JP2004241505A

JP2004241505A - E/o conversion circuit

Info

Publication number: JP2004241505A
Application number: JP2003027519A
Authority: JP
Inventors: Toshiaki Uchida; 敏昭内田; Koji Okazaki; 浩司岡崎; Yukito Iida; 幸人飯田; Takashi Ishikawa; 隆志石川
Original assignee: NTT Electronics Corp
Current assignee: NTT Electronics Corp
Priority date: 2003-02-04
Filing date: 2003-02-04
Publication date: 2004-08-26

Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To suppress adverse influence on a high frequency characteristic due to inductance of bonding wire used for connection at the time of mounting. <P>SOLUTION: An E/O conversion circuit driving a light emitting element 201 and converting an electric signal into an optical signal is provided with a modulation current supply circuit 204 which has differential amplifiers 221 and 222, where one terminal is connected to a cathode terminal of the light emitting element 201 and the other terminal is connected to an anode terminal of the light emitting element 201 through a load circuit 224, and which supplies modulation current to the light emitting element 201, a bias current supply circuit 203 which is connected to the cathode terminal of the light emitting element 201 and supplies bias current from a constant current source, and an inductor 225 connected between a power terminal VLD and the anode terminal of the light emitting element 201. <P>COPYRIGHT: (C)2004,JPO&NCIPI

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、Ｅ／Ｏ変換回路に関し、より詳細には、レーザダイオードに変調電流とバイアス電流を供給して、レーザダイオードを直接変調するＥ／Ｏ変換回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
近年、光通信ネットワークの進展はめざましく、伝送速度が１０Ｇｂ／ｓ以上の高速光伝送が行われている。このような高速の光伝送システムには、発光素子としてレーザダイオードが用いられ、レーザダイオードとこれを駆動する駆動回路とを備えた電気光変換回路（以下、Ｅ／Ｏ変換回路という）が使用される。
【０００３】
図１に、レーザダイオードを流れる電流と光強度の変換特性を示す。レーザダイオードは、発光を開始する変曲点に至るまでの閾値電流を有している。そこで、レーザダイオードを直接変調する際には、閾値電流に相当するバイアス電流（以下、ＩＢＩＡＳという）を注入し、これに加えて、入力された電気信号に応じた変調電流（以下、ＩＭＯＤという）を注入する。
【０００４】
図２に、従来のレーザダイオードを直接変調するＥ／Ｏ変換回路を示す。Ｅ／Ｏ変換回路は、発光素子であるレーザダイオード１０１と、駆動回路１０２とから構成され、駆動回路１０２は、バイアス電流供給回路１０３と変調電流供給回路１０４とから構成されている（例えば、特許文献１参照）。レーザダイオード１０１は、アノード側の端子１５が電源端子ＶＬＤに接続され、カソード側の端子１３が変調電流供給回路１０４のＦＥＴ１２２のドレイン端子に接続されている。さらに、レーザダイオード１０１のカソード側の端子１３と電源端子ＶＳＳとの間に、バイアス電流供給回路１０３が接続されている。
【０００５】
変調電流供給回路１０４は、一対のＦＥＴ１２１、ＦＥＴ１２２、ＦＥＴの共通するソースと電源端子ＶＳＳとの間に接続された定電流源１２３とから成る差動増幅器、およびＦＥＴ１２１のドレイン端子と電源端子ＶＬＤの間に接続される抵抗１２４とから構成されている。また、電源端子ＶＬＤは、十分大きな容量のキャパシタ１１１を介して接地されており、安定した直流電位に保たれる。さらに、バイアス電流供給回路１０３と端子１３との間には、直列に十分大きなインダクタンスを有するインダクタ１１２が接続されており、変調電流供給回路１０４が供給する高周波で変調されたＩＭＯＤが、バイアス電流供給回路１０３に流れ込まないようにしている。
【０００６】
このような構成により、外部信号入力端子１１，１２から入力された電気的なデジタル信号により、差動増幅器は、ＦＥＴ１２１，１２２のいずれか一方が導通する。例えば、ＦＥＴ１２２が導通すると、レーザダイオード１０１に電流が流れると共に、バイアス電流供給回路１０３によるＩＢＩＡＳが重畳されて、所定の光強度に必要な電流が供給される。また、ＦＥＴ１２２が遮断すると、レーザダイオード１０１には閾値電流に相当するＩＢＩＡＳのみが流れ、光出力は低レベルに抑えられる。この結果、消光比の高いパルス出力が得られる。
【０００７】
【特許文献１】
特開平１１−３４０９２７号公報（段落番号［００２２］、図１）
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、従来のＥ／Ｏ変換回路において、レーザダイオード１０１と駆動回路１０２とを接続する際に用いるボンディングワイヤのインダクタンスによって、高速変調時の変換特性が劣化するという問題があった。一般に、レーザダイオードのインピーダンスが５Ω程度と低く、変調電流供給回路のインピーダンスもこれに整合するように低く設定するために、接続に用いるボンディングワイヤの影響が相対的に大きくなるためである。特に、伝送速度が１０Ｇｂ／ｓを超える高速光伝送においては無視できない。
【０００９】
次に、図２に示した従来のＥ／Ｏ変換回路において、ボンディングワイヤの影響をシミュレーションにより評価した結果を示す。図３に、レーザダイオードの電流アイダイヤグラムを示す。信号速度１０Ｇｂ／ｓにおいて、レーザダイオード１０１のカソード側の端子１３に流れる駆動電流、すなわちＩＭＯＤの電流アイダイヤグラムを示したもので、横軸は時間、縦軸はレーザダイオードの駆動電流を示している。
【００１０】
