JP2004208455A - Switching power supply circuit - Google Patents

Switching power supply circuit Download PDF

Info

Publication number
JP2004208455A
JP2004208455A JP2002376725A JP2002376725A JP2004208455A JP 2004208455 A JP2004208455 A JP 2004208455A JP 2002376725 A JP2002376725 A JP 2002376725A JP 2002376725 A JP2002376725 A JP 2002376725A JP 2004208455 A JP2004208455 A JP 2004208455A
Authority
JP
Japan
Prior art keywords
switching
voltage
circuit
power supply
power
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Pending
Application number
JP2002376725A
Other languages
Japanese (ja)
Inventor
Masayuki Yasumura
昌之 安村
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Sony Corp
Original Assignee
Sony Corp
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Sony Corp filed Critical Sony Corp
Priority to JP2002376725A priority Critical patent/JP2004208455A/en
Publication of JP2004208455A publication Critical patent/JP2004208455A/en
Pending legal-status Critical Current

Links

Images

Landscapes

  • Dc-Dc Converters (AREA)
  • Rectifiers (AREA)

Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To achieve the cost down and the downsizing of a circuit as a switching power supply circuit which possesses a power factor improving function. <P>SOLUTION: Besides being equipped with a current resonance type converter by a half bridge coupling system, this switching power unit is equipped with a voltage feedback transformer which is so constituted as to input its primary switching output from primary winding. This feeds back the voltage of the above switching output excited from this primary winding to the secondary winding to a rectified current path, and intermits the rectified current, whereby this enlarges the angle of conduction of an AC input current, thereby improving power factor. It obviates the necessity of installing an active filter for improvement of power factor, and the number of parts items is reduced sharply. Moreover, likewise it obviates the necessity of installing a power choke coil used in a choke input system, too, for improvement of power factor, and in this case, the weight of the circuit can be reduced sharply. <P>COPYRIGHT: (C)2004,JPO&NCIPI

