、
前記第１の変換ステップの処理により出力される前記電圧信号をＳＤ信号とディジタル信号に変換して出力する第２の変換ステップと、
前記第２の変換ステップの処理により出力された前記ＳＤ信号のアサートレベルとデアサートレベルに基づいて、前記自動利得調整機能を調整する調整ステップと
を含むことを特徴とする光信号受信方法。
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