JP2004215401A

JP2004215401A - Rectifier

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Publication number: JP2004215401A
Application number: JP2002382538A
Authority: JP
Inventors: Yuji Shindo; 裕司進藤; Masahide Kawamura; 正英川村
Original assignee: Kawasaki Heavy Industries Ltd
Current assignee: Kawasaki Heavy Industries Ltd
Priority date: 2002-12-27
Filing date: 2002-12-27
Publication date: 2004-07-29
Anticipated expiration: 2022-12-27
Also published as: JP3696855B2

Abstract

【課題】簡単な構成で高調波の発生を低減することができ、かつ小形の整流装置を提供することである。
【解決手段】移相変圧器１１によって３相交流電源１７から供給される３相交流から、３０°の位相差を有する２組の３相交流を生成し、この３相交流を第１および第２の３相全波整流回路１２ａ，１２ｂによってそれぞれ全波整流する。第１および第２の３相全波整流回路１２ａ，１２ｂの正極同士および負極同士を第１および第２の相間変圧器１３ａ，１３ｂの１次巻線３１ａ，３１ｂによってそれぞれ接続し、第１および第２の相間変圧器１３ａ，１３ｂの２次巻線３２ａ，３２ｂの正極同士を接続して、この各２次巻線３２ａ、３２ｂに誘起される電圧の差分Ｖｓｗを単相全波整流ブリッジ回路１４によって整流する。これによって等価的に２４パルス整流されることになり、３相交流に含まれる高調波を低減することができる。
【選択図】図１An object of the present invention is to provide a small-sized rectifier capable of reducing generation of harmonics with a simple configuration.
A three-phase AC having a phase difference of 30 ° is generated from three-phase AC supplied from a three-phase AC power supply by a phase shift transformer, and the three-phase AC is converted into first and second sets. Full-wave rectification is performed by two three-phase full-wave rectifier circuits 12a and 12b. Positive electrodes and negative electrodes of the first and second three-phase full-wave rectifier circuits 12a and 12b are connected by primary windings 31a and 31b of first and second inter-phase transformers 13a and 13b, respectively. The positive poles of the secondary windings 32a and 32b of the second interphase transformers 13a and 13b are connected to each other, and the difference Vsw of the voltage induced in each of the secondary windings 32a and 32b is converted to a single-phase full-wave rectification bridge circuit. Rectified by 14. As a result, 24-pulse rectification is equivalently performed, and harmonics included in the three-phase alternating current can be reduced.
[Selection diagram] Fig. 1