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、力率改善のための回路を備えたスイッチング電源回路に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
近年、高周波の比較的大きい電流及び電圧に耐えることができるスイッチング素子の開発によって、商用電源を整流して所望の直流電圧を得る電源回路としては、大部分がスイッチング方式の電源回路になっている。
スイッチング電源回路はスイッチング周波数を高くすることによりトランスその他のデバイスを小型にすると共に、大電力のＤＣ−ＤＣコンバータとして各種の電子機器の電源として使用される。
【０００３】
ところで、一般に商用電源を整流すると平滑回路に流れる電流は歪み波形になるため、電源の利用効率を示す力率が損なわれるという問題が生じる。
また、歪み電流波形となることによって発生する高調波を抑圧するための対策が必要とされている。
【０００４】
そこで、スイッチング電源回路において力率を改善する力率改善手段として、整流回路系においてＰＷＭ制御方式の昇圧型コンバータを設けて力率を１に近づける、いわゆるアクティブフィルタを設ける方法が知られている（例えば特許文献１参照）。
【０００５】
図９の回路図は、このようなアクティブフィルタの基本構成を示している。 この図においては、商用交流電源ＡＣにブリッジ整流回路Ｄｉを接続している。このブリッジ整流回路Ｄｉの正極／負極ラインに対しては並列に出力コンデンサＣoutが接続される。ブリッジ整流回路Ｄｉの整流出力が出力コンデンサＣoutに供給されることで、出力コンデンサＣoutの両端電圧として、直流電圧Ｖoutが得られる。この直流電圧Ｖoutは、例えば後段のＤＣ−ＤＣコンバータなどの負荷１０に入力電圧として供給される。
【０００６】
また、力率改善のための構成としては、図示するようにして、インダクタＬ、高速リカバリ型のダイオードＤ、抵抗Ｒｉ、スイッチング素子Ｑ、及び乗算器１１を備える。
インダクタＬ、ダイオードＤは、ブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子と、出力コンデンサＣoutの正極端子との間に、直列に接続されて挿入される。
抵抗Ｒｉは、ブリッジ整流回路Ｄｉの負極出力端子（一次側アース）と出力コンデンサＣoutの負極端子との間に挿入される。
また、スイッチング素子Ｑ1は、この場合には、ＭＯＳ−ＦＥＴが選定されており、図示するようにして、インダクタＬとダイオードＤの接続点と、一次側アース間に挿入される。
【０００７】
乗算器１１に対しては、フィードフォワード回路として、電流検出ラインＬI及び波形入力ラインＬwが接続され、フィードバック回路として電圧検出ラインＬVが接続される。
乗算器１１は、電流検出ラインＬIから入力される、ブリッジ整流回路Ｄｉの負極出力端子に流れる整流電流レベルを検出する。
また、波形入力ラインＬwから入力される、ブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子の整流電圧波形を検出する。これは、即ち、商用交流電源ＡＣ（交流入力電圧）の波形を絶対値化して検出していることに相当する。
また、電圧検出ラインＬVから入力される、出力コンデンサＣoutの直流電圧Ｖoutに基づいて、直流入力電圧の変動差分を検出する。
そして、乗算器１１からは、スイッチング素子Ｑを駆動するためのドライブ信号が出力される。
【０００８】
電流検出ラインＬIから乗算器１１に対しては、ブリッジ整流回路Ｄｉの負極出力端子に流れる整流電流が入力される。乗算器１１では、この電流検出ラインＬIから入力された整流電流レベルを検出する。また、電圧検出ラインＬVから入力される、出力コンデンサＣoutの直流電圧Ｖoutに基づいて、直流入力電圧の変動差分を検出する。また、波形入力ラインＬwから入力される、ブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子の整流電圧波形を検出する。これは、即ち、商用交流電源ＡＣ（交流入力電圧）の波形を絶対値化して検出していることに相当する。
【０００９】
乗算器１１では、先ず、上記のようにして電流検出ラインＬIから検出した整流電流レベルと、上記電圧検出ラインＬVから検出した直流入力電圧の変動差分と乗算する。そして、この乗算結果と、波形入力ラインＬwから検出した交流入力電圧の波形とによって、交流入力電圧ＶACと同一波形の電流指令値を生成する。
【００１０】
さらに、この場合の乗算器１１では、上記電流指令値と実際の交流入力電流レベル（電流検出ラインＬ1からの入力に基づいて検出される）を比較し、この差に応じてＰＷＭ信号についてＰＷＭ制御を行い、ＰＷＭ信号に基づいたドライブ信号を生成する。そして、スイッチング素子Ｑは、このドライブ信号によってスイッチング駆動される。この結果、交流入力電流は交流入力電圧と同一波形となるように制御されて、力率がほぼ１に近づくようにして力率改善が図られることになる。また、この場合には、乗算器によって生成される電流指令値は、整流平滑電圧の変動差分に応じて振幅が変化するように制御されるため、整流平滑電圧の変動も抑制されることになる。
【００１１】
図１０（ａ）は、上記図９に示したアクティブフィルタ回路に入力される入力電圧Ｖin及び入力電流Ｉinを示している。電圧Ｖinは、ブリッジ整流回路Ｄｉの整流出力としての電圧波形に対応し、電流Ｉinは、ブリッジ整流回路Ｄｉの整流出力としての電流波形に対応する。ここで、電流Ｉinの波形は、ブリッジ整流回路Ｄｉの整流出力電圧（電圧Ｖin）と同じ導通角となっているが、これは、商用交流電源ＡＣからブリッジ整流回路Ｄｉに流れる交流入力電流の波形も、この電流Ｉinと同じ導通角となっていることを示す。つまり、ほぼ１に近い力率が得られている。
【００１２】
また、図１０（ｂ）は、出力コンデンサＣoutに入出力するエネルギー（電力）Ｐchgの変化を示す。出力コンデンサＣoutは、入力電圧Ｖinが高いときにエネルギーを蓄え、入力電圧Ｖinが低いときにエネルギーを放出して、出力電力の流れを維持する。
図１０（ｃ）は、上記出力コンデンサＣoutに対する充放電電流Ｉchgの波形を示している。この充放電電流Ｉchgは、上記図１０（ｂ）の入出力エネルギーＰchgの波形と同位相となっていることからも分かるように、出力コンデンサＣoutにおけるエネルギーＰchgの蓄積／放出動作に対応して流れる電流である。
【００１３】
上記充放電電流Ｉchgは、入力電流Ｖinとは異なり、交流ライン電圧（商用交流電源ＡＣ）の第２高調波とほぼ同一の波形となる。交流ライン電圧には、出力コンデンサＣoutとの間のエネルギーの流れによって、図１０（ｄ）に示すようにして、第２高調波成分にリップル電圧Ｖdが生じる。このリップル電圧Ｖdは、無効なエネルギー保存のために、図１０（ｃ）に示す充放電電流Ｉchgに対して、９０°の位相差を有する。出力コンデンサＣoutの定格は、第２高調波のリップル電流と、その電流を変調するブースト・コンバータ・スイッチからの高周波リップル電流を処理することを考慮して決定するようにされる。
【００１４】
また、図１１には、図９の回路構成を基として、基本的なコントロール回路系を備えたアクティブフィルタの構成例を示している。なお、図９と同一とされる部分については同一符号を付して説明を省略する。
ブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子と、出力コンデンサＣoutの正極端子間には、スイッチングプリレギュレータ１５が備えられる。このスイッチングプリレギュレータ１５は、図９においては、スイッチング素子Ｑ、インダクタＬ、及びダイオードＤなどにより形成される部位となる。
【００１５】
そして、乗算器１１を含むコントロール回路系は、他に、電圧誤差増幅器１２、除算器１３、二乗器１４を備えて成る。
電圧誤差増幅器１２では、出力コンデンサＣoutの直流電圧Ｖoutを、分圧抵抗Ｒvo−Ｒvdにより分圧してオペアンプ１５の非反転入力に入力する。オペアンプ１５の反転入力には基準電圧Ｖrefが入力される。オペアンプ１５では、基準電圧Ｖrefに対する分圧された直流電圧Ｖoutの誤差に応じたレベルの電圧を、帰還抵抗Ｒvl、コンデンサＣvlによって決定される増幅率により増幅して、誤差出力電圧Ｖveaとして除算器１３に出力する。
【００１６】
また、二乗器１４には、いわゆるフィードフォワード電圧Ｖffが入力される。このフィードフォワード電圧Ｖffは、入力電圧Ｖinを平均化回路１６（Ｒf11，Ｒf12，Ｒf13，Ｃf11，Ｃf12）により平均化した出力（平均入力電圧）とされる。二乗器１４では、このフィードフォワード電圧Ｖffを二乗して除算器１３に出力する。
【００１７】
除算器１３では、電圧誤差増幅器１２からの誤差出力電圧Ｖveaについて、二乗器１４から出力された平均入力電圧の二乗値により除算を行い、この除算結果としての信号を乗算器１１に出力する。
つまり、電圧ループは、二乗器１４、除算器１３、乗算器１１の系から成るものとされる。そして、電圧誤差増幅器１２から出力される誤差出力電圧Ｖveaは、乗算器１１で整流入力信号Ｉvacにより乗算される前の段階で、平均入力電圧（Ｖff）の二乗により除算されることになる。この回路によって、電圧ループの利得は、平均入力電圧（Ｖff）の二乗として変化することなく、一定に維持される。平均入力電圧（Ｖff）は、電圧ループ内において順方向に送られる開ループ補正の機能を有する。
【００１８】
乗算器１１には、上記除算器１１により誤差出力電圧Ｖveaを除算した出力と、抵抗Ｒvacを介したブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子（整流出力ライン）の整流出力（Ｉac）が入力される。ここでは、整流出力を電圧によるのではなく、電流（Ｉac）として示している。乗算器１１では、これらの入力を乗算することによって、電流プログラミング信号（乗算器出力信号）Ｉmoを生成して出力する。これは、図９にて説明した電流指令値に相当する。出力電圧Ｖoutは、この電流プログラミング信号の平均振幅を可変することで制御される。つまり、電流プログラミング信号の平均振幅の変化に応じたＰＷＭ信号が生成され、このＰＷＭ信号に基づいたドライブ信号によってスイッチング駆動が行われることによって、出力電圧Ｖoutのレベルをコントロールするものである。
したがって、電流プログラミング信号は、入力電圧と出力電圧を制御する平均振幅の波形を有する。なお、アクティブフィルタは、出力電圧Ｖoutのみではなく、入力電流Ｖinも制御するようになっている。そして、フィードフォワード回路における電流ループは、整流ライン電圧によってプログラムされるということがいえるので、後段のコンバータ（負荷１０）への入力は抵抗性になる。
【００１９】
図１２は、上記図１１に示した構成に基づくアクティブフィルタの後段に対して電流共振形コンバータを接続して成る電源回路の構成例を示している。この図に示す電源回路は、ＡＣ１００Ｖ系とＡＣ２００Ｖ系の両者の交流入力電圧（商用交流電源）に対応する、いわゆるワイドレンジ対応（ワールドワイド仕様）とされている。また、負荷電力３００Ｗ以上の条件に対応可能な構成を採っている。また、電流共振形コンバータとしては、他励式のハーフブリッジ結合方式による構成を採る。
【００２０】
この図１２に示す電源回路においては、商用交流電源ＡＣに対して、図示する接続態様により、２組のラインフィルタトランスＬＦＴ，ＬＦＴと、３組のアクロスコンデンサＣLが接続され、この後段にブリッジ整流回路Ｄｉが接続される。
また、ブリッジ整流回路Ｄｉの整流出力ラインには、１組のチョークコイルＬNと、２組のフィルタコンデンサ（フィルムコンデンサ）ＣN，ＣNを図示するようにして接続して成るノーマルモードノイズフィルタ４が接続される。
【００２１】
ブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子は、上記チョークコイルＬNと、パワーチョークコイルＰＣＣのインダクタＬpcと、高速リカバリ型の整流ダイオードＤ10の直列接続を介して、平滑コンデンサＣｉの正極端子と接続される。この平滑コンデンサＣｉは、図９、図１１における出力コンデンサＣoutに相当する。また、パワーチョークコイルＰＣＣのインダクタＬpcとダイオードＤ10は、それぞれ、図９に示したインダクタＬとダイオードＤに相当する。
また、この図における整流ダイオードＤ10には、コンデンサＣsn−抵抗Ｒsnから成るＲＣスナバ回路が並列に接続される。
【００２２】
スイッチング素子Ｑ11，Ｑ12から成るスイッチング素子の組は、図９におけるスイッチング素子Ｑ10に相当する。つまり、実際にアクティブフィルタのスイッチング素子を実装するのにあたって、この場合には、２つのスイッチング素子Ｑ11，Ｑ12を１組としており、これらのスイッチング素子Ｑ11，Ｑ12を、それぞれ、パワーチョークコイルＬpcと高速リカバリ型の整流ダイオードＤ10の接続点と、一次側アース（負極整流出力ライン）との間に並列に挿入するようにしている。
【００２３】
このようにして、２つのスイッチング素子を備えるのは、信頼性確保のためである。
つまり、例えば交流入力電圧ＶACが１００Ｖ以下となる条件では、スイッチング素子に流れるドレイン電流が総合で１４Ａｐ程度と非常に高くなる。そこで、２つのスイッチング素子を並列に接続することで、各スイッチング素子に流れるドレイン電流のピークレベルを抑えているものである。
この場合のスイッチング素子Ｑ11，Ｑ12には、ＭＯＳ−ＦＥＴが選定されている。そして、スイッチング素子Ｑ11，Ｑ12の各ゲート−ソース間には、それぞれ、ゲート−ソース間抵抗Ｒ52，Ｒ54が接続されている。
【００２４】
アクティブフィルタコントロール回路２０は、この場合には力率を１に近づけるように力率改善を行うアクティブフィルタの動作を制御するもので、例えば１石の集積回路（ＩＣ）とされている。
この場合、アクティブフィルタコントロール回路２０は、乗算器、除算器、誤差電圧増幅器、ＰＷＭ制御回路、及びスイッチング素子をスイッチング駆動するためのドライブ信号を出力するドライブ回路等を備えて構成される。図＊＊に示した乗算器１１、誤差電圧増幅器１２、除算器１３、及び二乗器１４などに相当する回路部は、このアクティブフィルタコントロール回路２０内に搭載される。
【００２５】
この場合、フィードバック回路は平滑コンデンサＣｉの両端電圧（整流平滑電圧Ｅｉ）を分圧抵抗Ｒ55，Ｒ56，Ｒ57により分圧した電圧値を、アクティブフィルタコントロール回路２０の端子Ｔ１に入力するようにして形成される。
【００２６】
また、フィードフォワード回路としては、先ず、抵抗Ｒ58を介して整流出力が端子Ｔ３に入力される。これによって、交流入力電圧波形の検出と、平均化回路のための対応するフィードフォワード回路が形成されている。
また、ブリッジ整流回路Ｄｉの負極出力端子と一次側アース間に挿入される抵抗Ｒ61との接続点から、抵抗Ｒ60を介して、端子Ｔ６に対して整流電流レベルを入力するようにしている。つまり、図１２における電流検出ラインＬIに相当するラインとしてのフィードフォワード回路が形成されている。
【００２７】
また、端子Ｔ４には、起動抵抗Ｒｓを介したブリッジ整流回路Ｄｉの正極の整流出力が、起動電圧として入力されている。アクティブフィルタコントロール回路２０は、電源起動時において、この端子Ｔ４に入力される起動電圧によって起動される。
また、パワーチョークコイルＰＣＣにおいては、インダクタＬpcとトランス結合された巻線Ｎ5が巻装されている。この巻線Ｎ5に励起された交番電圧は、ダイオードＤ11及びコンデンサＣ11とから成る半波整流回路により所定の低圧直流電圧に変換されるが、上記端子Ｔ４には、この低圧直流電圧も入力されている。アクティブフィルタコントロール回路２０は、上記起動電圧により起動した後は、この低圧直流電圧を電源として入力して動作するようになっている。
また、端子Ｔ５は、抵抗Ｒ59を介して、一次側アースと接続されている。
【００２８】
端子Ｔ２からは、スイッチング素子を駆動するためのドライブ信号が出力される。そして、この端子Ｔ２に対しては、トランジスタＱ21，Ｑ21及びツェナーダイオードＺＤから成る、いわゆるトーテムポール回路が接続されている。この場合のトーテムポール回路は、１つのドライブ信号によって２つのスイッチング素子Ｑ11，Ｑ12を駆動するのに必要な電力を得るためにドライブ信号を増幅することと、周知のようにして、ＭＯＳ−ＦＥＴとしてのスイッチング素子Ｑ11，Ｑ12を安定して高速スイッチングすることを目的として設けられている。
このトーテムポール回路から出力されたドライブ信号は、分岐して、それぞれ抵抗Ｒ51，Ｒ53を介してスイッチング素子Ｑ11，Ｑ12のゲートに対して出力される。
スイッチング素子Ｑ11では、上記のようにして印加されるドライブ信号に応じて、ゲート−ソース間抵抗Ｒ52の両端にゲート電圧が発生するようになっている。そして、ゲート電圧が閾値以上となることでオンとなり、閾値以下となるとオフとなるようにしてスイッチング動作を行う。
スイッチング素子Ｑ12も同様にして、ドライブ信号によってゲート−ドレイン抵抗Ｒ54の両端電圧であるゲート電圧が閾値以上／以下で変化するのに応じて、上記スイッチング素子Ｑ11と同じオン／オフタイミングでスイッチング動作を行う。
【００２９】
そして、上記したスイッチング素子Ｑ11，Ｑ12のスイッチング駆動は、図９及び図１１により説明したようにして、整流出力電流の導通角が、整流出力電圧波形とほぼ同等の導通角となるように、ＰＷＭ制御に基づくドライブ信号によって行われる。整流出力電流の導通角が整流出力電圧波形とほぼ同等の導通角となるということは、即ち、商用交流電源ＡＣから流入する交流入力電流の導通角が、交流入力電圧ＶACの波形とほぼ同じ導通角となることであり、結果的に、力率がほぼ１となるように制御されることになる。つまり、力率改善が図られる。実際においては、力率ＰＦ＝０．９９〜０．９８となる特性が得られている。
【００３０】
また、この図１２に示すアクティブフィルタコントロール回路２０によっては、整流平滑電圧Ｅｉ（図１１では、Ｖoutに相当する）＝３７５Ｖの平均値について、交流入力電圧ＶAC＝８５Ｖ〜２６４Ｖの範囲で定電圧化するようにも動作する。つまり、後段の電流共振形コンバータには、交流入力電圧ＶAC＝８５Ｖ〜２６４Ｖの変動範囲に関わらず、３７５Ｖで安定化された直流入力電圧が供給されることとなる。
上記交流入力電圧ＶAC＝８５Ｖ〜２６４Ｖの範囲は、商用交流電源ＡＣ１００Ｖ系と２００Ｖ系を連続的にカバーするものであり、従って、後段のスイッチングコンバータには、商用交流電源ＡＣ１００Ｖ系と２００Ｖ系とで、同じレベルで安定化された直流入力電圧（Ｅｉ）が供給されることとなる。つまり、図１２に示す電源回路は、アクティブフィルタを備えることで、ワイドレンジ対応の電源回路としても構成されている。
【００３１】
アクティブフィルタの後段の電流共振形コンバータは、図示するようにして、２石のスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2を備えて成る。この場合には、スイッチング素子Ｑ1がハイサイドで、スイッチング素子Ｑ2がローサイドとなるようにしてハーフブリッジ接続し、整流平滑電圧Ｅｉ（直流入力電圧）に対して並列に接続している。つまり、ハーフブリッジ結合方式による電流共振形コンバータを形成している。
【００３２】
この場合の電流共振形コンバータは他励式とされ、これに対応して上記スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2には、ＭＯＳ−ＦＥＴが用いられている。これらスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2に対しては、それぞれ並列にクランプダイオードＤD1，ＤD2が接続され、これによりスイッチング回路が形成される。これらクランプダイオードＤD1，ＤD2は、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のターンオフ時における逆方向電流を流す経路を形成する。
スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2は、ドライブ回路２１によって、交互にオン／オフとなるタイミングによって所要のスイッチング周波数によりスイッチング駆動される。また、ドライブ回路２１は、後述する二次側直流出力電圧Ｅoのレベルに応じてスイッチング周波数を可変制御し、これにより、二次側直流出力電圧Ｅoの安定化を図るようにされる。
【００３３】
絶縁コンバータトランスＰＩＴは、上記スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のスイッチング出力を一次側から二次側に伝送するために設けられる。
絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1の一方の端部は、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2の接続点（スイッチング出力点）に対して接続され、他方の端部は、直列共振コンデンサＣ1を介して一次側アースに接続される。ここで、直列共振コンデンサＣ1は、自身のキャパシタンスと一次巻線Ｎ1のリーケージインダクタンス(L1)とによって直列共振回路を形成する。この直列共振回路は、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のスイッチング出力が供給されることで共振動作を生じるが、これによって、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2から成るスイッチング回路の動作を電流共振形とする。
【００３４】
絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側には二次巻線Ｎ2が巻装される。
この場合の二次巻線Ｎ2に対しては、図示するようにしてセンタータップを設けて二次側アースに接続した上で、図示するようにして整流ダイオードＤO1，ＤO2、及び平滑コンデンサＣOから成る両波整流回路を接続している。これにより、平滑コンデンサＣOの両端電圧として二次側直流出力電圧ＥOが得られる。この二次側直流出力電圧ＥOは、図示しない負荷側に供給されるとともに、ドライブ回路２１のための検出電圧としても分岐して入力される。前述もしたように、ドライブ回路２１は、入力される二次側直流出力電圧ＥOのレベルに基づいて、二次側直流出力電圧ＥOが安定化されるようにスイッチング周波数を可変するようにしてスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2を駆動する。つまり、スイッチング周波数制御方式による安定化を行う。
【００３５】
図１３は、先に図１１に示した構成に基づくアクティブフィルタの後段に対して電流共振形コンバータを接続して成る電源回路の構成としての、他の例を示している。
この図に示す電源回路は、交流入力電圧ＶAC＝８５Ｖ〜２８８Ｖに対応する。つまり、この図に示す電源回路も、図１２に示した回路と同様に、商用交流電源についてＡＣ１００Ｖ系とＡＣ２００Ｖ系の両者の交流入力電圧に対応する、いわゆるワイドレンジ対応とされている。ただし、対応可能な負荷電力としては６００Ｗ以上とされている。また、電流共振形コンバータとしては、他励式のハーフブリッジ結合方式による構成を採る。
このような、より重負荷の条件に対応するものとされる図１３に示す電源回路は、例えばプラズマディスプレイパネルを備えたテレビジョン受像機、モニタ装置などに搭載される。
なお、図１２と同一部分には同一符号を付すこととして、ここでは、主として、図１２の電源回路との相違点について説明する。
【００３６】
この場合の商用交流電源ＡＣラインにも、図示する接続態様により、２組のラインフィルタトランスＬＦＴ，ＬＦＴと、３組のアクロスコンデンサＣLが接続されて、コモンモードノイズのためのラインノイズフィルタを形成する。
【００３７】
また、図１３の電源回路では、商用交流電源ＡＣを整流する整流回路として、２組のブリッジ整流回路Ｄｉ1，Ｄｉ2が設けられる。これらブリッジ整流回路Ｄｉ1，Ｄｉ2の各正極入力端子と負極入力端子は、商用交流電源ＡＣの正／負極ラインに対して共通に接続される。また、ブリッジ整流回路Ｄｉ1，Ｄｉ2の正極出力端子どうしと、負極出力端子どうしが接続されるようになっている。このようにして、商用交流電源ＡＣに対しては、２段のブリッジ整流回路が備えられていることになる。
【００３８】
また、この場合のノーマルモードノイズフィルタ４は、上記ブリッジ整流回路Ｄｉ1，Ｄｉ2の正極出力端子と負極出力端子間に、１組のチョークコイルＬNと、３組のフィルタコンデンサ（フィルムコンデンサ）ＣN，ＣN，ＣNを図示するようにして接続して形成されている。つまり、図１２の電源回路におけるノーマルモードノイズフィルタ４が２組のフィルタコンデンサ（フィルムコンデンサ）ＣN，ＣNを備えるのに対して、この図１３におけるノーマルモードノイズフィルタ４では、フィルタコンデンサＣNが１組追加されており、ノイズ抑制効果を強化するようにしている。後述するようにして、図１３に示す回路では、より重負荷の条件に対応するために、アクティブフィルタのスイッチング素子数を増加させている。これによって、スイッチングノイズの発生量は増加することになるが、上記のようにしてノーマルモードノイズフィルタ４としてのノイズ抑制効果を強化することで、スイッチングノイズの増加を解消しているものである。
【００３９】
また、この場合には、ブリッジ整流回路Ｄｉ1，Ｄｉ2の正極出力端子は、上記チョークコイルＬNと、パワーチョークコイルＰＣＣ−１のインダクタＬpc1と、パワーチョークコイルＰＣＣ−２のインダクタＬpc2の直列接続を介して、並列接続された２本の高速リカバリ型の整流ダイオード［Ｄ10//Ｄ10]のアノードの接続点と接続される。整流ダイオード［Ｄ10//Ｄ10]のカソードの接続点は、平滑コンデンサＣｉA，ＣｉBの各正極端子に接続される。
平滑コンデンサＣｉA，ＣｉBは、図示するようにして、２本で１組となるようにして並列に接続されている。平滑コンデンサＣｉA，ＣｉBの正極端子は、上記もしているように、整流ダイオード［Ｄ10//Ｄ10]−インダクタＬpc2−インダクタＬpc1−チョークコイルＬNの直列接続を介して、ブリッジ整流回路Ｄｉ1，Ｄｉ2の各正極出力端子に対して接続される。また、平滑コンデンサＣｉA，ＣｉBの負極端子は、ブリッジ整流回路Ｄｉ1，Ｄｉ2の各負極出力端子（一次側アース）に対して接続される。
【００４０】
上記平滑コンデンサ［ＣｉA//ＣｉB］の組は、図９、図１１における出力コンデンサＣoutに相当する。従って、この場合においては、この並列接続された平滑コンデンサ［ＣｉA//ＣｉB]の組の両端電圧として整流平滑電圧Ｅｉが得られることになる。この整流平滑電圧Ｅｉが、後段の各コンバータ部２０１、２０２、２０３に対して直流入力電圧として供給される。
また、パワーチョークコイルＰＣＣ−１、ＰＣＣ−２のインダクタＬpc1，Ｌpc2の直列接続は、図９に示したインダクタＬに相当する。ダイオード［Ｄ10//Ｄ10］は、図９に示したダイオードＤに相当する。
また、この図におけるダイオードＤ10//Ｄ10の並列回路に対しては、コンデンサＣsn−抵抗Ｒsnから成るＲＣスナバ回路が並列に接続される。
【００４１】
スイッチング素子Ｑ11，Ｑ12，Ｑ13から成るスイッチング素子の組は、図９におけるスイッチング素子Ｑに相当する。つまり、実際にアクティブフィルタのスイッチング素子を実装するのにあたって、この場合には、３つのスイッチング素子Ｑ11，Ｑ12，Ｑ13を１組としており、これらのスイッチング素子Ｑ11，Ｑ12，Ｑ13を、それぞれ、パワーチョークコイルＬpc2と高速リカバリ型の整流ダイオード［Ｄ10//Ｄ10］の接続点と、一次側アース（負極整流出力ライン）との間に並列に挿入するようにしている。
【００４２】
このようにして、３つのスイッチング素子を備えるのは、信頼性確保のためである。
つまり、負荷電力Ｐｏ＝６００Ｗ以上程度の重負荷の条件である場合、例えば交流入力電圧ＶACが１００Ｖ以下となる条件では、スイッチング素子に流れる総合的なドレイン電流（スイッチング電流）がより高くなる。そこで、この場合には、３つのスイッチング素子を並列に接続することで、各スイッチング素子に流れるドレイン電流のピークレベルを抑えているものである。
この場合のスイッチング素子Ｑ11，Ｑ12，Ｑ13には、ＭＯＳ−ＦＥＴが選定されている。そして、スイッチング素子Ｑ11，Ｑ12，Ｑ13の各ゲート−ソース間には、それぞれ、ゲート−ソース間抵抗Ｒ52，Ｒ54，Ｒ64が接続されている。
【００４３】
さらには、先に説明した整流回路系の接続態様を、図１２の電源回路と比較してみると、図１３に示した回路では、先ず、パワーチョークコイルを１組追加して２組（ＰＣＣ−１，ＰＣＣ−２）としていることが分かる。
また、高速リカバリ型の整流ダイオードＤ10についても、１本追加して２本備えることとして、これら２本の整流ダイオードＤ10を並列接続している。
さらに、整流平滑電圧Ｅｉを供給する平滑コンデンサとしても、１本追加して２本（ＣｉA，ＣｉB）備えることとし、これらの平滑コンデンサを並列に設けるようにしている。
このような部品の追加も、負荷電力の条件が３００Ｗ以上から６００Ｗ以上にまで重くなったことに応じて、例えば回路に流れる電流が増加することに対応して行われるものである。
【００４４】
この図１３に示すアクティブフィルタコントロール回路２０も、力率をほぼ１に近づけるようにアクティブフィルタの動作を制御する。この場合には、例えば図１２と同様のＩＣにより構成されている。
なお、このアクティブフィルタコントロール回路２０の各端子（Ｔ１〜Ｔ６）と接続される周辺回路の構成は図１２と同様とされているので、ここでの説明は省略する。
【００４５】
そして、図１３に示す回路において、アクティブフィルタコントロール回路２０によりスイッチング素子Ｑ11，Ｑ12，Ｑ13をスイッチング駆動することによっては、図１２の場合と同様に、商用交流電源ＡＣから流入する交流入力電流の導通角が、交流入力電圧ＶACの波形とほぼ同じ導通角となるように制御され、結果的に、力率が１に近づくようにして力率改善が図られる。実際においては、負荷電力Ｐｏ＝６００Ｗ時において、力率ＰＦ＝０．９９５程度となる特性が得られる。
【００４６】
また、この図１３に示すアクティブフィルタとしても、整流平滑電圧Ｅｉ（図１１では、Ｖoutに相当する）＝３７５Ｖの平均値について、交流入力電圧ＶAC＝８５Ｖ〜２８８Ｖの範囲で定電圧化するように動作する。従って、後段の電流共振形コンバータには、交流入力電圧ＶAC＝８５Ｖ〜２６４Ｖの変動範囲に関わらず、３７５Ｖで安定化された直流入力電圧が供給されることとなる。つまり、図１３に示す電源回路も、アクティブフィルタを備えることで、ワイドレンジ対応を可能としている。
【００４７】
そして、この図に示す電源回路においては、前述したような重負荷の条件（負荷電力６００Ｗ以上）に対応するために、平滑コンデンサ［ＣｉA//ＣｉB］を直流入力電圧として動作電源とする複数の電流共振形コンバータが並列に設けられている。この図では、第１コンバータ部２０１，第２コンバータ部２０２、第３コンバータ部２０３の３つの電流共振形コンバータが設けられており、それぞれ、所定レベルに安定化された二次側直流出力電圧ＥO1、ＥO2、ＥO3を出力可能とされている。
【００４８】
例えば、第１コンバータ部２０１の構成としては、図示するようにして、２石のスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2を備えて成る。この場合には、スイッチング素子Ｑ1がハイサイドで、スイッチング素子Ｑ2がローサイドとなるようにしてハーフブリッジ接続し、整流平滑電圧Ｅｉ（直流入力電圧）に対して並列に接続している。つまり、ハーフブリッジ結合方式による電流共振形コンバータを形成している。
【００４９】
この場合の電流共振形コンバータは他励式とされ、これに対応して上記スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2には、ＭＯＳ−ＦＥＴが用いられている。これらスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2に対しては、それぞれ並列にクランプダイオードＤD1，ＤD2が接続され、これによりスイッチング回路が形成される。これらクランプダイオードＤD1，ＤD2は、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のターンオフ時における逆方向電流を流す経路を形成する。
また、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2の各ゲート−ソース間には、それぞれゲート−ソース間抵抗ＲG1，ＲG2が挿入されている。
【００５０】
コントロールＩＣ２は、電流共振形コンバータを他励式により駆動するための発振回路、制御回路、及び保護回路等を備えて構成されるもので、内部にバイポーラトランジスタを備えた汎用のアナログＩＣ(Integrated Circuit)とされる。
このコントロールＩＣ２は、電源入力端子Ｖccに入力される直流電圧により動作する。
【００５１】
そして、コントロールＩＣ２においては、スイッチング素子に対してドライブ信号（ゲート電圧）を出力するための端子として、２つのドライブ信号出力端子ＶGH，ＶGLが備えられる。
ドライブ信号出力端子ＶGHからは、ハイサイドのスイッチング素子をスイッチング駆動するためのドライブ信号が出力され、ドライブ信号出力端子ＶGLからは、ローサイドのスイッチング素子をスイッチング駆動するためのドライブ信号が出力される。
そして、この場合には、ドライブ信号出力端子ＶGHは、ハイサイドのスイッチング素子Ｑ1のゲートと接続される。また、ドライブ信号出力端子ＶGLは、ローサイドのスイッチング素子Ｑ2のゲートと接続される。
これにより、ドライブ信号出力端子ＶGHから出力されるハイサイド用のドライブ信号は、スイッチング素子Ｑ1のゲートに対して印加され、ドライブ信号出力端子ＶGLから出力されるローサイド用のドライブ信号は、スイッチング素子Ｑ2のゲートに対して印加されることになる。
【００５２】
また、この図では図示を省略しているが、コントロールＩＣ２の端子Ｖｓに対して、外付けの回路として、１組のブートストラップ回路が接続される。このブートストラップ回路によりドライブ信号出力端子ＶGHから出力されるハイサイド用のドライブ信号は、スイッチング素子Ｑ１を適正にドライブ可能なレベルとなるようにレベルシフトされる。
【００５３】
コントロールＩＣ２では、内部の発振回路により所要の周波数の発振信号を生成する。そして、コントロールＩＣ２では、上記発振回路にて生成された発振信号を利用して、ハイサイド用のドライブ信号と、ローサイド用のドライブ信号を生成する。ここで、ハイサイド用のドライブ信号と、ローサイド用のドライブ信号は、互いに１８０°の位相差を有する関係となるようにして生成される。そして、ハイサイド用のドライブ信号をドライブ信号出力端子ＶGHから出力し、ローサイド用のドライブ信号をドライブ信号出力端子ＶGLから出力するようにされる。
【００５４】
このようなハイサイド用のドライブ信号と、ローサイド用のドライブ信号が、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2に対してそれぞれ印加されることによって、ドライブ信号がＨレベルとなる期間に応じては、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のゲート電圧がゲート閾値以上となってオン状態となる。またドライブ信号がＬレベルとなる期間では、ゲート電圧がゲート閾値以下となってオフ状態となる。これにより、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2は、交互にオン／オフとなるタイミングによって所要のスイッチング周波数によりスイッチング駆動されることになる。
【００５５】
絶縁コンバータトランスＰＩＴ−１は、上記スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のスイッチング出力を一次側から二次側に伝送するために設けられる。
絶縁コンバータトランスＰＩＴ−１の一次巻線Ｎ1の一方の端部は、一次側直列共振コンデンサＣ1を介してスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2の接続点（スイッチング出力点）に対して接続され、他方の端部は一次側アースに接続される。ここで、直列共振コンデンサＣ1は、自身のキャパシタンスと一次巻線Ｎ1のリーケージインダクタンス(L1)とによって一次側直列共振回路を形成する。この一次側直列共振回路は、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のスイッチング出力が供給されることで共振動作を生じるが、これによって、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2から成るスイッチング回路の動作を電流共振形とする。
【００５６】
絶縁コンバータトランスＰＩＴ−１の二次側には二次巻線Ｎ2が巻装される。
この場合の二次巻線Ｎ2に対しては、図示するようにしてセンタータップを設けて二次側アースに接続した上で、整流ダイオードＤO1，ＤO2、及び平滑コンデンサＣO1から成る両波整流回路を接続している。これにより、平滑コンデンサＣO1の両端電圧として二次側直流出力電圧ＥO1が得られる。この二次側直流出力電圧ＥO1は、図示しない負荷側に供給されるとともに、制御回路１のための検出電圧としても分岐して入力される。
制御回路１では、入力される二次側直流出力電圧ＥO1のレベルに応じてそのレベルが可変された電圧又は電流を制御出力としてコントロールＩＣ２の制御入力端子Ｖｃに供給する。コントロールＩＣ２では、制御入力端子Ｖｃに入力された制御出力に応じて、例えば発振信号の周波数を可変することで、ドライブ信号出力端子ＶGH，ＶGLから出力すべきドライブ信号の周波数を可変する。これにより、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2は、スイッチング周波数が可変制御されることになるが、このようにしてスイッチング周波数が可変されることによっては、二次側直流出力電圧Ｅ01のレベルが一定となるように制御される。つまり、スイッチング周波数制御方式による安定化が行われる。
【００５７】
なお、第２コンバータ部２０２は、ハーフブリッジ結合されたスイッチング素子Ｑ3，Ｑ4、クランプダイオードＤD3，ＤD4、ゲート−ソース間抵抗ＲG3，ＲG4、コントロールＩＣ２，絶縁コンバータトランスＰＩＴ−２（一次巻線Ｎ1，二次巻線Ｎ2）、一次側直列共振コンデンサＣ1、整流ダイオードＤO3，Ｄ04、平滑コンデンサＣO2を備え、上記第１コンバータ部２０１と同様の接続態様による構成を採る。
【００５８】
また、第３コンバータ部２０３も、ハーフブリッジ結合されたスイッチング素子Ｑ5，Ｑ6、クランプダイオードＤD5，ＤD6、ゲート−ソース間抵抗ＲG5，ＲG6、コントロールＩＣ２，絶縁コンバータトランスＰＩＴ−３（一次巻線Ｎ1，二次巻線Ｎ2）、一次側直列共振コンデンサＣ1を備え、第１コンバータ部２０１と同様の接続態様による一次側構成を採る。
但し、第３コンバータ部２０３の絶縁コンバータトランスＰＩＴ−３の二次側においては、図示するようにして、二次巻線Ｎ2に対して整流ダイオードＤO5，Ｄ06，Ｄ07，Ｄ08及び平滑コンデンサＣO3，ＣO4を接続していることで、整流ダイオードＤO5，Ｄ06及び平滑コンデンサＣO3から成る両波整流回路と、整流ダイオードＤO7，Ｄ08及び平滑コンデンサＣO4から成る両波整流回路との２組の両波整流回路が形成されることになる。
整流ダイオードＤO5，Ｄ06及び平滑コンデンサＣO3から成る両波整流回路によっては二次側直流出力電圧ＥO3が生成される。整流ダイオードＤO7，Ｄ08及び平滑コンデンサＣO4から成る両波整流回路によっては、二次側直流出力電圧ＥO3よりも低圧レベルの二次側直流出力電圧Ｅ04が生成される。
【００５９】
ここで、第１コンバータ部２０１の二次側直流出力電圧ＥO1が対応する負荷電力は３００Ｗ、第２コンバータ部２０２の二次側直流出力電圧ＥO2が対応する負荷電力は２００Ｗ、第３コンバータ部２０３の二次側直流出力電圧ＥO3，Ｅ04により対応する負荷電力は１００Ｗとなっており、これにより、総合的に負荷電力Ｐｏ＝６００Ｗ以上に対応可能に構成されているものである。
【００６０】
これまでの説明から分かるように、先行技術として上記の図１２及び図１３に示した電源回路は、従来から知られている図９及び図１１に示したアクティブフィルタを実装して構成されている。このような構成を採ることによって、力率改善が図られている。また、図１２及び図１３に示す電源回路は、それぞれ負荷電力３００Ｗ以上、負荷電力６００Ｗ以上の条件の下で、商用交流電源ＡＣ１００Ｖ系とＡＣ２００Ｖ系とで動作する、いわゆるワイドレンジ対応としている。
【００６１】
しかしながら、上記図１２及び図１３に示した構成による電源回路では次のような問題を有している。
先ず、図１２に示す電源回路についてみると、電力変換効率としては、図に示しているように、前段のアクティブフィルタに対応するＡＣ−ＤＣ電力変換効率（ηAC→DC）と、後段の電流共振形コンバータのＤＣ−ＤＣ電力変換効率（ηDC→DC）とを総合したものとなる。
そして、ＡＣ１００Ｖ系時に対応する交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖの条件では、ηAC→DC＝９４％、ηDC→DC＝９６％であり、総合効率は９０．２％となる。これに対して、ＡＣ２００Ｖ系時に対応する交流入力電圧ＶAC＝２４０Ｖの条件では、ηAC→DC＝９７％、ηDC→DC＝９６％となり、総合効率は９３．１％となる。つまり、交流入力電圧ＶAC＝２４０Ｖ時に対して、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時においては、アクティブフィルタ回路側における電力変換効率が低下して、総合効率が低下してしまう。
【００６２】
上記した電力変換効率の低下という問題は、同じくアクティブフィルタを備える、図１３に示す電源回路においても同様である。
図１３に示す電源回路についても、電力変換効率としては、前段のアクティブフィルタに対応するＡＣ−ＤＣ電力変換効率（ηAC→DC）と、後段の電流共振形コンバータ（第１、第２、第３コンバータ部２０１，２０２，２０３）のＤＣ−ＤＣ電力変換効率（ηDC→DC）とを総合したものとなる。
そして、第１、第２、第３コンバータ部２０１，２０２，２０３におけるＤＣ−ＤＣ電力変換効率（ηDC→DC）は、９６％程度である。
また、負荷電力Ｐｏ＝６００Ｗの条件のもとで、アクティブフィルタにおけるＡＣ−ＤＣ電力変換効率（ηAC→DC）は、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時では、９４％、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｗ時では９７％となる。
従って、総合電力変換効率としては、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時では、
９４％×９６％＝９０．２％
となる。また、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ時では、
９７％×９６％＝９３．１％
となる。
また、交流入力電力は、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時では６６５．２Ｗ、交流入力電力２３０Ｖ時では、６４４．５Ｗとなる。
つまり、図１３に示す電源回路においても、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ（ＡＣ１００Ｖ系）時に対して、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ（ＡＣ２００Ｖ系）時においては、アクティブフィルタ回路側における電力変換効率が低下して、総合効率が低下してしまう。
【００６３】
また、図１２及び図１３に示す回路では、上記した電力変換効率の特性を下回ることが無いように、アクティブフィルタにおけるＡＣ−ＤＣ電力変換効率（ηAC→DC）ついては、例えば交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ〜２３０Ｖ（又は２４０Ｖ）の範囲で、９４％〜９７％で維持されるように設計する必要がある。
そして、図１２に示すアクティブフィルタであれば、スイッチング素子Ｑ11，Ｑ12及び高速リカバリ型の整流ダイオードＤ10がスイッチング動作を行うことになる。また、図１３に示すアクティブフィルタでは、スイッチング素子Ｑ11，Ｑ12，Ｑ13及び高速リカバリ型の整流ダイオードＤ10//Ｄ10の並列回路がスイッチング動作を行うことになる。
これらのスイッチング動作は、dv/di，di/dtによるもので、ハードスイッチング動作であることから、ノイズの発生レベルが非常に大きいため、比較的重度のノイズ抑制対策が必要となる。
【００６４】
この必要性から、先ず、図１２に示す電源回路のアクティブフィルタを例に挙げれば、スイッチングのための半導体素子については、２組のスイッチング素子Ｑ11，Ｑ12を並列接続して、スイッチング素子に流れるドレイン電流（スイッチング出力電流）のピークレベルを抑制して信頼性を確保する必要が生じる。
しかしながら、これに対して、汎用ＩＣとしてのアクティブフィルタコントロール回路２０は、ドライブ信号の出力端子として、端子Ｔ２の１つしか備えていない。このために、アクティブフィルタコントロール回路２０からのドライブ信号出力を分岐して各スイッチング素子Ｑ11，Ｑ12に印加する必要があるが、そのままでは電力が不足して高い信頼性でもってスイッチング素子を駆動することが難しい。そこで、図１２にも示したように、トランジスタＱ21，Ｑ22を備えたトーテムポール回路が必要となるが、これによっても、部品点数が増加していることになる。
【００６５】
さらに、図１２に示す回路では、商用交流電源ＡＣのラインに対して、２組のラインフィルタートランスＬＦＴと、３組のアクロスコンデンサによるラインノイズフィルタを形成している。つまり、２段以上のラインノイズフィルタが必要となっている。
また、整流出力ラインに対しては、１組のチョークコイルＬNと、２組のフィルタコンデンサＣN，ＣNから成るノーマルモードノイズフィルタ４を設けている。さらに、整流用の高速リカバリ型のダイオードＤ10の並列回路に対しては、ＲＣスナバ回路を設けている。
このようにして、実際の回路としては、非常に多くの部品点数によるノイズ対策が必要であり、コストアップ及び電源回路基板の実装面積の大型化を招いている。
【００６６】
そして、図１３に示す電源回路のアクティブフィルタでは、図１２の電源回路よりも重負荷の条件に対応するために回路に流れる電流量がさらに増加する。このために、スイッチングのための半導体素子は３組（スイッチング素子Ｑ11，Ｑ12，Ｑ13）に増加する。さらには、高速リカバリ型の整流ダイオードＤ10についても２本に増加する必要が生じてくる。
また、ノーマルモードノイズフィルタ４を形成する素子としては、１組のチョークコイルＬNと、３組のフィルタコンデンサＣNとなり、ここでもフィルタコンデンサＣNとしてのフィルムコンデンサが１つ増加する。
さらには、図１３の回路のように重負荷に対応する場合、ＲＣスナバ回路を形成する抵抗Ｒsnは、セメント抵抗などを採用することになって大型となる。
このように、図１３に示す回路では、重負荷の条件に対応するために、さらにコストアップ及び電源回路基板の実装面積の大型化が助長されることになる。
【００６７】
さらに、図１２及び図１３に示す電源回路の構成では、汎用ＩＣとしてのアクティブフィルタコントロール回路２０によって動作するスイッチング素子Ｑ11，Ｑ12，及びＱ13のスイッチング周波数は５０ＫＨｚであるのに対して、後段の電流共振形コンバータのスイッチング周波数は７０ＫＨｚ〜１５０ＫＨｚの範囲となっている。これにより、１次側アース電位が干渉しあって、電源回路としての動作が不安定になりやすいという問題も有している。
【００６８】
そこで、上記のような問題点を解決する技術として、従来では、商用交流電源ラインに対してパワーチョークコイルを直列に挿入することで、交流入力電流の導通角を拡大して力率改善を図るように構成した、いわゆるチョークインプット方式のものが知られている（例えば特許文献２参照）。
図１４、図１５は、このようなチョークインプット方式により力率改善を図る構成として、先の図１３に示した回路を基本構成とした場合の整流平滑回路の構成のみを示している。
先ず、これらの図に示す構成例のうち、図１４に示すものはＡＣ１００Ｖ系に対応する整流平滑回路の構成であり、商用交流電源ＡＣのほぼ２倍の直流入力電圧Ｅｉを生成する倍電圧整流動作を行うようにされる。また、図１５に示すものはＡＣ２００Ｖ系に対応する際の整流平滑回路の構成であり、商用交流電源ＡＣのほぼ等倍の直流入力電圧Ｅｉを生成する、通常の整流動作を行うようにされている。
そして、これら図１４、図１５に示す回路は、上記のように図１３に示した回路を基本構成としたときの整流平滑回路として構成されることから、負荷電力Ｐｏ＝６００Ｗ以上に対応するものとされている。
【００６９】
なお、これらの図ではこのようにＡＣ１００Ｖ系、２００Ｖ系に対応する場合の構成を分けて示しているが、これは、説明の便宜上ＡＣ１００Ｖ系と２００Ｖ系とで切り換えを行うための構成を省略していることによる。つまり、これら図１４、図１５に示した構成について、ＡＣ１００Ｖ系と２００Ｖ系とで切り換えるようにすれば、チョークインプット方式によるワイドレンジ対応の電源回路が実現可能なものである。
【００７０】
先ず図１４において、この場合の商用交流電源ＡＣに対しては、図のような接続形態によりコモンモードチョークコイルＣＭＣと２本のアクロスコンデンサＣLを接続して形成される、コモンモードノイズフィルタが設けられる。このコモンモードノイズフィルタにより、例えばスイッチングコンバータ側から商用交流電源ＡＣに伝わるノイズを抑制する。
【００７１】
また、この場合、図１３に示した回路と同様、２つのブリッジ整流回路Ｄｉ1、Ｄｉ2が備えられ、これら２つのブリッジ整流回路Ｄｉ（1、2）は、商用交流電源ＡＣのラインに対して図のように並列に接続されている。
そして、この場合、上述したような倍圧整流動作を行うために、４つの平滑コンデンサＣｉ1a、Ｃｉ2a、Ｃｉ1b、Ｃｉ2bが備えられる。
これら４つの平滑コンデンサは、図のように[Ｃｉ1a−Ｃｉ2a]による直列接続回路と、[Ｃｉ1b−Ｃｉ2b]による直列接続回路を形成し、これらの直列接続回路が、図のようにブリッジ整流回路Ｄｉ1、Ｄｉ2の正極出力端子と一次側アース間に対して挿入されている。
また、平滑コンデンサＣｉ1bと平滑コンデンサＣｉ2bとの接続点に対しては平滑コンデンサＣｉ1aとＣｉ2aとの接続点が接続され、さらに、この平滑コンデンサＣｉ1aとＣｉ2aとの接続点が、商用交流電源ＡＣの負極ライン上に接続されている。
そして、このような接続形態により、商用交流電源ＡＣが正の期間に、ブリッジ整流回路Ｄｉ1、Ｄｉ2の出力が、上記平滑コンデンサＣｉ1a、Ｃｉ1bに充電されるようにし、また、商用交流電源ＡＣが負の期間に、平滑コンデンサＣｉ2a、Ｃｉ2bに充電が行われるようにしている。
そして、このような構成により、結果的に商用交流電源ＡＣのレベルのほぼ２倍の整流平滑電圧（直流出力電圧）Ｅｉが得られるようにしている。
【００７２】
また、この図１４に示す回路では、力率改善のための構成として、商用交流電源ＡＣのラインに対してパワーチョークコイルＰＣＨ−１を直列に挿入する。この場合には、パワーチョークコイルＰＣＨ−１は３つ備えられ、図示するようにうち１つは商用交流電源ＡＣの正極ラインに対して挿入されている。また、他の２つは商用交流電源ＡＣの負極ラインに対して挿入されている。
このようにして、商用交流電源ＡＣのラインに対してパワーチョークコイルＰＣＨ−１を挿入することで、周知のようにして、パワーチョークコイルＰＣＨ−１のインダクタンスＬpchの作用によって、商用交流電源ＡＣからブリッジ整流回路Ｄｉ（1、2）を形成する整流ダイオードに流入する交流入力電流は、その高調波が抑制されることになる。つまり、交流入力電流ＩACの導通角が拡大されて力率改善が図られるものとなる。
【００７３】
続いて、図１５に示す整流平滑回路においても、２つのブリッジ整流回路Ｄｉ1、Ｄｉ2が、商用交流電源ＡＣのラインに対して図のような接続形態により挿入される。
そして、この場合、上記した商用交流電源ＡＣのレベルと等倍の整流平滑電圧（直流入力電圧）Ｅｉを生成するための構成として、２つの平滑コンデンサＣｉ1aと、Ｃｉ1bを図示する接続形態により設けるようにしている。つまり、ブリッジ整流回路Ｄｉ1とブリッジ整流回路Ｄｉ2の正極出力端子と一次側アース間に対して、[平滑コンデンサＣｉ1a//平滑コンデンサＣｉ1b]による並列接続回路を挿入する。
そしてこれにより、商用交流電源ＡＣが正の期間にのみこれら平滑コンデンサＣｉ1a、Ｃｉ1bに対して充電が行われるようにし、商用交流電源ＡＣのレベルに対してほぼ等倍の直流入力電圧Ｅｉを得るようにしているものである。
【００７４】
また、この場合、図のように商用交流電源ＡＣのラインに対しては、２つのパワーチョークコイルＰＣＨ−１、ＰＣＨ−２を挿入するようにしている。そしてこれにより、この場合もこれらパワーチョークコイルＰＣＨ−１、ＰＣＨ−２のインダクタンスＬpchの作用によって、商用交流電源ＡＣからブリッジ整流回路Ｄｉ（1、2）の整流ダイオードに流入する交流入力電流の高調波を抑制し、力率改善が図られる。
【００７５】
このようにして、上記図１４、及び図１５に示した構成によっては、先に図１３に示したアクティブフィルタを備える場合よりも少ない部品点数により力率改善を図ることが可能とされている。
【００７６】
【特許文献１】
特開平６−３２７２４６（図１１）
【特許文献２】
特開平７−２６３２６２（図１９）
【００７７】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、これら図１４、図１５に示した回路において、パワーチョークコイルＰＣＨは、電源回路を構成する部品の中でも大型で重量があることから、基板における占有面積が大きく、また、回路基板も重量化してしまうという問題を有している。
【００７８】
また、これら図１４、図１５に示した回路におけるパワーチョークコイルＰＣＨとして、この場合の力率改善を図るに充分なインダクタンスの値は、例えば約１０．０ｍＨが設定されている必要がある。
これは、図１４、図１５に示した回路では負荷電力６００Ｗ以上に対応するようにされているために、その分、設定されるべきインダクタンスの値も増加することによる。
【００７９】
また、このようなパワーチョークコイルＰＣＨとして、実際にプリント基板に実装可能な１つあたりの重量は約２５０ｇまでが限界とされる。
そして、このようにパワーチョークコイルＰＣＨの１つあたりの基盤実装重量が制限されることにより、上記のようなインダクタンス値を維持することを条件とした場合、図１４の場合で少なくとも３つパワーチョークコイルＰＣＨを分けて実装する必要がある。同様に、図１５の場合では少なくとも２つのパワーチョークコイルＰＣＨを分けて実装する必要がある。
従って、図１４、図１５に示した構成によっては、上記のような負荷電力６００Ｗ以上に対応するために、このようにパワーチョークコイルＰＣＨを複数実装しなければならないこととなり、これによって回路重量が増加し、回路が大型化することになる。
また、上記のようにパワーチョークコイルＰＣＨを複数実装しなければならないことによっては、その分パワーチョークコイルＰＣＨによる電力損失の増加を招くものとなる。
【００８０】
このようなパワーチョークコイルＰＣＨの電力損失と、これに伴う直流入力電圧Ｅｉのレベル低下により、図１４に示した回路では、電力変換効率ηAC-DCは９０％程度にとどまる。
また、図１５に示した回路においても、同様に上記のようなパワーチョークコイルＰＣＨの電力損失とこれに伴う直流入力電圧Ｅｉのレベル低下により、電力変換効率ηAC-DCは９１％程度にとどまってしまう。
【００８１】
【課題を解決するための手段】
そこで、本発明では以上のような問題点に鑑み、スイッチング電源回路として以下のように構成することとした。
すなわち、入力される商用交流電源のレベルに応じた所要のレベルの整流平滑電圧を生成する整流平滑手段と、上記整流平滑電圧を直流入力電圧として入力して動作するスイッチングコンバータ部と、力率改善のための力率改善手段を備えるようにする。
そして、上記スイッチングコンバータ部としては、
上記整流平滑電圧を直流入力電圧として入力してスイッチング動作を行うものとされ、ハイサイドのスイッチング素子と、ローサイドのスイッチング素子とをハーフブリッジ結合して形成されるスイッチング手段と、上記各スイッチング素子をスイッチング駆動するスイッチング駆動手段とを備える。
また、上記スイッチング手段のスイッチング動作により得られるスイッチング出力が供給される一次巻線と、該一次巻線に得られたスイッチング出力としての交番電圧が励起される二次巻線とを巻装して形成される絶縁コンバータトランスを備える。
また、少なくとも、上記絶縁コンバータトランスの一次巻線の漏洩インダクタンス成分と、上記一次巻線に直列接続された一次側直列共振コンデンサのキャパシタンスとによって形成されて、上記スイッチング手段の動作を電流共振形とすると共に、その一端が上記整流平滑手段により生成される整流平滑電圧の正極ラインに対して接続され、他端が上記スイッチング手段のスイッチング出力点に接続される一次側直列共振回路を備える。
さらに、上記絶縁コンバータトランスの二次巻線に得られる交番電圧を入力して、整流動作を行うことで二次側直流出力電圧を生成するように構成された直流出力電圧生成手段と、上記二次側直流出力電圧のレベルに応じて上記スイッチング駆動手段を制御して、上記スイッチング手段のスイッチング周波数を可変することで、二次側直流出力電圧に対する定電圧制御を行うように構成された定電圧制御手段とを備える。
その上で、上記力率改善回路として、
上記直列共振回路に含まれるようにして接続され、上記スイッチング手段によるスイッチング出力が入力される一次巻線と、この一次巻線に得られたスイッチング出力に応じた交番電圧が励起される二次巻線とが巻装されて形成される電圧帰還用トランスを備え、さらに、上記電圧帰還用トランスの二次巻線に励起される交番電圧を利用して、上記整流平滑手段に備えられるスイッチング用ダイオードにより整流電流成分を断続して力率を改善するように構成される力率改善回路を備えるようにした。
【００８２】
上記構成によると、本発明のスイッチング電源回路は、電圧帰還用トランスにより伝達されたスイッチング出力を整流電流経路に対して電圧帰還して整流電流を断続し、これにより交流入力電流の導通角を拡大して力率改善を図る構成が採られる。
これにより、例えば力率改善回路を備える電源回路とするのにあたって、スイッチングコンバータへの直流入力電圧の安定化を図るアクティブフィルタを備える必要が無くなることとなる。
また、このような構成により力率改善を図ることが可能となることで、チョークインプット方式に用いられるパワーチョークコイルを備える必要がなくなり、この結果、回路重量の大幅な軽量化を図ることが可能となる。
【００８３】
【発明の実施の形態】
＜第１の実施の形態＞
図１は、本発明による第１の実施の形態としてのスイッチング電源回路の構成を示している。
この図に示す電源回路は、先行技術として図１３に示した回路と同様に、負荷電力Ｐｏ＝６００Ｗ以上に対応可能に構成される。そして、この図１に示す電源回路は、例えば、比較的重負荷の条件への対応が要求されるプラズマディスプレイパネルを備えたテレビジョン受像機や、モニタ装置などに搭載される。
また、この図１に示す回路は、商用交流電源として、ＡＣ＝１００Ｖ系にのみ対応して動作するものとされ、交流入力電圧ＶACのレベルの約２倍のレベルの整流平滑電圧Ｅｉを生成するように構成される。
【００８４】
この図１に示す電源回路においては、先ず商用交流電源ＡＣのラインに対して、各１組のアクロスコンデンサＣL及びラインフィルタトランスＬＦＴとから成る、ラインノイズフィルタが接続される。つまり、この場合には、１段のラインノイズフィルタのみが設けられる。
そして、商用交流電源ＡＣのラインにおいては、上記ラインノイズフィルタの後段に対して、１組のフィルタコンデンサＣNが並列に接続される。このフィルタコンデンサＣNは、次に説明するブリッジ整流回路Ｄｉの整流出力ラインに発生するノーマルモードノイズを抑制するためのものとされる。
【００８５】
この場合、商用交流電源から整流平滑電圧Ｅｉ（直流入力電圧）を生成する整流回路系は、ブリッジ整流回路Ｄｉと、２本の平滑コンデンサＣｉ1，Ｃｉ2を備えて成る。平滑コンデンサＣｉ1，Ｃｉ2は同じキャパシタンスを有する。
上記ブリッジ整流回路Ｄｉの正極入力端子は、図示するようにして、第１の力率改善回路３Ａ、及び第２の力率改善回路３Ｂにそれぞれ備えられる電圧帰還用トランスＶＦＴ―１の二次巻線ＮB1、及び電圧帰還用トランスＶＦＴ−２の二次巻線ＮB2を介して商用交流電源ＡＣの正極ラインと接続される。また、負極入力端子は、一次側アースに接地される。
また、ブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子は、平滑コンデンサＣｉ1側の正極端子に接続され、負極出力端子は、図のようにこのブリッジ整流回路Ｄｉの正極入力端子に対して接続される。
なお、実施の形態においては、力率改善回路３（第１の力率改善回路３Ａ、第２の力率改善回路３Ｂ）の動作として、スイッチング周期に対応してスイッチングを行うようにして整流電流を流すために、上記ブリッジ整流回路Ｄｉを形成するそれぞれのダイオード（Ｄ1、Ｄ2、Ｄ3、Ｄ4）としては、高速リカバリ型ダイオードが選定されているものとする。
【００８６】
平滑コンデンサＣｉ1，Ｃｉ2は、図示するようにして、平滑コンデンサＣｉ1の正極端子と平滑コンデンサＣｉ2の負極端子とが接続されるようにして直列に接続される。そして、平滑コンデンサＣｉ1側の正極端子は、上記もしたようにブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子と接続される。平滑コンデンサＣｉ2側の負極端子は一次側アースに接続される。
整流平滑電圧Ｅｉ（直流入力電圧）は、これら平滑コンデンサＣｉ1−Ｃｉ2の直列接続回路の両端電圧として得られる。
また、この場合、これら平滑コンデンサＣｉ1と平滑コンデンサＣｉ2の接続点は、上記した１組のフィルタコンデンサＣＮのそれぞれの一端と接続されることで、商用交流電源ＡＣの負極ライン側に接続されている。
【００８７】
ここでこの図に示す電源回路においては、前述したような重負荷の条件（負荷電力６００Ｗ以上）に対応するために、上記平滑コンデンサ［Ｃｉ1−Ｃｉ2］を直流入力電圧として動作電源とする、複数の電流共振形コンバータが並列に設けられる。
つまり、図示するように第１コンバータ部ＣＶＴ１、第２コンバータ部ＣＶＴ２、第３コンバータ部ＣＶＴ３の３つの電流共振形コンバータが設けられており、それぞれ、所定レベルに安定化された二次側直流出力電圧ＥO1、ＥO2、ＥO3、ＥO4を出力するようにされている。
【００８８】
先ず、上記第１コンバータ部ＣＶＴ１は、図のようにスイッチング素子Ｑ1、Ｑ2、クランプダイオードＤD1、ＤD2、コントロールＩＣ２、一次側直列共振コンデンサＣ1、絶縁コンバータトランスＰＩＴ−１（一次巻線Ｎ1，二次巻線Ｎ2）、整流ダイオードＤO1，Ｄ02、平滑コンデンサＣO1、及び制御回路１を備えて構成される。
【００８９】
上記スイッチング素子Ｑ1、Ｑ2は、上記整流平滑回路の動作によって生成される整流平滑電圧Ｅｉを入力してスイッチング動作を行うものとされる。
この場合、スイッチング素子Ｑ1、Ｑ2としてはＭＯＳ−ＦＥＴが選定され、これらスイッチング素子Ｑ1（ハイサイド）と、スイッチング素子Ｑ2（ローサイド）とをハーフブリッジ結合している。
そして、これらスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2の各ドレイン−ソース間に対しては、図示する方向により、それぞれクランプダイオードＤD1，ＤD2を並列に接続している。
【００９０】
上記コントロールＩＣ２は、上記スイッチング素子Ｑ1、Ｑ2を他励式により駆動するための発振回路、制御回路、及び保護回路等を備えて構成されるもので、内部にバイポーラトランジスタを備えた汎用のアナログＩＣ(Integrated Circuit)とされる。
【００９１】
このコントロールＩＣ２では、内部の発振回路により所要の周波数の発振信号を生成する。なお、この発振回路は、後述するようにして制御回路１から入力される制御出力のレベルに応じて、発振信号の周波数を可変するようにされている。
そして、コントロールＩＣ２では、上記発振回路にて生成された発振信号を利用して、ハイサイド用のドライブ信号と、ローサイド用のドライブ信号を生成する。そして、このように生成したハイサイド用のドライブ信号を上記スイッチング素子Ｑ1に供給し、ローサイド用のドライブ信号を上記スイッチング素子Ｑ2に対して供給するようにされる。
【００９２】
上記説明によると、スイッチング素子Ｑ1に対しては、ハイサイド用のドライブ信号が印加される。これによって、スイッチング素子Ｑ１のゲート−ソース間電圧ＶGH1としては、このハイサイド用のドライブ信号に対応した波形が得られることになる。つまり、１スイッチング周期内において、正極性による矩形波のパルスが発生する期間と、０Ｖとなる期間が得られることになる。
そして、このゲート−ソース間電圧ＶGH1によって、スイッチング素子Ｑ1は、先ず、１スイッチング周期内において、正極性の矩形波パルスが得られるタイミングでオン状態となるようにされる。つまり、スイッチング素子Ｑ1がオンとなるには、例えばゲート閾値電圧（≒５Ｖ）以上の適切なレベルの電圧が印加されることが必要である。上記正極性のパルスとしてのゲート−ソース間電圧ＶGH1は１０Ｖとなるように設定されているから、この正極性のパルスが印加される期間に対応してオンとなる状態が得られることになる。そして、ゲート−ソース間電圧ＶGH1が０Ｖでゲート閾値電圧以下となると、オフ状態に切り換わることになる。このようなタイミングにより、スイッチング素子Ｑ1は、オン／オフするようにしてスイッチング動作を行うことになる。
【００９３】
一方、スイッチング素子Ｑ2に対しては、ローサイド用のドライブ信号が印加されるようになっている。このドライブ信号に応じて得られるスイッチング素子Ｑ2のゲート−ソース間電圧ＶGL1とすると、このゲート−ソース間電圧ＶGL1は、上記したスイッチング素子Ｑ1のゲート−ソース間電圧ＶGH1と同じ波形とされたうえで、タイミングとしては、ゲート−ソース間電圧ＶGH1に対して１８０°の位相差を有した波形が得られるものとなる。
このことから、スイッチング素子Ｑ2は、スイッチング素子Ｑ1と交互にオン／オフするタイミングによりスイッチング駆動されることになる。
つまり、このようにして、上記コントロールＩＣ２によっては、スイッチング素子Ｑ1とＱ2とが交互にオン／オフするように制御されるようになっている。
【００９４】
絶縁コンバータトランスＰＩＴ−１は、上記スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2によるスイッチング出力を二次側に伝送するものであり、一次巻線Ｎ1と二次巻線Ｎ2が巻装される。
この絶縁トランスＰＩＴ−１の一次巻線Ｎ１の一端は、スイッチング素子Ｑ1のソースとスイッチング素子Ｑ2のドレインとの接続点（スイッチング出力点）に対して、一次側並列共振コンデンサＣ1と、後述する第１の力率改善回路３内における電圧帰還用トランスＶＦＴ−１の一次巻線ＮA1とを介して接続される。
この際、上記直列共振コンデンサＣ1のキャパシタンスと、一次巻線Ｎ1を含む絶縁コンバータトランスＰＩＴ−１のリーケージインダクタンスＬ1によっては、一次側直列共振回路が形成される。そして、上記のようにして、この一次側直列共振回路がスイッチング出力点に対して接続されていることで、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のスイッチング出力が一次側直列共振回路に伝達されることになる。一次側直列共振回路では伝達されたスイッチング出力に応じて共振動作するが、これによって、一次側スイッチングコンバータの動作を電流共振形とする。
【００９５】
また、上記絶縁トランスＰＩＴ−１の一次巻線Ｎ１の他端は、上記した平滑コンデンサＣｉ1の正極端子と接続される。つまり、この一次巻線Ｎ１の他端は、整流平滑回路により生成される整流平滑電圧（直流入力電圧）Ｅｉの正極ラインに対して接続されるものとなる。
このことより、この絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ１を含む上記一次側直列共振回路は、その一端が上記のようにスイッチング素子Ｑ1、Ｑ2によるスイッチング出力点に接続され、他端が整流平滑電圧Ｅｉの正極ラインに対して接続されていることになる。
【００９６】
なお、ここでの図示による説明は省略するが、上記絶縁コンバータトランスＰＩＴ−１の構造としては、例えばフェライト材によるＥ型コアを組み合わせたＥＥ型コアを備える。そして、一次側と二次側とで巻装部位を分割したうえで、一次巻線Ｎ1の組と、次に説明する二次巻線Ｎ2を、ＥＥ型コアの中央磁脚に対して巻装している。
【００９７】
絶縁コンバータトランスＰＩＴ−１の二次側には、二次巻線Ｎ2が巻装されている。この二次巻線Ｎ2には、一次巻線Ｎ1に伝達されたスイッチング出力に応じた交番電圧が励起される。
二次巻線Ｎ2に対しては、図示するようにしてセンタータップを設けて二次側アースに接続した上で、図示するようにして整流ダイオードＤO1，ＤO2、及び平滑コンデンサＣO1から成る両波整流回路を接続している。これにより、平滑コンデンサＣO1の両端電圧として二次側直流出力電圧ＥO1が得られる。この二次側直流出力電圧ＥO1は、図示しない負荷側に供給されるとともに、次に説明する制御回路１のための検出電圧としても分岐して入力される。
【００９８】
制御回路１は、例えば二次側の直流出力電圧ＥO1のレベルに応じて、そのレベルが可変される電流又は電圧を制御出力として得る。この制御出力は、コントロールＩＣ２に対して出力される。
コントロールＩＣ２では、入力された上記制御出力レベルに応じて、出力すべきハイサイド用のドライブ信号と、ローサイド用のドライブ信号とについて、互いに交互にオン／オフさせるタイミングを保たせたうえで、各ドライブ信号の周波数を同期させた状態で可変するように動作する。
これにより、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のスイッチング周波数は、制御回路１より入力された制御出力レベル（つまり二次側直流出力電圧レベル）に応じて、可変制御されることになる。
スイッチング周波数が可変されることによっては、一次側直列共振回路における共振インピーダンスが変化することになる。このようにして共振インピーダンスが変化することによっては、一次側の直列共振回路の一次巻線Ｎ1に供給される電流量が変化して二次側に伝送される電力も変化することになる。これにより、二次側直流出力電圧Ｅ01のレベルが変化することとなって定電圧制御が図られることになる。
【００９９】
上記のようにして構成される第１コンバータ部ＣＶＴ１と共に、平滑コンデンサ［Ｃｉ1−Ｃｉ2］を直流入力電圧として動作電源とする第２コンバータ部ＣＶＴ２としては、図のようにハーフブリッジ結合されたスイッチング素子Ｑ3，Ｑ4、クランプダイオードＤD3、ＤD4、コントロールＩＣ２、一次側直列共振コンデンサＣ1、絶縁コンバータトランスＰＩＴ−２、整流ダイオードＤO3，Ｄ04、平滑コンデンサＣO2、及び制御回路１を備えて構成される。そして、これらの素子が上記第１コンバータ部ＣＶＴ１と同様の接続態様により接続されて成る。
【０１００】
また、第３コンバータ部ＣＶＴ３は、ハーフブリッジ結合されたスイッチング素子Ｑ5，Ｑ6、クランプダイオードＤD5，ＤD6、コントロールＩＣ２，一次側直列共振コンデンサＣ1、絶縁コンバータトランスＰＩＴ−３を備え、第１コンバータ部ＣＶＴ１と同様の接続態様による一次側構成を採る。
但し、第３コンバータ部ＣＶＴ３の絶縁コンバータトランスＰＩＴ−３の二次側においては、図示するようにして二次巻線Ｎ2に対して整流ダイオードＤO5，Ｄ06，Ｄ07，Ｄ08及び平滑コンデンサＣO3，ＣO4を接続していることで、整流ダイオードＤO5，Ｄ06及び平滑コンデンサＣO3から成る両波整流回路と、整流ダイオードＤO7，Ｄ08及び平滑コンデンサＣO4から成る両波整流回路との２組の両波整流回路が形成されることになる。
上記整流ダイオードＤO5，Ｄ06及び平滑コンデンサＣO3から成る両波整流回路によっては、図のように二次側直流出力電圧ＥO3が生成される。そして、上記整流ダイオードＤO7，Ｄ08及び平滑コンデンサＣO4から成る両波整流回路によっては、二次側直流出力電圧ＥO3よりも低圧レベルの二次側直流出力電圧Ｅ04が生成される。
【０１０１】
なお、上記構成において、各コンバータ部が出力する直流入力電圧ＥOのレベルとしては、第１コンバータ部ＣＶＴ１の二次側直流出力電圧ＥO1＝２００Ｖ、第２コンバータ部ＣＶＴ２の二次側直流出力電圧ＥO2＝９０Ｖ、第３コンバータ部ＣＶＴ３の二次側直流出力電圧ＥO3＝５Ｖ、二次側直流入力電Ｅ04＝３．３Ｖとされ、これにより、総合的に負荷電力Ｐｏ＝６００Ｗ以上に対応可能とされている。
つまりこの場合、上記コンバータ部ＣＶＴ１〜ＣＶＴ３に備えられる各コントロールＩＣ２は、コンバータ部ＣＶＴ１〜ＣＶＴ３により生成される直流出力電圧ＥO1、ＥO2、ＥO3、ＥO4が、それぞれ２００Ｖ、９０Ｖ、５Ｖ、３．３Ｖとなるようにスイッチング周波数を制御しているものである。
【０１０２】
ここで、この図に示す電源回路では、図示するように第１の力率改善回路３Ａ、第２の力率改善回路３Ｂの２つの力率改善回路３が備えられるものとなる。
上記第１の力率改善回路３Ａは、ブリッジ整流回路Ｄｉ、フィルタコンデンサＣN、ＣN、電圧帰還用トランスＶＦＴ−１を含んで構成される。
先にも述べたように、この第１の力率改善回路３Ａにおける上記電圧帰還用トランスＶＦＴ−１の一次巻線ＮA1は、図示する第１コンバータ部ＣＶＴ１の一次側直列共振コンデンサＣ１と、絶縁コンバータトランスＰＩＴ−１の一次巻線Ｎ１との間に挿入される。これにより第１コンバータ部ＣＶＴ１のスイッチング出力がこの一次巻線ＮA1に得られるようになっている。そして、このように電圧帰還用トランスＶＦＴ−１の一次巻線ＮA1に得られたスイッチング出力が、上記二次巻線ＮB1に励起されてブリッジ整流回路Ｄｉ側に電圧帰還されるようになっている。
つまり、この場合、この第１の力率改善回路３Ａは、第１コンバータ部ＣＶＴ−１のスイッチング出力を電圧帰還して力率の改善を図る構成を採る。
【０１０３】
また、上記第２の力率改善回路３Ｂは、ブリッジ整流回路Ｄｉ、フィルタコンデンサＣN、ＣN、電圧帰還用トランスＶＦＴ−２を含んで構成される。つまり、この場合、この第２の力率改善回路３Ｂと上記した第１の力率改善回路３Ａとは、これらブリッジ整流回路ＤｉとフィルタコンデンサＣN、ＣNとを共有するものとされている。
上記電圧帰還用トランスＶＦＴ−２の一次巻線ＮA2は、第２コンバータ部ＣＶＴ２における一次側直列共振コンデンサＣ１と、絶縁コンバータトランスＰＩＴ−２の一次巻線Ｎ１との間に挿入される。そして、上記電圧帰還用トランスＶＦＴ−２の二次巻線ＮB2は、その一端が上記第１の力率改善回路３Ａを形成する電圧帰還用トランスＶＦＴ−１の二次巻線ＮB1の一端と接続される。また、この二次巻線ＮB2の他端は、上記電圧帰還用トランスＶＦＴ−１の二次巻線ＮB1の他端と接続される。
これにより、上記一次巻線ＮA2に得られる第２コンバータ部ＣＶＴ２のスイッチング出力が、上記二次巻線ＮB2を介して上記ブリッジ整流回路Ｄｉ側に帰還されるようになっている。
つまり、この第２の力率改善回路３Ｂは、第２コンバータ部ＣＶＴ２のスイッチング出力を電圧帰還して力率改善を図る構成とされている。
【０１０４】
なお、この場合、図示する第３コンバータ部ＣＶＴ３に対しては上記のような力率改善回路３を設けないようにしているが、これは、この第３コンバータ部ＣＶＴ３が対応する負荷電力が、この場合は５０Ｗ程度に設定されていることによる。すなわち、このように比較的低い負荷電力に対応するコンバータ部においては、その分電圧帰還される電力も少なくなることから、このようなコンバータ部に対して力率改善回路３を設けることによる効果も微少なものとなる。
このために、ここでは第３コンバータ部ＣＶＴ３に対しては力率改善回路３を設けないこととしても、コンバータ部ＣＶＴ１、ＣＶＴ２に対して設けられた第１の力率改善回路３Ａ、第２の力率改善回路３Ｂのみによって十分な力率改善が図られるものである。
【０１０５】
ここで、図５を参照し、上記第１の力率改善回路３Ａ及び第２の力率改善回路３Ｂに備えられる電圧帰還用トランスＶＦＴ（１、２）の構造について説明しておく。なお、この図５においては電圧帰還用トランスＶＦＴの断面を示している。
図５において、電圧帰還用トランスＶＦＴは、フェライト材によるＥ型コアＣＲ１、ＣＲ２を互いの磁脚が対向するように組み合わせたＥＥ型コアが備えられる。そして、一次側と二次側の巻装領域が互いに独立するようにして分割された上で一体化されたボビンＢに対して、一次巻線ＮAと、二次巻線ＮBをそれぞれの巻装領域に対して巻装している。
そして、この図に示すように、本実施の形態としての電圧帰還用トランスＶＦＴの中央磁脚に対してはギャップを形成するものとしている。これによって、結合係数が０．８程度の疎結合の状態を得るようにしている。
なお、この場合、電圧帰還用トランスＶＦＴ−１の各巻線（ＮA1、ＮB1）のインダクタンスの値は、第１コンバータ部ＣＶＴ１の負荷電力に応じて所定の力率ＰＦが得られるように設定される。また、同様に電圧帰還用トランスＶＦＴ−２の各巻線（ＮA2、ＮB2）のインダクタンスの値としても、第２コンバータ部ＣＶＴ２の負荷電力に応じて所定の力率ＰＦが得られるように設定されるものとなる。
【０１０６】
上記のようにして構成される第１の実施の形態の電源回路における動作を、図４に示す波形図を参照して説明する。
先ず、この図４において、先にも説明したように図１に示した回路はＡＣ１００Ｖ系にのみ対応して動作を行うものとされていることから、図４（ａ）に示す交流入力電圧ＶACのピークレベルとしては、この場合１００Ｖに対応したものとなる。
また、このような波形による交流入力電圧ＶACが入力されることにより、この場合の交流入力電流ＩACとしては、図４（ｂ）に示すような波形により流れる。
【０１０７】
ここで、図１に示した電源回路において、交流入力電圧ＶACが正の期間では、正極性の交流入力電流ＩACは、電圧帰還用トランスＶＦＴ−１の二次巻線ＮB1を介して第１の力率改善回路３Ａ内を流れる成分と、この二次巻線ＮB1と電圧帰還用トランスＶＦＴ−２の二次巻線ＮB2との接続点から分岐して第２の力率改善回路３Ｂを流れる成分とに分流する。
そして、上記のように第２の力率改善回路３Ｂ側に分流した成分は、電圧帰還用トランスＶＦＴ−２の二次巻線ＮB2を介して流れた後、上記第１の力率改善回路３Ａ内を流れる成分と合流し、この成分はブリッジ整流回路Ｄｉの高速リカバリ型ダイオードＤ1、及び高速リカバリ型ダイオードＤ3とに分岐して流入する。
さらに、このように高速リカバリ型ダイオードＤ1、及び高速リカバリ型ダイオードＤ3を流れた電流は、平滑コンデンサＣｉ1に流れた後、フィルタコンデンサＣNに流入するようになる。
【０１０８】
これに対し、交流入力電圧ＶACが負の期間では、負極性の交流入力電流ＩACの成分は、商用交流電源ＡＣの負極ライン側から平滑コンデンサＣｉ2に流れるようになる。そして、このように平滑コンデンサＣｉ2を流れた電流は、ブリッジ整流回路Ｄｉの高速リカバリ型ダイオードＤ2と高速リカバリ型ダイオードＤ4とに分岐して流れる。
【０１０９】
この場合、上記高速リカバリ型ダイオードＤ2、Ｄ4を流れた電流は、電圧帰還用トランスＶＦＴ−１の二次巻線ＮB1を介して第１の力率改善回路３Ａ側を流れる成分と、電圧帰還用トランスＶＦＴ−２の二次巻線ＮB2を介して第２の力率改善回路３Ａ側を流れる成分とに分岐する。
そして、このように第１の力率改善回路３Ａ側と第２の力率改善回路３Ｂ側とで分岐した成分は、二次巻線ＮB1と二次巻線ＮB2との接続点において合流し、フィルタコンデンサＣNに流入するようになる。
【０１１０】
このようにして図１に示した回路では、第１の力率改善回路３Ａ側において、電圧帰還用トランスＶＦＴ−１により電圧帰還される第１コンバータ部ＣＶＴ１のスイッチング出力によって、ブリッジ整流回路Ｄｉを形成する高速リカバリ型ダイオードをスイッチング動作させている。
また、これと共に、第２の力率改善回路３Ｂ側においては、電圧帰還用トランスＶＦＴ−２により電圧帰還される第２コンバータ部ＣＶＴ２のスイッチング出力によって、ブリッジ整流回路Ｄｉを形成する高速リカバリ型ダイオードをスイッチング動作させている。
このようにして整流電流成分が断続されることにより、整流出力電圧レベルが平滑コンデンサＣｉの両端電圧よりも低いとされる期間にも平滑コンデンサＣｉへの充電電流が流れるようにされる。
そしてこの結果、交流入力電流ＩACの平均的な波形が交流入力電圧の波形に近づくことになって、交流入力電流ＩACの導通角が拡大され、力率改善が図られることになる。
【０１１１】
ここで、図１において説明したように、本実施の形態では、各コンバータ部（ＣＶＴ１〜３）に備えられる絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ１として、その一端を２つのスイッチング素子によるスイッチング出力点に接続した上で、他端を平滑コンデンサＣｉ1の正極端子に対して接続するようにしている。つまり、先にも説明したように、一次側直列共振回路の一端をスイッチング出力点に対して接続した上で、他端を整流平滑電圧Ｅｉの正極ラインに対して接続しているものである。
これに対し、先に本出願人が提案している、この図１に示す回路のような電圧帰還方式による力率改善回路を備える電源回路においては、一次側直列共振回路の他端を一次側アースに接地するものとしていた。
【０１１２】
このような電圧帰還方式による力率改善回路を備える電源回路においては、各電圧帰還用トランスＶＦＴによりスイッチング出力が電圧帰還されることにより、直流入力電圧（整流平滑電圧）Ｅｉに高周波成分のリップル電圧が重畳することがわかっている。
そして、この場合、上記のように一次側直列共振回路の一端を一次側アースに接地する構成においては、この高周波のリップル電圧を抑制することができなかった。
実験によると、図１に示した構成を基本として、一次巻線Ｎ１の一方の端部を一次側アースに接地する変更を施した場合、上記直流入力電圧Ｅｉのリップル成分ΔＥｉとしては、例えば図４（ｃ）に示すような波形により高周波成分が重畳されたものとなる。そして、この場合のリップル成分ΔＥｉのピークレベルＰ−Ｐ１としては、例えば平滑コンデンサＣｉ＝１５００μＦ／１８０Ｖが選定されている下で、図のようにＰ−Ｐ１＝１４．５Ｖ程度とされていた。
このようにして、図１に示した構成を基本として一次巻線Ｎ１を一次側アースに接地した場合は、リップル成分ΔＥｉのレベルが増加するものとされていた。
【０１１３】
そこで本実施の形態では、図１に示したようにして一次巻線Ｎ１の一方の端部を平滑コンデンサＣｉ1の正極端子に対して接続している。そして、その上で、一次側直列共振コンデンサＣ１→電圧帰還用トランスＶＦＴの一次巻線ＮA→絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ１→スイッチング素子Ｑ1に流れる一次側共振電流と、フィルタコンデンサＣN→電圧帰還用トランスＶＦＴの二次巻線ＮB→高速リカバリ型ダイオードＤ1、Ｄ3を介して力率改善回路３内に流れる電流とが逆位相となるように設定している。
このようにして、一次巻線Ｎ１の一方の端部が平滑コンデンサＣｉ1の正極端子に対して接続された上で、一次側共振電流と力率改善回路３内に流れる電流とが逆位相とされることで、図１に示した回路においては、スイッチング出力としての一次側共振電流の高周波成分が、力率改善回路３において電圧帰還される逆位相のスイッチング出力成分により打ち消し合うようになる。
そして、この結果、図１に示した回路における直流入力電圧Ｅｉのリップル成分ΔＥｉとしては、図４（ｄ）に示すようにしてそのピークレベルＰ−Ｐ２が、先の図４（ｃ）に示す場合よりも低下するものとなる。
この際、この図４（ｄ）に示す図１の回路におけるリップル成分ΔＥｉのピークレベルＰ−Ｐ２＝９．５Ｖに低下するものとなる。
