JP2004242463A - 直流電圧発生装置 - Google Patents
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Abstract
【課題】本発明は、インバータ部のスイッチング周波数と共振型コンバータからの供給電流の関係における非直線性を補正して負荷電流値と共振型コンバータからの供給電流値を等しく制御し、負荷電流の変動を抑制して負荷電圧を一定に保つことを目的とする。
【解決手段】加算手段１５の出力値をｘとし、共振型コンバータ１からの供給電流値をｙとし、ｘとｙとの関係がｙ＝ｆ（ｘ）で表されるとき、電流検出手段１２で検出した負荷電流Ｉｚ を入力とし、出力がｆ−１（Ｉｚ ）となる演算機能を持つ負荷電流変換手段２０を電流検出手段１２の次段に直列接続したことを特徴とする。
【選択図】 図１
【解決手段】加算手段１５の出力値をｘとし、共振型コンバータ１からの供給電流値をｙとし、ｘとｙとの関係がｙ＝ｆ（ｘ）で表されるとき、電流検出手段１２で検出した負荷電流Ｉｚ を入力とし、出力がｆ−１（Ｉｚ ）となる演算機能を持つ負荷電流変換手段２０を電流検出手段１２の次段に直列接続したことを特徴とする。
【選択図】 図１
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、高安定な直流電圧が要求され、かつ負荷電流が変動するような、例えば四極管やクライストロンといった真空管やトランジスタ等の負荷に対して、負荷電流が変動した際も、負荷電圧の変動を高速に抑制することで、負荷に高安定な直流電力を供給することが可能な直流電圧発生装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来の電源装置としては、オン・オフを繰り返すことで入力直流電圧からパルス電圧を生成するスイッチング素子と、生成したパルス電圧を直流電圧に変換し出力するトランス及び整流平滑回路と、出力直流電圧と基準電圧を比較し、その差電圧を増幅する誤差増幅器と、外部から入力されたタイミング信号により誤差増幅器の遅れ分を補償する電圧波形を生成し出力する波形生成回路と、誤差増幅器と波形生成回路から出力される電圧を加算して出力する加算器と、加算器の出力電圧をスイッチング素子を駆動するスイッチングパルスに変換し出力するパルス幅変調器とを具備し、出力直流電圧でレーダ、通信用送信機等の負荷を駆動するようにしている。
【０００３】
そして、出力直流電圧を誤差増幅器に入力して基準電圧との差電圧を増幅し、この誤差増幅器の出力と波形生成回路の出力とを加算器で加算し、パルス幅変調器では入力された加算器出力に基づいてスイッチングパルスのパルス幅を変調しスイッチング素子のオン・オフの間隔を制御して基準電圧と出力直流電圧の差が無くなるようにしている。即ち、誤差増幅器及びパルス幅変調器で出力直流電圧値が基準電圧値と等しくなるようにフィードバック制御することで出力直流電圧を安定させるようにしている（例えば、特許文献１参照）。
【０００４】
しかし、負荷が四極管等の場合、後述するように、出力電力を変化させて使用することがあり、このとき、出力電力の変化に伴って負荷電流が変化するため、上述のようなフィードバック制御のみでは出力直流電圧（負荷電圧）が変動する恐れがある。
【０００５】
これに対し、負荷電流に関連したフィードフォワード制御を、さらに追加することにより、負荷電流が変化しても負荷電圧の変動を抑制するようにした従来の直流電圧発生装置としては、例えば図１１に示すようなものがある。同図において、直流電源３と、第１〜第４のスイッチング素子４ａ〜４ｄ及び各スイッチング素子４ａ〜４ｄに逆並列に接続された還流用ダイオード５ａ〜５ｄからなるインバータ部２と、インバータ部２の出力端子間に共振用コンデンサ６を介して１次巻線が接続された昇圧用トランス７と、昇圧用トランス７の２次巻線に接続された全波整流器（整流回路部）８とで共振型コンバータ１が構成されている。共振型コンバータ１内には共振用コンデンサ６と昇圧用トランス７の漏れインダクタンスにより共振回路部が形成されている。
【０００６】
インバータ部２内の接続関係をさらに説明すると、第１のスイッチング素子４ａを正極側、第２のスイッチング素子４ｂを負極側とするスイッチ直列接続回路と、第３のスイッチング素子４ｃを正極側、第４のスイッチング素子４ｄを負極側とするスイッチ直列接続回路とが並列接続され、各スイッチ直列接続回路の正極側が直流電源３の正極に接続され、各スイッチ直列接続回路の負極側が直流電源３の負極に接続されている。第１及び第２のスイッチング素子４ａ、４ｂの相互接続点と第３及び第４のスイッチング素子４ｃ、４ｄの相互接続点との間に、共振用コンデンサ６を介して昇圧用トランス７の１次巻線が接続されている。
【０００７】
共振型コンバータ１の出力端子間に平滑用コンデンサ９が接続され、平滑用コンデンサ９と並列に負荷１０が接続されている。負荷１０は、例えば四極管やクライストロンといった真空管やトランジスタ等である。図１１では、負荷１０として四極管が接続されている。
【０００８】
また、直流電圧発生装置にはさらに、負荷１０の両端に印加される負荷電圧を検出する負荷電圧検出手段１１、負荷１０に流れる負荷電流を検出する電流検出手段１２、負荷電圧検出手段１１によって検出された負荷電圧を基準値に制御する制御器（制御手段）１４、制御器１４の出力と電流検出手段１２の出力を加算する加算器（加算手段）１５、及び加算器１５の出力に比例した周波数でインバータ部２のスイッチングタイミングを決定するスイッチングタイミング決定手段１６が設けられている。
【０００９】
そして、インバータ部２の第１と第４のスイッチング素子４ａ、４ｄを同時に点弧することにより共振用コンデンサ６と昇圧用トランス７の漏れインダクタンスによって構成される共振回路に共振電流が流れ、昇圧用トランス７によって昇圧され、全波整流器８によって整流され、整流された電荷によって平滑コンデンサ９を充電し負荷１０に供給する直流電圧を発生させる。次にインバータ部２の第２と第３のスイッチング素子４ｂ、４ｃを同時に点弧することにより、前記と同様の共振電流が流れる。この動作を繰り返すことにより負荷１０に対し直流電力を供給する。
【００１０】
負荷１０である四極管は、バイアスとしてアノード・カソード間に一定の直流電圧を印加し、コントロールグリッドの電圧を変化させることでアノード・カソード間に流れる電流を変化させて電力増幅をする。このとき、アノード・カソード間の電圧が変動すると、四極管の出力電力が変動するため安定した電力増幅が行われない。このため、負荷電圧を負荷電圧検出手段１１を用いて検出し、制御器１４で負荷電圧を基準値にフィードバック制御することで負荷電圧の変動を抑制している。
【００１１】
また、四極管等の負荷１０では、出力電力を変化させて使用することがある。このとき、出力電力の変化に伴って負荷電流が変化するため、フィードバック制御のみでは負荷電圧が変動する。
【００１２】
ここで、図１２に示すように、インバータ部２の１スイッチング毎の共振電流は、共振用コンデンサ６と昇圧用トランス７の漏れインダクタンスによって構成される共振回路によって決定される。このため、回路条件が固定であれば共振型コンバータ１からの供給電流は、理論的にインバータ部２のスイッチング周波数に比例する。共振型コンバータ１を用いた直流電圧発生装置は、この供給電流がスイッチング周波数に比例することを利用し、電流検出手段１２で検出した負荷電流に適当な一定ゲイン１７を乗じて共振型コンバータ１からの供給電流値と負荷に流れる負荷電流値とが等しくなるスイッチング周波数になるように制御器１４の出力に加算器１５を用いて加算するフィードフォワード制御を追加し、インバータ部２のスイッチング周波数を高速に制御して負荷電流の変化分を共振型コンバータ１から供給することで負荷電圧の変動を抑制するようにしていた。
【００１３】
【特許文献１】
特開２００２−１５９１７７号公報（第２−３頁、図１、図２）
【００１４】
【発明が解決しようとする課題】
特許文献１に記載の従来技術は、誤差増幅器及びパルス幅変調器で出力直流電圧値が基準電圧値と等しくなるようにフィードバック制御することで出力直流電圧を安定させるようにしている。しかし、負荷が四極管等の場合、出力電力を変化させて使用することがあり、このとき、出力電力の変化に伴って負荷電流が変化するため、上述のようなフィードバック制御のみでは出力直流電圧が変動する恐れがある。
【００１５】
一方、図１１に示す直流電圧発生装置では、電流検出手段で検出した負荷電流に一定ゲインを乗じて制御器の出力に加算するフィードフォワード制御でインバータ部のスイッチング周波数を高速に制御し、負荷電流の変化分を共振型コンバータから供給することで負荷電圧の変動を抑制するようにしていた。
【００１６】
しかし、図１２に示すように、インバータ部のスイッチング周波数と共振型コンバータからの供給電流の関係には直線性がない。このため、電流検出手段で検出した負荷電流に一定ゲインを乗じて制御器の出力に加算するフィードフォワード制御をしたとき、共振型コンバータからの供給電流と負荷電流との間に誤差が生じ、結果として負荷電圧が変動するという問題が生じていた。
【００１７】
また、インバータ部のスイッチングによって発生する共振電流の波高値Ｉｐｅａｋが共振型コンバータの入力直流電圧、つまり直流電源電圧に比例するよりも、共振型コンバータからの供給電流が直流電源電圧に比例する。したがって、共振型コンバータの入力である直流電源電圧が変動すると、インバータ部のスイッチング周波数が一定でも共振型コンバータからの供給電流値が変動する。
【００１８】
このため、直流電源電圧が変動すると、負荷電流と共振型コンバータからの供給電流との間に誤差が生じ、結果として負荷電圧が変動するという問題が生じていた。
【００１９】
さらに、共振型コンバータからの供給電流値と負荷電流値が等しくなるようなインバータ部のスイッチング周波数は、負荷両端にかかる負荷電圧の状態によって異なる。このため、負荷電圧の状態が変化することによって負荷に流れる電流値と共振型コンバータからの供給電流値との間に誤差が生じ、この場合も負荷電圧が変動するという問題が生じる。
【００２０】
本発明は、上記に鑑みてなされたもので、フィードフォワード制御に負荷電流Ｉｚ を負荷電流変換器でｆ−１（Ｉｚ ）に変換した出力を用いることで、インバータ部のスイッチング周波数と共振型コンバータからの供給電流の関係における非直線性を補正して共振型コンバータからの供給電流値と負荷電流値を等しく制御することができ、負荷電流の変動を適正に抑制することができて負荷電圧を一定に保つことができる直流電圧発生装置を提供することを目的とする。
【００２１】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決するために、請求項１記載の発明は、直流電源からの入力直流電圧を周期的にスイッチングするインバータ部、共振回路部及び整流回路部を順次備え、可変直流電圧を出力して負荷を駆動する共振型コンバータと、前記負荷の両端に印加される負荷電圧を検出する負荷電圧検出手段と、前記負荷に流れる負荷電流を検出する電流検出手段と、前記負荷電圧を基準値に制御する制御手段と、該制御手段の出力と前記電流検出手段の出力を加算する加算手段と、該加算手段の出力に比例した周波数で前記インバータ部のスイッチングタイミングを決定するスイッチングタイミング決定手段とを有する直流電圧発生装置であって、前記加算手段の出力値をｘとし、前記共振型コンバータから供給される電流値をｙとし、当該ｘとｙとの関係が
