JP2004129321A

JP2004129321A - Switching power circuit

Info

Publication number: JP2004129321A
Application number: JP2002285666A
Authority: JP
Inventors: Masayuki Yasumura; 安村　昌之
Original assignee: Sony Corp
Current assignee: Sony Corp
Priority date: 2002-09-30
Filing date: 2002-09-30
Publication date: 2004-04-22

Abstract

PROBLEM TO BE SOLVED: To reduce the cost and downsize a circuit by making a switching power circuit into such a type that it can be operated to a wide range, and equipped with a power factor improving function. SOLUTION: This switching power circuit is equipped with a plurality of switching converters (the first to third converters 101, 102, and 103) which operate by rectified and smoothed voltage Ei as DC input voltage. These switching converters are composite resonant converters where partial resonant voltage circuits are combined with the current resonant converters by full bridge coupling systems. Then, a rectifying circuit which generates the DC input voltage (Ei) is constituted to perform switching control so that it may be a voltage doubling rectification circuit under AC150V and a full wave rectification circuit over AC150V. Voltage of the power factor improving circuits (3-1, 3-2, and 3-3) of each converter feed back the switching output transmitted to tertiary winding N3 wound on insulated converter transformers (PIT-1, PIT-2, PIT-3) to rectified current paths, thereby enlarging the angles of conduction of AC input currents. COPYRIGHT: (C)2004,JPO

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、力率改善のための回路を備えたスイッチング電源回路に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
近年、高周波の比較的大きい電流及び電圧に耐えることができるスイッチング素子の開発によって、商用電源を整流して所望の直流電圧を得る電源回路としては、大部分がスイッチング方式の電源回路になっている。
スイッチング電源回路はスイッチング周波数を高くすることによりトランスその他のデバイスを小型にすると共に、大電力のＤＣ−ＤＣコンバータとして各種の電子機器の電源として使用される。
【０００３】
ところで、一般に商用電源を整流すると平滑回路に流れる電流は歪み波形になるため、電源の利用効率を示す力率が損なわれるという問題が生じる。
また、歪み電流波形となることによって発生する高調波を抑圧するための対策が必要とされている。
【０００４】
そこで、スイッチング電源回路において力率を改善する力率改善手段として、整流回路系においてＰＷＭ制御方式の昇圧型コンバータを設けて力率を１に近付ける、いわゆるアクティブフィルタを設ける方法が知られている。
【０００５】
図６の回路図は、このようなアクティブフィルタの基本構成を示している。　この図においては、商用交流電源ＡＣにブリッジ整流回路Ｄｉを接続している。このブリッジ整流回路Ｄｉの正極／負極ラインに対しては並列に出力コンデンサＣｏｕｔが接続される。ブリッジ整流回路Ｄｉの整流出力が出力コンデンサＣｏｕｔに供給されることで、出力コンデンサＣｏｕｔの両端電圧として、直流電圧Ｖｏｕｔが得られる。この直流電圧Ｖｏｕｔは、例えば後段のＤＣ−ＤＣコンバータなどの負荷１０に入力電圧として供給される。
【０００６】
また、力率改善のための構成としては、図示するようにして、インダクタＬ、高速リカバリ型のダイオードＤ、抵抗Ｒｉ、スイッチング素子Ｑ、及び乗算器１１を備える。
インダクタＬ、ダイオードＤは、ブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子と、出力コンデンサＣｏｕｔの正極端子との間に、直列に接続されて挿入される。
抵抗Ｒｉは、ブリッジ整流回路Ｄｉの負極出力端子（一次側アース）と出力コンデンサＣｏｕｔの負極端子との間に挿入される。
また、スイッチング素子Ｑ１は、この場合には、ＭＯＳ−ＦＥＴが選定されており、図示するようにして、インダクタＬとダイオードＤの接続点と、一次側アース間に挿入される。
【０００７】
乗算器１１に対しては、フィードフォワード回路として、電流検出ラインＬＩ及び波形入力ラインＬｗが接続され、フィードバック回路として電圧検出ラインＬＶが接続される。
乗算器１１は、電流検出ラインＬＩから入力される、ブリッジ整流回路Ｄｉの負極出力端子に流れる整流電流レベルを検出する。
また、波形入力ラインＬｗから入力される、ブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子の整流電圧波形を検出する。これは、即ち、商用交流電源ＡＣ（交流入力電圧）の波形を絶対値化して検出していることに相当する。
また、電圧検出ラインＬＶから入力される、出力コンデンサＣｏｕｔの直流電圧Ｖｏｕｔの変動差分を検出する。つまり、負荷１０に入力すべき直流入力電圧の変動差分を検出する。
そして、乗算器１１からは、スイッチング素子Ｑを駆動するためのドライブ信号が出力される。
【０００８】
電流検出ラインＬＩから乗算器１１に対しては、ブリッジ整流回路Ｄｉの負極出力端子に流れる整流電流が入力される。乗算器１１では、この電流検出ラインＬＩから入力された整流電流レベルを検出する。また、電圧検出ラインＬＶから入力される、出力コンデンサＣｏｕｔの直流電圧Ｖｏｕ（直流入力電圧）の変動差分を検出する。また、波形入力ラインＬｗから入力される、ブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子の整流電圧波形を検出する。これは、即ち、商用交流電源ＡＣ（交流入力電圧）の波形を絶対値化して検出していることに相当する。
【０００９】
乗算器１１では、先ず、上記のようにして電流検出ラインＬＩから検出した整流電流レベルと、上記電圧検出ラインＬＶから検出した直流入力電圧の変動差分と乗算する。そして、この乗算結果と、波形入力ラインＬｗから検出した交流入力電圧の波形とによって、交流入力電圧ＶＡＣと同一波形の電流指令値を生成する。
【００１０】
さらに、この場合の乗算器１１では、上記電流指令値と実際の交流入力電流レベル（電流検出ラインＬ１からの入力に基づいて検出される）を比較し、この差に応じてＰＷＭ信号についてＰＷＭ制御を行い、ＰＷＭ信号に基づいたドライブ信号を生成する。スイッチング素子Ｑは、このドライブ信号によってスイッチング駆動される。この結果、交流入力電流は交流入力電圧と同一波形となるように制御されて、力率がほぼ１に近付くようにして力率改善が図られることになる。また、この場合には、乗算器１１によって生成される電流指令値は、直流入力電圧（Ｖｏｕｔ）の変動差分に応じて振幅が変化するように制御されるため、直流入力電圧（Ｖｏｕｔ）の変動も抑制されることになる。
【００１１】
図７（ａ）は、上記図６に示したアクティブフィルタ回路に入力される入力電圧Ｖｉｎ及び入力電流Ｉｉｎを示している。電圧Ｖｉｎは、ブリッジ整流回路Ｄｉの整流出力としての電圧波形に対応し、電流Ｉｉｎは、ブリッジ整流回路Ｄｉの整流出力としての電流波形に対応する。ここで、電流Ｉｉｎの波形は、ブリッジ整流回路Ｄｉの整流出力電圧（電圧Ｖｉｎ）と同じ導通角となっているが、これは、商用交流電源ＡＣからブリッジ整流回路Ｄｉに流れる交流入力電流の波形も、この電流Ｉｉｎと同じ導通角となっていることを示す。つまり、ほぼ１に近い力率が得られている。
【００１２】
また、図７（ｂ）は、出力コンデンサＣｏｕｔに入出力するエネルギー（電力）Ｐｃｈｇの変化を示す。出力コンデンサＣｏｕｔは、入力電圧Ｖｉｎが高いときにエネルギーを蓄え、入力電圧Ｖｉｎが低いときにエネルギーを放出して、出力電力の流れを維持する。
図７（ｃ）は、上記出力コンデンサＣｏｕｔに対する充放電電流Ｉｃｈｇの波形を示している。この充放電電流Ｉｃｈｇは、上記図７（ｂ）の入出力エネルギーＰｃｈｇの波形と同位相となっていることからも分かるように、出力コンデンサＣｏｕｔにおけるエネルギーＰｃｈｇの蓄積／放出動作に対応して流れる電流である。
【００１３】
上記充放電電流Ｉｃｈｇは、入力電流Ｖｉｎとは異なり、交流ライン電圧（商用交流電源ＡＣ）の第２高調波とほぼ同一の波形となる。交流ライン電圧には、出力コンデンサＣｏｕｔとの間のエネルギーの流れによって、図７（ｄ）に示すようにして、第２高調波成分にリップル電圧Ｖｄが生じる。このリップル電圧Ｖｄは、無効なエネルギー保存のために、図７（ｃ）に示す充放電電流Ｉｃｈｇに対して、９０°の位相差を有する。出力コンデンサＣｏｕｔの定格は、第２高調波のリップル電流と、その電流を変調するブースト・コンバータ・スイッチからの高周波リップル電流を処理することを考慮して決定するようにされる。
【００１４】
また、図８には、図６の回路構成を基として、基本的なコントロール回路系を備えたアクティブフィルタの構成例を示している。なお、図６と同一とされる部分については同一符号を付して説明を省略する。
ブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子と、出力コンデンサＣｏｕｔの正極端子間には、スイッチングプリレギュレータ１５が備えられる。このスイッチングプリレギュレータ１５は、図６においては、スイッチング素子Ｑ、インダクタＬ、及びダイオードＤなどにより形成される部位となる。
【００１５】
そして、乗算器１１を含むコントロール回路系は、他に、電圧誤差増幅器１２、除算器１３、二乗器１４を備えて成る。
電圧誤差増幅器１２では、出力コンデンサＣｏｕｔの直流電圧Ｖｏｕｔを、分圧抵抗Ｒｖｏ−Ｒｖｄにより分圧してオペアンプ１５の非反転入力に入力する。オペアンプ１５の反転入力には基準電圧Ｖｒｅｆが入力される。オペアンプ１５では、基準電圧Ｖｒｅｆに対する分圧された直流電圧Ｖｏｕｔの誤差に応じたレベルの電圧を、帰還抵抗Ｒｖｌ、コンデンサＣｖｌによって決定される増幅率により増幅して、誤差出力電圧Ｖｖｅａとして除算器１３に出力する。
【００１６】
また、二乗器１４には、いわゆるフィードフォワード電圧Ｖｆｆが入力される。このフィードフォワード電圧Ｖｆｆは、入力電圧Ｖｉｎを平均化回路１６（Ｒｆ１１，Ｒｆ１２，Ｒｆ１３，Ｃｆ１１，Ｃｆ１２）により平均化した出力（平均入力電圧）とされる。二乗器１４では、このフィードフォワード電圧Ｖｆｆを二乗して除算器１３に出力する。
【００１７】
除算器１３では、電圧誤差増幅器１２からの誤差出力電圧Ｖｖｅａについて、二乗器１４から出力された平均入力電圧の二乗値により除算を行いい、この除算結果としての信号を乗算器１１に出力する。
つまり、電圧ループは、二乗器１４、除算器１３、乗算器１１の系から成るものとされる。そして、電圧誤差増幅器１２から出力される誤差出力電圧Ｖｖｅａは、乗算器１１で整流入力信号Ｉｖａｃにより乗算される前の段階で、平均入力電圧（Ｖｆｆ）の二乗により除算されることになる。この回路によって、電圧ループの利得は、平均入力電圧（Ｖｆｆ）の二乗として変化することなく、一定に維持される。平均入力電圧（Ｖｆｆ）は、電圧ループ内において順方向に送られる開ループ補正の機能を有する。
【００１８】
乗算器１１には、上記除算器１１により誤差出力電圧Ｖｖｅａを除算した出力と、抵抗Ｒｖａｃを介したブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子（整流出力ライン）の整流出力（Ｉａｃ）が入力される。ここでは、整流出力を電圧によるのではなく、電流（Ｉａｃ）として示している。乗算器１１では、これらの入力を乗算することによって、電流プログラミング信号（乗算器出力信号）Ｉｍｏを生成して出力する。これは、図６にて説明した電流指令値に相当する。出力電圧Ｖｏｕｔは、この電流プログラミング信号の平均振幅を可変することで制御される。つまり、電流プログラミング信号の平均振幅の変化に応じたＰＷＭ信号が生成され、このＰＷＭ信号に基づいたドライブ信号によってスイッチング駆動が行われることによって、出力電圧Ｖｏｕｔのレベルをコントロールするものである。
したがって、電流プログラミング信号は、入力電圧と出力電圧を制御する平均振幅の波形を有する。なお、アクティブフィルタは、出力電圧Ｖｏｕｔのみではなく、入力電流Ｖｉｎも制御するようになっている。そして、フィードフォワード回路における電流ループは、整流ライン電圧によってプログラムされるということがいえるので、後段のコンバータ（負荷１０）への入力は抵抗性になる。
【００１９】
図９は、上記図８に示した構成に基づくアクティブフィルタの後段に対して電流共振形コンバータを接続して成る電源回路の構成例を示している。この図に示す電源回路は、交流入力電圧ＶＡＣ＝８５Ｖ〜２８８Ｖに対応する。つまり、商用交流電源についてＡＣ１００Ｖ系とＡＣ２００Ｖ系の両者の交流入力電圧に対応する、いわゆるワイドレンジ対応（ワールドワイド仕様）とされている。また、対応可能な負荷電力としては６００Ｗ以上とされている。また、電流共振形コンバータとしては、他励式のハーフブリッジ結合方式による構成を採る。
また、この図９に示す電源回路は、例えばプラズマディスプレイパネルを備えたテレビジョン受像機、モニタ装置などに搭載される。
【００２０】
この場合の商用交流電源ＡＣラインには、図示する接続態様により、２組のラインフィルタトランスＬＦＴ，ＬＦＴと、３組のアクロスコンデンサＣＬが接続されて、コモンモードノイズのためのラインノイズフィルタを形成する。
【００２１】
商用交流電源ＡＣの正／負のラインに対しては、それぞれ、２組のブリッジ整流回路Ｄｉ１，Ｄｉ２の各正極入力端子と負極入力端子が共通に接続される。また、ブリッジ整流回路Ｄｉ１，Ｄｉ２の正極出力端子どうしと、負極出力端子どうしが接続されるようになっている。つまり、この場合には、商用交流電源ＡＣに対して、２段のブリッジ整流回路が備えられていることになる。
【００２２】
また、上記ブリッジ整流回路Ｄｉ１，Ｄｉ２の正極出力端子と負極出力端子間には、１組のチョークコイルＬＮと、３組のフィルタコンデンサ（フィルムコンデンサ）ＣＮ，ＣＮ，ＣＮを図示するようにして接続して成るノーマルモードノイズフィルタ４が接続される。
【００２３】
ブリッジ整流回路Ｄｉ１，Ｄｉ２の正極出力端子は、上記チョークコイルＬＮと、パワーチョークコイルＰＣＣ１のインダクタＬｐｃ１と、パワーチョークコイルＰＣＣ２のインダクタＬｐｃ２の直列接続を介して、並列接続された２本の高速リカバリ型の整流ダイオード［Ｄ１０／／Ｄ１０］のアノードの接続点と接続される。整流ダイオード［Ｄ１０／／Ｄ１０］のカソードの接続点は、平滑コンデンサＣｉＡ，ＣｉＢの各正極端子に接続される。
平滑コンデンサＣｉＡ，ＣｉＢは、図示するようにして、２本で１組となるようにして並列に接続されている。平滑コンデンサＣｉＡ，ＣｉＢの正極端子は、上記もしているように、整流ダイオード［Ｄ１０／／Ｄ１０］−インダクタＬｐｃ２−インダクタＬｐｃ１−チョークコイルＬＮの直列接続を介して、ブリッジ整流回路Ｄｉ１，Ｄｉ２の各正極出力端子に対して接続される。また、平滑コンデンサＣｉＡ，ＣｉＢの負極端子は、ブリッジ整流回路Ｄｉ１，Ｄｉ２の各負極出力端子（一次側アース）に対して接続される。
【００２４】
上記平滑コンデンサ［ＣｉＡ／／ＣｉＢ］の組は、図６，図８における出力コンデンサＣｏｕｔに相当する。従って、この場合においては、この並列接続された平滑コンデンサ［ＣｉＡ／／ＣｉＢ］の組の両端電圧として整流平滑電圧Ｅｉが得られることになる。この整流平滑電圧Ｅｉが、後段の各コンバータ部２０１、２０２、２０３に対して直流入力電圧として供給される。
また、パワーチョークコイルＰＣＣ１、２のインダクタＬｐｃ１，Ｌｐｃ２の直列接続は、図６に示したインダクタＬに相当する。ダイオード［Ｄ１０／／Ｄ１０］は、図９に示したとダイオードＤに相当する。
また、この図におけるダイオードＤ１０／／Ｄ１０の並列回路に対しては、コンデンサＣｓｎ−抵抗Ｒｓｎから成るＲＣスナバ回路が並列に接続される。
【００２５】
スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２，Ｑ１３から成るスイッチング素子の組は、図６におけるスイッチング素子Ｑに相当する。つまり、実際にアクティブフィルタのスイッチング素子を実装するのにあたって、この場合には、３つのスイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２，Ｑ１３を１組としており、これらのスイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２，Ｑ１３を、それぞれ、パワーチョークコイルＬｐｃ２と高速リカバリ型の整流ダイオード［Ｄ１０／／Ｄ１０］の接続点と、一次側アース（負極整流出力ライン）との間に並列に挿入するようにしている。
【００２６】
このようにして、３つのスイッチング素子を備えるのは、信頼性確保のためである。
つまり、負荷電力Ｐｏ＝６００Ｗ以上程度の重負荷の条件である場合、例えば交流入力電圧ＶＡＣが１００Ｖ以下となる条件では、スイッチング素子に流れる総合的なドレイン電流（スイッチング電流）が非常に高くなる。そこで、この場合には、３つのスイッチング素子を並列に接続することで、各スイッチング素子に流れるドレイン電流のピークレベルを抑えているものである。
この場合のスイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２，Ｑ１３には、ＭＯＳ−ＦＥＴが選定されている。そして、スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２，Ｑ１３の各ゲート−ソース間には、それぞれ、ゲート−ソース間抵抗Ｒ５２，Ｒ５４，Ｒ６４が接続されている。
【００２７】
アクティブフィルタコントロール回路２０は、力率を１に近付けるように力率改善を行うアクティブフィルタの動作を制御するもので、例えば１石の集積回路（ＩＣ）とされている。
この場合、アクティブフィルタコントロール回路２０は、乗算器、除算器、誤差電圧増幅器、ＰＷＭ制御回路、及びスイッチング素子をスイッチング駆動するためのドライブ信号を出力するドライブ回路等を備えて構成される。図８に示した乗算器１１、誤差電圧増幅器１２、除算器１３、及び二乗器１４などに相当する回路部は、このアクティブフィルタコントロール回路２０内に搭載される。
【００２８】
この場合、フィードバック回路は平滑コンデンサＣｉの両端電圧（整流平滑電圧Ｅｉ）を分圧抵抗Ｒ５５，Ｒ５６，Ｒ５７により分圧した電圧値を、アクティブフィルタコントロール回路２０の端子Ｔ１に入力するようにして形成される。
【００２９】
また、フィードフォワード回路としては、先ず、抵抗Ｒ５８を介して整流出力が端子Ｔ３に入力される。これによって、交流入力電圧波形の検出と、平均化回路のためのフィードフォワード回路が形成されている。
また、ブリッジ整流回路Ｄｉの負極出力端子と一次側アース間に挿入される抵抗Ｒ６１との接続点から、抵抗Ｒ６０を介して、端子Ｔ６に対して整流電流レベルを入力するようにしている。つまり、図６における電流検出ラインＬＩに相当するラインとしてのフィードフォワード回路が形成されている。
【００３０】
また、端子Ｔ４には、起動抵抗Ｒｓを介したブリッジ整流回路Ｄｉの正極の整流出力が、起動電圧として入力されている。アクティブフィルタコントロール回路２０は、電源起動時において、この端子Ｔ４に入力される起動電圧によって起動される。
また、パワーチョークコイルＰＣＣ１においては、インダクタＬｐｃ１とトランス結合された巻線Ｎ５が巻装されている。この巻線Ｎ５に励起された交番電圧は、ダイオードＤ１１及びコンデンサＣ１１とから成る半波整流回路により所定の低圧直流電圧に変換されるが、上記端子Ｔ４には、この低圧直流電圧も入力されている。アクティブフィルタコントロール回路２０は、上記起動電圧により起動した後は、この低圧直流電圧を電源として入力して動作するようになっている。
また、端子Ｔ５は、抵抗Ｒ５９を介して、一次側アースと接続されている。
【００３１】
端子Ｔ２からは、スイッチング素子を駆動するためのドライブ信号が出力される。そして、この端子Ｔ２に対しては、トランジスタＱ２１，Ｑ２２及びツェナーダイオードＺＤから成る、いわゆるトーテムポール回路が接続されている。この場合のトーテムポール回路は、１つのドライブ信号によって３つのスイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２，Ｑ１３を駆動するのに必要な電力を得るためにドライブ信号を増幅することと、周知のようにして、ＭＯＳ−ＦＥＴとしてのスイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２，Ｑ１３を安定して高速スイッチングすることを目的として設けられている。
このトーテムポール回路から出力されたドライブ信号は、分岐して、それぞれ抵抗Ｒ５１，Ｒ５３，Ｒ６３を介してスイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２，Ｑ１３のゲートに対して出力される。
スイッチング素子Ｑ１１は、上記のようにして印加されるドライブ信号に応じて、ゲート−ソース間抵抗Ｒ５２の両端にゲート電圧が発生するようになっている。そして、ゲート電圧が閾値以上となることでオンとなり、閾値以下となるとオフとなるようにしてスイッチング動作を行う。
スイッチング素子Ｑ１２，Ｑ１３も同様にして、それぞれ、ドライブ信号によってゲート−ソース間抵抗Ｒ５４，Ｒ６４の両端電圧であるゲート電圧が閾値以上／以下で変化するのに応じて、上記スイッチング素子Ｑ１１と同じオン／オフタイミングでスイッチング動作を行う。
【００３２】
そして、上記したスイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２，Ｑ１３のスイッチング駆動は、図６及び図８により説明したようにして、整流出力電流の導通角が、整流出力電圧波形とほぼ同等の導通角となるように、ＰＷＭ制御に基づくドライブ信号によって行われる。整流出力電流の導通角が整流出力電圧波形とほぼ同等の導通角となるということは、即ち、商用交流電源ＡＣから流入する交流入力電流の導通角が、交流入力電圧ＶＡＣの波形とほぼ同じ導通角となることであり、結果的に、力率が１に近づくように制御されることになる。つまり、力率改善が図られる。実際においては、負荷電力Ｐｏ＝６００Ｗ時において、力率ＰＦ＝０．９９５程度となる特性が得られる。
【００３３】
また、この図９に示すアクティブフィルタコントロール回路２０によっては、整流平滑電圧Ｅｉ（図８では、Ｖｏｕｔに相当する）＝３７５Ｖの平均値について、交流入力電圧ＶＡＣ＝８５Ｖ〜２８８Ｖの範囲で定電圧化するようにも動作する。つまり、後段の電流共振形コンバータには、交流入力電圧ＶＡＣ＝８５Ｖ〜２６４Ｖの変動範囲に関わらず、３７５Ｖで安定化された直流入力電圧が供給されることとなる。
上記交流入力電圧ＶＡＣ＝８５Ｖ〜２８８Ｖの範囲は、商用交流電源ＡＣ１００Ｖ系と２００Ｖ系を連続的にカバーするものであり、従って、後段のスイッチングコンバータには、商用交流電源ＡＣ１００Ｖ系と２００Ｖ系とで、同じレベルで安定化された直流入力電圧（Ｅｉ）が供給されることとなる。つまり、図９に示す電源回路は、アクティブフィルタを備えることで、ワイドレンジの電源回路としても構成されている。
【００３４】
そして、この図に示す電源回路においては、前述したような重負荷の条件に対応するために、平滑コンデンサ［ＣｉＡ／／ＣｉＢ］を直流入力電圧として動作電源とする複数の電流共振形コンバータが並列に設けられている。この図では、第１コンバータ部２０１，第２コンバータ部２０２、第３コンバータ部２０３の３つの電流共振形コンバータが設けられており、それぞれ、所定レベルに安定化された二次側直流出力電圧ＥＯ１、ＥＯ２、ＥＯ３を出力可能とされている。
【００３５】
例えば、第１コンバータ部２０１の構成としては、図示するようにして、２石のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を備えて成る。この場合には、スイッチング素子Ｑ１がハイサイドで、スイッチング素子Ｑ２がローサイドとなるようにしてハーフブリッジ接続し、整流平滑電圧Ｅｉ（直流入力電圧）に対して並列に接続している。つまり、ハーフブリッジ結合方式による電流共振形コンバータを形成している。
【００３６】
この場合の電流共振形コンバータは他励式とされ、これに対応して上記スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２には、ＭＯＳ−ＦＥＴが用いられている。これらスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２に対しては、それぞれ並列にクランプダイオードＤＤ１，ＤＤ２が接続され、これによりスイッチング回路が形成される。これらクランプダイオードＤＤ１，ＤＤ２は、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のターンオフ時における逆方向電流を流す経路を形成する。
また、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の各ゲート−ソース間には、それぞれゲート−ソース間抵抗ＲＧ１，ＲＧ２が挿入されている。
【００３７】
コントロールＩＣ２は、電流共振形コンバータを他励式により駆動するための発振回路、制御回路、及び保護回路等を備えて構成されるもので、内部にバイポーラトランジスタを備えた汎用のアナログＩＣ（Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ　Ｃｉｒｃｕｉｔ）とされる。
このコントロールＩＣ２は、電源入力端子Ｖｃｃに入力される直流電圧により動作する。
【００３８】
そして、コントロールＩＣ２においては、スイッチング素子に対してドライブ信号（ゲート電圧）を出力するための端子として、２つのドライブ信号出力端子ＶＧＨ，ＶＧＬが備えられる。