ここで問題となるのは、レーザダイオード１０１に対して直列に付加されるインダクタンスであり、図２には示されていないが、端子１５の接続において発生するインダクタンスと、端子１３の接続において発生するインダクタンスとが存在する。端子１５の接続において発生するインダクタンスとは、具体的には、端子１５とレーザダイオード１０１のアノード端子間の接続に要するボンディングワイヤによるものであり、また、端子１３の接続において発生するインダクタンスとは、具体的には、端子１３とレーザダイオード１０１のカソード端子間、または端子１３とＦＥＴ１２２のドレイン端子間の接続に要するボンディングワイヤによるものである。
【００１１】
図３（ａ）は、端子１３，１５の接続において発生するボンディングワイヤのインダクタンスをともに０Ｈとした場合、図３（ｂ）は、端子１３，１５の接続において発生するボンディングワイヤのインダクタンスを、それぞれ０．４ｎＨと０．２ｎＨとした場合を示す。図３（ａ）と図３（ｂ）とを比較すると、ボンディングワイヤのインダクタンスの存在によって、電流波形の立上り時間が著しく増加し、アイダイアグラムが劣化していることがわかる。
【００１２】
図４は、端子１３の接続において発生するボンディングワイヤのインダクタンスを変えたときのレーザダイオードの電流アイダイヤグラムである。端子１５の接続において発生するボンディングワイヤのインダクタンスを０．２ｎＨに固定し、端子１３の接続において発生するボンディングワイヤのインダクタンスを０．２ｎＨ，０．４ｎＨ，０．６ｎＨ，０．８ｎＨとして、５ＧＨｚの繰り返しパルスを入力信号とした場合の駆動電流を示したものである。図４に示したように、インダクタンス値が大きくなるにつれて立上り時間が遅くなることがわかる。
【００１３】
このことから，レーザダイオードに対して直列に付加されるインダクタンス、すなわちレーザダイオード１０１のアノード端子とカソード端子との接続において発生するボンディングワイヤのインダクタンスを小さくすることが高周波特性にとって重要なことがわかる。
【００１４】
インダクタンスの低減には、キャパシタ１１１が接続された電源端子ＶＬＤとレーザダイオード１０１、およびレーザダイオード１０１と駆動回路１０２を可能な限り接近させ、接続に用いるボンディングワイヤの長さを短くする。また、ボンディングワイヤの本数を増せば良いが、これには限界がある。直径２５μｍの金ワイヤ１本１ｍｍあたりのインダクタンスは、１ｎＨ程度とされている。上述したシミュレーションに使用した、端子１３，１５の接続において発生するボンディングワイヤのインダクタンス０．４ｎＨおよび０．２ｎＨは、従来のＥ／Ｏ変換回路において、可能な限りレーザダイオードと駆動回路とを近づけ、かつレーザダイオードの端子の面積が許す限りボンディングワイヤの本数を増やしたと想定した値であり、これらの値以下とするのは困難である。
【００１５】
一方、レーザダイオード１０１のカソード側の端子１３には、インダクタ１１２を接続する必要があり、端子１３の接続に想定した値（０．４ｎＨ）を実現することは難しい。インダクタ１１２には、高周波成分の阻止に必要な大きなインダクタンス値が要求されるために、通常チップ部品が用いられている。レーザダイオードに対して大きな体積を有するインダクタ１１２は、レーザダイオード１０１と駆動回路１０２とを近接させるのに障害となる上、限られたレーザダイオードの端子面積のなかでインダクタ５１との接続のために、端子１３との接続に用いることができる部分が制限されるためである。
【００１６】
以上述べたように、従来のＥ／Ｏ変換回路は、伝送速度が１０Ｇｂ／ｓを超える高速光伝送において、実装時の結線に用いるボンディングワイヤ等のインダクタンスにより、高周波特性が劣化するという問題があった。ボンディングワイヤの長さを、これ以上短かくすることは、実用上困難である。
【００１７】
本発明は、このような問題に鑑みてなされたもので、その目的とするところは、インダクタンスによる高周波特性に対する悪影響を抑制し、高速の伝送速度においても動作するＥ／Ｏ変換回路を提供することにある。
【００１８】
【課題を解決するための手段】
本発明は、このような目的を達成するために、請求項１に記載の発明は、発光素子を駆動して電気信号を光信号に変換するＥ／Ｏ変換回路において、一方の端子が前記発光素子のカソード端子に接続され、他方の端子が負荷回路を介して前記発光素子のアノード端子に接続された差動増幅器を有し、前記発光素子に変調電流を供給する変調電流供給回路と、前記発光素子のカソード端子に接続され、定電流源からバイアス電流を供給するバイアス電流供給回路と、一方の電源端子と前記発光素子のアノード端子との間に接続されたインダクタとを備えたことを特徴とする。
【００１９】
請求項２に記載の発明は、請求項１に記載の前記変調電流供給回路の前記負荷回路は、ダイオードを含むことを特徴とする。
【００２０】
請求項３に記載の発明は、請求項１に記載の前記変調電流供給回路は、前記発光素子のアノード端子とカソード端子とを接続する抵抗を備えたことを特徴とする。
【００２１】
請求項４に記載の発明は、請求項１に記載の前記変調電流供給回路は、前記差動増幅器の前記一方の端子と前記発光素子のカソード端子との間に接続された、抵抗とキャパシタとを並列に接続した負荷回路を備えたことを特徴とする。
【００２２】
請求項５に記載の発明は、請求項１に記載の前記バイアス電流供給回路は、前記定電流源と他方の電源端子との間に接続されたインダクタを備えたことを特徴とする。
【００２３】
請求項６に記載の発明は、請求項１ないし５のいずれかに記載の前記インダクタは、１０ｎＨ以上であることを特徴とする。
【００２４】
【発明の実施の形態】
以下、図面を参照しながら本発明の実施形態について詳細に説明する。
【００２５】
（第１の実施形態）
図５に、本発明の第１の実施形態にかかるＥ／Ｏ変換回路を示す。図２に示した従来のＥ／Ｏ変換回路とは、電源端子ＶＬＤと変調電流供給回路２０４との接続部において、直列にインダクタ２２５が挿入されている点が大きく異なっている。すなわち、インダクタ２２５は、電源端子ＶＬＤとレーザダイオード２０１のアノード側の端子２５との間に挿入されることになる。
【００２６】
Ｅ／Ｏ変換回路は、発光素子であるレーザダイオード２０１と、駆動回路とから構成され、駆動回路は、バイアス電流供給回路２０３と変調電流供給回路２０４とから構成されている。レーザダイオード２０１は、アノード側の端子２５が、インダクタ２２５を介して電源端子ＶＬＤに接続され、カソード側の端子２３が変調電流供給回路２０４のＦＥＴ２２２のドレイン端子に接続されている。さらに、レーザダイオード２０１のカソード側の端子２３と電源端子ＶＳＳとの間に、バイアス電流供給回路２０３が接続されている。
【００２７】
変調電流供給回路２０４は、一対のＦＥＴ２２１、ＦＥＴ２２２、ＦＥＴの共通するソースと電源端子ＶＳＳとの間に接続された定電流源２２３とから成る差動増幅器、およびＦＥＴ２２１のドレイン端子とインダクタ２２５の一方の端子２５との間に接続される負荷回路に相当する抵抗２２４とから構成されている。変調電流供給回路２０４を構成する差動増幅器の２つの負荷、すなわち抵抗２２４とレーザダイオード２０１とを接続する回路は、互いに共通の１点で接続され、インダクタ２２５を介して電源端子ＶＬＤに接続されている。
【００２８】
また、電源端子ＶＬＤは、十分大きな容量のキャパシタ２１１を介して接地されており、安定した直流電位に保たれる。さらに、バイアス電流供給回路２０３と端子２３との間には、直列に十分大きなインダクタンスを有するインダクタ２１２が接続されており、変調電流供給回路２０４が供給する高周波で変調されたＩＭＯＤが、バイアス電流供給回路２０３に流れ込まないようにしている。