ｙ＝ｆ（ｘ）
で表されるとき、前記電流検出手段で検出された負荷電流Ｉｚ を入力とし、出力がｆ−１（Ｉｚ ）となるような演算機能を有する負荷電流変換手段を前記電流検出手段の次段に直列接続してなることを要旨とする。
【００２２】
電流検出手段で検出された負荷電流Ｉｚ が負荷電流変換手段でｆ−１（Ｉｚ ）に変換され、これを制御手段の出力に加算するフィードフォワード制御が実行される。これにより、インバータ部のスイッチング周波数と共振型コンバータからの供給電流との関係における非直線性が補正され、負荷電流値と共振型コンバータからの供給電流値とが等しく制御されて負荷電流の変動が適正に抑制される。
【００２３】
請求項２記載の発明は、直流電源からの入力直流電圧を周期的にスイッチングするインバータ部、共振回路部及び整流回路部を順次備え、可変直流電圧を出力して負荷を駆動する共振型コンバータと、前記直流電源の出力である直流電源電圧を検出する電源電圧検出手段と、前記負荷の両端に印加される負荷電圧を検出する負荷電圧検出手段と、前記負荷に流れる負荷電流を検出する電流検出手段と、前記負荷電圧を基準値に制御する制御手段と、該制御手段の出力と前記電流検出手段の出力を加算する加算手段と、該加算手段の出力に比例した周波数で前記インバータ部のスイッチングタイミングを決定するスイッチングタイミング決定手段とを有する直流電圧発生装置であって、前記加算手段の出力値をｘとし、前記共振型コンバータから供給される電流値をｙとし、当該ｘとｙとの関係が
ｙ＝ｆ（ｘ）
で表されるとき、前記電流検出手段で検出された負荷電流Ｉｚ を入力とし、出力がｆ−１（Ｉｚ ）となるように演算する演算部と、前記電源電圧検出手段で検出された直流電源電圧を入力とし、当該直流電源電圧に反比例した値Ｖｈ を前記演算部の出力ｆ−１（Ｉｚ ）に乗算する乗算部とを備え、出力がＶｈ ×ｆ−１（Ｉｚ ）となるような演算機能を有する負荷電流変換手段を前記電流検出手段の次段に直列接続してなることを要旨とする。
【００２４】
共振型コンバータからの供給電流は直流電源電圧に略比例する。電流検出手段で検出された負荷電流Ｉｚ が、負荷電流変換手段においてｆ−１（Ｉｚ ）に変換された後、これに直流電源電圧に反比例した値Ｖｈ が乗算されることで、請求項１記載の発明の作用に加えてさらに、直流電源電圧に変動が生じたときにも、負荷電流値と共振型コンバータからの供給電流値とを等しく制御することが可能となる。
【００２５】
請求項３記載の発明は、直流電源からの入力直流電圧を周期的にスイッチングするインバータ部、共振回路部及び整流回路部を順次備え、可変直流電圧を出力して負荷を駆動する共振型コンバータと、前記負荷の両端に印加される負荷電圧を検出する負荷電圧検出手段と、前記負荷に流れる負荷電流を検出する電流検出手段と、前記負荷電圧を基準値に制御する制御手段と、該制御手段の出力と前記電流検出手段の出力を加算する加算手段と、該加算手段の出力に比例した周波数で前記インバータ部のスイッチングタイミングを決定するスイッチングタイミング決定手段とを有する直流電圧発生装置であって、前記加算手段の出力値をｘとし、前記共振型コンバータから供給される電流値をｙとし、当該ｘとｙとの関係が
ｙ＝ｆ（ｘ）
で表されるとき、入力信号Ｉｚ に対する出力信号がｆ−１（Ｉｚ ）の関係となるような離散データを予め１次元の配列として記憶し、前記電流検出手段で検出された負荷電流Ｉｚ が入力されたとき、出力がｆ−１（Ｉｚ ）となるような機能を有する負荷電流変換手段を前記電流検出手段の次段に直列接続してなることを要旨とする。
【００２６】
負荷電流変換手段には、入力信号Ｉｚ に対する出力信号ｆ−１（Ｉｚ ）の関係が離散データとして記憶されているので、インバータ部のスイッチング周波数と共振型コンバータからの供給電流との関係に特異点が存在して関数近似することが困難な場合においても、そのスイッチング周波数と供給電流との関係における非直線性が確実に補正されて負荷電流値と共振型コンバータからの供給電流値とを等しく制御することができ、負荷電流の変動を適正に抑制することが可能となる。
【００２７】
請求項４記載の発明は、直流電源からの入力直流電圧を周期的にスイッチングするインバータ部、共振回路部及び整流回路部を順次備え、可変直流電圧を出力して負荷を駆動する共振型コンバータと、前記直流電源の出力である直流電源電圧を検出する電源電圧検出手段と、前記負荷の両端に印加される負荷電圧を検出する負荷電圧検出手段と、前記負荷に流れる負荷電流を検出する電流検出手段と、前記負荷電圧を基準値に制御する制御手段と、該制御手段の出力と前記電流検出手段の出力を加算する加算手段と、該加算手段の出力に比例した周波数で前記インバータ部のスイッチングタイミングを決定するスイッチングタイミング決定手段とを有する直流電圧発生装置であって、前記電源電圧検出手段で検出された直流電源電圧が（Ｖ１ ）ｋ の状態において、前記加算手段の出力値をｘとし、前記共振型コンバータから供給される電流値をｙとし、当該ｘとｙとの関係が
ｙ＝ｆｋ （ｘ） ｋ＝１、２、３、…
と表されるとき、前記直流電源電圧が（Ｖ１ ）ｋ （ｋ＝１、２、３、…）の状態のとき、当該各ｋに対して入力信号Ｉｚ に対する出力信号がｆ−１ ｋ （Ｉｚ ）の関係となるような離散データを予め２次元の配列として記憶し、前記直流電源電圧が（Ｖ１ ）ｋ の状態において、前記電流検出手段で検出された負荷電流Ｉｚ が入力されたとき、出力がｆ−１ ｋ （Ｉｚ ）となるような機能を有する負荷電流変換手段を前記電流検出手段の次段に直列接続してなることを要旨とする。
【００２８】
負荷電流変換手段には、直流電源電圧が（Ｖ１ ）ｋ （ｋ＝１、２、３、…）の状態のとき、各ｋに対して入力信号Ｉｚ に対する出力信号ｆ−１ ｋ （Ｉｚ ）の関係が離散データとして記憶されているので、請求項３記載の発明の作用に加えてさらに、直流電源電圧に変動が生じたときにも、負荷電流値と共振型コンバータからの供給電流値とを等しく制御することが可能となる。
【００２９】
請求項５記載の発明は、直流電源からの入力直流電圧を周期的にスイッチングするインバータ部、共振回路部及び整流回路部を順次備え、可変直流電圧を出力して負荷を駆動する共振型コンバータと、前記負荷の両端に印加される負荷電圧を検出する負荷電圧検出手段と、前記負荷に流れる負荷電流を検出する電流検出手段と、前記負荷電圧を基準値に制御する制御手段と、該制御手段の出力と前記電流検出手段の出力を加算する加算手段と、該加算手段の出力に比例した周波数で前記インバータ部のスイッチングタイミングを決定するスイッチングタイミング決定手段とを有する直流電圧発生装置であって、前記負荷電圧検出手段で検出された負荷電圧が（ＶＬ ）ｍ の状態において、前記加算手段の出力値をｘとし、前記共振型コンバータから供給される電流値をｙとし、当該ｘとｙとの関係が
ｙ＝ｆｍ （ｘ） ｍ＝１、２、３、…
と表されるとき、前記負荷電圧が（ＶＬ ）ｍ （ｍ＝１、２、３、…）の状態のとき、当該各ｍに対して入力信号Ｉｚ に対する出力信号がｆ−１ ｍ （Ｉｚ ）の関係となるような離散データを予め２次元の配列として記憶し、前記負荷電圧が（ＶＬ ）ｍ の状態において、前記電流検出手段で検出された負荷電流Ｉｚ が入力されたとき、出力がｆ−１ ｍ （Ｉｚ ）となるような機能を有する負荷電流変換手段を前記電流検出手段の次段に直列接続してなることを要旨とする。
【００３０】
共振型コンバータからの供給電流値はインバータ部のスイッチング周波数が同じでも負荷電圧の状態によって異なる。負荷電流変換手段には、負荷電圧が（ＶＬ ）ｍ （ｍ＝１、２、３、…）の状態のとき、各ｍに対して入力信号Ｉｚ に対する出力信号ｆ−１ ｍ（Ｉｚ ）の関係が離散データとして記憶されているので、請求項３記載の発明の作用に加えてさらに、負荷電圧に変動が生じたときにも、負荷電流値と共振型コンバータからの供給電流値とを等しく制御することが可能となる。
【００３１】
請求項６記載の発明は、直流電源からの入力直流電圧を周期的にスイッチングするインバータ部、共振回路部及び整流回路部を順次備え、可変直流電圧を出力して負荷を駆動する共振型コンバータと、前記直流電源の出力である直流電源電圧を検出する電源電圧検出手段と、前記負荷の両端に印加される負荷電圧を検出する負荷電圧検出手段と、前記負荷に流れる負荷電流を検出する電流検出手段と、前記負荷電圧を基準値に制御する制御手段と、該制御手段の出力と前記電流検出手段の出力を加算する加算手段と、該加算手段の出力に比例した周波数で前記インバータ部のスイッチングタイミングを決定するスイッチングタイミング決定手段とを有する直流電圧発生装置であって、前記電源電圧検出手段で検出された直流電源電圧がＶｋ （ｋ＝１、２、３、…）及び前記負荷電圧検出手段で検出された負荷電圧が（ＶＬ ）ｍ （ｍ＝１、２、３、…）の状態において、前記加算手段の出力値をｘとし、前記共振型コンバータから供給される電流値をｙとし、当該ｘとｙとの関係が
ｙ＝ｆｋ 、 ｍ（ｘ） ｋ、ｍ＝１、２、３、…
と表されるとき、前記直流電源電圧がＶｋ 及び前記負荷電圧が（ＶＬ ）ｍ の状態のとき、当該各ｋ、ｍに対して入力信号Ｉｚ に対する出力信号がｆ−１ ｋ 、 ｍ（Ｉｚ ）の関係となるような離散データを予め３次元の配列として記憶し、前記直流電源電圧がＶｋ 、前記負荷電圧がＶｍ の状態において、前記電流検出手段で検出された負荷電流Ｉｚ が入力されたとき、出力がｆ−１ ｋ 、 ｍ（Ｉｚ ）となるような機能を有する負荷電流変換手段を前記電流検出手段の次段に直列接続してなることを要旨とする。
【００３２】
負荷電流変換手段には、直流電源電圧がＶｋ 、負荷電圧が（ＶＬ ）ｍ の状態のとき、各ｋ、ｍに対して入力信号Ｉｚ に対する出力信号ｆ−１ ｋ 、 ｍ（Ｉｚ ）の関係が離散データとして記憶されているので、請求項３記載の発明の作用に加えてさらに、直流電源電圧及び負荷電圧に変動が生じたときにも、負荷電流値と共振型コンバータからの供給電流値とを等しく制御することが可能となる。
【００３３】
請求項７記載の発明は、直流電源からの入力直流電圧を周期的にスイッチングするインバータ部、共振回路部及び整流回路部を順次備え、可変直流電圧を出力して負荷を駆動する共振型コンバータと、前記負荷の両端に印加される負荷電圧を検出する負荷電圧検出手段と、前記負荷に流れる負荷電流を検出する電流検出手段と、前記負荷電圧を基準値に制御する制御手段と、該制御手段の出力と前記電流検出手段の出力を加算する加算手段と、該加算手段の出力に比例した周波数で前記インバータ部のスイッチングタイミングを決定するスイッチングタイミング決定手段とを有する直流電圧発生装置であって、前記加算手段の出力値をｘとし、前記共振型コンバータから供給される電流値をｙとし、当該ｘとｙとの関係が
ｙ＝ｆ（ｘ）
で表されるとき、前記電流検出手段で検出された負荷電流Ｉｚ を入力とし、当該入力された負荷電流Ｉｚ の値に応じて１〜ｎ番目のゲインＫ１ …Ｋｎ をゲイン選択手段を用いて選択し、前記負荷電流Ｉｚ にゲインＫ１ …Ｋｎ の何れかを乗じ、前記１〜ｎ番目の各区間における負荷電流Ｉｚ とゲインとの乗算結果がｆ−１（Ｉｚ ）に等しくなるような機能を有する負荷電流変換手段を前記電流検出手段の次段に直列接続してなることを要旨とする。