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、３相交流を直流に整流する整流装置に関し、さらに詳しくは、交流側の高調波成分の発生を低減する整流装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
第１の先行技術の３相交流を直流に整流する整流装置は、交流側に発生する高調波を低減するために、多相交流回路によって構成されている。第１の先行技術の整流回路は、移相変換器と、３相全波整流回路と、相間リアクトルとを含む。移相変換器は、３相交流電源に接続され、３相交流電源から供給される３相交流から、３０°の位相差を有する２組の３相交流を生成する。３相全波整流回路は、ダイオードによって構成され、移相変圧器によって生成される２組の３相交流をそれぞれ全波整流する。３相全波整流回路の正極側同士および負極側同士を相間変圧器によって接続して、それぞれの相間変圧器の中点を直流負荷に接続する（たとえば、非特許文献１参照）。
【０００３】
交流側と直流側とを絶縁する必要がない場合には、前述した移相変圧器を用いる整流装置によって、絶縁型変圧器を用いる整流装置よりも装置の寸法および重量を小さくすることができる。
【０００４】
このような整流装置では、１２パルス整流となる。したがって、流入電流が１２段の階段状波形となる。このため１２ｍ±１次の高調波が発生し、電圧波形および電流波形の高調波の量、つまりひずみ率が１０％を越えてしまうという問題がある。
【０００５】
このような問題に鑑み、第２の先行技術の整流装置では、第１の先行技術の整流装置の相間変圧器に２次巻線を設け、２次巻線にインバータを接続し、インバータから高調波電流をキャンセルするような電流を注入することによって高調波を低減している（たとえば、非特許文献２参照）。
【０００６】
また第３の従来技術として、第１の先行技術の整流装置の移相変換器によって生成される２組の３相交流の位相差を４０°に広げ、さらに相間変圧器と直流負荷との間のタップ用切換ダイオードを設ける整流装置がある（たとえば、非特許文献３参照）。
【０００７】
【非特許文献１】
今井孝二監修「パワーエレクトロニクスハンドブック」２００２年、Ｒ＆Ｄプランニング社
【非特許文献２】
ＳｅｗａｎＣｈｏｉ，ＰｒａｓａｄＥｎｊｅｔｉ，Ｈｏｎｇ−ＨｅｅＬｅｅ，ＩｒａＰｉｔｅｌ：「ＮｅｗＡｃｔｉｖｅＩｎｔｅｒｐｈａｓｅＲｅａｃｔｏｒｆｏｒ１２−ＰｕｌｓｅｒｅｃｔｉｆｉｅｒｓＰｒｏｖｉｄｅｓＣｌｅａｎＰｏｗｅｒＵｔｉｌｉｔｙＩｎｔｅｒｆａｃｅ」、ＩＥＥＥＴＲＡＮＳＡＣＴＩＯＮＳＯＮＩＮＤＵＳＴＲＹＡＰＰＬＩＣＡＴＩＯＮＳ，ＮＯＶＥＭＢＥＲ／ＤＥＣＥＭＢＥＲ１９９６，ＶＯＬ．３２，ＮＯ．６
【非特許文献３】
大口・山田：「部分容量の非絶縁変圧器結合二重化三相ダイオードブリッジ整流回路の入力電流波形改善」，電学論Ｄ，平成７年，１１５巻９号，ｐｐ１１９６，１１９７
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】
第２の先行技術の整流装置では、相間変圧器の２次巻線に高調波電流をキャンセルするような電流を注入するためのインバータが必要となり、このためインバータを構成するためのトランジスタなどの能動素子や制御回路が必要となる。したがって、装置が複雑化するといった問題がある。トランジスタなどの能動素子はダイオードに比べ故障しやすい。このため装置構成が簡単であり、かつ制御回路を用いないで３相交流を直流に整流することができる整流回路が望まれている。
【０００９】
第３の先行技術の整流装置では、移相変圧器によって４０°の位相差を有する２組の３相交流を生成する必要があるので、３０°の位相差を有する２組の３相交流を生成する移相変圧器と比較して、移相変換器が大形化する。したがって、整流装置が大形化するという問題がある。またこの整流装置では、等価的に１８パルス整流となるので、装置が複雑化することに比べて３相交流に含まれる高調波を低減する効果が少ない。したがって装置を大形化しないで、効率よく高調波の発生を低減することができる装置が望まれている。
【００１０】
本発明の目的は、簡単な構成で高調波の発生を低減することができ、かつ小形の整流装置を提供することである。
【００１１】
【課題を解決するための手段】
請求項１記載の本発明は、３相交流電源に接続され、３相交流電源から供給される３相交流から、３０°の位相差を有する２組の３相交流を生成する移相変圧器と、
前記移相変圧器によって生成される２組の３相交流をそれぞれ全波整流する２つの３相全波整流回路と、
前記２つの３相全波整流回路の直流出力の正極同士および負極同士をそれぞれ１次巻線によって接続し、直流出力の正極同士を接続する１次巻線に対応する２次巻線の正極と、直流出力の負極同士を接続する１次巻線に対応する２側巻線の正極とを相互に２つの接続する正極側および負極側相間変圧器と、
第１〜第４の整流素子によって構成される単相全波整流ブリッジ回路とを含み、
前記単相全波整流ブリッジ回路の２つの交流入力端に前記正極側および負極側相間変圧器の直列接続された２次巻線を接続し、第１〜第４の整流素子によって構成される単相全波整流ブリッジ回路の直流負極出力端を、前記正極側相間変圧器の１次巻線の中性点に接続し、第１〜第４の整流素子によって構成される単相全波整流ブリッジ回路の直流正極出力端を、負荷の正極側に接続し、前記負極側相間変圧器の１次巻線の中性点に負荷の負極側を接続することを特徴とする整流装置である。
【００１２】
請求項４記載の本発明は、３相交流電源に接続され、３相交流電源から供給される３相交流から、３０°の位相差を有する２組の３相交流を生成する移相変圧器と、
前記移相変圧器によって生成される２組の３相交流をそれぞれ全波整流する２つの３相全波整流回路と、
前記２つの３相全波整流回路の直流出力の正極同士および負極同士をそれぞれ１次巻線によって接続し、直流出力の正極同士を接続する１次巻線に対応する２次巻線の正極と、直流出力の負極同士を接続する１次巻線に対応する２側巻線の正極とを相互に２つの接続する正極側および負極側相間変圧器と、
第１〜第４の整流素子によって構成される単相全波整流ブリッジ回路とを含み、
前記単相全波整流ブリッジ回路の２つの交流入力端に前記正極側および負極側相間変圧器の直列接続された２次巻線の負極をそれぞれ接続し、前記単相全波整流ブリッジ回路の直流正極出力端を、前記負極側相間変圧器の１次巻線の中性点に接続し、前記単相全波整流ブリッジ回路の直流負極出力端を、負荷の負極側に接続し、前記正極側相間変圧器の１次巻線の中性点に負荷の正極側を接続することを特徴とする整流装置である。
【００１３】
本発明に従えば、移相変圧器によって３相交流電源から供給される３相交流から、３０°の位相差を有する２組の３相交流を生成し、この３相交流を２つの３相全波整流回路によってそれぞれ全波整流する。それぞれの３相全波整流回路から出力される直流電圧、つまり相間変圧器に印加される電圧には、電源周波数の３倍および６倍の周波数成分が含まれる。正極側および負極側相間変圧器の２次巻線の正極同士を接続して、この各２次巻線に誘起される電圧の差分をとると、正極側相間変圧器の２次巻線の負極と、負極側相間変圧器の２次巻線の負極との間に、前記正極側および負極側相間変圧器に印加される電圧のうち、電源周波数の６倍の周波数成分の電圧を単独で抽出することができる。
【００１４】
単相全波整流ブリッジ回路は、前記正極側および負極側相間変圧器によって抽出された電源周波数の６倍の周波数成分の電圧を整流し、電源周波数の１２倍の周波数成分の電圧として、単相全波整流ブリッジ回路に直列に接続される負荷に与えることができる。したがって、この負荷に印加される直流電圧の波形は、３相全波整流回路によって整流された直流電圧の波形と、単相全波整流ブリッジ回路の直流負極端および直流正極端の間の電圧の波形とを加算した波形となる。したがって、負荷に印加される直流電圧の波形は、３相全波整流回路から出力される直流電圧よりもさらに平滑化された波形となり、３相全波整流回路から出力される直流電圧のリップルの半分の周期のリップルを有する。つまり整流装置によって、等価的に２４パルス整流されることになる。
【００１５】
このように負荷に印加される直流電圧のリップルを減少することができるとともに、正極側および負極側相間変圧器の２次巻線には負荷に流れる負荷電流と同じ大きさの６倍周期の交流電流が流れる。これによって、各相間変圧器の１次側の電流バランスを崩すことができ、各相間変圧器への入力電流は、電源周波数の６倍の周期で脈動する直流電流となる。これによって３相全波整流回路の入力端電流は、半周期の２／３のパルス幅を有する波形となり、これらを移相変圧器によって合成すると、２４段の階段状の交流電流波形となる。このように３相交流電源から入力される３相交流の波形をより正弦波に近づけることができるので、３相交流電源から供給される３相交流に含まれる高調波を低減することができる。
【００１６】
３相全波整流回路および整流回路は、第２の先行技術の整流装置が有する能動素子および制御回路を用いないで、受動素子だけで構成することができる。ダイオードなどの受動素子は、過電流に対して壊れにくいので、装置の信頼性が向上し、また装置の保守管理が容易となる。
【００１７】
さらに移相変圧器には、第１あるいは第２の先行技術と同様の移相変圧器を用いることができるので、装置が大形化することがない。さらに第１の先行技術と比較して、構成の増加は相間変圧器の２次巻線と、４つの整流素子によって構成される整流回路だけであり、簡単な構成で、３相交流の高調波を低減することができる。また、２４パルス整流と同等の整流回路が構成できるため、第３の先行技術が実現している等価的な１８パルス整流よりも、高調波の発生が少ない。
【００１８】
請求項２記載の本発明は、前記単相全波整流ブリッジ回路の直流正極出力端と、負極側相間変圧器の１次巻線の中性点との間に直流リアクトルを直列に設けることを特徴とする。
【００１９】
本発明に従えば、前記単相全波整流ブリッジ回路の直流正極出力端と、負極側相間変圧器の１次巻線の中性点との間に直流リアクトルを直列に設けるので、負荷に流れる突入電流を抑制し、直流電流を平滑化することができるとともに、かつ電流断続を防止することができる。
【００２０】
請求項３記載の本発明は、前記単相全波整流ブリッジ回路の直流正極出力端と、負極側相間変圧器の１次巻線の中性点との間で、負荷に並列にフィルタキャパシタを設けることを特徴とする。
【００２１】
本発明に従えば、前記単相全波整流ブリッジ回路の直流正極出力端と、負極側相間変圧器の１次巻線の中性点との間で、負荷に並列にフィルタキャパシタを設けるので、電荷がこのフィルタキャパシタに蓄えられ、負荷に印加される直流電圧をさらに平滑化することができ、電圧リプルをさらに抑制することができる。
【００２２】
【発明の実施の形態】
図１は、本発明の実施の一形態の整流装置を示す回路図である。整流装置は、移相変圧器１１と、第１および第２の３相全波整流回路１２ａ，１２ｂと、第１および第２の相間変圧器１３ａ，１３ｂと、単相全波整流ブリッジ回路１４と、直流リアクトル１５と、フィルタキャパシタ１６とを含む。本実施の形態において、接続とは、電気的な接続を意味する。
【００２３】
移相変圧器１１は、３相交流電源１７から供給される３相交流から、３０°の位相差を有する２組の３相交流を生成する。移相変圧器１１は、第１移相変圧部２１と、第２移相変圧部２２と、第３移相変圧部２３とを含む。
【００２４】
第１移相変圧部２１は、第１の１次巻線２１ａと、第１の２次巻線２１ｂとを有する。第２移相変圧器２２は、第２の１次巻線２２ａと、第２の２次巻線２２ｂとを有する。第３移相変圧器２３は、第３の１次巻線２３ａと、第３の２次巻線２３ｂとを有する。第１〜第３の１次巻線２１ａ〜２３ａおよび第１〜第３の２次巻線２１ｂ〜２３ｂは、たとえば内鉄形３相鉄心に巻き付けられ、これによって移相変圧器１１が構成される。
【００２５】
３相交流電源１７は、たとえば対称３相をなすＹ形電源によって実現される。３相交流電源１７は、出力端子である第１端子ａ、第２端子ｂ、第３端子ｃを有する。また３相交流電源１７は中性点ｏを有する。３相交流電源１７の起電力をＶａｏ，Ｖｂｏ，Ｖｃｏで表す。前記Ｖａｏ，Ｖｂｏ，Ｖｃｏは、第１端子ａ、第２端子ｂおよび第３端子ｃと、中性点ｏとの間の電圧をそれぞれ表す。また第１端子ａ，第２端子ｂおよび第３端子ｃから外部に流れ出る電源電流を、それぞれＩａ，Ｉｂ，Ｉｃで表す。
【００２６】
第１端子ａは、第１の２次巻線２１ａの中点ａ１と、第２の１次巻線２２ａの一端部ａ２と、第３の１次巻線２３ａの他端部ａ３とに相互にそれぞれ接続される。第２端子ｂは、第１の１次巻線２１ａの他端部ｂ１と、第２の２次巻線２２ｂの中点ｂ２と、第３の１次巻線２３ａの一端部ｂ３とに相互にそれぞれ接続される。第３端部ｃは、第１の１次巻線２１ａの一端部ｃ１と、第２の１次巻線２２ｂの他端部ｃ２と、第３の２次巻線２３ｂの中点ｃ３とに相互に接続される。
【００２７】
移相変圧器１１によって生成される３０°の位相差を有する２組の３相交流電圧をそれぞれＶｒｏ，Ｖｓｏ，Ｖｔｏと、Ｖｕｏ，Ｖｖｏ，Ｖｗｏとによって表す。Ｖｒｏは、第１の２次巻線２１ｂの一端部ｒと、３相交流電源１７の中性点ｏとの間の電圧である。Ｖｓｏは、第２の２次巻線２２ｂの一端部ｓと、３相交流電源１７の中性点ｏとの間の電圧である。Ｖｔｏは、第３の２次巻線２３ｂの一端部ｔと、３相交流電源１７の中性点ｏとの間の電圧である。
【００２８】
Ｖｕｏは、第１の２次巻線２１ｂの他端部ｕと、３相交流電源１７の中性点ｏとの間の電圧である。Ｖｖｏは、第２の２次巻線２２ｂの他端部ｖと、３相交流電源１７の中性点ｏとの間の電圧である。Ｖｗｏは、第３の２次巻線２３ｂの一端部ｗと、３相交流電源１７の中性点ｏとの間の電圧である。
【００２９】
第１〜第３移相変圧部２１〜２３は、すべて加極性である。前述した移相変圧器１１の第１〜第３の１次巻線２１ａ〜２３ａの一端部ｃ１，ａ２，ｂ３は、負極であり、他端部ｂ１，ｃ２，ａ３は、正極である。また、前述した移相変圧器１１の第１〜第３の２次巻線２１ｂ〜２３ｂの一端部ｒ，ｓ，ｔは、負極であり、他端部ｕ，ｖ，ｗは正極である。
【００３０】