【００２９】
ここで、ＦＥＴ２２１より抵抗２２４を見たインピーダンスと、ＦＥＴ２２２よりレーザダイオード２０１を見たインピーダンスとが同等となるように、抵抗２２４の抵抗値を設定することが望ましい。また、インダクタ２１２のインダクタンスは、レーザダイオード２０１のＩＭＯＤがバイアス電流供給回路２０３に分流しないように、ωＬ積が変調周波数域で十分大きくなるように設定する。さらに、インダクタ２２５のインダクタンスは、実装に用いるボンディングワイヤのインダクタンスより大きな値、例えば１０ｎＨ程度以上に設定するのが好ましい。
【００３０】
このような構成により、外部信号入力端子２１，２２から入力された電気的なデジタル信号により、差動増幅器は、ＦＥＴ２２１，２２２のいずれか一方が導通する。定電流源２２３と組み合わせることにより、定電流源２２３の供給する電流の経路が、ＦＥＴ２２１，２２２のいずれかに切替わる電流スイッチが形成される。従って、ＦＥＴ２２１が導通状態、ＦＥＴ２２２が遮断状態のとき、定電流源２２３の供給する電流は、電源端子ＶＬＤより抵抗体２２４、ＦＥＴ２２１を経由する。端子２３の電圧は、定電流源２２３の供給する電流がレーザダイオード２０１に流れないよう変位する。結果として、レーザダイオード２０１にはバイアス電流供給回路２０３が供給するＩＢＩＡＳのみが流れることとなる。
【００３１】
一方、ＦＥＴ２２１が遮断状態、ＦＥＴ２２２が導通状態のとき、定電流源２２３の供給する電流は、電源端子ＶＬＤよりレーザダイオード２０１、ＦＥＴ２２２を経由する。端子２３の電圧は、レーザダイオード２０１に定電流源２２３の供給する電流が流れるように変位する。結果として、レーザダイオード２０１にはバイアス電流供給回路２０３が供給するＩＢＩＡＳに、定電流源２２３の供給するＩＭＯＤが重畳されて流れる。
【００３２】
上述したように、ＦＥＴ２２１，２２２の導通状態と遮断状態とは、入力された信号に応じて入れ代わるため、レーザダイオード２０１に供給される電流は、入力された信号に応じて導通と遮断を繰り返す。すなわち、入力された信号に応じた高周波信号であるＩＭＯＤが注入される。ＩＭＯＤは、高周波信号であるため、インダクタ２１２によって、バイアス電流供給回路２０３に流入することはなく、ＩＢＩＡＳは入力された信号によらず一定である。また、ＩＢＩＡＳは、端子２３の電圧によらず一定である。従って、レーザダイオード２０１には、電源端子ＶＬＤからＩＢＩＡＳに重畳される形でＩＭＯＤが注入され、ＩＢＩＡＳは端子２４へ、ＩＭＯＤは端子２３へ流れることになる。
【００３３】
電源端子ＶＬＤにおける電位は、キャパシタ２１１の作用により高周波的に接地されているため、ほぼ一定である。正確には、キャパシタ２１１のキャパシタンスをＣとして、１／ωＣ（１／ωＣ≪１）で終端されている。一方、端子２５と電源端子ＶＬＤとの間にインダクタ２２５を接続しているので、端子２５からみた電源端子ＶＬＤのインピーダンスは、高周波的に開放されている。正確には、インダクタ２２５のインダクタンスをＬとして、ωＬで終端されている。
【００３４】
本実施形態にかかるＥ／Ｏ変換回路の作用について、図２に示した従来のＥ／Ｏ変換回路と比較して、詳細に述べる。従来のＥ／Ｏ変換回路の定電流源１２３は、常に一定の電流を供給している。図２において、ＦＥＴ１２１に流れていた電流は、ＦＥＴ１２１がＯＦＦとなった瞬間に、レーザダイオード１０１に流れる。端子１３，１５の接続におけるボンディングワイヤのインダクタに過渡的な電流が流れると、ワイヤインダクタの両端にその微分係数に応じた電圧が発生する。電源端子ＶＬＤの電圧は、キャパシタ１１１により接地されているので、一定であるから、結果的にレーザダイオード１０１の両端にかかる電圧が小さくなり、電流の流れを妨げるようにはたらく。妨げられた電流、すなわち過渡電流は、レーザダイオード１０１を介さずにキャパシタ１１１を介して流れてしまう。
【００３５】
本実施形態にかかるＥ／Ｏ変換回路においても、ワイヤインダクタに過渡的な電流が流れると、ワイヤインダクタの両端にその微分係数に応じた電圧が発生する。しかしながら、図５において、インダクタ２２５により、キャパシタ２１１が高周波的に開放されているため、キャパシタ２１１に過渡電流が流れることはない。定電流源２２３から供給される電流は、直接キャパシタ２１１に流れることはなく、全てインダクタ２２５を介して流れることになる。従って、ワイヤインダクタの両端にかかる電圧の影響を補うように、すなわち端子２５の電圧が上昇する方向に変化する。このようにして、レーザダイオード２０１の両端の電圧降下が軽減され、レーザダイオード２０１に流れる電流の立ち上がり時間を短縮することができる。
【００３６】
図６に、第１の実施形態にかかるＥ／Ｏ変換回路におけるレーザダイオードの電流アイダイヤグラムを示す。図６（ａ）は、図５に示した第１の実施形態にかかるＥ／Ｏ変換回路において、ボンディングワイヤの影響をシミュレーションにより評価した結果を示す。信号速度１０Ｇｂ／ｓにおいて、レーザダイオード２０１のカソード側の端子２３に流れる駆動電流、すなわちＩＭＯＤの電流アイダイヤグラムを示したもので、横軸は時間、縦軸はレーザダイオードの駆動電流を示している。
【００３７】
ここで、端子２５の接続において発生するボンディングワイヤのインダクタンスを０．２ｎＨとし、端子２３の接続において発生するボンディングワイヤのインダクタンスを０．４ｎＨとしている。インダクタ２２５のインダクタンスは、１μＨである。図６（ａ）の電流アイダイヤグラムは、図３（ｂ）の電流アイダイアグラムと比較して、立上り時間が早く、良好な電流アイダイアグラムを示している。
【００３８】
図６（ｂ）は、端子２３の接続において発生するボンディングワイヤのインダクタンスを変えたときのレーザダイオードの電流アイダイヤグラムである。端子２５の接続において発生するボンディングワイヤのインダクタンスを０．２ｎＨとし、端子２３の接続において発生するボンディングワイヤのインダクタンスを０．２ｎＨ，０．４ｎＨ，０．６ｎＨ，０．８ｎＨとして、５ＧＨｚの繰り返しパルスを入力信号とした場合の駆動電流を示したものである。インダクタ２２５のインダクタンスは１μＨである。図６（ｂ）と図４とを比較すると、端子２３の接続において発生するボンディングワイヤのインダクタンスが、立上り時間の劣化に及ぼす悪影響を、軽減していることがわかる。
【００３９】
図７は、インダクタのインダクタンスを変えたときのレーザダイオードの電流アイダイヤグラムである。図６のシミュレーションにおいて、インダクタ２２５のインダクタンスを１０ｎＨに変えた結果を示す。図７（ａ），（ｂ）では、上述した図６（ａ），（ｂ）と同等の特性が得られており、従来のＥ／Ｏ変換回路と比較して、電流の立上り時間に改善が認められる。
【００４０】
図８に、さらにインダクタのインダクタンスを変えたときの電流アイダイヤグラムを示す。図８（ａ）は、インダクタ２２５のインダクタンスは２ｎＨであり、図８（ｂ）は、インダクタ２２５のインダクタンスは１ｎＨである。信号速度１０Ｇｂ／ｓにおいて、シミュレーションを行った結果、図８（ｂ）に示すように、１ｎＨ以下では十分な改善効果は認められず、図８（ａ）に示すように、インダクタ２２５のインダクタンスは、２ｎＨ以上必要である。マージンを考慮すれば、図７に示したように、１０ｎＨ以上で改善効果がほぼ飽和することから、インダクタ２２５のインダクタンスを、おおむね１０ｎＨ以上とするのが望ましい。