【００３４】
負荷電流変換手段は、入力した負荷電流Ｉｚ の値に応じて１〜ｎ番目のゲインＫ１ …Ｋｎ を選択し、この１〜ｎ番目の各区間において負荷電流Ｉｚ と選択したゲインとを乗算し、その乗算結果がｆ−１（Ｉｚ ）に等しくなる。したがって、負荷電流Ｉｚ の値に応じた各区間で出力がｆ−１（Ｉｚ ）となるように直線近似することが可能となり、全体としてインバータ部のスイッチング周波数と共振型コンバータからの供給電流との関係における非直線性が補正され、負荷電流値と共振型コンバータからの供給電流値とが等しく制御されて負荷電流の変動が適正に抑制される。
【００３５】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態を図面に基づいて説明する。
【００３６】
図１及び図２は、本発明の第１の実施の形態を示す図である。なお、図１及び後述の各実施の形態を示す図において前記図１１における構成要素と同一ないし均等のものは、前記と同一符号を以て示し、重複した説明を省略する。
【００３７】
本実施の形態では、加算器１５の出力値をｘとし、共振型コンバータ１からの供給電流値をｙとし、ｘとｙとの関係が
ｙ＝ｆ（ｘ） …（１）
で表されるとき、電流検出手段１２で検出された負荷電流値がＩｚ のとき、入力Ｉｚ に対して、出力がｆ−１（Ｉｚ ）となるような演算機能を有する負荷電流変換手段としての負荷電流変換器２０が電流検出手段１２の次段に直列接続されている。
【００３８】
共振型コンバータ１からの供給電流は、理論的にはインバータ部２のスイッチング周波数に比例する。しかし、一般的には直線性を示さないため、負荷電流Ｉｚ に一定ゲインを乗じてフィードフォワード制御しても誤差が生じる。このため、負荷電流が変動したとき、負荷１０の両端に印加される負荷電圧が変動する。
【００３９】
これに対し、本実施の形態では、電流検出手段１２で検出された負荷電流Ｉｚ に対し、負荷電流変換器２０により式（１）における供給電流値ｙを負荷電流値Ｉｚ に置換えたｙ＝ｆ（ｘ）の逆関数に相当するｆ−１（Ｉｚ ）に変換して制御器１４の出力に加算するフィードフォワード制御を実行している。これにより、インバータ部２のスイッチング周波数と共振型コンバータ１からの供給電流の関係における非直線性が補正され、ｘ＝ｆ−１（Ｉｚ ）を式（１）に代入すると、ｙ＝Ｉｚ となることからも分かるように、共振型コンバータ１からの供給電流値ｙと負荷１０に流れる電流値Ｉｚ が一致する。つまり、平滑コンデンサ９に流れ込む電流値と流れ出す電流値を等しくすることができる。このため、負荷１０の両端に印加される負荷電圧を一定に保つことができる。
【００４０】
図２に負荷電流Ｉｚ と負荷電流変換器出力ｆ−１（Ｉｚ ）との関係を示す。図中の点線は６次の多項式でインバータ部２のスイッチング周波数と共振型コンバータ１からの供給電流の関係を近似している。
【００４１】
上記のように、本実施の形態は、フィードフォワード制御に負荷電流変換器出力ｆ−１（Ｉｚ ）を用いることで、インバータ部２のスイッチング周波数と共振型コンバータ１からの供給電流の関係における非直線性が補正され、共振型コンバータ１からの供給電流値と負荷電流値を等しく制御することができ、負荷電流の変動を適正に抑制することができて負荷１０の両端に印加される負荷電圧を一定に保つことができる。
【００４２】
図３には、本発明の第２の実施の形態を示す。本実施の形態では、電流検出手段１２の次段に直列接続された負荷電流変換器２１に、電流検出手段１２で検出された負荷電流Ｉｚ を入力とし、出力がｆ−１（Ｉｚ ）になるように演算する演算部２１ａと、電源電圧検出手段１３により検出された直流電源電圧に反比例した値Ｖｈ を、演算部２１ａの出力ｆ−１（Ｉｚ ）に乗算する乗算部２１ｂとが備えられている。演算部２１ａは、上記第１の実施の形態における負荷電流変換器そのものの演算機能を有しており、入力電流Ｉｚ をｆ−１（Ｉｚ ）に変換して出力する。負荷電流変換器２１は、負荷電流Ｉｚ をｆ−１（Ｉｚ ）に変換した結果に、電源電圧検出手段１３により検出した直流電源電圧Ｖｄｃに反比例した値Ｖｈ を乗じて新たにＶｈ ×ｆ−１（Ｉｚ ）を出力する。
【００４３】
共振型コンバータ１の共振回路で発生する共振電流の波高値はインバータ部２に入力される直流電源電圧に比例する。したがって、共振型コンバータ１からの供給電流はインバータ部２のスイッチング周波数が一定のとき、直流電源電圧に略比例する。
【００４４】
したがって、本実施の形態は、ある直流電源電圧Ｖｄｃ１のときに前記式（１）を満たす関数をｆとすると任意の直流電源電圧Ｖｄｃのとき、
Ｖｄｃ／Ｖｄｃ１＝Ｖｈ …（２）
を満たすＶｈ を、演算部２１ａの出力ｆ−１（Ｉｚ ）に乗じてＶｈ ×ｆ−１（Ｉｚ ）を負荷電流変換器２１の出力とすることにより、直流電源電圧が上昇したときは共振型コンバータ１からの供給電流を下げるように、また直流電源電圧が低下したときは共振型コンバータ１からの供給電流を上げるように動作する。
【００４５】
上記のように、本実施の形態は、フィードフォワード制御に負荷電流変換器出力Ｖｈ ×ｆ−１（Ｉｚ ）を用いることで、インバータ部２のスイッチング周波数と共振型コンバータ１からの供給電流の関係における非直線性が補正され、直流電源電圧に変動が生じたときにも、共振型コンバータ１からの供給電流値と負荷電流値を等しく制御することができ、負荷電流の変動を適正に抑制することができて負荷１０の両端に印加される負荷電圧を一定に保つことができる。
【００４６】
図４及び図５には、本発明の第３の実施の形態を示す。本実施の形態では、図４に示すように、負荷電流変換器２２が記憶装置２２ａで構成されており、予め入力信号Ｉｚ に対する出力信号ｆ−１（Ｉｚ ）が１対１の関係で記憶されている。データは入力データ、出力データともに離散データである。そして、負荷電流変換器２２は、電流検出手段１２で検出された負荷電流Ｉｚ が入力されると、この負荷電流Ｉｚ の値に対応したｆ−１（Ｉｚ ）が出力されるようになっている。
【００４７】
上記のように、本実施の形態は、負荷電流変換器２２に、入力信号Ｉｚ に対する出力信号ｆ−１（Ｉｚ ）の関係が離散データとして記憶されているので、インバータ部２のスイッチング周波数と共振型コンバータ１からの供給電流との関係に、図５に示すように特異点が存在して関数近似することが困難な場合においても、そのスイッチング周波数と供給電流との関係における非直線性が確実に補正されて共振型コンバータ１からの供給電流値と負荷電流値を等しく制御することができ、負荷電流の変動を適正に抑制することができて負荷１０の両端に印加される負荷電圧を一定に保つことができる。
【００４８】
図６には、本発明の第４の実施の形態を示す。本実施の形態では、負荷電流変換器２３が記憶装置２３ａで構成されており、電源電圧検出手段１３で検出された直流電源電圧が（Ｖ１ ）ｋ の状態において、加算器１５の出力値をｘとし、共振型コンバータ１からの供給電流値をｙとし、ｘとｙとの関係が
ｙ＝ｆｋ （ｘ） ｋ＝１、２、３、… …（３）
と表されるとき、直流電源電圧が（Ｖ１ ）ｋ （ｋ＝１、２、３、…）の状態のとき、各ｋに対して入力信号Ｉｚ に対する出力信号がｆ−１ ｋ （Ｉｚ ）の関係となるような離散データが２次元の配列として記憶されている。
【００４９】
負荷電流変換器２３は、直流電源電圧が（Ｖ１ ）ｋ の状態において、電流検出手段１２で検出された負荷電流Ｉｚ が入力されたとき、ｆ−１ ｋ （Ｉｚ ）を出力し、この出力ｆ−１ ｋ （Ｉｚ ）が制御器１４の出力に加算されてフィードフォワード制御が実行される。
【００５０】
上記のように、本実施の形態は、負荷電流変換器２３に、直流電源電圧が（Ｖ１ ）ｋ （ｋ＝１、２、３、…）の状態のとき、各ｋに対して入力信号Ｉｚ に対する出力信号ｆ−１ ｋ （Ｉｚ ）の関係が離散データとして記憶されているので、直流電源電圧に変動が生じたときにも、インバータ部２のスイッチング周波数と共振型コンバータ１からの供給電流との関係における非直線性が確実に補正されて負荷電流値と共振型コンバータ１からの供給電流値とを等しく制御することができ、負荷電流の変動を適正に抑制することができて負荷１０の両端に印加される負荷電圧を一定に保つことができる。
【００５１】
図７には、本発明の第５の実施の形態を示す。本実施の形態では、負荷電流変換器２４が記憶装置２４ａで構成されており、負荷電圧検出手段１１で検出された負荷電圧が（ＶＬ ）ｍ の状態において、加算器１５の出力値をｘとし、共振型コンバータ１からの供給電流値をｙとし、ｘとｙとの関係が
ｙ＝ｆｍ （ｘ） ｍ＝１、２、３、… …（４）
と表されるとき、負荷電圧が（ＶＬ ）ｍ （ｍ＝１、２、３、…）の状態のとき、各ｍに対して入力信号Ｉｚ に対する出力信号がｆ−１ ｍ （Ｉｚ ）の関係となるような離散データが２次元の配列として記憶されている。
【００５２】
負荷電流変換器２４は、負荷電圧が（ＶＬ ）ｍ の状態において、電流検出手段で１２で検出された負荷電流Ｉｚ が入力されたとき、ｆ−１ ｍ （Ｉｚ ）を出力し、この出力ｆ−１ ｍ （Ｉｚ ）が制御器１４の出力に加算されてフィードフォワード制御が実行される。
【００５３】
共振型コンバータからの供給電流値はインバータ部のスイッチング周波数が同じでも負荷電圧の状態によって異なる。本実施の形態は、負荷電流変換器２４に、負荷電圧が（ＶＬ ）ｍ （ｍ＝１、２、３、…）の状態のとき、各ｍに対して入力信号Ｉｚ に対する出力信号ｆ−１ ｍ （Ｉｚ ）の関係が離散データとして記憶されているので、負荷電圧に変動が生じたときにも、インバータ部２のスイッチング周波数と共振型コンバータ１からの供給電流との関係における非直線性が確実に補正されて負荷電流値と共振型コンバータ１からの供給電流値とを等しく制御することができ、負荷電流の変動を適正に抑制することができて負荷１０の両端に印加される負荷電圧を一定に保つことができる。
【００５４】
図８には、本発明の第６の実施の形態を示す。本実施の形態では、負荷電流変換器２５が記憶装置で構成されており、電源電圧検出手段１３で検出された直流電源電圧がＶｋ （ｋ＝１、２、３、…）及び負荷電圧検出手段１１で検出された負荷電圧が（ＶＬ ）ｍ （ｍ＝１、２、３、…）の状態において、加算器１５の出力値をｘとし、共振型コンバータ１からの供給電流値をｙとし、ｘとｙとの関係が
ｙ＝ｆｋ 、 ｍ（ｘ） ｋ、ｍ＝１、２、３、… …（５）
と表されるとき、直流電源電圧がＶｋ 及び前記負荷電圧が（ＶＬ ）ｍ の状態のとき、各ｋ、ｍに対して入力信号Ｉｚ に対する出力信号がｆ−１ ｋ 、 ｍ（Ｉｚ ）の関係となるような離散データが３次元の配列として記憶されている。
【００５５】
負荷電流変換器２５は、直流電源電圧がＶｋ 、負荷電圧がＶｍ の状態において、電流検出手段１２で検出された負荷電流Ｉｚ が入力されたとき、ｆ−１ ｋ 、 ｍ（Ｉｚ ）を出力し、この出力ｆ−１ ｋ 、 ｍ（Ｉｚ ）が制御器１４の出力に加算されてフィードフォワード制御が実行される。
【００５６】