第１〜第３移相変圧部２１〜２３の１次巻線２１ａ〜２３ａと２次巻線２１ｂ〜２３ｂとの巻線比は、以下の式（１）〜（３）によって表される。ここで、第１の１次巻線２１ａの巻数をＮａ１とし、第２の１次巻線２２ａの巻数をＮａ２とし、第３の１次巻線２３ａの巻数をＮａ３とする。また第１の２次巻線２１ｂの一端部ｒから中点ａ１までの巻数をＮｒａ１とし、第１の２次巻線２１ｂの他端部ｕから中点ａ１までの巻数をＮｕａ１とする。また第２の２次巻線２２ｂの一端部ｓから中点ｂ１までの巻数をＮｓｂ１とし、第２の２次巻線２２ｂの他端部ｖから中点ｂ１までの巻数をＮｖｂ１とする。また第３の２次巻線２３ｂの一端部ｔから中点ｄ１までの巻数をＮｔｃ１とし、第３の２次巻線２３ｂの他端部ｗから中点ｃ１までの巻数をＮｗｃ１とする。
Ｎａ１：Ｎｒａ１：Ｎｕａ１＝１：Ｋ：Ｋ …（１）
Ｎａ２：Ｎｓｂ１：Ｎｖｂ１＝１：Ｋ：Ｋ …（２）
Ｎａ３：Ｎｔｃ１：Ｎｗｃ１＝１：Ｋ：Ｋ …（３）
【００３１】
ここで、Ｎａ１＝Ｎａ２＝Ｎａ３であり、Ｎｒａ１＝Ｎｕａ１＝Ｎｓｂ１＝Ｎｖｂ１＝Ｎｔｃ１＝Ｎｗｃ１である。また、Ｋは予め定める定数である。予め定める定数Ｋは、０．１５程度に選ばれ、たとえば０．１５５に選ばれる。
【００３２】
本実施の形態では移相変圧器１１は、第１〜第３の１次巻線２１ａ〜２３ａおよび第１〜第３の２次巻線２１ｂ〜２３ｂを、たとえば内鉄形３相鉄心に巻き付けることによって構成されるが、本発明の他の実施の形態において、第１〜第３移相変圧部２１〜２３の巻線は、別々の鉄心に巻きつけて構成してもよい。
【００３３】
第１および第２の３相全波整流回路１２ａ，１２ｂは、３相ダイオードブリッジ整流回路によって実現される。第１の３相全波整流回路１２ａは、第１のダイオード２４ａ〜第６のダイオード２９ａによって構成される。第２の３相全波整流回路１２ｂは、第１のダイオード２４ｂ〜第６のダイオード２９ｂによって構成される。
【００３４】
第１の３相全波整流回路１２ａは、第１のダイオード２４ａのアノードと第２のダイオード２５ａのカソードとを相互に接続し、第３のダイオード２６ａのアノードと第４のダイオード２７ａのカソードとを相互に接続し、第５のダイオード２８ａのアノードと第６のダイオード２９ａのカソードとを相互に接続し、第１，第３，第５のダイオード２４ａ，２６ａ，２８ａのカソードとを相互に接続し、第２，第４，第６のダイオード２５ａ，２７ａ，２９ａのアノードとを相互に接続して構成される。前記第１，第３，第５のダイオード２４ａ，２６ａ，２８ａのカソードが、第１の３相全波整流回路１２ａの直流出力の正極となる。前記第２，第４，第６のダイオード２５ａ，２７ａ，２９ａのアノードが、第１の３相全波整流回路１２ａの直流出力の負極となる。
【００３５】
第２の３相全波整流回路１２ｂは、第１のダイオード２４ｂのアノードと第２のダイオード２５ｂのカソードとを相互に接続し、第３のダイオード２６ｂのアノードと第４のダイオード２７ｂのカソードとを相互に接続し、第５のダイオード２８ｂのアノードと第６のダイオード２９ｂのカソードとを相互に接続し、第１，第３，第５のダイオード２４ｂ，２６ｂ，２８ｂのカソードとを相互に接続し、第２，第４，第６のダイオード２５ｂ，２７ｂ，２９ｂのアノードとを相互に接続して構成される。前記第１，第３，第５のダイオード２４ｂ，２６ｂ，２８ｂのカソードが、第２の３相全波整流回路１２ｂの直流出力の正極となる。前記第２，第４，第６のダイオード２５ｂ，２７ｂ，２９ｂのアノードが、第２の３相全波整流回路１２ｂの直流出力の負極となる。
【００３６】
移相変圧器１１の第１の２次巻線２１ｂの一端部ｒは、第１の３相全波整流回路１２ａの第１のダイオード２４ａおよび第２のダイオード２４ｂの間に接続される。移相変圧器１１の第１の２次巻線２１ｂの他端部ｕは、第２の３相全波整流回路１２ｂの第１のダイオード２４ｂおよび第２のダイオード２５ｂの間に接続される。
【００３７】
移相変圧器１１の第２の２次巻線２２ｂの一端部ｓは、第１の３相全波整流回路１２ａの第３のダイオード２６ａおよび第４のダイオード２７ａの間に接続される。移相変圧器１１の第２の２次巻線２２ｂの他端部ｖは、第２の３相全波整流回路１２ｂの第３のダイオード２６ｂおよび第４のダイオード２７ｂの間に接続される。
【００３８】
移相変圧器１１の第３の２次巻線２３ｃの一端部ｔは、第１の３相全波整流回路１２ａの第５のダイオード２８ａおよび第６のダイオード２９ａの間に接続される。移相変圧器１１の第３の２次巻線２３ｃの他端部ｗは、第２の３相全波整流回路１２ｂの第５のダイオード２８ｂおよび第６のダイオード２９ｂの間に接続される。
【００３９】
第１の相間変圧器１３ａは、正極側相間変圧器であり、１次巻線３１ａおよび２次巻線３２ａと、鉄心とを有し、１次巻線３１ａおよび２次巻線３２ａが鉄心に巻きつけられて構成される。第１の相間変圧器１３ａは、減極性である。第１の３相全波整流回路１２ａの直流出力の正極は、第１の相間変圧器１３ａの１次巻線３１ａの一端部ｐ１と相互に接続される。第２の３相全波整流回路１２ｂの直流出力の正極は、第１の相間変圧器１３ａの１次巻線３１ａの他端部ｐ２と相互に接続される。前記第１の相間変圧器１３ａの１次巻線３１ａの一端部ｐ１は、正極であり、他端部ｐ２は、負極である。第１の相間変圧器１３ａの１次巻線３１ａは、相間リアクトルとして機能する。
【００４０】
第２の相間変圧器１３ｂは、負極側相間変圧器であり、１次巻線３１ｂおよび２次巻線３２ｂと、鉄心とを有し、１次巻線３１ｂおよび２次巻線３２ｂが鉄心に巻きつけられて構成される。第２の相間変圧器１３ｂは、加極性である。第１の３相全波整流回路１２ａの直流出力の負極は、第２の相間変圧器１３ｂの１次巻線３１ｂの一端部ｎ１と相互に接続される。第２の３相全波整流回路１２ｂの直流出力の負極は、第２の相間変圧器１３ｂの１次巻線３１ｂの他端部ｎ２と相互に接続される。前記第２の相間変圧器１３ｂの１次巻線３１ｂの一端部ｎ１は、正極であり、他端部ｎ２は、負極である。第２の相間変圧器１３ｂの１次巻線３１ｂは、相間リアクトルとして機能する。
【００４１】
第１の相間変圧器１３ａの２次巻線３２ａの正極と、第２の相間変圧器１３ｂの２次巻線３２ｂの正極とは、相互に接続される。つまり第１の相間変圧器１３ａの２次巻線３２ａと、第２の相間変圧器１３ｂの２次巻線３２ｂとは直列に接続される。
【００４２】
単相全波整流ブリッジ回路１４は、第１〜第４の整流素子１４ａ〜１４ｄを有する。第１〜第４の整流素子１４ａ〜１４ｂは、ダイオードによって実現される。
【００４３】
第１の整流素子１４ａの正極および第２の整流素子１４ｂの負極は、相互に接続される。第３の整流素子１４ｃの正極および第４の整流素子１４ｄの負極は、相互に接続される。第１の整流素子１４ａの負極および第３の整流素子１４ｃの負極と、第１の相間変圧器１３ａの１次巻線３１ａの中性点３５ａとは、相互に接続される。前記中性点３５ａとは、１次巻線３１ａの中点であって、一端部ｐ１および他端部ｐ２からの巻数が等しい位置である。前記第１および第３の整流素子１４ａ，１４ｃの負極が、単相全波整流ブリッジ回路１４の直流負極出力端４１である。
【００４４】
また第２の整流素子１４ｂの正極および第４の整流素子１４ｄの正極は、相互に接続される。前記第２および第４の整流素子１４ｂ，１４ｄの正極が、単相全波整流ブリッジ回路１４の直流正極出力端４２である。第１〜第４の整流素子１４ａ〜１４ｂの正極は、ダイオードのアノードに対応し、負極はダイオードのカソードに対応する。
【００４５】
第１の整流素子１４ａおよび第２の整流素子１４ｂの間には、第１の相間変圧器１３ａの２次巻線３１ｂの負極が接続される。第３の整流素子１４ｃおよび第４の整流素子１４ｄの間には、第２の相間変圧器１３ｂの２次巻線３２ｂの負極が接続される。前記第１の整流素子１４ａおよび第２の整流素子１４ｂの間が、単相全波整流ブリッジ回路１４の一方の交流入力端４３ａであり、第３の整流素子１４ｃおよび第４の整流素子１４ｄの間が、単相全波整流ブリッジ回路１４の他方の交流入力端４３ｂである。
【００４６】
上述した単相全波整流ブリッジ回路１４は、直流負荷１７に直列に接続される。直流負荷１７の正極側の端部は、単相全波整流ブリッジ回路１４の直流正極出力端４２に接続され、負極側の端部は、第２の相間変圧器１３ｂの１次巻線３１ｂの中性点３５ｂに相互に接続される。前記中性点３５ｂとは、１次巻線３１ｂの中点であって、一端部ｎ１および他端部ｎ２からの巻数が等しい位置である。
【００４７】
直流リアクトル１５は、単相全波整流ブリッジ回路１４に直列に接続される。直流リアクトル１５は、単相全波整流ブリッジ回路１４の直流正極出力端４２と、第２の相間変圧器１３ｂの１次巻線３１ｂの中性点３５ｂとの間に直列に設けられる。直流リアクトル１５の一端部は、単相全波整流ブリッジ回路１４の直流正極出力端４２と相互に接続される。直流リアクトル１５の他端部は、直流負荷１７の正極側の端部と相互に接続される。直流リアクトル１５を設けることによって、直流負荷１７に流れる突入電流を抑制し、直流負荷１７に流れる直流電流Ｉｄを平滑化することができるとともに、かつ電流断続を防止することができる。以後、負荷に流れる直流電流Ｉｄを負荷電流Ｉｄと記載する。
【００４８】
フィルタキャパシタ１６は、単相全波整流ブリッジ回路１４に直列に接続され、かつ直流負荷１７に並列に接続される。フィルタキャパシタ１６は、単相全波整流ブリッジ回路１４の直流正極出力端４２と、第２の相間変圧器１３ｂの１次巻線３１ｂの中性点３５ｂとの間で、直流負荷１７に並列に設けられる。フィルタキャパシタ１６の一端部は、前記直流リアクトル１５の他端部と相互に接続され、直流リアクトル１５を介して単相全波整流ブリッジ回路１４の直流正極出力端４２と相互に接続される。フィルタキャパシタ１６の他端部は、第２の相間変圧器１３ｂの１次巻線３１ｂの中性点３５ｂと相互に接続される。
【００４９】
フィルタキャパシタ１６を設けることによって、直流負荷１７に印加される直流電圧Ｖｏをさらに平滑化することができ、電圧リプルをさらに抑制することができる。以後、直流負荷１７に印加される直流電圧Ｖｏを負荷電圧Ｖｏと記載する。
【００５０】
次に上述した整流装置の動作を説明する。３相交流電源１７によって移相変圧器１１に３相交流を供給すると、移相変換器１１では、３０°の位相差を有する２組の３相交流電圧Ｖｒｏ，Ｖｓｏ，Ｖｔｏと、Ｖｕｏ，Ｖｖｏ，Ｖｗｏとを生成する。
【００５１】
図２は、３相交流電源１７から供給される３相交流と、移相変圧器１１によって変換される２組の３相交流とをフェーザ表示した図である。移相変圧器１１の第１〜第３の２次巻線２１ｂ〜２３ｂの一端部ｒ，ｓ，ｔにおける電圧は、３相交流電源１７の第１〜第３端子ａ〜ｃにおける電圧に対して、それぞれ＋θの位相差を有する。移相変圧器１１の第１〜第３の２次巻線２１ｂ〜２３ｂの他端部ｕ，ｖ，ｗにおける電圧は、３相交流電源１７の第１〜第３端子ａ〜ｃにおける電圧に対して、それぞれ位相差−θを有する。前記θは１５°である。つまり、移相変圧器１１の第１〜第３の２次巻線２１ｂ〜２３ｂの一端部ｒ，ｓ，ｔにおける電圧と、移相変圧器１１の第１〜第３の２次巻線２１ｂ〜２３ｂの他端部ｕ，ｖ，ｗにおける電圧とは、それぞれ３０°の位相差を有する。
【００５２】
図３は、第１および第２の３相全波整流回路１２ａ，１２ｂの入出力電圧の波形を示す図である。第１および第２の３相全波整流回路１２ａ，１２ｂに、入力電圧ＶｒｏおよびＶｕｏをそれぞれ印加したときに、出力される電圧Ｖｐ１ｏ，Ｖｐ２ｏ，Ｖｎ１ｏ，Ｖｎ２ｏを示す図である。図３において、横軸は角周波数ωに時間ｔを乗算した値を示し、縦軸は各電圧を第１端子ａと第２端子ｂとの線間電圧Ｖａｂで除算した値を示す。
【００５３】
出力電圧Ｖｐ１ｏは、第１の相間変圧器１３ａの１次巻線３１ａの一端部ｐ１と、３相交流電源１７の中性点ｏとの間の電圧である。出力電圧Ｖｎ１ｏは、第２の相間変圧器１３ｂの１次巻線３１ｂの一端部ｎ１と、３相交流電源１７の中性点ｏとの間の電圧である。
【００５４】
出力電圧Ｖｐ２ｏは、第１の相間変圧器１３ａの１次巻線３１ａの他端部ｐ２と、３相交流電源１７の中性点ｏとの間の電圧である。出力電圧Ｖｎ２ｏは、第２の相間変圧器１３ｂの１次巻線３１ｂの他端部ｎ２と、３相交流電源１７の中性点ｏとの間の電圧である。
【００５５】
図３において、第１の３相全波整流回路１２ａの入力電圧Ｖｒｏの波形を細線の点線で示す。第２の３相全波整流回路１２ｂの入力電圧Ｖｕｏの波形を太線の点線で示す。第１の３相全波整流回路１２ａの出力電圧Ｖｐ１ｏの波形を細線の実線で示す。第１の３相全波整流回路１２ａの出力電圧Ｖｎ１ｏの波形を太線の実線で示す。第２の３相全波整流回路１２ｂの出力電圧Ｖｐ２ｏの波形を一点鎖線で示す。第２の３相全波整流回路１２ｂの出力電圧Ｖｎ２ｏの波形を２点鎖線で示す。
【００５６】
図３に示すように、入力電圧ＶｒｏおよびＶｕｏは、第１および第２の３相全波整流回路１２ａ，１２ｂによって整流される。入力電圧ＶｒｏおよびＶｕｏの波形は、３０°の移相差を有する。また、ここでは図示しないが、入力電圧Ｖｓｏ，Ｖｖｏ，Ｖｔｏ，Ｖｗｏを第１および第２の３相全波整流回路１２ａ，１２ｂに入力することによって、それぞれ３０°ずつの移相差を有する同様な波形が出力される。
【００５７】
図４は、第１の相間変圧器１３ａの１次巻線３１ａの一端部ｐ１と中性点３５ａとの間の電圧Ｖｂｐ１１の波形と、第２の相間変圧器１３ｂの１次巻線３１ｂの一端部ｎ１と中性点３５ｂとの間の電圧Ｖｂｎ１１の波形とを示し、さらに整流装置１４の交流入力端４３ａ，４３ｂ間の電圧Ｖｓｗの波形を示す図である。図４において、横軸は各周波数ωに時間ｔを乗算した値を示し、縦軸は各電圧を線間電圧Ｖａｂで除算した値を示す。
【００５８】
第１の相間変圧器１３ａの２次巻線３１ｂの電圧をＶｂｐ２とし、第２の相間変圧器１３ｂの２次巻線３２ｂの電圧をＶｂｎ２とすると、Ｖｓｗは、以下の式（４）〜（６）によって求められる。
Ｖｓｗ＝Ｖｂｐ２−Ｖｂｎ２ …（４）
Ｖｂｐ２＝Ｎ×Ｖｂｐ１１ …（５）
Ｖｂｎ２＝Ｎ×Ｖｂｎ１１ …（６）
【００５９】
ここでＮは、予め定める定数であり、第１および第２の相間変圧器１３ａ，１３ｂの巻線比である。
【００６０】
第１の相間変圧器１３ａの１次巻線３１ａの一端部ｐ１から中性点３５ａまでの巻数と、中性点３５ａから他端部ｐ２までの巻数と、第２の相間変圧器１３ｂの１次巻線３１ｂの一端部ｎ１から中性点３５ｂまでの巻数と、他端部ｎ２から中性点３５ｂまでの巻数とは、それぞれ等しくＮｂ１である。また第１の相間変圧器１３ａの２次巻線３２ａの巻数と、第２の相間変圧器１３ｂの２次巻線３２ｂの巻数とは、それぞれ等しくＮｂ２である。
【００６１】
第１および第２の相間変圧器１３ａ，１３ｂの巻線比Ｎの決定方法を以下に示す。ここで、巻線比Ｎ＝Ｎｂ２／２Ｎｂ１である。
【００６２】
移相変圧器１１の第１〜第３の２次巻線２１ｂ〜２３ｂの一端部ｒ、ｓ、ｔおよび他端部ｕ，ｖ、ｗの各電圧Ｖを式（７）および式（８）のように表す。