【００４１】
（第２の実施形態）
図９に、本発明の第２の実施形態にかかるＥ／Ｏ変換回路を示す。第２の実施形態は、駆動回路の変調電流供給回路２０５において、ＦＥＴ２２１の負荷回路をダイオード２２６とした点が、第１の実施形態と異なる。すなわち、ＦＥＴ２２１のドレイン端子とインダクタ２２５の一方の端子２５との間に、ダイオード２２６が接続されている。
【００４２】
図１０に、一実施例を示す。ＦＥＴ２２１の負荷回路を、抵抗２２４とダイオード２２６の直列回路で構成したＥ／Ｏ変換回路を示す。ここで、ＦＥＴ２２１より抵抗２２４とダイオード２２６とを見たインピーダンスと、ＦＥＴ２２２よりレーザダイオード２０１を見たインピーダンスとが同等となるように、抵抗２２４の抵抗値を設定することが望ましい。
【００４３】
第２の実施形態によれば、レーザダイオード２０１と類似した特性のダイオード２２６を負荷回路として用いるので、一対のＦＥＴ２２１，２２２のドレイン端子における電圧をバランスさせることが容易になる。従って、抵抗２２４のみの場合よりも良好な電流アイダイアグラムを得ることができる。
【００４４】
（第３の実施形態）
図１１に、本発明の第３の実施形態にかかるＥ／Ｏ変換回路を示す。第３の実施形態は、図５に示したＥ／Ｏ変換回路に加え、レーザダイオード２０１と並列に抵抗２２７を備える点が相違している。第３の実施形態によれば、出力リターンロスが向上するため、端子２３，２５の接続において発生するボンディングワイヤのインダクタンスの影響を抑制することができ、良好な電流アイダイアグラムを得ることができる。
【００４５】
（第４の実施形態）
図１２に、本発明の第４の実施形態にかかるＥ／Ｏ変換回路を示す。第４の実施形態は、レーザダイオード２０１のカソード端子とＦＥＴ２２２のドレイン端子の間に、抵抗２３１とキャパシタ２３２とを並列に接続した負荷回路２１３を有している点に特徴がある。
【００４６】
第４の実施形態によれば、抵抗２３１の抵抗値とキャパシタ２３２の容量値が適切に設定された負荷回路２１３を接続することにより、高周波電流であるＩＭＯＤと直流電流であるＩＢＩＡＳの端子２３における分離を容易にし、さらに、端子２３の接続において発生するボンディングワイヤによる高周波特性に対する悪影響を軽減することができる。
【００４７】
（第５の実施形態）
図１３に、本発明の第５の実施形態にかかるＥ／Ｏ変換回路を示す。第５の実施形態は、ＩＢＩＡＳの分離のために用いるインダクタ２１４を、バイアス電流供給回路２０３と電源端子ＶＳＳとの間に接続する点に特徴がある。従来の、または本発明にかかる他の実施形態で用いたインダクタ２１２と同様に、インダクタ２１４は、高周波成分の阻止に必要な大きなインダクタンス値が要求され、通常チップ部品が用いられる。レーザダイオードに対して大きな体積を有するインダクタは、レーザダイオード２０１と駆動回路とを近接させるのに障害となる。
【００４８】
そこで、第５の実施形態によれば、レーザダイオード２０１と端子１３の接続に際してボンディングワイヤを短くすることができる。この結果、端子１３との接続において発生する寄生インダクタンス値自体が減少し、高周波特性に及ぼす影響がさらに軽減されることとなる。
【００４９】
図１４に、第５の実施形態にかかるＥ／Ｏ変換回路の一実施例を示す。バイアス電流供給回路２０３は、様々な構成をとることができ、定電流源をＦＥＴ２４１で構成することもできる。図１５に、他の実施例を示す。バイアス電流供給回路２０３を、ＦＥＴ２４１に抵抗２４２を直列に付加した構成とすることで、ＦＥＴの製造バラツキによるしきい値の変動を抑制することができる。
【００５０】
以上説明した各々の実施形態において、電源としては、一方の電源端子である電源端子ＶＬＤに正電圧を接続し、ＶＬＤ＞ＶＳＳなる電圧を他方の電源端子である電源端子にＶＳＳに接続するが、電源端子ＶＳＳを０Ｖ、すなわち電源端子ＶＳＳを接地してもよい。また、電源端子ＶＳＳに負電圧を接続し、電源端子ＶＬＤを０、すなわち電源端子ＶＬＤを接地してもよい。
【００５１】
また、差動増幅器の２つの外部信号入力端子から、一対のＦＥＴの各ゲート端子に、相補信号を入力することとしたが、一方のゲート端子を基準電圧で固定し、他方のゲート端子にのみ信号を入力してもよい。差動増幅器のＦＥＴは、バイポーラトランジスタなどの他の半導体デバイスを採用することもできる。
【００５２】
以上説明した各々の実施形態において、電源端子ＶＬＤに接続するキャパシタ２１１は必須ではないが、電源端子ＶＬＤと電源端子ＶＳＳの少なくともいずれかに、１／ωＣ≪１なるキャパシタンスを介して接地することにより、外来の雑音等の混入を防ぐことが好ましい。ここで、ω＝２πｆであり、πは円周率、ｆはデジタル信号の伝送速度に対応する周波数である。
【００５３】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば、一方の電源端子と発光素子のアノード端子との間に接続されたインダクタを備えたので、実装時の結線に用いるボンディングワイヤ等のインダクタンスによる高周波特性に対する悪影響を抑制し、高速の伝送速度においても動作することが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】レーザダイオードを流れる電流と光強度の変換特性を示す図である。
【図２】従来のレーザダイオードを直接変調するＥ／Ｏ変換回路を示す回路図である。
【図３】従来のＥ／Ｏ変換回路におけるレーザダイオードの電流アイダイヤグラムである。
【図４】ボンディングワイヤのインダクタンスを変えたときのレーザダイオードの電流アイダイヤグラムである。
【図５】本発明の第１の実施形態にかかるＥ／Ｏ変換回路を示す回路図である。
【図６】第１の実施形態にかかるＥ／Ｏ変換回路におけるレーザダイオードの電流アイダイヤグラムである。
【図７】インダクタのインダクタンスを変えたときのレーザダイオードの電流アイダイヤグラムである。
【図８】さらにインダクタのインダクタンスを変えたときの電流アイダイヤグラムである。
【図９】本発明の第２の実施形態にかかるＥ／Ｏ変換回路を示す回路図である。
【図１０】第２の実施形態にかかるＥ／Ｏ変換回路の一実施例を示す回路図である。
【図１１】本発明の第３の実施形態にかかるＥ／Ｏ変換回路を示す回路図である。
【図１２】本発明の第４の実施形態にかかるＥ／Ｏ変換回路を示す回路図である。
【図１３】本発明の第５の実施形態にかかるＥ／Ｏ変換回路を示す回路図である。
【図１４】第５の実施形態にかかるＥ／Ｏ変換回路の一実施例を示す回路図である。
【図１５】第５の実施形態にかかるＥ／Ｏ変換回路の他の実施例を示す回路図である。
【符号の説明】
１０１，２０１レーザダイオード
１０２駆動回路
１０３，２０３バイアス電流供給回路
１０４，２０４変調電流供給回路
１１１，２１１キャパシタ
１１２，２１２，２２５インダクタ
１２１，１２２，２２１，２２２ＦＥＴ
１２３，２２３定電流源
１２４，２２４抵抗[0001]
TECHNICAL FIELD OF THE INVENTION
The present invention relates to an E / O conversion circuit, and more particularly, to an E / O conversion circuit that directly modulates a laser diode by supplying a modulation current and a bias current to the laser diode.