上記のように、本実施の形態は、負荷電流変換器２５に、直流電源電圧がＶｋ 、負荷電圧が（ＶＬ ）ｍ の状態のとき、各ｋ、ｍに対して入力信号Ｉｚ に対する出力信号ｆ−１ ｋ 、 ｍ（Ｉｚ ）の関係が離散データとして記憶されているので、直流電源電圧及び負荷電圧に変動が生じたときにも、インバータ部２のスイッチング周波数と共振型コンバータ１からの供給電流との関係における非直線性が確実に補正されて負荷電流値と共振型コンバータ１からの供給電流値とを等しく制御することができ、負荷電流の変動を適正に抑制することができて負荷１０の両端に印加される負荷電圧を一定に保つことができる。
【００５７】
図９及び図１０には、本発明の第７の実施の形態を示す。本実施の形態では、負荷電流変換器２６は、加算器１５の出力値をｘとし、共振型コンバータ１からの供給電流値をｙとし、ｘとｙとの関係が前記式（１）で表されるとき、入力された負荷電流Ｉｚ の値に応じて１〜ｎ番目のゲインＫ１ …Ｋｎ をゲイン選択手段２６ａを用いて選択し、負荷電流Ｉｚ にゲインＫ１ …Ｋｎ の何れかを乗じ、１〜ｎ番目の各区間における負荷電流Ｉｚ とゲインとの乗算結果がｆ−１（Ｉｚ ）に等しくなるような機能を有している。
【００５８】
負荷電流変換器２６は、入力した負荷電流Ｉｚ の値に応じて１〜ｎ番目のゲインＫ１ …Ｋｎ を選択し、この１〜ｎ番目の各区間において負荷電流Ｉｚ と選択したゲインとを乗算し、その乗算結果がｆ−１（Ｉｚ ）に等しくなる。したがって、図１０に入力負荷電流Ｉｚ と負荷電流変換器出力ｆ−１（Ｉｚ ）との関係を示すように、負荷電流Ｉｚ の値に応じた各区間で出力がｆ−１（Ｉｚ ）となるように直線近似することが可能となる。この結果、全体としてインバータ部のスイッチング周波数と共振型コンバータからの供給電流との関係における非直線性が補正されて負荷電流値と共振型コンバータ１からの供給電流値とを等しく制御することができ、負荷電流の変動を適正に抑制することができて負荷１０の両端に印加される負荷電圧を一定に保つことができる。
【００５９】
【発明の効果】
以上説明したように、請求項１、７記載の発明によれば、フィードフォワード制御に、電流検出手段で検出した負荷電流Ｉｚ を負荷電流変換器でｆ−１（Ｉｚ ）に変換した出力を用いたので、インバータ部のスイッチング周波数と共振型コンバータからの供給電流の関係における非直線性を補正して共振型コンバータからの供給電流値と負荷電流値を等しく制御することができ、負荷電流の変動を適正に抑制することができて負荷電圧を一定に保つことができる。
【００６０】
請求項２記載の発明によれば、電流検出手段で検出した負荷電流Ｉｚ を、負荷電流変換手段においてｆ−１（Ｉｚ ）に変換した後、これに直流電源電圧に反比例した値Ｖｈ を乗算し、フィードフォワード制御には、Ｖｈ ×ｆ−１（Ｉｚ ）に変換した出力を用いたので、請求項１記載の発明の効果に加えてさらに、直流電源電圧に変動が生じたときにも、負荷電流値と共振型コンバータからの供給電流値とを等しく制御することができる。
【００６１】
請求項３記載の発明によれば、負荷電流変換手段には、入力信号Ｉｚ に対する出力信号ｆ−１（Ｉｚ ）の関係となる離散データが１次元の配列として記憶されているので、請求項１記載の発明の効果に加えてさらに、インバータ部のスイッチング周波数と共振型コンバータからの供給電流との関係に特異点が存在して関数近似することが困難な場合においても、そのスイッチング周波数と供給電流との関係における非直線性を確実に補正して負荷電流値と共振型コンバータからの供給電流値とを等しく制御することができる。
【００６２】
請求項４記載の発明によれば、負荷電流変換手段には、直流電源電圧が（Ｖ１ ）ｋ （ｋ＝１、２、３、…）の状態のとき、各ｋに対して入力信号Ｉｚ に対する出力信号ｆ−１ ｋ （Ｉｚ ）の関係となる離散データが２次元の配列として記憶されているので、請求項３記載の発明の効果に加えてさらに、直流電源電圧に変動が生じたときにも、負荷電流値と共振型コンバータからの供給電流値とを等しく制御することができる。
【００６３】
請求項５記載の発明によれば、負荷電流変換手段には、負荷電圧が（ＶＬ ）ｍ （ｍ＝１、２、３、…）の状態のとき、各ｍに対して入力信号Ｉｚ に対する出力信号ｆ−１ ｍ （Ｉｚ ）の関係となる離散データが２次元の配列として記憶されているので、請求項３記載の発明の効果に加えてさらに、負荷電圧に変動が生じたときにも、負荷電流値と共振型コンバータからの供給電流値とを等しく制御することができる。
【００６４】
請求項６記載の発明によれば、負荷電流変換手段には、直流電源電圧がＶｋ 、負荷電圧が（ＶＬ ）ｍ の状態のとき、各ｋ、ｍに対して入力信号Ｉｚ に対する出力信号ｆ−１ ｋ 、 ｍ（Ｉｚ ）の関係となる離散データが３次元の配列として記憶されているので、請求項３記載の発明の効果に加えてさらに、直流電源電圧及び負荷電圧に変動が生じたときにも、負荷電流値と共振型コンバータからの供給電流値とを等しく制御することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施の形態である直流電圧発生装置の回路図である。
【図２】上記第１の実施の形態における負荷電流と負荷電流変換器出力の関係を示す特性図である。
【図３】本発明の第２の実施の形態の回路図である。
【図４】本発明の第３の実施の形態の回路図である。
【図５】上記第３の実施の形態におけるスイッチング周波数と共振型コンバータ供給電流の関係を示す特性図である。
【図６】本発明の第４の実施の形態の回路図である。
【図７】本発明の第５の実施の形態の回路図である。
【図８】本発明の第６の実施の形態の回路図である。
【図９】本発明の第７の実施の形態の回路図である。
【図１０】上記第７の実施の形態における負荷電流と負荷電流変換器出力の関係を示す特性図である。
【図１１】従来の直流電圧発生装置の回路図である。
【図１２】上記従来例におけるスイッチング周波数と共振型コンバータ供給電流の関係を示す特性図である。
【符号の説明】
１ 共振型コンバータ
２ インバータ部
３ 直流電源
６ 共振回路部を構成する共振用コンデンサ
８ 全波整流器（整流回路部）
１０ 負荷
１１ 負荷電圧検出手段
１２ 電流検出手段
１３ 電源電圧検出手段
１４ 制御器（制御手段）
１５ 加算器（加算手段）
１６ スイッチングタイミング決定手段
２０、２１、２２、２３、２４、２５、２６ 負荷電流変換器（負荷電流変換手段）
２１ａ 演算部
２１ｂ 乗算部
２２ａ、２３ａ、２４ａ 記憶装置
２６ａ ゲイン選択手段
【発明の属する技術分野】
本発明は、高安定な直流電圧が要求され、かつ負荷電流が変動するような、例えば四極管やクライストロンといった真空管やトランジスタ等の負荷に対して、負荷電流が変動した際も、負荷電圧の変動を高速に抑制することで、負荷に高安定な直流電力を供給することが可能な直流電圧発生装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来の電源装置としては、オン・オフを繰り返すことで入力直流電圧からパルス電圧を生成するスイッチング素子と、生成したパルス電圧を直流電圧に変換し出力するトランス及び整流平滑回路と、出力直流電圧と基準電圧を比較し、その差電圧を増幅する誤差増幅器と、外部から入力されたタイミング信号により誤差増幅器の遅れ分を補償する電圧波形を生成し出力する波形生成回路と、誤差増幅器と波形生成回路から出力される電圧を加算して出力する加算器と、加算器の出力電圧をスイッチング素子を駆動するスイッチングパルスに変換し出力するパルス幅変調器とを具備し、出力直流電圧でレーダ、通信用送信機等の負荷を駆動するようにしている。
【０００３】
そして、出力直流電圧を誤差増幅器に入力して基準電圧との差電圧を増幅し、この誤差増幅器の出力と波形生成回路の出力とを加算器で加算し、パルス幅変調器では入力された加算器出力に基づいてスイッチングパルスのパルス幅を変調しスイッチング素子のオン・オフの間隔を制御して基準電圧と出力直流電圧の差が無くなるようにしている。即ち、誤差増幅器及びパルス幅変調器で出力直流電圧値が基準電圧値と等しくなるようにフィードバック制御することで出力直流電圧を安定させるようにしている（例えば、特許文献１参照）。
【０００４】
しかし、負荷が四極管等の場合、後述するように、出力電力を変化させて使用することがあり、このとき、出力電力の変化に伴って負荷電流が変化するため、上述のようなフィードバック制御のみでは出力直流電圧（負荷電圧）が変動する恐れがある。
【０００５】
これに対し、負荷電流に関連したフィードフォワード制御を、さらに追加することにより、負荷電流が変化しても負荷電圧の変動を抑制するようにした従来の直流電圧発生装置としては、例えば図１１に示すようなものがある。同図において、直流電源３と、第１〜第４のスイッチング素子４ａ〜４ｄ及び各スイッチング素子４ａ〜４ｄに逆並列に接続された還流用ダイオード５ａ〜５ｄからなるインバータ部２と、インバータ部２の出力端子間に共振用コンデンサ６を介して１次巻線が接続された昇圧用トランス７と、昇圧用トランス７の２次巻線に接続された全波整流器（整流回路部）８とで共振型コンバータ１が構成されている。共振型コンバータ１内には共振用コンデンサ６と昇圧用トランス７の漏れインダクタンスにより共振回路部が形成されている。
【０００６】
インバータ部２内の接続関係をさらに説明すると、第１のスイッチング素子４ａを正極側、第２のスイッチング素子４ｂを負極側とするスイッチ直列接続回路と、第３のスイッチング素子４ｃを正極側、第４のスイッチング素子４ｄを負極側とするスイッチ直列接続回路とが並列接続され、各スイッチ直列接続回路の正極側が直流電源３の正極に接続され、各スイッチ直列接続回路の負極側が直流電源３の負極に接続されている。第１及び第２のスイッチング素子４ａ、４ｂの相互接続点と第３及び第４のスイッチング素子４ｃ、４ｄの相互接続点との間に、共振用コンデンサ６を介して昇圧用トランス７の１次巻線が接続されている。
【０００７】
共振型コンバータ１の出力端子間に平滑用コンデンサ９が接続され、平滑用コンデンサ９と並列に負荷１０が接続されている。負荷１０は、例えば四極管やクライストロンといった真空管やトランジスタ等である。図１１では、負荷１０として四極管が接続されている。
【０００８】
また、直流電圧発生装置にはさらに、負荷１０の両端に印加される負荷電圧を検出する負荷電圧検出手段１１、負荷１０に流れる負荷電流を検出する電流検出手段１２、負荷電圧検出手段１１によって検出された負荷電圧を基準値に制御する制御器（制御手段）１４、制御器１４の出力と電流検出手段１２の出力を加算する加算器（加算手段）１５、及び加算器１５の出力に比例した周波数でインバータ部２のスイッチングタイミングを決定するスイッチングタイミング決定手段１６が設けられている。
【０００９】
そして、インバータ部２の第１と第４のスイッチング素子４ａ、４ｄを同時に点弧することにより共振用コンデンサ６と昇圧用トランス７の漏れインダクタンスによって構成される共振回路に共振電流が流れ、昇圧用トランス７によって昇圧され、全波整流器８によって整流され、整流された電荷によって平滑コンデンサ９を充電し負荷１０に供給する直流電圧を発生させる。次にインバータ部２の第２と第３のスイッチング素子４ｂ、４ｃを同時に点弧することにより、前記と同様の共振電流が流れる。この動作を繰り返すことにより負荷１０に対し直流電力を供給する。
【００１０】