ドライブ信号出力端子ＶＧＨからは、ハイサイドのスイッチング素子をスイッチング駆動するためのドライブ信号が出力され、ドライブ信号出力端子ＶＧＬからは、ローサイドのスイッチング素子をスイッチング駆動するためのドライブ信号が出力される。
そして、この場合には、ドライブ信号出力端子ＶＧＨは、ハイサイドのスイッチング素子Ｑ１のゲートと接続される。また、ドライブ信号出力端子ＶＧＬは、ローサイドのスイッチング素子Ｑ２のゲートと接続される。
これにより、ドライブ信号出力端子ＶＧＨから出力されるハイサイド用のドライブ信号は、スイッチング素子Ｑ１のゲートに対して印加され、ドライブ信号出力端子ＶＧＬから出力されるローサイド用のドライブ信号は、スイッチング素子Ｑ２のゲートに対して印加されることになる。
【００３９】
また、この図では図示を省略しているが、コントロールＩＣ２の端子Ｖｓに対して、外付けの回路として、１組のブートストラップ回路が接続される。このブートストラップ回路によりドライブ信号出力端子ＶＧＨから出力されるハイサイド用のドライブ信号は、スイッチング素子Ｑ１を適正にドライブ可能なレベルとなるようにレベルシフトされる。
【００４０】
コントロールＩＣ２では、内部の発振回路により所要の周波数の発振信号を生成する。そして、コントロールＩＣ２では、上記発振回路にて生成された発振信号を利用して、ハイサイド用のドライブ信号と、ローサイド用のドライブ信号を生成する。ここで、ハイサイド用のドライブ信号と、ローサイド用のドライブ信号は、互いに１８０°の位相差を有する関係となるようにして生成される。そして、ハイサイド用のドライブ信号をドライブ信号出力端子ＶＧＨから出力し、ローサイド用のドライブ信号をドライブ信号出力端子ＶＧＬから出力するようにされる。
【００４１】
このようなハイサイド用のドライブ信号と、ローサイド用のドライブ信号が、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２に対してそれぞれ印加されることによって、ドライブ信号がＨレベルとなる期間に応じては、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のゲート電圧がゲート閾値以上となってオン状態となる。またドライブ信号がＬレベルとなる期間では、ゲート電圧がゲート閾値以下となってオフ状態となる。これにより、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は、交互にオン／オフとなるタイミングによって所要のスイッチング周波数によりスイッチング駆動されることになる。
【００４２】
絶縁コンバータトランスＰＩＴ−１は、上記スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のスイッチング出力を一次側から二次側に伝送するために設けられる。
絶縁コンバータトランスＰＩＴ−１の一次巻線Ｎ１の一方の端部は、一次側直列共振コンデンサＣ１を介してスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の接続点（スイッチング出力点）に対して接続され、他方の端部は一次側アースに接続される。ここで、直列共振コンデンサＣ１は、自身のキャパシタンスと一次巻線Ｎ１のリーケージインダクタンス（Ｌ１）とによって一次側直列共振回路を形成する。この一次側直列共振回路は、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のスイッチング出力が供給されることで共振動作を生じるが、これによって、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２から成るスイッチング回路の動作を電流共振形とする。
【００４３】
絶縁コンバータトランスＰＩＴ−１の二次側には二次巻線Ｎ２が巻装される。
この場合の二次巻線Ｎ２に対しては、図示するようにしてセンタータップを設けて二次側アースに接続した上で、整流ダイオードＤＯ１，ＤＯ２、及び平滑コンデンサＣＯ１から成る両波整流回路を接続している。これにより、平滑コンデンサＣＯ１の両端電圧として二次側直流出力電圧ＥＯ１が得られる。この二次側直流出力電圧ＥＯ１は、図示しない負荷側に供給されるとともに、制御回路１のための検出電圧としても分岐して入力される。
制御回路１では、入力される二次側直流出力電圧ＥＯ１のレベルに応じてそのレベルが可変された電圧又は電流を制御出力としてコントロールＩＣ２の制御入力端子Ｖｃに供給する。コントロールＩＣ２では、制御入力端子Ｖｃに入力された制御出力に応じて、例えば発振信号の周波数を可変することで、ドライブ信号出力端子ＶＧＨ，ＶＧＬから出力すべきドライブ信号の周波数を可変する。これにより、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は、スイッチング周波数が可変制御されることになるが、このようにしてスイッチング周波数が可変されることによっては、二次側直流出力電圧Ｅ０１のレベルが一定となるように制御される。つまり、スイッチング周波数制御方式による安定化が行われる。
【００４４】
なお、第２コンバータ部２０２は、ハーフブリッジ結合されたスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４、クランプダイオードＤＤ３，ＤＤ４、ゲート−ソース間抵抗ＲＧ３，ＲＧ４、コントロールＩＣ２，絶縁コンバータトランスＰＩＴ−２（一次巻線Ｎ１，二次巻線Ｎ２）、一次側直列共振コンデンサＣ１、整流ダイオードＤＯ３，Ｄ０４、平滑コンデンサＣＯ２を備え、上記第１コンバータ部２０１と同様の接続態様による構成を採る。
【００４５】
また、第３コンバータ部２０３も、ハーフブリッジ結合されたスイッチング素子Ｑ５，Ｑ６、クランプダイオードＤＤ５，ＤＤ６、ゲート−ソース間抵抗ＲＧ５，ＲＧ６、コントロールＩＣ２，絶縁コンバータトランスＰＩＴ−３（一次巻線Ｎ１，二次巻線Ｎ２）、一次側直列共振コンデンサＣ１を備え、第１コンバータ部２０１と同様の接続態様による一次側構成を採る。
但し、第３コンバータ部２０３の絶縁コンバータトランスＰＩＴ−３の二次側においては、図示するようにして、二次巻線Ｎ２に対して整流ダイオードＤＯ５，Ｄ０６，Ｄ０７，Ｄ０８及び平滑コンデンサＣＯ３，ＣＯ４を接続していることで、整流ダイオードＤＯ５，Ｄ０６及び平滑コンデンサＣＯ３から成る両波整流回路と、整流ダイオードＤＯ７，Ｄ０８及び平滑コンデンサＣＯ４から成る両波整流回路との２組の両波整流回路が形成されることになる。
整流ダイオードＤＯ５，Ｄ０６及び平滑コンデンサＣＯ３から成る両波整流回路によっては二次側直流出力電圧ＥＯ３が生成される。整流ダイオードＤＯ７，Ｄ０８及び平滑コンデンサＣＯ４から成る両波整流回路によっては、二次側直流出力電圧ＥＯ３よりも低圧レベルの二次側直流出力電圧Ｅ０４が生成される。
【００４６】
ここで、第１コンバータ部２０１の二次側直流出力電圧ＥＯ１が対応する負荷電力は３００Ｗ、第２コンバータ部２０２の二次側直流出力電圧ＥＯ２が対応する負荷電力は２００Ｗ、第３コンバータ部２０３の二次側直流出力電圧ＥＯ３，Ｅ０４により対応する負荷電力は１００Ｗとなっており、これにより、総合的に負荷電力Ｐｏ＝６００Ｗ以上に対応可能に構成されているものである。
【００４７】
【発明が解決しようとする課題】
これまでの説明から分かるように、先行技術として図９に示した電源回路は、従来から知られている図６及び図８に示した構成を基本とするアクティブフィルタを実装して構成されている。また、図９に示す回路の場合には、アクティブフィルタの後段に対して、３つの電流共振形コンバータを並列に接続している。
このような構成を採ることによって、力率改善を図っている。また、負荷電力６００Ｗ以上の条件の下で、商用交流電源ＡＣ１００Ｖ系とＡＣ２００Ｖ系とで動作する、いわゆるワイドレンジ対応としている。
【００４８】
しかしながら、上記図９に示した構成による電源回路では次のような問題を有している。
図９に示す電源回路における電力変換効率としては、前段のアクティブフィルタに対応するＡＣ−ＤＣ電力変換効率（ηＡＣ→ＤＣ）と、後段の電流共振形コンバータ（第１、第２、第３コンバータ部２０１，２０２，２０３）のＤＣ−ＤＣ電力変換効率（ηＤＣ→ＤＣ）とを総合的したものとなる。
【００４９】
ここで、第１、第２、第３コンバータ部２０１，２０２，２０３におけるＤＣ−ＤＣ電力変換効率（ηＤＣ→ＤＣ）は、９６％程度である。
また、アクティブフィルタにおけるＡＣ−ＤＣ電力変換効率（ηＡＣ→ＤＣ）は、交流入力電圧ＶＡＣ＝１００Ｖ時では、９４％、交流入力電圧ＶＡＣ＝２３０Ｗ時では９７％となる。
従って、総合電力変換効率としては、交流入力電圧ＶＡＣ＝１００Ｖ時では、
９４％×９６％＝９０．２％
となる。また、交流入力電圧ＶＡＣ＝２３０Ｖ時では、
９７％×９６％＝９３．１％
となる。
また、これに対応して、交流入力電力は、交流入力電圧ＶＡＣ＝１００Ｖ時では６６５．２Ｗ、交流入力電力２３０Ｖ時では、６４４．５Ｗとなる。
つまり、交流入力電圧ＶＡＣ＝２３０Ｖ（ＡＣ１００Ｖ系）時に対して、交流入力電圧ＶＡＣ＝１００Ｖ（ＡＣ２００Ｖ系）時においては、アクティブフィルタ回路側における電力変換効率が低下して、総合効率が低下してしまう。
【００５０】
また、図９に示す回路では、上記した電力変換効率の特性を下回ることが無いように、アクティブフィルタにおけるＡＣ−ＤＣ電力変換効率（ηＡＣ→ＤＣ）ついては、例えば交流入力電圧ＶＡＣ＝１００Ｖ〜２３０Ｖの範囲で、９４％〜９７％で維持されるように設計する必要がある。
また、アクティブフィルタ回路では、スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２，Ｑ１３、及び高速リカバリ型の整流ダイオード［Ｄ１０／／Ｄ１０］がスイッチング動作を行うことになるが、これらのスイッチング動作は、ｄｖ／ｄｉ，ｄｉ／ｄｔによるもので、ハードスイッチング動作であることから、ノイズの発生レベルが非常に大きいため、比較的重度のノイズ抑制対策が必要となる。
これらの必要性から、図９に示す電源回路のアクティブフィルタとしては、先ず商用交流電源ＡＣを整流する整流回路系において、ブリッジ整流回路Ｄｉ１，Ｄｉ２の２組を備える必要がある。また、２組のパワーチョークコイル（ＰＣＣ１、ＰＣＣ２）を備える必要がある。さらに、スイッチングのための半導体素子については、３組のスイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２，Ｑ１３を並列接続したうえで、トーテムポール回路により駆動するとともに、２本の高速リカバリ型の整流ダイオードＤ１０，Ｄ１０を並列接続して設ける構成を採らなければならない。そして、これらの半導体素子に対しては、大型の放熱板を取り付ける必要もある。
さらに、図９に示す回路では、商用交流電源ＡＣのラインに対して、２組のラインフィルタートランスＬＦＴと、３組のアクロスコンデンサによるラインノイズフィルタを形成している。つまり、２段以上のラインノイズフィルタが必要となっている。
また、整流出力ラインに対しては、１組のチョークコイルＬＮと、３組のフィルタコンデンサＣＮから成るノーマルモードノイズフィルタ４を設けている。さらに、整流用の高速リカバリ型のダイオードＤ１０／／Ｄ１０の並列回路に対しては、ＲＣスナバ回路を設けている。特に、図９の回路のように重負荷に対応する場合、ＲＣスナバ回路を形成する抵抗Ｒｓｎは、セメント抵抗であり大型である。
このようにして、実際の回路としては、非常に多くの部品点数によるノイズ対策が必要であり、コストアップ及び電源回路基板の実装面積の大型化を招いている。
【００５１】
また、前述もしたように、図９に示す回路では、交流入力電圧ＶＡＣが１００Ｖ以下の条件ではスイッチング素子に流れるドレイン電流（スイッチング出力電流）のピークレベルが上昇するので、ＭＯＳ−ＦＥＴのスイッチング素子としては、スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２，Ｑ１３の３本を並列接続して信頼性を確保する必要が生じる。
このようにして、図９に示す回路ではスイッチング素子を３本並列接続している。しかしながら、これに対して、汎用ＩＣとしてのアクティブフィルタコントロール回路２０は、ドライブ信号の出力端子として、端子Ｔ２の１つしか備えていない。このために、アクティブフィルタコントロール回路２０からのドライブ信号出力を分岐して各スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２，Ｑ１３に印加する必要があるが、そのままでは電力が不足して高い信頼性でもってスイッチング素子を駆動することが難しい。そこで、図９にも示したように、トランジスタＱ２１，Ｑ２２を備えたトーテムポール回路が必要となるが、これによっても、部品点数が増加していることになる。
【００５２】
さらに、汎用ＩＣとしてのアクティブフィルタコントロール回路２０によって動作するスイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２，Ｑ１３のスイッチング周波数は５０ＫＨｚであるのに対して、後段の電流共振形コンバータのスイッチング周波数は７０ＫＨｚ〜１５０ＫＨｚの範囲となっている。これにより、１次側アース電位が干渉しあって、電源回路としての動作が不安定になりやすいという問題も有している。
【００５３】
【課題を解決するための手段】
そこで、本発明は上記した課題を考慮して、スイッチング電源回路として次のように構成する。
つまり、商用交流電源を入力して整流平滑電圧を生成するものとされ、入力される商用交流電源のレベルに応じて、商用交流電源レベルの等倍に対応するレベルの上記整流平滑電圧を生成する等倍電圧整流動作と、商用交流電源レベルの２倍に対応するレベルの上記整流平滑電圧を生成する倍電圧整流動作とで切り換えが行われる整流平滑手段と、整流平滑電圧を直流入力電圧として入力して動作するスイッチングコンバータ部を複数備える。
そして、上記複数のスイッチングコンバータ部の少なくとも１つは、直流入力電圧を入力してスイッチング動作を行うものとされ、ハイサイドのスイッチング素子と、ローサイドのスイッチング素子とをハーフブリッジ結合して形成されるスイッチング手段と、各スイッチング素子をスイッチング駆動するスイッチング駆動手段を備える。
また、少なくとも、スイッチング手段のスイッチング動作により得られるスイッチング出力が供給される一次巻線と、該一次巻線に得られたスイッチング出力としての交番電圧が励起される二次巻線とを巻装して形成される絶縁コンバータトランスと、少なくとも、絶縁コンバータトランスの一次巻線の漏洩インダクタンス成分と、上記一次巻線に直列接続された一次側直列共振コンデンサのキャパシタンスとによって形成され、上記スイッチング手段の動作を電流共振形とする一次側直列共振回路とを備える。
また、上記ハーフブリッジ回路を形成する２つのスイッチング素子のうち、一方のスイッチング素子に対して並列接続された部分電圧共振コンデンサのキャパシタンスと、絶縁コンバータトランスの一次巻線の漏洩インダクタンス成分によって形成され、上記各スイッチング素子がターンオン及びターンオフするタイミングに応じてのみ電圧共振動作が得られる一次側部分電圧共振回路を備える。
また、絶縁コンバータトランスの二次巻線に得られる交番電圧を入力して、整流動作を行うことで二次側直流出力電圧を生成するように構成された直流出力電圧生成手段と、二次側直流出力電圧のレベルに応じてスイッチング駆動手段を制御して、スイッチング手段のスイッチング周波数を可変することで、二次側直流出力電圧に対する定電圧制御を行うように構成された定電圧制御手段を備える。
そして、絶縁コンバータトランスの一次側に巻装した三次巻線に励起される交番電圧を利用して整流電流成分を断続して、上記整流平滑手段における整流電流経路に対して供給するように構成される力率改善回路を備える。
【００５４】
上記構成によると、本発明のスイッチング電源回路は、重負荷の条件に対応するのにあたって、整流平滑電圧（直流入力電圧）を入力して動作する複数のスイッチングコンバータ部が複数備えられる。
そして、各スイッチングコンバータ部としては、ハーフブリッジ結合方式による電流共振形コンバータに対して、部分電圧共振回路を組み合わせた構成を採っていることになる。また、力率改善は、絶縁コンバータトランスに巻装した三次巻線に伝達されたスイッチング出力を整流電流経路に対して電圧帰還して整流電流を断続し、これにより交流入力電流の導通角を拡大して力率改善を図る構成が採られる。
そして、ワイドレンジ対応とするのにあたっては、整流平滑電圧（直流入力電圧）を生成する整流平滑手段について、商用交流電源レベルに応じて等倍電圧整流動作と倍電圧整流動作とで整流動作の切り換えが行われるように構成する。
これにより、例えば力率改善回路を備える電源回路としてワイドレンジ対応の構成とするのにあたっては、スイッチングコンバータへの直流入力電圧の安定化を図るアクティブフィルタを備える必要は無いこととなる。
【００５５】
【発明の実施の形態】
図１は、本発明の第１の実施の形態としての電源回路の構成例を示している。この図に示す電源回路は、先行技術として図９に示した回路と同様に、負荷電力Ｐｏ＝６００Ｗ以上に対応可能で、かつ、商用交流電源ＡＣ１００Ｖ系とＡＣ２００Ｖ系とで動作するワイドレンジ対応としての構成を採る。
【００５６】
この図に示す電源回路においては、商用交流電源ＡＣに対して、１組のラインフィルタトランスＬＦＴとアクロスコンデンサＣＬから成るラインノイズフィルタが備えられる。つまり、この場合には、コモンモードノイズを除去するラインノイズフィルタとしては１段のみが設けられる。
また、このラインノイズフィルタと並列に、２本のフィルタコンデンサＣＮ，ＣＮが接続されている。この２本のフィルタコンデンサＣＮ／／ＣＮの並列回路は、破線で括って示すようにノイズフィルタ３−４として示している。このノイズフィルタ３−４は、次に説明するブリッジ整流回路Ｄｉ１，Ｄｉ２の整流出力ラインに発生するノーマルモードノイズを抑制する。また、ノイズフィルタ３−４は、後述する各コンバータ部（１０１，１０２，１０３）に備えられる力率改善回路（３−１，３−２，３−３）に対して、各力率改善回路を形成するために共通となる回路部位としても機能する。
【００５７】
この場合、商用交流電源から整流平滑電圧Ｅｉ（直流入力電圧）を生成する整流回路系は、ブリッジ整流回路Ｄｉ１，Ｄｉ２と、２本の平滑コンデンサＣｉ１，Ｃｉ２を備えて成る。平滑コンデンサＣｉ１，Ｃｉ２は同じキャパシタンスを有する。
【００５８】
ブリッジ整流回路Ｄｉ１の正極入力端子と負極入力端子は、それぞれ、上記フィルタコンデンサＣＮ／／ＣＮの両端と商用交流電源ＡＣの正／負の各ラインとの接続点に対して接続される。また、ブリッジ整流回路Ｄｉ１の正極出力端子は、平滑コンデンサＣｉ１側の正極端子に接続され、負極出力端子は、一次側アースに接続される。
【００５９】
ブリッジ整流回路Ｄｉ２も同様にして、正極入力端子と負極入力端子の各々がフィルタコンデンサＣＮ／／ＣＮの両端と商用交流電源ＡＣの正／負の各ラインとの接続点に対して接続される。また、正極出力端子は、平滑コンデンサＣｉ１側の正極端子に接続され、負極出力端子は、一次側アースに接続される。
つまり、図１に示す回路では、商用交流電源ＡＣを整流するためのブリッジ整流回路を２段備え、商用交流電源ＡＣのラインに対して並列に接続しているものである。
【００６０】
平滑コンデンサＣｉ１，Ｃｉ２は、図示するようにして、平滑コンデンサＣｉ１の正極端子と、平滑コンデンサＣｉ２の負極端子とが接続されるようにして直列に接続される。そして、平滑コンデンサＣｉ１側の正極端子は、ブリッジ整流回路Ｄｉ１，Ｄｉ２の正極出力端子の接続点と接続される。平滑コンデンサＣｉ２側の負極端子は一次側アースに接続される。整流平滑電圧Ｅｉ（直流入力電圧）は、平滑コンデンサＣｉ１−Ｃｉ２の直列接続回路の両端電圧として得られる。
【００６１】
また、ブリッジ整流回路Ｄｉ１，Ｄｉ２の負極入力端子の接続点と、平滑コンデンサＣｉ１−Ｃｉ２の接続点との間には、リレースイッチＳ１を挿入している。このリレースイッチＳ１は、整流回路切換モジュール５に接続されたリレーＲＬの駆動状態に応じて、オン／オフされる。
【００６２】
整流回路切換モジュール５は、リレーＲＬを駆動することで、上記のようにして形成される整流回路系の動作をＡＣ１００Ｖ系とＡＣ２００Ｖ系とで切り換えるために設けられる。このために、検出端子Ｔ１１には、整流平滑電圧Ｅｉが入力されるようになっている。検出端子Ｔ１１から入力される整流平滑電圧Ｅｉのレベルは、商用交流電源ＡＣのレベルに応じた変化を示す。つまり、整流回路切換モジュール５は、整流平滑電圧Ｅｉのレベルを検出することで、商用交流電源ＡＣのレベルを検出するようになっている。
また、リレー駆動端子Ｔ１２，Ｔ１３間に対してはリレーＲＬが接続される。なお、リレーＲＬは、自身の導通状態に応じて、リレースイッチＳ１をオン／オフ制御する。なお、ここでは、リレーＲＬが導通状態ではリレースイッチＳ１がオン、リレーＲＬが非導通状態ではリレースイッチＳ１がオフとなるようにされている。
また、整流回路切換モジュール５の電源入力端子Ｔ１４には５Ｖの低圧直流電圧が入力されている。整流回路切換モジュール５は、この電源入力端子Ｔ１４に入力された直流電圧を入力電源として動作するようになっている。端子Ｔ１５は、整流回路切換モジュール５のアースラインを一次側アースに接地させるための端子である。
【００６３】
上記した構成による整流回路の切り換え動作は次のようになる。
整流回路切換モジュール５では、検出端子Ｔ１１に入力される整流平滑電圧Ｅｉのレベルと所定の基準電圧とを比較する。検出端子Ｔ１１に入力される電圧レベルは、交流入力電圧ＶＡＣ＝１５０Ｖ以上であるときには上記基準電圧以上となり、交流入力電圧ＶＡＣが１５０Ｖ以下であるときには上記基準電圧以下となる。つまり、基準電圧は、交流入力電圧ＶＡＣ＝１５０Ｖに対応したレベルとなっている。
そして、整流回路切換モジュール５では、入力された整流平滑電圧Ｅｉのレベルが基準電圧以下であるときには、リレーＲＬをオンとし、基準電圧以上であるときには、リレーＲＬをオフとするように駆動する。
【００６４】
ここで、例えばＡＣ２００Ｖ系であるのに対応して、交流入力電圧ＶＡＣ＝１５０Ｖ以上に対応するレベルの整流平滑電圧Ｅｉが発生したとする。
この場合には、検出端子Ｔ１１に入力される電圧レベルが基準電圧以上となるので、整流回路切換モジュール５は、リレーＲＬをオフとする。これに応じて、リレースイッチＳ１もオフ（オープン）となる。
リレースイッチＳ１がオフの状態では、交流入力電圧ＶＡＣが正／負となる各期間において、交流入力電圧ＶＡＣをブリッジ整流回路Ｄｉ１，Ｄｉ２により整流して平滑コンデンサＣｉ１−Ｃｉ２の直列接続回路に整流電流を充電する動作が得られる。つまり、通常のブリッジ整流回路を備えた全波整流回路による整流動作が得られる。これにより、平滑コンデンサＣｉ１−Ｃｉ２の直列接続回路の両端電圧として、交流入力電圧ＶＡＣの等倍に対応する整流平滑電圧Ｅｉが得られる。
【００６５】
これに対して、ＡＣ１００Ｖ系であるのに対応して、交流入力電圧ＶＡＣ＝１５０Ｖ以下に対応するレベルの整流平滑電圧Ｅｉが発生したとする。
この場合には、検出端子Ｔ１１に入力される電圧レベルが上記基準電圧以下となって、整流回路切換モジュール５はリレーＲＬをオンとするので、リレースイッチＳ１はオン（クローズ）となるように制御される。
リレースイッチＳ１がオンの状態では、交流入力電圧ＶＡＣが正の期間では、ブリッジ整流回路Ｄｉ１，Ｄｉ２による整流出力が、平滑コンデンサＣｉ１のみに充電される整流電流経路が形成される。一方、交流入力電圧ＶＡＣが負の期間では、ブリッジ整流回路Ｄｉ，Ｄｉ２による整流出力が、平滑コンデンサＣｉ２のみに充電される整流電流経路が形成される。
このようにして整流動作が行われる結果、平滑コンデンサＣｉ１，Ｃｉ２の各両端電圧として、交流入力電圧ＶＡＣの等倍に対応したレベルが生じることになる。従って、平滑コンデンサＣｉ１−Ｃｉ２の直列接続回路の両端電圧である整流平滑電圧Ｅｉとしては、交流入力電圧ＶＡＣの２倍に対応するレベルが得られる。つまり、いわゆる倍電圧整流回路が形成されるものである。
【００６６】
このようにして、図１に示す回路では、商用交流電源ＡＣ１００Ｖ系の場合には、倍電圧整流動作により、交流入力電圧ＶＡＣの２倍に対応する整流平滑電圧Ｅｉを生成し、商用交流電源ＡＣ２００Ｖ系の場合には、例えば全波整流回路による等倍電圧整流動作によって、交流入力電圧ＶＡＣの等倍に対応する整流平滑電圧Ｅｉを生成する。つまり、商用交流電源ＡＣ１００Ｖ系の場合と、ＡＣ２００Ｖ系の場合とで、結果的に同等レベルの整流平滑電圧Ｅｉが得られるようにしており、これによって、ワイドレンジ対応としているものである。そして、この整流平滑電圧Ｅｉは、後段のスイッチングコンバータに対して、直流入力電圧として入力される。
【００６７】
図１に示す回路において、平滑コンデンサＣｉ１−Ｃｉ２の両端電圧として得られる直流入力電圧（整流平滑電圧Ｅｉ）を入力して動作するスイッチングコンバータとしては、図示するようにして第１コンバータ部１０１，第２コンバータ部１０２，第３コンバータ部１０３の３つが備えられる。これらの第１コンバータ部１０１，第２コンバータ部１０２，第３コンバータ部１０３は、直流入力電圧（整流平滑電圧Ｅｉ）に対して並列となるようにして接続される。
【００６８】
これら第１コンバータ部１０１，第２コンバータ部１０２，第３コンバータ部１０３は、それぞれ他励式のハーフブリッジ方式による電流共振形コンバータに対して、一次側部分電圧共振回路を備えた複合共振形コンバータとしての構成を採る。また、電圧帰還方式による力率改善回路（３−１，３−２，３−３）を備えて力率改善を図るようにも構成される。
【００６９】
ここで、第１コンバータ部１０１の構成について説明する。
この第１コンバータ部１０１は、上記もしているように、電流共振形コンバータとしての基本構成を採る。そして、ここでは、図示するようにして、ＭＯＳ−ＦＥＴによる２本のスイッチング素子Ｑ１（ハイサイド），Ｑ２（ローサイド）をハーフブリッジ結合により接続している。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の各ドレイン−ソース間に対しては、図示する方向により、それぞれダンパーダイオードＤＤ１，ＤＤ２を並列に接続している。
また、スイッチング素子Ｑ１のゲート−ソース間には、ゲート−ソース間抵抗ＲＧ１が接続される。このゲート−ソース間抵抗ＲＧ１の両端には、後述するようにしてスイッチング素子Ｑ１のゲートに印加されるドライブ信号によってゲート電圧ＶＧＨ１が発生する。同様に、スイッチング素子Ｑ２に対しても、ゲート−ソース間抵抗ＲＧ２が接続され、ゲートに印加されるドライブ信号によってはゲート電圧ＶＧＬ１が発生する。
【００７０】
また、スイッチング素子Ｑ２のドレイン−ソース間に対しては、部分共振コンデンサＣｐが並列に接続される。この部分共振コンデンサＣｐのキャパシタンスと一次巻線Ｎ１のリーケージインダクタンスＬ１によっては並列共振回路（部分電圧共振回路）を形成する。そして、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のターンオフ時にのみ電圧共振する、部分電圧共振動作が得られるようになっている。
【００７１】
コントロールＩＣ２は、電流共振形コンバータを他励式により駆動するための発振回路、制御回路、及び保護回路等を備えて構成されるもので、内部にバイポーラトランジスタを備えた汎用のアナログＩＣ（Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ　Ｃｉｒｃｕｉｔ）とされる。