ここで、ｋ＝０（ｒ），１（ｓ），２（ｔ）

ここで、ｋ＝０（ｕ），１（ｖ），２（ｗ）
【００６３】
第１および第２の相間変圧器１３ａ，１３ｂの中性点３５ａ，３５ｂの間の電圧をＶｍは、式（９）のように表される。また単相全波整流ブリッジ回路１４の出力電圧Ｖｄｂは、式（１０）のように表される。

【００６４】
前記式（９）および（１０）のθは、以下の式（１１）のように表される。
θ＝ｍｏｄ（ωｔ＋π／１２，π／６）−π／１２ …（１１）
【００６５】
直流出力電圧Ｖｏ＝Ｖｍ＋Ｖｄｂのリップルが最小になるように、第１および第２の相間変圧器１３ａ，１３ｂの巻線比Ｎを選ぶと、以下の値を得る。
【００６６】
【数１】

【００６７】
このようにＮを決定すると、３相交流電源１７から整流装置に入力される入力電流は２４相整流波形と同等となる。また、本実施の他の形態において、前記巻線比Ｎは、０．２５程度としてもよい。
【００６８】
第１および第２の３相全波整流回路１２ａ，１２ｂから出力される直流電圧、つまり第１および第２の相間変圧器１３ａ，１３ｂに印加される電圧には、３相交流電源１７の周波数の３倍および６倍の周波数成分の電圧が含まれる。第１および第２の相間変圧器１３ａ，１３ｂの２次巻線３２ａ，３２ｂの正極同士を接続して、この各２次巻線３２ａ，３２ｂに誘起される電圧の差分をとると、第１の相間変圧器１３ａの２次巻線３２ａの負極と、第２の相間変圧器１３ｂの２次巻線３２ｂの負極との間に、第１および第２の相間変圧器１３ａ，１３ｂに印加される電圧のうち、電源周波数の６倍の周波数成分の電圧、つまり図４に示す電圧Ｖｓｗを単独で抽出することができる。
【００６９】
図５は、単相全波整流ブリッジ回路１４の正極および負極間の電圧Ｖｂｄの波形と、第１および第２の相間変圧器１３ａ，１３ｂの各１次巻線３１ａ，３２ａの中性点３５ａ，３５ｂ間の電圧Ｖｍの波形と、直流負荷１７に印加される電圧Ｖｏの波形とを示す図である。図５において、横軸は各周波数ωに時間ｔを乗算した値を示し、縦軸は各電圧を線間電圧Ｖａｂで除算した値を示す。
【００７０】
単相全波整流ブリッジ回路１４は、前記第１および第２の相間変圧器１３ａ，１３ｂによって抽出された電源周波数の６倍の周波数成分の電圧を整流し、電源周波数の１２倍の周波数成分の電圧とすることができる。これによって、単相全波整流ブリッジ回路１４に直列に接続される直流負荷１７に電源周波数の１２倍の周波数成分の電圧を与えることができる。
【００７１】
直流負荷１７は、単相全波整流ブリッジ回路１４に直列に接続される。したがって、この直流負荷１７に印加される負荷電圧Ｖｏの波形は、第１および第２の３相全波整流回路１２ａ，１２ｂによって整流された直流電圧の波形、つまり第１および第２の相間変圧器１３ａ，１３ｂの各１次巻線３１ａ，３２ａの中性点３５ａ，３５ｂ間の電圧Ｖｍの波形と、単相全波整流ブリッジ回路１４の直流出力端間の電圧Ｖｄｂの波形とを加算した波形となる。
【００７２】
したがって図５に示すように、直流負荷１７に印加される負荷電圧Ｖｏの波形は、第１および第２の３相全波整流回路１２ａ，１２ｂから出力される直流電圧よりもさらに平滑化された波形となり、第１および第２の３相全波整流回路１２ａ，１２ｂから出力される直流電圧のリップルの半分の周期のリップルを有する。つまり整流装置によって、等価的に２４パルス整流されることになる。このように第１および第２相間変圧器１３ａ、１３ｂおよび単相全波整流ブリッジ回路１４によって、直流負荷１７に印加される負荷電圧Ｖｏのリップルを減少することができる。
【００７３】
図６は、負荷電圧Ｖｏ、出力電圧ＶｐおよびＶｎの波形を示す図である。図６において、横軸は各周波数ωに時間ｔを乗算した値を示し、縦軸は各電圧を線間電圧Ｖａｂで除算した値を示す。出力電圧Ｖｐは、第１の相間変圧器１３ａの１次巻線３１ａの中性点３５ａと、３相交流電源１７の中性点ｏとの間の電圧である。出力電圧Ｖｎは、第２の相間変圧器１３ｂの１次巻線３１ｂの中性点３５ｂと、３相交流電源１７の中性点ｏとの間の電圧である。負荷電圧Ｖｏは、上述したように、直流負荷１７に印加される電圧である。
【００７４】
図７は、第１の全波整流回路１３ａの出力電流Ｉｄｐ１，Ｉｄｎ１の波形を示す図である。第１の３相全波整流回路１２ａの直流出力の正極から第１の相間変圧器１３ａに流れる電流をＩｄｐ１とし、第２の相間変圧器１３ｂから第１の３相全波整流回路１２ａの直流出力の負極に流れる電流をＩｄｎ１とする。ここで、Ｉｄｐ１＝Ｉｄｎ１である。
【００７５】
図８は、第２の全波整流回路１３ｂの出力電流Ｉｄｐ２，Ｉｄｎ２を示す図である。第１の３相全波整流回路１２ａの直流出力の正極から第１の相間変圧器１３ａに流れる電流をＩｄｐ２とし、第２の相間変圧器１３ｂから第２の３相全波整流回路１２ｂの直流出力の負極に流れる電流をＩｄｎ２とする。ここで、Ｉｄｐ２＝Ｉｄｎ２である。図７および図８において、横軸は各周波数ωに時間ｔを乗算した値を示し、縦軸は各電流を負荷電流Ｉｄで除算した値を示す。
【００７６】
上述したように第１および第２相間変圧器１３ａ，１３ｂおよび単相全波整流ブリッジ回路１４を設けることによって、第１および第２の相間変圧器１３ａ，１３ｂの２次巻線３２ａ，３２ｂには負荷電流Ｉｄと同じ大きさの６倍周期の交流電流Ｉｓｗが流れる。これによって、第１および第２の相間変圧器１３ａ，１３ｂの１次側の電流バランスを崩すことができ、第１および第２の相間変圧器１３ａ，１３ｂへの入力電流は、図７および図８に示すように、電源周波数の６倍の周期で脈動する直流電流となる。ここで、Ｉｄ＝Ｉｄｐ１＋Ｉｄｐ２＝Ｉｄｎ１＋Ｉｄｎ２である。また図７および図８示すように、前記電流Ｉｄｐ１およびＩｄｎ１は、電流Ｉｄｐ２およびＩｄｎ２とに対して３０°の位相差を有する。
【００７７】
図９は、第１の３相全波整流回路１２ａに入力される入力電流Ｉｒの波形を示す図である。図１０は、第２の３相全波整流回路１２ａに入力される入力電流Ｉｕの波形を示す図である。入力電流Ｉｒは、移相変圧器１１の第１の２次巻線２１ｂの一端部ｒから第１の３相全波整流回路１２ａに入力される電流である。入力電流Ｉｕは、移相変圧器１１の第１の２次巻線２１ｂの他端部ｕから第２の３相全波整流回路１２ｂに入力される電流である。
【００７８】
第１および第２の３相全波整流回路１２ａ，１２ｂの入力電流Ｉｒ，Ｉｕは、図９および図１０に示すように、半周期の２／３のパルス幅を有する交流電流波形となる。入力電流ＩｒとＩｕとは、互いに３０°の位相差を有する。
【００７９】
移相変圧器１１の第２の２次巻線２２ｂの一端部ｓから第１の３相全波整流回路１２ａに入力される入力電流Ｉｓは、入力電流Ｉｒと同様な波形であり、入力電流Ｉｒの波形と１２０°の移相差を有する。また移相変圧器１１の第２の２次巻線２２ｂの他端部ｖから第２の３相全波整流回路１２ｂに入力される入力電流Ｉｖは、入力電流Ｉｕと同様な波形であり、入力電流Ｉｕの波形と１２０°の移相差を有する。
【００８０】
移相変圧器１１の第３の２次巻線２３ｂの一端部ｔから第１の３相全波整流回路１２ａに入力される入力電流Ｉｔは、入力電流Ｉｒと同様な波形であり、入力電流Ｉｒの波形と１２０°の移相差を有し、かつ入力電流Ｉｓと１２０°の移相差を有する。また移相変圧器１１の第３の２次巻線２３ｂの他端部ｗから第２の３相全波整流回路１２ｂに入力される入力電流Ｉｗは、入力電流Ｉｕと同様な波形であり、入力電流Ｉｕの波形と１２０°の移相差を有し、かつ入力電流Ｉｖと１２０°の移相差を有する。
【００８１】
図１１は、移相変圧器１１の第３の１次巻線２３ａに入力される電流Ｉａｂの波形を示す図である。図１２は、移相変圧器１１の第２の１次巻線２２ａに流れる電流Ｉｃａを示す図である。図１３は、移相変圧器１１の第１の１次巻線２１ａに流れる電流Ｉｂｃの波形を示す図である。図１１〜図１３において、横軸は各周波数ωに時間ｔを乗算した値を示し、縦軸は各電流を負荷電流Ｉｄで除算した値を示す。
【００８２】
前記電流Ｉａｂは、第１端子ａから第２端子ｂに流れる電流であり、電流Ｉｂｃは、第２端子ｂから第３端子ｃに流れる電流であり、電流Ｉｃａは、第３端子ｃから第１端子ａに流れる電流である。
【００８３】
各電流Ｉａｂ，Ｉｂｃ，Ｉｃａは、前記電流Ｉｒ，Ｉｓ，ＩｔおよびＩｗ，Ｉｕ，Ｉｖと、移相変圧器１１の巻線比Ｋとを用いて以下の式（１２）〜（１４）によって表される。巻線比Ｋは、前述した式（１）〜（３）の予め定める値Ｋと同一である。
Ｉａｂ＝ｋ×（−Ｉｔ＋Ｉｗ） …（１２）
Ｉｂｃ＝ｋ×（−Ｉｒ＋Ｉｕ） …（１３）
Ｉｃａ＝ｋ×（−Ｉｓ＋Ｉｖ） …（１４）
【００８４】
図１４は、３相交流電源１７の第１端子ａから移相変圧器１１に入力される電流Ｉａの波形を示す図である。図１４には、入力電流Ｉａのほかに、Ｉａｂ−Ｉｃａと、Ｉｒと、Ｉｕとの波形を示している。図１４において、Ｉａの波形は実線で示し、Ｉａｂ−Ｉｃａの波形は一点鎖線で示し、Ｉｒの波形は点線で示し、Ｉｕの波形は２点鎖線で示す。入力電流Ｉａは、以下の式（１５）によって求められる。
Ｉａ＝（Ｉａｂ−Ｉｃａ）＋Ｉｒ＋Ｉｕ …（１５）
【００８５】
図１４に示すように、入力電流Ｉａの波形は、２４段の階段状波形で表される。つまり２４パルス整流されていることが判る。
【００８６】
図１５は、入力電流Ｉａの波形と、正弦波とを示す図である。図１５において、入力電流Ｉａを実線で示し、正弦波は点線で示す。図１５に示すように、入力電流Ｉａは、２４段の階段状波形で表され、１５°毎にステップを刻む。したがって入力電流Ｉａの波形が、正弦波の波形により近づけることができるので、第１および第３の先行技術の整流装置と比較して、３相交流電源１７から供給される３相交流に含まれる高調波を低減することができる。
【００８７】
図１６は、３相交流電源１７から外部に出力される電源電流Ｉａ、Ｉｂ、Ｉｃの波形を示す図である。電源電流Ｉａは、前述した入力電流Ｉａである。電源電流ＩｂおよびＩｃは、電源電流Ｉａと同様に求められる。これらの電源電流ＩｂおよびＩｃは、以下の式（１６）および（１７）によってそれぞれ求められる。
Ｉｂ＝（Ｉｂｃ−Ｉａｂ）＋Ｉｓ＋Ｉｖ …（１６）
Ｉｃ＝（Ｉｃａ−Ｉｂｃ）＋Ｉｔ＋Ｉｗ …（１７）
【００８８】
図１６に示すように、電源電流ＩｂはＩａと１２０°の移相差を有し、Ｉｃは、ＩａおよびＩｂと１２０°の移相差を有する波形となる。図１４〜図１６において、横軸は各周波数ωに時間ｔを乗算した値を示し、縦軸は各電流を負荷電流Ｉｄで除算した値を示す。
【００８９】
以上のような整流装置では、直流電圧Ｖｏのリップルを小さくすることができるので、フィルタキャパシタ１６の容量を、第１および第３の先行技術の整流回路よりも小さく構成することができる。また前述した整流装置は、３相全波整流回路１２および単相全波整流ブリッジ回路１４を構成する素子に、受動素子であるダイオードのみを用い、第２の先行技術の整流装置が備える能動素子およびこの能動素子を駆動する制御回路を設けない。ダイオードなどの受動素子は、過電流に対して壊れにくいので、整流装置の故障を低減することができるとともに、整流装置の保守管理が容易となる。
【００９０】
さらに移相変圧器１１には、第１の先行技術と同様の移相変圧器を用いることができるので、第３の先行技術のような特殊な移相変圧器を用いる必要がなく、装置が大形化することがない。さらに第１の先行技術と比較して、構成の増加は第１および第２の相間変圧器１３ａ，１３ｂの２次巻線３２ａ，３２ｂと、４つの整流素子によって構成される単相全波整流ブリッジ回路１４だけであり、簡単な構成で、３相交流の高調波を低減することができる。
【００９１】
次に上述した整流装置の動作をシミュレーションした結果について説明する。発電容量が２２メガワット（ＭＷ）であり、出力電圧が４１６０ボルト（Ｖ）の同期発電機に、上述した整流装置を介して容量が２１メガワット（ＭＷ）の直流負荷を接続した場合の発電機線間電圧と線電流との波形をシミュレーションによって形成した。回路シミュレーションには、ＥＭＴＰ（ＥｌｅｃｔｒｏＭａｇｎｅｔｉｃＴｒａｎｓｉｅｎｔｓＰｒｏｇｒａｍ）を用いた。また、移相変圧器１１と、第１および第２の３相全波整流回路１２ａ，１２ｂと、第１および第２の相間変圧器１３ａ，１３ｂと、単相全波整流ブリッジ回路１４とは理想的なものとした。
シミュレーションの詳細な設定条件を表１に示す。
【００９２】
【表１】