負荷１０である四極管は、バイアスとしてアノード・カソード間に一定の直流電圧を印加し、コントロールグリッドの電圧を変化させることでアノード・カソード間に流れる電流を変化させて電力増幅をする。このとき、アノード・カソード間の電圧が変動すると、四極管の出力電力が変動するため安定した電力増幅が行われない。このため、負荷電圧を負荷電圧検出手段１１を用いて検出し、制御器１４で負荷電圧を基準値にフィードバック制御することで負荷電圧の変動を抑制している。
【００１１】
また、四極管等の負荷１０では、出力電力を変化させて使用することがある。このとき、出力電力の変化に伴って負荷電流が変化するため、フィードバック制御のみでは負荷電圧が変動する。
【００１２】
ここで、図１２に示すように、インバータ部２の１スイッチング毎の共振電流は、共振用コンデンサ６と昇圧用トランス７の漏れインダクタンスによって構成される共振回路によって決定される。このため、回路条件が固定であれば共振型コンバータ１からの供給電流は、理論的にインバータ部２のスイッチング周波数に比例する。共振型コンバータ１を用いた直流電圧発生装置は、この供給電流がスイッチング周波数に比例することを利用し、電流検出手段１２で検出した負荷電流に適当な一定ゲイン１７を乗じて共振型コンバータ１からの供給電流値と負荷に流れる負荷電流値とが等しくなるスイッチング周波数になるように制御器１４の出力に加算器１５を用いて加算するフィードフォワード制御を追加し、インバータ部２のスイッチング周波数を高速に制御して負荷電流の変化分を共振型コンバータ１から供給することで負荷電圧の変動を抑制するようにしていた。
【００１３】
【特許文献１】
特開２００２−１５９１７７号公報（第２−３頁、図１、図２）
【００１４】
【発明が解決しようとする課題】
特許文献１に記載の従来技術は、誤差増幅器及びパルス幅変調器で出力直流電圧値が基準電圧値と等しくなるようにフィードバック制御することで出力直流電圧を安定させるようにしている。しかし、負荷が四極管等の場合、出力電力を変化させて使用することがあり、このとき、出力電力の変化に伴って負荷電流が変化するため、上述のようなフィードバック制御のみでは出力直流電圧が変動する恐れがある。
【００１５】
一方、図１１に示す直流電圧発生装置では、電流検出手段で検出した負荷電流に一定ゲインを乗じて制御器の出力に加算するフィードフォワード制御でインバータ部のスイッチング周波数を高速に制御し、負荷電流の変化分を共振型コンバータから供給することで負荷電圧の変動を抑制するようにしていた。
【００１６】
しかし、図１２に示すように、インバータ部のスイッチング周波数と共振型コンバータからの供給電流の関係には直線性がない。このため、電流検出手段で検出した負荷電流に一定ゲインを乗じて制御器の出力に加算するフィードフォワード制御をしたとき、共振型コンバータからの供給電流と負荷電流との間に誤差が生じ、結果として負荷電圧が変動するという問題が生じていた。
【００１７】
また、インバータ部のスイッチングによって発生する共振電流の波高値Ｉｐｅａｋが共振型コンバータの入力直流電圧、つまり直流電源電圧に比例するよりも、共振型コンバータからの供給電流が直流電源電圧に比例する。したがって、共振型コンバータの入力である直流電源電圧が変動すると、インバータ部のスイッチング周波数が一定でも共振型コンバータからの供給電流値が変動する。
【００１８】
このため、直流電源電圧が変動すると、負荷電流と共振型コンバータからの供給電流との間に誤差が生じ、結果として負荷電圧が変動するという問題が生じていた。
【００１９】
さらに、共振型コンバータからの供給電流値と負荷電流値が等しくなるようなインバータ部のスイッチング周波数は、負荷両端にかかる負荷電圧の状態によって異なる。このため、負荷電圧の状態が変化することによって負荷に流れる電流値と共振型コンバータからの供給電流値との間に誤差が生じ、この場合も負荷電圧が変動するという問題が生じる。
【００２０】
本発明は、上記に鑑みてなされたもので、フィードフォワード制御に負荷電流Ｉｚ を負荷電流変換器でｆ−１（Ｉｚ ）に変換した出力を用いることで、インバータ部のスイッチング周波数と共振型コンバータからの供給電流の関係における非直線性を補正して共振型コンバータからの供給電流値と負荷電流値を等しく制御することができ、負荷電流の変動を適正に抑制することができて負荷電圧を一定に保つことができる直流電圧発生装置を提供することを目的とする。
【００２１】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決するために、請求項１記載の発明は、直流電源からの入力直流電圧を周期的にスイッチングするインバータ部、共振回路部及び整流回路部を順次備え、可変直流電圧を出力して負荷を駆動する共振型コンバータと、前記負荷の両端に印加される負荷電圧を検出する負荷電圧検出手段と、前記負荷に流れる負荷電流を検出する電流検出手段と、前記負荷電圧を基準値に制御する制御手段と、該制御手段の出力と前記電流検出手段の出力を加算する加算手段と、該加算手段の出力に比例した周波数で前記インバータ部のスイッチングタイミングを決定するスイッチングタイミング決定手段とを有する直流電圧発生装置であって、前記加算手段の出力値をｘとし、前記共振型コンバータから供給される電流値をｙとし、当該ｘとｙとの関係が
ｙ＝ｆ（ｘ）
で表されるとき、前記電流検出手段で検出された負荷電流Ｉｚ を入力とし、出力がｆ−１（Ｉｚ ）となるような演算機能を有する負荷電流変換手段を前記電流検出手段の次段に直列接続してなることを要旨とする。
【００２２】
電流検出手段で検出された負荷電流Ｉｚ が負荷電流変換手段でｆ−１（Ｉｚ ）に変換され、これを制御手段の出力に加算するフィードフォワード制御が実行される。これにより、インバータ部のスイッチング周波数と共振型コンバータからの供給電流との関係における非直線性が補正され、負荷電流値と共振型コンバータからの供給電流値とが等しく制御されて負荷電流の変動が適正に抑制される。
【００２３】
請求項２記載の発明は、直流電源からの入力直流電圧を周期的にスイッチングするインバータ部、共振回路部及び整流回路部を順次備え、可変直流電圧を出力して負荷を駆動する共振型コンバータと、前記直流電源の出力である直流電源電圧を検出する電源電圧検出手段と、前記負荷の両端に印加される負荷電圧を検出する負荷電圧検出手段と、前記負荷に流れる負荷電流を検出する電流検出手段と、前記負荷電圧を基準値に制御する制御手段と、該制御手段の出力と前記電流検出手段の出力を加算する加算手段と、該加算手段の出力に比例した周波数で前記インバータ部のスイッチングタイミングを決定するスイッチングタイミング決定手段とを有する直流電圧発生装置であって、前記加算手段の出力値をｘとし、前記共振型コンバータから供給される電流値をｙとし、当該ｘとｙとの関係が
ｙ＝ｆ（ｘ）
で表されるとき、前記電流検出手段で検出された負荷電流Ｉｚ を入力とし、出力がｆ−１（Ｉｚ ）となるように演算する演算部と、前記電源電圧検出手段で検出された直流電源電圧を入力とし、当該直流電源電圧に反比例した値Ｖｈ を前記演算部の出力ｆ−１（Ｉｚ ）に乗算する乗算部とを備え、出力がＶｈ ×ｆ−１（Ｉｚ ）となるような演算機能を有する負荷電流変換手段を前記電流検出手段の次段に直列接続してなることを要旨とする。
【００２４】
共振型コンバータからの供給電流は直流電源電圧に略比例する。電流検出手段で検出された負荷電流Ｉｚ が、負荷電流変換手段においてｆ−１（Ｉｚ ）に変換された後、これに直流電源電圧に反比例した値Ｖｈ が乗算されることで、請求項１記載の発明の作用に加えてさらに、直流電源電圧に変動が生じたときにも、負荷電流値と共振型コンバータからの供給電流値とを等しく制御することが可能となる。
【００２５】
請求項３記載の発明は、直流電源からの入力直流電圧を周期的にスイッチングするインバータ部、共振回路部及び整流回路部を順次備え、可変直流電圧を出力して負荷を駆動する共振型コンバータと、前記負荷の両端に印加される負荷電圧を検出する負荷電圧検出手段と、前記負荷に流れる負荷電流を検出する電流検出手段と、前記負荷電圧を基準値に制御する制御手段と、該制御手段の出力と前記電流検出手段の出力を加算する加算手段と、該加算手段の出力に比例した周波数で前記インバータ部のスイッチングタイミングを決定するスイッチングタイミング決定手段とを有する直流電圧発生装置であって、前記加算手段の出力値をｘとし、前記共振型コンバータから供給される電流値をｙとし、当該ｘとｙとの関係が
ｙ＝ｆ（ｘ）
で表されるとき、入力信号Ｉｚ に対する出力信号がｆ−１（Ｉｚ ）の関係となるような離散データを予め１次元の配列として記憶し、前記電流検出手段で検出された負荷電流Ｉｚ が入力されたとき、出力がｆ−１（Ｉｚ ）となるような機能を有する負荷電流変換手段を前記電流検出手段の次段に直列接続してなることを要旨とする。
【００２６】
負荷電流変換手段には、入力信号Ｉｚ に対する出力信号ｆ−１（Ｉｚ ）の関係が離散データとして記憶されているので、インバータ部のスイッチング周波数と共振型コンバータからの供給電流との関係に特異点が存在して関数近似することが困難な場合においても、そのスイッチング周波数と供給電流との関係における非直線性が確実に補正されて負荷電流値と共振型コンバータからの供給電流値とを等しく制御することができ、負荷電流の変動を適正に抑制することが可能となる。
【００２７】
請求項４記載の発明は、直流電源からの入力直流電圧を周期的にスイッチングするインバータ部、共振回路部及び整流回路部を順次備え、可変直流電圧を出力して負荷を駆動する共振型コンバータと、前記直流電源の出力である直流電源電圧を検出する電源電圧検出手段と、前記負荷の両端に印加される負荷電圧を検出する負荷電圧検出手段と、前記負荷に流れる負荷電流を検出する電流検出手段と、前記負荷電圧を基準値に制御する制御手段と、該制御手段の出力と前記電流検出手段の出力を加算する加算手段と、該加算手段の出力に比例した周波数で前記インバータ部のスイッチングタイミングを決定するスイッチングタイミング決定手段とを有する直流電圧発生装置であって、前記電源電圧検出手段で検出された直流電源電圧が（Ｖ１ ）ｋ の状態において、前記加算手段の出力値をｘとし、前記共振型コンバータから供給される電流値をｙとし、当該ｘとｙとの関係が
ｙ＝ｆｋ （ｘ） ｋ＝１、２、３、…
と表されるとき、前記直流電源電圧が（Ｖ１ ）ｋ （ｋ＝１、２、３、…）の状態のとき、当該各ｋに対して入力信号Ｉｚ に対する出力信号がｆ−１ ｋ （Ｉｚ ）の関係となるような離散データを予め２次元の配列として記憶し、前記直流電源電圧が（Ｖ１ ）ｋ の状態において、前記電流検出手段で検出された負荷電流Ｉｚ が入力されたとき、出力がｆ−１ ｋ （Ｉｚ ）となるような機能を有する負荷電流変換手段を前記電流検出手段の次段に直列接続してなることを要旨とする。
【００２８】
負荷電流変換手段には、直流電源電圧が（Ｖ１ ）ｋ （ｋ＝１、２、３、…）の状態のとき、各ｋに対して入力信号Ｉｚ に対する出力信号ｆ−１ ｋ （Ｉｚ ）の関係が離散データとして記憶されているので、請求項３記載の発明の作用に加えてさらに、直流電源電圧に変動が生じたときにも、負荷電流値と共振型コンバータからの供給電流値とを等しく制御することが可能となる。
【００２９】