つまり、これにより、図１に示した回路においては、これまでは電圧帰還されるコンバータ部のスイッチング出力により直流入力電圧Ｅｉに重畳するものとされていた高周波成分をキャンセルすることができ、この結果リップル成分ΔＥｉのレベルを低下させること可能となる。
【０１１４】
なお、上記のように一次側共振電流と力率改善回路３内に流れる電流とを逆位相とする設定は、例えば電圧帰還用トランスＶＦＴの各巻線（ＮA、ＮB）の巻き方向により行うことが可能である。
また、この他にも、例えば電圧帰還用トランスＶＦＴの各巻線（ＮA、ＮB）と絶縁コンバータトランスＰＩＴの各巻線（Ｎ１、Ｎ２）の巻き方向との相対関係により設定することも可能なものである。
【０１１５】
また、ここでは、上記のような一次側直列共振回路の一方の端部を整流平滑電圧Ｅｉの正極ラインに対して接続する構成を、複数のコンバータ部ＣＶＴによる多段構成とされる場合に適用する例を挙げたが、もちろん、この構成は、平滑コンデンサを動作電源とする１段のコンバータ部ＣＶＴのみが備えられる場合にも適用可能なものである。
【０１１６】
図６には、図１に示した第１の実施の形態としての電源回路の特性として、負荷電力Ｐｏ＝０〜６００Ｗの変動に対する力率ＰＦ、整流平滑電圧Ｅｉ、及び電力変換効率ηAC-DCの総合特性を示している。
なお、この図６の実験結果を得るのにあたっては、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖで一定の条件としている。
【０１１７】
また、参考として、この図６に示す実験結果を得るにあたっての、図１に示した回路の各部の定数を示しておく。
・平滑コンデンサＣｉ1＝平滑コンデンサＣｉ2＝１５００μＦ／１８０Ｖ
・フィルタコンデンサＣＮ＝１μＦ
・第１コンバータ部ＣＶＴ１
絶縁コンバータトランスＰＩＴ−１：ＥＥＲ−４２のフェライトコア、結合係数ｋ＝０．８０
一次巻線Ｎ1＝２４Ｔ（ターン）
二次巻線Ｎ2：センタータップを分割位置として２５Ｔ＋２５Ｔ
一次側直列共振コンデンサＣ１＝０．０３３μＦ
・第２コンバータ部ＣＶＴ２
絶縁コンバータトランスＰＩＴ−２：ＥＥＲ−４０のフェライトコア
一次巻線Ｎ1＝３５Ｔ（ターン）
二次巻線Ｎ2：センタータップを分割位置として１２Ｔ＋１２Ｔ
一次側直列共振コンデンサＣ１＝０．０２２μＦ
・第３コンバータ部ＣＶＴ３
絶縁コンバータトランスＰＩＴ−３：ＥＥ−２８のフェライトコア
一次巻線Ｎ1＝１００Ｔ（ターン）
二次巻線Ｎ2：各巻線部２Ｔ×４＝８Ｔ
一次側直列共振コンデンサＣ１＝０．０１μＦ
・電圧帰還用トランスＶＦＴ−１：ＥＥ−２８のフェライトコア、結合係数ｋ＝０．８
一次巻線ＮA1のインダクタンスＬA＝７０μＨ
二次巻線ＮB1のインダクタンスＬB＝４０μＨ
・電圧帰還用トランスＶＦＴ−２：ＥＥ−２８のフェライトコア、結合係数ｋ＝０．８
一次巻線ＮA2のインダクタンスＬA＝８０μＨ
二次巻線ＮB2のインダクタンスＬB＝４０μＨ
【０１１８】
この図６に示すように、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖの条件では、負荷電力Ｐｏ＝２５Ｗ〜６００Ｗの範囲で力率ＰＦ＞０．７５となり、高調波歪規制を満足する結果が得られる。
また、負荷電力Ｐｏ＝６００Ｗ時の電力変換効率ηAC→DCとしては、ηAC→DC＝９２．５％であり、この際の入力電力（Ｐｉｎ）は６４８．６Ｗとなる。
この結果より、図１に示す回路によっては、図１３に示した先行技術としてのアクティブフィルタを用いた回路と比較して、同条件での電力変換効率ηAC→DCが３．２％向上し、入力電力Ｐｉｎは２３．３Ｗ低減する。
また、図１４に示したチョークインプット方式による回路との比較においては、電力変換効率ηAC→DCが２．５％向上し、入力電力Ｐｉｎは１８．１Ｗ低減する。
【０１１９】
このようにして、同じ負荷電力Ｐｏ＝６００Ｗ以上の条件に対応し、力率改善を図る電源回路として、図１に示した実施の形態と図１３・図１４に示した先行技術としての電源回路とを比較すると、電力変換効率が大幅に向上し、入力電力Ｐｉｎが低減されていることがわかる。
【０１２０】
ここで、本実施の形態である図１の電源回路と、先行技術として図１３に示したアクティブフィルタを備える電源回路とを比較してみる。
先ず、図１に示した回路では、電圧帰還方式による力率改善改善回路（３Ａ、３Ｂ）を備える構成としていることでアクティブフィルタが省略される。アクティブフィルタは、１組のコンバータを構成するものであり、図１３による説明からも分かるように、実際には、２本のスイッチング素子と、これらを駆動するためのＩＣ、及びトーテムポール回路等を始め、多くの部品点数により構成される。
これに対して、図１に示す電源回路に備えられる力率改善回路は、ブリッジ整流回路Ｄｉとして高速リカバリ型ダイオードを用いる構成とすることにより、追加部品としては２つの電圧帰還用トランスＶＦＴと、フィルタコンデンサＣNを備えているのみであるから、アクティブ回路と比較すれば非常に少ない部品点数となっている。
これにより、図１に示す電源回路としては、例えば負荷電力６００Ｗ以上に対応して力率改善機能を備える電源回路として、図１３に示す回路よりもはるかに低コストとすることができる。また、部品点数が大幅に削減されることで、回路基板についても有効に小型軽量化を図ることができる。
【０１２１】
また、図１に示す電源回路では、共振形コンバータ及び力率改善回路３の動作は、いわゆるソフトスイッチング動作であるから、図１３に示したアクティブフィルタと比較すれば、スイッチングノイズのレベルは大幅に低減される。
このため、図１にも示したように、ラインフィルタトランスＬＦＴとアクロスコンデンサＣLから成る１段のラインノイズフィルタを備えれば、電源妨害規格をクリアすることが充分に可能とされる。また、整流出力ラインのノーマルモードノイズについては、図１にも示しているように、２つのフィルタコンデンサＣNのみにより対策を行っている。
このようにしてノイズフィルタとしての部品点数が削減されることによっても、電源回路のコストダウンと、回路基板の小型軽量化は促進される。
【０１２２】
また、図１３に示す電源回路の総合電力変換効率は、前段のアクティブフィルタにおけるＡＣ−ＤＣ電力変換効率（ηAC/DC）と、後段の電流共振形コンバータのＤＣ−ＤＣ電力変換効率（ηDC/DC）とにより決定されるものであった。これに対して、図１に示す電源回路は、アクティブフィルタを前段に備えていないから、総合電力変換効率は、この電流共振形コンバータのAC-DC電力変換効率として見ればよいことになる。
これにより、図１に示す電源回路の総合電力変換効率としては、上記もしたように図１３に示す電源回路よりも大幅に向上されることになる。
【０１２３】
また、図１に示す電源回路の場合、一次側のスイッチングコンバータのスイッチング周波数は、交流入力電圧ＶAC及び負荷電力の変化などに応じて、定電圧化のために例えば７０ＫＨｚ〜１５０ＫＨｚの範囲で変化するのであるが、このスイッチングコンバータを形成する各スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2は、同期してスイッチング動作する。従って、一次側アース電位としては、図１３の電源回路のように、アクティブフィルタ側と、その後段のスイッチングコンバータとの間で干渉することが無く、スイッチング周波数の変化に関わらず安定することとなる。
【０１２４】
また、ここでさらに図１に示した本実施の形態としての電源回路と、先に図１４において示したチョークインプット方式による電源回路とを比較してみると、先に図１４に示した回路において力率改善のために用いられるパワーチョークコイルＰＣＨの総重量は、７５０ｇであった。これに対し、図１に示した回路における力率改善回路３を構成する部品の重量として、２つの電圧帰還用トランスＶＦＴ−１及びＶＦＴ−２の総重量は１００ｇである。
つまり、この場合、ＡＣ１００Ｖ系に対応して動作し力率改善を図る構成として、図１の回路では、図１４に示した回路と比較して約６５０ｇの軽量化を達成でき、これにより回路の小型・軽量化が図られるものとなる。
【０１２５】
また、図１に示した本実施の形態の電源回路においては、上述もしたように一次巻線Ｎ１を含む一次側並列共振回路の端部を、それぞれスイッチング素子Ｑ1、Ｑ2によるスイッチング出力点と、整流平滑電圧Ｅｉの正極ラインとに接続するようにしている。その上で、一次側共振電流と力率改善回路３内を流れる電流とが逆極性となるようにしている。
このようにすることで、上記もしたように両者の高周波成分が互いに打ち消し合うようにされ、直流出力電圧Ｅｉのリップル電圧に重畳する高周波成分が除去されるようになる。
そしてこの結果、本実施の形態の電源回路においては、電圧帰還方式による力率改善回路３を備えない場合と同等のレベルにまで直流出力電圧Ｅｉのリップル電圧ΔＥｉのレベルを低減させることが可能となる。
【０１２６】
＜第２の実施の形態＞
図２は、第２の実施の形態としてのスイッチング電源回路の構成を示す回路図である。なお、この図２において、既に図１において説明した部分については同一の符号付して説明を省略する。
第２の実施の形態の電源回路は、図１の場合と同様、負荷電力Ｐｏ＝６００Ｗ以上に対応した構成を採る。そして、この場合、図２に示す回路においては、商用交流電源としてＡＣ＝２００Ｖ系にのみ対応して動作するものとされ、交流入力電圧ＶACのレベルに対してほぼ等倍のレベルの整流平滑電圧Ｅｉを生成するように構成されている。
【０１２７】
このために、この図２に示す回路においては、平滑コンデンサＣｉ1、及び平滑コンデンサＣｉ2の各正極端子を、図示するようにブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子に対して直列に接続する。そして、これら平滑コンデンサＣｉ1、及び平滑コンデンサＣｉ2の負極端子を、それぞれ一次側アースに接地するようにしている。
また、この場合、図１に示した回路とは異なり、ブリッジ整流回路Ｄｉの負極入力端子を図のようにフィルタコンデンサＣNの一端に接続することで、商用交流電源ＡＣの負極ライン側に対して接続するようにしている。
【０１２８】
このような構成とされる第２の実施の形態の回路において得られる動作について説明すると、この場合も、交流入力電圧ＶACが正の期間では、正極性の交流入力電流ＩACは、電圧帰還用トランスＶＦＴ−１の二次巻線ＮB1を介して第１の力率改善回路３Ａ内を流れる成分と、この二次巻線ＮB1と電圧帰還用トランスＶＦＴ−２の二次巻線ＮB2との接続点から分岐して第２の力率改善回路３Ｂを流れる成分とに分流する。
そして、上記第２の力率改善回路３Ｂ内を流れた成分は、電圧帰還用トランスＶＦＴ−２の二次巻線ＮB2を介して流れた後、上記第１の力率改善回路３Ａ内を流れる成分と合流し、この場合はブリッジ整流回路Ｄｉの高速リカバリ型ダイオードＤ1のみに流入する。
さらに、このように高速リカバリ型ダイオードＤ1を流れた電流は、平滑コンデンサＣｉ1、平滑コンデンサＣｉ2に流れた後、ブリッジ整流回路Ｄｉの高速リカバリ型ダイオードＤ4に流れ、フィルタコンデンサＣNに流入することとなる。
【０１２９】
一方、交流入力電圧ＶACが負の期間では、負極性の交流入力電流ＩACの成分は、ブリッジ整流回路Ｄｉの負極入力端子から流入して高速リカバリ型ダイオードＤ3を流れた後、平滑コンデンサ（Ｃｉ1、Ｃｉ2）に流れる。そして、このように平滑コンデンサに流れた電流は、ブリッジ整流回路Ｄｉの高速リカバリ型ダイオードＤ2を流れる。
【０１３０】
上記高速リカバリ型ダイオードＤ2を流れた成分は、電圧帰還用トランスＶＦＴ−１の二次巻線ＮB1を介して第１の力率改善回路３Ａ側を流れる成分と、電圧帰還用トランスＶＦＴ−２の二次巻線ＮB2を介して第２の力率改善回路３Ａ側を流れる成分とに分岐する。
そして、この場合も上記第１の力率改善回路３Ａ側と第２の力率改善回路３Ｂ側とで分岐した成分は、二次巻線ＮB1と二次巻線ＮB2との接続点において合流し、フィルタコンデンサＣNに流入するようになる。
【０１３１】
このようにして図２に示した回路においても、第１の力率改善回路３Ａ側において、電圧帰還用トランスＶＦＴ−１により電圧帰還される第１コンバータ部ＣＶＴ１のスイッチング出力によって、ブリッジ整流回路Ｄｉを形成する高速リカバリ型ダイオードをスイッチング動作させている。
また、これと共に、第２の力率改善回路３Ｂ側においても、電圧帰還用トランスＶＦＴ−２により電圧帰還される第２コンバータ部ＣＶＴ２のスイッチング出力により、ブリッジ整流回路Ｄｉを形成する高速リカバリ型ダイオードをスイッチング動作させている。
このようにして整流電流成分が断続されることにより、この場合も交流入力電流ＩACの導通角が拡大されて力率改善が図られることになる。
【０１３２】
ここで、図２にも示されるように、第２の実施の形態の電源回路においても、各コンバータ部（ＣＶＴ１〜３）に備えられる絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ１として、その一端を２つのスイッチング素子によるスイッチング出力点に接続した上で、他端を平滑コンデンサＣｉ1の正極端子に対して接続するようにしている。
そして、この図２に示す回路においても、このように一次側直列共振回路の一方の端部を整流平滑電圧Ｅｉの正極ラインに対して接続した上で、一次側共振電流と力率改善回路３内に流れる電流とが逆位相となるようにしているものである。
【０１３３】
この場合、図２に示した構成により一次巻線Ｎ１の一方の端部を一次側アースに接地したときの、図４（ｃ）に示したような直流入力電圧Ｅｉのリップル成分ΔＥｉのピークレベルＰ−Ｐ１の値としては、例えば平滑コンデンサＣｉ＝５６０μＦ／４００Ｖが選定されている下でＰ−Ｐ１＝１２．５Ｖ程度となる実験結果が得られている。
【０１３４】
これに対し、図２に示した構成による第２の実施の形態の回路における直流入力電圧Ｅｉのリップル成分ΔＥｉとしては、図４（ｄ）に示すそのピークレベルＰ−Ｐ２が７．５Ｖとなる実験結果が得られている。
つまり、この図２に示した回路の構成によっては、リップル成分ΔＥｉのピークレベルＰ−Ｐを、約５．０Ｖ低下させること可能となるものである。
【０１３５】
図７には、図２に示した第２の実施の形態としての電源回路の特性として、負荷電力Ｐｏ＝０〜６００Ｗの変動に対する力率ＰＦ、整流平滑電圧Ｅｉ、及び電力変換効率ηAC-DCの総合特性を示している。
なお、この図７の実験結果を得るのにあたっては、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖで一定の条件としている。
【０１３６】
また、参考として、この図７に示す実験結果を得るにあたっての、図２に示した回路の各部の定数を示しておく。
・平滑コンデンサＣｉ1＝平滑コンデンサＣｉ2＝５６０μＦ／４００Ｖ
・フィルタコンデンサＣＮ＝１μＦ
・第１コンバータ部ＣＶＴ１
絶縁コンバータトランスＰＩＴ−１：ＥＥＲ−４２のフェライトコア、結合係数ｋ＝０．８０
一次巻線Ｎ1＝２４Ｔ（ターン）
二次巻線Ｎ2：センタータップを分割位置として２５Ｔ＋２５Ｔ
一次側直列共振コンデンサＣ１＝０．０３３μＦ
・第２コンバータ部ＣＶＴ２
絶縁コンバータトランスＰＩＴ−２：ＥＥＲ−４０のフェライトコア
一次巻線Ｎ1＝３５Ｔ（ターン）
二次巻線Ｎ2：センタータップを分割位置として１２Ｔ＋１２Ｔ
一次側直列共振コンデンサＣ１＝０．０２２μＦ
・第３コンバータ部ＣＶＴ３
絶縁コンバータトランスＰＩＴ−３：ＥＥ−２８のフェライトコア
一次巻線Ｎ1＝１００Ｔ（ターン）
二次巻線Ｎ2：各巻線部２Ｔ×４＝８Ｔ
一次側直列共振コンデンサＣ１＝０．０１μＦ
・電圧帰還用トランスＶＦＴ−１：ＥＥ−２８のフェライトコア、結合係数ｋ＝０．８
一次巻線ＮA1のインダクタンスＬA＝７０μＨ
二次巻線ＮB1のインダクタンスＬB＝４０μＨ
・電圧帰還用トランスＶＦＴ−２：ＥＥ−２８のフェライトコア、結合係数ｋ＝０．８
一次巻線ＮA2のインダクタンスＬA＝８０μＨ
二次巻線ＮB2のインダクタンスＬB＝４０μＨ
【０１３７】
この図７に示すように、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖの条件では、負荷電力Ｐｏ＝４００Ｗ〜６００Ｗの範囲で力率ＰＦ＞０．７５となり、欧州の高調波歪規制を満足する結果が得られる。このことから、例えば先行技術として同じＡＣ２００Ｖ系に対応して動作する図１５に示したチョークインプット方式による電源回路と比較して、図２に示す回路ではより広い負荷電力の範囲で欧州の高調波歪規制を満足する結果が得られた。
【０１３８】
また、負荷電力Ｐｏ＝６００Ｗ時の電力変換効率ηAC→DCとしては、ηAC→DC＝９４．５％であり、この際の入力電力Ｐｉｎは６４１．７Ｗとなる。
この結果より、図２に示す回路によっては、図１３に示した先行技術としてのアクティブフィルタを用いた回路と比較して、同条件における電力変換効率ηAC→DCが２．３％向上し、入力電力Ｐｉｎは１６．２Ｗ低減する。
また、図１５に示したチョークインプット方式による回路との比較においては、電力変換効率ηAC→DCが２．５％程度向上し、入力電力Ｐｉｎは１７．６Ｗ低減する。
【０１３９】
このようにして、同じ負荷電力Ｐｏ＝６００Ｗ以上の条件に対応して力率改善を図る電源回路として、図２に示した実施の形態と図１３・図１５に示した先行技術としての電源回路とを比較すると、電力変換効率が大幅に向上し、入力電力Ｐｉｎが低減ていることがわかる。
【０１４０】
また、この図２に示した電源回路についても、同等の負荷条件に対応する図１３の回路と比較すれば、力率改善のための回路構成としては、アクティブフィルタからより少ない部品点数の力率改善回路（３Ａ、３Ｂ）となる。また、ノイズ抑制のための各種部品も削減される。これにより、部品点数の削減による低コスト化及び電源回路の小型軽量化が図られることになる。
【０１４１】
そして、この図２に示す回路としても、アクティブフィルタ側と、その後段のスイッチングコンバータとの間で干渉することは無いから、一次側アース電位は安定する。
【０１４２】
また、この場合も、図２に示した回路と図１５に示した回路とを比較すると、図１５に示したチョークインプット方式による回路において、力率改善のために用いられるパワーチョークコイルＰＣＨの総重量は、５００ｇであった。これに対し、図２に示した回路における力率改善回路３を構成する部品の重量として、２つの電圧帰還用トランスＶＦＴ−１及びＶＦＴ−２の総重量は図１の場合と同様に１００ｇである。
つまり、この場合も、同じ力率改善を図る構成として、図２の回路では図１５に示した回路と比較して約４００ｇの軽量化を達成でき、これにより回路の小型・軽量化が図られるものとなる。
【０１４３】
＜第３の実施の形態＞
図３は、第３の実施の形態としてのスイッチング電源回路の構成を示す回路図である。
第３の実施の形態としての電源回路は、先に説明した第１、第２の実施の形態回路と同様、負荷電力６００Ｗ以上に対応可能な構成とされた上で、商用交流電源ＡＣとしてＡＣ１００Ｖ系と２００Ｖ系とで動作可能なワイドレンジ対応としての構成を採る。
なお、この図３において、既に図１及び図２において説明した部分については同一の符号を付して説明を省略する。
【０１４４】
図３において、先ずこの第３の実施の形態としての電源回路においては、商用交流電源ＡＣを整流平滑する整流平滑回路において、ブリッジ整流回路Ｄｉを商用交流電源ＡＣのラインに対して図２の場合と同様の接続形態により挿入している。
そして、図１に示したような平滑コンデンサＣｉ1−Ｃｉ2による直列接続回路を形成した上で、この直列接続回路における平滑コンデンサＣｉ1側の正極端子をブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子に対して接続する。
その上で、これら平滑コンデンサＣｉ1と平滑コンデンサＣｉ2との接続点と、フィルタコンデンサＣNにおける商用交流電源ＡＣの負極ライン側の端部との間に、図示するようにリレースイッチＳ１を挿入している。
【０１４５】
このリレースイッチＳ１は、上記した整流平滑回路の整流動作をＡＣ１００Ｖ系とＡＣ２００Ｖ系とで切り換えるために設けられる。リレースイッチＳ１は、図のように端子ｔ１側がフィルタコンデンサＣNにおける商用交流電源ＡＣの負極ライン側の端子に接続され、端子ｔ２側が平滑コンデンサＣｉ1−Ｃｉ2の接続点に対して接続される。
そして、これら端子ｔ１と端子ｔ２の接続状態は、図示するリレーＲＬの駆動状態に応じてオン／オフされるようになっている。
【０１４６】
この場合、上記リレーＲＬの駆動状態は、図示されないＩＣ(Integrated Circuit)等により制御されるものとなる。すなわち、このようなＩＣとして、ＡＣ１００Ｖ系に対応して例えば交流入力電圧ＶAC＝１５０Ｖ以下が入力されているのに応じてリレーＲＬを導通させ、リレースイッチＳ１をオンとするようにする。
また、ＡＣ２００Ｖ系に対応して、例えば交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ以上が入力されるのに応じてリレーＲＬを導通させ、リレースイッチＳ１をオンとするようにする。
【０１４７】
上記のようにして、ＡＣ１００Ｖ系に対応してリレースイッチＳ１がオンとされるのに応じては、商用交流電源ＡＣの負極ラインと、平滑コンデンサＣｉ1−Ｃｉ2の接続点とが接続された状態となる。このため、この場合は交流入力電圧ＶACが正の期間では、ブリッジ整流回路Ｄｉによる整流出力が、平滑コンデンサＣｉ1のみに充電される整流電流経路が形成される。一方、交流入力電圧ＶACが負の期間では、ブリッジ整流回路Ｄｉによる整流出力が、平滑コンデンサＣｉ2のみに充電される整流電流経路が形成される。
このようにして整流動作が行われる結果、ＡＣ１００Ｖ系に対応しては、平滑コンデンサＣｉ1，Ｃｉ2の各両端電圧として交流入力電圧ＶACの等倍に対応したレベルが生じることになる。従って、平滑コンデンサＣｉ1−Ｃｉ２の直列接続回路の両端電圧である整流平滑電圧Ｅｉとしては、交流入力電圧ＶACの２倍に対応するレベルが得られる。つまり、いわゆる倍電圧整流回路が形成されるものである。
【０１４８】
また、ＡＣ２００Ｖ系に対応し、上記のようにリレースイッチＳ１がオフとされるのに応じては、交流入力電圧ＶACが正／負となる各期間において共に、交流入力電圧ＶACをブリッジ整流回路Ｄｉにより整流して平滑コンデンサＣｉ1−Ｃｉ２の直列接続回路に整流電流を充電する経路が形成される。つまり、通常のブリッジ整流回路を備えた全波整流回路による整流動作が得られる。
従って、この場合は平滑コンデンサＣｉ1−Ｃｉ２の直列接続回路の両端電圧として、交流入力電圧ＶACの等倍に対応する整流平滑電圧Ｅｉが得られるようになる。
【０１４９】
このようにして、図３に示す回路においては、上記したようなリレーＲＬ、リレースイッチＳ１の動作により、商用交流電源ＡＣ１００Ｖ系の場合には、倍電圧整流動作により交流入力電圧ＶACの２倍に対応する整流平滑電圧Ｅｉが生成されるようになる。また、商用交流電源ＡＣ２００Ｖ系の場合には、例えば全波整流回路による等倍電圧整流動作によって、交流入力電圧ＶACの等倍に対応する整流平滑電圧Ｅｉが生成されるようになる。
つまり、商用交流電源ＡＣ１００Ｖ系の場合と、ＡＣ２００Ｖ系の場合とで、結果的に同等レベルの整流平滑電圧Ｅｉが得られるようにしており、これによって、ワイドレンジ対応としているものである。
これにより、本実施の形態のスイッチング電源回路では、ワイドレンジ対応とするにあたってのアクティブフィルタを不要としているものである。
【０１５０】
上記のように構成される第３の実施の形態としての電源回路における動作としては、以下のようになる。
先ず、図３に示す回路において、ＡＣ１００Ｖ系時、交流入力電圧ＶACが正の期間では、正極性の交流入力電流ＩACは、電圧帰還用トランスＶＦＴ−１の二次巻線ＮB1を介して第１の力率改善回路３Ａ内を流れる成分と、この二次巻線ＮB1と電圧帰還用トランスＶＦＴ−２の二次巻線ＮB2との接続点から分岐して第２の力率改善回路３Ｂを流れる成分とに分流する。
そして、上記のように第２の力率改善回路３Ｂ側に分流した成分は、電圧帰還用トランスＶＦＴ−２の二次巻線ＮB2を介して流れた後、上記第１の力率改善回路３Ａ内を流れる成分と合流し、この場合はブリッジ整流回路Ｄｉの高速リカバリ型ダイオードＤ1に流入する。
この際、上記もしたようにＡＣ１００Ｖ系に対応してはリレースイッチＳ１がオンとされることから、このように高速リカバリ型ダイオードＤ1を流れた電流は、平滑コンデンサＣｉ1に流れた後、リレースイッチＳ１（端子ｔ１→ｔ２）を介してフィルタコンデンサＣNに流入するようになる。
【０１５１】
また、この場合、交流入力電圧ＶACが負の期間では、上記のようにリレースイッチＳ１がオンとされていることから、負極性の交流入力電流ＩACの成分は、商用交流電源ＡＣの負極ライン側からリレースイッチＳ１を介して平滑コンデンサＣｉ2に流れるようになる。そして、このように平滑コンデンサＣｉ2を流れた電流は、ブリッジ整流回路Ｄｉの高速リカバリ型ダイオードＤ2を流れるようになる。
上記高速リカバリ型ダイオードＤ2を流れた電流は、電圧帰還用トランスＶＦＴ−１の二次巻線ＮB1を介して第１の力率改善回路３Ａ側を流れる成分と、電圧帰還用トランスＶＦＴ−２の二次巻線ＮB2を介して第２の力率改善回路３Ａ側を流れる成分とに分岐する。
そして、このように第１の力率改善回路３Ａ側と第２の力率改善回路３Ｂ側とで分岐した成分は、二次巻線ＮB1と二次巻線ＮB2との接続点において合流し、フィルタコンデンサＣNに流入するようになる。
【０１５２】
また、図３に示す回路において、ＡＣ２００Ｖ系時、交流入力電圧ＶACが負の期間では、正極性の交流入力電流ＩACは、この場合も電圧帰還用トランスＶＦＴ−１の二次巻線ＮB1を介して第１の力率改善回路３Ａ内を流れる成分と、この二次巻線ＮB1と電圧帰還用トランスＶＦＴ−２の二次巻線ＮB2との接続点から分岐して第２の力率改善回路３Ｂを流れる成分とに分流する。
そして、この場合も上記第２の力率改善回路３Ｂ内を流れた成分は、電圧帰還用トランスＶＦＴ−２の二次巻線ＮB2を介して流れた後、上記第１の力率改善回路３Ａ内を流れる成分と合流し、ブリッジ整流回路Ｄｉの高速リカバリ型ダイオードＤ1に流入する。
【０１５３】
この際、ＡＣ２００Ｖ系時に対応しては、リレースイッチＳ１がオフとされている。このため、この場合は上記ように高速リカバリ型ダイオードＤ1を流れた電流は、平滑コンデンサＣｉ1、平滑コンデンサＣｉ2に流れるようになる。
そして、このように平滑コンデンサ（Ｃｉ1、Ｃｉ2）に流れた電流は、ブリッジ整流回路Ｄｉの高速リカバリ型ダイオードＤ4に流れ、フィルタコンデンサＣNに流入することとなる。
【０１５４】
一方、交流入力電圧ＶACが負の期間では、負極性の交流入力電流ＩACの成分は、上記のようにリレースイッチＳ１がオフとされていることにより、ブリッジ整流回路Ｄｉの負極入力端子から流入して高速リカバリ型ダイオードＤ3を流れるようになる。そして、このダイオードＤ3を流れた電流は、平滑コンデンサ（Ｃｉ1、Ｃｉ2）に流れた後、一次側アースを介してブリッジ整流回路Ｄｉの高速リカバリ型ダイオードＤ2を流れる。
【０１５５】
上記高速リカバリ型ダイオードＤ2を流れた成分は、電圧帰還用トランスＶＦＴ−１の二次巻線ＮB1を介して第１の力率改善回路３Ａ側を流れる成分と、電圧帰還用トランスＶＦＴ−２の二次巻線ＮB2を介して第２の力率改善回路３Ａ側を流れる成分とに分岐する。
そして、この場合も上記第１の力率改善回路３Ａ側と第２の力率改善回路３Ｂ側とで分岐した成分は、二次巻線ＮB1と二次巻線ＮB2との接続点において合流し、フィルタコンデンサＣNに流入するようになる。
【０１５６】
このようにして図３に示した回路においても、第１の力率改善回路３Ａ、第２の力率改善回路３Ｂにより、第１コンバータ部ＣＶＴ１、第２コンバータ部ＣＶＴ２のそれぞれから帰還されるスイッチング出力が、ブリッジ整流回路Ｄｉを形成する高速リカバリ型ダイオードによって断続されるものとなる。
そして、これにより、この場合も交流入力電流ＩACの導通角が拡大されて力率改善が図られることになる。
【０１５７】
ここで、この図３に示す回路においても、各コンバータ部（ＣＶＴ１〜３）に備えられる絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ１として、その一端を２つのスイッチング素子によるスイッチング出力点に接続した上で、一次側共振電流と力率改善回路３内に流れる電流とが逆位相となるようにしている。
この場合、この図３に示した構成により一次巻線Ｎ１の一方の端部を一次側アースに接地したときの、図４（ｃ）に示した直流入力電圧Ｅｉのリップル成分ΔＥｉのピークレベルＰ−Ｐ１の値としては、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖの条件でＰ−Ｐ１＝１４．５Ｖ程度となる実験結果が得られている。
【０１５８】
これに対し、図３に示した構成による第３の実施の形態の回路における直流入力電圧Ｅｉのリップル成分ΔＥｉとしては、図４（ｄ）に示すそのピークレベルＰ−Ｐ２が、９．５Ｖとなる実験結果が得られている。
このようにしてリップル成分ΔＥｉのピークレベルＰ−Ｐを、上記のように９．５Ｖに低下させること可能となることにより、この図３に示した回路の構成によっては、平滑コンデンサＣｉとして、１５００μＦ／２００Ｖの耐圧品を使用することが可能となった。
【０１５９】
図８には、図３に示した第３の実施の形態としての電源回路の特性として、負荷電力Ｐｏ＝０〜６００Ｗの変動に対する力率ＰＦ、整流平滑電圧Ｅｉ、及び電力変換効率ηAC-DCの総合特性を示している。
なお、この図８の実験結果を得るのにあたり、倍電圧整流回路とした場合は、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖで一定の条件、全波整流動作とした場合は、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖで一定の条件としている。
【０１６０】
また、参考として、この図８に示す実験結果を得るにあたっての、図３に示した回路の各部の定数を示しておく。
・平滑コンデンサＣｉ1＝平滑コンデンサＣｉ2＝１５００μＦ／２００Ｖ
・第１コンバータ部ＣＶＴ１
絶縁コンバータトランスＰＩＴ−１：ＥＥＲ−４２のフェライトコア、ギャップ長ｇａｐ＝１．０ｍｍ
一次巻線Ｎ1＝２４Ｔ（ターン）
二次巻線Ｎ2：センタータップを分割位置として２５Ｔ＋２５Ｔ
一次側直列共振コンデンサＣ１＝０．０３３μＦ
・第２コンバータ部ＣＶＴ２
絶縁コンバータトランスＰＩＴ−２：ＥＥＲ−４０のフェライトコア、ギャップ長ｇａｐ＝１．０ｍｍ
一次巻線Ｎ1＝３５Ｔ（ターン）
二次巻線Ｎ2：センタータップを分割位置として１２Ｔ＋１２Ｔ
一次側直列共振コンデンサＣ１＝０．０２２μＦ
・第３コンバータ部ＣＶＴ３
絶縁コンバータトランスＰＩＴ−３：ＥＥＲ−２８のフェライトコア、ギャップ長ｇａｐ＝１．０ｍｍ
一次巻線Ｎ1＝１００Ｔ（ターン）
二次巻線Ｎ2：各巻線部２Ｔ×４＝８Ｔ
一次側直列共振コンデンサＣ１＝０．０１μＦ
・電圧帰還用トランスＶＦＴ−１：ＥＥ−２８のフェライトコア、ギャップ長ｇａｐ＝１．０ｍｍ、結合係数ｋ＝０．８
一次巻線ＮA1のインダクタンスＬA＝７０μＨ
二次巻線ＮB1のインダクタンスＬB＝４０μＨ
・電圧帰還用トランスＶＦＴ−２
一次巻線ＮA2のインダクタンスＬA＝８０μＨ
二次巻線ＮB2のインダクタンスＬB＝４０μＨ
【０１６１】
この図８に示すように、図３に示した回路では、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖの条件、負荷電力Ｐｏ＝２５Ｗ〜６００Ｗの範囲で力率ＰＦ＞０．７５となり、我が国（日本）における高調波歪規制を満足する結果が得られる。
また、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖの条件、負荷電力Ｐｏ＝３００Ｗ〜６００Ｗの範囲で力率ＰＦ＞０．７５となり、欧州における高調波歪規制を満足する結果が得られる。
この結果から、図３に示す電源回路においては、ＡＣ１００Ｖ系時とＡＣ２００Ｖ系時とで共に、電源高調波歪規制を満足する値が得られていることが分かる。
【０１６２】
また、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ、負荷電力Ｐｏ＝６００Ｗ時の電力変換効率ηAC→DCとしては、ηAC→DC＝９２．５％であり、これは、図１３に示したアクティブフィルタを備える回路による同条件下における値と比較して、およそ３．２％向上する。また、この際の入力電力Ｐｉｎとしては、図１３に示した回路よりも２３．３％低下する。
また、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ、負荷電力Ｐｏ＝６００Ｗ時の電力変換効率ηAC→DCとしては、ηAC→DC＝９４．５％であり、同条件における図１３に示した回路と比較して、およそ２．３％向上する。また、この際の入力電力Ｐｉｎとしては、図１３に示した回路よりも１６．２Ｗ低減するものとなる。
この結果より、図３に示す回路によっては、先に図１３に示した先行技術としてのアクティブフィルタを用いた回路と比較して、電力変換効率ηAC→DCの向上と、入力電力Ｐｉｎの低減が図られていることがわかる。
【０１６３】
なお、図３に示した回路における、第１コンバータ部ＣＶＴ１と第２コンバータ部ＣＶＴ２との各コンバータ部ごとの特性としては、以下のような結果が得られた。
先ず、第１コンバータ部ＣＶＴ１では、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ、負荷電力Ｐｏ＝３５０Ｗ時において、力率ＰＦ＝０．８５、電力変換効率ηAC→DC＝９３．４％となり、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ、負荷電力Ｐｏ＝３５０Ｗ時では、力率ＰＦ＝０．８０、電力変換効率ηAC→DC＝９５．１％となる。
また、第２コンバータ部ＣＶＴ２では、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ、負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗ時において、力率ＰＦ＝０．８５、電力変換効率ηAC→DC＝９２．４％となり、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ、負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗ時では、力率ＰＦ＝０．８１、電力変換効率ηAC→DC＝９３．０％となった。
【０１６４】
このような図３に示した電源回路についても、同等の負荷条件に対応する図１３の回路と比較すれば、力率改善のための回路構成としては、アクティブフィルタからより少ない部品点数の力率改善回路（３Ａ、３Ｂ）となる。また、ノイズ抑制のための各種部品も削減される。これにより、部品点数の削減による低コスト化及び電源回路の小型軽量化が図られることになる。
【０１６５】
そして、この図３に示す回路としても、アクティブフィルタ側と、その後段のスイッチングコンバータとの間で干渉することは無いから、一次側アース電位は安定する。
【０１６６】
また、この場合も、図３に示した回路と、同じ力率改善を図るための構成としてチョークインプット方式による構成を採る図１４、図１５に示した回路との比較では、図３の回路において用いられる力率改善のための電圧帰還用トランスＶＦＴの総重量は、パワーチョークコイルＰＣＨの総重量と比較して大幅に軽量とすることが可能できる。
これにより、この場合も同じ力率改善を図る構成として、図３の回路では図１４、図１５に示した回路と比較して大幅な回路の小型・軽量化が図られるものとなる。
【０１６７】
なお、本発明としては、これまでに説明した電源回路の構成に限定されるものではない。
例えばスイッチング素子としては、例えばＩＧＢＴ(Insulated Gate Bipolar Transistor)など、他励式に使用可能な素子であれば、ＭＯＳ−ＦＥＴ以外の素子が採用されて構わない。また、先に説明した各部品素子の定数なども、実際の条件等に応じて変更されて構わない。
また、本発明としては、自励式でハーフブリッジ結合方式による電流共振形コンバータを備えて構成することも可能とされる。この場合には、スイッチング素子として例えばバイポーラトランジスタを選定することができる。
さらには、例えば絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側において二次側直流出力電圧を生成するための回路構成としても、適宜変更されて構わない。
【０１６８】
また、力率改善回路３の構成としても、上記各実施の形態として示したもの以外に限定されるものではなく、これまでに本出願人が提案してきた各種の電圧帰還方式による回路構成として、倍電圧整流回路に適用可能なものを採用することも可能である。
【０１６９】
【発明の効果】
以上説明したようにして本発明は、力率改善機能を備えるワイドレンジ対応のスイッチング電源回路として、アクティブフィルタを備えない構成を採る。これにより、例えばアクティブフィルタによって力率改善を図る場合よりも電力変換効率が向上されるという効果を有している。
【０１７０】
また、本発明の電源回路としては、アクティブフィルタを構成するための多数の部品素子が不要となる。また、電源回路を構成する電流共振形コンバータ、及び力率改善回路はソフトスイッチング動作であり、スイッチングノイズが大幅に低減されるから、ノイズフィルタを強化する必要もなくなる。
このために、先行技術と比較しては、部品点数が大幅に削減されることになって、電源回路サイズの小型／軽量化を図ることが可能となる。また、それだけコストダウンが図られることにもなる。
【０１７１】
さらには、アクティブフィルタが省略されたことで、一次側アース電位の干渉が無くなるので、一次側アース電位も安定することとなって、信頼性が向上する。
【０１７２】
また、本発明の電源回路によれば、先行技術としてのチョークインプット方式により力率改善を図る構成と比較しても、大幅に回路重量を軽量化することが可能となり、これにより回路の小型化・コストダウンを図ることが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明における第１の実施の形態としてのスイッチング電源回路の構成例を示す回路図である。
【図２】本発明における第２の実施の形態としてのスイッチング電源回路の構成例を示す回路図である。
【図３】本発明における第３の実施の形態としてのスイッチング電源回路の構成例を示す回路図である。
【図４】実施の形態の電源回路における要部の動作を、商用交流電源周期により示す波形図である。
【図５】実施の形態の電源回路における力率改善回路内に備えられる電圧帰還用トランスの構造例を示す断面図である。
【図６】第１の実施の形態の電源回路についての、負荷変動に対する力率、整流平滑電圧レベル、電力変換効率の特性を示す図である。
【図７】第２の実施の形態の電源回路についての、負荷変動に対する力率、整流平滑電圧レベル、電力変換効率の特性を示す図である。
【図８】第３の実施の形態の電源回路についての、負荷変動に対する力率、整流平滑電圧レベル、電力変換効率の特性を示す図である。
【図９】アクティブフィルタの基本的回路構成を示す回路図である。
【図１０】図９に示すアクティブフィルタにおける動作を示す波形図である。
【図１１】アクティブフィルタのコントロール回路系の構成を示す回路図である。
【図１２】先行技術として、アクティブフィルタを実装した電源回路の構成例を示す回路図である。
【図１３】先行技術として、アクティブフィルタを実装した電源回路の構成例を示す回路図である。
【図１４】チョークインプット方式により力率改善を図る構成を例示する回路図である。
【図１５】チョークインプット方式により力率改善を図る構成を例示する回路図である。
【符号の説明】
１ 制御回路、２ コントロールＩＣ、３Ａ 第１の力率改善回路、３Ｂ 第２の力率改善回路、Ｄｉ ブリッジ整流回路、Ｃｉ1，Ｃｉ2 平滑コンデンサ、Ｑ1，Ｑ2 スイッチング素子、ＰＩＴ（ＰＩＴ−１〜３） 絶縁コンバータトランス、Ｃ1 一次側直列共振コンデンサ、Ｎ1 一次巻線、ＲＬ リレー、Ｓ１ リレースイッチ、ＣN フィルタコンデンサ、ＶＦＴ（ＶＦＴ−１〜３） 電圧帰還用トランス、ＮA（ＮA1〜ＮA2） 一次巻線、ＮB（ＮB1〜ＮB2） 二次巻線、ＬＦＴ ラインフィルタトランス、ＣL アクロスコンデンサ[0001]
TECHNICAL FIELD OF THE INVENTION
The present invention relates to a switching power supply circuit including a circuit for improving a power factor.
[0002]
[Prior art]
In recent years, with the development of switching elements capable of withstanding relatively large currents and voltages at high frequencies, most power supply circuits that rectify commercial power and obtain a desired DC voltage are switching-type power supply circuits. .
The switching power supply circuit is used as a power source for various electronic devices as a high-power DC-DC converter while increasing the switching frequency to reduce the size of a transformer and other devices.
[0003]
By the way, generally, when a commercial power supply is rectified, the current flowing through the smoothing circuit has a distorted waveform, and thus a problem arises in that the power factor indicating the power use efficiency is impaired.
In addition, there is a need for a countermeasure for suppressing harmonics generated due to a distorted current waveform.
[0004]
Therefore, as a power factor improving means for improving a power factor in a switching power supply circuit, there is known a method of providing a PWM control type boost converter in a rectifying circuit system and providing a so-called active filter that brings the power factor close to 1 (see FIG. See, for example, Patent Document 1.
[0005]
The circuit diagram of FIG. 9 shows the basic configuration of such an active filter. In this figure, a bridge rectifier circuit Di is connected to a commercial AC power supply AC. An output capacitor Cout is connected in parallel to the positive / negative line of the bridge rectifier circuit Di. By supplying the rectified output of the bridge rectifier circuit Di to the output capacitor Cout, a DC voltage Vout is obtained as a voltage across the output capacitor Cout. The DC voltage Vout is supplied as an input voltage to a load 10 such as a DC-DC converter at the subsequent stage.
[0006]
As shown in the figure, the configuration for improving the power factor includes an inductor L, a fast recovery type diode D, a resistor Ri, a switching element Q, and a multiplier 11.
The inductor L and the diode D are connected in series and inserted between the positive output terminal of the bridge rectifier circuit Di and the positive terminal of the output capacitor Cout.
The resistor Ri is inserted between the negative output terminal (primary ground) of the bridge rectifier circuit Di and the negative terminal of the output capacitor Cout.
In this case, a MOS-FET is selected as the switching element Q1, and is inserted between the connection point between the inductor L and the diode D and the primary side ground as shown in the figure.
[0007]
To the multiplier 11, a current detection line LI and a waveform input line Lw are connected as a feedforward circuit, and a voltage detection line LV is connected as a feedback circuit.
The multiplier 11 detects a rectified current level input from the current detection line LI and flowing to the negative output terminal of the bridge rectifier circuit Di.
In addition, a rectified voltage waveform at the positive output terminal of the bridge rectifier circuit Di, which is input from the waveform input line Lw, is detected. This means that the waveform of the commercial AC power supply AC (AC input voltage) is converted into an absolute value and detected.
Further, based on the DC voltage Vout of the output capacitor Cout input from the voltage detection line LV, a fluctuation difference of the DC input voltage is detected.
Then, a drive signal for driving the switching element Q is output from the multiplier 11.
[0008]
A rectified current flowing from the current detection line LI to the multiplier 11 is input to the negative output terminal of the bridge rectifier circuit Di. The multiplier 11 detects a rectified current level input from the current detection line LI. Further, based on the DC voltage Vout of the output capacitor Cout input from the voltage detection line LV, a fluctuation difference of the DC input voltage is detected. In addition, a rectified voltage waveform at the positive output terminal of the bridge rectifier circuit Di, which is input from the waveform input line Lw, is detected. This means that the waveform of the commercial AC power supply AC (AC input voltage) is converted into an absolute value and detected.
[0009]
First, the multiplier 11 multiplies the rectified current level detected from the current detection line LI as described above by the variation difference of the DC input voltage detected from the voltage detection line LV. Then, a current command value having the same waveform as the AC input voltage VAC is generated based on the multiplication result and the waveform of the AC input voltage detected from the waveform input line Lw.
[0010]
Further, the multiplier 11 in this case compares the current command value with the actual AC input current level (detected based on the input from the current detection line L1), and performs PWM control on the PWM signal according to the difference. To generate a drive signal based on the PWM signal. Then, the switching element Q is switched by the drive signal. As a result, the AC input current is controlled so as to have the same waveform as the AC input voltage, so that the power factor approaches 1 and the power factor is improved. Further, in this case, the current command value generated by the multiplier is controlled so that the amplitude changes in accordance with the fluctuation difference of the rectified smoothed voltage, so that the fluctuation of the rectified smoothed voltage is also suppressed. .
[0011]
FIG. 10A shows the input voltage Vin and the input current Iin input to the active filter circuit shown in FIG. The voltage Vin corresponds to a voltage waveform as a rectified output of the bridge rectifier circuit Di, and the current Iin corresponds to a current waveform as a rectified output of the bridge rectifier circuit Di. Here, the waveform of the current Iin has the same conduction angle as the rectified output voltage (voltage Vin) of the bridge rectifier circuit Di, which is the waveform of the AC input current flowing from the commercial AC power supply AC to the bridge rectifier circuit Di. Also shows that the conduction angle is the same as the current Iin. That is, a power factor close to 1 is obtained.
[0012]
FIG. 10B shows a change in the energy (power) Pchg input / output to / from the output capacitor Cout. The output capacitor Cout stores energy when the input voltage Vin is high, releases energy when the input voltage Vin is low, and maintains the flow of output power.
FIG. 10C shows the waveform of the charge / discharge current Ichg for the output capacitor Cout. The charge / discharge current Ichg flows in accordance with the operation of storing / discharging the energy Pchg in the output capacitor Cout, as can be seen from the fact that it has the same phase as the waveform of the input / output energy Pchg in FIG. It is a current.
[0013]
The charge / discharge current Ichg has a waveform substantially the same as the second harmonic of the AC line voltage (commercial AC power supply AC), different from the input current Vin. As shown in FIG. 10D, a ripple voltage Vd occurs in the second harmonic component of the AC line voltage due to the flow of energy between the AC line voltage and the output capacitor Cout. This ripple voltage Vd has a phase difference of 90 ° with respect to the charge / discharge current Ichg shown in FIG. The rating of the output capacitor Cout is determined in view of handling the second harmonic ripple current and the high frequency ripple current from the boost converter switch that modulates the current.
[0014]
FIG. 11 shows a configuration example of an active filter having a basic control circuit system based on the circuit configuration of FIG. The same parts as those in FIG. 9 are denoted by the same reference numerals, and description thereof will be omitted.
A switching pre-regulator 15 is provided between the positive output terminal of the bridge rectifier circuit Di and the positive terminal of the output capacitor Cout. The switching pre-regulator 15 is a portion formed by the switching element Q, the inductor L, the diode D, and the like in FIG.
[0015]
The control circuit system including the multiplier 11 further includes a voltage error amplifier 12, a divider 13, and a squarer 14.
In the voltage error amplifier 12, the DC voltage Vout of the output capacitor Cout is divided by a voltage dividing resistor Rvo-Rvd and is input to the non-inverting input of the operational amplifier 15. The reference voltage Vref is input to the inverting input of the operational amplifier 15. The operational amplifier 15 amplifies a voltage of a level corresponding to the error of the divided DC voltage Vout with respect to the reference voltage Vref by an amplification factor determined by the feedback resistor Rvl and the capacitor Cvl, and outputs the amplified voltage as the error output voltage Vvea. Output to
[0016]
The squarer 14 receives a so-called feedforward voltage Vff. The feedforward voltage Vff is an output (average input voltage) obtained by averaging the input voltage Vin by the averaging circuit 16 (Rf11, Rf12, Rf13, Cf11, Cf12). The squarer 14 squares the feedforward voltage Vff and outputs it to the divider 13.
[0017]
The divider 13 divides the error output voltage Vvea from the voltage error amplifier 12 by the square value of the average input voltage output from the squarer 14, and outputs a signal as a result of the division to the multiplier 11.
That is, the voltage loop includes a system of the squarer 14, the divider 13, and the multiplier 11. The error output voltage Vvea output from the voltage error amplifier 12 is divided by the square of the average input voltage (Vff) before being multiplied by the rectified input signal Ivac in the multiplier 11. With this circuit, the gain of the voltage loop is kept constant without changing as the square of the average input voltage (Vff). The average input voltage (Vff) has the function of open-loop correction sent forward in the voltage loop.
[0018]
The multiplier 11 receives the output obtained by dividing the error output voltage Vvea by the divider 11 and the rectified output (Iac) of the positive output terminal (rectified output line) of the bridge rectifier circuit Di via the resistor Rvac. Here, the rectified output is shown not as a voltage but as a current (Iac). The multiplier 11 multiplies these inputs to generate and output a current programming signal (multiplier output signal) Imo. This corresponds to the current command value described with reference to FIG. The output voltage Vout is controlled by varying the average amplitude of the current programming signal. That is, a level of the output voltage Vout is controlled by generating a PWM signal corresponding to a change in the average amplitude of the current programming signal and performing switching driving by a drive signal based on the PWM signal.
Thus, the current programming signal has an average amplitude waveform that controls the input and output voltages. Note that the active filter controls not only the output voltage Vout but also the input current Vin. And since the current loop in the feedforward circuit can be said to be programmed by the rectified line voltage, the input to the downstream converter (load 10) becomes resistive.
[0019]
FIG. 12 shows an example of the configuration of a power supply circuit in which a current resonance type converter is connected to the subsequent stage of the active filter based on the configuration shown in FIG. The power supply circuit shown in this figure is so-called wide-range compatible (world wide specification) compatible with AC input voltage (commercial AC power supply) of both AC 100 V system and AC 200 V system. In addition, a configuration capable of coping with a load power of 300 W or more is adopted. The current resonance type converter employs a separately excited half-bridge coupling system.
[0020]
In the power supply circuit shown in FIG. 12, two sets of line filter transformers LFT, LFT and three sets of cross capacitors CL are connected to a commercial AC power supply AC in the connection form shown, and a bridge rectifier is provided in the subsequent stage. The circuit Di is connected.
A rectification output line of the bridge rectification circuit Di is connected to a normal mode noise filter 4 formed by connecting one set of choke coil LN and two sets of filter capacitors (film capacitors) CN and CN as shown in the figure. Is done.
[0021]
The positive output terminal of the bridge rectifier circuit Di is connected to the positive terminal of the smoothing capacitor Ci via the series connection of the choke coil LN, the inductor Lpc of the power choke coil PCC, and the high-speed recovery type rectifier diode D10. This smoothing capacitor Ci corresponds to the output capacitor Cout in FIGS. The inductor Lpc and the diode D10 of the power choke coil PCC correspond to the inductor L and the diode D shown in FIG. 9, respectively.
Further, an RC snubber circuit including a capacitor Csn and a resistor Rsn is connected in parallel to the rectifier diode D10 in FIG.
[0022]
A set of switching elements including the switching elements Q11 and Q12 corresponds to the switching element Q10 in FIG. That is, in actually mounting the switching elements of the active filter, in this case, two switching elements Q11 and Q12 are formed as one set, and these switching elements Q11 and Q12 are respectively connected to the power choke coil Lpc and the high-speed switching element. It is inserted in parallel between the connection point of the recovery type rectifier diode D10 and the primary side ground (negative rectification output line).
[0023]
The reason why two switching elements are provided in this way is to ensure reliability.
That is, for example, under the condition that the AC input voltage VAC is 100 V or less, the drain current flowing through the switching element becomes extremely high as about 14 Ap in total. Therefore, by connecting two switching elements in parallel, the peak level of the drain current flowing through each switching element is suppressed.
In this case, a MOS-FET is selected for the switching elements Q11 and Q12. Gate-source resistors R52 and R54 are connected between the gates and sources of the switching elements Q11 and Q12, respectively.
[0024]
In this case, the active filter control circuit 20 controls the operation of the active filter for improving the power factor so that the power factor approaches 1, and is, for example, a single integrated circuit (IC).
In this case, the active filter control circuit 20 includes a multiplier, a divider, an error voltage amplifier, a PWM control circuit, and a drive circuit that outputs a drive signal for driving a switching element. Circuit parts corresponding to the multiplier 11, the error voltage amplifier 12, the divider 13, and the squarer 14 shown in FIG. ** are mounted in the active filter control circuit 20.
[0025]
In this case, the feedback circuit is formed such that the voltage value obtained by dividing the voltage (rectified smoothed voltage Ei) across the smoothing capacitor Ci by the voltage dividing resistors R55, R56 and R57 is input to the terminal T1 of the active filter control circuit 20. Is done.
[0026]
In the feedforward circuit, first, a rectified output is input to the terminal T3 via the resistor R58. This forms a corresponding feedforward circuit for the detection of the AC input voltage waveform and the averaging circuit.
Also, a rectified current level is input to a terminal T6 via a resistor R60 from a connection point between a negative output terminal of the bridge rectifier circuit Di and a resistor R61 inserted between the primary side ground. That is, a feedforward circuit is formed as a line corresponding to the current detection line LI in FIG.
[0027]
A rectified output of the positive electrode of the bridge rectifier circuit Di via the starting resistor Rs is input to the terminal T4 as a starting voltage. The active filter control circuit 20 is activated by the activation voltage input to the terminal T4 when the power is activated.
In the power choke coil PCC, a winding N5 which is transformer-coupled to the inductor Lpc is wound. The alternating voltage excited by the winding N5 is converted into a predetermined low-voltage DC voltage by a half-wave rectifier circuit including a diode D11 and a capacitor C11. The low-voltage DC voltage is also input to the terminal T4. I have. After being activated by the activation voltage, the active filter control circuit 20 operates by inputting this low-voltage DC voltage as a power supply.
The terminal T5 is connected to the primary side ground via the resistor R59.
[0028]
A drive signal for driving the switching element is output from the terminal T2. The terminal T2 is connected to a so-called totem pole circuit composed of transistors Q21 and Q21 and a Zener diode ZD. In this case, the totem pole circuit amplifies the drive signal to obtain the power required to drive the two switching elements Q11 and Q12 by one drive signal, and, as is well known, a MOS-FET The switching elements Q11 and Q12 are provided for stable high-speed switching.
The drive signal output from the totem pole circuit branches and is output to the gates of the switching elements Q11 and Q12 via the resistors R51 and R53, respectively.
In the switching element Q11, a gate voltage is generated across the gate-source resistor R52 in accordance with the drive signal applied as described above. The switching operation is performed by turning on when the gate voltage is equal to or higher than the threshold and turning off when the gate voltage is equal to or lower than the threshold.
Similarly, the switching element Q12 performs a switching operation at the same on / off timing as the switching element Q11 in response to the gate signal, which is the voltage across the gate-drain resistance R54, changing by a drive signal at or above a threshold value. Do.
[0029]
The switching drive of the switching elements Q11 and Q12 is performed by PWM so that the conduction angle of the rectified output current becomes substantially the same as the rectified output voltage waveform as described with reference to FIGS. This is performed by a drive signal based on control. The fact that the conduction angle of the rectified output current is substantially equal to the conduction angle of the rectified output voltage waveform means that the conduction angle of the AC input current flowing from the commercial AC power supply AC is substantially the same as the waveform of the AC input voltage VAC. Angle, and as a result, the power factor is controlled to be approximately 1. That is, the power factor is improved. In practice, the characteristic that the power factor PF is 0.99 to 0.98 is obtained.
[0030]
Further, depending on the active filter control circuit 20 shown in FIG. 12, the average value of the rectified and smoothed voltage Ei (corresponding to Vout in FIG. 11) = 375 V is converted to a constant voltage in the range of AC input voltage VAC = 85 V to 264 V. It works as well. That is, a DC input voltage stabilized at 375 V is supplied to the subsequent-stage current resonance type converter regardless of the fluctuation range of the AC input voltage VAC = 85 V to 264 V.