このコントロールＩＣ２は、電源入力端子Ｖｃｃに入力される直流電圧により動作する。また、このコントロールＩＣ２は、アース端子Ｅにより一次側アースに接地させるようにしている。
【００７２】
そして、コントロールＩＣ２においては、スイッチング素子に対してドライブ信号（ゲート電圧）を出力するための端子として、２つのドライブ信号出力端子ＶＧＨ，ＶＧＬが備えられる。
ドライブ信号出力端子ＶＧＨからは、ハイサイドのスイッチング素子をスイッチング駆動するためのドライブ信号が出力され、ドライブ信号出力端子ＶＧＬからは、ローサイドのスイッチング素子をスイッチング駆動するためのドライブ信号が出力される。
そして、この場合には、ドライブ信号出力端子ＶＧＨは、ゲート抵抗Ｒ１１を介してハイサイドのスイッチング素子Ｑ１のゲートと接続される。また、ドライブ信号出力端子ＶＧＬは、ゲート抵抗Ｒ２１を介してハイサイドのスイッチング素子Ｑ２のゲートと接続される。
これにより、ドライブ信号出力端子ＶＧＨから出力されるハイサイド用のドライブ信号は、スイッチング素子Ｑ１のゲートに対して印加され、ドライブ信号出力端子ＶＧＬから出力されるローサイド用のドライブ信号は、スイッチング素子Ｑ２のゲートに対して印加されることになる。
【００７３】
また、この図では図示を省略しているが、コントロールＩＣ２の端子Ｖｓに対して、外付けの回路として、１組のブートストラップ回路が備えられる。このブートストラップ回路によりドライブ信号出力端子ＶＧＨから出力されるハイサイド用のドライブ信号は、ハイサイドのスイッチング素子Ｑ１を適正にドライブ可能なレベルとなるように、レベルシフトされる。
【００７４】
コントロールＩＣ２では、内部の発振回路により所要の周波数の発振信号を生成する。なお、この発振回路は、後述するようにして制御回路１から端子Ｖｃに入力される制御出力のレベルに応じて、発振信号の周波数を可変するようにされている。
そして、コントロールＩＣ２では、上記発振回路にて生成された発振信号を利用して、ハイサイド用のドライブ信号と、ローサイド用のドライブ信号を生成する。そして、ハイサイド用のドライブ信号をドライブ信号出力端子ＶＧＨから出力し、ローサイド用のドライブ信号をドライブ信号出力端子ＶＧＬから出力するようにされる。
【００７５】
上記説明によると、スイッチング素子Ｑ１に対しては、ドライブ信号出力端子ＶＧＨから出力されるハイサイド用のドライブ信号がゲート抵抗ＲＤ１を介して印加される。これによって、スイッチング素子Ｑ１のゲート−ソース間電圧ＶＧＨ１としては、このハイサイド用のドライブ信号に対応した波形が得られることになる。
つまり、図４（ａ）に示すようにして、１スイッチング周期内において、正極性による矩形波のパルスが発生する期間と、０Ｖとなる期間が得られることになる。
そして、この図４（ａ）に示されるゲート−ソース間電圧ＶＧＨ１によって、スイッチング素子Ｑ１は、先ず、１スイッチング周期内において、正極性の矩形波パルスが得られるタイミングでオン状態となるようにされる。つまり、スイッチング素子Ｑ１がオンとなるには、ゲート閾値電圧（≒５Ｖ）以上の適切なレベルの電圧が印加されることが必要である。上記正極性のパルスとしてのゲート−ソース間電圧ＶＧＨ１は１０Ｖとなるように設定されているから、この正極性のパルスが印加される期間に対応してオンとなる状態が得られることになる。そして、ゲート−ソース間電圧ＶＧＨ１が０Ｖでゲート閾値電圧以下となると、オフ状態に切り換わることになる。このようなタイミングにより、スイッチング素子Ｑ１は、オン／オフするようにしてスイッチング動作を行うことになる。
【００７６】
一方、スイッチング素子Ｑ２に対しては、ドライブ信号出力端子ＶＧＬから出力されるローサイド用のドライブ信号が、ゲート抵抗ＲＤ２を介して印加されるようになっている。このドライブ信号に応じては、図３（ｂ）に示す波形によるスイッチング素子Ｑ２のゲート−ソース間電圧ＶＧＬ１が得られる。
つまり、ゲート−ソース間電圧ＶＧＬ１は、図３（ａ）に示したスイッチング素子Ｑ１のゲート−ソース間電圧ＶＧＨ１と同じ波形とされたうえで、タイミングとしては、ゲート−ソース間電圧ＶＧＨ１に対して１８０°の位相差を有した波形が得られているものである。このことから、スイッチング素子Ｑ２は、スイッチング素子Ｑ１と交互にオン／オフするタイミングによりスイッチング駆動されることになる。
また、図３（ａ）（ｂ）によると、スイッチング素子Ｑ１がターンオフしてスイッチング素子Ｑ２がターンオンするまでの間と、スイッチング素子Ｑ２がターンオフして、スイッチング素子Ｑ１がターンオンするまでの間には期間ｔｄが形成されるようになっている。
【００７７】
この期間ｔｄは、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２が共にオフとなるデッドタイムである。このデッドタイムとしての期間ｔｄは、部分電圧共振動作として、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２がターンオン／ターンオフするタイミングでの短時間において、部分共振コンデンサＣｐ１，Ｃｐ２における充放電の動作が確実に得られるようにすることを目的として形成している。そして、このような期間ｔｄとしての時間長は、例えばコントロールＩＣ２側で設定することができるようになっており、コントロールＩＣ２では、設定された時間長による期間ｔｄが形成されるように、ドライブ信号出力端子ＶＧＨ，ＶＧＬから出力すべきドライブ信号についてのパルス幅のデューティ比を可変する。
【００７８】
絶縁コンバータトランスＰＩＴ−１はスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のスイッチング出力を二次側に伝送するものであり、一次巻線Ｎ１と二次巻線Ｎ２が巻装される。また、本実施の形態では後述する力率改善回路３−１を形成する三次巻線Ｎ３も巻装される。
この絶縁トランスＰＩＴ−１の一次巻線Ｎ１の一端は、スイッチング素子Ｑ１のソースとスイッチング素子Ｑ２のドレインとの接続点（スイッチング出力点）に接続される。また、他端は、一次側直列共振コンデンサＣ１の直列接続を介して一次側アースに接続される。
ここで、上記直列共振コンデンサＣ１のキャパシタンスと、一次巻線Ｎ１を含む絶縁コンバータトランスＰＩＴ−１のリーケージインダクタンスＬ１によっては、一次側直列共振回路が形成される。そして、上記のようにして、この一次側直列共振回路がスイッチング出力点に対して接続されていることで、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のスイッチング出力が一次側直列共振回路に伝達されることになる。一次側直列共振回路では伝達されたスイッチング出力に応じて共振動作するが、これによって、一次側スイッチングコンバータの動作を電流共振形とする。
【００７９】
上記説明によると、この図に示す一次側スイッチングコンバータとしては、一次側直列共振回路（Ｌ１−Ｃ１）による電流共振形としての動作と、前述した部分電圧共振回路（Ｃｐ／／Ｌ１）とによる部分電圧共振動作とが得られることになる。
つまり、この図に示す第１コンバータ部１０１は、一次側スイッチングコンバータを共振形とするための共振回路に対して、他の共振回路とが組み合わされた複合共振形コンバータとしての構成を採っている。
【００８０】
ここでの図示による説明は省略するが、絶縁コンバータトランスＰＩＴ−１の構造としては、例えばフェライト材によるＥ型コアを組み合わせたＥＥ型コアを備える。そして、一次側と二次側とで巻装部位を分割したうえで、一次巻線Ｎ１（三次巻線Ｎ３）の組と、次に説明する二次巻線Ｎ２，Ｎ２Ａを、ＥＥ型コアの中央磁脚に対して巻装している。
そして、ＥＥ型コアの中央磁脚に対しては１．０ｍｍ〜１．５ｍｍのギャップを形成するようにしている。これによって、０．７〜０．８程度の結合係数による疎結合の状態を得るようにしている。
【００８１】
絶縁コンバータトランスＰＩＴ−１の二次側には、二次巻線Ｎ２が巻装されている。この二次巻線Ｎ２には、一次巻線Ｎ１に伝達されたスイッチング出力に応じた交番電圧が励起される。
二次巻線Ｎ２に対しては、図示するようにしてセンタータップを設けて二次側アースに接続した上で、図示するようにして整流ダイオードＤＯ１，ＤＯ２、及び平滑コンデンサＣＯ１から成る両波整流回路を接続している。これにより、平滑コンデンサＣＯ１の両端電圧として二次側直流出力電圧ＥＯ１が得られる。この二次側直流出力電圧ＥＯ１は、図示しない負荷側に供給されるとともに、次に説明する制御回路１のための検出電圧としても分岐して入力される。
【００８２】
制御回路１は、例えば二次側の直流出力電圧ＥＯ１のレベルに応じて、そのレベルが可変される電流又は電圧を制御出力として得る。この制御出力は、コントロールＩＣ２の制御端子Ｖｃに対して出力される。
コントロールＩＣ２では、制御端子Ｖｃに入力された制御出力レベルに応じて、ドライブ信号出力端子ＶＧＨ，ＶＧＬから出力すべきハイサイド用のドライブ信号と、ローサイド用のドライブ信号とについて、互いに交互にオン／オフさせるタイミングを保たせたうえで、各ドライブ信号の周波数を同期させた状態で可変するように動作する。
これにより、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のスイッチング周波数は、制御端子Ｖｃに入力された制御出力レベル（つまり二次側直流出力電圧レベル）に応じて、可変制御されることになる。
スイッチング周波数が可変されることによっては、一次側直列共振回路における共振インピーダンスが変化することになる。このようにして共振インピーダンスが変化することによっては、一次側の直列共振回路の一次巻線Ｎ１に供給される電流量が変化して二次側に伝送される電力も変化することになる。これにより、二次側直流出力電圧Ｅ０１のレベルが変化することとなって定電圧制御が図られることになる。
【００８３】
そして、図１に示す電源回路においては、これまで説明した構成に対して、力率改善のための力率改善回路３−１が備えられる。
この図に示す力率改善回路３−１は、先に説明したようにして、商用交流電源ＡＣのライン側において、ブリッジ整流回路Ｄｉの正極入力端子と負極入力端子間に並列に挿入されるフィルタコンデンサＣＮ／／ＣＮから成るノイズフィルタ３−４を含むものとされる。そして、このノイズフィルタ３−４（ＣＮ／／ＣＮ）の一端とブリッジ整流回路Ｄｉ１，Ｄｉ２の正極入力端子の接続点に対し、図示するように、インダクタＬ２０−三次巻線Ｎ３−高速リカバリ型ダイオードＤ１を直列接続する。この場合、高速リカバリ型ダイオードＤ１のアノード側が三次巻線Ｎ３と接続されるようになっている。そして、高速リカバリ型ダイオードＤ１のカソードを、ブリッジ整流回路Ｄｉ１，Ｄｉ２の正極出力端子に対して接続するようにしている。
【００８４】
また、高速リカバリ型ダイオードＤ１のアノードに対しては、もう１つの高速リカバリ型ダイオードＤ２のカソードを接続している。高速リカバリ型ダイオードＤ２のアノードは、一次側アースに接地させている。
【００８５】
このような構成による力率改善回路３−１の動作を、図５（ａ）（ｂ）（ｃ）を参照して説明する。
例えば図５（ａ）示す周期により交流入力電圧ＶＡＣが得られているとする。このとき、ブリッジ整流回路Ｄｉ１，Ｄｉ２の整流出力電圧は、交流入力電圧ＶＡＣのレベルに応じたピークレベルを有した、正極性による正弦波状の波形となる。また、このときには三次巻線Ｎ３に対して、一次巻線Ｎ１側に得られたスイッチング出力に応じて電圧帰還が行われ、三次巻線Ｎ３にはスイッチング周期の交番電圧が生じる。そして、この三次巻線Ｎ３の交番電圧がブリッジ整流回路Ｄｉ１，Ｄｉ２の整流出力電圧に重畳されることになって、高速リカバリ型ダイオードＤ１，Ｄ２をスイッチングする作用が得られる。
そして、上記した三次巻線Ｎ３に得られる交番電圧レベルが、ブリッジ整流回路Ｄｉ１，Ｄｉ２の整流出力電圧よりも高くなる期間に対応して、力率改善回路３−１内においては、図５（ｃ）に示すスイッチング周期による交番電流Ｉ１が流れる。
【００８６】
交流入力電圧ＶＡＣが正の期間では、正極性の整流電流は、ブリッジ整流回路Ｄｉ１，Ｄｉ２の正極入力端子から、このブリッジ整流回路Ｄｉ１，Ｄｉ２を形成する各ダイオードＤａに流入する成分と、上記交番電流Ｉ１としてインダクタＬ２０側に流入する成分とに分岐される。
そして、このときの交番電流Ｉ１は、インダクタＬ２０→三次巻線Ｎ３→高速リカバリ型ダイオードＤ１の経路で平滑コンデンサＣｉ１の正極端子に流入する。そして、交流入力電圧ＶＡＣがＡＣ１００Ｖ系であるのに対応して倍電圧整流回路が形成されている場合には、平滑コンデンサＣｉ１を流れた交番電流Ｉ１は、リレースイッチＳ１を介して商用交流電源ＡＣの負極ラインから、ノイズフィルタ３−４（ＣＮ／／ＣＮ）の並列回路に流入する。また、ＡＣ２００Ｖ系に対応して全波整流回路が形成されている場合には、平滑コンデンサＣｉ１を流れた交番電流Ｉ１は、ブリッジ整流回路ＤｉのダイオードＤｄを介して商用交流電源ＡＣの負極ラインからノイズフィルタ３−４（ＣＮ／／ＣＮ）に流入する。
【００８７】
また、交流入力電圧ＶＡＣが負の期間では、負極性の整流電流は、倍電圧整流回路が形成されている場合には、平滑コンデンサＣｉ２を介した後において、ブリッジ整流回路ＤｉのダイオードＤｃに流れる成分と、平滑コンデンサＣｉ２を介して高速リカバリ型ダイオードＤ２に流入して負極性の交番電流Ｉ１となる成分とに分岐する。
また、全波整流回路が形成されている場合には、整流電流は、ブリッジ整流回路ＤｉのダイオードＤｂ→平滑コンデンサＣｉ１→Ｃｉ２を介した後において、ブリッジ整流回路ＤｉのダイオードＤｃに流れる成分と、高速リカバリ型ダイオードＤ２に流入して負極性の交番電流Ｉ１となる成分とに分岐する。
【００８８】
そして、上記のように高速リカバリ型ダイオードＤ２に流入した負極性の交番電流Ｉ１は、先ず、高速リカバリ型ダイオードＤ２→三次巻線Ｎ３→インダクタＬ２０の経路で流れ、商用交流電源ＡＣの正極ライン側からノイズフィルタ３−４（ＣＮ／／ＣＮ）に流入する。
【００８９】
このようにして、交番電流Ｉ２は、正極性のときには高速リカバリ型ダイオードＤ１によりスイッチング（断続）され、負極性のときには高速リカバリ型ダイオードＤ２によりスイッチング（断続）されることで交番波形とされて、整流電流経路に流れるようにされる。
【００９０】
そして、上述のようにして、高速リカバリ型ダイオードＤ１，Ｄ２によって、整流電流成分がスイッチングされるようにして断続されることで、整流出力電圧レベルが整流平滑電圧Ｅｉのレベルよりも低いとされる期間にも平滑コンデンサＣｉ１，Ｃｉ２への充電電流が流れるようにされる。
この結果、交流入力電流の平均的な波形が交流入力電圧の波形に近付くようにされることで、図５（ｂ）に示すようにして、ＡＣ１００Ｖ系時（ＶＡＣ＝１００Ｖ）とＡＣ２００Ｖ系時（ＶＡＣ＝２３０Ｖ）とで共に、交流入力電流ＩＡＣの導通角が拡大される。このようにして、交流入力電流ＩＡＣの導通角が拡大される結果、力率改善が図られることになる。なお、交流入力電流ＩＡＣのピークレベルは、ＡＣ１００Ｖ系時（ＶＡＣ＝１００Ｖ）とＡＣ２００Ｖ系時（ＶＡＣ＝２３０Ｖ）とでは、図示するようにして異なるものとなる。
【００９１】
第２コンバータ部１０２は、ハーフブリッジ結合されたスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４、クランプダイオードＤＤ３，ＤＤ４、部分共振コンデンサＣｐ、ゲート−ソース間抵抗ＲＧ３，ＲＧ４、ゲート抵抗ＲＤ３，ＲＤ４、コントロールＩＣ２、制御回路１、絶縁コンバータトランスＰＩＴ−２（一次巻線Ｎ１、二次巻線Ｎ２）、一次側直列共振コンデンサＣ１、力率改善回路３−２（インダクタＬ２０，三次巻線Ｎ３、高速リカバリ型ダイオードＤ１，Ｄ２）、二次側整流ダイオードＤＯ３，Ｄ０４、及び平滑コンデンサＣ０２を、第１コンバータ部２０１と同様にして接続することで、他励式のハーフブリッジ結合方式による電流共振形コンバータと、部分電圧共振回路を備えた複合共振形コンバータを形成している。
【００９２】
また、第３コンバータ部１０３についても、ハーフブリッジ結合されたスイッチング素子Ｑ５，Ｑ６、クランプダイオードＤＤ５，ＤＤ６、部分共振コンデンサＣｐ、ゲート−ソース間抵抗ＲＧ５，ＲＧ６、ゲート抵抗ＲＤ５，ＲＤ６、コントロールＩＣ２、制御回路１、絶縁コンバータトランスＰＩＴ−３（一次巻線Ｎ１、二次巻線Ｎ２）、一次側直列共振コンデンサＣ１、力率改善回路３−３（インダクタＬ２０，三次巻線Ｎ３、高速リカバリ型ダイオードＤ１，Ｄ２）を、第１コンバータ部１０１又は第２コンバータ部１０２と同様にして接続することで、他励式のハーフブリッジ結合方式による電流共振形コンバータと、部分電圧共振回路を備えた複合共振形コンバータを形成している。
但し、この場合の第３コンバータ部１０３については、絶縁コンバータトランスＰＩＴ−３の二次巻線Ｎ２に対して、図示する接続態様によって、整流ダイオードＤＯ５，Ｄ０６，Ｄ０７，Ｄ０８及び平滑コンデンサＣＯ３，ＣＯ４を接続していることで、整流ダイオードＤＯ５，Ｄ０６及び平滑コンデンサＣＯ３から成る両波整流回路と、整流ダイオードＤＯ７，Ｄ０８及び平滑コンデンサＣＯ４から成る両波整流回路との２組の両波整流回路を形成している。
整流ダイオードＤＯ５，Ｄ０６及び平滑コンデンサＣＯ３から成る両波整流回路によっては二次側直流出力電圧ＥＯ３が生成される。整流ダイオードＤＯ７，Ｄ０８及び平滑コンデンサＣＯ４から成る両波整流回路によっては、二次側直流出力電圧ＥＯ３よりも低圧レベルの二次側直流出力電圧Ｅ０４が生成される。
【００９３】
ここで、第１コンバータ部１０１の二次側直流出力電圧ＥＯ１が対応する負荷電力は３００Ｗ、第２コンバータ部１０２の二次側直流出力電圧ＥＯ２が対応する負荷電力は２００Ｗ、第３コンバータ部１０３の二次側直流出力電圧ＥＯ３，Ｅ０４により対応する負荷電力は１００Ｗとなっている。これにより、図１に示す本実施の形態の電源回路としては、総合的に負荷電力Ｐｏ＝６００Ｗ以上に対応可能に構成されている。
【００９４】
そして、上記した第２コンバータ部１０２、及び第３コンバータ部１０３においても、第１コンバータ部１０１の力率改善回路３−１と同様の構成の力率改善回路３−２，３−３が備えられている。これにより、第２コンバータ部１０２、及び第３コンバータ部１０３が動作するのに伴って、第１コンバータ部１０１と同様にして、電圧帰還されるスイッチング出力により力率を改善する動作が得られる。
つまり、第２コンバータ部１０２については、図５（ｄ）に示すようにして、力率改善回路３−２内の高速リカバリ型ダイオードＤ１，Ｄ２により断続される交番電流Ｉ２が整流電流経路に流れるようにされ、これにより交流入力電流ＩＡＣの導通角を拡大する作用が得られて力率を改善するようにされる。
また、同様にして、第３コンバータ部１０３については、図５（ｅ）に示すようにして、力率改善回路３−３内の高速リカバリ型ダイオードＤ１，Ｄ２により断続される交番電流Ｉ３が整流電流経路に流れるようにされ、これにより力率改善動作が得られる。
なお、ここで図５（ｃ）（ｄ）（ｅ）に示す交番電流Ｉ１，Ｉ２，Ｉ３のレベルが異なっているのは、第１、第２、第３コンバータ部（１０１，１０２，１０３）が対応する負荷電力に応じて、各コンバータ部が入力する電力が異なることによる。つまり、各コンバータ部が入力する電力が異なれば、三次巻線Ｎ３により電圧帰還されるスイッチング出力レベルも異なることとなって、各力率改善回路（３−１，３−２，３−３）に流れる交番電流レベルとしては、これに応じたピークレベルを有することになるものである。
【００９５】
そして、図１に示す電源回路においては、各力率改善回路（３−１，３−２，３−３）について、第１コンバータ部１０１は負荷電力Ｐｏ＝３００Ｗ、第２コンバータ部１０１は負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗ、第３コンバータ部１０３は負荷電力Ｐｏ＝１００Ｗの条件で、交流入力電圧ＶＡＣ＝１００Ｖでは力率ＰＦについて約０．８となるようして、インダクタＬ２０と三次巻線Ｎ３の巻数を選定するようにされる。
また、これと共に、上記と同様の負荷条件の下で、交流入力電圧ＶＡＣ＝１００Ｖ時において、電力変換効率が９４％程度となるように、第１、第２、第３コンバータ部（１０１，１０２，１０３）の各々の部品素子等を選定して構成するようにする。
【００９６】
このように構成したことで、本実施の形態としては、総合負荷電力Ｐｏ＝６００Ｗの負荷条件で、交流入力電圧ＶＡＣ＝１００Ｖ時には、電力変換効率（ηＡＣ→ＤＣ）＝９４％、交流入力電力は６３８．３Ｗ、力率ＰＦ＝０．８１となり、交流入力電圧ＶＡＣ＝２３０Ｖ時には、電力変換効率（ηＡＣ→ＤＣ）＝９６％、交流入力電力は６２５．０Ｗ、力率ＰＦ＝０．７７となる特性が得られることが、実験結果から分かった。
これに対して、図９に示した回路では、同じ負荷条件において、交流入力電圧ＶＡＣ＝１００Ｖ時では、総合電力変換効率が９０．２％、交流入力電力は６６５．２Ｗ、また、交流入力電圧ＶＡＣ＝２３０Ｖ時では総合電力変換効率が９３．１％、交流入力電力は６４４．５Ｗとされていた。
従って、図１に示す回路の特性としては、図９に示す回路に対して、交流入力電圧ＶＡＣ＝１００Ｖ時において、電力変換効率は、３．８Ｗ向上し、交流入力電力は２６．９Ｗ低減されていることがわかる。また、交流入力電圧ＶＡＣ＝２３０Ｖ時において、電力変換効率は２．９Ｗ向上し、交流入力電力は１９．５Ｗ低減されていることがわかる。
このようにして、図１に示す本実施の形態の電源回路では、大幅な電力変換効率の向上が図られることになる。
なお、上記した交流入力電圧ＶＡＣ＝１００Ｖ時と、交流入力電圧ＶＡＣ＝２３０Ｖ時の力率特性は、例えば図９に示した先行技術の回路よりも低い値となってはいるが、一定条件で測定することとされている電源高調波歪規制値はクリアしており、力率は実用上充分なまでに改善されているということがいえる。
【００９７】
ここで、参考として、上記した実験結果を得るのにあたり、図１のように構成される電源回路の要部の部品素子については、上記のようにして選定した。
［第１コンバータ部１０１］
絶縁コンバータトランスＰＩＴ−１：ＥＥＲ−４２のフェライトコア
一次巻線Ｎ１＝３５Ｔ
三次巻線Ｎ３＝７Ｔ
一次側直列共振コンデンサＣ１＝０．０３３μＦ
インダクタＬ２０＝３９μＨ
［第２コンバータ部１０２］
絶縁コンバータトランスＰＩＴ−２：ＥＥＲ−４０のフェライトコア
一次巻線Ｎ１＝４４Ｔ
三次巻線Ｎ３＝９Ｔ
一次側直列共振コンデンサＣ１＝０．０３３μＦ
インダクタＬ２０＝４７μＨ
［第２コンバータ部１０３］
絶縁コンバータトランスＰＩＴ−３：ＥＥＲ−３５のフェライトコア
一次巻線Ｎ１＝５５Ｔ
三次巻線Ｎ３＝１３Ｔ
一次側直列共振コンデンサＣ１＝０．０３３μＦ
インダクタＬ２０＝７５μＨ
【００９８】
このようにして構成される図１に示す本実施の形態の電源回路と、先行技術として示した図９の回路とを比較した場合には次のようなことがいえる。
先ず、図１に示した回路では、電圧帰還方式による力率改善回路（３−１，３−２，３−３）を備える構成としていることでアクティブフィルタが省略される。アクティブフィルタは、１組のコンバータを構成するものであり、図９による説明からも分かるように、実際には、２本のスイッチング素子と、これらを駆動するためのＩＣ等を始め、多くの部品点数により構成される。
これに対して、図１に示す電源回路に備えられる力率改善回路（３−１，３−２，３−３）の各々は、絶縁コンバータトランスＰＩＴに巻装する三次巻線Ｎ３と、インダクタＬ２０、２本のフィルタコンデンサＣＮ，ＣＮ（ノイズフィルタ３−４）、２本の高速リカバリ型ダイオードＤ１，Ｄ２を備えているのみであり、また、何れの部品素子も小型である。従って、例えば３つの力率改善回路（３−１，３−２，３−３）の部品を総合したとしても、アクティブフィルタと比較すれば相当に少ない部品点数となり、また、部品素子の基板実装面積も縮小する。
これにより、図１に示す電源回路としては、力率改善機能を備えるワイドレンジ対応の電源回路として、図９に示す回路よりもはるかに低コストとすることができる。また、回路基板についても有効に小型軽量化を図ることができる。
【００９９】
また、図１に示す電源回路では、共振形コンバータ及び力率改善回路（３−１，３−２，３−３）の動作は、いわゆるソフトスイッチング動作であるから、図９に示したアクティブフィルタと比較すれば、スイッチングノイズのレベルは大幅に低減される。
このため、図１に示した回路では、各１組のラインフィルタトランスＬＦＴとアクロスコンデンサＣＬから成る１段のラインノイズフィルタを備えれば、電源妨害規格をクリアすることが充分に可能とされる。また、整流出力ラインのノーマルモードノイズについては、図１にも示しているように、２つのフィルタコンデンサＣＮ，ＣＮから成るノイズフィルタ３−４のみにより対策を行っている。そして、これらの部品から成るノイズフィルタにより、電源妨害規格値をクリアすることができる。
このようにしてノイズフィルタとしての部品点数が削減されることによっても、電源回路のコストダウンと、回路基板の小型軽量化は促進される。
【０１００】
また、図９に示す電源回路の総合電力変換効率は、前段のアクティブフィルタにおけるＡＣ−ＤＣ電力変換効率（ηＡＣ／ＤＣ）と、後段の電流共振形コンバータのＤＣ−ＤＣ電力変換効率（ηＤＣ／ＤＣ）とにより決定されるものであった。これに対して、図１に示す電源回路は、アクティブフィルタを前段に備えていないから、総合電力変換効率は、この電流共振形コンバータのＡＣ−ＤＣ電力変換効率として見ればよいことになる。そして、本実施の形態のようにして、電圧帰還方式による力率改善改善回路を備える場合、その電力変換効率は、力率改善回路を備えない場合の複合共振形コンバータとほぼ同等であることが分かっている。
これにより、図１に示す電源回路としては、前述もしたように、電力変換効率について、図９に示す電源回路よりも大幅に向上されることになる。
【０１０１】
また、図１に示す電源回路の場合、一次側のスイッチングコンバータのスイッチング周波数は、交流入力電圧ＶＡＣ及び負荷電力の変化などに応じて、定電圧化のために例えば７０ＫＨｚ〜１５０ＫＨｚの範囲で変化するのであるが、このスイッチングコンバータを形成する各スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は、同期してスイッチング動作する。従って、一次側アース電位としては、図９の電源回路のように、アクティブフィルタ側と、その後段のスイッチングコンバータとの間で干渉することが無く、スイッチング周波数の変化に関わらず安定することとなる。
【０１０２】
図２は、本発明の第２の実施の形態としてのスイッチング電源回路の構成例を示している。なお、この図において、図１と同一部分には同一符号を付して説明を省略する。
この図に示す電源回路においては、平滑コンデンサＣｉ１−Ｃｉ２の直列接続回路に加えて、さらに、平滑コンデンサＣｉ３−Ｃｉ４の直列接続回路が備えられる。
【０１０３】
この場合、平滑コンデンサＣｉ３−Ｃｉ４の直列接続回路において、平滑コンデンサＣｉ３の正極端子は、ブリッジ整流回路Ｄｉ２の正極出力端子と接続される。また、平滑コンデンサＣｉ４の負極端子は、一次側アースと接続される。
また、平滑コンデンサＣｉ３−Ｃｉ４の接続点と、ブリッジ整流回路Ｄｉ２の負極入力端子との間には、リレースイッチＳ２が挿入される。
この場合、リレーＲＬは、２回路１接点としての構成を採る。従って、リレーＲＬによっては、リレースイッチＳ１とリレースイッチＳ２とを、連動してオン／オフ制御するようにされる。
【０１０４】