請求項５記載の発明は、直流電源からの入力直流電圧を周期的にスイッチングするインバータ部、共振回路部及び整流回路部を順次備え、可変直流電圧を出力して負荷を駆動する共振型コンバータと、前記負荷の両端に印加される負荷電圧を検出する負荷電圧検出手段と、前記負荷に流れる負荷電流を検出する電流検出手段と、前記負荷電圧を基準値に制御する制御手段と、該制御手段の出力と前記電流検出手段の出力を加算する加算手段と、該加算手段の出力に比例した周波数で前記インバータ部のスイッチングタイミングを決定するスイッチングタイミング決定手段とを有する直流電圧発生装置であって、前記負荷電圧検出手段で検出された負荷電圧が（ＶＬ ）ｍ の状態において、前記加算手段の出力値をｘとし、前記共振型コンバータから供給される電流値をｙとし、当該ｘとｙとの関係が
ｙ＝ｆｍ （ｘ） ｍ＝１、２、３、…
と表されるとき、前記負荷電圧が（ＶＬ ）ｍ （ｍ＝１、２、３、…）の状態のとき、当該各ｍに対して入力信号Ｉｚ に対する出力信号がｆ−１ ｍ （Ｉｚ ）の関係となるような離散データを予め２次元の配列として記憶し、前記負荷電圧が（ＶＬ ）ｍ の状態において、前記電流検出手段で検出された負荷電流Ｉｚ が入力されたとき、出力がｆ−１ ｍ （Ｉｚ ）となるような機能を有する負荷電流変換手段を前記電流検出手段の次段に直列接続してなることを要旨とする。
【００３０】
共振型コンバータからの供給電流値はインバータ部のスイッチング周波数が同じでも負荷電圧の状態によって異なる。負荷電流変換手段には、負荷電圧が（ＶＬ ）ｍ （ｍ＝１、２、３、…）の状態のとき、各ｍに対して入力信号Ｉｚ に対する出力信号ｆ−１ ｍ（Ｉｚ ）の関係が離散データとして記憶されているので、請求項３記載の発明の作用に加えてさらに、負荷電圧に変動が生じたときにも、負荷電流値と共振型コンバータからの供給電流値とを等しく制御することが可能となる。
【００３１】
請求項６記載の発明は、直流電源からの入力直流電圧を周期的にスイッチングするインバータ部、共振回路部及び整流回路部を順次備え、可変直流電圧を出力して負荷を駆動する共振型コンバータと、前記直流電源の出力である直流電源電圧を検出する電源電圧検出手段と、前記負荷の両端に印加される負荷電圧を検出する負荷電圧検出手段と、前記負荷に流れる負荷電流を検出する電流検出手段と、前記負荷電圧を基準値に制御する制御手段と、該制御手段の出力と前記電流検出手段の出力を加算する加算手段と、該加算手段の出力に比例した周波数で前記インバータ部のスイッチングタイミングを決定するスイッチングタイミング決定手段とを有する直流電圧発生装置であって、前記電源電圧検出手段で検出された直流電源電圧がＶｋ （ｋ＝１、２、３、…）及び前記負荷電圧検出手段で検出された負荷電圧が（ＶＬ ）ｍ （ｍ＝１、２、３、…）の状態において、前記加算手段の出力値をｘとし、前記共振型コンバータから供給される電流値をｙとし、当該ｘとｙとの関係が
ｙ＝ｆｋ 、 ｍ（ｘ） ｋ、ｍ＝１、２、３、…
と表されるとき、前記直流電源電圧がＶｋ 及び前記負荷電圧が（ＶＬ ）ｍ の状態のとき、当該各ｋ、ｍに対して入力信号Ｉｚ に対する出力信号がｆ−１ ｋ 、 ｍ（Ｉｚ ）の関係となるような離散データを予め３次元の配列として記憶し、前記直流電源電圧がＶｋ 、前記負荷電圧がＶｍ の状態において、前記電流検出手段で検出された負荷電流Ｉｚ が入力されたとき、出力がｆ−１ ｋ 、 ｍ（Ｉｚ ）となるような機能を有する負荷電流変換手段を前記電流検出手段の次段に直列接続してなることを要旨とする。
【００３２】
負荷電流変換手段には、直流電源電圧がＶｋ 、負荷電圧が（ＶＬ ）ｍ の状態のとき、各ｋ、ｍに対して入力信号Ｉｚ に対する出力信号ｆ−１ ｋ 、 ｍ（Ｉｚ ）の関係が離散データとして記憶されているので、請求項３記載の発明の作用に加えてさらに、直流電源電圧及び負荷電圧に変動が生じたときにも、負荷電流値と共振型コンバータからの供給電流値とを等しく制御することが可能となる。
【００３３】
請求項７記載の発明は、直流電源からの入力直流電圧を周期的にスイッチングするインバータ部、共振回路部及び整流回路部を順次備え、可変直流電圧を出力して負荷を駆動する共振型コンバータと、前記負荷の両端に印加される負荷電圧を検出する負荷電圧検出手段と、前記負荷に流れる負荷電流を検出する電流検出手段と、前記負荷電圧を基準値に制御する制御手段と、該制御手段の出力と前記電流検出手段の出力を加算する加算手段と、該加算手段の出力に比例した周波数で前記インバータ部のスイッチングタイミングを決定するスイッチングタイミング決定手段とを有する直流電圧発生装置であって、前記加算手段の出力値をｘとし、前記共振型コンバータから供給される電流値をｙとし、当該ｘとｙとの関係が
ｙ＝ｆ（ｘ）
で表されるとき、前記電流検出手段で検出された負荷電流Ｉｚ を入力とし、当該入力された負荷電流Ｉｚ の値に応じて１〜ｎ番目のゲインＫ１ …Ｋｎ をゲイン選択手段を用いて選択し、前記負荷電流Ｉｚ にゲインＫ１ …Ｋｎ の何れかを乗じ、前記１〜ｎ番目の各区間における負荷電流Ｉｚ とゲインとの乗算結果がｆ−１（Ｉｚ ）に等しくなるような機能を有する負荷電流変換手段を前記電流検出手段の次段に直列接続してなることを要旨とする。
【００３４】
負荷電流変換手段は、入力した負荷電流Ｉｚ の値に応じて１〜ｎ番目のゲインＫ１ …Ｋｎ を選択し、この１〜ｎ番目の各区間において負荷電流Ｉｚ と選択したゲインとを乗算し、その乗算結果がｆ−１（Ｉｚ ）に等しくなる。したがって、負荷電流Ｉｚ の値に応じた各区間で出力がｆ−１（Ｉｚ ）となるように直線近似することが可能となり、全体としてインバータ部のスイッチング周波数と共振型コンバータからの供給電流との関係における非直線性が補正され、負荷電流値と共振型コンバータからの供給電流値とが等しく制御されて負荷電流の変動が適正に抑制される。
【００３５】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態を図面に基づいて説明する。
【００３６】
図１及び図２は、本発明の第１の実施の形態を示す図である。なお、図１及び後述の各実施の形態を示す図において前記図１１における構成要素と同一ないし均等のものは、前記と同一符号を以て示し、重複した説明を省略する。
【００３７】
本実施の形態では、加算器１５の出力値をｘとし、共振型コンバータ１からの供給電流値をｙとし、ｘとｙとの関係が
ｙ＝ｆ（ｘ） …（１）
で表されるとき、電流検出手段１２で検出された負荷電流値がＩｚ のとき、入力Ｉｚ に対して、出力がｆ−１（Ｉｚ ）となるような演算機能を有する負荷電流変換手段としての負荷電流変換器２０が電流検出手段１２の次段に直列接続されている。
【００３８】
共振型コンバータ１からの供給電流は、理論的にはインバータ部２のスイッチング周波数に比例する。しかし、一般的には直線性を示さないため、負荷電流Ｉｚ に一定ゲインを乗じてフィードフォワード制御しても誤差が生じる。このため、負荷電流が変動したとき、負荷１０の両端に印加される負荷電圧が変動する。
【００３９】
これに対し、本実施の形態では、電流検出手段１２で検出された負荷電流Ｉｚ に対し、負荷電流変換器２０により式（１）における供給電流値ｙを負荷電流値Ｉｚ に置換えたｙ＝ｆ（ｘ）の逆関数に相当するｆ−１（Ｉｚ ）に変換して制御器１４の出力に加算するフィードフォワード制御を実行している。これにより、インバータ部２のスイッチング周波数と共振型コンバータ１からの供給電流の関係における非直線性が補正され、ｘ＝ｆ−１（Ｉｚ ）を式（１）に代入すると、ｙ＝Ｉｚ となることからも分かるように、共振型コンバータ１からの供給電流値ｙと負荷１０に流れる電流値Ｉｚ が一致する。つまり、平滑コンデンサ９に流れ込む電流値と流れ出す電流値を等しくすることができる。このため、負荷１０の両端に印加される負荷電圧を一定に保つことができる。
【００４０】
図２に負荷電流Ｉｚ と負荷電流変換器出力ｆ−１（Ｉｚ ）との関係を示す。図中の点線は６次の多項式でインバータ部２のスイッチング周波数と共振型コンバータ１からの供給電流の関係を近似している。
【００４１】
上記のように、本実施の形態は、フィードフォワード制御に負荷電流変換器出力ｆ−１（Ｉｚ ）を用いることで、インバータ部２のスイッチング周波数と共振型コンバータ１からの供給電流の関係における非直線性が補正され、共振型コンバータ１からの供給電流値と負荷電流値を等しく制御することができ、負荷電流の変動を適正に抑制することができて負荷１０の両端に印加される負荷電圧を一定に保つことができる。
【００４２】
図３には、本発明の第２の実施の形態を示す。本実施の形態では、電流検出手段１２の次段に直列接続された負荷電流変換器２１に、電流検出手段１２で検出された負荷電流Ｉｚ を入力とし、出力がｆ−１（Ｉｚ ）になるように演算する演算部２１ａと、電源電圧検出手段１３により検出された直流電源電圧に反比例した値Ｖｈ を、演算部２１ａの出力ｆ−１（Ｉｚ ）に乗算する乗算部２１ｂとが備えられている。演算部２１ａは、上記第１の実施の形態における負荷電流変換器そのものの演算機能を有しており、入力電流Ｉｚ をｆ−１（Ｉｚ ）に変換して出力する。負荷電流変換器２１は、負荷電流Ｉｚ をｆ−１（Ｉｚ ）に変換した結果に、電源電圧検出手段１３により検出した直流電源電圧Ｖｄｃに反比例した値Ｖｈ を乗じて新たにＶｈ ×ｆ−１（Ｉｚ ）を出力する。
【００４３】
共振型コンバータ１の共振回路で発生する共振電流の波高値はインバータ部２に入力される直流電源電圧に比例する。したがって、共振型コンバータ１からの供給電流はインバータ部２のスイッチング周波数が一定のとき、直流電源電圧に略比例する。
【００４４】
したがって、本実施の形態は、ある直流電源電圧Ｖｄｃ１のときに前記式（１）を満たす関数をｆとすると任意の直流電源電圧Ｖｄｃのとき、
Ｖｄｃ／Ｖｄｃ１＝Ｖｈ …（２）
を満たすＶｈ を、演算部２１ａの出力ｆ−１（Ｉｚ ）に乗じてＶｈ ×ｆ−１（Ｉｚ ）を負荷電流変換器２１の出力とすることにより、直流電源電圧が上昇したときは共振型コンバータ１からの供給電流を下げるように、また直流電源電圧が低下したときは共振型コンバータ１からの供給電流を上げるように動作する。
【００４５】
上記のように、本実施の形態は、フィードフォワード制御に負荷電流変換器出力Ｖｈ ×ｆ−１（Ｉｚ ）を用いることで、インバータ部２のスイッチング周波数と共振型コンバータ１からの供給電流の関係における非直線性が補正され、直流電源電圧に変動が生じたときにも、共振型コンバータ１からの供給電流値と負荷電流値を等しく制御することができ、負荷電流の変動を適正に抑制することができて負荷１０の両端に印加される負荷電圧を一定に保つことができる。
【００４６】
図４及び図５には、本発明の第３の実施の形態を示す。本実施の形態では、図４に示すように、負荷電流変換器２２が記憶装置２２ａで構成されており、予め入力信号Ｉｚ に対する出力信号ｆ−１（Ｉｚ ）が１対１の関係で記憶されている。データは入力データ、出力データともに離散データである。そして、負荷電流変換器２２は、電流検出手段１２で検出された負荷電流Ｉｚ が入力されると、この負荷電流Ｉｚ の値に対応したｆ−１（Ｉｚ ）が出力されるようになっている。
【００４７】