The range of the AC input voltage VAC = 85 V to 264 V continuously covers the commercial AC power supply AC 100 V system and the 200 V system. Therefore, the switching converter at the subsequent stage includes the commercial AC power supply AC 100 V system and the 200 V system. , The DC input voltage (Ei) stabilized at the same level is supplied. That is, the power supply circuit shown in FIG. 12 includes an active filter, and is also configured as a power supply circuit compatible with a wide range.
[0031]
As shown, the current resonance type converter at the subsequent stage of the active filter includes two switching elements Q1 and Q2. In this case, the switching element Q1 is on the high side, and the switching element Q2 is on the low side, and is half-bridge connected, and connected in parallel with the rectified smoothed voltage Ei (DC input voltage). That is, a current resonance type converter based on the half bridge coupling system is formed.
[0032]
In this case, the current resonance type converter is a separately excited type, and correspondingly, a MOS-FET is used as the switching elements Q1 and Q2. Clamp diodes DD1 and DD2 are connected in parallel to these switching elements Q1 and Q2, respectively, thereby forming a switching circuit. These clamp diodes DD1 and DD2 form a path through which a reverse current flows when the switching elements Q1 and Q2 are turned off.
The switching elements Q1 and Q2 are switched and driven by the drive circuit 21 at a required switching frequency at alternately on / off timings. Further, the drive circuit 21 variably controls the switching frequency according to the level of a secondary-side DC output voltage Eo described later, thereby stabilizing the secondary-side DC output voltage Eo.
[0033]
The insulating converter transformer PIT is provided for transmitting the switching output of the switching elements Q1, Q2 from the primary side to the secondary side.
One end of the primary winding N1 of the insulated converter transformer PIT is connected to a connection point (switching output point) of the switching elements Q1 and Q2, and the other end is connected to the primary side via a series resonance capacitor C1. Connected to earth. Here, the series resonance capacitor C1 forms a series resonance circuit by its own capacitance and the leakage inductance (L1) of the primary winding N1. This series resonance circuit causes a resonance operation when the switching outputs of the switching elements Q1 and Q2 are supplied, thereby making the operation of the switching circuit including the switching elements Q1 and Q2 a current resonance type.
[0034]
A secondary winding N2 is wound on the secondary side of the insulating converter transformer PIT.
In this case, the secondary winding N2 is provided with a center tap as shown in the drawing and connected to the secondary side ground, and then comprises rectifier diodes DO1, DO2 and a smoothing capacitor CO as shown. Connects both-wave rectifier circuit. As a result, a secondary side DC output voltage EO is obtained as a voltage across the smoothing capacitor CO. The secondary DC output voltage EO is supplied to a load (not shown), and is also branched and input as a detection voltage for the drive circuit 21. As described above, the drive circuit 21 changes the switching frequency based on the level of the input secondary-side DC output voltage EO so as to stabilize the secondary-side DC output voltage EO. The elements Q1 and Q2 are driven. That is, stabilization is performed by the switching frequency control method.
[0035]
FIG. 13 shows another example of the configuration of a power supply circuit in which a current resonance type converter is connected to the subsequent stage of the active filter based on the configuration shown in FIG.
The power supply circuit shown in this figure corresponds to an AC input voltage VAC = 85V to 288V. That is, the power supply circuit shown in this figure is also compatible with a so-called wide range, which corresponds to both AC 100 V and AC 200 V AC input voltages of the commercial AC power supply, similarly to the circuit shown in FIG. However, the load power that can be handled is set to 600 W or more. The current resonance type converter employs a separately excited half-bridge coupling system.
The power supply circuit shown in FIG. 13 corresponding to such a heavier load condition is mounted on, for example, a television receiver or a monitor device equipped with a plasma display panel.
The same parts as those in FIG. 12 are denoted by the same reference numerals, and here, differences from the power supply circuit in FIG. 12 will be mainly described.
[0036]
In this case, two sets of line filter transformers LFT, LFT and three sets of crossing capacitors CL are also connected to the commercial AC power supply AC line in the connection mode shown in the figure to form a line noise filter for common mode noise. I do.
[0037]
In the power supply circuit of FIG. 13, two sets of bridge rectification circuits Di1 and Di2 are provided as rectification circuits for rectifying the commercial AC power supply AC. The positive and negative input terminals of the bridge rectifier circuits Di1 and Di2 are commonly connected to the positive and negative lines of the commercial AC power supply AC. The positive output terminals of the bridge rectifier circuits Di1 and Di2 are connected to the negative output terminals. Thus, the commercial AC power supply AC is provided with a two-stage bridge rectifier circuit.
[0038]
In this case, the normal mode noise filter 4 includes one set of choke coil LN and three sets of filter capacitors (film capacitors) CN and CN between the positive output terminal and the negative output terminal of the bridge rectifier circuits Di1 and Di2. , CN connected as shown. That is, while the normal mode noise filter 4 in the power supply circuit of FIG. 12 includes two sets of filter capacitors (film capacitors) CN and CN, the normal mode noise filter 4 of FIG. It has been added to enhance the noise suppression effect. As described later, in the circuit shown in FIG. 13, the number of switching elements of the active filter is increased in order to cope with the condition of a heavier load. As a result, the amount of switching noise increases, but the increase in switching noise is eliminated by enhancing the noise suppression effect of the normal mode noise filter 4 as described above.
[0039]
In this case, the positive output terminals of the bridge rectifier circuits Di1 and Di2 are connected in series through the choke coil LN, the inductor Lpc1 of the power choke coil PCC-1, and the inductor Lpc2 of the power choke coil PCC-2. And connected to the anode connection point of the two high-speed recovery type rectifier diodes [D10 // D10] connected in parallel. The connection point of the cathode of the rectifier diode [D10 // D10] is connected to each positive terminal of the smoothing capacitors CiA and CiB.
As shown, the smoothing capacitors CiA and CiB are connected in parallel so that two capacitors constitute one set. As described above, the positive terminals of the smoothing capacitors CiA and CiB are connected to each of the bridge rectifier circuits Di1 and Di2 via a series connection of a rectifier diode [D10 // D10], an inductor Lpc2, an inductor Lpc1, and a choke coil LN. Connected to positive output terminal. Further, negative terminals of the smoothing capacitors CiA and CiB are connected to respective negative output terminals (primary side grounds) of the bridge rectifier circuits Di1 and Di2.
[0040]
The set of the smoothing capacitors [CiA // CiB] corresponds to the output capacitor Cout in FIGS. Therefore, in this case, a rectified smoothed voltage Ei is obtained as a voltage across the pair of the parallel-connected smoothing capacitors [CiA // CiB]. This rectified smoothed voltage Ei is supplied as a DC input voltage to each of the converter units 201, 202, and 203 at the subsequent stage.
The series connection of the inductors Lpc1 and Lpc2 of the power choke coils PCC-1 and PCC-2 corresponds to the inductor L shown in FIG. The diode [D10 // D10] corresponds to the diode D shown in FIG.
Further, an RC snubber circuit including a capacitor Csn and a resistor Rsn is connected in parallel to the parallel circuit of the diodes D10 // D10 in FIG.
[0041]
A set of switching elements including the switching elements Q11, Q12, and Q13 corresponds to the switching element Q in FIG. That is, in actually mounting the switching elements of the active filter, in this case, three switching elements Q11, Q12, and Q13 are set as one set, and these switching elements Q11, Q12, and Q13 are each connected to a power choke. It is inserted in parallel between the connection point of the coil Lpc2 and the fast recovery type rectifier diode [D10 // D10] and the primary side ground (negative rectification output line).
[0042]
The provision of the three switching elements in this manner is for ensuring reliability.
That is, in the case of a heavy load condition where the load power Po is about 600 W or more, for example, when the AC input voltage VAC is 100 V or less, the total drain current (switching current) flowing through the switching element becomes higher. Therefore, in this case, the peak level of the drain current flowing through each switching element is suppressed by connecting three switching elements in parallel.
In this case, MOS-FETs are selected as the switching elements Q11, Q12, and Q13. Gate-source resistors R52, R54 and R64 are connected between the gates and sources of the switching elements Q11, Q12 and Q13, respectively.
[0043]
Further, comparing the connection mode of the rectifier circuit described above with the power supply circuit of FIG. 12, in the circuit shown in FIG. 13, first, one set of power choke coils is added and two sets (PCC -1, PCC-2).
Also, as for the rectifier diode D10 of the high-speed recovery type, one additional rectifier diode D10 is provided, and these two rectifier diodes D10 are connected in parallel.
Further, one additional smoothing capacitor (CiA, CiB) for supplying the rectified smoothing voltage Ei is provided, and these smoothing capacitors are provided in parallel.
Such addition of components is also performed, for example, in response to an increase in current flowing through a circuit in response to an increase in the load power condition from 300 W or more to 600 W or more.
[0044]
The active filter control circuit 20 shown in FIG. 13 also controls the operation of the active filter so that the power factor approaches 1. In this case, for example, an IC similar to that shown in FIG. 12 is used.
The configuration of the peripheral circuit connected to each terminal (T1 to T6) of the active filter control circuit 20 is the same as that in FIG.
[0045]
In the circuit shown in FIG. 13, the switching of the switching elements Q11, Q12, Q13 by the active filter control circuit 20 causes the conduction of the AC input current flowing from the commercial AC power supply AC, as in the case of FIG. The angle is controlled so as to have substantially the same conduction angle as the waveform of the AC input voltage VAC, and as a result, the power factor approaches 1 to improve the power factor. In actuality, when the load power Po is 600 W, a characteristic is obtained in which the power factor PF is about 0.995.
[0046]
Further, the active filter shown in FIG. 13 is also configured so that the average value of the rectified smoothed voltage Ei (corresponding to Vout in FIG. 11) = 375 V is constant in the range of AC input voltage VAC = 85 V to 288 V. Operate. Therefore, a DC input voltage stabilized at 375 V is supplied to the subsequent-stage current resonance converter regardless of the fluctuation range of the AC input voltage VAC = 85 V to 264 V. That is, the power supply circuit shown in FIG. 13 also has an active filter, and thus can support a wide range.
[0047]
In the power supply circuit shown in this figure, in order to cope with the heavy load condition (load power of 600 W or more) as described above, a plurality of smoothing capacitors [CiA // CiB] are used as DC power supply voltages as operating power supplies. Current resonant converters are provided in parallel. In this figure, three current resonance type converters of a first converter unit 201, a second converter unit 202, and a third converter unit 203 are provided, and each of them is a secondary-side DC output voltage EO1 stabilized to a predetermined level. , EO2 and EO3 can be output.
[0048]
For example, the configuration of the first converter section 201 includes two switching elements Q1 and Q2 as shown in the figure. In this case, the switching element Q1 is on the high side, and the switching element Q2 is on the low side, and is half-bridge connected, and connected in parallel with the rectified smoothed voltage Ei (DC input voltage). That is, a current resonance type converter based on the half bridge coupling system is formed.
[0049]
In this case, the current resonance type converter is a separately excited type, and correspondingly, a MOS-FET is used as the switching elements Q1 and Q2. Clamp diodes DD1 and DD2 are connected in parallel to these switching elements Q1 and Q2, respectively, thereby forming a switching circuit. These clamp diodes DD1 and DD2 form a path through which a reverse current flows when the switching elements Q1 and Q2 are turned off.
Gate-source resistors RG1 and RG2 are inserted between the gates and sources of the switching elements Q1 and Q2, respectively.
[0050]
The control IC 2 includes an oscillation circuit, a control circuit, a protection circuit, and the like for driving the current resonance type converter by separately-excited driving, and is a general-purpose analog IC (Integrated Circuit) having a bipolar transistor therein. It is said.
The control IC 2 operates with a DC voltage input to a power input terminal Vcc.
[0051]
The control IC 2 has two drive signal output terminals VGH and VGL as terminals for outputting a drive signal (gate voltage) to the switching element.
The drive signal output terminal VGH outputs a drive signal for switching driving of the high-side switching element, and the drive signal output terminal VGL outputs a drive signal for switching driving of the low-side switching element.
In this case, the drive signal output terminal VGH is connected to the gate of the high-side switching element Q1. The drive signal output terminal VGL is connected to the gate of the low-side switching element Q2.
As a result, the high-side drive signal output from the drive signal output terminal VGH is applied to the gate of the switching element Q1, and the low-side drive signal output from the drive signal output terminal VGL is applied to the switching element Q2. Will be applied to the gates.
[0052]
Although not shown in this figure, a set of bootstrap circuits is connected to the terminal Vs of the control IC 2 as an external circuit. The high-side drive signal output from the drive signal output terminal VGH by the bootstrap circuit is level-shifted to a level at which the switching element Q1 can be properly driven.
[0053]
In the control IC 2, an oscillation signal of a required frequency is generated by an internal oscillation circuit. Then, the control IC 2 generates a high-side drive signal and a low-side drive signal using the oscillation signal generated by the oscillation circuit. Here, the high-side drive signal and the low-side drive signal are generated so as to have a 180 ° phase difference with each other. The drive signal for the high side is output from the drive signal output terminal VGH, and the drive signal for the low side is output from the drive signal output terminal VGL.
[0054]
By applying such a high-side drive signal and a low-side drive signal to the switching elements Q1 and Q2, respectively, the switching elements Q1 and Q2 are switched according to the period in which the drive signal is at the H level. When the gate voltage of Q2 becomes equal to or higher than the gate threshold, the transistor is turned on. Further, during a period when the drive signal is at the L level, the gate voltage is equal to or lower than the gate threshold and the device is turned off. As a result, the switching elements Q1 and Q2 are switched and driven at a required switching frequency at the timing of being alternately turned on / off.
[0055]
The insulating converter transformer PIT-1 is provided for transmitting the switching output of the switching elements Q1, Q2 from the primary side to the secondary side.
One end of the primary winding N1 of the insulated converter transformer PIT-1 is connected to the connection point (switching output point) of the switching elements Q1 and Q2 via the primary side series resonance capacitor C1, and the other end. Is connected to the primary side ground. Here, the series resonance capacitor C1 forms a primary side series resonance circuit by its own capacitance and the leakage inductance (L1) of the primary winding N1. The primary-side series resonance circuit generates a resonance operation when the switching outputs of the switching elements Q1 and Q2 are supplied, thereby making the operation of the switching circuit including the switching elements Q1 and Q2 a current resonance type.
[0056]
A secondary winding N2 is wound on the secondary side of the insulation converter transformer PIT-1.
In this case, the secondary winding N2 is provided with a center tap as shown in the figure and connected to the secondary side ground. Then, a double-wave rectifier circuit including rectifier diodes DO1 and DO2 and a smoothing capacitor CO1 is provided. Connected. As a result, a secondary side DC output voltage EO1 is obtained as a voltage across the smoothing capacitor CO1. The secondary side DC output voltage EO1 is supplied to a load (not shown), and is also branched and input as a detection voltage for the control circuit 1.
In the control circuit 1, a voltage or current whose level is varied according to the level of the input secondary-side DC output voltage EO1 is supplied to the control input terminal Vc of the control IC 2 as a control output. The control IC 2 varies the frequency of the drive signal to be output from the drive signal output terminals VGH and VGL, for example, by varying the frequency of the oscillation signal according to the control output input to the control input terminal Vc. As a result, the switching frequency of the switching elements Q1 and Q2 is variably controlled. By varying the switching frequency in this manner, the level of the secondary side DC output voltage E01 becomes constant. Is controlled. That is, stabilization by the switching frequency control method is performed.
[0057]
The second converter section 202 includes switching elements Q3 and Q4, clamp diodes DD3 and DD4, gate-source resistors RG3 and RG4, a control IC 2 and an insulating converter transformer PIT-2 (primary winding N1 and It includes a secondary winding N2), a primary side series resonance capacitor C1, rectifier diodes DO3 and D04, and a smoothing capacitor CO2, and adopts a configuration similar to that of the first converter section 201.
[0058]
Further, the third converter unit 203 is also provided with switching elements Q5 and Q6, clamp diodes DD5 and DD6, gate-source resistors RG5 and RG6, a control IC 2 and an insulation converter transformer PIT-3 (primary winding N1, It has a secondary winding N2) and a primary-side series resonance capacitor C1, and adopts a primary-side configuration with a connection mode similar to that of the first converter unit 201.
However, on the secondary side of the insulating converter transformer PIT-3 of the third converter section 203, the rectifier diodes D05, D06, D07, D08 and the smoothing capacitors C03, C04 are connected to the secondary winding N2 as shown in the figure. Are connected, two sets of double-wave rectifier circuits, that is, a double-wave rectifier circuit including rectifier diodes DO5 and D06 and a smoothing capacitor CO3, and a double-wave rectifier circuit including rectifier diodes DO7 and D08 and a smoothing capacitor CO4, are provided. Will be formed.
The secondary-side DC output voltage EO3 is generated by the double-wave rectifier circuit including the rectifier diodes DO5 and D06 and the smoothing capacitor CO3. The dual-wave rectifier circuit composed of the rectifier diodes D07 and D08 and the smoothing capacitor C04 generates a secondary DC output voltage E04 having a lower voltage level than the secondary DC output voltage E03.
[0059]
Here, the load power corresponding to the secondary DC output voltage EO1 of the first converter unit 201 is 300 W, the load power corresponding to the secondary DC output voltage EO2 of the second converter unit 202 is 200 W, and the third converter unit 203 The load power corresponding to the secondary-side DC output voltages EO3 and E04 is 100 W, and thus, it is possible to cope with the load power Po = 600 W or more comprehensively.
[0060]
As can be understood from the above description, the power supply circuit shown in FIGS. 12 and 13 as the prior art is configured by mounting the conventionally known active filter shown in FIGS. 9 and 11. . By adopting such a configuration, the power factor is improved. The power supply circuits shown in FIG. 12 and FIG. 13 are so-called wide-range compatible, which operate on a commercial AC power supply of 100 V AC and 200 V AC under conditions of a load power of 300 W or more and a load power of 600 W or more, respectively.
[0061]
However, the power supply circuit having the configuration shown in FIGS. 12 and 13 has the following problem.
First, looking at the power supply circuit shown in FIG. 12, the power conversion efficiency is, as shown in the figure, the AC-DC power conversion efficiency (ηAC → DC) corresponding to the active filter in the preceding stage and the current resonance efficiency in the latter stage. And the DC-DC power conversion efficiency (ηDC → DC) of the DC-DC converter.
Then, under the condition of AC input voltage VAC = 100 V corresponding to the AC 100 V system, ηAC → DC = 94%, ηDC → DC = 96%, and the total efficiency is 90.2%. On the other hand, under the condition of AC input voltage VAC = 240 V corresponding to the AC 200 V system, ηAC → DC = 97%, ηDC → DC = 96%, and the overall efficiency is 93.1%. In other words, when the AC input voltage VAC is 100 V when the AC input voltage VAC is 240 V, the power conversion efficiency on the active filter circuit side is reduced, and the overall efficiency is reduced.
[0062]
The above-mentioned problem of a reduction in power conversion efficiency is the same in the power supply circuit shown in FIG.
Also in the power supply circuit shown in FIG. 13, the power conversion efficiency includes the AC-DC power conversion efficiency (ηAC → DC) corresponding to the active filter in the preceding stage and the current resonance type converter (first, second, and third) in the subsequent stage. The DC-DC power conversion efficiency (ηDC → DC) of the converter units 201, 202, and 203) is integrated.
The DC-DC power conversion efficiency (ηDC → DC) in the first, second, and third converter units 201, 202, and 203 is about 96%.
Under the condition of load power Po = 600 W, the AC-DC power conversion efficiency (ηAC → DC) of the active filter is 94% when the AC input voltage VAC = 100 V, and 94% when the AC input voltage VAC = 230 W. 97%.
Therefore, as for the total power conversion efficiency, when the AC input voltage VAC = 100 V,
94% x 96% = 90.2%
It becomes. When the AC input voltage VAC is 230 V,
97% x 96% = 93.1%
It becomes.
The AC input power is 665.2 W when the AC input voltage VAC is 100 V, and 644.5 W when the AC input power is 230 V.
That is, also in the power supply circuit shown in FIG. 13, when the AC input voltage VAC is 100 V (AC 200 V system), the power conversion efficiency on the active filter circuit side is reduced when the AC input voltage VAC is 230 V (AC 100 V system). Therefore, the overall efficiency is reduced.
[0063]
In the circuits shown in FIGS. 12 and 13, the AC-DC power conversion efficiency (ηAC → DC) in the active filter is, for example, AC input voltage VAC = 100 V so that the characteristics of the power conversion efficiency do not fall below. It must be designed to be maintained at 94% to 97% in the range of ~ 230V (or 240V).
In the case of the active filter shown in FIG. 12, the switching elements Q11 and Q12 and the fast recovery type rectifier diode D10 perform a switching operation. Further, in the active filter shown in FIG. 13, the parallel operation of the switching elements Q11, Q12, Q13 and the high-speed recovery type rectifier diode D10 // D10 performs the switching operation.
Since these switching operations are based on dv / di and di / dt, and are hard switching operations, the level of noise generation is extremely large, so that relatively heavy noise suppression measures are required.
[0064]
From this necessity, first, taking the active filter of the power supply circuit shown in FIG. 12 as an example, for a semiconductor element for switching, two sets of switching elements Q11 and Q12 are connected in parallel, and the drain flowing through the switching element is connected. It is necessary to suppress the peak level of the current (switching output current) to ensure reliability.
However, on the other hand, the active filter control circuit 20 as a general-purpose IC has only one terminal T2 as an output terminal of a drive signal. For this purpose, it is necessary to branch the drive signal output from the active filter control circuit 20 and apply it to each of the switching elements Q11 and Q12. However, if the power is insufficient, the switching elements are driven with high reliability. Is difficult. Therefore, as shown in FIG. 12, a totem pole circuit including the transistors Q21 and Q22 is required, but this also increases the number of components.
[0065]
Further, in the circuit shown in FIG. 12, a line noise filter including two sets of line filter transformers LFT and three sets of cross capacitors is formed for the line of the commercial AC power supply AC. That is, two or more stages of line noise filters are required.
A normal mode noise filter 4 including one set of choke coil LN and two sets of filter capacitors CN, CN is provided for the rectified output line. Further, an RC snubber circuit is provided for the parallel circuit of the high-speed recovery type diode D10 for rectification.
In this way, an actual circuit requires noise countermeasures with a very large number of components, which leads to an increase in cost and an increase in the mounting area of the power supply circuit board.
[0066]
Then, in the active filter of the power supply circuit shown in FIG. 13, the amount of current flowing through the circuit further increases in order to cope with the condition of a heavy load as compared with the power supply circuit of FIG. For this reason, the number of semiconductor elements for switching increases to three sets (switching elements Q11, Q12, Q13). Further, the number of the fast recovery type rectifier diodes D10 needs to be increased to two.
The elements forming the normal mode noise filter 4 are one set of choke coil LN and three sets of filter capacitors CN. Here, the film capacitor as the filter capacitor CN is increased by one.
Further, in the case of coping with a heavy load as in the circuit of FIG. 13, the resistor Rsn forming the RC snubber circuit employs a cement resistor or the like and becomes large.
Thus, in the circuit shown in FIG. 13, in order to cope with the condition of heavy load, the cost is increased and the mounting area of the power supply circuit board is further increased.
[0067]
Further, in the configuration of the power supply circuit shown in FIGS. 12 and 13, the switching frequency of the switching elements Q11, Q12, and Q13 operated by the active filter control circuit 20 as a general-purpose IC is 50 KHz, while The switching frequency of the resonant converter is in the range of 70 KHz to 150 KHz. As a result, there is also a problem that the primary side ground potentials interfere with each other and the operation as a power supply circuit tends to be unstable.
[0068]
Therefore, as a technique for solving the above-described problems, conventionally, a power choke coil is inserted in series with a commercial AC power supply line to expand a conduction angle of an AC input current and improve a power factor. There is known a so-called choke input system configured as described above (for example, see Patent Document 2).
FIGS. 14 and 15 show only the configuration of a rectifying and smoothing circuit when the circuit shown in FIG. 13 is used as a basic configuration as a configuration for improving the power factor by such a choke input method.
First, among the configuration examples shown in these figures, the one shown in FIG. 14 is a configuration of a rectifying / smoothing circuit corresponding to an AC 100 V system, and a voltage doubler rectifier that generates a DC input voltage Ei almost twice as large as the commercial AC power supply AC. The operation is performed. FIG. 15 shows a configuration of a rectifying / smoothing circuit corresponding to the AC 200 V system. The rectifying / smoothing circuit generates a DC input voltage Ei substantially equal to the commercial AC power supply AC and performs a normal rectifying operation. I have.
Since the circuits shown in FIGS. 14 and 15 are configured as rectifying and smoothing circuits when the circuit shown in FIG. 13 is used as a basic configuration as described above, the circuits corresponding to the load power Po = 600 W or more. It has been.
[0069]
In these figures, the configuration corresponding to the AC 100 V system and the 200 V system is separately shown, but for convenience of explanation, the configuration for switching between the AC 100 V system and the 200 V system is omitted. It depends. In other words, if the configuration shown in FIGS. 14 and 15 is switched between the AC 100 V system and the 200 V system, a power supply circuit that supports a wide range by the choke input method can be realized.
[0070]
First, in FIG. 14, the commercial AC power supply AC in this case is provided with a common mode noise filter formed by connecting a common mode choke coil CMC and two cross capacitors CL in a connection form as shown in the figure. Can be With this common mode noise filter, for example, noise transmitted from the switching converter side to the commercial AC power supply AC is suppressed.
[0071]
In this case, similarly to the circuit shown in FIG. 13, two bridge rectifier circuits Di1 and Di2 are provided, and these two bridge rectifier circuits Di (1, 2) are connected to the line of the commercial AC power supply AC. Are connected in parallel as shown.
In this case, four smoothing capacitors Ci1a, Ci2a, Ci1b, and Ci2b are provided in order to perform the voltage doubling rectification operation as described above.
These four smoothing capacitors form a series connection circuit of [Ci1a-Ci2a] and a series connection circuit of [Ci1b-Ci2b] as shown in the figure, and these series connection circuits form a bridge rectifier circuit Di1 as shown in the figure. , Di2 between the positive output terminal and the primary side ground.
The connection point between the smoothing capacitors Ci1a and Ci2a is connected to the connection point between the smoothing capacitors Ci1b and Ci2b, and the connection point between the smoothing capacitors Ci1a and Ci2a is connected to the negative electrode of the commercial AC power supply AC. Connected on line.
With such a connection configuration, the outputs of the bridge rectifier circuits Di1 and Di2 are charged to the smoothing capacitors Ci1a and Ci1b while the commercial AC power supply AC is positive, and the commercial AC power supply AC is negative. During the period, the smoothing capacitors Ci2a and Ci2b are charged.
With such a configuration, as a result, a rectified smoothed voltage (DC output voltage) Ei approximately twice as high as the level of the commercial AC power supply AC is obtained.
[0072]
In the circuit shown in FIG. 14, as a configuration for improving the power factor, a power choke coil PCH-1 is inserted in series with the line of the commercial AC power supply AC. In this case, three power choke coils PCH-1 are provided, one of which is inserted into the positive line of the commercial AC power supply AC as shown. The other two are inserted into the negative line of the commercial AC power supply AC.
In this way, by inserting the power choke coil PCH-1 into the line of the commercial AC power supply AC, as is well known, the action of the inductance Lpch of the power choke coil PCH-1 allows the power AC choke coil PCH-1 to operate from the commercial AC power supply AC. The harmonics of the AC input current flowing into the rectifier diode forming the bridge rectifier circuit Di (1, 2) are suppressed. That is, the conduction angle of the AC input current IAC is expanded, and the power factor is improved.
[0073]
Subsequently, also in the rectifying and smoothing circuit shown in FIG. 15, two bridge rectifying circuits Di1 and Di2 are inserted into the line of the commercial AC power supply AC in a connection form as shown in the figure.
In this case, two smoothing capacitors Ci1a and Ci1b are provided by a connection configuration as shown in the figure to generate a rectified smoothed voltage (DC input voltage) Ei that is the same as the level of the commercial AC power supply AC. I have to. That is, a parallel connection circuit of [smoothing capacitor Ci1a // smoothing capacitor Ci1b] is inserted between the positive output terminals of the bridge rectifier circuits Di1 and Di2 and the primary side ground.
Thus, the smoothing capacitors Ci1a and Ci1b are charged only during the positive period of the commercial AC power supply AC, and the DC input voltage Ei substantially equal to the level of the commercial AC power supply AC is obtained. It is what you are doing.
[0074]
In this case, two power choke coils PCH-1 and PCH-2 are inserted into the line of the commercial AC power supply AC as shown in the figure. Thus, also in this case, by the action of the inductance Lpch of the power choke coils PCH-1 and PCH-2, the harmonics of the AC input current flowing from the commercial AC power supply AC to the rectifier diode of the bridge rectifier circuit Di (1, 2). Waves are suppressed and the power factor is improved.
[0075]
Thus, according to the configurations shown in FIGS. 14 and 15, the power factor can be improved with a smaller number of components than in the case where the active filter shown in FIG. 13 is provided earlier.
[0076]
[Patent Document 1]
JP-A-6-327246 (FIG. 11)
[Patent Document 2]
JP-A-7-263262 (FIG. 19)
[0077]
[Problems to be solved by the invention]
However, in the circuits shown in FIGS. 14 and 15, the power choke coil PCH is large and heavy among the components constituting the power supply circuit. Have the problem that
[0078]
Further, as the power choke coil PCH in the circuits shown in FIGS. 14 and 15, it is necessary to set an inductance value sufficient to improve the power factor in this case, for example, about 10.0 mH.
This is because the circuits shown in FIGS. 14 and 15 correspond to a load power of 600 W or more, and accordingly, the value of the inductance to be set increases.
[0079]
Further, as such a power choke coil PCH, the weight per unit that can be actually mounted on a printed circuit board is limited to about 250 g.
With the condition that the inductance value is maintained as described above by limiting the mounting weight of the substrate per one power choke coil PCH in this way, at least three power chokes in the case of FIG. It is necessary to mount the coil PCH separately. Similarly, in the case of FIG. 15, it is necessary to separately mount at least two power choke coils PCH.
Therefore, depending on the configuration shown in FIGS. 14 and 15, it is necessary to mount a plurality of power choke coils PCH in order to cope with the above-described load power of 600 W or more, thereby reducing the circuit weight. And the circuit becomes larger.
In addition, the need to mount a plurality of power choke coils PCH as described above causes an increase in power loss due to the power choke coil PCH.
[0080]
Due to such a power loss of the power choke coil PCH and the accompanying decrease in the level of the DC input voltage Ei, the power conversion efficiency ηAC-DC is only about 90% in the circuit shown in FIG.
Also in the circuit shown in FIG. 15, similarly, the power conversion efficiency ηAC-DC is limited to about 91% due to the above-described power loss of the power choke coil PCH and the accompanying decrease in the level of the DC input voltage Ei. I will.
[0081]
[Means for Solving the Problems]
In view of the above problems, the present invention is configured as a switching power supply circuit as follows.
That is, a rectifying / smoothing means for generating a rectified / smoothed voltage of a required level corresponding to the level of the input commercial AC power supply, a switching converter for operating by inputting the rectified / smoothed voltage as a DC input voltage, Power factor improving means for
And as the switching converter section,
The rectified and smoothed voltage is input as a DC input voltage to perform a switching operation, a high-side switching element, a switching means formed by half-bridge coupling a low-side switching element, and each of the switching elements Switching driving means for performing switching driving.