[0002]
[Prior art]
In recent years, the progress of optical communication networks has been remarkable, and high-speed optical transmission with a transmission speed of 10 Gb / s or more has been performed. In such a high-speed optical transmission system, a laser diode is used as a light emitting element, and an electro-optical conversion circuit (hereinafter, referred to as an E / O conversion circuit) including a laser diode and a driving circuit for driving the laser diode is used. You.
[0003]
FIG. 1 shows the conversion characteristics between the current flowing through the laser diode and the light intensity. The laser diode has a threshold current up to an inflection point where light emission starts. Therefore, when directly modulating the laser diode, a bias current (hereinafter, referred to as IBIAS) corresponding to a threshold current is injected, and in addition to this, a modulation current (hereinafter, referred to as IMOD) according to an input electric signal. Inject.
[0004]
FIG. 2 shows a conventional E / O conversion circuit for directly modulating a laser diode. The E / O conversion circuit includes a laser diode 101 that is a light emitting element and a drive circuit 102. The drive circuit 102 includes a bias current supply circuit 103 and a modulation current supply circuit 104 (for example, see Patent Reference 1). The laser diode 101 has an anode-side terminal 15 connected to the power supply terminal VLD, and a cathode-side terminal 13 connected to the drain terminal of the FET 122 of the modulation current supply circuit 104. Further, a bias current supply circuit 103 is connected between the terminal 13 on the cathode side of the laser diode 101 and the power supply terminal VSS.
[0005]
The modulation current supply circuit 104 includes a pair of FETs 121 and 122, a differential amplifier including a common source of the FETs and a constant current source 123 connected between the power supply terminal VSS, and a drain terminal of the FET 121 and a power supply terminal VLD. And a resistor 124 connected therebetween. The power supply terminal VLD is grounded via a capacitor 111 having a sufficiently large capacity, and is maintained at a stable DC potential. Further, an inductor 112 having a sufficiently large inductance is connected in series between the bias current supply circuit 103 and the terminal 13, and the IMOD modulated at a high frequency supplied by the modulation current supply circuit 104 is connected to the bias current supply circuit 104. It does not flow into the circuit 103.
[0006]
With such a configuration, in the differential amplifier, one of the FETs 121 and 122 is turned on by an electric digital signal input from the external signal input terminals 11 and 12. For example, when the FET 122 conducts, a current flows through the laser diode 101, and IBIAS from the bias current supply circuit 103 is superimposed, so that a current required for a predetermined light intensity is supplied. When the FET 122 is shut off, only IBIAS corresponding to the threshold current flows through the laser diode 101, and the light output is suppressed to a low level. As a result, a pulse output with a high extinction ratio can be obtained.
[0007]
[Patent Document 1]
JP-A-11-340927 (paragraph number [0022], FIG. 1)
[0008]
[Problems to be solved by the invention]
However, in the conventional E / O conversion circuit, there is a problem that the conversion characteristic at the time of high-speed modulation is deteriorated by the inductance of the bonding wire used for connecting the laser diode 101 and the drive circuit 102. Generally, the impedance of the laser diode is as low as about 5Ω and the impedance of the modulation current supply circuit is set low so as to match the impedance, so that the influence of the bonding wire used for connection becomes relatively large. In particular, it cannot be ignored in high-speed optical transmission with a transmission speed exceeding 10 Gb / s.
[0009]
Next, a result of evaluating the influence of the bonding wire in the conventional E / O conversion circuit shown in FIG. 2 by simulation is shown. FIG. 3 shows a current eye diagram of the laser diode. At a signal speed of 10 Gb / s, a driving current flowing through the terminal 13 on the cathode side of the laser diode 101, that is, a current eye diagram of the IMOD is shown. The horizontal axis represents time, and the vertical axis represents driving current of the laser diode. .
[0010]
The problem here is the inductance added in series to the laser diode 101, which is not shown in FIG. 2 but is generated at the connection of the terminal 15 and at the connection of the terminal 13. And inductance. Specifically, the inductance generated at the connection of the terminal 15 is due to a bonding wire required for connection between the terminal 15 and the anode terminal of the laser diode 101. The inductance generated at the connection of the terminal 13 is Specifically, the bonding wire is used for connection between the terminal 13 and the cathode terminal of the laser diode 101 or between the terminal 13 and the drain terminal of the FET 122.
[0011]
FIG. 3A shows the case where the inductance of the bonding wire generated at the connection of the terminals 13 and 15 is 0H, and FIG. 3B shows the inductance of the bonding wire generated at the connection of the terminals 13 and 15, respectively. The case of 0.4 nH and 0.2 nH is shown. Comparing FIG. 3A and FIG. 3B, it can be seen that the rise time of the current waveform is significantly increased due to the presence of the inductance of the bonding wire, and the eye diagram is deteriorated.