【００９３】
また比較対象として、表１に示す条件と同じ移相変圧器と、３相全波整流回路と、相間変圧器とを用いた第１の従来技術の整流装置のシミュレーションを行った。以後、比較対象の整流装置を、比較整流装置と記載する。
【００９４】
図１７は、本発明の整流装置の交流線間電圧のシミュレーション波形を示す図であり、図１８は本発明の整流装置の交流入力電流のシミュレーション波形を示す図であり、図１９は本発明の整流装置の直流出力電圧のシミュレーション波形を示す図であり、図２０は本発明の整流装置の電圧ひずみ率と、電流ひずみ歪とを示す図である。
【００９５】
図２１は、比較整流装置の交流線間電圧のシミュレーション波形を示す図であり、図２２は比較整流装置の交流入力電流のシミュレーション波形を示す図である。
【００９６】
図１７、図１９および図２１において、横軸は時間ｔを示し、縦軸は電圧を示す。また図１８および図２２において、横軸は時間ｔを示し、縦軸は電流を示す。前記時間ｔの単位は秒であり、電圧の単位はボルト（Ｖ）であり、電流の単位はアンペア（Ａ）とする。図２０において、横軸は高調波次数を示し、縦軸はひずみ率を示す。図２０では、電圧ひずみ率を白色の棒グラフで表し、電流ひずみ率を黒色の棒グラフで示す。
【００９７】
図１７および図１８と、図２１および図２２とを比較すると判るように、本発明の整流装置では、交流線間電圧の波形および交流入力電流の波形がともに、正弦波に近づいている。
【００９８】
また図２０に示すように本発明の整流装置では、電圧の全高調波ひずみ率（略称ＴＨＤ）は、７．３パーセントであり、電流の全高調波ひずみ率は、１．５％となった。比較整流装置の電圧の全高調波ひずみ率は、９．７％であり、電流の全高調波ひずみ率は、８．９％程度であった。このように本発明の整流装置では、電圧および電流の高調波ひずみ率を低減することができ、したがって高調波を低減することができる。
【００９９】
前述のような整流装置は、交流側と直流側との絶縁が必要ない場合に、小形で、かつ高調波成分を低減された整流装置を構成することができる。また前述した整流装置は、３相交流発電機に接続される電力変換制御装置として好適に利用することができる。
【０１００】
本発明の実施の他の形態の整流装置では、上述した単相全波整流ブリッジ回路１４の直流正極出力端４２を、第２の相間変圧器１３ｂの１次巻線３１ｂの中性点３５ｂに接続し、単相全波整流ブリッジ回路１４の直流負極出力端４１を、直流負荷１７の負極側の端部に接続し、第１の相間変圧器１３ａの１次巻線３１ａの中性点３５ａに直流負荷１７の正極側を接続してもよい。これによって、上述した図１に示す整流装置と同様に高調波を低減することができる。
【０１０１】
この場合、直流リアクトル１５を、第１および第２の相間変圧器１３ａ，１３ｂの間で直流負荷１７に直列に接続する。またフィルタキャパシタ１６は、単相全波整流ブリッジ回路１４の直流正極出力端４２と、第１の相間変圧器１３ａの１次巻線３１ａの中性点３５ａとの間で、単相全波整流ブリッジ回路１４に直列に接続し、かつ直流負荷１７に並列に接続する。
【０１０２】
本実施の形態の整流装置では、前記単相全波整流ブリッジ回路１４の第１〜第４の整流素子１４ａ〜１４ｄはダイオードによって実現されるが、本発明の実施の他の形態において、前記単相全波整流ブリッジ回路１４の第１〜第４の整流素子１４ａ〜１４ｄをサイリスタなどの能動素子によって実現してもよい。前記サイリスタは、たとえば逆素子３端子サイリスタ（略称ＳＣＲ）およびゲートターンオフサイリスタ（略称ＧＴＯ）などである。この場合、制御回路を設けて前記単相全波整流ブリッジ回路１４の各整流素子を制御する。
【０１０３】
【発明の効果】
請求項１および４記載の本発明によれば、３相交流電源から入力される３相交流の波形をより正弦波に近づけることができるので、３相交流電源から供給される３相交流に含まれる高調波を低減することができる。また、先行技術と比較しても装置が大形化することなく、簡単な構成で２４パルス整流を行うことができる。
【０１０４】
３相全波整流回路および単相全波整流ブリッジ回路は、第２の先行技術の整流装置が有する能動素子および制御回路を用いないで、受動素子だけで構成することができる。ダイオードなどの受動素子は、過電流に対して壊れにくいので、装置の信頼性が向上し、また装置の保守管理が容易となる。したがって、電力制御装置として好適に用いることができる。また、負荷に並列にフィルタキャパシタを接続する場合、このフィルタキャパシタの容量を小さな物にすることができ、装置全体の構成が大形化することがない。
【０１０５】
請求項２記載の本発明によれば、前記単相全波整流ブリッジ回路の直流正極出力端と、負極側相間変圧器の１次巻線の中性点との間に直流リアクトルを直列に設けるので、負荷に流れる突入電流を抑制し、直流電流を平滑化することができるとともに、かつ電流断続を防止することができる。
【０１０６】
請求項３記載の本発明によれば、前記単相全波整流ブリッジ回路の直流正極出力端と、負極側相間変圧器の１次巻線の中性点との間で、負荷に並列にフィルタキャパシタを設けるので、電荷がこのフィルタキャパシタに蓄えられ、負荷に印加される直流電圧をさらに平滑化することができ、電圧リプルをさらに抑制することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の一形態である整流装置を示す回路図である。
【図２】３相交流電源１７から供給される３相交流と、移相変圧器１１によって変換される２組の３相交流とをフェーザ表示した図である。
【図３】第１および第２の３相全波整流回路１２ａ，１２ｂの交流側入力端にＶｒｏおよびＶｕｏをそれぞれ印加したときに、出力される電圧Ｖｐ１ｏ，Ｖｐ２ｏ，Ｖｎ１ｏ，Ｖｎ２ｏを示す図である。
【図４】第１の相間変圧器１３ａの１次巻線３１ａの一端部ｐ１と中性点３５ａとの間の電圧Ｖｂｐ１１の波形と、第２の相間変圧器１３ｂの１次巻線３１ｂの一端部ｎ１と中性点３５ｂとの間の電圧Ｖｂｎ１１の波形とを示し、さらに整流装置１４の交流入力端４３ａ，４３ｂ間の電圧Ｖｓｗの波形を示す図である。
【図５】単相全波整流ブリッジ回路１４の正極側出力端４２と負極側出力端４１との間の電圧Ｖｄｂと、第１の相間変圧器１３ａの１次巻線３１ａの中性点３５ａと第２の相間変圧器１３ｂの１次巻線３１ｂの中性点３５ｂとの間の電圧Ｖｍの波形とを示し、さらに直流電圧Ｖｏの波形を示す図である。
【図６】直流電圧Ｖｏ、出力電圧ＶｐおよびＶｎの波形を示す図である。
【図７】第１の全波整流回路１３ａの出力電流Ｉｄｐ１，Ｉｄｎ１の波形を示す図である。
【図８】第２の全波整流回路１３ｂの出力電流Ｉｄｐ２，Ｉｄｎ２を示す図である。
【図９】第１の３相全波整流回路１２ａに入力される入力電流Ｉｒの波形を示す図である。
【図１０】第２の３相全波整流回路１２ａに入力される入力電流Ｉｕの波形を示す図である。
【図１１】移相変圧器１１の第３の１次巻線２３ａに入力される電流Ｉａｂの波形を示す図である。
【図１２】移相変圧器１１の第２の１次巻線２２ａに流れる電流Ｉｃａを示す図である。
【図１３】移相変圧器１１の第１の１次巻線２１ａに流れる電流Ｉｂｃの波形を示す図である。
【図１４】３相交流電源１７の第１端子ａから移相変圧器１１に入力される電流Ｉａの波形を示す図である。
【図１５】入力電流Ｉａの波形と、正弦波とを示す図である。
【図１６】３相交流電源１７から外部に出力される電源電流Ｉａ、Ｉｂ、Ｉｃの波形を示す図である。
【図１７】本発明の整流装置の交流線間電圧のシミュレーション波形を示す図である。
【図１８】本発明の整流装置の交流入力電流のシミュレーション波形を示す図である。
【図１９】本発明の整流装置の直流出力電圧のシミュレーション波形を示す図である。
【図２０】本発明の整流装置の電圧ひずみ率と、電流ひずみ歪とを示す図である。
【図２１】比較整流装置の交流線間電圧のシミュレーション波形を示す図である。
【図２２】比較整流装置の交流入力電流のシミュレーション波形を示す図である。
【符号の説明】
１１移相変圧器
１２３相全波整流回路
１３相間変圧器
１４単相全波整流ブリッジ回路
１４ａ〜１４ｄ整流素子
１５直流リアクトル
１６フィルタキャパシタ
１７３相交流電源[0001]
TECHNICAL FIELD OF THE INVENTION
The present invention relates to a rectifier for rectifying three-phase alternating current to direct current, and more particularly to a rectifier for reducing generation of harmonic components on the AC side.
[0002]
[Prior art]
The first prior art rectifier for rectifying three-phase alternating current to direct current is configured with a multiphase alternating current circuit in order to reduce harmonics generated on the AC side. A first prior art rectifier circuit includes a phase shift converter, a three-phase full-wave rectifier circuit, and an interphase reactor. The phase shift converter is connected to a three-phase AC power supply and generates two sets of three-phase ACs having a phase difference of 30 ° from the three-phase AC supplied from the three-phase AC power supply. The three-phase full-wave rectifier circuit is configured by a diode, and performs full-wave rectification on each of two sets of three-phase alternating currents generated by the phase shift transformer. The positive electrode side and the negative electrode side of the three-phase full-wave rectifier circuit are connected by an interphase transformer, and the midpoint of each interphase transformer is connected to a DC load (for example, see Non-Patent Document 1).
[0003]
When it is not necessary to insulate the AC side and the DC side, the rectifier using the phase shift transformer described above can reduce the size and weight of the device as compared with the rectifier using the insulated transformer.
[0004]
In such a rectifier, 12-pulse rectification is performed. Therefore, the inflow current has a 12-step staircase waveform. For this reason, there is a problem that harmonics of 12 m ± 1 order are generated, and the amount of harmonics of the voltage waveform and the current waveform, that is, the distortion factor exceeds 10%.
[0005]
In view of such a problem, in the rectifier of the second prior art, a secondary winding is provided in the interphase transformer of the rectifier of the first prior art, and an inverter is connected to the secondary winding. The harmonic is reduced by injecting a current that cancels the wave current (for example, see Non-Patent Document 2).
[0006]
Further, as a third prior art, the phase difference between two sets of three-phase alternating currents generated by the phase shift converter of the rectifier of the first prior art is widened to 40 °, and the phase difference between the interphase transformer and the DC load is further increased. (See, for example, Non-Patent Document 3).
[0007]
[Non-patent document 1]
"Power Electronics Handbook" supervised by Koji Imai, 2002, R & D Planning Company
[Non-patent document 2]
Sewan Choi, Prasad Enjeti, Hong-Hee Lee, Ira Pitel: "New Active Interphase Reactor for 12-Pulse rectifiers Provides Clean Power Utility Interface", IEEE TRANSACTIONS ON INDUSTRY APPLICATIONS, NOVEMBER / DECEMBER 1996, VOL. 32, NO. 6
[Non-Patent Document 3]
Oguchi / Yamada: "Improvement of Input Current Waveform of Non-Isolated Transformer Coupled Duplex Three-Phase Diode Bridge Rectifier Circuit with Partial Capacitance", IEEJ, 1995, Vol. 115, No. 9, pp. 1196, 1197
[0008]
[Problems to be solved by the invention]
The second prior art rectifier requires an inverter to inject a current into the secondary winding of the interphase transformer that cancels the harmonic current, and thus requires an active element such as a transistor to form the inverter. Elements and control circuits are required. Therefore, there is a problem that the device becomes complicated. Active elements such as transistors are more prone to failure than diodes. Therefore, a rectifier circuit that has a simple device configuration and can rectify a three-phase alternating current into a direct current without using a control circuit is desired.
[0009]
In the third prior art rectifier, two sets of three-phase alternating currents having a phase difference of 30 ° are required because two sets of three-phase alternating currents having a phase difference of 40 ° need to be generated by a phase shift transformer. The size of the phase shift converter is larger than that of the generated phase shift transformer. Therefore, there is a problem that the rectifier becomes larger. In this rectifier, 18-pulse rectification is equivalently performed, so that the effect of reducing harmonics included in the three-phase alternating current is less than that of a complicated device. Therefore, a device that can efficiently reduce the generation of harmonics without increasing the size of the device is desired.
[0010]
An object of the present invention is to provide a small-sized rectifier capable of reducing generation of harmonics with a simple configuration.
[0011]
[Means for Solving the Problems]
The present invention according to claim 1 is a phase-shift transformer connected to a three-phase AC power supply and generating two sets of three-phase ACs having a phase difference of 30 ° from the three-phase AC supplied from the three-phase AC power supply. When,
Two three-phase full-wave rectifier circuits for respectively full-wave rectifying two sets of three-phase alternating current generated by the phase shift transformer;
The positive and negative poles of the DC output of the two three-phase full-wave rectifier circuits are connected by primary windings respectively, and the positive pole of the secondary winding corresponding to the primary winding connecting the positive poles of the DC output is A positive-side and negative-side interphase transformer that connects two positive poles of a two-side winding corresponding to a primary winding that connects negative poles of DC output to each other;
A single-phase full-wave rectifier bridge circuit configured by first to fourth rectifier elements,
A secondary winding connected in series with the positive-side and negative-side interphase transformers is connected to two AC input terminals of the single-phase full-wave rectifying bridge circuit, and a single-phase rectifying element is configured by first to fourth rectifying elements. A single-phase full-wave rectifier bridge comprising a DC negative output terminal of a phase full-wave rectifier bridge circuit connected to a neutral point of a primary winding of the positive-side interphase transformer, and first to fourth rectifiers. A rectifier wherein a DC positive output terminal of the circuit is connected to a positive electrode of the load, and a negative electrode of the load is connected to a neutral point of a primary winding of the negative-side interphase transformer.
[0012]
The present invention according to claim 4 is a phase shift transformer connected to a three-phase AC power supply and generating two sets of three-phase ACs having a phase difference of 30 ° from the three-phase AC supplied from the three-phase AC power supply. When,
Two three-phase full-wave rectifier circuits for respectively full-wave rectifying two sets of three-phase alternating current generated by the phase shift transformer;
The positive and negative poles of the DC output of the two three-phase full-wave rectifier circuits are connected by primary windings respectively, and the positive pole of the secondary winding corresponding to the primary winding connecting the positive poles of the DC output is A positive-side and negative-side interphase transformer that connects two positive poles of a two-side winding corresponding to a primary winding that connects negative poles of DC output to each other;
A single-phase full-wave rectifier bridge circuit configured by first to fourth rectifier elements,
The two AC input terminals of the single-phase full-wave rectifier bridge circuit are respectively connected to the negative poles of the secondary windings connected in series of the positive-side and negative-side interphase transformers. A positive output terminal is connected to a neutral point of a primary winding of the negative-side interphase transformer, a DC negative output terminal of the single-phase full-wave rectification bridge circuit is connected to a negative electrode side of a load, and the positive-electrode side is connected. A rectifier characterized in that a positive electrode side of a load is connected to a neutral point of a primary winding of an interphase transformer.
[0013]
According to the present invention, two sets of three-phase alternating currents having a phase difference of 30 ° are generated from three-phase alternating current supplied from a three-phase alternating current power supply by a phase shift transformer, and the three-phase alternating current is converted into two three-phase alternating currents. Full-wave rectification is performed by the full-wave rectifier circuit. The DC voltage output from each of the three-phase full-wave rectifier circuits, that is, the voltage applied to the inter-phase transformer includes frequency components three and six times the power supply frequency. By connecting the positive electrodes of the secondary windings of the positive-side and negative-side interphase transformers and calculating the difference between the voltages induced in the respective secondary windings, the negative polarity of the secondary winding of the positive-side interphase transformer is obtained. And between the negative electrode of the secondary winding of the negative-side interphase transformer and the voltage applied to the positive-side and negative-side interphase transformers, a voltage having a frequency component six times the power supply frequency alone is extracted. can do.
[0014]
The single-phase full-wave rectifier bridge circuit rectifies a voltage having a frequency component that is six times the power supply frequency extracted by the positive-side and negative-side interphase transformers and converts the voltage into a single-phase voltage that is 12 times the power supply frequency. This can be applied to a load connected in series to the full-wave rectification bridge circuit. Therefore, the waveform of the DC voltage applied to this load is the waveform of the DC voltage rectified by the three-phase full-wave rectifier circuit and the voltage between the DC negative terminal and the DC positive terminal of the single-phase full-wave rectifier bridge circuit. It becomes a waveform obtained by adding the waveform. Therefore, the waveform of the DC voltage applied to the load becomes a waveform that is more smoothed than the DC voltage output from the three-phase full-wave rectifier circuit, and the ripple of the DC voltage output from the three-phase full-wave rectifier circuit is reduced. Has half cycle ripple. That is, 24 pulses are rectified equivalently by the rectifier.
[0015]
As described above, the ripple of the DC voltage applied to the load can be reduced, and the secondary winding of the positive-side and negative-side interphase transformers has an alternating current having a period six times as large as the load current flowing through the load. Electric current flows. As a result, the current balance on the primary side of each inter-phase transformer can be lost, and the input current to each inter-phase transformer becomes a pulsating DC current with a cycle six times the power supply frequency. As a result, the input terminal current of the three-phase full-wave rectifier circuit has a waveform having a pulse width of 2/3 of a half cycle, and when these are combined by the phase-shifting transformer, a 24-stage step-like AC current waveform is obtained. As described above, the waveform of the three-phase AC input from the three-phase AC power supply can be made closer to a sine wave, so that harmonics included in the three-phase AC supplied from the three-phase AC power supply can be reduced.
[0016]
The three-phase full-wave rectifier circuit and the rectifier circuit can be configured only with passive elements without using the active element and the control circuit included in the rectifier of the second prior art. Passive elements such as diodes are not easily damaged by overcurrent, so that the reliability of the device is improved and the maintenance and management of the device are facilitated.
[0017]
Further, the same phase shift transformer as that of the first or second prior art can be used as the phase shift transformer, so that the device is not increased in size. Furthermore, compared with the first prior art, the configuration is increased only by the secondary winding of the interphase transformer and the rectifier circuit configured by four rectifier elements. Can be reduced. Further, since a rectification circuit equivalent to 24-pulse rectification can be configured, generation of harmonics is smaller than in equivalent 18-pulse rectification realized by the third prior art.
[0018]
According to a second aspect of the present invention, a DC reactor is provided in series between a DC positive output terminal of the single-phase full-wave rectifier bridge circuit and a neutral point of a primary winding of a negative-side interphase transformer. Features.
[0019]
According to the present invention, since a DC reactor is provided in series between the DC positive output terminal of the single-phase full-wave rectification bridge circuit and the neutral point of the primary winding of the negative-side interphase transformer, the DC reactor flows to the load. Inrush current can be suppressed, DC current can be smoothed, and current interruption can be prevented.
[0020]
According to a third aspect of the present invention, a filter capacitor is connected in parallel with a load between a DC positive output terminal of the single-phase full-wave rectifier bridge circuit and a neutral point of a primary winding of a negative-side interphase transformer. It is characterized by being provided.
[0021]
According to the present invention, a filter capacitor is provided in parallel with the load between the DC positive output terminal of the single-phase full-wave rectifier bridge circuit and the neutral point of the primary winding of the negative-side interphase transformer. Electric charges are stored in the filter capacitor, so that the DC voltage applied to the load can be further smoothed, and the voltage ripple can be further suppressed.
[0022]
BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION
FIG. 1 is a circuit diagram showing a rectifier according to one embodiment of the present invention. The rectifier includes a phase shift transformer 11, first and second three-phase full-wave rectifier circuits 12a and 12b, first and second inter-phase transformers 13a and 13b, and a single-phase full-wave rectifier bridge circuit 14. , A DC reactor 15 and a filter capacitor 16. In this embodiment, a connection means an electrical connection.
[0023]
The phase shift transformer 11 generates two sets of three-phase ACs having a phase difference of 30 ° from the three-phase AC supplied from the three-phase AC power supply 17. The phase shift transformer 11 includes a first phase shift transformer 21, a second phase shift transformer 22, and a third phase shift transformer 23.
[0024]
The first phase shift transformer 21 has a first primary winding 21a and a first secondary winding 21b. The second phase shift transformer 22 has a second primary winding 22a and a second secondary winding 22b. The third phase shift transformer 23 has a third primary winding 23a and a third secondary winding 23b. The first to third primary windings 21a to 23a and the first to third secondary windings 21b to 23b are wound around, for example, a core-type three-phase iron core, whereby the phase-shifting transformer 11 is formed. You.
[0025]
The three-phase AC power supply 17 is realized, for example, by a symmetric three-phase Y-type power supply. The three-phase AC power supply 17 has a first terminal a, a second terminal b, and a third terminal c, which are output terminals. The three-phase AC power supply 17 has a neutral point o. The electromotive force of the three-phase AC power supply 17 is represented by Vao, Vbo, and Vco. Vao, Vbo, and Vco represent voltages between the first terminal a, the second terminal b, the third terminal c, and the neutral point o, respectively. Power supply currents flowing out of the first terminal a, the second terminal b, and the third terminal c are represented by Ia, Ib, and Ic, respectively.
[0026]
The first terminal a is connected to the midpoint a1 of the first secondary winding 21a, one end a2 of the second primary winding 22a, and the other end a3 of the third primary winding 23a. Connected to each other. The second terminal b is connected to the other end b1 of the first primary winding 21a, the midpoint b2 of the second secondary winding 22b, and one end b3 of the third primary winding 23a. Connected to each other. The third end c is connected to one end c1 of the first primary winding 21a, the other end c2 of the second primary winding 22b, and the midpoint c3 of the third secondary winding 23b. Interconnected.
[0027]
Two sets of three-phase AC voltages having a phase difference of 30 ° generated by the phase shift transformer 11 are represented by Vro, Vso, Vto and Vuo, Vvo, Vwo, respectively. Vro is a voltage between one end r of the first secondary winding 21b and the neutral point o of the three-phase AC power supply 17. Vso is a voltage between one end s of the second secondary winding 22b and the neutral point o of the three-phase AC power supply 17. Vto is a voltage between one end t of the third secondary winding 23b and the neutral point o of the three-phase AC power supply 17.
[0028]
Vuo is a voltage between the other end u of the first secondary winding 21b and the neutral point o of the three-phase AC power supply 17. Vvo is a voltage between the other end v of the second secondary winding 22b and the neutral point o of the three-phase AC power supply 17. Vwo is a voltage between one end w of the third secondary winding 23b and the neutral point o of the three-phase AC power supply 17.
[0029]
The first to third phase shift transformers 21 to 23 are all polarities. One end c1, a2, b3 of the first to third primary windings 21a to 23a of the above-described phase shift transformer 11 is a negative electrode, and the other end b1, c2, a3 is a positive electrode. One end r, s, t of the first to third secondary windings 21b to 23b of the above-described phase-shift transformer 11 is a negative electrode, and the other end u, v, w is a positive electrode.
[0030]
The turns ratio between the primary windings 21a to 23a and the secondary windings 21b to 23b of the first to third phase shift transformers 21 to 23 is represented by the following equations (1) to (3). Here, the number of turns of the first primary winding 21a is Na1, the number of turns of the second primary winding 22a is Na2, and the number of turns of the third primary winding 23a is Na3. The number of turns from one end r of the first secondary winding 21b to the middle point a1 is Nra1, and the number of turns from the other end u of the first secondary winding 21b to the middle point a1 is Nua1. The number of turns from one end s of the second secondary winding 22b to the middle point b1 is Nsb1, and the number of turns from the other end v of the second secondary winding 22b to the middle point b1 is Nvb1. The number of turns from one end t of the third secondary winding 23b to the middle point d1 is Ntc1, and the number of turns from the other end w of the third secondary winding 23b to the middle point c1 is Nwc1.
Na1: Nra1: Nual1 = 1: K: K (1)
Na2: Nsb1: Nvb1 = 1: K: K (2)
Na3: Ntc1: Nwc1 = 1: K: K (3)
[0031]
Here, Na1 = Na2 = Na3, and Nra1 = Nua1 = Nsb1 = Nvb1 = Ntc1 = Nwc1. K is a predetermined constant. The predetermined constant K is selected to be about 0.15, for example, 0.155.
[0032]
In the present embodiment, phase-shifting transformer 11 winds first to third primary windings 21a to 23a and first to third secondary windings 21b to 23b around, for example, a core-type three-phase core. However, in other embodiments of the present invention, the windings of the first to third phase shift transformers 21 to 23 may be wound around separate cores.
[0033]
The first and second three-phase full-wave rectifier circuits 12a and 12b are realized by a three-phase diode bridge rectifier circuit. The first three-phase full-wave rectifier circuit 12a includes a first diode 24a to a sixth diode 29a. The second three-phase full-wave rectifier circuit 12b includes a first diode 24b to a sixth diode 29b.
[0034]
The first three-phase full-wave rectifier circuit 12a connects the anode of the first diode 24a and the cathode of the second diode 25a to each other, and connects the anode of the third diode 26a and the cathode of the fourth diode 27a. Are connected to each other, the anode of the fifth diode 28a and the cathode of the sixth diode 29a are connected to each other, and the cathodes of the first, third, and