また、平滑コンデンサＣｉ３−Ｃｉ４の直列接続回路は、第２コンバータ部１０２におけるスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４のハーフブリッジ回路に対して並列に接続される。また、第３コンバータ部１０３におけるスイッチング素子Ｑ５，Ｑ６のハーフブリッジ回路に対して並列に接続される。
これに対して、平滑コンデンサＣｉ１−Ｃｉ２の直列接続回路は、第１コンバータ部１０１におけるスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のハーフブリッジ回路に対してのみ、並列に接続される。
【０１０５】
このような接続態様によると、先ず商用交流電源ＡＣから整流平滑電圧を生成する整流回路系としては、ブリッジ整流回路Ｄｉ１及び平滑コンデンサＣｉ１−Ｃｉ２から成る第１の整流回路系と、ブリッジ整流回路Ｄｉ２及び平滑コンデンサＣｉ３−Ｃｉ４から成る第２の整流回路系とが形成されることになる。そして、第１の整流回路系により得られる整流平滑電圧Ｅｉは、第１コンバータ部１０１に対して直流入力電圧として供給され、第２の整流回路系により得られる整流平滑電圧Ｅｉ１は、第２コンバータ部１０２及び第３コンバータ部１０３に対して直流入力電圧として供給されるように構成されていることになる。
つまり、本実施の形態では、対応すべき負荷電力が最も重い第１コンバータ部１０１には、１つの整流回路系から独立した直流入力電圧を供給するように構成し、これより軽い負荷条件に対応する第２コンバータ部１０２及び第３コンバータ部１０３に対しては、もう１つの整流回路系から独立した直流入力電圧を分岐して供給するようにしているものである。
【０１０６】
また、第１の整流回路系（Ｄｉ１，Ｃｉ１−Ｃｉ２）では、図１によって説明したようにして、ＡＣ１００Ｖ系では倍電圧整流動作となり、ＡＣ２００Ｖ系では、全波整流動作となるようにされている。そして、この場合には、第２の整流回路系（Ｄｉ２，Ｃｉ３−Ｃｉ４）においても、リレーＲＬによってリレースイッチＳ２がオン／オフ制御されるようになっている。従って、第２の整流回路系についても、第１の整流回路系（Ｄｉ１，Ｃｉ１−Ｃｉ２）と同様にして、ＡＣ１００Ｖ系では倍電圧整流動作となり、ＡＣ２００Ｖ系では、全波整流動作となるように整流回路の切り換えが行われる。つまり、整流回路系を２系統とした上で、図２に示す電源回路全体として、第１，第２，第３コンバータ（１０１，１０２，１０３）のそれぞれが、ワイドレンジに対応した動作が得られるようにされている。
【０１０７】
例えば図１に示す回路における平滑コンデンサＣｉ１，Ｃｉ２には、それぞれ１５００μＦで耐圧２５０Ｖを選定していた。これに対して、図２に示す回路では、平滑コンデンサＣｉ１〜Ｃｉ４の各々について、１０００μＦで耐圧２５０Ｖのものを選定することができる。このようにして、１本あたりの平滑コンデンサのキャパシタンスが小さくなることで、各平滑コンデンサとしての部品サイズは小型なものとなり、部品の選定の仕方や、基板レイアウトによっては、１５００μＦで耐圧２５０Ｖの平滑コンデンサを２本備える場合よりも、低コスト化と、基板サイズを小型化することが可能である。
【０１０８】
図３は、本発明の第３の実施の形態としての電源回路の構成例を示す回路図である。なお、図１及び図２と同一部分には同一符号を付して説明を省略する。
この図３に示す電源回路においては、リレーＲＬにより切り換えが制御されるリレースイッチとして、整流回路切り換えのためのリレースイッチＳ１に加えて、第１コンバータ部１０１の力率改善回路３−１内の三次巻線Ｎ３の巻数を切り換えるためのリレースイッチＳ３が備えられる。
【０１０９】
このリレースイッチＳ３は、端子ｔ１に対して端子ｔ２又は端子ｔ３が択一的に接続されるようにして切り換えが行われる、いわゆる２接点となっている。
この場合には、リレーＲＬが、リレースイッチＳ１、Ｓ３を連動的に制御することになる。
【０１１０】
この場合、力率改善回路３−１において絶縁コンバータトランスＰＩＴ−１に巻装される三次巻線Ｎ３としては、タップ出力が設けられることで、巻線部Ｎ３Ａと巻線部Ｎ３Ｂとに分割される。そして、このタップ出力が上記リレースイッチＳ３の端子ｔ３に接続される。また、巻線部Ｎ３Ｂ側の端部がリレースイッチＳ３の端子ｔ２に接続される。
【０１１１】
そして、この場合におけるリレーＲＬによる切り換え動作は次のようになる。
この場合のリレーＲＬも、交流入力電圧ＶＡＣ＝１５０Ｖ以下（ＡＣ１００Ｖ系）である場合と、交流入力電圧ＶＡＣ＝１５０Ｖ以上（ＡＣ２００Ｖ系）である場合とに応じて、整流回路切換モジュール５によって導通／非導通の状態の切換が行われる。
【０１１２】
そして、交流入力電圧ＶＡＣ＝１５０Ｖ以下（ＡＣ１００Ｖ系）の場合には、リレーＲＬによって、リレースイッチＳ１はオンとなるように、リレースイッチＳ３は端子ｔ１に対して端子ｔ３が接続される状態となるように切り換えが行われる。
先ず、リレースイッチＳ１がオンとされることによっては、ブリッジ整流回路Ｄｉの負極入力端子と平滑コンデンサＣｉ１−Ｃｉ２の接続点が接続される状態となる。これにより、整流平滑電圧Ｅｉ（直流入力電圧）を生成する整流回路としては、倍電圧整流回路が形成される。
また、リレースイッチＳ３側において端子ｔ１に対して端子ｔ３が接続されることによっては、力率改善回路３−１を形成する三次巻線Ｎ３としては、巻線部Ｎ３Ａのみが有効とされることになる。
【０１１３】
これに対して、交流入力電圧ＶＡＣ＝１５０Ｖ以上（ＡＣ２００Ｖ系）の場合には、リレーＲＬによって、リレースイッチＳ１はオフで、リレースイッチ，Ｓ３は、共に、端子ｔ１に対して端子ｔ２が接続される状態となるように切り換えが行われる。
リレースイッチＳ１オフとされるされることによっては、ブリッジ整流回路Ｄｉの負極入力端子と平滑コンデンサＣｉ１−Ｃｉ２の接続点は接続されない状態となる。これにより、整流平滑電圧Ｅｉ（直流入力電圧）を生成する整流回路としては、通常の全波整流回路が形成される。
また、リレースイッチＳ３において端子ｔ１に対して端子ｔ３が接続されることによっては、力率改善回路３−１を形成する三次巻線Ｎ３としては、巻線部Ｎ３Ａと巻線部Ｎ３Ｂとを直列接続した巻線が有効とされることになる。
【０１１４】
つまり、この図３に示す回路においては、先ず、整流回路系については、ＡＣ１００Ｖ系では倍電圧整流回路が形成され、ＡＣ２００Ｖ系では、全波整流回路が形成されることになる。この点では、図１に示した回路と同様の動作が得られていることになる。
そして、力率改善回路３−１においては、ＡＣ１００Ｖ系時よりもＡＣ２００Ｖ系時のほうが、三次巻線Ｎ３についての巻数が増加するようにして切り換えが行われるものである。
【０１１５】
三次巻線Ｎ３としての巻線数が変化すれば、この三次巻線Ｎ３と一次巻線Ｎ１との巻線比が変化することになって、三次巻線Ｎ３に励起されて整流電流経路に帰還されるべき交番電圧レベルも変化することになる。
そして、上記のようにして、ＡＣ２００Ｖ系時に三次巻線Ｎ３の巻線数が増加することによっては、三次巻線Ｎ３に励起される交番電圧レベルも上昇して、整流電流経路に帰還される交番電圧レベルも増加することになる。これによっては、力率改善回路３−１において帰還されるエネルギーが増加するために、より高い力率を得ることが可能となる。
【０１１６】
例えば先の第１の実施の形態の電源回路では、総合負荷電力Ｐｏ＝６００Ｗの負荷条件で、交流入力電圧ＶＡＣ＝１００Ｖ時には、力率ＰＦ＝０．８１であるのに対して、交流入力電圧ＶＡＣ＝２３０Ｖ時には力率ＰＦ＝０．７７という特性が得られていた。つまりは、ＡＣ１００Ｖ系時と比較した場合には、ＡＣ２００Ｖ系時の力率が低下していたものであるが、この第３の実施の形態では、この特性が改善されるものである。
そして、具体的には、三次巻線Ｎ３における巻線部Ｎ３Ａ＝７Ｔとしたうえで、巻線部Ｎ３Ｂ＝２Ｔとした場合においては、負荷電力Ｐｏ＝６００Ｗ〜３００Ｗの条件の下で、交流入力電圧ＶＡＣ＝２３０Ｖ時における力率はＰＦ＝０．８〜０．７５となり、交流入力電圧ＶＡＣ＝１００Ｖ時と同等の力率となるように改善される。そして、このような力率特性によれば、欧州の高調波歪規制値をクリアすることになる。
なお、図１に示した電源回路において、力率改善回路３−１の三次巻線Ｎ３＝７Ｔで固定としている場合には、交流入力電圧ＶＡＣ＝１００Ｖで、負荷電力Ｐｏ＝６００Ｗ〜５０Ｗの範囲で、力率ＰＦ＝０．７５〜０．９０であり、例えば我が国（日本国）の電源高調波歪規制値をクリアする。
【０１１７】
また、この第３の実施の形態においては、第１コンバータ部１０１の力率改善回路３−１においてのみ、三次巻線Ｎ３の巻数を切り換える構成を採っているが、これは、第１コンバータ部１０１が最も重負荷に対応するために、力率改善作用としては、この第１コンバータ部１０１の力率改善回路３−１が最も影響が強いことに依る。従って、必要に応じては、他の第２コンバータ部１０２、第３コンバータ部１０３の力率改善回路３−２，３−３についても、三次巻線Ｎ３の巻数を切り換える構成を採ってもよいものである。
また、このような三次巻線Ｎ３の巻数を切り換える構成は、第２の実施の形態のようにして、複数の整流回路系を備える構成にも適用できるものである。
【０１１８】
また、本発明としては、これまでに説明した電源回路の構成に限定されるものではない。
例えばスイッチング素子としては、例えばＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ　Ｇａｔｅ　Ｂｉｐｏｌａｒ　Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）など、他励式に使用可能な素子であれば、ＭＯＳ−ＦＥＴ以外の素子が採用されて構わない。また、先に説明した各部品素子の定数なども、実際の条件等に応じて変更されて構わない。
また、本発明としては、自励式でハーフブリッジ結合方式による電流共振形コンバータを備えて構成することも可能とされる。この場合には、スイッチング素子として例えばバイポーラトランジスタを選定することができる。
さらには、例えば絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側において二次側直流出力電圧を生成するための回路構成としても、適宜変更されて構わない。
また、この場合には、実施の形態として３段のスイッチングコンバータ部（複合共振形コンバータ）を備える構成を示したが、スイッチングコンバータ部の段数構成としては、これに限定されるものではない。
また、上記各実施の形態においては、複数段備えられるスイッチングコンバータ部の全てについて、電圧帰還方式による力率改善回路を備えた複合共振形コンバータ（電流共振形コンバータ＋部分電圧共振回路）としている。しかしながら、本発明としては、例えば、少なくとも１つのスイッチングコンバータ部について、上記電圧帰還方式による力率改善回路を備えた複合共振形コンバータとし、他のスイッチングコンバータ部については、例えば電圧共振形などのコンバータをはじめ、各種の形式のスイッチングコンバータが備えられてもよいものである、
また、力率改善回路（３−１，３−２，３−３）の構成としても、上記各実施の形態として示したもの以外に限定されるものではなく、これまでに本出願人が提案してきた各種の電圧帰還方式による回路構成として、倍電圧整流回路に適用可能なものを採用することも可能である。
【０１１９】
【発明の効果】
以上説明したようにして本発明は、力率改善機能を備えるワイドレンジ対応のスイッチング電源回路として、アクティブフィルタを備えない構成を採る。これにより、例えばアクティブフィルタによって力率改善を図る場合よりも電力変換効率が向上されるという効果を有している。
【０１２０】
また、本発明の電源回路としては、アクティブフィルタを構成するための多数の部品素子が不要となる。また、電源回路を構成する電流共振形コンバータ、及び力率改善回路はソフトスイッチング動作であり、スイッチングノイズが大幅に低減されるから、ノイズフィルタを強化する必要もなくなる。
このために、先行技術と比較しては、部品点数が大幅に削減されることになって、電源回路サイズの小型／軽量化を図るすることが可能となる。また、それだけコストダウンが図られることにもなる。
特に本発明によるスイッチング電源回路は、重負荷の条件に対応するものであるが、重負荷に対応するアクティブフィルタは、さらに多くの部品を必要とするから、本発明によりアクティブフィルタが省略されることによる、回路の小型軽量化とコストダウンの効果は、非常に有効なものとなる。
【０１２１】
さらには、アクティブフィルタが省略されたことで、一次側アース電位の干渉が無くなるので、一次側アース電位も安定することとなって、信頼性が向上する。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施の形態としての電源回路の構成例を示す回路図である。
【図２】第２の実施の形態としてのスイッチング電源回路の構成例を示す回路図である。
【図３】第３の実施の形態としてのスイッチング電源回路の構成例を示す回路図である。
【図４】実施の形態の電源回路におけるスイッチング素子のゲート−ソース間電圧を示す波形図である。
【図５】本実施の形態の要部の動作を、商用交流電源周期により示す波形図である。
【図６】アクティブフィルタの基本的回路構成を示す回路図である。
【図７】図６に示すアクティブフィルタにおける動作を示す波形図である。
【図８】アクティブフィルタのコントロール回路系の構成を示す回路図である。
【図９】先行技術として、アクティブフィルタを実装した電源回路の構成例を示す回路図である。
【符号の説明】
１　制御回路、２　コントロールＩＣ、３−１，３−２，３−３　力率改善回路、３−４　ノイズフィルタ、５　整流回路切換モジュール、１０１　第１コンバータ部、１０２　第２コンバータ部、１０３　第３コンバータ部、Ｄｉ１，Ｄｉ２　ブリッジ整流回路、Ｃｉ１，Ｃｉ２，Ｃｉ３，Ｃｉ４　平滑コンデンサ、Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４，Ｑ５，Ｑ６　スイッチング素子、ＰＩＴ−１，ＰＩＴ−２，ＰＩＴ−３　絶縁コンバータトランス、Ｃ１　一次側直列共振コンデンサ、Ｃｐ　部分共振コンデンサ、Ｎ１　一次巻線、ＲＬ　リレー、Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３　リレースイッチ、Ｌ２０　インダクタ、Ｄ１，Ｄ２　高速リカバリ型ダイオード、ＣＮ　フィルタコンデンサ、Ｎ３　三次巻線、Ｎ３Ａ，Ｎ３Ｂ　巻線部、ＬＦＴ　ラインフィルタトランス、ＣＬ　アクロスコンデンサ[0001]
TECHNICAL FIELD OF THE INVENTION
The present invention relates to a switching power supply circuit including a circuit for improving a power factor.
[0002]
[Prior art]
In recent years, with the development of switching elements capable of withstanding relatively large currents and voltages at high frequencies, most power supply circuits that rectify commercial power and obtain a desired DC voltage are switching-type power supply circuits. .
The switching power supply circuit is used as a power source for various electronic devices as a high-power DC-DC converter while increasing the switching frequency to reduce the size of a transformer and other devices.
[0003]
By the way, generally, when a commercial power supply is rectified, the current flowing through the smoothing circuit has a distorted waveform, and thus a problem arises in that the power factor indicating the power use efficiency is impaired.
In addition, there is a need for a countermeasure for suppressing harmonics generated due to a distorted current waveform.
[0004]
Therefore, as a power factor improving means for improving a power factor in a switching power supply circuit, there is known a method of providing a PWM control type boosting converter in a rectifying circuit system and providing a so-called active filter for bringing the power factor close to one.
[0005]
The circuit diagram of FIG. 6 shows the basic configuration of such an active filter. In this figure, a bridge rectifier circuit Di is connected to a commercial AC power supply AC. An output capacitor Cout is connected in parallel to the positive / negative line of the bridge rectifier circuit Di. By supplying the rectified output of the bridge rectifier circuit Di to the output capacitor Cout, a DC voltage Vout is obtained as a voltage across the output capacitor Cout. This DC voltage Vout is supplied as an input voltage to a load 10 such as a DC-DC converter at the subsequent stage.
[0006]
As shown in the figure, the configuration for improving the power factor includes an inductor L, a fast recovery type diode D, a resistor Ri, a switching element Q, and a multiplier 11.
The inductor L and the diode D are connected in series and inserted between the positive output terminal of the bridge rectifier circuit Di and the positive terminal of the output capacitor Cout.
The resistor Ri is inserted between the negative output terminal (primary ground) of the bridge rectifier circuit Di and the negative terminal of the output capacitor Cout.
In this case, a MOS-FET is selected as the switching element Q1, and the switching element Q1 is inserted between the connection point between the inductor L and the diode D and the primary side ground as shown in the figure.
[0007]
To the multiplier 11, a current detection line LI and a waveform input line Lw are connected as a feedforward circuit, and a voltage detection line LV is connected as a feedback circuit.
The multiplier 11 detects a rectified current level input from the current detection line LI and flowing to the negative output terminal of the bridge rectifier circuit Di.
Further, a rectified voltage waveform at the positive output terminal of the bridge rectifier circuit Di, which is input from the waveform input line Lw, is detected. This means that the waveform of the commercial AC power supply AC (AC input voltage) is converted into an absolute value and detected.
Further, a variation difference of the DC voltage Vout of the output capacitor Cout, which is input from the voltage detection line LV, is detected. That is, the difference of the DC input voltage to be input to the load 10 is detected.
Then, a drive signal for driving the switching element Q is output from the multiplier 11.
[0008]
A rectified current flowing from the current detection line LI to the multiplier 11 is input to the negative output terminal of the bridge rectifier circuit Di. The multiplier 11 detects a rectified current level input from the current detection line LI. Further, a fluctuation difference of the DC voltage Vou (DC input voltage) of the output capacitor Cout input from the voltage detection line LV is detected. Further, a rectified voltage waveform at the positive output terminal of the bridge rectifier circuit Di, which is input from the waveform input line Lw, is detected. This means that the waveform of the commercial AC power supply AC (AC input voltage) is converted into an absolute value and detected.
[0009]
First, the multiplier 11 multiplies the rectified current level detected from the current detection line LI as described above by the variation difference of the DC input voltage detected from the voltage detection line LV. Then, a current command value having the same waveform as the AC input voltage VAC is generated based on the result of the multiplication and the waveform of the AC input voltage detected from the waveform input line Lw.
[0010]
Further, the multiplier 11 in this case compares the current command value with the actual AC input current level (detected based on the input from the current detection line L1), and performs PWM control on the PWM signal according to the difference. To generate a drive signal based on the PWM signal. The switching element Q is switched by the drive signal. As a result, the AC input current is controlled so as to have the same waveform as the AC input voltage, so that the power factor approaches 1 and the power factor is improved. In this case, the current command value generated by the multiplier 11 is controlled so that the amplitude changes in accordance with the fluctuation difference of the DC input voltage (Vout). Will also be suppressed.
[0011]