[0012]
FIG. 4 is a current eye diagram of the laser diode when the inductance of the bonding wire generated at the connection of the terminal 13 is changed. The inductance of the bonding wire generated at the connection of the terminal 15 is fixed at 0.2 nH, and the inductance of the bonding wire generated at the connection of the terminal 13 is 0.2 nH, 0.4 nH, 0.6 nH, and 0.8 nH. It shows a drive current when a repetitive pulse is used as an input signal. As shown in FIG. 4, it can be seen that the rise time is delayed as the inductance value increases.
[0013]
This shows that it is important for the high frequency characteristics to reduce the inductance added in series with the laser diode, that is, the inductance of the bonding wire generated in the connection between the anode terminal and the cathode terminal of the laser diode 101.
[0014]
To reduce the inductance, the power supply terminal VLD to which the capacitor 111 is connected and the laser diode 101, and the laser diode 101 and the drive circuit 102 are brought as close as possible to shorten the length of the bonding wire used for connection. Although the number of bonding wires may be increased, there is a limit to this. The inductance per 1 mm of a gold wire having a diameter of 25 μm is about 1 nH. The bonding wire inductances of 0.4 nH and 0.2 nH generated in the connection of the terminals 13 and 15 used in the above-described simulations are as close as possible to the laser diode and the driving circuit in the conventional E / O conversion circuit. In addition, the value is based on the assumption that the number of bonding wires is increased as long as the area of the terminal of the laser diode permits, and it is difficult to reduce the number to less than these values.
[0015]
On the other hand, it is necessary to connect the inductor 112 to the terminal 13 on the cathode side of the laser diode 101, and it is difficult to realize the value (0.4 nH) assumed for the connection of the terminal 13. Since a large inductance value required for blocking high-frequency components is required for the inductor 112, a chip component is usually used. The inductor 112 having a large volume with respect to the laser diode hinders the laser diode 101 and the drive circuit 102 from being close to each other, and also has a limited terminal area for connection with the inductor 51 in a limited laser diode terminal area. This is because a portion that can be used for connection with the terminal 13 is limited.
[0016]
As described above, the conventional E / O conversion circuit has a problem that in high-speed optical transmission at a transmission speed exceeding 10 Gb / s, high-frequency characteristics are deteriorated due to inductance of a bonding wire used for connection at the time of mounting. Was. It is practically difficult to make the length of the bonding wire shorter.
[0017]
The present invention has been made in view of such a problem, and an object of the present invention is to provide an E / O conversion circuit that suppresses an adverse effect on high frequency characteristics due to inductance and operates even at a high transmission speed. It is in.
[0018]
[Means for Solving the Problems]
In order to achieve the above object, the present invention provides an E / O conversion circuit for driving a light emitting element to convert an electric signal into an optical signal, wherein one terminal has the light emitting element. A modulation current supply circuit connected to a cathode terminal of the element, the other terminal having a differential amplifier connected to an anode terminal of the light emitting element via a load circuit, and supplying a modulation current to the light emitting element; A bias current supply circuit connected to a cathode terminal of the light emitting element and supplying a bias current from a constant current source, and an inductor connected between one power supply terminal and an anode terminal of the light emitting element. And
[0019]
The invention according to claim 2 is characterized in that the load circuit of the modulation current supply circuit according to claim 1 includes a diode.
[0020]
According to a third aspect of the invention, the modulation current supply circuit according to the first aspect includes a resistor for connecting an anode terminal and a cathode terminal of the light emitting element.
[0021]
According to a fourth aspect of the present invention, in the modulation current supply circuit according to the first aspect, a resistor and a capacitor are connected between the one terminal of the differential amplifier and a cathode terminal of the light emitting element. Are connected in parallel with each other.
[0022]
According to a fifth aspect of the present invention, the bias current supply circuit according to the first aspect includes an inductor connected between the constant current source and the other power supply terminal.
[0023]
The invention according to claim 6 is characterized in that the inductor according to any one of claims 1 to 5 has a value of 10 nH or more.
[0024]
BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION
Hereinafter, embodiments of the present invention will be described in detail with reference to the drawings.
[0025]
(1st Embodiment)
FIG. 5 shows an E / O conversion circuit according to the first embodiment of the present invention. 2 differs from the conventional E / O conversion circuit shown in FIG. 2 in that an inductor 225 is inserted in series at the connection between the power supply terminal VLD and the modulation current supply circuit 204. That is, the inductor 225 is inserted between the power supply terminal VLD and the terminal 25 on the anode side of the laser diode 201.
[0026]
The E / O conversion circuit includes a laser diode 201 which is a light emitting element, and a drive circuit. The drive circuit includes a bias current supply circuit 203 and a modulation current supply circuit 204. The laser diode 201 has an anode-side terminal 25 connected to the power supply terminal VLD via the inductor 225, and a cathode-side terminal 23 connected to the drain terminal of the FET 222 of the modulation current supply circuit 204. Further, a bias current supply circuit 203 is connected between the cathode terminal 23 of the laser diode 201 and the power supply terminal VSS.
[0027]
The modulation current supply circuit 204 includes a pair of FETs 221, 222, a differential amplifier including a common source of the FETs and a constant current source 223 connected between the power supply terminal VSS, and one of the drain terminal of the FET 221 and the inductor 225. And a resistor 224 corresponding to a load circuit connected between the terminal 25 and the terminal 25. Two loads of the differential amplifier constituting the modulation current supply circuit 204, that is, a circuit connecting the resistor 224 and the laser diode 201 are connected at a common point and connected to the power supply terminal VLD via the inductor 225. ing.
[0028]
Further, the power supply terminal VLD is grounded via a capacitor 211 having a sufficiently large capacity, and is maintained at a stable DC potential. Further, an inductor 212 having a sufficiently large inductance is connected in series between the bias current supply circuit 203 and the terminal 23, and the IMOD modulated at a high frequency supplied by the modulation current supply circuit 204 is connected to the bias current supply circuit 204. The circuit 203 is prevented from flowing.
[0029]
Here, it is desirable to set the resistance value of the resistor 224 such that the impedance when the resistor 224 is viewed from the FET 221 is equal to the impedance when the laser diode 201 is viewed from the FET 222. Further, the inductance of the inductor 212 is set such that the ωL product becomes sufficiently large in the modulation frequency range so that the IMOD of the laser diode 201 does not shunt to the bias current supply circuit 203. Further, the inductance of the inductor 225 is preferably set to a value larger than the inductance of the bonding wire used for mounting, for example, about 10 nH or more.
[0030]
With such a configuration, in the differential amplifier, one of the FETs 221 and 222 is turned on by an electrical digital signal input from the external signal input terminals 21 and 22. In combination with the constant current source 223, a current switch is formed in which the path of the current supplied by the constant current source 223 is switched to one of the FETs 221 and 222. Therefore, when the FET 221 is in the conductive state and the FET 222 is in the cut-off state, the current supplied from the constant current source 223 passes through the resistor 224 and the FET 221 from the power supply terminal VLD. The voltage at the terminal 23 is displaced so that the current supplied from the constant current source 223 does not flow through the laser diode 201. As a result, only IBIAS supplied from the bias current supply circuit 203 flows through the laser diode 201.