fifth diodes

24a, 26a, and 28a are connected to each other. Then, the anodes of the second, fourth and

sixth diodes

25a, 27a and 29a are connected to each other. The cathodes of the first, third, and

fifth diodes

24a, 26a, and 28a serve as positive electrodes of the DC output of the first three-phase full-wave rectifier circuit 12a. The anodes of the second, fourth, and

sixth diodes

25a, 27a, and 29a serve as negative electrodes of the DC output of the first three-phase full-wave rectifier circuit 12a.
[0035]
The second three-phase full-wave rectifier circuit 12b connects the anode of the first diode 24b and the cathode of the second diode 25b to each other, and connects the anode of the third diode 26b and the cathode of the fourth diode 27b. Are connected to each other, the anode of the fifth diode 28b and the cathode of the sixth diode 29b are connected to each other, and the cathodes of the first, third, and

fifth diodes

24b, 26b, and 28b are connected to each other. Then, the anodes of the second, fourth, and

sixth diodes

25b, 27b, and 29b are connected to each other. The cathodes of the first, third, and

fifth diodes

24b, 26b, and 28b serve as the positive pole of the DC output of the second three-phase full-wave rectifier circuit 12b. The anodes of the second, fourth, and

sixth diodes

25b, 27b, and 29b serve as negative electrodes of the DC output of the second three-phase full-wave rectifier circuit 12b.
[0036]
One end r of the first secondary winding 21b of the phase shift transformer 11 is connected between the first diode 24a and the second diode 24b of the first three-phase full-wave rectifier circuit 12a. The other end u of the first secondary winding 21b of the phase shift transformer 11 is connected between the first diode 24b and the second diode 25b of the second three-phase full-wave rectifier circuit 12b.
[0037]
One end s of the second secondary winding 22b of the phase shift transformer 11 is connected between the third diode 26a and the fourth diode 27a of the first three-phase full-wave rectifier circuit 12a. The other end v of the second secondary winding 22b of the phase shift transformer 11 is connected between the third diode 26b and the fourth diode 27b of the second three-phase full-wave rectifier circuit 12b.
[0038]
One end t of the third secondary winding 23c of the phase shift transformer 11 is connected between the fifth diode 28a and the sixth diode 29a of the first three-phase full-wave rectifier circuit 12a. The other end w of the third secondary winding 23c of the phase shift transformer 11 is connected between the fifth diode 28b and the sixth diode 29b of the second three-phase full-wave rectifier circuit 12b.
[0039]
The first inter-phase transformer 13a is a positive-side inter-phase transformer, and has a primary winding 31a and a secondary winding 32a, and an iron core. The primary winding 31a and the secondary winding 32a are connected to the iron core. It is wound and composed. The first inter-phase transformer 13a has a reduced polarity. The positive pole of the DC output of the first three-phase full-wave rectifier circuit 12a is mutually connected to one end p1 of the primary winding 31a of the first inter-phase transformer 13a. The positive pole of the DC output of the second three-phase full-wave rectifier circuit 12b is mutually connected to the other end p2 of the primary winding 31a of the first inter-phase transformer 13a. One end p1 of the primary winding 31a of the first interphase transformer 13a is a positive electrode, and the other end p2 is a negative electrode. Primary winding 31a of first interphase transformer 13a functions as an interphase reactor.
[0040]
The second inter-phase transformer 13b is a negative-side inter-phase transformer, has a primary winding 31b and a secondary winding 32b, and an iron core. The primary winding 31b and the secondary winding 32b are connected to the iron core. It is wound and composed. The second inter-phase transformer 13b has polarities. The negative terminal of the DC output of the first three-phase full-wave rectifier circuit 12a is connected to one end n1 of the primary winding 31b of the second interphase transformer 13b. The negative terminal of the DC output of the second three-phase full-wave rectifier circuit 12b is connected to the other end n2 of the primary winding 31b of the second inter-phase transformer 13b. One end n1 of the primary winding 31b of the second inter-phase transformer 13b is a positive electrode, and the other end n2 is a negative electrode. Primary winding 31b of second interphase transformer 13b functions as an interphase reactor.
[0041]
The positive electrode of the secondary winding 32a of the first inter-phase transformer 13a and the positive electrode of the secondary winding 32b of the second inter-phase transformer 13b are connected to each other. That is, the secondary winding 32a of the first inter-phase transformer 13a and the secondary winding 32b of the second inter-phase transformer 13b are connected in series.
[0042]
The single-phase full-wave rectifying bridge circuit 14 has first to fourth rectifying elements 14a to 14d. The first to fourth rectifying elements 14a to 14b are realized by diodes.
[0043]
The positive electrode of the first rectifier 14a and the negative electrode of the second rectifier 14b are connected to each other. The positive electrode of the third rectifier 14c and the negative electrode of the fourth rectifier 14d are connected to each other. The negative electrode of the first rectifying element 14a and the negative electrode of the third rectifying element 14c are connected to the neutral point 35a of the primary winding 31a of the first inter-phase transformer 13a. The neutral point 35a is a middle point of the primary winding 31a, and is a position where the number of turns from the one end p1 and the other end p2 is equal. The negative poles of the first and

third rectifying elements

14a and 14c are the DC negative pole output terminal 41 of the single-phase full-wave rectifying bridge circuit 14.
[0044]
The positive electrode of the second rectifier 14b and the positive electrode of the fourth rectifier 14d are connected to each other. The positive poles of the second and fourth rectifying elements 14b and 14d are DC positive pole output terminals 42 of the single-phase full-wave rectifying bridge circuit 14. The positive electrodes of the first to fourth rectifying elements 14a to 14b correspond to the anodes of the diodes, and the negative electrodes correspond to the cathodes of the diodes.
[0045]
The negative electrode of the secondary winding 31b of the first inter-phase transformer 13a is connected between the first rectifier 14a and the second rectifier 14b. The negative electrode of the secondary winding 32b of the second interphase transformer 13b is connected between the third rectifier 14c and the fourth rectifier 14d. Between the first rectifier 14a and the second rectifier 14b is one AC input terminal 43a of the single-phase full-wave rectifier bridge circuit 14, and the third rectifier 14c and the fourth rectifier 14d The interval is the other AC input terminal 43b of the single-phase full-wave rectification bridge circuit 14.
[0046]
The above-described single-phase full-wave rectification bridge circuit 14 is connected to a DC load 17 in series. The positive terminal of the DC load 17 is connected to the positive DC output terminal 42 of the single-phase full-wave rectifier bridge circuit 14, and the negative terminal of the primary load 31b of the second interphase transformer 13b. It is mutually connected to the neutral point 35b. The neutral point 35b is a middle point of the primary winding 31b and is a position where the number of turns from the one end n1 and the other end n2 is equal.
[0047]
The DC reactor 15 is connected in series to the single-phase full-wave rectification bridge circuit 14. The DC reactor 15 is provided in series between the DC positive output terminal 42 of the single-phase full-wave rectification bridge circuit 14 and the neutral point 35b of the primary winding 31b of the second interphase transformer 13b. One end of the DC reactor 15 is mutually connected to the DC positive output terminal 42 of the single-phase full-wave rectification bridge circuit 14. The other end of the DC reactor 15 is mutually connected to the positive end of the DC load 17. By providing the DC reactor 15, inrush current flowing through the DC load 17 can be suppressed, DC current Id flowing through the DC load 17 can be smoothed, and current interruption can be prevented. Hereinafter, the DC current Id flowing through the load is referred to as a load current Id.
[0048]
The filter capacitor 16 is connected in series to the single-phase full-wave rectification bridge circuit 14 and is connected in parallel to the DC load 17. The filter capacitor 16 is connected in parallel with the DC load 17 between the DC positive output terminal 42 of the single-phase full-wave rectification bridge circuit 14 and the neutral point 35b of the primary winding 31b of the second interphase transformer 13b. Provided. One end of the filter capacitor 16 is mutually connected with the other end of the DC reactor 15, and is mutually connected with the DC positive output terminal 42 of the single-phase full-wave rectification bridge circuit 14 via the DC reactor 15. The other end of filter capacitor 16 is mutually connected to neutral point 35b of primary winding 31b of second interphase transformer 13b.
[0049]
By providing the filter capacitor 16, the DC voltage Vo applied to the DC load 17 can be further smoothed, and the voltage ripple can be further suppressed. Hereinafter, the DC voltage Vo applied to the DC load 17 is referred to as a load voltage Vo.
[0050]
Next, the operation of the above-described rectifier will be described. When the three-phase AC power is supplied to the phase-shift transformer 11 by the three-phase AC power supply 17, the phase-shift converter 11 includes two sets of three-phase AC voltages Vro, Vso, Vto having a phase difference of 30 °, and Vuo, Vvo. , Vwo.
[0051]
FIG. 2 is a phasor diagram showing the three-phase AC supplied from the three-phase AC power supply 17 and two sets of three-phase AC converted by the phase shift transformer 11. The voltage at one end r, s, t of the first to third secondary windings 21 b to 23 b of the phase shift transformer 11 is different from the voltage at the first to third terminals a to c of the three-phase AC power supply 17. Have a phase difference of + θ. The voltages at the other ends u, v, w of the first to third secondary windings 21b to 23b of the phase shift transformer 11 are equal to the voltages at the first to third terminals a to c of the three-phase AC power supply 17. In contrast, each has a phase difference of -θ. Is 15 degrees. That is, the voltage at one end r, s, t of the first to third secondary windings 21b to 23b of the phase shift transformer 11 and the first to third secondary windings 21b of the phase shift transformer 11 23b have a phase difference of 30 ° with the voltages at the other ends u, v, w.
[0052]
FIG. 3 is a diagram showing input / output voltage waveforms of the first and second three-phase full-wave rectifier circuits 12a and 12b. FIG. 3 is a diagram illustrating output voltages Vp1o, Vp2o, Vn1o, and Vn2o when input voltages Vro and Vuo are applied to first and second three-phase full-wave rectifier circuits 12a and 12b, respectively. In FIG. 3, the horizontal axis indicates a value obtained by multiplying the angular frequency ω by the time t, and the vertical axis indicates a value obtained by dividing each voltage by a line voltage Vab between the first terminal a and the second terminal b.
[0053]
The output voltage Vp1o is a voltage between one end p1 of the primary winding 31a of the first interphase transformer 13a and the neutral point o of the three-phase AC power supply 17. The output voltage Vn1o is a voltage between one end n1 of the primary winding 31b of the second interphase transformer 13b and the neutral point o of the three-phase AC power supply 17.
[0054]
The output voltage Vp2o is a voltage between the other end p2 of the primary winding 31a of the first interphase transformer 13a and the neutral point o of the three-phase AC power supply 17. The output voltage Vn2o is a voltage between the other end n2 of the primary winding 31b of the second inter-phase transformer 13b and the neutral point o of the three-phase AC power supply 17.
[0055]
In FIG. 3, the waveform of the input voltage Vro of the first three-phase full-wave rectifier circuit 12a is shown by a thin dotted line. The waveform of the input voltage Vuo of the second three-phase full-wave rectifier circuit 12b is indicated by a bold dotted line. The waveform of the output voltage Vp1o of the first three-phase full-wave rectifier circuit 12a is shown by a thin solid line. The waveform of the output voltage Vn1o of the first three-phase full-wave rectifier circuit 12a is indicated by a thick solid line. The waveform of the output voltage Vp2o of the second three-phase full-wave rectifier circuit 12b is shown by a dashed line. The waveform of the output voltage Vn2o of the second three-phase full-wave rectifier circuit 12b is shown by a two-dot chain line.
[0056]
As shown in FIG. 3, the input voltages Vro and Vuo are rectified by first and second three-phase full-wave rectifier circuits 12a and 12b. The waveforms of the input voltages Vro and Vuo have a phase shift of 30 °. Although not shown here, by inputting the input voltages Vso, Vvo, Vto, Vwo to the first and second three-phase full-wave rectifier circuits 12a, 12b, a similar phase shift difference of 30 ° is provided. A waveform is output.
[0057]
FIG. 4 shows the waveform of the voltage Vbp11 between one end p1 of the primary winding 31a of the first interphase transformer 13a and the neutral point 35a, and the waveform of the primary winding 31b of the second interphase transformer 13b. FIG. 9 is a diagram illustrating a waveform of a voltage Vbn11 between one end n1 and a neutral point 35b, and further illustrates a waveform of a voltage Vsw between