FIG. 7A shows the input voltage Vin and the input current Iin input to the active filter circuit shown in FIG. The voltage Vin corresponds to a voltage waveform as a rectified output of the bridge rectifier circuit Di, and the current Iin corresponds to a current waveform as a rectified output of the bridge rectifier circuit Di. Here, the waveform of the current Iin has the same conduction angle as the rectified output voltage (voltage Vin) of the bridge rectifier circuit Di, which is the waveform of the AC input current flowing from the commercial AC power supply AC to the bridge rectifier circuit Di. Also shows that the conduction angle is the same as the current Iin. That is, a power factor close to 1 is obtained.
[0012]
FIG. 7B shows a change in energy (power) Pchg input / output to / from the output capacitor Cout. The output capacitor Cout stores energy when the input voltage Vin is high, and releases energy when the input voltage Vin is low to maintain the flow of output power.
FIG. 7C shows the waveform of the charge / discharge current Ichg for the output capacitor Cout. The charge / discharge current Ichg flows in accordance with the operation of storing / discharging the energy Pchg in the output capacitor Cout, as can be seen from the fact that it has the same phase as the waveform of the input / output energy Pchg in FIG. It is a current.
[0013]
The charging / discharging current Ichg has a waveform substantially the same as the second harmonic of the AC line voltage (commercial AC power supply AC), different from the input current Vin. As shown in FIG. 7D, a ripple voltage Vd occurs in the second harmonic component of the AC line voltage due to the flow of energy between the AC line voltage and the output capacitor Cout. This ripple voltage Vd has a phase difference of 90 ° with respect to the charge / discharge current Ichg shown in FIG. The rating of the output capacitor Cout is made to take into account the handling of the second harmonic ripple current and the high frequency ripple current from the boost converter switch that modulates the current.
[0014]
FIG. 8 shows a configuration example of an active filter having a basic control circuit system based on the circuit configuration of FIG. The same parts as those in FIG. 6 are denoted by the same reference numerals, and the description is omitted.
A switching pre-regulator 15 is provided between the positive output terminal of the bridge rectifier circuit Di and the positive terminal of the output capacitor Cout. The switching pre-regulator 15 is a portion formed by the switching element Q, the inductor L, the diode D, and the like in FIG.
[0015]
The control circuit system including the multiplier 11 further includes a voltage error amplifier 12, a divider 13, and a squarer 14.
In the voltage error amplifier 12, the DC voltage Vout of the output capacitor Cout is divided by the voltage dividing resistors Rvo-Rvd and input to the non-inverting input of the operational amplifier 15. The reference voltage Vref is input to the inverting input of the operational amplifier 15. The operational amplifier 15 amplifies a voltage of a level corresponding to the error of the divided DC voltage Vout with respect to the reference voltage Vref by an amplification factor determined by the feedback resistor Rvl and the capacitor Cvl, and outputs the amplified voltage as the error output voltage Vvea. Output to
[0016]
The squarer 14 receives a so-called feedforward voltage Vff. The feedforward voltage Vff is an output (average input voltage) obtained by averaging the input voltage Vin by the averaging circuit 16 (Rf11, Rf12, Rf13, Cf11, Cf12). The squarer 14 squares the feedforward voltage Vff and outputs the result to the divider 13.
[0017]
The divider 13 divides the error output voltage Vvea from the voltage error amplifier 12 by the square value of the average input voltage output from the squarer 14, and outputs a signal as a result of the division to the multiplier 11.
That is, the voltage loop includes a system of the squarer 14, the divider 13, and the multiplier 11. The error output voltage Vvea output from the voltage error amplifier 12 is divided by the square of the average input voltage (Vff) before being multiplied by the rectified input signal Ivac in the multiplier 11. With this circuit, the gain of the voltage loop is kept constant without changing as the square of the average input voltage (Vff). The average input voltage (Vff) has the function of open loop correction that is forwarded in the voltage loop.
[0018]
The output obtained by dividing the error output voltage Vvea by the divider 11 and the rectified output (Iac) of the positive output terminal (rectified output line) of the bridge rectifier circuit Di via the resistor Rvac are input to the multiplier 11. Here, the rectified output is shown not as a voltage but as a current (Iac). The multiplier 11 generates and outputs a current programming signal (multiplier output signal) Imo by multiplying these inputs. This corresponds to the current command value described with reference to FIG. The output voltage Vout is controlled by varying the average amplitude of the current programming signal. That is, a PWM signal corresponding to the change in the average amplitude of the current programming signal is generated, and switching drive is performed by a drive signal based on the PWM signal, thereby controlling the level of the output voltage Vout.
Thus, the current programming signal has an average amplitude waveform that controls the input and output voltages. Note that the active filter controls not only the output voltage Vout but also the input current Vin. And since the current loop in the feedforward circuit can be said to be programmed by the rectified line voltage, the input to the downstream converter (load 10) becomes resistive.
[0019]
FIG. 9 shows an example of the configuration of a power supply circuit in which a current resonance type converter is connected to the subsequent stage of the active filter based on the configuration shown in FIG. The power supply circuit shown in this diagram corresponds to the AC input voltage VAC = 85V to 288V. That is, the commercial AC power supply is so-called wide-range compatible (world wide specification) corresponding to AC input voltages of both AC 100 V system and AC 200 V system. The load power that can be handled is set to 600 W or more. The current resonance type converter employs a separately excited half-bridge coupling system.
The power supply circuit shown in FIG. 9 is mounted on, for example, a television receiver or a monitor device equipped with a plasma display panel.
[0020]
In this case, two sets of line filter transformers LFT, LFT and three sets of cross capacitors CL are connected to the commercial AC power supply AC line according to the connection form shown in the figure to form a line noise filter for common mode noise. I do.
[0021]
The positive and negative input terminals of the two sets of bridge rectifier circuits Di1 and Di2 are commonly connected to the positive / negative lines of the commercial AC power supply AC. The positive output terminals of the bridge rectifier circuits Di1 and Di2 are connected to the negative output terminals. That is, in this case, a two-stage bridge rectifier circuit is provided for the commercial AC power supply AC.
[0022]
Further, one set of choke coil LN and three sets of filter capacitors (film capacitors) CN, CN, CN are connected between the positive output terminal and the negative output terminal of the bridge rectifier circuits Di1, Di2 as shown. The normal mode noise filter 4 is connected.
[0023]
Positive output terminals of the bridge rectifier circuits Di1 and Di2 are connected in parallel via the choke coil LN, the inductor Lpc1 of the power choke coil PCC1, and the inductor Lpc2 of the power choke coil PCC2 in parallel with each other. Type rectifier diode [D10 // D10]. The connection point of the cathode of the rectifier diode [D10 // D10] is connected to each positive terminal of the smoothing capacitors CiA and CiB.
As shown, the smoothing capacitors CiA and CiB are connected in parallel so that two capacitors constitute one set. As described above, the positive terminals of the smoothing capacitors CiA and CiB are connected to each of the bridge rectifier circuits Di1 and Di2 via a series connection of a rectifier diode [D10 // D10], an inductor Lpc2, an inductor Lpc1, and a choke coil LN. Connected to positive output terminal. The negative terminals of the smoothing capacitors CiA and CiB are connected to the respective negative output terminals (primary ground) of the bridge rectifier circuits Di1 and Di2.
[0024]
The set of the smoothing capacitors [CiA // CiB] corresponds to the output capacitor Cout in FIGS. Therefore, in this case, a rectified smoothed voltage Ei is obtained as a voltage between both ends of the pair of the smoothing capacitors [CiA // CiB] connected in parallel. This rectified smoothed voltage Ei is supplied as a DC input voltage to each of the converter units 201, 202, and 203 at the subsequent stage.
The series connection of the inductors Lpc1 and Lpc2 of the power choke coils PCC1 and PCC2 corresponds to the inductor L shown in FIG. The diode [D10 // D10] corresponds to the diode D shown in FIG.
Further, an RC snubber circuit including a capacitor Csn and a resistor Rsn is connected in parallel to the parallel circuit of the diodes D10 // D10 in FIG.
[0025]
A set of switching elements including the switching elements Q11, Q12, and Q13 corresponds to the switching element Q in FIG. That is, in actually mounting the switching elements of the active filter, in this case, three switching elements Q11, Q12, and Q13 are set as one set, and these switching elements Q11, Q12, and Q13 are each connected to a power choke. It is inserted in parallel between the connection point between the coil Lpc2 and the high-speed recovery type rectifier diode [D10 // D10] and the primary side ground (negative rectification output line).
[0026]
The provision of the three switching elements in this manner is for ensuring reliability.
That is, in the case of a heavy load condition where the load power Po is about 600 W or more, for example, when the AC input voltage VAC is 100 V or less, the total drain current (switching current) flowing through the switching element becomes extremely high. Therefore, in this case, the peak level of the drain current flowing through each switching element is suppressed by connecting three switching elements in parallel.
In this case, a MOS-FET is selected for the switching elements Q11, Q12, and Q13. Gate-source resistors R52, R54 and R64 are connected between the gates and sources of the switching elements Q11, Q12 and Q13, respectively.
[0027]
The active filter control circuit 20 controls the operation of the active filter for improving the power factor so that the power factor approaches 1, and is, for example, a single integrated circuit (IC).
In this case, the active filter control circuit 20 includes a multiplier, a divider, an error voltage amplifier, a PWM control circuit, and a drive circuit that outputs a drive signal for driving a switching element. Circuit parts corresponding to the multiplier 11, the error voltage amplifier 12, the divider 13, the squarer 14 and the like shown in FIG. 8 are mounted in the active filter control circuit 20.
[0028]
In this case, the feedback circuit is formed so that the voltage value obtained by dividing the voltage (rectified smoothed voltage Ei) across the smoothing capacitor Ci by the voltage dividing resistors R55, R56 and R57 is input to the terminal T1 of the active filter control circuit 20. Is done.
[0029]
In the feedforward circuit, first, a rectified output is input to the terminal T3 via the resistor R58. As a result, a feedforward circuit is formed for the detection of the AC input voltage waveform and the averaging circuit.
Also, a rectified current level is input to a terminal T6 via a resistor R60 from a connection point between a negative output terminal of the bridge rectifier circuit Di and a resistor R61 inserted between the primary side ground. That is, a feedforward circuit is formed as a line corresponding to the current detection line LI in FIG.