[0031]
On the other hand, when the FET 221 is turned off and the FET 222 is turned on, the current supplied from the constant current source 223 passes from the power supply terminal VLD through the laser diode 201 and the FET 222. The voltage at the terminal 23 is displaced so that the current supplied from the constant current source 223 flows to the laser diode 201. As a result, in the laser diode 201, the IMOD supplied from the constant current source 223 is superimposed on the IBIAS supplied from the bias current supply circuit 203 and flows.
[0032]
As described above, the conduction state and the interruption state of the FETs 221 and 222 are switched according to the input signal, so that the current supplied to the laser diode 201 repeats conduction and interruption according to the input signal. That is, IMOD, which is a high-frequency signal corresponding to the input signal, is injected. Since the IMOD is a high-frequency signal, it does not flow into the bias current supply circuit 203 by the inductor 212, and the IBIAS is constant regardless of the input signal. Further, IBIAS is constant regardless of the voltage of the terminal 23. Therefore, IMOD is injected into the laser diode 201 from the power supply terminal VLD so as to be superimposed on IBIAS, and IBIAS flows to the terminal 24 and IMOD flows to the terminal 23.
[0033]
The potential at the power supply terminal VLD is substantially constant because it is grounded at a high frequency by the action of the capacitor 211. To be more precise, when the capacitance of the capacitor 211 is C, it is terminated at 1 / ωC (1 / ωC２１１1). On the other hand, since the inductor 225 is connected between the terminal 25 and the power supply terminal VLD, the impedance of the power supply terminal VLD viewed from the terminal 25 is open at high frequencies. More precisely, the inductance of the inductor 225 is L, and the inductor 225 is terminated at ωL.
[0034]
The operation of the E / O conversion circuit according to the present embodiment will be described in detail in comparison with the conventional E / O conversion circuit shown in FIG. The constant current source 123 of the conventional E / O conversion circuit always supplies a constant current. 2, the current flowing through the FET 121 flows through the laser diode 101 at the moment when the FET 121 is turned off. When a transient current flows through the inductor of the bonding wire at the connection of the terminals 13 and 15, a voltage corresponding to the differential coefficient is generated at both ends of the wire inductor. Since the voltage of the power supply terminal VLD is constant because it is grounded by the capacitor 111, the voltage applied to both ends of the laser diode 101 becomes small as a result, and works to prevent the flow of current. The hindered current, that is, the transient current, flows through the capacitor 111 without passing through the laser diode 101.
[0035]
Also in the E / O conversion circuit according to the present embodiment, when a transient current flows through the wire inductor, a voltage corresponding to the differential coefficient is generated at both ends of the wire inductor. However, in FIG. 5, since the capacitor 211 is opened at a high frequency by the inductor 225, no transient current flows through the capacitor 211. The current supplied from the constant current source 223 does not flow directly to the capacitor 211, but all flows through the inductor 225. Therefore, the voltage changes to compensate for the effect of the voltage applied to both ends of the wire inductor, that is, to increase the voltage at the terminal 25. In this manner, the voltage drop across the laser diode 201 is reduced, and the rise time of the current flowing through the laser diode 201 can be reduced.
[0036]
FIG. 6 shows a current eye diagram of a laser diode in the E / O conversion circuit according to the first embodiment. FIG. 6A shows the result of evaluating the effect of the bonding wire by simulation in the E / O conversion circuit according to the first embodiment shown in FIG. At a signal speed of 10 Gb / s, a driving current flowing through the cathode-side terminal 23 of the laser diode 201, that is, a current eye diagram of the IMOD is shown. The horizontal axis represents time, and the vertical axis represents driving current of the laser diode. .
[0037]
Here, the inductance of the bonding wire generated at the connection of the terminal 25 is set to 0.2 nH, and the inductance of the bonding wire generated at the connection of the terminal 23 is set to 0.4 nH. The inductance of the inductor 225 is 1 μH. The current eye diagram of FIG. 6A shows a better current eye diagram with a faster rise time than the current eye diagram of FIG. 3B.
[0038]
FIG. 6B is a current eye diagram of the laser diode when the inductance of the bonding wire generated at the connection of the terminal 23 is changed. Assuming that the inductance of the bonding wire generated at the connection of the terminal 25 is 0.2 nH and the inductance of the bonding wire generated at the connection of the terminal 23 is 0.2 nH, 0.4 nH, 0.6 nH, 0.8 nH, a repetitive pulse of 5 GHz Is a drive current when is an input signal. The inductance of the inductor 225 is 1 μH. Comparing FIG. 6B with FIG. 4, it is understood that the adverse effect of the inductance of the bonding wire generated at the connection of the terminal 23 on the deterioration of the rise time is reduced.
[0039]
FIG. 7 is a current eye diagram of the laser diode when the inductance of the inductor is changed. FIG. 6 shows the result of changing the inductance of the inductor 225 to 10 nH in the simulation of FIG. 7 (a) and 7 (b), the same characteristics as those of FIGS. 6 (a) and 6 (b) are obtained, and the current rise time is improved as compared with the conventional E / O conversion circuit. Is recognized.
[0040]
FIG. 8 shows a current eye diagram when the inductance of the inductor is further changed. FIG. 8A shows an inductance of the inductor 225 of 2 nH, and FIG. 8B shows an inductance of the inductor 225 of 1 nH. As a result of a simulation at a signal speed of 10 Gb / s, as shown in FIG. 8B, a sufficient improvement effect was not recognized at 1 nH or less, and as shown in FIG. , 2nH or more is required. In consideration of the margin, as shown in FIG. 7, since the improvement effect is almost saturated at 10 nH or more, it is desirable that the inductance of the inductor 225 be approximately 10 nH or more.
[0041]
(Second embodiment)
FIG. 9 shows an E / O conversion circuit according to the second embodiment of the present invention. The second embodiment is different from the first embodiment in that a diode 226 is used as the load circuit of the FET 221 in the modulation current supply circuit 205 of the drive circuit. That is, the diode 226 is connected between the drain terminal of the FET 221 and one terminal 25 of the inductor 225.
[0042]
FIG. 10 shows an embodiment. 5 shows an E / O conversion circuit in which a load circuit of the FET 221 is configured by a series circuit of a resistor 224 and a diode 226. Here, it is desirable to set the resistance value of the resistor 224 so that the impedance when the resistor 224 and the diode 226 are viewed from the FET 221 is equal to the impedance when the laser diode 201 is viewed from the FET 222.
[0043]
According to the second embodiment, since the diode 226 having characteristics similar to those of the laser diode 201 is used as the load circuit, it is easy to balance the voltages at the drain terminals of the pair of FETs 221 and 222. Therefore, a better current eye diagram can be obtained than when only the resistor 224 is used.