A primary winding to which a switching output obtained by the switching operation of the switching means is supplied, and a secondary winding to which an alternating voltage as a switching output obtained in the primary winding is excited. An insulating converter transformer is provided.
Further, at least a leakage inductance component of a primary winding of the insulating converter transformer and a capacitance of a primary-side series resonance capacitor connected in series to the primary winding make the operation of the switching means a current resonance type. And a primary series resonance circuit having one end connected to a positive line of a rectified and smoothed voltage generated by the rectifying and smoothing means and the other end connected to a switching output point of the switching means.
A DC output voltage generating means configured to generate a secondary DC output voltage by inputting an alternating voltage obtained to a secondary winding of the insulating converter transformer and performing a rectification operation; A constant voltage configured to perform constant voltage control on the secondary DC output voltage by controlling the switching driving means in accordance with the level of the secondary DC output voltage to vary the switching frequency of the switching means. Control means.
Then, as the power factor improvement circuit,
A primary winding connected so as to be included in the series resonance circuit, to which a switching output by the switching means is input, and a secondary winding to be excited with an alternating voltage according to the switching output obtained in the primary winding. And a switching diode provided in the rectifying / smoothing means using an alternating voltage excited in a secondary winding of the voltage feedback transformer. Thus, a power factor improving circuit configured to intermittently commutate the rectified current component and improve the power factor is provided.
[0082]
According to the above configuration, the switching power supply circuit of the present invention performs voltage feedback of the switching output transmitted by the voltage feedback transformer to the rectified current path to interrupt the rectified current, thereby increasing the conduction angle of the AC input current. Then, a configuration for improving the power factor is adopted.
This eliminates the need to provide an active filter for stabilizing the DC input voltage to the switching converter, for example, in forming a power supply circuit including a power factor correction circuit.
In addition, since the power factor can be improved by such a configuration, it is not necessary to provide a power choke coil used in the choke input method, and as a result, the circuit weight can be significantly reduced. It becomes.
[0083]
BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION
<First embodiment>
FIG. 1 shows a configuration of a switching power supply circuit according to a first embodiment of the present invention.
The power supply circuit shown in this figure is configured to be able to cope with a load power Po = 600 W or more, similarly to the circuit shown in FIG. 13 as the prior art. The power supply circuit shown in FIG. 1 is mounted on, for example, a television receiver or a monitor device equipped with a plasma display panel which is required to cope with relatively heavy load conditions.
The circuit shown in FIG. 1 operates as a commercial AC power supply corresponding to only the AC = 100 V system, and generates a rectified smoothed voltage Ei having a level approximately twice the level of the AC input voltage VAC. It is configured as follows.
[0084]
In the power supply circuit shown in FIG. 1, first, a line noise filter including a set of an across capacitor CL and a line filter transformer LFT is connected to a line of a commercial AC power supply AC. That is, in this case, only one line noise filter is provided.
In the line of the commercial AC power supply AC, a set of filter capacitors CN is connected in parallel to the subsequent stage of the line noise filter. The filter capacitor CN is for suppressing normal mode noise generated on a rectified output line of the bridge rectifier circuit Di described below.
[0085]
In this case, a rectifying circuit system that generates a rectified smoothed voltage Ei (DC input voltage) from a commercial AC power supply includes a bridge rectifying circuit Di and two smoothing capacitors Ci1 and Ci2. The smoothing capacitors Ci1 and Ci2 have the same capacitance.
As shown in the figure, the positive input terminal of the bridge rectifier circuit Di is connected to a secondary winding of a voltage feedback transformer VFT-1 provided in each of the first power factor correction circuit 3A and the second power factor correction circuit 3B. It is connected to the positive line of the commercial AC power supply AC via the line NB1 and the secondary winding NB2 of the voltage feedback transformer VFT-2. The negative input terminal is grounded to the primary side ground.
The positive output terminal of the bridge rectifier circuit Di is connected to the positive electrode terminal on the side of the smoothing capacitor Ci1, and the negative output terminal is connected to the positive input terminal of the bridge rectifier circuit Di as shown.
In the embodiment, the operation of the power factor improvement circuit 3 (the first power factor improvement circuit 3A and the second power factor improvement circuit 3B) is performed by performing switching in accordance with a switching cycle. It is assumed that a high-speed recovery type diode is selected as each of the diodes (D1, D2, D3, and D4) forming the bridge rectifier circuit Di.
[0086]
As shown, the smoothing capacitors Ci1 and Ci2 are connected in series such that the positive terminal of the smoothing capacitor Ci1 and the negative terminal of the smoothing capacitor Ci2 are connected. The positive terminal of the smoothing capacitor Ci1 is connected to the positive output terminal of the bridge rectifier circuit Di as described above. The negative terminal of the smoothing capacitor Ci2 is connected to the primary side ground.
The rectified smoothed voltage Ei (DC input voltage) is obtained as a voltage across a series connection circuit of these smoothing capacitors Ci1 to Ci2.
In this case, the connection point between the smoothing capacitor Ci1 and the smoothing capacitor Ci2 is connected to one end of each of the above-described pair of filter capacitors CN, thereby being connected to the negative electrode line side of the commercial AC power supply AC. .
[0087]
Here, in the power supply circuit shown in this figure, in order to cope with the above-described heavy load condition (load power of 600 W or more), the smoothing capacitor [Ci1-Ci2] is used as a DC input voltage as an operating power supply. Are provided in parallel.
That is, as shown in the figure, three current resonance type converters of a first converter section CVT1, a second converter section CVT2, and a third converter section CVT3 are provided, and each of the secondary-side DC outputs is stabilized at a predetermined level. Voltages EO1, EO2, EO3, and EO4 are output.
[0088]
First, the first converter section CVT1 includes switching elements Q1, Q2, clamp diodes DD1, DD2, control IC2, primary side series resonance capacitor C1, insulating converter transformer PIT-1 (primary winding N1, secondary winding A winding N2), rectifier diodes D01 and D02, a smoothing capacitor C01, and a control circuit 1 are provided.
[0089]
The switching elements Q1 and Q2 perform a switching operation by receiving a rectified and smoothed voltage Ei generated by the operation of the rectifying and smoothing circuit.
In this case, MOS-FETs are selected as the switching elements Q1 and Q2, and these switching elements Q1 (high side) and the switching element Q2 (low side) are half-bridge-coupled.
Clamp diodes DD1 and DD2 are connected in parallel between the drain and source of these switching elements Q1 and Q2 in the direction shown.
[0090]
The control IC 2 includes an oscillating circuit, a control circuit, a protection circuit, and the like for driving the switching elements Q1 and Q2 by separately-excited driving, and is a general-purpose analog IC having a bipolar transistor therein. Integrated Circuit).
[0091]
In the control IC 2, an oscillation signal of a required frequency is generated by an internal oscillation circuit. The oscillation circuit varies the frequency of the oscillation signal according to the level of the control output input from the control circuit 1 as described later.
Then, the control IC 2 generates a high-side drive signal and a low-side drive signal using the oscillation signal generated by the oscillation circuit. The high-side drive signal generated in this way is supplied to the switching element Q1, and the low-side drive signal is supplied to the switching element Q2.
[0092]
According to the above description, the high-side drive signal is applied to the switching element Q1. As a result, a waveform corresponding to the high-side drive signal is obtained as the gate-source voltage VGH1 of the switching element Q1. In other words, within one switching cycle, a period in which a rectangular pulse having a positive polarity is generated and a period in which 0 V is obtained are obtained.
The gate-source voltage VGH1 causes the switching element Q1 to be turned on at a timing when a positive-polarity rectangular wave pulse is obtained within one switching cycle. That is, in order for the switching element Q1 to be turned on, it is necessary to apply a voltage of an appropriate level equal to or higher than the gate threshold voltage (≒ 5 V), for example. Since the gate-source voltage VGH1 as the positive pulse is set to be 10 V, a state where the pulse is turned on in response to the period in which the positive pulse is applied is obtained. When the gate-source voltage VGH1 is 0 V and becomes equal to or lower than the gate threshold voltage, the state is switched to the off state. With such timing, the switching element Q1 performs a switching operation so as to be turned on / off.
[0093]
On the other hand, a low-side drive signal is applied to the switching element Q2. Assuming that the gate-source voltage VGL1 of the switching element Q2 obtained according to the drive signal is the same as the gate-source voltage VGH1 of the switching element Q1, the gate-source voltage VGL1 has the same waveform. As the timing, a waveform having a phase difference of 180 ° with respect to the gate-source voltage VGH1 is obtained.
From this, the switching element Q2 is switched and driven by the timing of turning on / off alternately with the switching element Q1.
That is, in this way, depending on the control IC 2, the switching elements Q1 and Q2 are controlled so as to be turned on / off alternately.
[0094]
The insulation converter transformer PIT-1 transmits the switching output of the switching elements Q1 and Q2 to the secondary side, and is wound with a primary winding N1 and a secondary winding N2.
One end of the primary winding N1 of the insulating transformer PIT-1 is connected to a connection point (switching output point) between the source of the switching element Q1 and the drain of the switching element Q2 (a switching output point), and a first-order parallel resonance capacitor C1 and 1 is connected via the primary winding NA1 of the voltage feedback transformer VFT-1 in the power factor correction circuit 3 of FIG.
At this time, a primary side series resonance circuit is formed by the capacitance of the series resonance capacitor C1 and the leakage inductance L1 of the insulating converter transformer PIT-1 including the primary winding N1. As described above, since the primary-side series resonance circuit is connected to the switching output point, the switching outputs of the switching elements Q1 and Q2 are transmitted to the primary-side series resonance circuit. In the primary side series resonance circuit, resonance operation is performed in accordance with the transmitted switching output, whereby the operation of the primary side switching converter is of a current resonance type.
[0095]
The other end of the primary winding N1 of the insulating transformer PIT-1 is connected to the positive terminal of the smoothing capacitor Ci1. That is, the other end of the primary winding N1 is connected to the positive line of the rectified smoothed voltage (DC input voltage) Ei generated by the rectifying and smoothing circuit.
Thus, the primary-side series resonance circuit including the primary winding N1 of the insulating converter transformer PIT has one end connected to the switching output point of the switching elements Q1 and Q2 as described above, and the other end connected to the rectified smooth voltage. This means that it is connected to the positive electrode line of Ei.
[0096]
Although not described here, the structure of the insulating converter transformer PIT-1 includes, for example, an EE-type core obtained by combining an E-type core made of a ferrite material. Then, after dividing the winding site on the primary side and the secondary side, a set of the primary winding N1 and a secondary winding N2 described below are wound around the center magnetic leg of the EE type core. are doing.
[0097]
A secondary winding N2 is wound on the secondary side of the insulation converter transformer PIT-1. In the secondary winding N2, an alternating voltage corresponding to the switching output transmitted to the primary winding N1 is excited.
For the secondary winding N2, a center tap is provided as shown in the figure to connect to the secondary side ground, and then, as shown in the figure, a double-wave rectifier composed of rectifier diodes DO1, DO2 and a smoothing capacitor CO1 is provided. Circuit is connected. As a result, a secondary side DC output voltage EO1 is obtained as a voltage across the smoothing capacitor CO1. This secondary side DC output voltage EO1 is supplied to a load side (not shown) and is also branched and input as a detection voltage for the control circuit 1 described below.
[0098]
The control circuit 1 obtains, as a control output, a current or voltage whose level is varied, for example, according to the level of the DC output voltage EO1 on the secondary side. This control output is output to the control IC 2.
The control IC 2 keeps the timing of alternately turning on / off the high-side drive signal and the low-side drive signal to be output in accordance with the input control output level. It operates to change the frequency of the drive signal in a synchronized state.
Thus, the switching frequency of the switching elements Q1 and Q2 is variably controlled according to the control output level input from the control circuit 1 (that is, the secondary DC output voltage level).
By changing the switching frequency, the resonance impedance of the primary side series resonance circuit changes. By changing the resonance impedance in this way, the amount of current supplied to the primary winding N1 of the primary side series resonance circuit changes, and the power transmitted to the secondary side also changes. As a result, the level of the secondary side DC output voltage E01 changes, and constant voltage control is achieved.
[0099]
Along with the first converter unit CVT1 configured as described above, the second converter unit CVT2 using the smoothing capacitor [Ci1-Ci2] as an operation power supply as a DC input voltage is a half-bridge-coupled switching element as shown in the figure. Q3, Q4, clamp diodes DD3, DD4, control IC 2, primary side series resonance capacitor C1, insulation converter transformer PIT-2, rectifier diodes DO3, D04, smoothing capacitor CO2, and control circuit 1. These elements are connected in the same connection manner as the first converter section CVT1.
[0100]
The third converter section CVT3 includes switching elements Q5, Q6, clamp diodes DD5, DD6, a control IC 2, a primary-side series resonance capacitor C1, and an insulating converter transformer PIT-3, which are half-bridge-coupled, and the first converter section CVT1. A primary side configuration based on the same connection mode as that described above is adopted.
However, on the secondary side of the insulating converter transformer PIT-3 of the third converter section CVT3, the rectifier diodes D05, D06, D07, D08 and the smoothing capacitors C03, C04 are connected to the secondary winding N2 as shown in the figure. Due to the connection, two sets of double-wave rectifier circuits are formed: a double-wave rectifier circuit including rectifier diodes DO5 and D06 and a smoothing capacitor CO3, and a double-wave rectifier circuit including rectifier diodes DO7 and D08 and a smoothing capacitor CO4. Will be done.
As shown in the drawing, the secondary-side DC output voltage EO3 is generated by the double-wave rectifier circuit including the rectifier diodes D05 and D06 and the smoothing capacitor C03. The dual-wave rectifier circuit including the rectifier diodes DO7 and D08 and the smoothing capacitor CO4 generates a secondary-side DC output voltage E04 having a lower voltage level than the secondary-side DC output voltage EO3.
[0101]
In the above configuration, the level of the DC input voltage EO output from each converter section is as follows: the secondary side DC output voltage EO1 of the first converter section CVT1 = 200 V, and the secondary side DC output voltage EO2 of the second converter section CVT2. = 90V, the secondary-side DC output voltage EO3 of the third converter section CVT3 = 5V, and the secondary-side DC input power E04 = 3.3V, thereby making it possible to cope with the load power Po = 600W or more comprehensively. ing.
That is, in this case, the control ICs 2 provided in the converter units CVT1 to CVT3 determine that the DC output voltages EO1, EO2, EO3, and EO4 generated by the converter units CVT1 to CVT3 are 200V, 90V, 5V, and 3.3V, respectively. That is, the switching frequency is controlled in such a manner.
[0102]
Here, the power supply circuit shown in this figure includes two power factor improvement circuits 3, a first power factor improvement circuit 3A and a second power factor improvement circuit 3B, as shown in the figure.
The first power factor correction circuit 3A includes a bridge rectifier circuit Di, filter capacitors CN, CN, and a voltage feedback transformer VFT-1.
As described above, the primary winding NA1 of the voltage feedback transformer VFT-1 in the first power factor correction circuit 3A is insulated from the primary series resonance capacitor C1 of the illustrated first converter unit CVT1. It is inserted between the primary winding N1 of the converter transformer PIT-1. Thereby, the switching output of the first converter section CVT1 is obtained in the primary winding NA1. The switching output obtained in the primary winding NA1 of the voltage feedback transformer VFT-1 is excited by the secondary winding NB1 and is fed back to the bridge rectifier circuit Di. .
That is, in this case, the first power factor improvement circuit 3A employs a configuration in which the switching output of the first converter unit CVT-1 is fed back to improve the power factor.
[0103]
The second power factor correction circuit 3B includes a bridge rectifier circuit Di, filter capacitors CN, CN, and a voltage feedback transformer VFT-2. That is, in this case, the second power factor correction circuit 3B and the first power factor correction circuit 3A share the bridge rectifier circuit Di and the filter capacitors CN and CN.
The primary winding NA2 of the voltage feedback transformer VFT-2 is inserted between the primary side series resonance capacitor C1 in the second converter section CVT2 and the primary winding N1 of the insulating converter transformer PIT-2. One end of the secondary winding NB2 of the voltage feedback transformer VFT-2 is connected to one end of the secondary winding NB1 of the voltage feedback transformer VFT-1 forming the first power factor correction circuit 3A. Is done. The other end of the secondary winding NB2 is connected to the other end of the secondary winding NB1 of the voltage feedback transformer VFT-1.
Thereby, the switching output of the second converter section CVT2 obtained in the primary winding NA2 is fed back to the bridge rectifier circuit Di via the secondary winding NB2.
That is, the second power factor improvement circuit 3B is configured to improve the power factor by performing voltage feedback on the switching output of the second converter unit CVT2.
[0104]
In this case, the power factor improvement circuit 3 as described above is not provided for the illustrated third converter unit CVT3, but this is because the load power corresponding to the third converter unit CVT3 is: In this case, it is set to about 50 W. That is, in the converter section corresponding to such a relatively low load power, the power fed back by the voltage is reduced by that amount. Therefore, the effect of providing the power factor improvement circuit 3 for such a converter section is also advantageous. It will be very small.
For this reason, even though the power factor improving circuit 3 is not provided for the third converter unit CVT3, the first power factor improving circuit 3A provided for the converter units CVT1 and CVT2 and the second Sufficient power factor improvement can be achieved only by the power factor improvement circuit 3B.
[0105]
Here, the structure of the voltage feedback transformers VFT (1, 2) provided in the first power factor correction circuit 3A and the second power factor correction circuit 3B will be described with reference to FIG. FIG. 5 shows a cross section of the voltage feedback transformer VFT.
In FIG. 5, the voltage feedback transformer VFT includes an EE-type core in which E-type cores CR1 and CR2 made of a ferrite material are combined so that their magnetic legs face each other. Then, the primary winding NA and the secondary winding NB are respectively wound on the bobbin B, which is divided so that the winding regions on the primary side and the secondary side are independent from each other and integrated. It is wound around the area.
As shown in this figure, a gap is formed in the center magnetic leg of the voltage feedback transformer VFT according to the present embodiment. In this way, a loosely coupled state with a coupling coefficient of about 0.8 is obtained.
In this case, the value of the inductance of each winding (NA1, NB1) of the voltage feedback transformer VFT-1 is set such that a predetermined power factor PF is obtained according to the load power of the first converter unit CVT1. . Similarly, the inductance value of each winding (NA2, NB2) of the voltage feedback transformer VFT-2 is set so as to obtain a predetermined power factor PF according to the load power of the second converter section CVT2. It will be.
[0106]
The operation of the power supply circuit according to the first embodiment configured as described above will be described with reference to the waveform diagram shown in FIG.
First, in FIG. 4, since the circuit shown in FIG. 1 operates only in the AC 100 V system as described above, the AC input voltage VAC shown in FIG. Corresponds to 100 V in this case.
Further, when the AC input voltage VAC having such a waveform is input, the AC input current IAC in this case flows according to the waveform shown in FIG.
[0107]
Here, in the power supply circuit shown in FIG. 1, during a period in which the AC input voltage VAC is positive, the AC input current IAC having a positive polarity is supplied to the first voltage through the secondary winding NB1 of the voltage feedback transformer VFT-1. A component flowing through the power factor improving circuit 3A and a component flowing from the connection point between the secondary winding NB1 and the secondary winding NB2 of the voltage feedback transformer VFT-2 and flowing through the second power factor improving circuit 3B. And divert to
The component shunted to the second power factor correction circuit 3B as described above flows through the secondary winding NB2 of the voltage feedback transformer VFT-2, and then flows to the first power factor correction circuit 3A. This component merges with the component flowing inside, and this component branches and flows into the high-speed recovery type diode D1 and the high-speed recovery type diode D3 of the bridge rectifier circuit Di.
Further, the current flowing through the high-speed recovery type diode D1 and the high-speed recovery type diode D3 flows into the smoothing capacitor Ci1, and then flows into the filter capacitor CN.
[0108]
On the other hand, during the negative period of the AC input voltage VAC, the component of the AC input current IAC of the negative polarity flows from the negative line side of the commercial AC power supply AC to the smoothing capacitor Ci2. Then, the current that has flowed through the smoothing capacitor Ci2 branches off and flows into the high-speed recovery type diode D2 and the high-speed recovery type diode D4 of the bridge rectifier circuit Di.
[0109]
In this case, the current flowing through the high-speed recovery type diodes D2 and D4 includes a component flowing through the first power factor correction circuit 3A through the secondary winding NB1 of the voltage feedback transformer VFT-1 and a voltage feedback voltage. The signal branches to the component flowing through the second power factor correction circuit 3A via the secondary winding NB2 of the transformer VFT-2.
The components branched on the first power factor correction circuit 3A side and the second power factor correction circuit 3B side converge at the connection point between the secondary winding NB1 and the secondary winding NB2, The current flows into the filter capacitor CN.
[0110]
In this way, in the circuit shown in FIG. 1, the bridge rectifier circuit Di is switched on the first power factor correction circuit 3A side by the switching output of the first converter unit CVT1 that is fed back by the voltage feedback transformer VFT-1. The switching operation of the formed fast recovery diode is performed.
At the same time, on the side of the second power factor correction circuit 3B, a high-speed recovery type diode that forms a bridge rectifier circuit Di by the switching output of the second converter unit CVT2 that is fed back by the voltage feedback transformer VFT-2. Is performing a switching operation.
Since the rectified current component is intermittent in this way, the charging current to the smoothing capacitor Ci flows even during the period in which the rectified output voltage level is lower than the voltage across the smoothing capacitor Ci.
As a result, the average waveform of the AC input current IAC approaches the waveform of the AC input voltage, the conduction angle of the AC input current IAC is expanded, and the power factor is improved.
[0111]
Here, as described with reference to FIG. 1, in the present embodiment, one end of the primary winding N1 of the insulated converter transformer PIT provided in each of the converter units (CVT1 to 3) is a switching output point by two switching elements. And the other end is connected to the positive terminal of the smoothing capacitor Ci1. That is, as described above, one end of the primary-side series resonance circuit is connected to the switching output point, and the other end is connected to the positive line of the rectified smoothed voltage Ei.
On the other hand, in a power supply circuit provided with a power factor improving circuit based on a voltage feedback method such as the circuit shown in FIG. 1 proposed by the present applicant, the other end of the primary side series resonance circuit is connected to the primary side. It was intended to be grounded.
[0112]
In a power supply circuit having a power factor improving circuit based on such a voltage feedback method, the switching output is voltage-feedback by each voltage feedback transformer VFT, so that a DC input voltage (rectified smoothed voltage) Ei has a ripple voltage of a high-frequency component. Are known to overlap.
In this case, in the configuration in which one end of the primary-side series resonance circuit is grounded to the primary-side ground as described above, the high-frequency ripple voltage cannot be suppressed.
According to experiments, based on the configuration shown in FIG. 1, when one end of the primary winding N1 is grounded to the primary side ground, the ripple component ΔEi of the DC input voltage Ei is, for example, as shown in FIG. A high frequency component is superimposed by a waveform as shown in FIG. As the peak level P-P1 of the ripple component ΔEi in this case, for example, under the condition that the smoothing capacitor Ci = 1500 μF / 180 V is selected, as shown in the figure, P-P1 = 14.5 V was set.
In this way, when the primary winding N1 is grounded to the primary side ground based on the configuration shown in FIG. 1, the level of the ripple component ΔEi increases.
[0113]
Therefore, in the present embodiment, one end of the primary winding N1 is connected to the positive terminal of the smoothing capacitor Ci1 as shown in FIG. Then, the primary-side series resonance capacitor C1 → the primary winding NA of the voltage feedback transformer VFT → the primary winding N1 of the insulating converter transformer PIT → the primary-side resonance current flowing through the switching element Q1, and the filter capacitor CN → voltage The secondary winding NB of the feedback transformer VFT is set so that the current flowing in the power factor correction circuit 3 via the high-speed recovery type diodes D1 and D3 has an opposite phase.
In this way, after one end of the primary winding N1 is connected to the positive terminal of the smoothing capacitor Ci1, the primary-side resonance current and the current flowing in the power factor correction circuit 3 are in opposite phases. Thus, in the circuit shown in FIG. 1, the high-frequency component of the primary-side resonance current as the switching output is canceled by the opposite-phase switching output component that is voltage-fed back in the power factor correction circuit 3.
As a result, as the ripple component ΔEi of the DC input voltage Ei in the circuit shown in FIG. 1, the peak level PP2 shown in FIG. 4D is obtained as shown in FIG. 4C. It will be lower than the case.
At this time, the peak level PP-2 of the ripple component ΔEi in the circuit of FIG. 1 shown in FIG. 4D is reduced to 9.5V.
That is, in the circuit shown in FIG. 1, the high frequency component which has been superimposed on the DC input voltage Ei by the switching output of the converter unit which is fed back by the voltage can be canceled. It is possible to reduce the level of the ripple component ΔEi.
[0114]
The setting of the primary side resonance current and the current flowing in the power factor correction circuit 3 as opposite phases as described above can be performed, for example, according to the winding direction of each winding (NA, NB) of the voltage feedback transformer VFT. It is possible.
Besides, for example, it can be set by the relative relationship between the winding directions of the windings (NA, NB) of the voltage feedback transformer VFT and the windings (N1, N2) of the insulating converter transformer PIT. is there.
[0115]
In addition, here, the configuration in which one end of the primary-side series resonance circuit is connected to the positive line of the rectified smoothed voltage Ei is applied to a case where a multi-stage configuration including a plurality of converter units CVT is used. Although an example has been given, this configuration is, of course, applicable to a case where only a single-stage converter section CVT using a smoothing capacitor as an operation power source is provided.
[0116]
FIG. 6 shows, as characteristics of the power supply circuit according to the first embodiment shown in FIG. 1, a power factor PF, a rectified smoothed voltage Ei, and a power conversion efficiency ηAC-DC with respect to fluctuations in load power Po = 0 to 600 W. Shows the overall characteristics of
In order to obtain the experimental results shown in FIG. 6, a constant condition is set at an AC input voltage VAC = 100V.
[0117]
Further, for reference, constants of respective parts of the circuit shown in FIG. 1 for obtaining the experimental results shown in FIG. 6 are shown.
・ Smoothing capacitor Ci1 = smoothing capacitor Ci2 = 1500 μF / 180V
・ Filter capacitor CN = 1μF
.First converter unit CVT1
Insulation converter transformer PIT-1: Ferrite core of EER-42, coupling coefficient k = 0.80
Primary winding N1 = 24T (turn)
Secondary winding N2: 25T + 25T with center tap as division position
Primary side series resonance capacitor C1 = 0.033 µF
.2nd converter section CVT2
Insulation converter transformer PIT-2: Ferrite core of EER-40
Primary winding N1 = 35T (turn)
Secondary winding N2: 12T + 12T with center tap as division position
Primary side series resonance capacitor C1 = 0.022 µF
・ Third converter section CVT3
Insulation converter transformer PIT-3: Ferrite core of EE-28
Primary winding N1 = 100T (turn)
Secondary winding N2: each winding part 2T × 4 = 8T
Primary side series resonance capacitor C1 = 0.01 μF
Transformer for voltage feedback VFT-1: Ferrite core of EE-28, coupling coefficient k = 0.8
Inductance LA of primary winding NA1 = 70 µH
Inductance LB of secondary winding NB1 = 40 µH
・ Voltage feedback transformer VFT-2: Ferrite core of EE-28, coupling coefficient k = 0.8
Inductance LA of primary winding NA2 = 80 μH
Inductance LB of secondary winding NB2 = 40 µH
[0118]
As shown in FIG. 6, under the condition of the AC input voltage VAC = 100 V, the power factor PF is greater than 0.75 in the range of the load power Po = 25 W to 600 W, and a result satisfying the harmonic distortion regulation is obtained.
In addition, as the power conversion efficiency ηAC → DC when the load power Po = 600W, ηAC → DC = 92.5%, and the input power (Pin) at this time is 648.6W.
From these results, the power conversion efficiency ηAC → DC under the same condition is improved by 3.2% in the circuit shown in FIG. 1 as compared with the circuit using the active filter as the prior art shown in FIG. The input power Pin is reduced by 23.3W.
Further, in comparison with the circuit using the choke input method shown in FIG. 14, the power conversion efficiency ηAC → DC is improved by 2.5%, and the input power Pin is reduced by 18.1 W.
[0119]
As described above, the power supply circuit according to the embodiment shown in FIG. 1 and the prior art power supply circuit shown in FIGS. 13 and 14 correspond to the same load power Po = 600 W or more and improve the power factor. It can be seen from the comparison with that that the power conversion efficiency is greatly improved and the input power Pin is reduced.
[0120]
Here, a comparison will be made between the power supply circuit of the present embodiment shown in FIG. 1 and a power supply circuit having an active filter shown in FIG. 13 as a prior art.
First, in the circuit shown in FIG. 1, the active filter is omitted because it is configured to include the power factor improvement / improvement circuits (3A, 3B) based on the voltage feedback system. The active filter constitutes a set of converters. As can be seen from the description with reference to FIG. 13, actually, two switching elements, an IC for driving these switching elements, a totem pole circuit, and the like are provided. Initially, it is composed of many parts.
On the other hand, the power factor correction circuit provided in the power supply circuit shown in FIG. 1 uses a high-speed recovery type diode as the bridge rectifier circuit Di, so that two additional voltage feedback transformers VFT are provided as additional components. Since only the filter capacitor CN is provided, the number of components is very small as compared with the active circuit.
Thus, the power supply circuit shown in FIG. 1 can be much lower in cost than the circuit shown in FIG. 13 as a power supply circuit having a power factor improvement function corresponding to, for example, a load power of 600 W or more. Further, since the number of components is significantly reduced, the size and weight of the circuit board can be effectively reduced.
[0121]
Further, in the power supply circuit shown in FIG. 1, the operation of the resonance type converter and the power factor correction circuit 3 is a so-called soft switching operation, so that the switching noise level is significantly higher than that of the active filter shown in FIG. Reduced.
Therefore, as shown in FIG. 1, if a single-stage line noise filter including the line filter transformer LFT and the across capacitor CL is provided, it is possible to sufficiently satisfy the power supply disturbance standard. Also, as shown in FIG. 1, countermeasures are taken against normal mode noise of the rectified output line only by two filter capacitors CN.
The reduction in the number of components as a noise filter in this manner also promotes cost reduction of the power supply circuit and reduction in size and weight of the circuit board.
[0122]