[0030]
A rectified output of the positive electrode of the bridge rectifier circuit Di via the starting resistor Rs is input to the terminal T4 as a starting voltage. The active filter control circuit 20 is activated by the activation voltage input to the terminal T4 when the power is activated.
In the power choke coil PCC1, a winding N5 that is transformer-coupled to the inductor Lpc1 is wound. The alternating voltage excited in the winding N5 is converted into a predetermined low-voltage DC voltage by a half-wave rectifier circuit including a diode D11 and a capacitor C11. The low-voltage DC voltage is also input to the terminal T4. I have. After being activated by the activation voltage, the active filter control circuit 20 operates by inputting this low-voltage DC voltage as a power supply.
The terminal T5 is connected to the primary side ground via the resistor R59.
[0031]
A drive signal for driving the switching element is output from the terminal T2. The terminal T2 is connected to a so-called totem pole circuit composed of transistors Q21 and Q22 and a Zener diode ZD. In this case, the totem pole circuit amplifies the drive signals to obtain the power required to drive the three switching elements Q11, Q12, Q13 with one drive signal, and, as is well known, a MOS- The switching elements Q11, Q12, and Q13 as FETs are provided for stable high-speed switching.
The drive signal output from the totem pole circuit branches and is output to the gates of the switching elements Q11, Q12, and Q13 via the resistors R51, R53, and R63, respectively.
The switching element Q11 generates a gate voltage across the gate-source resistor R52 according to the drive signal applied as described above. The switching operation is performed by turning on when the gate voltage is equal to or higher than the threshold and turning off when the gate voltage is equal to or lower than the threshold.
Similarly, the switching elements Q12 and Q13 are turned on in the same manner as the switching element Q11 according to the fact that the gate voltage, which is the voltage across the gate-source resistors R54 and R64, changes above and below the threshold value by the drive signal. The switching operation is performed at / off timing.
[0032]
The switching drive of the switching elements Q11, Q12, and Q13 is performed so that the conduction angle of the rectified output current becomes substantially the same as the rectified output voltage waveform as described with reference to FIGS. , PWM control. The fact that the conduction angle of the rectified output current is substantially equal to the conduction angle of the rectified output voltage waveform means that the conduction angle of the AC input current flowing from the commercial AC power supply AC is substantially the same as that of the AC input voltage VAC. The power factor is controlled so as to approach 1. That is, the power factor is improved. In actuality, when the load power Po is 600 W, a characteristic is obtained in which the power factor PF is about 0.995.
[0033]
Further, depending on the active filter control circuit 20 shown in FIG. 9, the average value of the rectified and smoothed voltage Ei (corresponding to Vout in FIG. 8) = 375 V is converted to a constant voltage in the range of AC input voltage VAC = 85 V to 288 V It works as well. In other words, a DC input voltage stabilized at 375 V is supplied to the subsequent-stage current resonance type converter regardless of the fluctuation range of the AC input voltage VAC = 85 V to 264 V.
The range of the AC input voltage VAC = 85 V to 288 V continuously covers the commercial AC power supply AC 100 V system and the 200 V system. Therefore, the switching converter at the subsequent stage includes the commercial AC power supply AC 100 V system and the 200 V system. , The DC input voltage (Ei) stabilized at the same level is supplied. That is, the power supply circuit shown in FIG. 9 includes an active filter, and thus is configured as a wide-range power supply circuit.
[0034]
In the power supply circuit shown in this figure, in order to cope with the heavy load condition as described above, a plurality of current resonance type converters using a smoothing capacitor [CiA // CiB] as an operation power supply as a DC input voltage are connected in parallel. It is provided in. In this figure, three current resonance type converters of a first converter unit 201, a second converter unit 202, and a third converter unit 203 are provided, and each of the secondary-side DC output voltages EO1 stabilized to a predetermined level is provided. , EO2, and EO3 can be output.
[0035]
For example, the configuration of the first converter section 201 includes two switching elements Q1 and Q2 as shown in the figure. In this case, the switching element Q1 is on the high side, and the switching element Q2 is on the low side, and is half-bridge connected, and connected in parallel with the rectified smoothed voltage Ei (DC input voltage). That is, a current resonance type converter based on the half bridge coupling system is formed.
[0036]
In this case, the current resonance type converter is a separately excited type, and correspondingly, the switching elements Q1 and Q2 use MOS-FETs. Clamp diodes DD1 and DD2 are connected in parallel to these switching elements Q1 and Q2, respectively, thereby forming a switching circuit. These clamp diodes DD1 and DD2 form a path through which a reverse current flows when the switching elements Q1 and Q2 are turned off.
Gate-source resistors RG1 and RG2 are inserted between the gates and sources of the switching elements Q1 and Q2, respectively.
[0037]
The control IC 2 includes an oscillating circuit, a control circuit, a protection circuit, and the like for driving the current resonance type converter by a separately excited system, and is a general-purpose analog IC (Integrated Circuit) including a bipolar transistor therein. It is said.
The control IC 2 operates with a DC voltage input to a power input terminal Vcc.
[0038]
The control IC 2 has two drive signal output terminals VGH and VGL as terminals for outputting a drive signal (gate voltage) to the switching element.
The drive signal output terminal VGH outputs a drive signal for switching the high-side switching element, and the drive signal output terminal VGL outputs a drive signal for switching the low-side switching element.
In this case, the drive signal output terminal VGH is connected to the gate of the high-side switching element Q1. The drive signal output terminal VGL is connected to the gate of the low-side switching element Q2.
Thus, the high-side drive signal output from the drive signal output terminal VGH is applied to the gate of the switching element Q1, and the low-side drive signal output from the drive signal output terminal VGL is applied to the switching element Q2. Will be applied to the gates.
[0039]
Although not shown in this figure, a set of bootstrap circuits is connected to the terminal Vs of the control IC 2 as an external circuit. The high-side drive signal output from the drive signal output terminal VGH by this bootstrap circuit is level-shifted to a level at which the switching element Q1 can be properly driven.
[0040]
In the control IC 2, an oscillation signal of a required frequency is generated by an internal oscillation circuit. Then, the control IC 2 generates a high-side drive signal and a low-side drive signal using the oscillation signal generated by the oscillation circuit. Here, the high-side drive signal and the low-side drive signal are generated so as to have a 180 ° phase difference with each other. Then, the drive signal for the high side is output from the drive signal output terminal VGH, and the drive signal for the low side is output from the drive signal output terminal VGL.
[0041]
By applying such a high-side drive signal and a low-side drive signal to the switching elements Q1 and Q2, respectively, the switching elements Q1 and Q2 are switched according to the period in which the drive signal is at the H level. When the gate voltage of Q2 becomes equal to or higher than the gate threshold, the transistor turns on. Further, during a period when the drive signal is at the L level, the gate voltage is equal to or lower than the gate threshold and the device is turned off. As a result, the switching elements Q1 and Q2 are switched and driven at a required switching frequency by alternately turning on and off.
[0042]
The insulating converter transformer PIT-1 is provided for transmitting the switching output of the switching elements Q1 and Q2 from the primary side to the secondary side.
One end of the primary winding N1 of the insulated converter transformer PIT-1 is connected to a connection point (switching output point) of the switching elements Q1 and Q2 via a primary side series resonance capacitor C1, and the other end. Is connected to the primary side ground. Here, the series resonance capacitor C1 forms a primary side series resonance circuit by its own capacitance and the leakage inductance (L1) of the primary winding N1. The primary-side series resonance circuit causes a resonance operation when the switching outputs of the switching elements Q1 and Q2 are supplied, thereby making the operation of the switching circuit including the switching elements Q1 and Q2 a current resonance type.
[0043]
A secondary winding N2 is wound on the secondary side of the insulating converter transformer PIT-1.
In this case, the secondary winding N2 is provided with a center tap as shown in the figure and connected to the secondary side ground. Then, a dual-wave rectifier circuit including rectifier diodes DO1 and DO2 and a smoothing capacitor CO1 is provided. Connected. As a result, the secondary DC output voltage EO1 is obtained as the voltage across the smoothing capacitor CO1. The secondary-side DC output voltage EO1 is supplied to a load (not shown), and is also branched and input as a detection voltage for the control circuit 1.
The control circuit 1 supplies a voltage or a current whose level is varied according to the level of the input secondary-side DC output voltage EO1 to the control input terminal Vc of the control IC 2 as a control output. The control IC 2 varies the frequency of the drive signal to be output from the drive signal output terminals VGH and VGL, for example, by varying the frequency of the oscillation signal according to the control output input to the control input terminal Vc. As a result, the switching frequency of the switching elements Q1 and Q2 is variably controlled. By varying the switching frequency in this manner, the level of the secondary side DC output voltage E01 becomes constant. Is controlled. That is, stabilization by the switching frequency control method is performed.
[0044]
The second converter section 202 includes switching elements Q3 and Q4, clamp diodes DD3 and DD4, gate-source resistors RG3 and RG4, a control IC 2 and an insulation converter transformer PIT-2 (primary winding N1 and It includes a secondary winding N2), a primary-side series resonance capacitor C1, rectifier diodes DO3 and D04, and a smoothing capacitor CO2, and adopts a configuration similar to that of the first converter unit 201.
[0045]
The third converter unit 203 also includes switching elements Q5 and Q6, clamp diodes DD5 and DD6, gate-source resistances RG5 and RG6, control IC2, and insulating converter transformer PIT-3 (primary winding N1, It has a secondary winding N2) and a primary-side series resonance capacitor C1, and adopts a primary-side configuration with a connection mode similar to that of the first converter unit 201.
However, on the secondary side of the insulating converter transformer PIT-3 of the third converter section 203, the rectifier diodes DO5, D06, D07, D08 and the smoothing capacitors CO3, CO4 are connected to the secondary winding N2 as shown in the figure. Are connected to each other, two sets of double-wave rectification circuits, that is, a double-wave rectification circuit including rectification diodes DO5 and D06 and a smoothing capacitor CO3, and a double-wave rectification circuit including rectification diodes DO7 and D08 and a smoothing capacitor CO4, Will be formed.
The secondary-side DC output voltage EO3 is generated by the double-wave rectifier circuit including the rectifier diodes DO5 and D06 and the smoothing capacitor CO3. The dual-side rectifier circuit including the rectifier diodes DO7 and D08 and the smoothing capacitor CO4 generates the secondary-side DC output voltage E04 having a lower voltage level than the secondary-side DC output voltage EO3.
[0046]
Here, the load power corresponding to the secondary-side DC output voltage EO1 of the first converter unit 201 is 300 W, the load power corresponding to the secondary-side DC output voltage EO2 of the second converter unit 202 is 200 W, and the third converter unit 203 The load power corresponding to the secondary-side DC output voltages EO3 and E04 is 100 W, and thus, it is possible to comprehensively support the load power Po = 600 W or more.
[0047]
[Problems to be solved by the invention]
As can be understood from the above description, the power supply circuit shown in FIG. 9 as a prior art is configured by mounting an active filter based on the conventionally known configuration shown in FIGS. 6 and 8. . Further, in the case of the circuit shown in FIG. 9, three current resonance type converters are connected in parallel to the subsequent stage of the active filter.
By adopting such a configuration, the power factor is improved. In addition, under the condition of a load power of 600 W or more, it operates on a commercial AC power supply of AC 100 V system and AC 200 V system, which is a so-called wide range compatible.
[0048]
However, the power supply circuit having the configuration shown in FIG. 9 has the following problem.
The power conversion efficiency in the power supply circuit shown in FIG. 9 includes an AC-DC power conversion efficiency (ηAC → DC) corresponding to the active filter in the preceding stage and a current resonance type converter (first, second, and third converter units) in the subsequent stage. 201, 202, 203) and the DC-DC power conversion efficiency (ηDC → DC).
[0049]
Here, the DC-DC power conversion efficiency (ηDC → DC) in the first, second, and third converter units 201, 202, and 203 is about 96%.
The AC-DC power conversion efficiency (ηAC → DC) in the active filter is 94% when the AC input voltage VAC = 100 V, and 97% when the AC input voltage VAC = 230 W.
Therefore, as the total power conversion efficiency, when the AC input voltage VAC = 100 V,
94% x 96% = 90.2%
It becomes. When the AC input voltage VAC is 230 V,
97% x 96% = 93.1%
It becomes.
Correspondingly, the AC input power is 665.2 W when the AC input voltage VAC = 100 V, and is 644.5 W when the AC input power is 230 V.
In other words, when the AC input voltage VAC = 100 V (AC 200 V system), the power conversion efficiency on the active filter circuit side decreases, and the overall efficiency decreases when the AC input voltage VAC = 230 V (AC 100 V system). .
[0050]
In the circuit shown in FIG. 9, the AC-DC power conversion efficiency (ηAC → DC) of the active filter is set to, for example, an AC input voltage VAC = 100 V to 230 V so that the power conversion efficiency does not fall below the characteristic. In the range, it must be designed to be maintained at 94% to 97%.
In the active filter circuit, the switching elements Q11, Q12, and Q13 and the high-speed recovery type rectifier diode [D10 // D10] perform switching operations. These switching operations are dv / di and di /. Because of the dt, which is a hard switching operation, the generation level of noise is extremely large, so that relatively heavy noise suppression measures are required.
From these needs, as the active filter of the power supply circuit shown in FIG. 9, it is necessary to first provide two sets of bridge rectification circuits Di1 and Di2 in a rectification circuit system for rectifying the commercial AC power supply AC. Further, it is necessary to provide two sets of power choke coils (PCC1, PCC2). Further, as for the semiconductor element for switching, three sets of switching elements Q11, Q12, Q13 are connected in parallel, driven by a totem pole circuit, and two fast recovery type rectifier diodes D10, D10 are connected in parallel. It is necessary to adopt a configuration provided by connecting. In addition, it is necessary to attach a large heat sink to these semiconductor elements.
Further, in the circuit shown in FIG. 9, a line noise filter including two sets of line filter transformers LFT and three sets of cross capacitors is formed for the line of the commercial AC power supply AC. That is, two or more stages of line noise filters are required.
A normal mode noise filter 4 including one set of choke coil LN and three sets of filter capacitors CN is provided for the rectified output line. Further, an RC snubber circuit is provided for the parallel circuit of the high-speed recovery type diodes D10 // D10 for rectification. In particular, in the case of coping with a heavy load as in the circuit of FIG. 9, the resistor Rsn forming the RC snubber circuit is a cement resistor and is large.
In this way, an actual circuit requires noise countermeasures with a very large number of components, which leads to an increase in cost and an increase in the mounting area of the power supply circuit board.
[0051]
Further, as described above, in the circuit shown in FIG. 9, the peak level of the drain current (switching output current) flowing through the switching element increases when the AC input voltage VAC is 100 V or less, so that the switching element of the MOS-FET As a result, it is necessary to connect three switching elements Q11, Q12, and Q13 in parallel to ensure reliability.
Thus, in the circuit shown in FIG. 9, three switching elements are connected in parallel. However, on the other hand, the active filter control circuit 20 as a general-purpose IC has only one terminal T2 as an output terminal of a drive signal. For this purpose, it is necessary to branch the drive signal output from the active filter control circuit 20 and apply it to each of the switching elements Q11, Q12 and Q13. However, the power is insufficient and the switching elements are driven with high reliability. Difficult to do. Therefore, as shown in FIG. 9, a totem pole circuit including the transistors Q21 and Q22 is required, but this also increases the number of components.
[0052]
Further, the switching frequency of the switching elements Q11, Q12, and Q13 operated by the active filter control circuit 20 as a general-purpose IC is 50 KHz, whereas the switching frequency of the current resonance type converter at the subsequent stage is in the range of 70 KHz to 150 KHz. ing. As a result, there is also a problem that the primary side ground potentials interfere with each other and the operation as a power supply circuit tends to be unstable.
[0053]
[Means for Solving the Problems]
In view of the above, the present invention has the following configuration as a switching power supply circuit.
In other words, a rectified smoothed voltage is generated by inputting a commercial AC power supply, and the rectified smoothed voltage is generated at a level corresponding to an equal multiple of the commercial AC power supply level according to the level of the input commercial AC power supply. Rectifying / smoothing means for switching between an equal voltage rectifying operation and a voltage doubler rectifying operation for generating the rectified smoothed voltage at a level corresponding to twice the commercial AC power supply level, and inputting the rectified smoothed voltage as a DC input voltage And a plurality of switching converter units that operate as a single unit.
At least one of the plurality of switching converters is configured to perform a switching operation by inputting a DC input voltage, and is formed by half-bridge coupling a high-side switching element and a low-side switching element. The switching device includes switching means and switching driving means for switchingly driving each switching element.
Further, at least a primary winding to which a switching output obtained by the switching operation of the switching means is supplied and a secondary winding to which an alternating voltage as a switching output obtained in the primary winding is excited are wound. Formed by at least a leakage inductance component of a primary winding of the isolated converter transformer and a capacitance of a primary-side series resonance capacitor connected in series to the primary winding. And a primary-side series resonance circuit that is a current resonance type.
Further, of the two switching elements forming the half bridge circuit, the switching element is formed by a capacitance of a partial voltage resonance capacitor connected in parallel to one of the switching elements, and a leakage inductance component of a primary winding of the insulating converter transformer, A primary-side partial voltage resonance circuit is provided that can obtain a voltage resonance operation only in accordance with the timing at which each of the switching elements turns on and off.
A DC output voltage generating means configured to input an alternating voltage obtained to a secondary winding of the insulating converter transformer and perform a rectification operation to generate a secondary DC output voltage; A constant voltage control unit configured to control the switching drive unit in accordance with the level of the DC output voltage and to perform a constant voltage control on the secondary DC output voltage by changing a switching frequency of the switching unit. .
The rectifying / smoothing means is configured to intermittently supply a rectified current component using an alternating voltage excited by a tertiary winding wound on the primary side of the insulating converter transformer, and to supply the rectified current component to the rectified current path. Power factor improvement circuit.
[0054]
According to the above configuration, the switching power supply circuit of the present invention includes a plurality of switching converter units that operate by inputting a rectified smoothed voltage (DC input voltage) in order to cope with heavy load conditions.
Each switching converter has a configuration in which a partial voltage resonance circuit is combined with a current resonance type converter using a half-bridge coupling method. The power factor is improved by switching the switching output transmitted to the tertiary winding wound around the isolated converter transformer into voltage feedback to the rectification current path to interrupt the rectification current, thereby increasing the conduction angle of the AC input current. Then, a configuration for improving the power factor is adopted.
In order to support a wide range, the rectifying operation of the rectifying / smoothing means for generating a rectified smoothed voltage (DC input voltage) is switched between the equal-voltage rectifying operation and the double-voltage rectifying operation according to the commercial AC power supply level. Is configured to be performed.
Thus, for example, when a power supply circuit including a power factor correction circuit is configured to support a wide range, it is not necessary to include an active filter for stabilizing a DC input voltage to a switching converter.
[0055]
BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION
FIG. 1 shows a configuration example of a power supply circuit according to a first embodiment of the present invention. The power supply circuit shown in this figure can support a load power Po = 600 W or more, as well as the circuit shown in FIG. 9 as a prior art, and is compatible with a wide range operating with a commercial AC power supply of 100 V AC and 200 V AC. The configuration is adopted.
[0056]
In the power supply circuit shown in this figure, a line noise filter including a set of a line filter transformer LFT and an across capacitor CL is provided for a commercial AC power supply AC. That is, in this case, only one stage is provided as a line noise filter for removing the common mode noise.
Further, two filter capacitors CN, CN are connected in parallel with the line noise filter. The parallel circuit of the two filter capacitors CN // CN is shown as a noise filter 3-4 as indicated by a broken line. The noise filter 3-4 suppresses normal mode noise generated on rectified output lines of the bridge rectifier circuits Di1 and Di2 described below. The noise filter 3-4 is provided with a power factor improving circuit (3-1, 3-2, 3-3) provided in each of the converter units (101, 102, 103) described later. And also functions as a common circuit part for forming.
[0057]
In this case, a rectification circuit system that generates a rectified smoothed voltage Ei (DC input voltage) from a commercial AC power supply includes bridge rectifier circuits Di1 and Di2 and two smoothing capacitors Ci1 and Ci2. The smoothing capacitors Ci1 and Ci2 have the same capacitance.
[0058]
A positive input terminal and a negative input terminal of the bridge rectifier circuit Di1 are respectively connected to connection points between both ends of the filter capacitor CN // CN and positive and negative lines of the commercial AC power supply AC. The positive output terminal of the bridge rectifier circuit Di1 is connected to the positive terminal on the smoothing capacitor Ci1 side, and the negative output terminal is connected to the primary side ground.
[0059]
Similarly, in the bridge rectifier circuit Di2, each of the positive input terminal and the negative input terminal is connected to a connection point between both ends of the filter capacitor CN // CN and each positive / negative line of the commercial AC power supply AC. The positive output terminal is connected to the positive terminal on the smoothing capacitor Ci1 side, and the negative output terminal is connected to the primary side ground.
That is, the circuit shown in FIG. 1 includes two stages of bridge rectifier circuits for rectifying the commercial AC power supply AC and is connected in parallel to the line of the commercial AC power supply AC.
[0060]
As illustrated, the smoothing capacitors Ci1 and Ci2 are connected in series such that the positive terminal of the smoothing capacitor Ci1 and the negative terminal of the smoothing capacitor Ci2 are connected. The positive terminal on the smoothing capacitor Ci1 side is connected to a connection point between the positive output terminals of the bridge rectifier circuits Di1 and Di2. The negative terminal on the smoothing capacitor Ci2 side is connected to the primary side ground. The rectified smoothed voltage Ei (DC input voltage) is obtained as a voltage across the series connection circuit of the smoothing capacitors Ci1 and Ci2.
[0061]
Further, a relay switch S1 is inserted between a connection point of the negative input terminals of the bridge rectification circuits Di1 and Di2 and a connection point of the smoothing capacitors Ci1 and Ci2. The relay switch S1 is turned on / off according to the driving state of the relay RL connected to the rectifier circuit switching module 5.
[0062]
The rectifier circuit switching module 5 is provided to switch the operation of the rectifier circuit system formed as described above between the AC 100 V system and the AC 200 V system by driving the relay RL. Therefore, the rectified smoothed voltage Ei is input to the detection terminal T11. The level of the rectified smoothed voltage Ei input from the detection terminal T11 indicates a change according to the level of the commercial AC power supply AC. That is, the rectifier circuit switching module 5 detects the level of the commercial AC power supply AC by detecting the level of the rectified smoothed voltage Ei.
A relay RL is connected between the relay drive terminals T12 and T13. The relay RL controls on / off of the relay switch S1 according to its own conduction state. Here, the relay switch S1 is turned on when the relay RL is conductive, and the relay switch S1 is turned off when the relay RL is not conductive.