AC input terminals

43a and 43b of the rectifier 14. In FIG. 4, the horizontal axis represents a value obtained by multiplying each frequency ω by time t, and the vertical axis represents a value obtained by dividing each voltage by the line voltage Vab.
[0058]
Assuming that the voltage of the secondary winding 31b of the first interphase transformer 13a is Vbp2 and the voltage of the secondary winding 32b of the second interphase transformer 13b is Vbn2, Vsw is expressed by the following equations (4) to (4). 6).
Vsw = Vbp2-Vbn2 (4)
Vbp2 = N × Vbp11 (5)
Vbn2 = N × Vbn11 (6)
[0059]
Here, N is a predetermined constant, and is a turns ratio of the first and second interphase transformers 13a and 13b.
[0060]
The number of turns from one end p1 of the primary winding 31a of the first inter-phase transformer 13a to the neutral point 35a, the number of turns from the neutral point 35a to the other end p2, and one of the second inter-phase transformer 13b The number of turns from one end n1 of the next winding 31b to the neutral point 35b and the number of turns from the other end n2 to the neutral point 35b are equal to Nb1, respectively. The number of turns of the secondary winding 32a of the first inter-phase transformer 13a and the number of turns of the secondary winding 32b of the second inter-phase transformer 13b are equal to Nb2.
[0061]
A method for determining the turns ratio N of the first and second interphase transformers 13a and 13b will be described below. Here, the winding ratio N = Nb2 / 2Nb1.
[0062]
The voltages V at one end r, s, t and the other end u, v, w of the first to third secondary windings 21b to 23b of the phase shift transformer 11 are expressed by Expressions (7) and (8). It expresses like.

Here, k = 0 (r), 1 (s), 2 (t)

Here, k = 0 (u), 1 (v), 2 (w)
[0063]
The voltage Vm between the

neutral points

35a and 35b of the first and second inter-phase transformers 13a and 13b is represented by Expression (9). Further, the output voltage Vdb of the single-phase full-wave rectification bridge circuit 14 is represented by Expression (10).

[0064]
Θ in the expressions (9) and (10) is expressed as the following expression (11).
θ = mod (ωt + π / 12, π / 6) −π / 12 (11)
[0065]
When the winding ratio N of the first and second inter-phase transformers 13a and 13b is selected so that the ripple of the DC output voltage Vo = Vm + Vdb is minimized, the following value is obtained.
[0066]
(Equation 1)

[0067]
When N is determined in this manner, the input current input from the three-phase AC power supply 17 to the rectifier becomes equivalent to a 24-phase rectified waveform. In another embodiment of the present invention, the turns ratio N may be about 0.25.
[0068]
The DC voltage output from the first and second three-phase full-wave rectifier circuits 12a and 12b, ie, the voltage applied to the first and second inter-phase transformers 13a and 13b, Of the frequency components three times and six times as large as When the positive electrodes of the secondary windings 32a and 32b of the first and second interphase transformers 13a and 13b are connected to each other and the difference between the voltages induced in the secondary windings 32a and 32b is calculated, the first difference is obtained. Is applied to the first and second interphase transformers 13a and 13b between the negative electrode of the secondary winding 32a of the interphase transformer 13a and the negative electrode of the secondary winding 32b of the second interphase transformer 13b. Of the power supply frequency, that is, the voltage Vsw shown in FIG. 4 alone can be extracted.
[0069]
FIG. 5 shows the waveform of the voltage Vbd between the positive electrode and the negative electrode of the single-phase full-wave rectification bridge circuit 14, and the neutral point 35a of each of the primary windings 31a and 32a of the first and second interphase transformers 13a and 13b. , 35b, and the waveform of the voltage Vo applied to the DC load 17. FIG. In FIG. 5, the horizontal axis represents a value obtained by multiplying each frequency ω by time t, and the vertical axis represents a value obtained by dividing each voltage by the line voltage Vab.
[0070]
The single-phase full-wave rectifying bridge circuit 14 rectifies a voltage having a frequency component six times the power supply frequency extracted by the first and second inter-phase transformers 13a and 13b, and has a frequency component having a frequency component 12 times the power supply frequency. It can be a voltage. As a result, a voltage having a frequency component that is 12 times the power supply frequency can be applied to the DC load 17 connected in series to the single-phase full-wave rectification bridge circuit 14.
[0071]
The DC load 17 is connected to the single-phase full-wave rectification bridge circuit 14 in series. Therefore, the waveform of load voltage Vo applied to DC load 17 is the waveform of the DC voltage rectified by first and second three-phase full-wave rectifier circuits 12a and 12b, that is, the first and second inter-phase transformers. The waveform of the voltage Vm between the

neutral points

35a and 35b of the primary windings 31a and 32a of the filters 13a and 13b and the waveform of the voltage Vdb between the DC output terminals of the single-phase full-wave rectification bridge circuit 14 are added. It becomes a waveform.
[0072]
Therefore, as shown in FIG. 5, the waveform of load voltage Vo applied to DC load 17 is further smoothed than the DC voltage output from first and second three-phase full-wave rectifier circuits 12a and 12b. It becomes a waveform, and has a ripple having a cycle that is half the ripple of the DC voltage output from the first and second three-phase full-wave rectifier circuits 12a and 12b. That is, 24 pulses are rectified equivalently by the rectifier. As described above, the first and second interphase transformers 13a and 13b and the single-phase full-wave rectifier bridge circuit 14 can reduce the ripple of the load voltage Vo applied to the DC load 17.
[0073]
FIG. 6 is a diagram showing waveforms of the load voltage Vo and the output voltages Vp and Vn. In FIG. 6, the horizontal axis represents a value obtained by multiplying each frequency ω by time t, and the vertical axis represents a value obtained by dividing each voltage by the line voltage Vab. Output voltage Vp is a voltage between neutral point 35a of primary winding 31a of first interphase transformer 13a and neutral point o of three-phase AC power supply 17. Output voltage Vn is a voltage between neutral point 35b of primary winding 31b of second interphase transformer 13b and neutral point o of three-phase AC power supply 17. The load voltage Vo is a voltage applied to the DC load 17 as described above.
[0074]
FIG. 7 is a diagram showing waveforms of the output currents Idp1 and Idn1 of the first full-wave rectifier circuit 13a. The current flowing from the positive electrode of the DC output of the first three-phase full-wave rectifier circuit 12a to the first inter-phase transformer 13a is Idp1, and the current flowing from the second inter-phase transformer 13b to the first three-phase full-wave rectifier circuit 12a. The current flowing to the output negative electrode is Idn1. Here, Idp1 = Idn1.
[0075]
FIG. 8 is a diagram showing output currents Idp2 and Idn2 of the second full-wave rectifier circuit 13b. The current flowing from the positive pole of the DC output of the first three-phase full-wave rectifier circuit 12a to the first inter-phase transformer 13a is Idp2, and the DC current of the second three-phase full-wave rectifier circuit 12b from the second inter-phase transformer 13b. The current flowing to the output negative electrode is Idn2. Here, Idp2 = Idn2. 7 and 8, the horizontal axis represents a value obtained by multiplying each frequency ω by time t, and the vertical axis represents a value obtained by dividing each current by the load current Id.
[0076]
By providing the first and second inter-phase transformers 13a and 13b and the single-phase full-wave rectifying bridge circuit 14 as described above, the secondary windings 32a and 32b of the first and second inter-phase transformers 13a and 13b are provided. Flows an alternating current Isw having a cycle six times as large as the load current Id. As a result, the current balance on the primary side of the first and second inter-phase transformers 13a and 13b can be broken, and the input current to the first and second inter-phase transformers 13a and 13b is reduced as shown in FIGS. As shown in FIG. 8, a direct current pulsates at a cycle six times the power supply frequency. Here, Id = Idp1 + Idp2 = Idn1 + Idn2. As shown in FIGS. 7 and 8, the currents Idp1 and Idn1 have a phase difference of 30 ° with respect to the currents Idp2 and Idn2.
[0077]
FIG. 9 is a diagram illustrating a waveform of the input current Ir input to the first three-phase full-wave rectifier circuit 12a. FIG. 10 is a diagram illustrating a waveform of the input current Iu input to the second three-phase full-wave rectifier circuit 12a. The input current Ir is a current input from one end r of the first secondary winding 21b of the phase shift transformer 11 to the first three-phase full-wave rectifier circuit 12a. The input current Iu is a current input from the other end u of the first secondary winding 21b of the phase shift transformer 11 to the second three-phase full-wave rectifier circuit 12b.
[0078]
As shown in FIGS. 9 and 10, the input currents Ir and Iu of the first and second three-phase full-wave rectifier circuits 12a and 12b have alternating current waveforms having a pulse width of 2/3 of a half cycle. The input currents Ir and Iu have a phase difference of 30 ° from each other.
[0079]
The input current Is input from one end s of the second secondary winding 22b of the phase shift transformer 11 to the first three-phase full-wave rectifier circuit 12a has a waveform similar to the input current Ir, and It has a phase shift of 120 ° from the Ir waveform. The input current Iv input from the other end v of the second secondary winding 22b of the phase shift transformer 11 to the second three-phase full-wave rectifier circuit 12b has the same waveform as the input current Iu, It has a phase shift of 120 ° with the waveform of the input current Iu.
[0080]
The input current It input from one end t of the third secondary winding 23b of the phase shift transformer 11 to the first three-phase full-wave rectifier circuit 12a has a waveform similar to that of the input current Ir. It has a phase shift difference of 120 ° with the Ir waveform, and has a phase shift difference of 120 ° with the input current Is. The input current Iw input to the second three-phase full-wave rectifier circuit 12b from the other end w of the third secondary winding 23b of the phase shift transformer 11 has the same waveform as the input current Iu, It has a phase shift of 120 ° with the waveform of the input current Iu, and has a phase shift of 120 ° with the input current Iv.
[0081]
FIG. 11 is a diagram illustrating a waveform of the current Iab input to the third primary winding 23a of the phase shift transformer 11. FIG. 12 is a diagram showing a current Ica flowing through the second primary winding 22a of the phase shift transformer 11. FIG. 13 is a diagram showing a waveform of a current Ibc flowing through the first primary winding 21a of the phase shift transformer 11. 11 to 13, the horizontal axis indicates a value obtained by multiplying each frequency ω by the time t, and the vertical axis indicates a value obtained by dividing each current by the load current Id.
[0082]
The current Iab is a current flowing from the first terminal a to the second terminal b, the current Ibc is a current flowing from the second terminal b to the third terminal c, and the current Ica is a current flowing from the third terminal c to the first terminal. This is a current flowing through the terminal a.
[0083]
Each of the currents Iab, Ibc, Ica is expressed by the following equations (12) to (14) using the currents Ir, Is, It and Iw, Iu, Iv and the winding ratio K of the phase shift transformer 11. Is done. The turns ratio K is the same as the predetermined value K in the above-described equations (1) to (3).
Iab = k × (−It + Iw) (12)
Ibc = k × (−Ir + Iu) (13)
Ica = k × (−Is + Iv) (14)
[0084]
FIG. 14 is a diagram illustrating a waveform of a current Ia input from the first terminal a of the three-phase AC power supply 17 to the phase shift transformer 11. FIG. 14 shows the waveforms of Iab-Ica, Ir, and Iu in addition to the input current Ia. In FIG. 14, the waveform of Ia is indicated by a solid line, the waveform of Iab-Ica is indicated by a dashed line, the waveform of Ir is indicated by a dotted line, and the waveform of Iu is indicated by a two-dot chain line. The input current Ia is obtained by the following equation (15).
Ia = (Iab-Ica) + Ir + Iu (15)
[0085]
As shown in FIG. 14, the waveform of the input current Ia is represented by a 24-step staircase waveform. That is, it can be seen that 24 pulse rectification is performed.
[0086]
FIG. 15 is a diagram showing a waveform of the input current Ia and a sine wave. In FIG. 15, the input current Ia is indicated by a solid line, and the sine wave is indicated by a dotted line. As shown in FIG. 15, the input current Ia is represented by a 24-step staircase waveform, and steps are performed every 15 °. Therefore, since the waveform of the input current Ia can be made closer to the waveform of the sine wave, it is included in the three-phase AC supplied from the three-phase AC power supply 17 as compared with the first and third prior art rectifiers. Harmonics can be reduced.
[0087]
FIG. 16 is a diagram showing waveforms of power supply currents Ia, Ib, and Ic output from the three-phase AC power supply 17 to the outside. The power supply current Ia is the input current Ia described above. Power supply currents Ib and Ic are obtained in the same manner as power supply current Ia. These power supply currents Ib and Ic are obtained by the following equations (16) and (17), respectively.
Ib = (Ibc−Iab) + Is + Iv (16)
Ic = (Ica−Ibc) + It + Iw (17)
[0088]
As shown in FIG. 16, the power supply current Ib has a phase shift of 120 ° from Ia, and Ic has a waveform having a phase shift of 120 ° from Ia and Ib. 14 to 16, the horizontal axis indicates a value obtained by multiplying each frequency ω by time t, and the vertical axis indicates a value obtained by dividing each current by the load current Id.
[0089]
In the rectifier described above, since the ripple of the DC voltage Vo can be reduced, the capacity of the filter capacitor 16 can be configured smaller than those of the first and third prior art rectifier circuits. Further, the rectifier described above uses only passive diodes as elements constituting the three-phase full-wave rectifier circuit 12 and the single-phase full-wave rectifier bridge circuit 14, and includes an active element provided in the second prior art rectifier. And a control circuit for driving this active element is not provided. Passive elements such as diodes are not easily damaged by overcurrent, so that failure of the rectifier can be reduced and maintenance of the rectifier can be facilitated.
[0090]
Further, since a phase-shift transformer similar to that of the first prior art can be used for the phase-shift transformer 11, there is no need to use a special phase-shift transformer as in the third prior art. It does not increase in size. Further, as compared with the first prior art, the configuration is increased by the single-phase full-wave rectification constituted by the secondary windings 32a and 32b of the first and second inter-phase transformers 13a and 13b and four rectifying elements. Only the bridge circuit 14 can reduce the harmonics of the three-phase alternating current with a simple configuration.
[0091]
Next, a result of simulating the operation of the rectifier described above will be described. Generator line in the case where a DC load having a capacity of 21 megawatts (MW) is connected to the synchronous generator having a generation capacity of 22 megawatts (MW) and an output voltage of 4160 volts (V) via the above-described rectifier. The waveforms of the inter-voltage and the line current were formed by simulation. For the circuit simulation, EMTP (Electro Magnetic Transients Program) was used. Further, the phase shift transformer 11, the first and second three-phase full-wave rectifier circuits 12a and 12b, the first and second inter-phase transformers 13a and 13b, and the single-phase full-wave rectifier bridge circuit 14 Ideal.
Table 1 shows the detailed setting conditions of the simulation.
[0092]
[Table 1]