上記のように、本実施の形態は、負荷電流変換器２２に、入力信号Ｉｚ に対する出力信号ｆ−１（Ｉｚ ）の関係が離散データとして記憶されているので、インバータ部２のスイッチング周波数と共振型コンバータ１からの供給電流との関係に、図５に示すように特異点が存在して関数近似することが困難な場合においても、そのスイッチング周波数と供給電流との関係における非直線性が確実に補正されて共振型コンバータ１からの供給電流値と負荷電流値を等しく制御することができ、負荷電流の変動を適正に抑制することができて負荷１０の両端に印加される負荷電圧を一定に保つことができる。
【００４８】
図６には、本発明の第４の実施の形態を示す。本実施の形態では、負荷電流変換器２３が記憶装置２３ａで構成されており、電源電圧検出手段１３で検出された直流電源電圧が（Ｖ１ ）ｋ の状態において、加算器１５の出力値をｘとし、共振型コンバータ１からの供給電流値をｙとし、ｘとｙとの関係が
ｙ＝ｆｋ （ｘ） ｋ＝１、２、３、… …（３）
と表されるとき、直流電源電圧が（Ｖ１ ）ｋ （ｋ＝１、２、３、…）の状態のとき、各ｋに対して入力信号Ｉｚ に対する出力信号がｆ−１ ｋ （Ｉｚ ）の関係となるような離散データが２次元の配列として記憶されている。
【００４９】
負荷電流変換器２３は、直流電源電圧が（Ｖ１ ）ｋ の状態において、電流検出手段１２で検出された負荷電流Ｉｚ が入力されたとき、ｆ−１ ｋ （Ｉｚ ）を出力し、この出力ｆ−１ ｋ （Ｉｚ ）が制御器１４の出力に加算されてフィードフォワード制御が実行される。
【００５０】
上記のように、本実施の形態は、負荷電流変換器２３に、直流電源電圧が（Ｖ１ ）ｋ （ｋ＝１、２、３、…）の状態のとき、各ｋに対して入力信号Ｉｚ に対する出力信号ｆ−１ ｋ （Ｉｚ ）の関係が離散データとして記憶されているので、直流電源電圧に変動が生じたときにも、インバータ部２のスイッチング周波数と共振型コンバータ１からの供給電流との関係における非直線性が確実に補正されて負荷電流値と共振型コンバータ１からの供給電流値とを等しく制御することができ、負荷電流の変動を適正に抑制することができて負荷１０の両端に印加される負荷電圧を一定に保つことができる。
【００５１】
図７には、本発明の第５の実施の形態を示す。本実施の形態では、負荷電流変換器２４が記憶装置２４ａで構成されており、負荷電圧検出手段１１で検出された負荷電圧が（ＶＬ ）ｍ の状態において、加算器１５の出力値をｘとし、共振型コンバータ１からの供給電流値をｙとし、ｘとｙとの関係が
ｙ＝ｆｍ （ｘ） ｍ＝１、２、３、… …（４）
と表されるとき、負荷電圧が（ＶＬ ）ｍ （ｍ＝１、２、３、…）の状態のとき、各ｍに対して入力信号Ｉｚ に対する出力信号がｆ−１ ｍ （Ｉｚ ）の関係となるような離散データが２次元の配列として記憶されている。
【００５２】
負荷電流変換器２４は、負荷電圧が（ＶＬ ）ｍ の状態において、電流検出手段で１２で検出された負荷電流Ｉｚ が入力されたとき、ｆ−１ ｍ （Ｉｚ ）を出力し、この出力ｆ−１ ｍ （Ｉｚ ）が制御器１４の出力に加算されてフィードフォワード制御が実行される。
【００５３】
共振型コンバータからの供給電流値はインバータ部のスイッチング周波数が同じでも負荷電圧の状態によって異なる。本実施の形態は、負荷電流変換器２４に、負荷電圧が（ＶＬ ）ｍ （ｍ＝１、２、３、…）の状態のとき、各ｍに対して入力信号Ｉｚ に対する出力信号ｆ−１ ｍ （Ｉｚ ）の関係が離散データとして記憶されているので、負荷電圧に変動が生じたときにも、インバータ部２のスイッチング周波数と共振型コンバータ１からの供給電流との関係における非直線性が確実に補正されて負荷電流値と共振型コンバータ１からの供給電流値とを等しく制御することができ、負荷電流の変動を適正に抑制することができて負荷１０の両端に印加される負荷電圧を一定に保つことができる。
【００５４】
図８には、本発明の第６の実施の形態を示す。本実施の形態では、負荷電流変換器２５が記憶装置で構成されており、電源電圧検出手段１３で検出された直流電源電圧がＶｋ （ｋ＝１、２、３、…）及び負荷電圧検出手段１１で検出された負荷電圧が（ＶＬ ）ｍ （ｍ＝１、２、３、…）の状態において、加算器１５の出力値をｘとし、共振型コンバータ１からの供給電流値をｙとし、ｘとｙとの関係が
ｙ＝ｆｋ 、 ｍ（ｘ） ｋ、ｍ＝１、２、３、… …（５）
と表されるとき、直流電源電圧がＶｋ 及び前記負荷電圧が（ＶＬ ）ｍ の状態のとき、各ｋ、ｍに対して入力信号Ｉｚ に対する出力信号がｆ−１ ｋ 、 ｍ（Ｉｚ ）の関係となるような離散データが３次元の配列として記憶されている。
【００５５】
負荷電流変換器２５は、直流電源電圧がＶｋ 、負荷電圧がＶｍ の状態において、電流検出手段１２で検出された負荷電流Ｉｚ が入力されたとき、ｆ−１ ｋ 、 ｍ（Ｉｚ ）を出力し、この出力ｆ−１ ｋ 、 ｍ（Ｉｚ ）が制御器１４の出力に加算されてフィードフォワード制御が実行される。
【００５６】
上記のように、本実施の形態は、負荷電流変換器２５に、直流電源電圧がＶｋ 、負荷電圧が（ＶＬ ）ｍ の状態のとき、各ｋ、ｍに対して入力信号Ｉｚ に対する出力信号ｆ−１ ｋ 、 ｍ（Ｉｚ ）の関係が離散データとして記憶されているので、直流電源電圧及び負荷電圧に変動が生じたときにも、インバータ部２のスイッチング周波数と共振型コンバータ１からの供給電流との関係における非直線性が確実に補正されて負荷電流値と共振型コンバータ１からの供給電流値とを等しく制御することができ、負荷電流の変動を適正に抑制することができて負荷１０の両端に印加される負荷電圧を一定に保つことができる。
【００５７】
図９及び図１０には、本発明の第７の実施の形態を示す。本実施の形態では、負荷電流変換器２６は、加算器１５の出力値をｘとし、共振型コンバータ１からの供給電流値をｙとし、ｘとｙとの関係が前記式（１）で表されるとき、入力された負荷電流Ｉｚ の値に応じて１〜ｎ番目のゲインＫ１ …Ｋｎ をゲイン選択手段２６ａを用いて選択し、負荷電流Ｉｚ にゲインＫ１ …Ｋｎ の何れかを乗じ、１〜ｎ番目の各区間における負荷電流Ｉｚ とゲインとの乗算結果がｆ−１（Ｉｚ ）に等しくなるような機能を有している。
【００５８】
負荷電流変換器２６は、入力した負荷電流Ｉｚ の値に応じて１〜ｎ番目のゲインＫ１ …Ｋｎ を選択し、この１〜ｎ番目の各区間において負荷電流Ｉｚ と選択したゲインとを乗算し、その乗算結果がｆ−１（Ｉｚ ）に等しくなる。したがって、図１０に入力負荷電流Ｉｚ と負荷電流変換器出力ｆ−１（Ｉｚ ）との関係を示すように、負荷電流Ｉｚ の値に応じた各区間で出力がｆ−１（Ｉｚ ）となるように直線近似することが可能となる。この結果、全体としてインバータ部のスイッチング周波数と共振型コンバータからの供給電流との関係における非直線性が補正されて負荷電流値と共振型コンバータ１からの供給電流値とを等しく制御することができ、負荷電流の変動を適正に抑制することができて負荷１０の両端に印加される負荷電圧を一定に保つことができる。
【００５９】
【発明の効果】
以上説明したように、請求項１、７記載の発明によれば、フィードフォワード制御に、電流検出手段で検出した負荷電流Ｉｚ を負荷電流変換器でｆ−１（Ｉｚ ）に変換した出力を用いたので、インバータ部のスイッチング周波数と共振型コンバータからの供給電流の関係における非直線性を補正して共振型コンバータからの供給電流値と負荷電流値を等しく制御することができ、負荷電流の変動を適正に抑制することができて負荷電圧を一定に保つことができる。
【００６０】
請求項２記載の発明によれば、電流検出手段で検出した負荷電流Ｉｚ を、負荷電流変換手段においてｆ−１（Ｉｚ ）に変換した後、これに直流電源電圧に反比例した値Ｖｈ を乗算し、フィードフォワード制御には、Ｖｈ ×ｆ−１（Ｉｚ ）に変換した出力を用いたので、請求項１記載の発明の効果に加えてさらに、直流電源電圧に変動が生じたときにも、負荷電流値と共振型コンバータからの供給電流値とを等しく制御することができる。
【００６１】
請求項３記載の発明によれば、負荷電流変換手段には、入力信号Ｉｚ に対する出力信号ｆ−１（Ｉｚ ）の関係となる離散データが１次元の配列として記憶されているので、請求項１記載の発明の効果に加えてさらに、インバータ部のスイッチング周波数と共振型コンバータからの供給電流との関係に特異点が存在して関数近似することが困難な場合においても、そのスイッチング周波数と供給電流との関係における非直線性を確実に補正して負荷電流値と共振型コンバータからの供給電流値とを等しく制御することができる。
【００６２】
請求項４記載の発明によれば、負荷電流変換手段には、直流電源電圧が（Ｖ１ ）ｋ （ｋ＝１、２、３、…）の状態のとき、各ｋに対して入力信号Ｉｚ に対する出力信号ｆ−１ ｋ （Ｉｚ ）の関係となる離散データが２次元の配列として記憶されているので、請求項３記載の発明の効果に加えてさらに、直流電源電圧に変動が生じたときにも、負荷電流値と共振型コンバータからの供給電流値とを等しく制御することができる。
【００６３】
請求項５記載の発明によれば、負荷電流変換手段には、負荷電圧が（ＶＬ ）ｍ （ｍ＝１、２、３、…）の状態のとき、各ｍに対して入力信号Ｉｚ に対する出力信号ｆ−１ ｍ （Ｉｚ ）の関係となる離散データが２次元の配列として記憶されているので、請求項３記載の発明の効果に加えてさらに、負荷電圧に変動が生じたときにも、負荷電流値と共振型コンバータからの供給電流値とを等しく制御することができる。
【００６４】
請求項６記載の発明によれば、負荷電流変換手段には、直流電源電圧がＶｋ 、負荷電圧が（ＶＬ ）ｍ の状態のとき、各ｋ、ｍに対して入力信号Ｉｚ に対する出力信号ｆ−１ ｋ 、 ｍ（Ｉｚ ）の関係となる離散データが３次元の配列として記憶されているので、請求項３記載の発明の効果に加えてさらに、直流電源電圧及び負荷電圧に変動が生じたときにも、負荷電流値と共振型コンバータからの供給電流値とを等しく制御することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施の形態である直流電圧発生装置の回路図である。
【図２】上記第１の実施の形態における負荷電流と負荷電流変換器出力の関係を示す特性図である。
【図３】本発明の第２の実施の形態の回路図である。
【図４】本発明の第３の実施の形態の回路図である。
【図５】上記第３の実施の形態におけるスイッチング周波数と共振型コンバータ供給電流の関係を示す特性図である。
【図６】本発明の第４の実施の形態の回路図である。
【図７】本発明の第５の実施の形態の回路図である。
【図８】本発明の第６の実施の形態の回路図である。
【図９】本発明の第７の実施の形態の回路図である。
【図１０】上記第７の実施の形態における負荷電流と負荷電流変換器出力の関係を示す特性図である。
【図１１】従来の直流電圧発生装置の回路図である。
【図１２】上記従来例におけるスイッチング周波数と共振型コンバータ供給電流の関係を示す特性図である。
【符号の説明】
１ 共振型コンバータ
２ インバータ部
３ 直流電源
６ 共振回路部を構成する共振用コンデンサ
８ 全波整流器（整流回路部）
１０ 負荷
１１ 負荷電圧検出手段
１２ 電流検出手段
１３ 電源電圧検出手段
１４ 制御器（制御手段）
１５ 加算器（加算手段）
１６ スイッチングタイミング決定手段
２０、２１、２２、２３、２４、２５、２６ 負荷電流変換器（負荷電流変換手段）