The total power conversion efficiency of the power supply circuit shown in FIG. 13 is obtained by dividing the AC-DC power conversion efficiency (ηAC / DC) of the active filter in the preceding stage and the DC-DC power conversion efficiency (ηDC / DC) of the current resonance type converter in the subsequent stage. ). On the other hand, the power supply circuit shown in FIG. 1 does not include an active filter in the preceding stage, so that the total power conversion efficiency can be viewed as the AC-DC power conversion efficiency of this current resonance type converter.
As a result, the total power conversion efficiency of the power supply circuit shown in FIG. 1 is significantly improved as compared with the power supply circuit shown in FIG. 13 as described above.
[0123]
In the case of the power supply circuit shown in FIG. 1, the switching frequency of the primary-side switching converter changes in a range of, for example, 70 KHz to 150 KHz in order to make the voltage constant in accordance with the change in the AC input voltage VAC and the load power. However, the switching elements Q1 and Q2 forming the switching converter perform switching operation in synchronization. Therefore, unlike the power supply circuit of FIG. 13, the primary-side ground potential does not interfere between the active filter side and the subsequent switching converter, and becomes stable regardless of the change in the switching frequency. .
[0124]
Further, when comparing the power supply circuit according to the present embodiment shown in FIG. 1 with the power supply circuit based on the choke input method shown in FIG. 14, the circuit shown in FIG. The total weight of the power choke coil PCH used for power factor improvement was 750 g. On the other hand, the total weight of the two voltage feedback transformers VFT-1 and VFT-2 is 100 g as the weight of the components constituting the power factor correction circuit 3 in the circuit shown in FIG.
In other words, in this case, the circuit of FIG. 1 can be reduced in weight by about 650 g as compared with the circuit shown in FIG. 14 by operating in correspondence with the AC 100 V system and improving the power factor. The size and weight can be reduced.
[0125]
Further, in the power supply circuit of the present embodiment shown in FIG. 1, the end of the primary side parallel resonance circuit including the primary winding N1 is connected to the switching output points of the switching elements Q1 and Q2, respectively, as described above. This is connected to the positive line of the rectified smoothed voltage Ei. In addition, the primary side resonance current and the current flowing in the power factor correction circuit 3 have opposite polarities.
By doing so, the high frequency components of the two cancel each other out as described above, and the high frequency component superimposed on the ripple voltage of the DC output voltage Ei is removed.
As a result, in the power supply circuit of the present embodiment, it is possible to reduce the level of the ripple voltage ΔEi of the DC output voltage Ei to a level equivalent to a case where the power factor improvement circuit 3 based on the voltage feedback method is not provided. Become.
[0126]
<Second embodiment>
FIG. 2 is a circuit diagram illustrating a configuration of a switching power supply circuit according to a second embodiment. In FIG. 2, the parts already described in FIG. 1 are denoted by the same reference numerals, and description thereof is omitted.
The power supply circuit according to the second embodiment employs a configuration corresponding to a load power Po = 600 W or more, as in the case of FIG. In this case, in the circuit shown in FIG. 2, it is assumed that the circuit operates only in the AC = 200 V system as a commercial AC power supply, and the rectified and smoothed voltage has a level almost equal to the level of the AC input voltage VAC. It is configured to generate Ei.
[0127]
For this purpose, in the circuit shown in FIG. 2, the respective positive terminals of the smoothing capacitors Ci1 and Ci2 are connected in series to the positive output terminal of the bridge rectifier circuit Di as shown. The negative terminals of the smoothing capacitors Ci1 and Ci2 are each grounded to the primary side ground.
In this case, unlike the circuit shown in FIG. 1, by connecting the negative input terminal of the bridge rectifier circuit Di to one end of the filter capacitor CN as shown in FIG. I try to connect.
[0128]
The operation obtained in the circuit according to the second embodiment having such a configuration will be described. Also in this case, when the AC input voltage VAC is positive, the AC input current IAC having a positive polarity is supplied to the voltage feedback transformer. A component flowing through the first power factor improving circuit 3A via the secondary winding NB1 of VFT-1 and a connection point between the secondary winding NB1 and the secondary winding NB2 of the voltage feedback transformer VFT-2. And shunts to a component flowing through the second power factor correction circuit 3B.
The component flowing in the second power factor correction circuit 3B flows through the secondary winding NB2 of the voltage feedback transformer VFT-2, and then flows in the first power factor correction circuit 3A. Components, and in this case, flows into only the high-speed recovery type diode D1 of the bridge rectifier circuit Di.
Further, the current flowing through the high speed recovery type diode D1 flows through the smoothing capacitors Ci1 and Ci2, then flows through the high speed recovery type diode D4 of the bridge rectifier circuit Di, and flows into the filter capacitor CN. .
[0129]
On the other hand, during the period when the AC input voltage VAC is negative, the component of the AC input current IAC of negative polarity flows from the negative input terminal of the bridge rectifier circuit Di, flows through the high-speed recovery type diode D3, and then passes through the smoothing capacitor (Ci1, Flow to Ci2). The current flowing through the smoothing capacitor flows through the high-speed recovery diode D2 of the bridge rectifier circuit Di.
[0130]
The component flowing through the high-speed recovery type diode D2 is the component flowing through the first power factor correction circuit 3A via the secondary winding NB1 of the voltage feedback transformer VFT-1 and the component flowing through the voltage feedback transformer VFT-2. The signal branches to the component flowing through the second power factor correction circuit 3A via the secondary winding NB2.
Also in this case, the components branched on the first power factor correction circuit 3A side and the second power factor correction circuit 3B side join at the connection point between the secondary winding NB1 and the secondary winding NB2. , Flows into the filter capacitor CN.
[0131]
Thus, in the circuit shown in FIG. 2 as well, on the side of the first power factor correction circuit 3A, the switching output of the first converter section CVT1 that is fed back by the voltage feedback transformer VFT-1 causes the bridge rectification circuit Di. The switching operation of the high speed recovery type diode which forms is performed.
At the same time, also on the second power factor correction circuit 3B side, a high-speed recovery type diode that forms a bridge rectifier circuit Di by the switching output of the second converter unit CVT2 that is fed back by the voltage feedback transformer VFT-2. Is performing a switching operation.
Since the rectified current component is intermittent in this manner, the conduction angle of the AC input current IAC is also expanded in this case, and the power factor is improved.
[0132]
Here, as shown in FIG. 2, also in the power supply circuit of the second embodiment, one end of the primary winding N1 of the insulated converter transformer PIT provided in each converter unit (CVT1 to 3) is set to 2 After being connected to a switching output point of one switching element, the other end is connected to the positive terminal of the smoothing capacitor Ci1.
In the circuit shown in FIG. 2 as well, after connecting one end of the primary side series resonance circuit to the positive line of the rectified smoothed voltage Ei, the primary side resonance current and the power factor The phase of the current flowing therethrough is reversed.
[0133]
In this case, when one end of the primary winding N1 is grounded to the primary side ground by the configuration shown in FIG. 2, the peak level of the ripple component ΔEi of the DC input voltage Ei as shown in FIG. As a value of P-P1, for example, an experimental result has been obtained in which P-P1 = 12.5V when a smoothing capacitor Ci = 560 μF / 400V is selected.
[0134]
On the other hand, as the ripple component ΔEi of the DC input voltage Ei in the circuit according to the second embodiment having the configuration shown in FIG. 2, the peak level PP2 shown in FIG. 4D is 7.5V. Experimental results have been obtained.
That is, depending on the configuration of the circuit shown in FIG. 2, the peak level PP of the ripple component ΔEi can be reduced by about 5.0V.
[0135]
FIG. 7 shows, as characteristics of the power supply circuit according to the second embodiment shown in FIG. 2, a power factor PF, a rectified smoothed voltage Ei, and a power conversion efficiency ηAC-DC with respect to fluctuations in load power Po = 0 to 600 W. Shows the overall characteristics of
In order to obtain the experimental results shown in FIG. 7, a constant condition is used at an AC input voltage VAC of 230 V.
[0136]
Further, for reference, constants of respective parts of the circuit shown in FIG. 2 for obtaining the experimental results shown in FIG. 7 are shown.
・ Smoothing capacitor Ci1 = smoothing capacitor Ci2 = 560 μF / 400V
・ Filter capacitor CN = 1μF
.First converter unit CVT1
Insulation converter transformer PIT-1: Ferrite core of EER-42, coupling coefficient k = 0.80
Primary winding N1 = 24T (turn)
Secondary winding N2: 25T + 25T with center tap as division position
Primary side series resonance capacitor C1 = 0.033 µF
.2nd converter section CVT2
Insulation converter transformer PIT-2: Ferrite core of EER-40
Primary winding N1 = 35T (turn)
Secondary winding N2: 12T + 12T with center tap as division position
Primary side series resonance capacitor C1 = 0.022 µF
・ Third converter section CVT3
Insulation converter transformer PIT-3: Ferrite core of EE-28
Primary winding N1 = 100T (turn)
Secondary winding N2: each winding part 2T × 4 = 8T
Primary side series resonance capacitor C1 = 0.01 μF
Transformer for voltage feedback VFT-1: Ferrite core of EE-28, coupling coefficient k = 0.8
Inductance LA of primary winding NA1 = 70 µH
Inductance LB of secondary winding NB1 = 40 µH
Transformer for voltage feedback VFT-2: Ferrite core of EE-28, coupling coefficient k = 0.8
Inductance LA of primary winding NA2 = 80 μH
Inductance LB of secondary winding NB2 = 40 µH
[0137]
As shown in FIG. 7, under the condition of AC input voltage VAC = 230 V, power factor PF> 0.75 in the range of load power Po = 400 W to 600 W, and a result that satisfies the European harmonic distortion regulation can be obtained. . For this reason, compared to the power supply circuit of the choke input type shown in FIG. 15 which operates corresponding to the same AC 200 V system as the prior art, for example, the circuit shown in FIG. The result that satisfied the distortion regulation was obtained.
[0138]
Further, as the power conversion efficiency η AC → DC when the load power Po = 600 W, η AC → DC = 94.5%, and the input power Pin at this time is 641.7 W.
From these results, in the circuit shown in FIG. 2, the power conversion efficiency ηAC → DC under the same conditions is improved by 2.3% as compared with the circuit using the active filter as the prior art shown in FIG. The power Pin is reduced by 16.2 W.
Further, in comparison with the circuit using the choke input method shown in FIG. 15, the power conversion efficiency ηAC → DC is improved by about 2.5%, and the input power Pin is reduced by 17.6 W.
[0139]
As described above, the power supply circuit according to the embodiment shown in FIG. 2 and the prior art power supply circuit shown in FIGS. 13 and 15 are used as the power supply circuit for improving the power factor corresponding to the same load power Po = 600 W or more. It can be seen from the comparison with that that the power conversion efficiency is greatly improved and the input power Pin is reduced.
[0140]
Also, as for the power supply circuit shown in FIG. 2, as compared with the circuit of FIG. 13 corresponding to the same load condition, the circuit configuration for improving the power factor has a smaller power factor than the active filter. An improved circuit (3A, 3B) is obtained. Also, various components for suppressing noise are reduced. As a result, the cost can be reduced by reducing the number of components, and the size and weight of the power supply circuit can be reduced.
[0141]
Also, in the circuit shown in FIG. 2, there is no interference between the active filter and the subsequent switching converter, so that the primary-side ground potential is stabilized.
[0142]
Also in this case, when the circuit shown in FIG. 2 is compared with the circuit shown in FIG. 15, in the circuit using the choke input method shown in FIG. 15, the total of the power choke coil PCH used for power factor improvement is improved. The weight was 500 g. On the other hand, the total weight of the two voltage feedback transformers VFT-1 and VFT-2 is 100 g in the circuit shown in FIG. 2 as in the case of FIG. is there.
That is, also in this case, as a configuration for achieving the same power factor improvement, the circuit shown in FIG. 2 can achieve a reduction in weight of about 400 g as compared with the circuit shown in FIG. 15, thereby achieving a reduction in the size and weight of the circuit. It will be.
[0143]
<Third embodiment>
FIG. 3 is a circuit diagram illustrating a configuration of a switching power supply circuit according to a third embodiment.
The power supply circuit according to the third embodiment has a configuration capable of coping with a load power of 600 W or more, similarly to the circuits of the first and second embodiments described above. It adopts a configuration that is compatible with a wide range that can be operated with a system and a 200V system.
Note that, in FIG. 3, the same reference numerals are given to the parts already described in FIG. 1 and FIG.
[0144]
3, in the power supply circuit according to the third embodiment, first, in the rectifying and smoothing circuit for rectifying and smoothing the commercial AC power supply AC, the bridge rectifier circuit Di is connected to the line of the commercial AC power supply AC in FIG. The connection is made in the same connection form.
Then, after forming a series connection circuit including the smoothing capacitors Ci1 and Ci2 as shown in FIG. 1, the positive terminal of the series connection circuit on the side of the smoothing capacitor Ci1 is connected to the positive output terminal of the bridge rectifier circuit Di. .
Then, a relay switch S1 is inserted between the connection point of the smoothing capacitor Ci1 and the smoothing capacitor Ci2 and the end of the filter capacitor CN on the negative line side of the commercial AC power supply AC as shown in the figure. .
[0145]
The relay switch S1 is provided to switch the rectifying operation of the rectifying and smoothing circuit between the AC 100V system and the AC 200V system. As shown in the figure, the relay switch S1 has a terminal t1 connected to the negative electrode line side of the commercial AC power supply AC in the filter capacitor CN, and a terminal t2 connected to a connection point of the smoothing capacitors Ci1-Ci2.
The connection state between the terminal t1 and the terminal t2 is turned on / off according to the driving state of the relay RL shown in the figure.
[0146]
In this case, the driving state of the relay RL is controlled by an IC (Integrated Circuit) not shown. That is, as such an IC, the relay RL is made conductive and the relay switch S1 is turned on in response to, for example, input of an AC input voltage VAC = 150 V or less corresponding to the AC 100 V system.
Further, corresponding to the AC 200 V system, for example, the relay RL is turned on and the relay switch S1 is turned on in response to input of, for example, AC input voltage VAC = 230 V or more.
[0147]
As described above, in response to the relay switch S1 being turned on corresponding to the AC 100 V system, the state in which the negative line of the commercial AC power supply AC is connected to the connection point of the smoothing capacitors Ci1-Ci2. Become. Therefore, in this case, when the AC input voltage VAC is positive, a rectified current path is formed in which the rectified output of the bridge rectifier circuit Di is charged only to the smoothing capacitor Ci1. On the other hand, when the AC input voltage VAC is negative, a rectified current path is formed in which the rectified output of the bridge rectifier circuit Di is charged only in the smoothing capacitor Ci2.
As a result of performing the rectification operation in this manner, for the AC 100 V system, a level corresponding to an equal multiple of the AC input voltage VAC is generated as a voltage across each of the smoothing capacitors Ci1 and Ci2. Therefore, a level corresponding to twice the AC input voltage VAC is obtained as the rectified smoothed voltage Ei which is a voltage between both ends of the series connection circuit of the smoothing capacitors Ci1 and Ci2. That is, a so-called voltage doubler rectifier circuit is formed.
[0148]
In addition, corresponding to the AC 200 V system, the AC input voltage VAC is changed to a bridge rectifier circuit Di in each of the periods when the AC input voltage VAC is positive / negative in response to the turning off of the relay switch S1 as described above. And a path for charging the rectified current is formed in the series connection circuit of the smoothing capacitors Ci1 and Ci2. That is, a rectification operation by a full-wave rectification circuit including a normal bridge rectification circuit can be obtained.
Therefore, in this case, a rectified smoothed voltage Ei corresponding to an equal multiple of the AC input voltage VAC can be obtained as a voltage across the series connection circuit of the smoothing capacitors Ci1 and Ci2.
[0149]
In this manner, in the circuit shown in FIG. 3, the operation of the relay RL and the relay switch S1 as described above makes it possible to double the AC input voltage VAC by the voltage rectifying operation in the case of the commercial AC power supply of 100 V AC. A corresponding rectified smoothed voltage Ei is generated. In the case of a commercial AC power supply of 200 V AC, for example, a rectified smoothed voltage Ei corresponding to the AC input voltage VAC is generated by an equal voltage rectifying operation by a full-wave rectifier circuit.
In other words, the same level of rectified and smoothed voltage Ei is obtained as a result in the case of the commercial AC power supply AC100V system and in the case of the AC200V system, thereby achieving a wide range.
Thus, the switching power supply circuit of the present embodiment does not require an active filter to support a wide range.
[0150]
The operation of the power supply circuit according to the third embodiment configured as described above is as follows.
First, in the circuit shown in FIG. 3, when the AC input voltage VAC is positive in the AC 100 V system, the AC input current IAC having a positive polarity is supplied to the first terminal NB1 via the secondary winding NB1 of the voltage feedback transformer VFT-1. The component flowing through the power factor improving circuit 3A and the junction between the secondary winding NB1 and the secondary winding NB2 of the voltage feedback transformer VFT-2 are branched and flow through the second power factor improving circuit 3B. Divide into components.
The component shunted to the second power factor correction circuit 3B as described above flows through the secondary winding NB2 of the voltage feedback transformer VFT-2, and then flows to the first power factor correction circuit 3A. And flows into the high-speed recovery type diode D1 of the bridge rectifier circuit Di.
At this time, as described above, since the relay switch S1 is turned on corresponding to the AC 100 V system, the current flowing through the high-speed recovery type diode D1 flows through the smoothing capacitor Ci1 and then flows through the relay switch S1. The current flows into the filter capacitor CN via S1 (terminal t1 → t2).
[0151]
In this case, since the relay switch S1 is turned on during the negative period of the AC input voltage VAC, the component of the AC input current IAC of the negative polarity is From the relay switch S1 to the smoothing capacitor Ci2. The current flowing through the smoothing capacitor Ci2 flows through the high-speed recovery type diode D2 of the bridge rectifier circuit Di.
The current flowing through the high-speed recovery type diode D2 passes through a component flowing through the first power factor correction circuit 3A via the secondary winding NB1 of the voltage feedback transformer VFT-1 and a current flowing through the voltage feedback transformer VFT-2. The signal branches to the component flowing through the second power factor correction circuit 3A via the secondary winding NB2.
The components branched on the first power factor correction circuit 3A side and the second power factor correction circuit 3B side converge at the connection point between the secondary winding NB1 and the secondary winding NB2, The current flows into the filter capacitor CN.
[0152]
In addition, in the circuit shown in FIG. 3, when the AC input voltage VAC is negative in the 200 V AC system, the AC input current IAC having a positive polarity also passes through the secondary winding NB1 of the voltage feedback transformer VFT-1. A second power factor correction circuit which branches off from a connection point between the secondary winding NB1 and the secondary winding NB2 of the voltage feedback transformer VFT-2. 3B is diverted to the flowing component.
Also in this case, the component flowing through the second power factor correction circuit 3B flows through the secondary winding NB2 of the voltage feedback transformer VFT-2, and then flows through the first power factor correction circuit 3A. And flows into the high-speed recovery type diode D1 of the bridge rectifier circuit Di.
[0153]
At this time, the relay switch S1 is turned off corresponding to the AC 200 V system. Therefore, in this case, the current flowing through the high-speed recovery type diode D1 flows through the smoothing capacitor Ci1 and the smoothing capacitor Ci2 as described above.
The current flowing through the smoothing capacitors (Ci1, Ci2) flows through the high-speed recovery type diode D4 of the bridge rectifier circuit Di, and flows into the filter capacitor CN.
[0154]
On the other hand, during the period when the AC input voltage VAC is negative, the component of the AC input current IAC of negative polarity flows from the negative input terminal of the bridge rectifier circuit Di because the relay switch S1 is turned off as described above. As a result, the current flows through the high-speed recovery type diode D3. The current flowing through the diode D3 flows through the smoothing capacitors (Ci1, Ci2), and then flows through the high-speed recovery type diode D2 of the bridge rectifier circuit Di via the primary side ground.
[0155]
The component flowing through the high-speed recovery type diode D2 is the component flowing through the first power factor correction circuit 3A via the secondary winding NB1 of the voltage feedback transformer VFT-1 and the component flowing through the voltage feedback transformer VFT-2. The signal branches to the component flowing through the second power factor correction circuit 3A via the secondary winding NB2.
Also in this case, the components branched on the first power factor correction circuit 3A side and the second power factor correction circuit 3B side join at the connection point between the secondary winding NB1 and the secondary winding NB2. , Flows into the filter capacitor CN.
[0156]
Thus, also in the circuit shown in FIG. 3, the first power factor correction circuit 3A and the second power factor correction circuit 3B cause the switching feedback from each of the first converter unit CVT1 and the second converter unit CVT2. The output is intermittent by the fast recovery diode forming the bridge rectifier circuit Di.
As a result, also in this case, the conduction angle of the AC input current IAC is expanded and the power factor is improved.
[0157]
Here, also in the circuit shown in FIG. 3, one end of the primary winding N1 of the insulated converter transformer PIT provided in each converter unit (CVT1 to 3) is connected to a switching output point by two switching elements. , The primary side resonance current and the current flowing in the power factor correction circuit 3 have opposite phases.
In this case, when one end of the primary winding N1 is grounded to the primary side ground by the configuration shown in FIG. 3, the peak level P of the ripple component ΔEi of the DC input voltage Ei shown in FIG. As the value of -P1, an experimental result has been obtained in which P-P1 = 14.5V under the condition of the AC input voltage VAC = 100V.
[0158]
On the other hand, as the ripple component ΔEi of the DC input voltage Ei in the circuit of the third embodiment having the configuration shown in FIG. 3, the peak level PP2 shown in FIG. Some experimental results have been obtained.
As described above, the peak level PP of the ripple component ΔEi can be reduced to 9.5 V as described above. Depending on the configuration of the circuit shown in FIG. / 200V withstand voltage product can be used.
[0159]
FIG. 8 shows, as characteristics of the power supply circuit according to the third embodiment shown in FIG. 3, a power factor PF, a rectified smoothed voltage Ei, and a power conversion efficiency ηAC-DC with respect to fluctuations in load power Po = 0 to 600 W. Shows the overall characteristics of
In order to obtain the experimental results shown in FIG. 8, when the voltage doubler rectifier circuit is used, the condition is constant at AC input voltage VAC = 100 V. When the full-wave rectification operation is performed, the condition is constant at AC input voltage VAC = 230 V. The conditions are as follows.
[0160]
Further, for reference, constants of respective parts of the circuit shown in FIG. 3 for obtaining the experimental results shown in FIG. 8 are shown.
・ Smoothing capacitor Ci1 = smoothing capacitor Ci2 = 1500 μF / 200V
.First converter unit CVT1
Insulation converter transformer PIT-1: Ferrite core of EER-42, gap length gap = 1.0 mm
Primary winding N1 = 24T (turn)
Secondary winding N2: 25T + 25T with center tap as division position
Primary side series resonance capacitor C1 = 0.033 µF
.2nd converter section CVT2
Insulation converter transformer PIT-2: Ferrite core of EER-40, gap length gap = 1.0 mm
Primary winding N1 = 35T (turn)
Secondary winding N2: 12T + 12T with center tap as division position
Primary side series resonance capacitor C1 = 0.022 µF
・ Third converter section CVT3
Insulation converter transformer PIT-3: Ferrite core of EER-28, gap length gap = 1.0 mm
Primary winding N1 = 100T (turn)
Secondary winding N2: each winding part 2T × 4 = 8T
Primary side series resonance capacitor C1 = 0.01 μF
Transformer for voltage feedback VFT-1: Ferrite core of EE-28, gap length gap = 1.0 mm, coupling coefficient k = 0.8
Inductance LA of primary winding NA1 = 70 µH
Inductance LB of secondary winding NB1 = 40 µH
・ Voltage feedback transformer VFT-2
Inductance LA of primary winding NA2 = 80 μH
Inductance LB of secondary winding NB2 = 40 µH
[0161]
As shown in FIG. 8, in the circuit shown in FIG. 3, the power factor PF is greater than 0.75 in the condition that the AC input voltage VAC is 100 V and the load power Po is in the range of 25 W to 600 W. A result that satisfies the wave distortion regulation is obtained.
Further, the power factor PF is greater than 0.75 under the condition that the AC input voltage VAC is 230 V and the load power Po is in the range of 300 W to 600 W, and a result that satisfies the harmonic distortion regulation in Europe is obtained.
From this result, it can be seen that in the power supply circuit shown in FIG. 3, a value satisfying the power supply harmonic distortion regulation is obtained in both the case of the AC 100 V system and the case of the AC 200 V system.
[0162]
The power conversion efficiency η AC → DC when the AC input voltage VAC = 100 V and the load power Po = 600 W is η AC → DC = 92.5%, which is obtained by the circuit including the active filter shown in FIG. Compared with the value under the same condition, the value is improved by about 3.2%. In this case, the input power Pin is lower by 23.3% than that of the circuit shown in FIG.
Further, as the power conversion efficiency η AC → DC when the AC input voltage VAC = 230 V and the load power Po = 600 W, η AC → DC = 94.5%, and as compared with the circuit shown in FIG. It is improved by about 2.3%. In this case, the input power Pin is reduced by 16.2 W from the circuit shown in FIG.
According to this result, in the circuit shown in FIG. 3, the improvement of the power conversion efficiency ηAC → DC and the reduction of the input power Pin are smaller than the circuit using the active filter as the prior art shown in FIG. It can be seen that it is planned.
[0163]
In the circuit shown in FIG. 3, the following results were obtained as characteristics of the first converter unit CVT1 and the second converter unit CVT2 for each converter unit.
First, in the first converter section CVT1, when the AC input voltage VAC = 100V and the load power Po = 350W, the power factor PF = 0.85, the power conversion efficiency ηAC → DC = 93.4%, and the AC input voltage VAC = At 230 V and load power Po = 350 W, the power factor PF = 0.80 and the power conversion efficiency ηAC → DC = 95.1%.
In the second converter section CVT2, when the AC input voltage VAC = 100V and the load power Po = 200W, the power factor PF = 0.85, the power conversion efficiency ηAC → DC = 92.4%, and the AC input voltage VAC = At 230 V and load power Po = 200 W, the power factor PF = 0.81 and the power conversion efficiency ηAC → DC = 93.0%.
[0164]
Also in the power supply circuit shown in FIG. 3, as compared with the circuit of FIG. 13 corresponding to the equivalent load condition, the circuit configuration for improving the power factor has a smaller power factor than the active filter. An improved circuit (3A, 3B) is obtained. Also, various components for suppressing noise are reduced. As a result, the cost can be reduced by reducing the number of components, and the size and weight of the power supply circuit can be reduced.
[0165]
Also in the circuit shown in FIG. 3, there is no interference between the active filter side and the subsequent switching converter, so that the primary side ground potential is stabilized.
[0166]
Also in this case, in comparison with the circuit shown in FIG. 3 and the circuits shown in FIGS. 14 and 15 which employ the configuration using the choke input method to achieve the same power factor improvement, the circuit shown in FIG. The total weight of the voltage feedback transformer VFT used for power factor improvement can be significantly reduced as compared with the total weight of the power choke coil PCH.
As a result, the circuit of FIG. 3 achieves the same power factor improvement in this case, and the circuit is much smaller and lighter than the circuits shown in FIGS. 14 and 15.
[0167]
Note that the present invention is not limited to the configuration of the power supply circuit described above.
For example, as the switching element, an element other than the MOS-FET may be employed as long as it is an element that can be used separately, such as an IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor). Further, the constants of the respective component elements described above may be changed according to actual conditions and the like.
Further, according to the present invention, a self-excited half-bridge coupling type current resonance type converter may be provided. In this case, for example, a bipolar transistor can be selected as the switching element.
Further, for example, a circuit configuration for generating a secondary-side DC output voltage on the secondary side of the insulating converter transformer PIT may be appropriately changed.
[0168]
Also, the configuration of the power factor correction circuit 3 is not limited to those described in the above embodiments, and may be various circuit configurations based on various voltage feedback schemes proposed by the present applicant. It is also possible to adopt a circuit applicable to the voltage doubler rectifier circuit.
[0169]
【The invention's effect】
As described above, the present invention employs a configuration without an active filter as a wide-range switching power supply circuit having a power factor improving function. Thereby, there is an effect that the power conversion efficiency is improved as compared with the case where the power factor is improved by the active filter, for example.
[0170]
Further, the power supply circuit of the present invention does not require a large number of component elements for forming an active filter. In addition, the current resonance type converter and the power factor correction circuit constituting the power supply circuit perform a soft switching operation, and the switching noise is greatly reduced, so that it is not necessary to strengthen the noise filter.
For this reason, compared with the prior art, the number of components is greatly reduced, and the size and weight of the power supply circuit can be reduced. In addition, the cost can be reduced accordingly.
[0171]
Furthermore, since the active filter is omitted, interference of the primary side ground potential is eliminated, so that the primary side ground potential is also stabilized, and the reliability is improved.
[0172]
Further, according to the power supply circuit of the present invention, it is possible to greatly reduce the weight of the circuit as compared with a configuration in which the power factor is improved by using a choke input method as a prior art, thereby reducing the size of the circuit. -Cost reduction can be achieved.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a circuit diagram illustrating a configuration example of a switching power supply circuit according to a first embodiment of the present invention.
FIG. 2 is a circuit diagram illustrating a configuration example of a switching power supply circuit according to a second embodiment of the present invention;
FIG. 3 is a circuit diagram illustrating a configuration example of a switching power supply circuit according to a third embodiment of the present invention.
FIG. 4 is a waveform diagram showing an operation of a main part in the power supply circuit according to the embodiment, using a commercial AC power supply cycle.
FIG. 5 is a cross-sectional view illustrating a structural example of a voltage feedback transformer provided in a power factor correction circuit in the power supply circuit according to the embodiment;
FIG. 6 is a diagram illustrating characteristics of a power factor, a rectified smoothed voltage level, and a power conversion efficiency with respect to a load change in the power supply circuit according to the first embodiment.
FIG. 7 is a diagram illustrating characteristics of a power factor, a rectified smoothed voltage level, and a power conversion efficiency with respect to a load change in a power supply circuit according to a second embodiment.
FIG. 8 is a diagram illustrating characteristics of a power factor, a rectified smoothed voltage level, and a power conversion efficiency with respect to a load change in a power supply circuit according to a third embodiment.
FIG. 9 is a circuit diagram showing a basic circuit configuration of an active filter.
10 is a waveform chart showing an operation in the active filter shown in FIG.
FIG. 11 is a circuit diagram showing a configuration of a control circuit system of the active filter.
FIG. 12 is a circuit diagram showing a configuration example of a power supply circuit in which an active filter is mounted as a prior art.
FIG. 13 is a circuit diagram showing a configuration example of a power supply circuit in which an active filter is mounted as a prior art.
FIG. 14 is a circuit diagram illustrating a configuration for improving a power factor by a choke input method.
FIG. 15 is a circuit diagram illustrating a configuration for improving a power factor by a choke input method.
[Explanation of symbols]
Reference Signs List 1 control circuit, 2 control IC, 3A first power factor correction circuit, 3B second power factor correction circuit, Di bridge rectifier circuit, Ci1, Ci2 smoothing capacitor, Q1, Q2 switching element, PIT (PIT-1 to 3) ) Insulated converter transformer, C1 primary side series resonance capacitor, N1 primary winding, RL relay, S1 relay switch, CN filter capacitor, VFT (VFT-1 to 3) Voltage feedback transformer, NA (NA1 to NA2) primary winding , NB (NB1 ~ NB2) Secondary winding, LFT line filter transformer, CL Across capacitor