[0093]
As a comparison object, a simulation of a first conventional rectifier using a phase shift transformer, a three-phase full-wave rectifier circuit, and an interphase transformer under the same conditions as shown in Table 1 was performed. Hereinafter, the rectifier to be compared is referred to as a comparative rectifier.
[0094]
FIG. 17 is a diagram showing a simulation waveform of an AC line voltage of the rectifier of the present invention, FIG. 18 is a diagram showing a simulation waveform of an AC input current of the rectifier of the present invention, and FIG. It is a figure which shows the simulation waveform of the DC output voltage of a rectifier, and FIG. 20 is a figure which shows the voltage distortion rate and the current distortion distortion of the rectifier of this invention.
[0095]
FIG. 21 is a diagram illustrating a simulated waveform of an AC line voltage of the comparative rectifier, and FIG. 22 is a diagram illustrating a simulated waveform of an AC input current of the comparative rectifier.
[0096]
17, 19, and 21, the horizontal axis represents time t, and the vertical axis represents voltage. 18 and 22, the horizontal axis represents time t, and the vertical axis represents current. The unit of the time t is seconds, the unit of voltage is volts (V), and the unit of current is amps (A). In FIG. 20, the horizontal axis indicates the harmonic order, and the vertical axis indicates the distortion factor. In FIG. 20, the voltage distortion rate is represented by a white bar graph, and the current distortion rate is represented by a black bar graph.
[0097]
As can be seen by comparing FIGS. 17 and 18 with FIGS. 21 and 22, in the rectifier of the present invention, both the waveform of the AC line voltage and the waveform of the AC input current approach a sine wave.
[0098]
Further, as shown in FIG. 20, in the rectifier of the present invention, the total harmonic distortion of the voltage (abbreviated THD) was 7.3%, and the total harmonic distortion of the current was 1.5%. . The total harmonic distortion of the voltage of the comparative rectifier was 9.7%, and the total harmonic distortion of the current was about 8.9%. Thus, in the rectifier of the present invention, the harmonic distortion rate of the voltage and the current can be reduced, and thus the harmonics can be reduced.
[0099]
The rectifier as described above can constitute a small rectifier with reduced harmonic components when insulation between the AC side and the DC side is not required. The rectifier described above can be suitably used as a power conversion controller connected to a three-phase AC generator.
[0100]
In the rectifier of another embodiment of the present invention, the DC positive output terminal 42 of the single-phase full-wave rectifier bridge circuit 14 described above is connected to the neutral point 35b of the primary winding 31b of the second interphase transformer 13b. Connected, the DC negative output terminal 41 of the single-phase full-wave rectification bridge circuit 14 is connected to the negative end of the DC load 17, and the neutral point 35a of the primary winding 31a of the first interphase transformer 13a is connected. May be connected to the positive electrode side of the DC load 17. Thereby, harmonics can be reduced similarly to the rectifier shown in FIG. 1 described above.
[0101]
In this case, DC reactor 15 is connected in series to DC load 17 between first and second interphase transformers 13a and 13b. The filter capacitor 16 is connected between the DC positive output terminal 42 of the single-phase full-wave rectification bridge circuit 14 and the neutral point 35a of the primary winding 31a of the first inter-phase transformer 13a. It is connected in series to the bridge circuit 14 and in parallel to the DC load 17.
[0102]
In the rectifier of the present embodiment, the first to fourth rectifiers 14a to 14d of the single-phase full-wave rectifier bridge circuit 14 are realized by diodes, but in another embodiment of the present invention, The first to fourth rectifying elements 14a to 14d of the phase full-wave rectifying bridge circuit 14 may be realized by active elements such as thyristors. The thyristor is, for example, an inverted three-terminal thyristor (abbreviated as SCR) and a gate turn-off thyristor (abbreviated as GTO). In this case, a control circuit is provided to control each rectifier of the single-phase full-wave rectifier bridge circuit 14.
[0103]
【The invention's effect】
According to the first and fourth aspects of the present invention, since the waveform of the three-phase AC input from the three-phase AC power supply can be made closer to a sine wave, it is included in the three-phase AC supplied from the three-phase AC power supply. Harmonics can be reduced. Also, compared with the prior art, 24-pulse rectification can be performed with a simple configuration without increasing the size of the device.
[0104]
The three-phase full-wave rectifier circuit and the single-phase full-wave rectifier bridge circuit can be configured only with passive elements without using the active elements and control circuits of the second prior art rectifier. Passive elements such as diodes are not easily damaged by overcurrent, so that the reliability of the device is improved and the maintenance and management of the device are facilitated. Therefore, it can be suitably used as a power control device. Further, when a filter capacitor is connected in parallel with the load, the capacity of the filter capacitor can be reduced, and the configuration of the entire device does not become large.
[0105]
According to the second aspect of the present invention, a DC reactor is provided in series between the DC positive output terminal of the single-phase full-wave rectification bridge circuit and the neutral point of the primary winding of the negative-side interphase transformer. Therefore, the inrush current flowing to the load can be suppressed, the DC current can be smoothed, and the current interruption can be prevented.
[0106]
According to the third aspect of the present invention, a filter is provided in parallel with the load between the DC positive output terminal of the single-phase full-wave rectifier bridge circuit and the neutral point of the primary winding of the negative-side interphase transformer. Since the capacitor is provided, the charge is stored in the filter capacitor, the DC voltage applied to the load can be further smoothed, and the voltage ripple can be further suppressed.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a circuit diagram showing a rectifier according to an embodiment of the present invention.
FIG. 2 is a phasor diagram of a three-phase AC supplied from a three-phase AC power supply 17 and two sets of three-phase AC converted by a phase shift transformer 11;
FIG. 3 is a diagram showing output voltages Vp1o, Vp2o, Vn1o, and Vn2o when Vro and Vuo are respectively applied to the AC-side input terminals of first and second three-phase full-wave rectifier circuits 12a and 12b. is there.
FIG. 4 shows a waveform of a voltage Vbp11 between one end p1 of a primary winding 31a of a first inter-phase transformer 13a and a neutral point 35a, and a waveform of a primary winding 31b of a second inter-phase transformer 13b. FIG. 9 is a diagram illustrating a waveform of a voltage Vbn11 between one end n1 and a neutral point 35b, and further illustrates a waveform of a voltage Vsw between

AC input terminals

43a and 43b of the rectifier 14.
FIG. 5 shows a voltage Vdb between a positive output terminal 42 and a negative output terminal 41 of the single-phase full-wave rectification bridge circuit 14, and a neutral point 35a of the primary winding 31a of the first inter-phase transformer 13a. FIG. 13 is a diagram showing a waveform of a voltage Vm between the voltage Vm and a neutral point 35b of a primary winding 31b of a second inter-phase transformer 13b, and further shows a waveform of a DC voltage Vo.
FIG. 6 is a diagram showing waveforms of a DC voltage Vo and output voltages Vp and Vn.
FIG. 7 is a diagram showing waveforms of output currents Idp1 and Idn1 of the first full-wave rectifier circuit 13a.
FIG. 8 is a diagram showing output currents Idp2 and Idn2 of a second full-wave rectifier circuit 13b.
FIG. 9 is a diagram illustrating a waveform of an input current Ir input to a first three-phase full-wave rectifier circuit 12a.
FIG. 10 is a diagram illustrating a waveform of an input current Iu input to a second three-phase full-wave rectifier circuit 12a.
11 is a diagram illustrating a waveform of a current Iab input to a third primary winding 23a of the phase shift transformer 11. FIG.
FIG. 12 is a diagram showing a current Ica flowing through a second primary winding 22a of the phase shift transformer 11.
FIG. 13 is a diagram showing a waveform of a current Ibc flowing through a first primary winding 21a of the phase shift transformer 11.
FIG. 14 is a diagram showing a waveform of a current Ia input from a first terminal a of the three-phase AC power supply 17 to the phase shift transformer 11;
FIG. 15 is a diagram showing a waveform of an input current Ia and a sine wave.
FIG. 16 is a diagram showing waveforms of power supply currents Ia, Ib, and Ic output from the three-phase AC power supply 17 to the outside.
FIG. 17 is a diagram showing a simulation waveform of an AC line voltage of the rectifier of the present invention.
FIG. 18 is a diagram showing a simulation waveform of an AC input current of the rectifier of the present invention.
FIG. 19 is a diagram showing a simulation waveform of a DC output voltage of the rectifier of the present invention.
FIG. 20 is a diagram showing a voltage distortion factor and a current distortion distortion of the rectifier of the present invention.
FIG. 21 is a diagram showing a simulation waveform of an AC line voltage of the comparative rectifier.
FIG. 22 is a diagram showing a simulation waveform of an AC input current of the comparative rectifier.
[Explanation of symbols]
11 phase shift transformer
12 Three-phase full-wave rectifier circuit
13 Interphase transformer
14. Single-phase full-wave rectifier bridge circuit
14a-14d rectifier
15 DC reactor
16 Filter capacitor
17 Three-phase AC power supply

Claims

A phase-shift transformer connected to the three-phase AC power supply and generating two sets of three-phase ACs having a phase difference of 30 ° from the three-phase AC supplied from the three-phase AC power supply;
Two three-phase full-wave rectifier circuits for respectively full-wave rectifying two sets of three-phase alternating current generated by the phase shift transformer;
The positive and negative poles of the DC output of the two three-phase full-wave rectifier circuits are connected by primary windings respectively, and the positive pole of the secondary winding corresponding to the primary winding connecting the positive poles of the DC output is A positive-side and negative-side interphase transformer that connects two positive poles of a two-side winding corresponding to a primary winding that connects negative poles of DC output to each other;
A single-phase full-wave rectifier bridge circuit configured by first to fourth rectifier elements,
The two AC input terminals of the single-phase full-wave rectifier bridge circuit are respectively connected to the negative poles of the secondary windings connected in series of the positive-side and negative-side interphase transformers. A negative output terminal is connected to a neutral point of a primary winding of the positive-side interphase transformer, a DC positive output terminal of the single-phase full-wave rectifier bridge circuit is connected to a positive side of a load, and the negative side is connected. A rectifier comprising: connecting a negative electrode of a load to a neutral point of a primary winding of an interphase transformer.

3. A DC reactor is provided in series between a DC positive output terminal of the single-phase full-wave rectification bridge circuit and a neutral point of a primary winding of a negative-side interphase transformer. Rectifier.

2. A filter capacitor is provided in parallel with a load between a DC positive output terminal of the single-phase full-wave rectifier bridge circuit and a neutral point of a primary winding of a negative-side interphase transformer. Or the rectifier according to 2.

A phase-shift transformer connected to the three-phase AC power supply and generating two sets of three-phase ACs having a phase difference of 30 ° from the three-phase AC supplied from the three-phase AC power supply;
Two three-phase full-wave rectifier circuits for respectively full-wave rectifying two sets of three-phase alternating current generated by the phase shift transformer;
The positive and negative poles of the DC output of the two three-phase full-wave rectifier circuits are connected by primary windings respectively, and the positive pole of the secondary winding corresponding to the primary winding connecting the positive poles of the DC output is A positive-side and negative-side interphase transformer that connects two positive poles of a two-side winding corresponding to a primary winding that connects negative poles of DC output to each other;
A single-phase full-wave rectifier bridge circuit configured by first to fourth rectifier elements,
The two AC input terminals of the single-phase full-wave rectifier bridge circuit are respectively connected to the negative poles of the secondary windings connected in series of the positive-side and negative-side interphase transformers. A positive output terminal is connected to a neutral point of a primary winding of the negative-side interphase transformer, a DC negative output terminal of the single-phase full-wave rectification bridge circuit is connected to a negative electrode side of a load, and the positive-electrode side is connected. A rectifier comprising: connecting a positive electrode of a load to a neutral point of a primary winding of an interphase transformer.