２１ａ 演算部
２１ｂ 乗算部
２２ａ、２３ａ、２４ａ 記憶装置
２６ａ ゲイン選択手段
Claims (7)
- 直流電源からの入力直流電圧を周期的にスイッチングするインバータ部、共振回路部及び整流回路部を順次備え、可変直流電圧を出力して負荷を駆動する共振型コンバータと、前記負荷の両端に印加される負荷電圧を検出する負荷電圧検出手段と、前記負荷に流れる負荷電流を検出する電流検出手段と、前記負荷電圧を基準値に制御する制御手段と、該制御手段の出力と前記電流検出手段の出力を加算する加算手段と、該加算手段の出力に比例した周波数で前記インバータ部のスイッチングタイミングを決定するスイッチングタイミング決定手段とを有する直流電圧発生装置であって、前記加算手段の出力値をｘとし、前記共振型コンバータから供給される電流値をｙとし、当該ｘとｙとの関係が
ｙ＝ｆ（ｘ）
で表されるとき、前記電流検出手段で検出された負荷電流Ｉｚ を入力とし、出力がｆ−１（Ｉｚ ）となるような演算機能を有する負荷電流変換手段を前記電流検出手段の次段に直列接続してなることを特徴とする直流電圧発生装置。 - 直流電源からの入力直流電圧を周期的にスイッチングするインバータ部、共振回路部及び整流回路部を順次備え、可変直流電圧を出力して負荷を駆動する共振型コンバータと、前記直流電源の出力である直流電源電圧を検出する電源電圧検出手段と、前記負荷の両端に印加される負荷電圧を検出する負荷電圧検出手段と、前記負荷に流れる負荷電流を検出する電流検出手段と、前記負荷電圧を基準値に制御する制御手段と、該制御手段の出力と前記電流検出手段の出力を加算する加算手段と、該加算手段の出力に比例した周波数で前記インバータ部のスイッチングタイミングを決定するスイッチングタイミング決定手段とを有する直流電圧発生装置であって、前記加算手段の出力値をｘとし、前記共振型コンバータから供給される電流値をｙとし、当該ｘとｙとの関係が
ｙ＝ｆ（ｘ）
で表されるとき、前記電流検出手段で検出された負荷電流Ｉｚ を入力とし、出力がｆ−１（Ｉｚ ）となるように演算する演算部と、前記電源電圧検出手段で検出された直流電源電圧を入力とし、当該直流電源電圧に反比例した値Ｖｈ を前記演算部の出力ｆ−１（Ｉｚ ）に乗算する乗算部とを備え、出力がＶｈ ×ｆ−１（Ｉｚ ）となるような演算機能を有する負荷電流変換手段を前記電流検出手段の次段に直列接続してなることを特徴とする直流電圧発生装置。 - 直流電源からの入力直流電圧を周期的にスイッチングするインバータ部、共振回路部及び整流回路部を順次備え、可変直流電圧を出力して負荷を駆動する共振型コンバータと、前記負荷の両端に印加される負荷電圧を検出する負荷電圧検出手段と、前記負荷に流れる負荷電流を検出する電流検出手段と、前記負荷電圧を基準値に制御する制御手段と、該制御手段の出力と前記電流検出手段の出力を加算する加算手段と、該加算手段の出力に比例した周波数で前記インバータ部のスイッチングタイミングを決定するスイッチングタイミング決定手段とを有する直流電圧発生装置であって、前記加算手段の出力値をｘとし、前記共振型コンバータから供給される電流値をｙとし、当該ｘとｙとの関係が
ｙ＝ｆ（ｘ）
で表されるとき、入力信号Ｉｚ に対する出力信号がｆ−１（Ｉｚ ）の関係となるような離散データを予め１次元の配列として記憶し、前記電流検出手段で検出された負荷電流Ｉｚ が入力されたとき、出力がｆ−１（Ｉｚ ）となるような機能を有する負荷電流変換手段を前記電流検出手段の次段に直列接続してなることを特徴とする直流電圧発生装置。 - 直流電源からの入力直流電圧を周期的にスイッチングするインバータ部、共振回路部及び整流回路部を順次備え、可変直流電圧を出力して負荷を駆動する共振型コンバータと、前記直流電源の出力である直流電源電圧を検出する電源電圧検出手段と、前記負荷の両端に印加される負荷電圧を検出する負荷電圧検出手段と、前記負荷に流れる負荷電流を検出する電流検出手段と、前記負荷電圧を基準値に制御する制御手段と、該制御手段の出力と前記電流検出手段の出力を加算する加算手段と、該加算手段の出力に比例した周波数で前記インバータ部のスイッチングタイミングを決定するスイッチングタイミング決定手段とを有する直流電圧発生装置であって、前記電源電圧検出手段で検出された直流電源電圧が（Ｖ１ ）ｋ の状態において、前記加算手段の出力値をｘとし、前記共振型コンバータから供給される電流値をｙとし、当該ｘとｙとの関係が
ｙ＝ｆｋ （ｘ） ｋ＝１、２、３、…
と表されるとき、前記直流電源電圧が（Ｖ１ ）ｋ （ｋ＝１、２、３、…）の状態のとき、当該各ｋに対して入力信号Ｉｚ に対する出力信号がｆ−１ ｋ （Ｉｚ ）の関係となるような離散データを予め２次元の配列として記憶し、前記直流電源電圧が（Ｖ１ ）ｋ の状態において、前記電流検出手段で検出された負荷電流Ｉｚ が入力されたとき、出力がｆ−１ ｋ （Ｉｚ ）となるような機能を有する負荷電流変換手段を前記電流検出手段の次段に直列接続してなることを特徴とする直流電圧発生装置。 - 直流電源からの入力直流電圧を周期的にスイッチングするインバータ部、共振回路部及び整流回路部を順次備え、可変直流電圧を出力して負荷を駆動する共振型コンバータと、前記負荷の両端に印加される負荷電圧を検出する負荷電圧検出手段と、前記負荷に流れる負荷電流を検出する電流検出手段と、前記負荷電圧を基準値に制御する制御手段と、該制御手段の出力と前記電流検出手段の出力を加算する加算手段と、該加算手段の出力に比例した周波数で前記インバータ部のスイッチングタイミングを決定するスイッチングタイミング決定手段とを有する直流電圧発生装置であって、前記負荷電圧検出手段で検出された負荷電圧が（ＶＬ ）ｍ の状態において、前記加算手段の出力値をｘとし、前記共振型コンバータから供給される電流値をｙとし、当該ｘとｙとの関係が
ｙ＝ｆｍ （ｘ） ｍ＝１、２、３、…
と表されるとき、前記負荷電圧が（ＶＬ ）ｍ （ｍ＝１、２、３、…）の状態のとき、当該各ｍに対して入力信号Ｉｚ に対する出力信号がｆ−１ ｍ （Ｉｚ ）の関係となるような離散データを予め２次元の配列として記憶し、前記負荷電圧が（ＶＬ ）ｍ の状態において、前記電流検出手段で検出された負荷電流Ｉｚ が入力されたとき、出力がｆ−１ ｍ （Ｉｚ ）となるような機能を有する負荷電流変換手段を前記電流検出手段の次段に直列接続してなることを特徴とする直流電圧発生装置。 - 直流電源からの入力直流電圧を周期的にスイッチングするインバータ部、共振回路部及び整流回路部を順次備え、可変直流電圧を出力して負荷を駆動する共振型コンバータと、前記直流電源の出力である直流電源電圧を検出する電源電圧検出手段と、前記負荷の両端に印加される負荷電圧を検出する負荷電圧検出手段と、前記負荷に流れる負荷電流を検出する電流検出手段と、前記負荷電圧を基準値に制御する制御手段と、該制御手段の出力と前記電流検出手段の出力を加算する加算手段と、該加算手段の出力に比例した周波数で前記インバータ部のスイッチングタイミングを決定するスイッチングタイミング決定手段とを有する直流電圧発生装置であって、前記電源電圧検出手段で検出された直流電源電圧がＶｋ （ｋ＝１、２、３、…）及び前記負荷電圧検出手段で検出された負荷電圧が（ＶＬ ）ｍ （ｍ＝１、２、３、…）の状態において、前記加算手段の出力値をｘとし、前記共振型コンバータから供給される電流値をｙとし、当該ｘとｙとの関係が
ｙ＝ｆｋ 、 ｍ（ｘ） ｋ、ｍ＝１、２、３、…
と表されるとき、前記直流電源電圧がＶｋ 及び前記負荷電圧が（ＶＬ ）ｍ の状態のとき、当該各ｋ、ｍに対して入力信号Ｉｚ に対する出力信号がｆ−１ ｋ 、 ｍ（Ｉｚ ）の関係となるような離散データを予め３次元の配列として記憶し、前記直流電源電圧がＶｋ 、前記負荷電圧がＶｍ の状態において、前記電流検出手段で検出された負荷電流Ｉｚ が入力されたとき、出力がｆ−１ ｋ 、 ｍ（Ｉｚ ）となるような機能を有する負荷電流変換手段を前記電流検出手段の次段に直列接続してなることを特徴とする直流電圧発生装置。 - 直流電源からの入力直流電圧を周期的にスイッチングするインバータ部、共振回路部及び整流回路部を順次備え、可変直流電圧を出力して負荷を駆動する共振型コンバータと、前記負荷の両端に印加される負荷電圧を検出する負荷電圧検出手段と、前記負荷に流れる負荷電流を検出する電流検出手段と、前記負荷電圧を基準値に制御する制御手段と、該制御手段の出力と前記電流検出手段の出力を加算する加算手段と、該加算手段の出力に比例した周波数で前記インバータ部のスイッチングタイミングを決定するスイッチングタイミング決定手段とを有する直流電圧発生装置であって、前記加算手段の出力値をｘとし、前記共振型コンバータから供給される電流値をｙとし、当該ｘとｙとの関係が
ｙ＝ｆ（ｘ）
で表されるとき、前記電流検出手段で検出された負荷電流Ｉｚ を入力とし、当該入力された負荷電流Ｉｚ の値に応じて１〜ｎ番目のゲインＫ１ …Ｋｎ をゲイン選択手段を用いて選択し、前記負荷電流Ｉｚ にゲインＫ１ …Ｋｎ の何れかを乗じ、前記１〜ｎ番目の各区間における負荷電流Ｉｚ とゲインとの乗算結果がｆ−１（Ｉｚ ）に等しくなるような機能を有する負荷電流変換手段を前記電流検出手段の次段に直列接続してなることを特徴とする直流電圧発生装置。
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| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
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| JP2003030779A JP2004242463A (ja) | 2003-02-07 | 2003-02-07 | 直流電圧発生装置 |
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| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
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| JP2003030779A JP2004242463A (ja) | 2003-02-07 | 2003-02-07 | 直流電圧発生装置 |
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| JP2004242463A true JP2004242463A (ja) | 2004-08-26 |
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| JP (1) | JP2004242463A (ja) |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2007195373A (ja) * | 2006-01-20 | 2007-08-02 | Sharp Corp | 給電方法、給電回路及びプロジェクタ |
-
2003
- 2003-02-07 JP JP2003030779A patent/JP2004242463A/ja active Pending
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