Claims (7)

入力される商用交流電源のレベルに応じた所要のレベルの整流平滑電圧を生成する整流平滑手段と、
上記整流平滑電圧を直流入力電圧として入力して動作するスイッチングコンバータ部と、
力率改善のための力率改善手段とを備え、
上記スイッチングコンバータ部は、少なくとも、
上記整流平滑電圧を直流入力電圧として入力してスイッチング動作を行うものとされ、ハイサイドのスイッチング素子と、ローサイドのスイッチング素子とをハーフブリッジ結合して形成されるスイッチング手段と、
上記各スイッチング素子をスイッチング駆動するスイッチング駆動手段と、
上記スイッチング手段のスイッチング動作により得られるスイッチング出力が供給される一次巻線と、該一次巻線に得られたスイッチング出力としての交番電圧が励起される二次巻線とを巻装して形成される絶縁コンバータトランスと、
少なくとも、上記絶縁コンバータトランスの一次巻線の漏洩インダクタンス成分と、上記一次巻線に直列接続された一次側直列共振コンデンサのキャパシタンスとによって形成されて、上記スイッチング手段の動作を電流共振形とすると共に、その一端が上記整流平滑手段により生成される整流平滑電圧の正極ラインに対して接続され、他端が上記スイッチング手段のスイッチング出力点に接続される一次側直列共振回路と、
上記絶縁コンバータトランスの二次巻線に得られる交番電圧を入力して、整流動作を行うことで二次側直流出力電圧を生成するように構成された直流出力電圧生成手段と、
上記二次側直流出力電圧のレベルに応じて上記スイッチング駆動手段を制御して、上記スイッチング手段のスイッチング周波数を可変することで、二次側直流出力電圧に対する定電圧制御を行うように構成された定電圧制御手段とを備え、上記力率改善手段は、
上記一次側直列共振回路に含まれるようにして接続され、上記スイッチング手段によるスイッチング出力が入力される一次巻線と、この一次巻線に得られたスイッチング出力に応じた交番電圧が励起される二次巻線とが巻装されて形成される電圧帰還用トランスと、
上記電圧帰還用トランスの二次巻線に励起される交番電圧を利用して、上記整流平滑手段に備えられるスイッチング用ダイオードにより整流電流成分を断続して力率を改善するように構成される力率改善回路とを備える、
ことを特徴とするスイッチング電源回路。Rectifying and smoothing means for generating a rectified and smoothed voltage of a required level according to the level of the input commercial AC power supply;
A switching converter unit that operates by inputting the rectified smoothed voltage as a DC input voltage,
Power factor improving means for power factor improvement,
The switching converter unit includes at least:
The rectified and smoothed voltage is input as a DC input voltage to perform a switching operation, a high-side switching element, a switching means formed by half-bridge coupling the low-side switching element,
Switching driving means for switchingly driving each of the switching elements,
It is formed by winding a primary winding to which a switching output obtained by the switching operation of the switching means is supplied, and a secondary winding to which an alternating voltage as a switching output obtained in the primary winding is excited. An isolated converter transformer,
At least a leakage inductance component of a primary winding of the insulating converter transformer and a capacitance of a primary side series resonance capacitor connected in series to the primary winding make the operation of the switching means a current resonance type. A primary-side series resonance circuit having one end connected to a positive line of a rectified and smoothed voltage generated by the rectifying and smoothing means, and the other end connected to a switching output point of the switching means;
DC output voltage generating means configured to input an alternating voltage obtained to a secondary winding of the insulating converter transformer and generate a secondary-side DC output voltage by performing a rectification operation;
The switching drive means is controlled in accordance with the level of the secondary DC output voltage, and the switching frequency of the switching means is varied to perform constant voltage control on the secondary DC output voltage. A constant voltage control means, wherein the power factor improving means comprises:
A primary winding connected so as to be included in the primary side series resonance circuit, to which a switching output by the switching means is input, and an alternating voltage corresponding to a switching output obtained in the primary winding being excited. A voltage feedback transformer formed by winding the next winding,
Utilizing an alternating voltage excited in the secondary winding of the voltage feedback transformer, a switching diode provided in the rectifying / smoothing means intermittently switches a rectified current component to improve a power factor. A rate improvement circuit,
A switching power supply circuit characterized by the above-mentioned. 上記スイッチングコンバータ部が複数備えられ、
これら複数のスイッチングコンバータ部のうち少なくとも１つは、上記力率改善手段が備えられるようにして構成される、
ことを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。A plurality of the switching converter units are provided,
At least one of the plurality of switching converter units is configured such that the power factor improving unit is provided.
The switching power supply circuit according to claim 1, wherein: 上記一次側直列共振回路内を流れる一次側共振電流と、上記力率改善回路内を流れる電流とが逆極性となるように構成されている、
ことを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。The primary-side resonance current flowing in the primary-side series resonance circuit and the current flowing in the power-factor improvement circuit are configured to have opposite polarities.
The switching power supply circuit according to claim 1, wherein: 上記整流平滑手段は、上記スイッチング用ダイオードとしての高速リカバリ型ダイオードによるブリッジ整流回路を備え、
上記力率改善回路は、上記整流平滑手段に備えられる上記高速リカバリ型ダイオードにより整流電流成分を断続して力率を改善するように構成されている、
ことを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。The rectifying and smoothing means includes a bridge rectifying circuit including a high-speed recovery type diode as the switching diode.
The power factor improving circuit is configured to improve a power factor by interrupting a rectified current component by the high-speed recovery type diode provided in the rectifying and smoothing means.
The switching power supply circuit according to claim 1, wherein: 上記整流平滑手段は、上記商用交流電源のレベルの所定倍に対応するレベルの上記整流平滑電圧を生成するように構成されている、
ことを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。The rectifying and smoothing means is configured to generate the rectified and smoothed voltage at a level corresponding to a predetermined multiple of the level of the commercial AC power supply.
The switching power supply circuit according to claim 1, wherein: 上記整流平滑手段は、上記商用交流電源レベルの等倍に対応するレベルの上記整流平滑電圧を生成するように構成されている、
ことを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。The rectifying / smoothing means is configured to generate the rectified / smoothed voltage at a level corresponding to the commercial AC power supply at an equal level.
The switching power supply circuit according to claim 1, wherein: 上記整流平滑手段は、
上記商用交流電源のレベルに応じて、商用交流電源レベルの等倍に対応するレベルの上記整流平滑電圧を生成する等倍電圧整流動作と、商用交流電源レベルの所定倍に対応するレベルの上記整流平滑電圧を生成する倍電圧整流動作とで切り換えが行われるように構成されている、
ことを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。The rectifying and smoothing means includes:
An equal-size voltage rectifying operation for generating the rectified smoothed voltage at a level corresponding to the same level of the commercial AC power supply in accordance with the level of the commercial AC power supply, and the rectification at a level corresponding to a predetermined multiple of the commercial AC power supply level The switching is performed by a voltage doubler rectification operation that generates a smoothed voltage.
The switching power supply circuit according to claim 1, wherein:
JP2002376725A 2002-12-26 2002-12-26 Switching power supply circuit Pending JP2004208455A (en)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2002376725A JP2004208455A (en) 2002-12-26 2002-12-26 Switching power supply circuit