Further, a low-voltage DC voltage of 5 V is input to the power input terminal T14 of the rectifier circuit switching module 5. The rectifier circuit switching module 5 operates using the DC voltage input to the power input terminal T14 as an input power. The terminal T15 is a terminal for grounding the ground line of the rectifier circuit switching module 5 to the primary side ground.
[0063]
The switching operation of the rectifier circuit having the above configuration is as follows.
The rectifier circuit switching module 5 compares the level of the rectified smoothed voltage Ei input to the detection terminal T11 with a predetermined reference voltage. The voltage level input to the detection terminal T11 is equal to or higher than the reference voltage when the AC input voltage VAC is equal to or higher than 150 V, and is equal to or lower than the reference voltage when the AC input voltage VAC is equal to or lower than 150 V. That is, the reference voltage has a level corresponding to the AC input voltage VAC = 150V.
The rectifier circuit switching module 5 drives the relay RL to be turned on when the level of the input rectified smoothed voltage Ei is equal to or lower than the reference voltage, and to be turned off when the level is equal to or higher than the reference voltage.
[0064]
Here, for example, it is assumed that a rectified smoothed voltage Ei having a level corresponding to the AC input voltage VAC = 150 V or more is generated corresponding to the AC 200 V system.
In this case, since the voltage level input to the detection terminal T11 is equal to or higher than the reference voltage, the rectifier circuit switching module 5 turns off the relay RL. In response, the relay switch S1 is also turned off (open).
When the relay switch S1 is off, the AC input voltage VAC is rectified by the bridge rectifier circuits Di1 and Di2 in each of the periods when the AC input voltage VAC is positive / negative, and the rectified current is supplied to the series connection circuit of the smoothing capacitors Ci1-Ci2. Is obtained. That is, a rectification operation by a full-wave rectification circuit including a normal bridge rectification circuit can be obtained. As a result, a rectified smoothed voltage Ei corresponding to an equal multiple of the AC input voltage VAC is obtained as a voltage between both ends of the series connection circuit of the smoothing capacitors Ci1 and Ci2.
[0065]
On the other hand, it is assumed that a rectified smoothed voltage Ei having a level corresponding to the AC input voltage VAC = 150 V or less is generated corresponding to the AC 100 V system.
In this case, since the voltage level input to the detection terminal T11 becomes equal to or lower than the reference voltage and the rectifier circuit switching module 5 turns on the relay RL, the relay switch S1 is controlled to be turned on (closed). Is done.
In a state where the relay switch S1 is ON, a rectified current path is formed in which the rectified output by the bridge rectifier circuits Di1 and Di2 is charged only to the smoothing capacitor Ci1 while the AC input voltage VAC is positive. On the other hand, when the AC input voltage VAC is negative, a rectified current path is formed in which the rectified output of the bridge rectifier circuits Di and Di2 is charged only to the smoothing capacitor Ci2.
As a result of performing the rectification operation in this manner, a level corresponding to an equal multiple of the AC input voltage VAC is generated as the voltage between both ends of the smoothing capacitors Ci1 and Ci2. Therefore, a level corresponding to twice the AC input voltage VAC is obtained as the rectified smoothed voltage Ei which is a voltage between both ends of the series connection circuit of the smoothing capacitors Ci1 and Ci2. That is, a so-called voltage doubler rectifier circuit is formed.
[0066]
Thus, in the circuit shown in FIG. 1, in the case of a commercial AC power supply of 100 V AC, a rectified smoothed voltage Ei corresponding to twice the AC input voltage VAC is generated by a voltage doubler rectification operation, and the commercial AC power supply of 200 V AC is used. In the case of the system, for example, a rectified smoothed voltage Ei corresponding to an equal magnification of the AC input voltage VAC is generated by an equal-magnification voltage rectification operation by a full-wave rectifier circuit. In other words, the same level of rectified and smoothed voltage Ei is obtained as a result in the case of the commercial AC power supply AC100V system and in the case of the AC200V system, thereby achieving a wide range. Then, the rectified smoothed voltage Ei is input as a DC input voltage to a subsequent switching converter.
[0067]
In the circuit shown in FIG. 1, as a switching converter which operates by inputting a DC input voltage (rectified smoothed voltage Ei) obtained as a voltage between both ends of the smoothing capacitors Ci1-Ci2, as shown in FIG. There are provided two converter units 102 and a third converter unit 103. The first converter unit 101, the second converter unit 102, and the third converter unit 103 are connected in parallel with a DC input voltage (rectified smoothed voltage Ei).
[0068]
The first converter section 101, the second converter section 102, and the third converter section 103 are each a composite resonance converter having a primary-side partial voltage resonance circuit with respect to a separately excited half-bridge type current resonance converter. The configuration is adopted. The power factor improving circuit (3-1, 3-2, 3-3) based on the voltage feedback system is provided to improve the power factor.
[0069]
Here, the configuration of the first converter unit 101 will be described.
As described above, the first converter section 101 has a basic configuration as a current resonance type converter. Here, as shown in the figure, two switching elements Q1 (high side) and Q2 (low side) of a MOS-FET are connected by half bridge coupling. Damper diodes DD1 and DD2 are connected in parallel between the respective drains and sources of the switching elements Q1 and Q2 in the direction shown.
Further, a gate-source resistor RG1 is connected between the gate and the source of the switching element Q1. A gate voltage VGH1 is generated at both ends of the gate-source resistor RG1 by a drive signal applied to the gate of the switching element Q1 as described later. Similarly, a gate-source resistance RG2 is connected to the switching element Q2, and a gate voltage VGL1 is generated depending on a drive signal applied to the gate.
[0070]
A partial resonance capacitor Cp is connected in parallel between the drain and the source of the switching element Q2. A parallel resonance circuit (partial voltage resonance circuit) is formed by the capacitance of the partial resonance capacitor Cp and the leakage inductance L1 of the primary winding N1. Then, a partial voltage resonance operation in which voltage resonance occurs only when the switching elements Q1 and Q2 are turned off is obtained.
[0071]
The control IC 2 includes an oscillating circuit, a control circuit, a protection circuit, and the like for driving the current resonance type converter by a separately excited system, and is a general-purpose analog IC (Integrated Circuit) including a bipolar transistor therein. It is said.
The control IC 2 operates with a DC voltage input to a power input terminal Vcc. The control IC 2 is grounded to the primary side ground by a ground terminal E.
[0072]
The control IC 2 has two drive signal output terminals VGH and VGL as terminals for outputting a drive signal (gate voltage) to the switching element.
The drive signal output terminal VGH outputs a drive signal for switching the high-side switching element, and the drive signal output terminal VGL outputs a drive signal for switching the low-side switching element.
In this case, the drive signal output terminal VGH is connected to the gate of the high-side switching element Q1 via the gate resistor R11. The drive signal output terminal VGL is connected to the gate of the high-side switching element Q2 via the gate resistor R21.
Thus, the high-side drive signal output from the drive signal output terminal VGH is applied to the gate of the switching element Q1, and the low-side drive signal output from the drive signal output terminal VGL is applied to the switching element Q2. Will be applied to the gates.
[0073]
Although not shown in this figure, a set of bootstrap circuits is provided as an external circuit for the terminal Vs of the control IC 2. The high-side drive signal output from the drive signal output terminal VGH by this bootstrap circuit is level-shifted to a level at which the high-side switching element Q1 can be properly driven.
[0074]
In the control IC 2, an oscillation signal of a required frequency is generated by an internal oscillation circuit. The oscillation circuit varies the frequency of the oscillation signal according to the level of the control output input from the control circuit 1 to the terminal Vc as described later.
Then, the control IC 2 generates a high-side drive signal and a low-side drive signal using the oscillation signal generated by the oscillation circuit. Then, the drive signal for the high side is output from the drive signal output terminal VGH, and the drive signal for the low side is output from the drive signal output terminal VGL.
[0075]
According to the above description, the high-side drive signal output from the drive signal output terminal VGH is applied to the switching element Q1 via the gate resistor RD1. As a result, a waveform corresponding to the high-side drive signal is obtained as the gate-source voltage VGH1 of the switching element Q1.
That is, as shown in FIG. 4A, a period in which a rectangular pulse having a positive polarity is generated and a period in which the voltage is 0 V are obtained within one switching cycle.
By the gate-source voltage VGH1 shown in FIG. 4A, the switching element Q1 is first turned on at a timing at which a positive rectangular wave pulse is obtained within one switching cycle. You. That is, in order for the switching element Q1 to be turned on, it is necessary to apply a voltage of an appropriate level equal to or higher than the gate threshold voltage (≒ 5 V). Since the gate-source voltage VGH1 as the positive pulse is set to be 10 V, a state where the voltage is turned on corresponding to the period in which the positive pulse is applied is obtained. When the gate-source voltage VGH1 is 0 V and becomes equal to or lower than the gate threshold voltage, the state is switched to the off state. With such timing, the switching element Q1 performs a switching operation so as to be turned on / off.
[0076]
On the other hand, a low-side drive signal output from the drive signal output terminal VGL is applied to the switching element Q2 via the gate resistor RD2. In response to the drive signal, a gate-source voltage VGL1 of the switching element Q2 having a waveform shown in FIG. 3B is obtained.
That is, the gate-source voltage VGL1 has the same waveform as the gate-source voltage VGH1 of the switching element Q1 shown in FIG. 3A, and the timing is the same as the gate-source voltage VGH1. A waveform having a phase difference of 180 ° is obtained. From this, the switching element Q2 is switched and driven by the timing of turning on / off alternately with the switching element Q1.
Also, according to FIGS. 3A and 3B, between the time when the switching element Q1 is turned off and the switching element Q2 is turned on, and the time when the switching element Q2 is turned off and the switching element Q1 is turned on. A period td is formed.
[0077]
This period td is a dead time during which both the switching elements Q1 and Q2 are turned off. The period td as the dead time is a partial voltage resonance operation so that the charging and discharging operation of the partial resonance capacitors Cp1 and Cp2 can be reliably obtained in a short time when the switching elements Q1 and Q2 are turned on / off. It is formed for the purpose of doing. The time length as such a period td can be set, for example, on the control IC 2 side. In the control IC 2, the drive signal is set so that the period td is formed by the set time length. The duty ratio of the pulse width of the drive signal to be output from the output terminals VGH and VGL is varied.
[0078]
The insulating converter transformer PIT-1 transmits the switching output of the switching elements Q1 and Q2 to the secondary side, and has a primary winding N1 and a secondary winding N2 wound thereon. In the present embodiment, a tertiary winding N3 forming a power factor correction circuit 3-1 described later is also wound.
One end of the primary winding N1 of the insulating transformer PIT-1 is connected to a connection point (switching output point) between the source of the switching element Q1 and the drain of the switching element Q2. The other end is connected to a primary side ground via a series connection of a primary side series resonance capacitor C1.
Here, a primary side series resonance circuit is formed by the capacitance of the series resonance capacitor C1 and the leakage inductance L1 of the insulating converter transformer PIT-1 including the primary winding N1. Then, as described above, since the primary side series resonance circuit is connected to the switching output point, the switching output of the switching elements Q1 and Q2 is transmitted to the primary side series resonance circuit. In the primary side series resonance circuit, resonance operation is performed in accordance with the transmitted switching output, whereby the operation of the primary side switching converter is of a current resonance type.
[0079]
According to the above description, as the primary-side switching converter shown in this figure, the operation as a current resonance type by the primary-side series resonance circuit (L1-C1) and the partial voltage resonance circuit (Cp // L1) described above A voltage resonance operation is obtained.
In other words, the first converter section 101 shown in this figure has a configuration as a composite resonance type converter in which a resonance circuit for making the primary side switching converter a resonance type is combined with another resonance circuit. .
[0080]
Although not described here, the structure of the insulating converter transformer PIT-1 includes, for example, an EE type core obtained by combining an E type core made of a ferrite material. Then, after dividing the winding site on the primary side and the secondary side, a set of the primary winding N1 (tertiary winding N3) and the secondary windings N2 and N2A described below are connected to the EE type core. It is wound around the central magnetic leg.
Then, a gap of 1.0 mm to 1.5 mm is formed with respect to the center magnetic leg of the EE type core. Thus, a loose coupling state with a coupling coefficient of about 0.7 to 0.8 is obtained.
[0081]
A secondary winding N2 is wound on the secondary side of the insulation converter transformer PIT-1. An alternating voltage according to the switching output transmitted to the primary winding N1 is excited in the secondary winding N2.
For the secondary winding N2, a center tap is provided as shown in the figure to connect to the secondary side ground, and then, as shown in the figure, a double-wave rectifier composed of rectifier diodes DO1, DO2 and a smoothing capacitor CO1 is provided. Circuit is connected. As a result, the secondary DC output voltage EO1 is obtained as the voltage across the smoothing capacitor CO1. The secondary-side DC output voltage EO1 is supplied to a load (not shown), and is also branched and input as a detection voltage for the control circuit 1 described below.
[0082]
The control circuit 1 obtains, as a control output, a current or voltage whose level is varied, for example, in accordance with the level of the DC output voltage EO1 on the secondary side. This control output is output to the control terminal Vc of the control IC2.
The control IC 2 alternately turns on / off the high-side drive signal and the low-side drive signal to be output from the drive signal output terminals VGH and VGL in accordance with the control output level input to the control terminal Vc. The operation is performed so that the frequency of each drive signal is changed in a synchronized state while keeping the timing of turning off.
Thus, the switching frequency of the switching elements Q1 and Q2 is variably controlled according to the control output level (ie, the secondary DC output voltage level) input to the control terminal Vc.
By changing the switching frequency, the resonance impedance of the primary side series resonance circuit changes. By changing the resonance impedance in this way, the amount of current supplied to the primary winding N1 of the primary-side series resonance circuit changes, and the power transmitted to the secondary side also changes. As a result, the level of the secondary side DC output voltage E01 changes, and constant voltage control is achieved.
[0083]
The power supply circuit shown in FIG. 1 is provided with a power factor improving circuit 3-1 for improving the power factor in the configuration described above.
As described above, the power factor correction circuit 3-1 shown in this figure is a filter that is inserted in parallel between the positive input terminal and the negative input terminal of the bridge rectifier circuit Di on the line side of the commercial AC power supply AC. A noise filter 3-4 including a capacitor CN // CN is included. Then, as shown in the figure, an inductor L20, a tertiary winding N3, and a high-speed recovery type diode are connected to a connection point between one end of the noise filter 3-4 (CN // CN) and the positive input terminals of the bridge rectifier circuits Di1, Di2. D1 is connected in series. In this case, the anode side of the high-speed recovery type diode D1 is connected to the tertiary winding N3. Then, the cathode of the high-speed recovery type diode D1 is connected to the positive output terminals of the bridge rectifier circuits Di1 and Di2.
[0084]
The cathode of another fast recovery diode D2 is connected to the anode of the fast recovery diode D1. The anode of the fast recovery type diode D2 is grounded to the primary side ground.
[0085]
The operation of the power factor correction circuit 3-1 having such a configuration will be described with reference to FIGS.
For example, it is assumed that the AC input voltage VAC is obtained in the cycle shown in FIG. At this time, the rectified output voltages of the bridge rectification circuits Di1 and Di2 have a positive polarity sinusoidal waveform having a peak level corresponding to the level of the AC input voltage VAC. At this time, voltage feedback is performed on the tertiary winding N3 in accordance with the switching output obtained on the primary winding N1 side, and an alternating voltage of a switching cycle is generated in the tertiary winding N3. Then, the alternating voltage of the tertiary winding N3 is superimposed on the rectified output voltages of the bridge rectifier circuits Di1 and Di2, and the action of switching the high-speed recovery type diodes D1 and D2 is obtained.
Then, in the power factor improving circuit 3-1 corresponding to the period in which the alternating voltage level obtained in the tertiary winding N3 is higher than the rectified output voltages of the bridge rectifier circuits Di1 and Di2, FIG. The alternating current I1 according to the switching cycle shown in c) flows.
[0086]
During the period in which the AC input voltage VAC is positive, the rectified current of the positive polarity is supplied from the positive input terminals of the bridge rectifier circuits Di1 and Di2 to the components flowing into the diodes Da forming the bridge rectifier circuits Di1 and Di2 and the alternating current. The current I1 is branched into components flowing into the inductor L20.
Then, the alternating current I1 at this time flows into the positive terminal of the smoothing capacitor Ci1 through the path of the inductor L20 → the tertiary winding N3 → the high speed recovery type diode D1. When a voltage doubler rectifier circuit is formed corresponding to the AC input voltage VAC of the AC 100 V system, the alternating current I1 flowing through the smoothing capacitor Ci1 is supplied to the commercial AC power supply AC via the relay switch S1. Flows into the parallel circuit of the noise filter 3-4 (CN // CN). When a full-wave rectifier circuit is formed corresponding to the AC 200 V system, the alternating current I1 flowing through the smoothing capacitor Ci1 is supplied from the negative line of the commercial AC power supply AC via the diode Dd of the bridge rectifier circuit Di. It flows into the noise filter 3-4 (CN // CN).
[0087]
When the AC input voltage VAC is negative, the rectified current of the negative polarity flows to the diode Dc of the bridge rectifier circuit Di after passing through the smoothing capacitor Ci2 when the voltage doubler rectifier circuit is formed. The component flows into the high-speed recovery type diode D2 via the smoothing capacitor Ci2 and branches into a component that becomes the alternating current I1 of negative polarity.
When the full-wave rectifier circuit is formed, the rectified current flows through the diode Db of the bridge rectifier circuit Di → the smoothing capacitor Ci1 → Ci2 and then flows through the diode Dc of the bridge rectifier circuit Di. It flows into the high-speed recovery type diode D2 and branches into a component that becomes the alternating current I1 of negative polarity.
[0088]
Then, the alternating current I1 of the negative polarity that has flowed into the high-speed recovery type diode D2 as described above first flows through the path of the high-speed recovery type diode D2 → tertiary winding N3 → inductor L20, and the positive line side of the commercial AC power supply AC Flows into the noise filter 3-4 (CN // CN).
[0089]
In this manner, the alternating current I2 is switched (intermittent) by the high-speed recovery type diode D1 when the polarity is positive, and is switched (intermittently) by the high-speed recovery type diode D2 when the polarity is negative, thereby forming an alternating waveform. It is made to flow in a rectified current path.
[0090]
As described above, the rectified current components are switched and intermittently switched by the high-speed recovery type diodes D1 and D2, so that the rectified output voltage level is lower than the level of the rectified smoothed voltage Ei. The charging current to the smoothing capacitors Ci1 and Ci2 also flows during the period.
As a result, the average waveform of the AC input current is made closer to the waveform of the AC input voltage, and as shown in FIG. 5B, when the AC 100 V system (VAC = 100 V) and the AC 200 V system ( VAC = 230 V), the conduction angle of the AC input current IAC is expanded. In this way, the conduction angle of the AC input current IAC is expanded, and as a result, the power factor is improved. It should be noted that the peak level of the AC input current IAC differs between an AC 100 V system (VAC = 100 V) and an AC 200 V system (VAC = 230 V) as shown.
[0091]
The second converter unit 102 includes switching elements Q3 and Q4, clamp diodes DD3 and DD4, partial resonance capacitors Cp, gate-source resistors RG3 and RG4, gate resistors RD3 and RD4, gate resistors RD3 and RD4, a control IC2, and a control circuit 1 that are half-bridge coupled. , Insulation converter transformer PIT-2 (primary winding N1, secondary winding N2), primary side series resonance capacitor C1, power factor improvement circuit 3-2 (inductor L20, tertiary winding N3, high-speed recovery type diodes D1, D2) ), The secondary-side rectifier diodes DO3 and D04, and the smoothing capacitor C02 are connected in the same manner as in the first converter section 201, so that a separately excited half-bridge coupling type current resonance type converter and a partial voltage resonance circuit are provided. To form a composite resonant converter with the same.
[0092]
The third converter section 103 also includes the switching elements Q5 and Q6, the clamp diodes DD5 and DD6, the partial resonance capacitors Cp, the gate-source resistors RG5 and RG6, the gate resistors RD5 and RD6, the gate resistors RD5 and RD6, the control IC2, Control circuit 1, isolated converter transformer PIT-3 (primary winding N1, secondary winding N2), primary side series resonance capacitor C1, power factor improvement circuit 3-3 (inductor L20, tertiary winding N3, high-speed recovery type diode) D1, D2) in the same manner as the first converter unit 101 or the second converter unit 102, thereby providing a composite resonance type having a separately excited half-bridge coupling type current resonance type converter and a partial voltage resonance circuit. Forming a converter.
However, in the third converter section 103 in this case, the rectifier diodes DO5, D06, D07, D08 and the smoothing capacitors CO3, CO4 are connected to the secondary winding N2 of the insulated converter transformer PIT-3 according to the illustrated connection mode. Are connected, a two-wave rectifier circuit composed of rectifier diodes DO5 and D06 and a smoothing capacitor CO3 and a two-wave rectifier circuit composed of rectifier diodes DO7 and D08 and a smoothing capacitor CO4 are used. Has formed.
The secondary-side DC output voltage EO3 is generated by the double-wave rectifier circuit including the rectifier diodes DO5 and D06 and the smoothing capacitor CO3. The dual-side rectifier circuit including the rectifier diodes DO7 and D08 and the smoothing capacitor CO4 generates the secondary-side DC output voltage E04 having a lower voltage level than the secondary-side DC output voltage EO3.
[0093]
Here, the load power corresponding to the secondary DC output voltage EO1 of the first converter unit 101 is 300 W, the load power corresponding to the secondary DC output voltage EO2 of the second converter unit 102 is 200 W, and the third converter unit 103 The load power corresponding to the secondary-side DC output voltages EO3 and E04 is 100 W. Thus, the power supply circuit of the present embodiment shown in FIG. 1 is configured to be able to handle load power Po = 600 W or more comprehensively.
[0094]
The above-described second converter section 102 and third converter section 103 also include power factor improvement circuits 3-2 and 3-3 having the same configuration as power factor improvement circuit 3-1 of first converter section 101. Have been. As a result, as the second converter unit 102 and the third converter unit 103 operate, an operation of improving the power factor by the voltage-feedback switching output is obtained in the same manner as the first converter unit 101.
That is, in the second converter section 102, as shown in FIG. 5D, the alternating current I2 intermittently caused by the high-speed recovery type diodes D1 and D2 in the power factor correction circuit 3-2 flows in the rectified current path. As a result, the effect of increasing the conduction angle of the AC input current IAC is obtained, and the power factor is improved.
Similarly, in the third converter unit 103, as shown in FIG. 5E, the alternating current I3 intermittently rectified by the high-speed recovery type diodes D1 and D2 in the power factor correction circuit 3-3 is rectified. The current is caused to flow through the current path, whereby a power factor improving operation is obtained.