[0044]
(Third embodiment)
FIG. 11 shows an E / O conversion circuit according to the third embodiment of the present invention. The third embodiment is different from the E / O conversion circuit shown in FIG. 5 in that a resistor 227 is provided in parallel with the laser diode 201. According to the third embodiment, since the output return loss is improved, the influence of the inductance of the bonding wire generated when the terminals 23 and 25 are connected can be suppressed, and a good current eye diagram can be obtained.
[0045]
(Fourth embodiment)
FIG. 12 shows an E / O conversion circuit according to the fourth embodiment of the present invention. The fourth embodiment is characterized in that a load circuit 213 in which a resistor 231 and a capacitor 232 are connected in parallel is provided between the cathode terminal of the laser diode 201 and the drain terminal of the FET 222.
[0046]
According to the fourth embodiment, by connecting the load circuit 213 in which the resistance value of the resistor 231 and the capacitance value of the capacitor 232 are properly set, the terminal 23 of the IMOD, which is a high-frequency current, and the IBIAS, which is a DC current, is connected. Separation can be facilitated, and furthermore, adverse effects on the high-frequency characteristics due to the bonding wires generated in the connection of the terminals 23 can be reduced.
[0047]
(Fifth embodiment)
FIG. 13 shows an E / O conversion circuit according to the fifth embodiment of the present invention. The fifth embodiment is characterized in that an inductor 214 used for IBIAS separation is connected between a bias current supply circuit 203 and a power supply terminal VSS. Like the inductor 212 used in the conventional or other embodiments of the present invention, the inductor 214 is required to have a large inductance value required for blocking high-frequency components, and usually uses chip components. An inductor having a larger volume than the laser diode hinders the proximity of the laser diode 201 and the drive circuit.
[0048]
Therefore, according to the fifth embodiment, the bonding wire can be shortened when the laser diode 201 and the terminal 13 are connected. As a result, the parasitic inductance value itself generated in connection with the terminal 13 is reduced, and the effect on high frequency characteristics is further reduced.
[0049]
FIG. 14 shows an example of the E / O conversion circuit according to the fifth embodiment. The bias current supply circuit 203 can have various configurations, and the constant current source can be configured by the FET 241. FIG. 15 shows another embodiment. When the bias current supply circuit 203 has a structure in which the resistor 242 is added to the FET 241 in series, it is possible to suppress a change in threshold value due to a variation in manufacturing of the FET.
[0050]
In each of the embodiments described above, as the power supply, a positive voltage is connected to the power supply terminal VLD which is one power supply terminal, and a voltage satisfying VLD> VSS is connected to VSS to the power supply terminal which is the other power supply terminal. The power supply terminal VSS may be set to 0 V, that is, the power supply terminal VSS may be grounded. Alternatively, a negative voltage may be connected to the power supply terminal VSS, and the power supply terminal VLD may be set to 0, that is, the power supply terminal VLD may be grounded.
[0051]
In addition, complementary signals are input from the two external signal input terminals of the differential amplifier to the respective gate terminals of the pair of FETs. However, one gate terminal is fixed at a reference voltage, and only the other gate terminal is fixed. A signal may be input. Other semiconductor devices, such as bipolar transistors, can be used for the FET of the differential amplifier.
[0052]
In each of the embodiments described above, the capacitor 211 connected to the power supply terminal VLD is not essential. However, by grounding to at least one of the power supply terminal VLD and the power supply terminal VSS via a capacitance of 1 / ωC≪1. It is preferable to prevent external noise and the like from being mixed. Here, ω = 2πf, π is a pi, and f is a frequency corresponding to the transmission speed of the digital signal.
[0053]
【The invention's effect】
As described above, according to the present invention, an inductor connected between one power supply terminal and the anode terminal of the light emitting element is provided, so that high-frequency characteristics due to inductance of a bonding wire or the like used for connection during mounting are reduced. It is possible to suppress adverse effects and operate at a high transmission speed.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a diagram showing conversion characteristics between a current flowing through a laser diode and light intensity.
FIG. 2 is a circuit diagram showing a conventional E / O conversion circuit for directly modulating a laser diode.
FIG. 3 is a current eye diagram of a laser diode in a conventional E / O conversion circuit.
FIG. 4 is a current eye diagram of a laser diode when the inductance of a bonding wire is changed.
FIG. 5 is a circuit diagram showing an E / O conversion circuit according to the first embodiment of the present invention.
FIG. 6 is a current eye diagram of a laser diode in the E / O conversion circuit according to the first embodiment.
FIG. 7 is a current eye diagram of a laser diode when the inductance of the inductor is changed.
FIG. 8 is a current eye diagram when the inductance of the inductor is further changed.
FIG. 9 is a circuit diagram illustrating an E / O conversion circuit according to a second embodiment of the present invention.
FIG. 10 is a circuit diagram showing one example of an E / O conversion circuit according to a second embodiment.
FIG. 11 is a circuit diagram illustrating an E / O conversion circuit according to a third embodiment of the present invention.
FIG. 12 is a circuit diagram illustrating an E / O conversion circuit according to a fourth embodiment of the present invention.
FIG. 13 is a circuit diagram showing an E / O conversion circuit according to a fifth embodiment of the present invention.
FIG. 14 is a circuit diagram showing one example of an E / O conversion circuit according to a fifth embodiment.
FIG. 15 is a circuit diagram showing another example of the E / O conversion circuit according to the fifth embodiment.
[Explanation of symbols]
101, 201 laser diode
102 Drive circuit
103,203 bias current supply circuit
104,204 Modulation current supply circuit
111, 211 capacitor
112, 212, 225 inductor
121,122,221,222 FET
123, 223 constant current source
124,224 resistance

Claims

In an E / O conversion circuit for driving a light emitting element to convert an electric signal into an optical signal,
One terminal is connected to the cathode terminal of the light emitting element, and the other terminal has a differential amplifier connected to the anode terminal of the light emitting element via a load circuit, and supplies a modulation current to the light emitting element. A current supply circuit;
A bias current supply circuit connected to a cathode terminal of the light emitting element and supplying a bias current from a constant current source;
An E / O conversion circuit comprising: an inductor connected between one power supply terminal and an anode terminal of the light emitting element.

The E / O conversion circuit according to claim 1, wherein the load circuit of the modulation current supply circuit includes a diode.

The E / O conversion circuit according to claim 1, wherein the modulation current supply circuit includes a resistor for connecting an anode terminal and a cathode terminal of the light emitting element.

The modulation current supply circuit includes a load circuit connected between the one terminal of the differential amplifier and a cathode terminal of the light emitting element and having a resistor and a capacitor connected in parallel. The E / O conversion circuit according to claim 1.

The E / O conversion circuit according to claim 1, wherein the bias current supply circuit includes an inductor connected between the constant current source and the other power supply terminal.

The E / O conversion circuit according to any one of claims 1 to 5, wherein the inductor has a voltage of 10 nH or more.