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2002376725A JP2004208455A (en) 2002-12-26 2002-12-26 Switching power supply circuit

Publications (1)

Publication Number Publication Date
JP2004208455A true JP2004208455A (en) 2004-07-22

Family

ID=32814114

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
JP2002376725A Pending JP2004208455A (en) 2002-12-26 2002-12-26 Switching power supply circuit

Country Status (1)

Country Link
JP (1) JP2004208455A (en)

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2012182877A (en) * 2011-02-28 2012-09-20 Aiphone Co Ltd Switching power supply unit

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2012182877A (en) * 2011-02-28 2012-09-20 Aiphone Co Ltd Switching power supply unit

Similar Documents

Publication Publication Date Title
EP1816537A2 (en) Switching power supply circuit
EP1835606A2 (en) Switching power supply circuit
EP1830459A2 (en) Switching power supply circuit
US20070035971A1 (en) Switching power supply circuit
JP2005261181A (en) Switching power supply circuit
JP4407115B2 (en) Switching power supply circuit
JP2004208455A (en) Switching power supply circuit
JP2004173463A (en) Switching power supply circuit
JP2004129320A (en) Switching power circuit
JP2005045918A (en) Switching power source circuit
JP2004166462A (en) Switching power supply circuit
JP2004129321A (en) Switching power circuit
JP2007074779A (en) Switching power supply circuit
JP2004120863A (en) Switching power circuit
JP2004266954A (en) Switching power source circuit
JP2004147471A (en) Switching power circuit
JP2001136744A (en) Switching power supply circuit
JP2006149171A (en) Switching regulator circuit
JP2003189616A (en) Switching power circuit
JP2001136745A (en) Switching power supply circuit
JP2005137132A (en) Switching power supply circuit
JP2007074778A (en) Switching power supply circuit
JP2003189614A (en) Switching power circuit
JP2007181342A (en) Switching power supply circuit
JP2007043875A (en) Switching power supply