Note that the levels of the alternating currents I1, I2, and I3 shown in FIGS. 5C, 5D, and 5E are different from each other in the first, second, and third converter units (101, 102, and 103). This is because the power input to each converter unit differs depending on the load power corresponding to In other words, if the power input to each converter section is different, the switching output level fed back by the tertiary winding N3 is also different, and each power factor improvement circuit (3-1, 3-2, 3-3) Has a peak level corresponding to this.
[0095]
In the power supply circuit shown in FIG. 1, for each power factor correction circuit (3-1, 3-2, 3-3), the first converter unit 101 has a load power Po = 300 W, and the second converter unit 101 has a load power The power of the inductor L20 and the tertiary winding N3 is set such that the power factor PF becomes approximately 0.8 at the AC input voltage VAC = 100 V under the condition of the power Po = 200 W and the load power Po = 100 W. Is to be selected.
At the same time, under the same load conditions as above, the first, second, and third converter units (101, 102) are designed so that the power conversion efficiency is about 94% when the AC input voltage VAC is 100 V. , 103) are selected and configured.
[0096]
With this configuration, according to the present embodiment, when the AC input voltage VAC is 100 V under the load condition of the total load power Po = 600 W, the power conversion efficiency (ηAC → DC) = 94%, and the AC input power is 638.3 W, the power factor PF = 0.81, and when the AC input voltage VAC = 230 V, the power conversion efficiency (ηAC → DC) = 96%, the AC input power is 625.0 W, and the power factor PF = 0.77. Experimental results showed that the characteristics were obtained.
On the other hand, in the circuit shown in FIG. 9, under the same load condition, when the AC input voltage VAC = 100 V, the total power conversion efficiency is 90.2%, the AC input power is 665.2 W, and the AC input voltage is 665.2 W. When VAC = 230 V, the total power conversion efficiency was 93.1%, and the AC input power was 644.5 W.
Therefore, as a characteristic of the circuit shown in FIG. 1, the power conversion efficiency is improved by 3.8 W and the AC input power is reduced by 26.9 W when the AC input voltage VAC = 100 V as compared with the circuit shown in FIG. You can see that it is. Also, it can be seen that when the AC input voltage VAC is 230 V, the power conversion efficiency is improved by 2.9 W and the AC input power is reduced by 19.5 W.
Thus, in the power supply circuit of the present embodiment shown in FIG. 1, the power conversion efficiency is greatly improved.
The power factor characteristics at the time of the AC input voltage VAC = 100 V and at the time of the AC input voltage VAC = 230 V have lower values than, for example, the circuit of the prior art shown in FIG. It can be said that the power supply harmonic distortion regulation value to be measured has been cleared, and the power factor has been sufficiently improved for practical use.
[0097]
Here, as a reference, in obtaining the above experimental results, the main component elements of the power supply circuit configured as shown in FIG. 1 were selected as described above.
[First Converter Unit 101]
Insulation converter transformer PIT-1: Ferrite core of EER-42
Primary winding N1 = 35T
Tertiary winding N3 = 7T
Primary side series resonance capacitor C1 = 0.033 µF
Inductor L20 = 39μH
[Second converter unit 102]
Insulation converter transformer PIT-2: Ferrite core of EER-40
Primary winding N1 = 44T
Tertiary winding N3 = 9T
Primary side series resonance capacitor C1 = 0.033 µF
Inductor L20 = 47μH
[Second converter unit 103]
Insulation converter transformer PIT-3: Ferrite core of EER-35
Primary winding N1 = 55T
Tertiary winding N3 = 13T
Primary side series resonance capacitor C1 = 0.033 µF
Inductor L20 = 75μH
[0098]
When the power supply circuit of the present embodiment shown in FIG. 1 configured as described above is compared with the circuit of FIG. 9 shown as the prior art, the following can be said.
First, the circuit shown in FIG. 1 has a configuration including the power factor improving circuits (3-1, 3-2, 3-3) based on the voltage feedback method, and thus the active filter is omitted. The active filter constitutes a set of converters, and as can be seen from the description with reference to FIG. 9, in actuality, many components including two switching elements, an IC for driving these switching elements, etc. It is composed of points.
On the other hand, each of the power factor improvement circuits (3-1, 3-2, 3-3) provided in the power supply circuit shown in FIG. 1 includes a tertiary winding N3 wound around an insulating converter transformer PIT, and an inductor. L20, only two filter capacitors CN, CN (noise filter 3-4), and two high-speed recovery type diodes D1, D2, and both component elements are small. Therefore, for example, even if the components of the three power factor correction circuits (3-1, 3-2, 3-3) are integrated, the number of components becomes considerably smaller than that of the active filter, and the component elements are mounted on the substrate. The area is also reduced.
Thus, the power supply circuit shown in FIG. 1 can be much lower in cost than the circuit shown in FIG. 9 as a wide-range power supply circuit having a power factor improving function. Also, the size and weight of the circuit board can be effectively reduced.
[0099]
Further, in the power supply circuit shown in FIG. 1, the operation of the resonance type converter and the power factor improvement circuit (3-1, 3-2, 3-3) is a so-called soft switching operation. The level of switching noise is greatly reduced as compared to.
Therefore, if the circuit shown in FIG. 1 is provided with a single-stage line noise filter including a pair of line filter transformers LFT and an across capacitor CL, the power supply disturbance standard can be sufficiently cleared. . Also, as shown in FIG. 1, countermeasures are taken against the normal mode noise of the rectified output line only by the noise filter 3-4 including two filter capacitors CN. Then, the power supply disturbance standard value can be cleared by the noise filter including these components.
The reduction in the number of components as a noise filter in this manner also promotes cost reduction of the power supply circuit and reduction in size and weight of the circuit board.
[0100]
Further, the total power conversion efficiency of the power supply circuit shown in FIG. 9 includes the AC-DC power conversion efficiency (ηAC / DC) of the preceding active filter and the DC-DC power conversion efficiency (ηDC / DC) of the subsequent current resonance type converter. ). On the other hand, since the power supply circuit shown in FIG. 1 does not include an active filter in the preceding stage, the total power conversion efficiency can be viewed as the AC-DC power conversion efficiency of the current resonance type converter. When a power factor improvement circuit using a voltage feedback method is provided as in the present embodiment, the power conversion efficiency may be substantially equal to that of a composite resonance type converter without a power factor improvement circuit. I know it.
Thereby, as described above, the power supply circuit shown in FIG. 1 is significantly improved in power conversion efficiency as compared with the power supply circuit shown in FIG.
[0101]
In the case of the power supply circuit shown in FIG. 1, the switching frequency of the primary-side switching converter changes in a range of, for example, 70 KHz to 150 KHz in order to make the voltage constant in accordance with a change in the AC input voltage VAC and the load power. However, the switching elements Q1 and Q2 forming the switching converter perform switching operation in synchronization. Therefore, unlike the power supply circuit of FIG. 9, the primary-side ground potential does not interfere between the active filter side and the subsequent switching converter, and is stabilized regardless of the change in the switching frequency. .
[0102]
FIG. 2 shows a configuration example of a switching power supply circuit according to a second embodiment of the present invention. In this figure, the same parts as those in FIG.
The power supply circuit shown in this figure further includes a series connection circuit of smoothing capacitors Ci3-Ci4 in addition to a series connection circuit of smoothing capacitors Ci1-Ci2.
[0103]
In this case, in the series connection circuit of the smoothing capacitors Ci3-Ci4, the positive terminal of the smoothing capacitor Ci3 is connected to the positive output terminal of the bridge rectifier circuit Di2. The negative terminal of the smoothing capacitor Ci4 is connected to the primary side ground.
In addition, a relay switch S2 is inserted between a connection point of the smoothing capacitors Ci3 and Ci4 and a negative input terminal of the bridge rectifier circuit Di2.
In this case, the relay RL adopts a configuration of two circuits and one contact. Therefore, depending on the relay RL, the relay switch S1 and the relay switch S2 are turned on / off in conjunction with each other.
[0104]
Further, the series connection circuit of the smoothing capacitors Ci3-Ci4 is connected in parallel to the half bridge circuit of the switching elements Q3 and Q4 in the second converter section 102. Also, the switching elements Q5 and Q6 in the third converter section 103 are connected in parallel to a half bridge circuit.
On the other hand, the series connection circuit of the smoothing capacitors Ci1-Ci2 is connected in parallel only to the half bridge circuit of the switching elements Q1 and Q2 in the first converter unit 101.
[0105]
According to such a connection mode, first, as a rectifier circuit system for generating a rectified smoothed voltage from the commercial AC power supply AC, a first rectifier circuit system including a bridge rectifier circuit Di1 and smoothing capacitors Ci1-Ci2, and a bridge rectifier circuit Di2 And a second rectifier circuit system including a smoothing capacitor Ci3-Ci4. The rectified and smoothed voltage Ei obtained by the first rectifier circuit is supplied to the first converter unit 101 as a DC input voltage, and the rectified and smoothed voltage Ei1 obtained by the second rectifier circuit is converted to a second converter It is configured to be supplied as a DC input voltage to the unit 102 and the third converter unit 103.
That is, in the present embodiment, the first converter unit 101 having the heaviest load power to be supported is configured to be supplied with a DC input voltage independent of one rectifier circuit system, and is adapted to lighter load conditions. The second converter section 102 and the third converter section 103 are configured to branch and supply an independent DC input voltage from another rectifier circuit system.
[0106]
Further, in the first rectifier circuit system (Di1, Ci1-Ci2), as described with reference to FIG. 1, a double voltage rectification operation is performed in the AC 100V system, and a full-wave rectification operation is performed in the AC 200V system. . In this case, the relay switch S2 is also controlled to be turned on / off by the relay RL in the second rectifier circuit system (Di2, Ci3-Ci4). Therefore, also in the second rectifier circuit system, in the same manner as the first rectifier circuit system (Di1, Ci1-Ci2), a voltage doubler rectification operation is performed in the AC 100V system, and a full-wave rectification operation is performed in the AC 200V system. Switching of the rectifier circuit is performed. That is, after using two rectifier circuits, the first, second, and third converters (101, 102, and 103) can operate in a wide range as the entire power supply circuit shown in FIG. Is to be made.
[0107]
For example, the smoothing capacitors Ci1 and Ci2 in the circuit shown in FIG. On the other hand, in the circuit shown in FIG. 2, each of the smoothing capacitors Ci1 to Ci4 can be selected to have a voltage of 1000 μF and a withstand voltage of 250V. As described above, the capacitance of each smoothing capacitor is reduced, so that the size of each smoothing capacitor is small. Depending on the selection method of the components and the board layout, the smoothing with a resistance of 250 μV at 1500 μF is possible. Compared to the case where two capacitors are provided, it is possible to reduce the cost and reduce the size of the substrate.
[0108]
FIG. 3 is a circuit diagram illustrating a configuration example of a power supply circuit according to a third embodiment of the present invention. 1 and 2 are denoted by the same reference numerals, and description thereof is omitted.
In the power supply circuit shown in FIG. 3, as a relay switch whose switching is controlled by the relay RL, in addition to the relay switch S 1 for rectifying circuit switching, the power factor improving circuit 3-1 of the first converter unit 101 has A relay switch S3 for switching the number of turns of the tertiary winding N3 is provided.
[0109]
The relay switch S3 is a so-called two-contact switch in which switching is performed such that the terminal t2 or the terminal t3 is alternatively connected to the terminal t1.
In this case, the relay RL controls the relay switches S1 and S3 in an interlocking manner.
[0110]
In this case, the tertiary winding N3 wound around the insulating converter transformer PIT-1 in the power factor correction circuit 3-1 is divided into a winding part N3A and a winding part N3B by providing a tap output. You. This tap output is connected to the terminal t3 of the relay switch S3. The end on the winding part N3B side is connected to the terminal t2 of the relay switch S3.
[0111]
The switching operation by the relay RL in this case is as follows.
In this case, the relay RL is also turned on / off by the rectifier circuit switching module 5 depending on whether the AC input voltage VAC is 150 V or less (AC 100 V system) or the AC input voltage VAC is 150 V or more (AC 200 V system). Switching of the non-conducting state is performed.
[0112]
When the AC input voltage VAC is 150 V or less (AC 100 V system), the relay RL is turned on by the relay RL so that the terminal t3 is connected to the terminal t1 so that the relay t is connected to the terminal t1. The switching is performed as described above.
First, when the relay switch S1 is turned on, the connection point between the negative input terminal of the bridge rectifier circuit Di and the smoothing capacitors Ci1-Ci2 is established. Thus, a voltage doubler rectifier circuit is formed as a rectifier circuit that generates the rectified smoothed voltage Ei (DC input voltage).
Further, depending on the connection of the terminal t3 to the terminal t1 on the relay switch S3 side, only the winding portion N3A is effective as the tertiary winding N3 forming the power factor correction circuit 3-1. become.
[0113]
On the other hand, when the AC input voltage VAC is 150 V or more (200 V AC system), the relay RL turns off the relay switch S1 and connects the terminal t2 to the terminal t1 of the relay switch S3. Switching is performed so as to be in a state of
When the relay switch S1 is turned off, the connection point between the negative input terminal of the bridge rectifier circuit Di and the smoothing capacitors Ci1-Ci2 is not connected. As a result, a normal full-wave rectifier circuit is formed as a rectifier circuit that generates the rectified smoothed voltage Ei (DC input voltage).
When the terminal t3 is connected to the terminal t1 in the relay switch S3, the winding N3A and the winding N3B are connected in series as the tertiary winding N3 forming the power factor correction circuit 3-1. The connected winding will be validated.
[0114]
That is, in the circuit shown in FIG. 3, first, as for the rectifier circuit system, a voltage doubler rectifier circuit is formed in the AC 100 V system, and a full-wave rectifier circuit is formed in the AC 200 V system. In this respect, the same operation as the circuit shown in FIG. 1 is obtained.
In the power factor improving circuit 3-1, switching is performed such that the number of turns of the tertiary winding N3 is increased in the AC 200V system compared to the AC 100V system.
[0115]
If the number of turns of the tertiary winding N3 changes, the turn ratio between the tertiary winding N3 and the primary winding N1 will change, and it will be excited by the tertiary winding N3 and fed back to the rectification current path. The alternating voltage level to be performed will also change.
As described above, when the number of turns of the tertiary winding N3 increases in the AC 200 V system, the alternating voltage level excited in the tertiary winding N3 also increases, and the alternating voltage fed back to the rectified current path increases. The voltage level will also increase. In this case, the energy fed back in the power factor improving circuit 3-1 increases, so that a higher power factor can be obtained.
[0116]
For example, in the power supply circuit according to the first embodiment, the power factor PF = 0.81 when the AC input voltage VAC = 100 V under the load condition of the total load power Po = 600 W, whereas the AC input voltage When VAC = 230 V, the characteristic of power factor PF = 0.77 was obtained. That is, the power factor of the AC 200 V system is lower than that of the AC 100 V system, but in the third embodiment, this characteristic is improved.
Specifically, when the winding portion N3A of the tertiary winding N3 is set to 7T and the winding portion N3B is set to 2T, the AC input is performed under the condition of the load power Po = 600W to 300W. The power factor when the voltage VAC is 230 V is PF = 0.8 to 0.75, which is improved so that the power factor is the same as when the AC input voltage VAC is 100 V. And according to such a power factor characteristic, it clears the European harmonic distortion regulation value.
In the power supply circuit shown in FIG. 1, when the tertiary winding N3 of the power factor correction circuit 3-1 is fixed at 7T, the AC input voltage VAC = 100V and the load power Po = 600W to 50W. Thus, the power factor PF is 0.75 to 0.90, which satisfies, for example, the power supply harmonic distortion regulation value in Japan (Japan).
[0117]
In the third embodiment, the number of turns of the tertiary winding N3 is switched only in the power factor improving circuit 3-1 of the first converter unit 101. The power factor improving effect of the power factor improving circuit 3-1 of the first converter unit 101 is due to the strongest influence of the power factor improving operation of the first converter unit 101 because the 101 corresponds to the heaviest load. Therefore, if necessary, the power factor improving circuits 3-2 and 3-3 of the other second converter unit 102 and third converter unit 103 may adopt a configuration in which the number of turns of the tertiary winding N 3 is switched. Things.
Further, such a configuration in which the number of turns of the tertiary winding N3 is switched can also be applied to a configuration including a plurality of rectification circuit systems as in the second embodiment.
[0118]
Further, the present invention is not limited to the configuration of the power supply circuit described above.
For example, as the switching element, an element other than the MOS-FET may be used as long as it is an element that can be used separately, such as an IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor). Further, the constants of the respective component elements described above may be changed according to actual conditions and the like.
Further, according to the present invention, a self-excited half-bridge coupling type current resonance type converter may be provided. In this case, for example, a bipolar transistor can be selected as the switching element.
Further, for example, a circuit configuration for generating a secondary-side DC output voltage on the secondary side of the insulating converter transformer PIT may be appropriately changed.
Further, in this case, a configuration including a three-stage switching converter unit (composite resonance type converter) has been described as an embodiment, but the number of stages of the switching converter unit is not limited to this.
In each of the above-described embodiments, all of the switching converters provided in a plurality of stages are a composite resonance type converter (current resonance type converter + partial voltage resonance circuit) including a power factor improving circuit by a voltage feedback system. However, according to the present invention, for example, at least one switching converter section is a composite resonance type converter including a power factor improvement circuit based on the above-described voltage feedback method, and the other switching converter sections are, for example, voltage resonance type converters. In addition, various types of switching converters may be provided,
Also, the configuration of the power factor correction circuit (3-1, 3-2, 3-3) is not limited to the configuration described in each of the above embodiments, and has been proposed by the present applicant. As a circuit configuration based on the various voltage feedback systems described above, it is also possible to adopt a circuit configuration applicable to a voltage doubler rectifier circuit.
[0119]
【The invention's effect】
As described above, the present invention employs a configuration without an active filter as a wide-range switching power supply circuit having a power factor improving function. Thereby, there is an effect that the power conversion efficiency is improved as compared with the case where the power factor is improved by the active filter, for example.
[0120]
Further, the power supply circuit of the present invention does not require a large number of component elements for forming an active filter. In addition, the current resonance type converter and the power factor correction circuit constituting the power supply circuit perform a soft switching operation, and the switching noise is greatly reduced, so that it is not necessary to strengthen the noise filter.
For this reason, the number of components is significantly reduced as compared with the prior art, and the size and weight of the power supply circuit can be reduced. In addition, the cost can be reduced accordingly.
In particular, the switching power supply circuit according to the present invention corresponds to a heavy load condition. However, an active filter corresponding to a heavy load requires more components, so that the present invention eliminates the active filter. Thus, the effects of reducing the size and weight of the circuit and reducing the cost are very effective.
[0121]
Furthermore, since the active filter is omitted, interference of the primary side ground potential is eliminated, so that the primary side ground potential is also stabilized, and the reliability is improved.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a circuit diagram illustrating a configuration example of a power supply circuit according to a first embodiment of the present invention.
FIG. 2 is a circuit diagram illustrating a configuration example of a switching power supply circuit according to a second embodiment;
FIG. 3 is a circuit diagram illustrating a configuration example of a switching power supply circuit according to a third embodiment;
FIG. 4 is a waveform diagram showing a gate-source voltage of a switching element in the power supply circuit according to the embodiment.
FIG. 5 is a waveform diagram showing an operation of a main part of the present embodiment by a commercial AC power supply cycle.
FIG. 6 is a circuit diagram showing a basic circuit configuration of an active filter.
FIG. 7 is a waveform chart showing an operation in the active filter shown in FIG.
FIG. 8 is a circuit diagram showing a configuration of a control circuit system of the active filter.
FIG. 9 is a circuit diagram showing a configuration example of a power supply circuit in which an active filter is mounted as a prior art.
[Explanation of symbols]
Reference Signs List 1 control circuit, 2 control IC, 3-1, 3-2, 3-3 power factor improvement circuit, 3-4 noise filter, 5 rectifier circuit switching module, 101 first converter section, 102 second converter section, 103 3 converter section, Di1, Di2 bridge rectifier circuit, Ci1, Ci2, Ci3, Ci4 smoothing capacitor, Q1, Q2, Q3, Q4, Q5, Q6 switching element, PIT-1, PIT-2, PIT-3 insulation converter transformer, C1 primary side series resonance capacitor, Cp partial resonance capacitor, N1 primary winding, RL relay, S1, S2, S3 relay switch, L20 inductor, D1, D2 high speed recovery type diode, CN filter capacitor, N3 tertiary winding, N3A, N3B winding, LFT line filter transformer, CL Across Support

Claims

A rectified smoothed voltage is generated by inputting a commercial AC power supply, and the rectified smoothed voltage having a level corresponding to the commercial AC power supply level is generated in accordance with the level of the input commercial AC power supply. Rectifying and smoothing means for switching between a voltage rectifying operation and a voltage doubler rectifying operation for generating the rectified smoothed voltage at a level corresponding to twice the commercial AC power supply level;
A plurality of switching converter units that operate by inputting the rectified smoothed voltage as a DC input voltage,
At least one of the plurality of switching converter units includes:
The DC input voltage is input to perform a switching operation, a high-side switching element, a switching means formed by half-bridge coupling the low-side switching element,
Switching driving means for switchingly driving each of the switching elements,
At least a primary winding to which a switching output obtained by the switching operation of the switching means is supplied, and a secondary winding to which an alternating voltage as a switching output obtained in the primary winding is excited. An insulating converter transformer formed,
The primary side is formed by at least a leakage inductance component of a primary winding of the insulating converter transformer and a capacitance of a primary-side series resonance capacitor connected in series to the primary winding, and operates the switching means in a current resonance type. A series resonant circuit;
Of the two switching elements forming each of the half bridge circuits, formed by the capacitance of the partial voltage resonance capacitor connected in parallel to one of the switching elements and the leakage inductance component of the primary winding of the insulating converter transformer, A primary-side partial voltage resonance circuit in which the voltage resonance operation is obtained only in accordance with the timing at which the switching elements are turned on and off,
DC output voltage generation means configured to input an alternating voltage obtained to the secondary winding of the insulating converter transformer and generate a secondary DC output voltage by performing a rectification operation,
The switching drive means is controlled in accordance with the level of the secondary DC output voltage, and the switching frequency of the switching means is varied to perform constant voltage control on the secondary DC output voltage. Constant voltage control means,
A rectifying current component is intermittently applied using an alternating voltage excited by a tertiary winding wound on the primary side of the insulating converter transformer, and is supplied to a rectifying current path in the rectifying and smoothing means. Power factor improvement circuit,
A switching power supply circuit comprising:

Providing a plurality of the rectifying and smoothing means,
The rectifying / smoothing voltage generated by each rectifying / smoothing unit is configured to be supplied as a DC input voltage of a required switching converter unit among the plurality of switching converter units.
The switching power supply circuit according to claim 1, wherein:

Among the plurality of switching converter units, a required switching converter unit further includes a winding number switching unit that switches the number of windings as the tertiary winding according to a level of the commercial AC power supply.
The switching power supply circuit according to claim 1, wherein: