JP2004120863A - Switching power circuit - Google Patents

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Masayuki Yasumura
安村　昌之
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Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To reduce the cost and downsize a circuit, as a switching power circuit corresponding to a wide range, being equipped with a power factor improving function. <P>SOLUTION: In a composite resonance type converter where a partial resonant voltage circuit is combined with a current resonance type converter by a separately excited full bridge coupling system, switching elements Q1 and Q4 are switched by making use of a first drive (for high side) signal outputted from one control IC2. Moreover, switch elements Q2 and Q3 are switched by making use of a second drive (for low side) signal. Besides, switching control is performed so that it may be the switching action by full bridge coupling under AC150V and the switching action by half bridge coupling over AC150V. For power improvement, this circuit is provided with a power factor improving circuit 3 which feeds the voltage of the switching output transmitted to tertiary winding N3 wound in an insulated converter transformer PIT back to a rectified current path and intermitting the rectified current, thereby enlarging the angle of conduction of an AC input current. <P>COPYRIGHT: (C)2004,JPO

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、力率改善のための回路を備えたスイッチング電源回路に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
近年、高周波の比較的大きい電流及び電圧に耐えることができるスイッチング素子の開発によって、商用電源を整流して所望の直流電圧を得る電源回路としては、大部分がスイッチング方式の電源回路になっている。
スイッチング電源回路はスイッチング周波数を高くすることによりトランスその他のデバイスを小型にすると共に、大電力のＤＣ−ＤＣコンバータとして各種の電子機器の電源として使用される。
【０００３】
ところで、一般に商用電源を整流すると平滑回路に流れる電流は歪み波形になるため、電源の利用効率を示す力率が損なわれるという問題が生じる。
また、歪み電流波形となることによって発生する高調波を抑圧するための対策が必要とされている。
【０００４】
そこで、スイッチング電源回路において力率を改善する力率改善手段として、整流回路系においてＰＷＭ制御方式の昇圧型コンバータを設けて力率を１に近付ける、いわゆるアクティブフィルタを設ける方法が知られている。
【０００５】
図１２の回路図は、このようなアクティブフィルタの基本構成を示している。この図においては、商用交流電源ＡＣにブリッジ整流回路Ｄｉを接続している。このブリッジ整流回路Ｄｉの正極／負極ラインに対しては並列に出力コンデンサＣｏｕｔが接続される。ブリッジ整流回路Ｄｉの整流出力が出力コンデンサＣｏｕｔに供給されることで、出力コンデンサＣｏｕｔの両端電圧として、直流電圧Ｖｏｕｔが得られる。この直流電圧Ｖｏｕｔは、例えば後段のＤＣ−ＤＣコンバータなどの負荷１０に入力電圧として供給される。
【０００６】
また、力率改善のための構成としては、図示するようにして、インダクタＬ、高速リカバリ型のダイオードＤ、抵抗Ｒｉ、スイッチング素子Ｑ、及び乗算器１１を備える。
インダクタＬ、ダイオードＤは、ブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子と、出力コンデンサＣｏｕｔの正極端子との間に、直列に接続されて挿入される。
抵抗Ｒｉは、ブリッジ整流回路Ｄｉの負極出力端子（一次側アース）と出力コンデンサＣｏｕｔの負極端子との間に挿入される。
また、スイッチング素子Ｑ１は、この場合には、ＭＯＳ−ＦＥＴが選定されており、図示するようにして、インダクタＬとダイオードＤの接続点と、一次側アース間に挿入される。
【０００７】
乗算器１１に対しては、フィードフォワード回路として、電流検出ラインＬＩ及び波形入力ラインＬｗが接続され、フィードバック回路として電圧検出ラインＬＶが接続される。
乗算器１１は、電流検出ラインＬＩから入力される、ブリッジ整流回路Ｄｉの負極出力端子に流れる整流電流レベルを検出する。
また、波形入力ラインＬｗから入力される、ブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子の整流電圧波形を検出する。これは、即ち、商用交流電源ＡＣ（交流入力電圧）の波形を絶対値化して検出していることに相当する。
また、電圧検出ラインＬＶから入力される、出力コンデンサＣｏｕｔの直流電圧Ｖｏｕｔに基づいて、直流入力電圧の変動差分を検出する。
そして、乗算器１１からは、スイッチング素子Ｑを駆動するためのドライブ信号が出力される。
【０００８】
電流検出ラインＬＩから乗算器１１に対しては、ブリッジ整流回路Ｄｉの負極出力端子に流れる整流電流が入力される。乗算器１１では、この電流検出ラインＬＩから入力された整流電流レベルを検出する。また、電圧検出ラインＬＶから入力される、出力コンデンサＣｏｕｔの直流電圧Ｖｏｕｔに基づいて、直流入力電圧の変動差分を検出する。また、波形入力ラインＬｗから入力される、ブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子の整流電圧波形を検出する。これは、即ち、商用交流電源ＡＣ（交流入力電圧）の波形を絶対値化して検出していることに相当する。
【０００９】
乗算器１１では、先ず、上記のようにして電流検出ラインＬＩから検出した整流電流レベルと、上記電圧検出ラインＬＶから検出した直流入力電圧の変動差分と乗算する。そして、この乗算結果と、波形入力ラインＬｗから検出した交流入力電圧の波形とによって、交流入力電圧ＶＡＣと同一波形の電流指令値を生成する。
【００１０】
さらに、この場合の乗算器１１では、上記電流指令値と実際の交流入力電流レベル（電流検出ラインＬ１からの入力に基づいて検出される）を比較し、この差に応じてＰＷＭ信号についてＰＷＭ制御を行い、ＰＷＭ信号に基づいたドライブ信号を生成する。そして、スイッチング素子Ｑは、このドライブ信号によってスイッチング駆動される。この結果、交流入力電流は交流入力電圧と同一波形となるように制御されて、力率がほぼ１に近付くようにして力率改善が図られることになる。また、この場合には、乗算器によって生成される電流指令値は、整流平滑電圧の変動差分に応じて振幅が変化するように制御されるため、整流平滑電圧の変動も抑制されることになる。
【００１１】
図１３（ａ）は、上記図１２に示したアクティブフィルタ回路に入力される入力電圧Ｖｉｎ及び入力電流Ｉｉｎを示している。電圧Ｖｉｎは、ブリッジ整流回路Ｄｉの整流出力としての電圧波形に対応し、電流Ｉｉｎは、ブリッジ整流回路Ｄｉの整流出力としての電流波形に対応する。ここで、電流Ｉｉｎの波形は、ブリッジ整流回路Ｄｉの整流出力電圧（電圧Ｖｉｎ）と同じ導通角となっているが、これは、商用交流電源ＡＣからブリッジ整流回路Ｄｉに流れる交流入力電流の波形も、この電流Ｉｉｎと同じ導通角となっていることを示す。つまり、ほぼ１に近い力率が得られている。
【００１２】
また、図１３（ｂ）は、出力コンデンサＣｏｕｔに入出力するエネルギー（電力）Ｐｃｈｇの変化を示す。出力コンデンサＣｏｕｔは、入力電圧Ｖｉｎが高いときにエネルギーを蓄え、入力電圧Ｖｉｎが低いときにエネルギーを放出して、出力電力の流れを維持する。
図１３（ｃ）は、上記出力コンデンサＣｏｕｔに対する充放電電流Ｉｃｈｇの波形を示している。この充放電電流Ｉｃｈｇは、上記図１３（ｂ）の入出力エネルギーＰｃｈｇの波形と同位相となっていることからも分かるように、出力コンデンサＣｏｕｔにおけるエネルギーＰｃｈｇの蓄積／放出動作に対応して流れる電流である。
【００１３】
上記充放電電流Ｉｃｈｇは、入力電流Ｖｉｎとは異なり、交流ライン電圧（商用交流電源ＡＣ）の第２高調波とほぼ同一の波形となる。交流ライン電圧には、出力コンデンサＣｏｕｔとの間のエネルギーの流れによって、図１３（ｄ）に示すようにして、第２高調波成分にリップル電圧Ｖｄが生じる。このリップル電圧Ｖｄは、無効なエネルギー保存のために、図１３（ｃ）に示す充放電電流Ｉｃｈｇに対して、９０°の位相差を有する。出力コンデンサＣｏｕｔの定格は、第２高調波のリップル電流と、その電流を変調するブースト・コンバータ・スイッチからの高周波リップル電流を処理することを考慮して決定するようにされる。
【００１４】
また、図１４には、図１２の回路構成を基として、基本的なコントロール回路系を備えたアクティブフィルタの構成例を示している。なお、図１２と同一とされる部分については同一符号を付して説明を省略する。
ブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子と、出力コンデンサＣｏｕｔの正極端子間には、スイッチングプリレギュレータ１５が備えられる。このスイッチングプリレギュレータ１５は、図１２においては、スイッチング素子Ｑ、インダクタＬ、及びダイオードＤなどにより形成される部位となる。
【００１５】
そして、乗算器１１を含むコントロール回路系は、他に、電圧誤差増幅器１２、除算器１３、二乗器１４を備えて成る。
電圧誤差増幅器１２では、出力コンデンサＣｏｕｔの直流電圧Ｖｏｕｔを、分圧抵抗Ｒｖｏ−Ｒｖｄにより分圧してオペアンプ１５の非反転入力に入力する。オペアンプ１５の反転入力には基準電圧Ｖｒｅｆが入力される。オペアンプ１５では、基準電圧Ｖｒｅｆに対する分圧された直流電圧Ｖｏｕｔの誤差に応じたレベルの電圧を、帰還抵抗Ｒｖｌ、コンデンサＣｖｌによって決定される増幅率により増幅して、誤差出力電圧Ｖｖｅａとして除算器１３に出力する。
【００１６】
また、二乗器１４には、いわゆるフィードフォワード電圧Ｖｆｆが入力される。このフィードフォワード電圧Ｖｆｆは、入力電圧Ｖｉｎを平均化回路１６（Ｒｆ１１，Ｒｆ１２，Ｒｆ１３，Ｃｆ１１，Ｃｆ１２）により平均化した出力（平均入力電圧）とされる。二乗器１４では、このフィードフォワード電圧Ｖｆｆを二乗して除算器１３に出力する。
【００１７】
除算器１３では、電圧誤差増幅器１２からの誤差出力電圧Ｖｖｅａについて、二乗器１４から出力された平均入力電圧の二乗値により除算を行い。この除算結果としての信号を乗算器１１に出力する。
つまり、電圧ループは、二乗器１４、除算器１３、乗算器１１の系から成るものとされる。そして、電圧誤差増幅器１２から出力される誤差出力電圧Ｖｖｅａは、乗算器１１で整流入力信号Ｉｖａｃにより乗算される前の段階で、平均入力電圧（Ｖｆｆ）の二乗により除算されることになる。この回路によって、電圧ループの利得は、平均入力電圧（Ｖｆｆ）の二乗として変化することなく、一定に維持される。平均入力電圧（Ｖｆｆ）は、電圧ループ内において順方向に送られる開ループ補正の機能を有する。
【００１８】
乗算器１１には、上記除算器１１により誤差出力電圧Ｖｖｅａを除算した出力と、抵抗Ｒｖａｃを介したブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子（整流出力ライン）の整流出力（Ｉａｃ）が入力される。ここでは、整流出力を電圧によるのではなく、電流（Ｉａｃ）として示している。乗算器１１では、これらの入力を乗算することによって、電流プログラミング信号（乗算器出力信号）Ｉｍｏを生成して出力する。これは、図１２にて説明した電流指令値に相当する。出力電圧Ｖｏｕｔは、この電流プログラミング信号の平均振幅を可変することで制御される。つまり、電流プログラミング信号の平均振幅の変化に応じたＰＷＭ信号が生成され、このＰＷＭ信号に基づいたドライブ信号によってスイッチング駆動が行われることによって、出力電圧Ｖｏｕｔのレベルをコントロールするものである。
したがって、電流プログラミング信号は、入力電圧と出力電圧を制御する平均振幅の波形を有する。なお、アクティブフィルタは、出力電圧Ｖｏｕｔのみではなく、入力電流Ｖｉｎも制御するようになっている。そして、フィードフォワード回路における電流ループは、整流ライン電圧によってプログラムされるということがいえるので、後段のコンバータ（負荷１０）への入力は抵抗性になる。
【００１９】
図１５は、上記図１４に示した構成に基づくアクティブフィルタの後段に対して電流共振形コンバータを接続して成る電源回路の構成例を示している。この図に示す電源回路は、ＡＣ１００Ｖ系とＡＣ２００Ｖ系の両者の交流入力電圧に対応する、いわゆるワイドレンジ対応とされている。また、負荷電力３００Ｗ以上の条件に対応可能な構成を採っている。また、電流共振形コンバータとしては、他励式のハーフブリッジ結合方式による構成を採る。
【００２０】
この図１５に示す電源回路においては、商用交流電源ＡＣに対して、図示する接続態様により、２組のラインフィルタトランスＬＦＴ，ＬＦＴと、３組のアクロスコンデンサＣＬが接続され、この後段にブリッジ整流回路Ｄｉが接続される。
また、ブリッジ整流回路Ｄｉの整流出力ラインには、１組のチョークコイルＬＮと、２組のフィルタコンデンサ（フィルムコンデンサ）ＣＮ，ＣＮを図示するようにして接続して成るノーマルモードノイズフィルタ４が接続される。
【００２１】
ブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子は、上記チョークコイルＬＮと、パワーチョークコイルＰＣＣのインダクタＬｐｃと、高速リカバリ型の整流ダイオードＤ１０の直列接続を介して、平滑コンデンサＣｉの正極端子と接続される。この平滑コンデンサＣｉは、図１２，図１４における出力コンデンサＣｏｕｔに相当する。また、パワーチョークコイルＰＣＣのインダクタＬｐｃとダイオードＤ１０は、それぞれ、図１２に示したインダクタＬとダイオードＤに相当する。
また、この図における整流ダイオードＤ１０には、コンデンサＣｓｎ−抵抗Ｒｓｎから成るＲＣスナバ回路が並列に接続される。
【００２２】
スイッチング素子Ｑ６，Ｑ７から成るスイッチング素子の組は、図１２におけるスイッチング素子Ｑ１０に相当する。つまり、実際にアクティブフィルタのスイッチング素子を実装するのにあたって、この場合には、２つのスイッチング素子Ｑ６，Ｑ７を１組としており、これらのスイッチング素子Ｑ６，Ｑ７を、それぞれ、パワーチョークコイルＬｐｃと高速リカバリ型の整流ダイオードＤ１０の接続点と、一次側アース（負極整流出力ライン）との間に並列に挿入するようにしている。
【００２３】
このようにして、２つのスイッチング素子を備えるのは、信頼性確保のためである。
つまり、例えば交流入力電圧ＶＡＣが１００Ｖ以下となる条件では、スイッチング素子に流れるドレイン電流が総合で１４Ａｐ程度と非常に高くなる。そこで、ため、２つのスイッチング素子を並列に接続することで、各スイッチング素子に流れるドレイン電流のピークレベルを抑えているものである。
この場合のスイッチング素子Ｑ６，Ｑ７には、ＭＯＳ−ＦＥＴが選定されている。そして、スイッチング素子Ｑ６，Ｑ７の各ゲート−ソース間には、それぞれ、ゲート−ソース間抵抗Ｒ５２，Ｒ５４が接続されている。
【００２４】
アクティブフィルタコントロール回路２０は、この場合には力率を１に近付けるように力率改善を行うアクティブフィルタの動作を制御するもので、例えば１石の集積回路（ＩＣ）とされている。
この場合、アクティブフィルタコントロール回路２０は、乗算器、除算器、誤差電圧増幅器、ＰＷＭ制御回路、及びスイッチング素子をスイッチング駆動するためのドライブ信号を出力するドライブ回路等を備えて構成される。図１４に示した乗算器１１、誤差電圧増幅器１２、除算器１３、及び二乗器１４などに相当する回路部は、このアクティブフィルタコントロール回路２０内に搭載される。
【００２５】
この場合、フィードバック回路は平滑コンデンサＣｉの両端電圧（整流平滑電圧Ｅｉ）を分圧抵抗Ｒ５５，Ｒ５６，Ｒ５７により分圧した電圧値を、アクティブフィルタコントロール回路２０の端子Ｔ１に入力するようにして形成される。
【００２６】
また、フィードフォワード回路としては、先ず、抵抗Ｒ５８を介して整流出力が端子Ｔ３に入力される。これによって、交流入力電圧波形の検出と、平均化回路のための対応するフィードフォワード回路が形成されている。
また、ブリッジ整流回路Ｄｉの負極出力端子と一次側アース間に挿入される抵抗Ｒ６１との接続点から、抵抗Ｒ６０を介して、端子Ｔ６に対して整流電流レベルを入力するようにしている。つまり、図１２における電流検出ラインＬＩに相当するラインとしてのフィードフォワード回路が形成されている。
【００２７】
また、端子Ｔ４には、起動抵抗Ｒｓを介したブリッジ整流回路Ｄｉの正極の整流出力が、起動電圧として入力されている。アクティブフィルタコントロール回路２０は、電源起動時において、この端子Ｔ４に入力される起動電圧によって起動される。
また、パワーチョークコイルＰＣＣにおいては、インダクタＬｐｃとトランス結合された巻線Ｎ５が巻装されている。この巻線Ｎ５に励起された交番電圧は、ダイオードＤ１１及びコンデンサＣ１１とから成る半波整流回路により所定の低圧直流電圧に変換されるが、上記端子Ｔ４には、この低圧直流電圧も入力されている。アクティブフィルタコントロール回路２０は、上記起動電圧により起動した後は、この低圧直流電圧を電源として入力して動作するようになっている。
また、端子Ｔ５は、抵抗Ｒ５９を介して、一次側アースと接続されている。
【００２８】
端子Ｔ２からは、スイッチング素子を駆動するためのドライブ信号が出力される。そして、この端子Ｔ２に対しては、トランジスタＱ２１，Ｑ２１及びツェナーダイオードＺＤから成る、いわゆるトーテムポール回路が接続されている。この場合のトーテムポール回路は、１つのドライブ信号によって２つのスイッチング素子Ｑ６，Ｑ７を駆動するのに必要な電力を得るためにドライブ信号を増幅することと、周知のようにして、ＭＯＳ−ＦＥＴとしてのスイッチング素子Ｑ６，Ｑ７を安定して高速スイッチングすることを目的として設けられている。
このトーテムポール回路から出力されたドライブ信号は、分岐して、それぞれ抵抗Ｒ５１，Ｒ５３を介してスイッチング素子Ｑ６，Ｑ７のゲートに対して出力される。
スイッチング素子Ｑ６では、上記のようにして印加されるドライブ信号に応じて、ゲート−ソース間抵抗Ｒ５２の両端にゲート電圧が発生するようになっている。そして、ゲート電圧が閾値以上となることでオンとなり、閾値以下となるとオフとなるようにしてスイッチング動作を行う。
スイッチング素子Ｑ７も同様にして、ドライブ信号によってゲート−ドレイン抵抗Ｒ５４の両端電圧であるゲート電圧が閾値以上／以下で変化するのに応じて、上記スイッチング素子Ｑ６と同じオン／オフタイミングでスイッチング動作を行う。
【００２９】
そして、上記したスイッチング素子Ｑ６，Ｑ７のスイッチング駆動は、図１２及び図１４により説明したようにして、整流出力電流の導通角が、整流出力電圧波形とほぼ同等の導通角となるように、ＰＷＭ制御に基づくドライブ信号によって行われる。整流出力電流の導通角が整流出力電圧波形とほぼ同等の導通角となるということは、即ち、商用交流電源ＡＣから流入する交流入力電流の導通角が、交流入力電圧ＶＡＣの波形とほぼ同じ導通角となることであり、結果的に、力率がほぼ１となるように制御されることになる。つまり、力率改善が図られる。実際においては、力率ＰＦ＝０．９９〜０．９８となる特性が得られている。
【００３０】
また、この図１５に示すアクティブフィルタコントロール回路２０によっては、整流平滑電圧Ｅｉ（図１４では、Ｖｏｕｔに相当する）＝３７５Ｖの平均値について、交流入力電圧ＶＡＣ＝８５Ｖ〜２６４Ｖの範囲で定電圧化するようにも動作する。つまり、後段の電流共振形コンバータには、交流入力電圧ＶＡＣ＝８５Ｖ〜２６４Ｖの変動範囲に関わらず、３７５Ｖで安定化された直流入力電圧が供給されることとなる。
上記交流入力電圧ＶＡＣ＝８５Ｖ〜２６４Ｖの範囲は、商用交流電源ＡＣ１００Ｖ系と２００Ｖ系を連続的にカバーするものであり、従って、後段のスイッチングコンバータには、商用交流電源ＡＣ１００Ｖ系と２００Ｖ系とで、同じレベルで安定化された直流入力電圧（Ｅｉ）が供給されることとなる。つまり、図１５に示す電源回路は、アクティブフィルタを備えることで、ワイドレンジの電源回路としても構成されている。
【００３１】
アクティブフィルタの後段の電流共振形コンバータは、図示するようにして、２石のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を備えて成る。この場合には、スイッチング素子Ｑ１がハイサイドで、スイッチング素子Ｑ２がローサイドとなるようにしてハーフブリッジ接続し、整流平滑電圧Ｅｉ（直流入力電圧）に対して並列に接続している。つまり、ハーフブリッジ結合方式による電流共振形コンバータを形成している。
【００３２】
この場合の電流共振形コンバータは他励式とされ、これに対応して上記スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２には、ＭＯＳ−ＦＥＴが用いられている。これらスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２に対しては、それぞれ並列にクランプダイオードＤＤ１，ＤＤ２が接続され、これによりスイッチング回路が形成される。これらクランプダイオードＤＤ１，ＤＤ２は、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のターンオフ時における逆方向電流を流す経路を形成する。
スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は、ドライブ回路２１によって、交互にオン／オフとなるタイミングによって所要のスイッチング周波数によりスイッチング駆動される。また、ドライブ回路２１は、後述する二次側直流出力電圧Ｅｏのレベルに応じてスイッチング周波数を可変制御し、これにより、二次側直流出力電圧Ｅｏの安定化を図るようにされる。
【００３３】
絶縁コンバータトランスＰＩＴは、上記スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のスイッチング出力を一次側から二次側に伝送するために設けられる。
絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ１の一方の端部は、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の接続点（スイッチング出力点）に対して接続され、他方の端部は、直列共振コンデンサＣ１を介して一次側アースに接続される。ここで、直列共振コンデンサＣ１は、自身のキャパシタンスと一次巻線Ｎ１のリーケージインダクタンス（Ｌ１）とによって直列共振回路を形成する。この直列共振回路は、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のスイッチング出力が供給されることで共振動作を生じるが、これによって、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２から成るスイッチング回路の動作を電流共振形とする。
【００３４】
絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側には二次巻線Ｎ２が巻装される。
この場合の二次巻線Ｎ２に対しては、図示するようにしてセンタータップを設けて二次側アースに接続した上で、図示するようにして整流ダイオードＤＯ１，ＤＯ２、及び平滑コンデンサＣＯから成る両波整流回路を接続している。これにより、平滑コンデンサＣＯの両端電圧として二次側直流出力電圧ＥＯが得られる。この二次側直流出力電圧ＥＯは、図示しない負荷側に供給されるとともに、ドライブ回路２１のための検出電圧としても分岐して入力される。前述もしたように、ドライブ回路２１は、入力される二次側直流出力電圧ＥＯのレベルに基づいて、二次側直流出力電圧ＥＯが安定化されるようにスイッチング周波数を可変するようにしてスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を駆動する。つまり、スイッチング周波数制御方式による安定化を行う。
【００３５】
【発明が解決しようとする課題】
これまでの説明から分かるように、先行技術として図１５に示した電源回路は、従来から知られている図１２及び図１４に示したアクティブフィルタを実装して構成されている。このような構成を採ることによって、力率改善が図っている。また、負荷電力３００Ｗ以上の条件の下で、商用交流電源ＡＣ１００Ｖ系とＡＣ２００Ｖ系とで動作する、いわゆるワイドレンジ対応としている。
【００３６】
しかしながら、上記図１５に示した構成による電源回路では次のような問題を有している。
図１５に示す電源回路における電力変換効率としては、図１５に示しているように、前段のアクティブフィルタに対応するＡＣ−ＤＣ電力変換効率（ηＡＣ→ＤＣ）と、後段の電流共振形コンバータのＤＣ−ＤＣ電力変換効率（ηＤＣ→ＤＣ）とを総合的したものとなる。
そして、ＡＣ１００Ｖ系時に対応する交流入力電圧ＶＡＣ＝１００Ｖの条件では、ηＡＣ→ＤＣ＝９４％、ηＤＣ→ＤＣ＝９６％であり、総合効率は９０．２％となる。これに対して、ＡＣ２００Ｖ系時に対応する交流入力電圧ＶＡＣ＝２４０Ｖの条件では、ηＡＣ→ＤＣ＝９７％、ηＤＣ→ＤＣ＝９６％となり、総合効率は９３．１％となる。つまり、交流入力電圧ＶＡＣ＝２４０Ｖ時に対して、交流入力電圧ＶＡＣ＝１００Ｖ時においては、アクティブフィルタ回路側における電力変換効率が低下して、総合効率が低下してしまう。
【００３７】
また、アクティブフィルタ回路はハードスイッチング動作であることから、ノイズの発生レベルが非常に大きいため、比較的重度のノイズ抑制対策が必要となる。
このため、図１５に示した回路では、商用交流電源ＡＣのラインに対して、２組のラインフィルタートランスＬＦＴと、３組のアクロスコンデンサによるノイズフィルタを形成している。つまり、２段以上のラインノイズフィルタが必要となっている。
また、整流出力ラインに対しては、１組のチョークコイルＬＮと、２組のフィルタコンデンサＣＮから成るノーマルモードノイズフィルタを設けている。さらに、整流用の高速リカバリ型のダイオードＤ１０に対しては、ＲＣスナバ回路を設けている。
このようにして、実際の回路としては、非常に多くの部品点数によるノイズ対策が必要であり、コストアップ及び電源回路基板の実装面積の大型化を招いている。
【００３８】
また、前述もしたように、図１５に示す回路では、交流入力電圧ＶＡＣが１００Ｖ以下の条件ではスイッチング素子に流れるドレイン電流のピークレベルが上昇するので、ＭＯＳ−ＦＥＴのスイッチング素子としては、スイッチング素子Ｑ６，Ｑ７の２本を並列接続して信頼性を確保する必要が生じる。
このようにして、図１５に示す回路ではスイッチング素子を２本並列接続している。しかしながら、これに対して、汎用ＩＣとしてのアクティブフィルタコントロール回路２０は、ドライブ信号の出力端子として、端子Ｔ２の１つしか備えていない。このために、アクティブフィルタコントロール回路２０からのドライブ信号出力を２つに分岐して各スイッチング素子Ｑ６，Ｑ７に印加する必要があるが、そのままでは電力が不足して高い信頼性でもってスイッチング素子を駆動することが難しい。そこで、図１５にも示したように、トランジスタＱ２１，Ｑ２２を備えたトーテムポール回路が必要となるが、これによっても、部品点数が増加していることになる。
【００３９】
さらに、汎用ＩＣとしてのアクティブフィルタコントロール回路２０によって動作するスイッチング素子Ｑ６，Ｑ７のスイッチング周波数は５０ＫＨｚであるのに対して、後段の電流共振形コンバータのスイッチング周波数は７０ＫＨｚ〜１５０ＫＨｚの範囲となっている。これにより、１次側アース電位が干渉しあって、電源回路としての動作が不安定になりやすいという問題も有している。
【００４０】
【課題を解決するための手段】
そこで本発明は上記した課題を考慮して、スイッチング電源回路として次のように構成することとした。
つまり、商用交流電源を等倍電圧整流動作により整流して、１つの平滑コンデンサに整流電流を充電することで、平滑コンデンサの両端に上記商用交流電源レベルの等倍に対応するレベルの直流入力電圧を生成する整流回路を備える。
また、整流平滑電圧を直流入力電圧として入力してスイッチング動作を行うものとされ、ハイサイドのスイッチング素子と、ローサイドのスイッチング素子とをハーフブリッジ結合して形成される第１のハーフブリッジ回路と、第２のハーフブリッジ回路を備え、これら第１のハーフブリッジ回路と第２のハーフブリッジ回路とを、直流入力電圧と一次側アース間に対して並列に接続することで形成される、フルブリッジ結合のスイッチング手段を備える。
また、各スイッチング素子をスイッチング駆動するスイッチング駆動手段を備える。
また、少なくとも、スイッチング手段のスイッチング動作により得られるスイッチング出力が供給される一次巻線と、この一次巻線に得られたスイッチング出力としての交番電圧が励起される二次巻線とを巻装して形成される絶縁コンバータトランスを備える。
また、少なくとも、絶縁コンバータトランスの一次巻線の漏洩インダクタンス成分と、一次巻線に直列接続された一次側直列共振コンデンサのキャパシタンスとによって形成され、スイッチング手段の動作を電流共振形とする一次側直列共振回路を備える。
また、上記各ハーフブリッジ回路を形成する２つのスイッチング素子のうち、一方のスイッチング素子に対して並列接続された部分電圧共振コンデンサのキャパシタンスと、絶縁コンバータトランスの一次巻線の漏洩インダクタンス成分によって形成され、各スイッチング素子がターンオン及びターンオフするタイミングに応じてのみ電圧共振動作が得られる一次側部分電圧共振回路を備える。
また、絶縁コンバータトランスの二次巻線に得られる交番電圧を入力して、整流動作を行うことで二次側直流出力電圧を生成するように構成された直流出力電圧生成手段を備える。
また、二次側直流出力電圧のレベルに応じてスイッチング駆動手段を制御して、スイッチング手段のスイッチング周波数を可変することで、二次側直流出力電圧に対する定電圧制御を行うように構成された定電圧制御手段を備える。
また、商用交流電源のレベルに応じて、スイッチング手段のスイッチング動作を、フルブリッジ結合されたスイッチング素子によりオン／オフ動作を行うフルブリッジ動作と、ハーフブリッジ結合されたスイッチング素子によりオン／オフ動作を行うハーフブリッジ動作とに切り換える切換制御手段を備える。
また、少なくとも、整流回路と平滑コンデンサとの間の整流電流経路に挿入される、インダクタと、高速リカバリ型ダイオード素子と、絶縁コンバータトランスの一次側に巻装される三次巻線との直列接続回路を備えて成る力率改善回路を備える。
そして、上記スイッチング駆動手段は、各スイッチング素子をスイッチング駆動するためのドライブ信号として、互いに１８０°の位相差を有するとされる波形による、所要の周波数に応じた第１のドライブ信号と第２のドライブ信号を生成して出力するドライブ信号生成回路と、第１のドライブ信号に基づいて、上記第１のハーフブリッジ回路のハイサイドのスイッチング素子と、上記第２のハーフブリッジ回路のローサイドのスイッチング素子が同じオン／オフタイミングとなるようにスイッチング駆動する第１の駆動回路と、第２のドライブ信号に基づいて、第１のハーフブリッジ回路のローサイドのスイッチング素子と、第２のハーフブリッジ回路のハイサイドのスイッチング素子が同じオン／オフタイミングとなるようにスイッチング駆動する、第２の駆動回路とを備えることとした。
【００４１】
上記構成によると、本発明のスイッチング電源回路は、一次側スイッチングコンバータとして、フルブリッジ結合方式による電流共振形コンバータに対して、部分共振電圧回路を組み合わせた構成を採っていることになる。また、力率改善は、絶縁コンバータトランスに巻装した三次巻線に伝達されたスイッチング出力を整流電流経路に対して電圧帰還して整流電流を断続し、これにより交流入力電流の導通角を拡大して力率改善を図る構成が採られる。
そのうえで、スイッチング素子をスイッチング駆動するのにあたっては、１つのドライブ信号生成回路により、互いに１８０°の位相差を有するとされる第１のドライブ信号と第２のドライブ信号とを生成するようにされる。
そして、第１のドライブ信号に基づいては、一方の同じオン／オフタイミングの組となるべき、第１のハーフブリッジ回路のハイサイドのスイッチング素子と、第２のハーフブリッジ回路のローサイドのスイッチング素子とをスイッチング駆動するようにされる。
また、第２のドライブ信号に基づいては、他方の同じオン／オフタイミングの組となるべき、第１のハーフブリッジ回路のローサイドのスイッチング素子と、第２のハーフブリッジ回路のハイサイドのスイッチング素子とをスイッチング駆動するようにされる。
このような構成によれば、１つの第１のドライブ信号を基として、一方の同じオン／オフタイミングの組となるべき２本のスイッチング素子を駆動することが可能となっている。また、同じく、１つの第２のドライブ信号を基として、他方の同じオン／オフタイミングの組となるべき２本のスイッチング素子を駆動することが可能となっている。
そして、この構成に対して、本実施の形態では、商用交流電源を整流平滑化してスイッチングコンバータへの直流入力電圧（整流平滑電圧）を供給する整流平滑手段を、商用交流電源の等倍に対応する整流平滑電圧を生成する全波整流回路としたうえで、商用交流電源のレベルに応じて、スイッチング動作をフルブリッジ動作とハーフブリッジ動作とで切り換えるように構成される。
これにより、例えば力率改善回路を備える電源回路としてワイドレンジ対応の構成とするのにあたっては、スイッチングコンバータへの直流入力電圧の安定化を図るアクティブフィルタを備える必要は無いこととなる。
【００４２】
【発明の実施の形態】
図１は、本発明による第１の実施の形態としてのスイッチング電源回路の構成を示している。この図に示す電源回路は、先行技術として図１５に示した回路と同様に、負荷電力Ｐｏ＝３００Ｗ以上に対応可能で、かつ、商用交流電源ＡＣ１００Ｖ系とＡＣ２００Ｖ系とで動作するワイドレンジ対応としての構成を採る。
【００４３】
この図１に示す電源回路においては、先ず商用交流電源ＡＣラインに対して、４本の低速リカバリ型の整流ダイオードから成るブリッジ整流回路Ｄｉが接続される。
ブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子は、後述する力率改善回路３を形成するとされる高速リカバリ型ダイオードＤ２を介して、平滑コンデンサＣｉの正極端子に対して接続される。これにより、平滑コンデンサＣｉには、ブリッジ整流回路Ｄｉの全波整流動作によって整流電流が充放電されることになって、平滑コンデンサＣｉの両端電圧として整流平滑電圧Ｅｉが得られることになる。この整流平滑電圧Ｅｉは、交流入力電圧ＶＡＣの等倍に対応するレベルを有している。つまり等倍電圧整流動作により直流入力電圧を得るようにしており、この直流入力電圧を後段の電流共振形コンバータに入力する。
【００４４】
この図に示す電流共振形コンバータは、他励式によるフルブリッジ結合方式としての構成を採るものとされる。そして、フルブリッジ結合方式であることに対応して、４石のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４を備える。また、この場合には他励式とされることに対応して、これらスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４には、電圧駆動タイプであるＭＯＳ−ＦＥＴを選定している。
【００４５】
スイッチング素子Ｑ１のドレインは、整流平滑電圧Ｅｉ（直流入力電圧）のラインと接続される。スイッチング素子Ｑ１のソースは、スイッチング素子Ｑ２のドレインと接続される。スイッチング素子Ｑ２のソースは一次側アースに対して接続される。
つまり、スイッチングＱ１，Ｑ２は、スイッチング素子Ｑ１がハイサイドで、スイッチング素子Ｑ２がローサイドとなるように、ハーフブリッジ結合されるようにして直列に接続され、これにより、１組のハーフブリッジ回路（第１のハーフブリッジ回路）を形成している。
【００４６】
同様にして、スイッチング素子Ｑ３のドレインは、整流平滑電圧Ｅｉ（直流入力電圧）のラインと接続され、ソースは、スイッチング素子Ｑ４のドレインと接続される。スイッチング素子Ｑ４のソースは一次側アースに対して接続される。つまり、スイッチングＱ３，Ｑ４については、スイッチング素子Ｑ３がハイサイドで、スイッチング素子Ｑ４がローサイドとなるようにしてハーフブリッジ結合して接続され、もう１組のハーフブリッジ回路（第２のハーフブリッジ回路）を形成する。
このような接続態様に依れば、スイッチング素子［Ｑ１，Ｑ２］の組と、スイッチング素子［Ｑ３，Ｑ４］の組とによる２組のハーフブリッジ回路が、直流入力電圧（Ｅｉ）のラインと一次側アース間に対して並列に挿入されていることになる。これにより、フルブリッジ結合方式としてのスイッチング回路系が形成されることになる。
【００４７】
また、スイッチング素子Ｑ１のドレイン−ソース間には、クランプダイオードＤＤ１が並列に接続される。クランプダイオードＤＤ１のアノード、カソードは、それぞれ、スイッチング素子Ｑ１のソース、ドレインに対して接続される。このクランプダイオードＤＤ１は、スイッチング素子Ｑ１と共に１組のスイッチング回路を形成し、スイッチング素子Ｑ１がターンオンするときの逆方向電流を流す経路を形成する。
同様の接続態様により、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４に対しても、それぞれ、クランプダイオードＤＤ２，ＤＤ３，ＤＤ４が並列に接続される。
【００４８】
また、スイッチング素子Ｑ１のゲート−ソース間には、ゲート−ソース間抵抗Ｒ１２が接続される。同様に、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４に対しても、ゲート−ソース間抵抗Ｒ２２，Ｒ３２，Ｒ４２が接続される。
【００４９】
また、各ハーフブリッジ回路におけるローサイドのスイッチング素子Ｑ２，Ｑ４のドレイン−ソース間に対しては、それぞれ並列に、部分共振コンデンサＣｐ１，Ｃｐ２が接続されている。
部分共振コンデンサＣｐ１，Ｃｐ２のキャパシタンスと、後述する絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ１の漏洩インダクタンス成分Ｌ１によっては、それぞれ並列共振回路（部分電圧共振回路）を形成する。
そして、このようにして、部分電圧共振回路が形成されることによっては、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４がターンオン／ターンオフする短期間にのみ電圧共振する部分電圧共振動作が得られる。
なお、これらスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４についてのスイッチング駆動回路系の構成については後述する。
【００５０】
絶縁コンバータトランスＰＩＴはスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のスイッチング出力を二次側に伝送する。
絶縁コンバータトランスＰＩＴの構造としては、ここでの図示は省略するが、例えばＥＥ型コアに対して、一次巻線Ｎ１及び二次巻線Ｎ２を、一次側と二次側とに対応して形成された分割領域の各々に巻装して構成される。また、この場合の絶縁コンバータトランスＰＩＴにおいては、図示するように、一次側に三次巻線Ｎ３も巻装される。この場合の三次巻線Ｎ３は、後述する力率改善回路３を形成する。
【００５１】
絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ１の一端は、直列共振コンデンサＣ１を介してスイッチング素子Ｑ１のソースとスイッチング素子Ｑ２のドレインの接続点（スイッチング出力点）に接続される。また一次巻線Ｎ１の他端は、スイッチング素子Ｑ３のソースとスイッチング素子Ｑ４のドレインの接続点（スイッチング出力点）に接続される。
【００５２】
そして、上記直列共振コンデンサＣ１のキャパシタンスと、一次巻線Ｎ１のインダクタンス成分Ｌ１を含む絶縁コンバータトランスＰＩＴの漏洩インダクタンス成分（Ｌ１）によっては一次側直列共振回路が形成される。
フルブリッジ結合方式では、後述するようにして、スイッチング素子［Ｑ１，Ｑ４］の組と、スイッチング素子［Ｑ２，Ｑ３］の組が交互にオン／オフするタイミングでスイッチング動作するが、上記のようにして一次巻線Ｎ１−直列共振コンデンサＣ１から成る一次側直列共振回路が、スイッチング出力点と接続されていることで、この一次側直列共振回路には、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のスイッチング出力が伝達されることになる。そして、このスイッチング出力に応じて一次側直列共振回路が共振動作を行うことで、電流共振形としての動作が得られる。そして、一次巻線Ｎ１には、この電流共振形としての動作に応じて、共振波形に近い一次巻線電流Ｉ１が得られることとなる。
【００５３】
このようにして、本実施の形態のスイッチングコンバータとしては、電流共振形としての動作と、前述した部分電圧共振動作とが複合的に得られていることになる。つまり、複合共振形コンバータとしての構成が採られている。
【００５４】
また、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次巻線Ｎ２には、上記一次巻線Ｎ１に伝達されるスイッチング出力に応じて励起された交番電圧が発生する。
この場合、二次巻線Ｎ２に対しては、センタータップが設けられている。このセンタータップは二次側アースに接続される。そのうえで、図示するようにして、二次巻線Ｎ２に対して、２本の整流ダイオードＤＯ１，ＤＯ２、及び平滑コンデンサＣｏを接続することで、両波整流回路が形成される。この両波整流回路が、二次巻線Ｎ２に励起された交番電圧を入力して整流動作を行うことによって、平滑コンデンサＣＯの両端電圧として、二次側直流出力電圧ＥＯが得られる。
二次側直流出力電圧ＥＯは、図示しない負荷に対して供給される。さらに、この二次側直流出力電圧ＥＯは、図示するように制御回路１のための検出電圧としても分岐して入力される。
【００５５】
制御回路１は、例えば二次側の直流出力電圧ＥＯのレベルに応じてそのレベルが可変される電流又は電圧を制御出力として得る。この制御出力は、コントロールＩＣ２の制御端子Ｖｃに対して入力される。
コントロールＩＣ２では、後述するようにして発振信号を生成するとともに、この発振信号を利用して、スイッチング素子を他励式により駆動するためのハイサイド用とローサイド用のドライブ信号を出力する。そして、このドライブ信号によって、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４が所要のスイッチングタイミングによりスイッチング駆動されることになる。
そして、コントロールＩＣ２では、制御端子Ｖｃに入力された制御出力レベルに応じて、内部で生成する発振信号の周波数を可変するように動作する。これによって、ドライブ信号の周波数が制御出力レベルに応じて可変されることになる。つまり、コントロールＩＣ２では、制御端子Ｖｃに入力された制御出力レベルに応じて、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のスイッチング周波数を可変制御するように動作する。
スイッチング周波数が可変されることによっては、直列共振回路における共振インピーダンスが変化することになる。このようにして共振インピーダンスが変化することによっては、一次側の直列共振回路の一次巻線Ｎ１に供給される電流量が変化して二次側に伝送される電力も変化することになる。これにより、二次側出力電圧が変化することとなって定電圧制御が図られることになる。
【００５６】
続いては、図１に示す電源回路における、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４をスイッチング駆動するためのスイッチング駆動回路系について説明する。本実施の形態のスイッチング駆動回路系は、主として、１つのコントロールＩＣ２と、２組のドライブトランスＣＤＴ−１，ＣＤＴ−２を備えて構成される。
コントロールＩＣ２は、電流共振形コンバータを他励式により駆動するための発振回路、制御回路、及び保護回路等を備えて構成されるもので、内部にバイポーラトランジスタを備えたアナログＩＣ（Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ　Ｃｉｒｃｕｉｔ）とされる。
【００５７】
このコントロールＩＣ２は、電源入力端子Ｖｃｃに入力される直流電圧（１８Ｖ）により動作する。また、このコントロールＩＣ２は、アース端子Ｅにより一次側アースに接地させるようにしている。
【００５８】
そして、コントロールＩＣ２においては、スイッチング素子に対してドライブ信号（ゲート電圧）を出力するための端子として、２つのドライブ信号出力端子ＶＧＨ，ＶＧＬが備えられる。
ドライブ信号出力端子ＶＧＨからは、ハイサイドのスイッチング素子をスイッチング駆動するためのドライブ信号（第１のドライブ信号）が出力され、ドライブ信号出力端子ＶＧＬからは、ローサイドのスイッチング素子をスイッチング駆動するためのドライブ信号（第２のドライブ信号）が出力される。
そして、この場合には、ドライブ信号出力端子ＶＧＨは、ゲート抵抗Ｒ１１を介してハイサイドのスイッチング素子Ｑ１のゲートと接続される。また、分岐して、コンデンサＣ３Ｂ−Ｒ３Ｂの直列接続を介してドライブトランスＣＤＴ−２の一次巻線Ｎ２１の一端に接続される。一次巻線Ｎ２１の他端は、ブートストラップ用の端子Ｖｓに対して接続される。
これにより、ドライブ信号出力端子ＶＧＨから出力されるドライブ信号は、スイッチング素子Ｑ１のゲートに対して出力されると共に、ＣＤＴ−２の一次巻線Ｎ２１にも出力されることになる。
【００５９】
また、ドライブ信号出力端子ＶＧＬは、ゲート抵抗Ｒ２１を介してハイサイドのスイッチング素子Ｑ２のゲートと接続される。また、分岐して、コンデンサＣ３Ａ−Ｒ３Ａの直列接続を介して、ドライブトランスＣＤＴ−１の一次巻線Ｎ１１の一端に接続される。一次巻線Ｎ１１の他端は、一次側アースに対して接続される。これにより、ドライブ信号出力端子ＶＧＬから出力されるドライブ信号は、スイッチング素子Ｑ２のゲートに対して出力されると共に、ＣＤＴ−１の一次巻線Ｎ１１にも出力されることになる。
【００６０】
また、この場合には、１組のブートストラップ回路が設けられる。このブートストラップ回路は、図示するようにして、コンデンサＣＢＳ，ダイオードＤＢＳ、及びコンデンサＣｂを備えている。コンデンサＣＢＳの負極端子は、一次側アースに接続され、正極端子は、ダイオードＤＢＳのアノードと、コントロールＩＣ２の端子Ｖｃ２との接続点に接続される。
また、ダイオードＤＢＳのカソードは、端子ＶＢと接続されると共に、コンデンサＣｂを介して端子Ｖｓに対して接続される。端子Ｖｓは、ゲート−ソース間抵抗Ｒ１２を介してスイッチング素子Ｑ１のゲートに対して接続されている。このようにしてブートストラップ回路が設けられることで、後述するようにして、ハイサイドのスイッチング素子Ｑ１に対して印加されるドライブ信号（ゲート電圧ＶＧＨ１）は、スイッチング素子Ｑ１を適正にドライブ可能なレベルとなるように、レベルシフトが行われることになる。
【００６１】
ドライブトランスＣＤＴ−１は、スイッチング素子Ｑ３をスイッチング駆動するために設けられるもので、図示するようにして、一次巻線Ｎ１１と二次巻線Ｎ１２とが巻装される。
先の説明によると、一次巻線Ｎ１１には、コントロールＩＣ２のドライブ信号出力端子ＶＧＬから出力されるドライブ信号が伝送されてくることになる。そして、ドライブトランスＣＤＴ−１においては、この一次巻線Ｎ１１に得られたドライブ信号を、トランス結合を介して、二次巻線Ｎ１２に励起させるようにして伝達することになる。
【００６２】
二次巻線Ｎ１２の一端は、ゲート抵抗Ｒ３１を介して、スイッチング素子Ｑ３のゲートに接続され、他端は、スイッチング素子Ｑ３のソースと、スイッチング素子Ｑ４のドレインとの接続点に対して接続される。
【００６３】
このようなドライブトランスＣＤＴ−１の二次側における接続形態によると、コントロールＩＣ２のドライブ信号出力端子ＶＧＬから出力されるドライブ信号として、ドライブトランスＣＤＴ−１の一次巻線Ｎ１１に出力されたドライブ信号は、ドライブトランスＣＤＴ−１のトランス結合を介して、スイッチング素子Ｑ３のゲートに印加されることになる。
そして、ドライブ信号出力端子ＶＧＬから出力されるドライブ信号は、先にも述べたように、ドライブトランスを介することなくスイッチング素子Ｑ２のゲートにも印加される。
従って、ドライブ信号出力端子ＶＧＬから出力されるドライブ信号は、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３に対して共通に出力されるということがいえる。つまり、ドライブ信号出力端子ＶＧＬから出力されるドライブ信号に基づいてスイッチング素子を駆動する駆動回路系（第２の駆動回路）としては、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３を駆動する構成を採っているものである。
【００６４】
一方、ドライブトランスＣＤＴ−２は、スイッチング素子Ｑ４をスイッチング駆動するために設けられるもので、一次巻線Ｎ２１と二次巻線Ｎ２２とが巻装される。
前述したように、ドライブトランスＣＤＴ−２の一次巻線Ｎ２１には、コントロールＩＣ２のドライブ信号出力端子ＶＧＨから出力されるドライブ信号が伝送される。ドライブトランスＣＤＴ−２においては、この一次巻線Ｎ２１に得られたドライブ信号を、トランス結合を介して二次巻線Ｎ２２に伝達する。
二次巻線Ｎ２２の一端は、ゲート抵抗Ｒ４１を介して、スイッチング素子Ｑ４のゲートに接続され、他端は、一次側アースに対して接続される。
【００６５】
このようなドライブトランスＣＤＴ−２の二次側における接続形態によれば、ドライブ信号出力端子ＶＧＨから出力されるドライブ信号は、ドライブトランスＣＤＴ−２のトランス結合を介して一次側から二次側に伝送され、スイッチング素子Ｑ４のゲートに印加される構成が採られていることになる。
また、ドライブ信号出力端子ＶＧＨから出力されるドライブ信号は、ドライブトランスを介することなく、スイッチング素子Ｑ１のゲートにも印加されるから、ドライブ信号出力端子ＶＧＨから出力されるドライブ信号は、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ４に対して共通に出力されていることとなる。つまり、ドライブ信号出力端子ＶＧＨから出力されるドライブ信号に基づいてスイッチング素子を駆動する駆動回路系（第１の駆動回路）としては、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ４を駆動する構成となっている。
【００６６】
ここで、上記ドライブトランスＣＤＴ−１，ＣＤＴ−２の構造例について、図４及び図５を参照して説明しておく。
先ず図４に示すドライブトランスＣＤＴ（ＣＤＴ−１，ＣＤＴ−２）は、フェライト材によるＥ型コアＣＲ１、ＣＲ２を互いの磁脚が対向するように組み合わせたＥＥ型コアを備える。
そして、一次側と二次側の巻装部について相互に独立するようにして分割した形状により、例えば樹脂などによって形成される、ボビンＢが備えられる。このボビンＢの一方の巻装部に対して一次巻線（Ｎ１１，Ｎ２１）が巻装される。また、他方の巻装部に対して二次巻線（Ｎ１２，Ｎ２２）が巻装される。このようにして一次巻線及び二次巻線が巻装されたボビンＢを上記ＥＥ型コア（ＣＲ１，ＣＲ２）に取り付けることで、一次側巻線及び二次側巻線とがそれぞれ異なる巻装領域により、ＥＥ型コアの中央磁脚に巻装される状態となる。このようにしてドライブトランスＣＤＴ全体としての構造が得られる。
また、この場合のＥＥ型コアにおいては、中央磁脚に対してはギャップは形成しないものとしている。これによって、所要の結合係数による密結合の状態が得られるようにしている。
【００６７】
また、ドライブトランスＣＤＴ（ＣＤＴ−１，ＣＤＴ−２）としては、図５に示すようにして、Ｕ型コアを用いた構造とすることもできる。
この図５に示すドライブトランスＣＤＴは、２つのＵ型コアＣＲ１１，ＣＲ１２を組み合わせてＵ−Ｕ型コアを形成する。この際、Ｕ型コアＣＲ１１，ＣＲ１２の各磁脚が対向する面に対しては、ギャップを形成せずに、そのまま磁脚の対向面どうしを接触させている。
そして、ボビンＢに対して、図示するようにして一次巻線（Ｎ１１，Ｎ２１）と、二次巻線（Ｎ１２，Ｎ２２）とを互いに分割された巻装部に巻装した上で、上記のようにして形成されるＵ−Ｕ型コアの一方の磁脚に対して、取り付けるようにされる。
【００６８】
続いて、先に図１により説明したスイッチング駆動回路系の構成による、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のスイッチング駆動動作について説明する。
本実施の形態では、後述するようにして、交流入力電圧ＶＡＣ（商用交流電源ＡＣ）のレベルに応じて、フルブリッジ結合方式によるスイッチング動作と、ハーフブリッジ結合方式によるスイッチング動作とで切り換えが行われる。しかしここでは、基本的な動作として、フルブリッジ結合方式の場合に対応して、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４の全てをスイッチング駆動するときの動作について説明する。
【００６９】
コントロールＩＣ２では、内部の発振回路により所要の周波数の発振信号を生成する。なお、この発振回路は、後述するようにして制御回路１から端子Ｖｃに入力される制御出力のレベルに応じて、発振信号の周波数を可変するようにされている。
そして、コントロールＩＣ２では、上記発振回路にて生成された発振信号を利用して、ハイサイド用のドライブ信号と、ローサイド用のドライブ信号を生成する。そして、ハイサイド用のドライブ信号をドライブ信号出力端子ＶＧＨから出力し、ローサイド用のドライブ信号をドライブ信号出力端子ＶＧＬから出力するようにされる。
【００７０】
上記のようにしてドライブ信号出力端子ＶＧＨ，ＶＧＬから出力されるドライブ信号による、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のスイッチング駆動タイミングについて、図６を参照して説明する。図６には、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４の各ゲート−ソース間電圧が示されている。
ここで先ず、図６（ａ）と図６（ｂ）を参照して、ドライブ信号出力端子ＶＧＨから出力されるハイサイド用のドライブ信号と、ドライブ信号出力端子ＶＧＬから出力されるローサイド用のドライブ信号との関係に応じた、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のスイッチングタイミングについて説明しておく。
【００７１】
スイッチング素子Ｑ１に対しては、ドライブ信号出力端子ＶＧＨから出力されるハイサイド用のドライブ信号がゲート抵抗Ｒ１１を介して印加される。これによって、スイッチング素子Ｑ１のゲート−ソース間電圧ＶＧＨ１としては、このハイサイド用のドライブ信号に対応した波形が得られることになる。
つまり、図６（ａ）に示すようにして、１スイッチング周期内において、正極性による矩形波のパルスが発生する期間と、０Ｖとなる期間が得られることになる。
そして、この図６（ａ）に示されるゲート−ソース間電圧ＶＧＨ１によって、スイッチング素子Ｑ１は、先ず、１スイッチング周期内において、正極性の矩形波パルスが得られるタイミングでオン状態となるようにされる。つまり、スイッチング素子Ｑ１がオンとなるには、ゲート閾値電圧（≒５Ｖ）以上の適切なレベルの電圧が印加されることが必要である。上記正極性のパルスとしてのゲート−ソース間電圧ＶＧＨ１は１０Ｖと成るように設定されているから、この正極性のパルスが印加される期間に対応してオンとなる状態が得られることになる。そして、ゲート−ソース間電圧ＶＧＨ１が０Ｖでゲート閾値電圧以下となると、オフ状態に切り換わることになる。このようなタイミングにより、スイッチング素子Ｑ１は、オン／オフするようにしてスイッチング動作を行うことになる。
【００７２】
一方、スイッチング素子Ｑ２に対しては、ドライブ信号出力端子ＶＧＬから出力されるローサイド用のドライブ信号が、ゲート抵抗Ｒ２１を介して印加されるようになっている。このドライブ信号に応じては、図６（ｂ）に示す波形によるスイッチング素子Ｑ２のゲート−ソース間電圧ＶＧＬ１が得られる。
つまり、ゲート−ソース間電圧ＶＧＬ１は、図６（ａ）に示したスイッチング素子Ｑ１のゲート−ソース間電圧ＶＧＨ１と同じ波形とされたうえで、タイミングとしては、ゲート−ソース間電圧ＶＧＨ１に対して１８０°の位相差を有した波形が得られているものである。このことから、スイッチング素子Ｑ２は、スイッチング素子Ｑ１と交互にオン／オフするタイミングによりスイッチング駆動されることになる。
また、図６（ａ）（ｂ）によると、スイッチング素子Ｑ１がターンオフしてスイッチング素子Ｑ２がターンオンするまでの間と、スイッチング素子Ｑ２がターンオフして、スイッチング素子Ｑ１がターンオンするまでの間には期間ｔｄが形成されるようになっている。
【００７３】
この期間ｔｄは、スイッチング素子Ｑ１（Ｑ４），Ｑ２（Ｑ３）が共にオフとなるデッドタイムである。このデッドタイムとしての期間ｔｄは、部分電圧共振動作として、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４がターンオン／ターンオフするタイミングでの短時間において、部分共振コンデンサＣｐ１，Ｃｐ２における充放電の動作が確実に得られるようにすることを目的として形成している。そして、このような期間ｔｄとしての時間長は、例えばコントロールＩＣ２側で設定することができるようになっており、コントロールＩＣ２では、設定された時間長による期間ｔｄが形成されるように、ドライブ信号出力端子ＶＧＨ，ＶＧＬから出力すべきドライブ信号についてのパルス幅のデューティ比を可変する。
【００７４】
続いては、スイッチング動作として、上記したスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオン／オフタイミングの関係が得られていることを前提として、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４のオン／オフタイミングについて説明する。
先の説明によると、ドライブ信号出力端子ＶＧＨから出力されるハイサイド用のドライブ信号は、スイッチング素子Ｑ１のゲートに印加されると共に、ドライブトランスＣＤＴ−２のトランス結合を介するようにして、スイッチング素子Ｑ４に対しても印加されることになる。
そして、上記ハイサイド用のドライブ信号が、ドライブトランスＣＤＴ−２のトランス結合を介して一次側から二次側に伝送されることによっては、二次側で得られるドライブ信号は、０レベルを基準に正／負に反転する波形となって得られる。これに応じて、ドライブトランスＣＤＴ−２の二次巻線側からドライブ信号が印加されるスイッチング素子Ｑ４のゲート−ソース間電圧ＶＧＨ２は、図６（ｃ）に示すものとなる。
【００７５】
つまり、１スイッチング周期内において、正極性の＋１０Ｖの矩形波パルスが得られる期間と、負極性による−１０Ｖの矩形波パルスとなる期間が得られる。ここで、正極性の＋１０Ｖの矩形波パルスが得られる期間は、図６（ａ）のゲート−ソース間電圧ＶＧＨ１が正極性の矩形パルスが得られる期間と同一となる。また、負極性による−１０Ｖの矩形波パルスとなる期間は、図６（ａ）のゲート−ソース間電圧ＶＧＨ１が０レベルとなる期間と同一となる。
そして、このような波形のゲート−ソース間電圧ＶＧＨ２が得られることによっては、スイッチング素子Ｑ４は、１スイッチング周期内において、正極性の矩形パルスが得られている期間においてオン状態となるようにされる。一方、負極性の矩形パルスが得られている期間においてオフ状態となるようにされる。従って、スイッチング素子Ｑ４のオン／オフタイミングは、図６（ａ）のゲート−ソース間電圧ＶＧＨ１に対応するスイッチング素子Ｑ１と同様となる。つまり、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ４は、同じタイミングでオン／オフするようにスイッチング駆動される。
【００７６】
また、スイッチング素子Ｑ３については、ドライブ信号出力端子ＶＧＬから出力されるローサイド用のドライブ信号（ゲート電圧）が、ドライブトランスＣＤＴ−１を介するようにして印加されていることになる。
このローサイド用のドライブ信号についても、ドライブトランスＣＤＴ−１のトランス結合を介して一次側から二次側に伝送されることで、０レベルを基準に正／負に反転する波形の信号となって二次側で得られることになる。このため、スイッチング素子Ｑ３のゲート−ソース間電圧ＶＧＬ２は、図６（ｄ）に示すようにして、１スイッチング周期内において、正極性の＋１０Ｖの矩形波パルスとなる期間と、負極性による−１０Ｖの矩形波パルスとなる波形が得られる。これに応じて、スイッチング素子Ｑ３は、１スイッチング周期内において、正極性の矩形パルスが得られている期間においてオン状態となり、負極性の矩形パルスが得られている期間においてオフ状態となるようにスイッチング動作を行うことになる。
そして、このオン／オフタイミングは、図６（ｂ）のゲート−ソース間電圧ＶＧＬ１に対応するスイッチング素子Ｑ２と同様となるものであり、従って、スイッチング素子Ｑ３は、スイッチング素子Ｑ２と同じタイミングでオン／オフするようにスイッチング駆動されることになる。
【００７７】
このようにして、図１に示す電源回路では、フルブリッジ結合方式により、スイッチング素子［Ｑ１，Ｑ４］の組と、スイッチング素子［Ｑ２，Ｑ３］の組とが交互にオン／オフするようにしてスイッチング駆動させることができる。
このときのスイッチング動作として、スイッチング素子［Ｑ１，Ｑ４］の組がオンとなっているときには、出力として、スイッチング素子Ｑ１のドレイン−ソース→直列共振コンデンサＣ１→一次巻線Ｎ１→スイッチング素子Ｑ４のドレイン−ソース→一次側アースの経路で電流が流れる。
また、スイッチング素子［Ｑ２，Ｑ３］の組がオンとなっているときには、出力として、スイッチング素子Ｑ３のドレイン−ソース→一次巻線Ｎ１→直列共振コンデンサＣ１→スイッチング素子Ｑ２のドレイン−ソース→一次側アースの経路で電流が流れる。そして、この動作が繰り返されるのに応じて、一次側直列共振回路（Ｃ１−Ｎ１）では共振動作が得られることになり、絶縁コンバータトランスの一次側巻線Ｎ１に共振電流波形に近いドライブ電流を供給することになる。
【００７８】
また、上記のようにしてスイッチング素子［Ｑ１，Ｑ４］の組がターンオフ／ターンオンするタイミングでは、スイッチング素子Ｑ４に対して接続された並列共振コンデンサＣｐ２が、自身のキャパシタンスと一次巻線Ｎ１のリーケージインダクタンス成分Ｌ１によって並列共振回路を形成し、電圧共振動作を行う。つまり、スイッチング素子［Ｑ１，Ｑ４］の組のターンオフ／ターンオン時にのみ電圧共振となる部分電圧共振動作が得られる。
同様にして、スイッチング素子［Ｑ２，Ｑ３］の組がターンオフ／ターンオンするタイミングでは、スイッチング素子Ｑ２に対して接続された並列共振コンデンサＣｐ１のキャパシタンスと一次巻線Ｎ１のリーケージインダクタンス成分Ｌ１によって並列共振回路が形成される。そして、スイッチング素子［Ｑ２，Ｑ３］の組のターンオフ／ターンオン時において部分電圧共振動作が得られる。
【００７９】
このようにして、本実施の形態では、スイッチング素子［Ｑ１，Ｑ４］［Ｑ２，Ｑ３］の各組（スイッチング回路）が交互にオン／オフするフルブリッジ結合方式の電流共振形コンバータと、部分電圧共振回路（Ｃｐ１，Ｃｐ２，Ｎ１）が組み合わされたコンバータが形成されているものである。
【００８０】
ところで、図示による説明は省略するが、例えば従来において、他励式によりフルブリッジ結合方式よる４石のスイッチング素子を、スイッチング周波数制御方式によりスイッチング駆動するのにあたっては、３つのＩＣが必要となる。
つまり、電流共振形コンバータ用の汎用のドライブＩＣとしては、ハイサイドとローサイドの２つで一組のスイッチング素子を駆動する構成を採っている。つまり、１つのドライブＩＣは、１組のハーフブリッジ結合された２本のスイッチング素子から成るスイッチング回路を駆動する構成を採っているものである。従って、フルブリッジ結合方式に対応して、２組のハーフブリッジ回路を駆動する場合には、２組のドライブＩＣが必要とされることになる。
そのうえで、２組のドライブＩＣが、スイッチング周波数制御を伴うスイッチング駆動を、同期して行うことができるようにする必要から、これらのドライブＩＣとは別に、スイッチング周波数制御によるドライブが可能なコントロールＩＣが必要となるものである。このようにして、最低限３つのＩＣが必要となる。
【００８１】
これに対して、図１に示したスイッチング素子の駆動回路系の構成とすれば、スイッチング駆動のためのＩＣとしては、コントロールＩＣ２の１つのみとすることができる。これにより、ＩＣの数が削減され、さらにはこれに伴って、ＩＣの外付け部品の点数も削減される分、回路規模が縮小され、また、コストも削減されることになる。
【００８２】
ただし、図１に示す電源回路では、ドライブトランスＣＤＴ−１，ＣＤＴ−２と、これらのドライブトランスにドライブ信号を入力するためのコンデンサＣ３Ａ，抵抗Ｒ３Ａ、及びコンデンサＣ３Ｂ，抵抗Ｒ３Ｂが新たに追加されることになる。しかしながら、これらの部品点数と、上記したコントロールＩＣ２の外付け部品を合計しても１５点程度であり、図１に示す電源回路の部品点数は、先行技術による他励式フルブリッジ結合方式の電源回路に対して大幅に削減されている。また、ドライブトランスＣＤＴ−１，ＣＤＴ−２も非常に小さいサイズであることから、スイッチング駆動用のＩＣが複数備えられることと比較すれば、図１に示す電源回路は、先行技術と比較してはるかに小さい回路規模となる。また、他励式フルブリッジ結合方式の電源回路としてのコストダウンも有効に図られていることになる。
また、スイッチング駆動用のＩＣの数が削減されることによっては、それだけ消費電力も低減されることになる。
また、図１に示す電源回路では、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４については、図６（ｃ）（ｄ）にも示したように、オフ時には、負極性に反転した−１０Ｖのゲート−ソース間電圧ＶＧＨ２，ＶＧＬ２が印加される。これによって、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４については、ターンオフ時における下降時間が短縮されて、その分、この下降時間に依る電力損失が低減することにもなる。これにより、電力変換効率が向上することになり、また、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４における発熱も低下する。
このようにして、本実施の形態の電源回路は、他励式フルブリッジ結合方式の電源回路として見た場合にも、上記のような利点を有している。
【００８３】
そして、図１に示す本実施の形態の電源回路は、上記した他励式フルブリッジ結合方式の構成の下で、以降説明するようにして、ＡＣ１００Ｖ系ではフルブリッジ結合方式によるスイッチング動作（フルブリッジ動作）となり、ＡＣ２００Ｖ系ではハーフブリッジ結合方式によるスイッチング動作（ハーフブリッジ動作）となるように、スイッチング動作を切り換える構成を採る。
【００８４】
図１に示す電源回路においては、平滑コンデンサＣｉに対して並列に、分圧抵抗Ｒ４、Ｒ５、Ｒ６を直列接続した分圧ラインが接続される。そして、この分圧ラインにおける分圧抵抗Ｒ５，Ｒ６の接続点（分圧点）に対して、ツェナーダイオードＺＤ１のカソードが接続される。ツェナーダイオードＺＤ１のアノードは、ＮＰＮ型のトランジスタＱ５のベースに接続される。また、ツェナーダイオードＺＤ１のアノードと一次側アース間には、図示するように抵抗Ｒ７及びコンデンサＣ５が並列に接続される。
トランジスタＱ５のコレクタは、ドライブトランスＣＤＴ−１の一次巻線Ｎ１１と、抵抗Ｒ３Ａの接続点に対して接続され、エミッタは一次側アースに接地される。
上記した回路構成により、ＡＣ１００Ｖ系と２００Ｖ系とに応じて、スイッチング動作をフルブリッジ動作とハーフブリッジ動作とで切り換える、切り換え制御回路が備えられる。
【００８５】
上記切り換え制御回路の動作は次のようになる。
ここで、分圧ライン（抵抗Ｒ４−Ｒ５−Ｒ６）の抵抗値による分圧比は、次のように設定されている。つまり、分圧ライン（抵抗Ｒ４−Ｒ５−Ｒ６）の分圧点の電位について、交流入力電圧ＶＡＣ＝１５０Ｖ以下に対応する整流平滑電圧Ｅｉのレベルでは、ツェナーダイオードＺＤ１の逆方向電圧以下となり、交流入力電圧ＶＡＣ＝１５０Ｖ以上に対応する整流平滑電圧Ｅｉのレベルでは、ツェナーダイオードＺＤ１の逆方向電圧以上となるようにされている。ここで、交流入力電圧ＶＡＣ＝１５０Ｖ以下の状態は、ＡＣ１００Ｖ系の商用交流電源が入力されている状態に対応する。また、交流入力電圧ＶＡＣ＝１５０Ｖ以上の状態は、ＡＣ２００Ｖ系の商用交流電源が入力されている状態に対応する。
【００８６】
上記のようにして分圧ライン（抵抗Ｒ４−Ｒ５−Ｒ６）の分圧比が設定されていることで、交流入力電圧ＶＡＣ＝１５０Ｖ以下の状態では、ツェナーダイオードＺＤ１は非導通の状態となる。従って、トランジスタＱ５のベースにはベース電流が供給されないので、トランジスタＱ５はオフ状態となる。この場合には、ドライブトランスＣＤＴ−１の一次巻線Ｎ１１には、コントロールＩＣ２のドライブ信号出力端子ＶＧＬからコンデンサＣ３Ａ−抵抗Ｒ３Ｂを介してドライブ信号が供給されることになる。
これにより、例えば先に図６を参照して説明したように、４つのスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４がスイッチング駆動される状態が得られる。
【００８７】
これに対して、交流入力電圧ＶＡＣ＝１５０Ｖ以上となる状態では、ツェナーダイオードＺＤ１が導通状態となって、トランジスタＱ５のベースにベース電流が供給されることとなる。これにより、トランジスタＱ５はオン状態となる。
トランジスタＱ５がオン状態となると、ドライブ信号出力端子ＶＧＬからコンデンサＣ３Ａ−抵抗Ｒ３Ｂを介して供給されるドライブ信号は、トランジスタＱ５のコレクタ−エミッタを介して一次側アースに接地される。従って、ドライブトランスＣＤＴ−１の一次巻線Ｎ１１にはドライブ信号は供給されないこととなる。
これにより、ドライブトランスＣＤＴ−１の二次側のスイッチング素子Ｑ３は、スイッチング動作を停止させた状態となり、残るスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２，Ｑ４がスイッチング動作する状態が得られる。
なお、このときのオン／オフタイミングは、図６により説明したものとなる。つまり、スイッチング素子［Ｑ１，Ｑ４］の組が同じタイミングでオン／オフするのに対し、この場合には、スイッチング素子Ｑ２のみが、スイッチング素子［Ｑ１，Ｑ４］の組に対して交互となるタイミングでオン／オフすることになる。
【００８８】
上記のようにして、３つのスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２，Ｑ４がスイッチング動作を行うということは、ハーフブリッジ結合されたスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２が交互にオン／オフするタイミングでスイッチング動作を行っているときに、スイッチングＱ４が、スイッチング素子Ｑ１と同期したオン／オフタイミングでスイッチング動作しているという、ハーフブリッジ動作が得られているということがいえる。
【００８９】
これまでの説明から理解されるように、先ずは、４本のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４を備えた、他励フルブリッジ結合方式による電流共振形コンバータを形成する。そのうえで、ＡＣ１００Ｖ系ではフルブリッジ動作、ＡＣ２００Ｖ系ではハーフブリッジ動作となるように、スイッチング動作の切り換えを行うように構成している。このようにして、本実施の形態の電源回路においては、ワイドレンジ対応としているものである。
【００９０】
続いて、図１に示す電源回路に備えられる力率改善回路３について説明する。本実施の形態の力率改善回路３は、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次側に巻装した三次巻線Ｎ３と、高速リカバリ型ダイオードＤ１、インダクタＬ２０、フィルタコンデンサＣＮ、及び高速リカバリ型ダイオードＤ２とを備えている。
【００９１】
そして、三次巻線Ｎ３に対して、高速リカバリ型ダイオードＤ１−インダクタＬ２０を直列に接続している。この場合には、高速リカバリ型ダイオードＤ１のアノードがブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子と接続され、カソードがインダクタＬ２０の直列接続を介するようにして三次巻線Ｎ３の一端と接続される。三次巻線Ｎ３の他端は、平滑コンデンサＣｉの正極端子と接続される。
つまり、本実施の形態の力率改善回路３としては、高速リカバリ型ダイオードＤ１，インダクタＬ２０，三次巻線Ｎ３から成る直列接続回路を、ブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子と、平滑コンデンサＣｉの正極端子との間の整流電流経路に挿入して形成していることになる。
【００９２】
さらに、この力率改善回路３では、インダクタＬ２０−高速リカバリ型ダイオードＤ１−三次巻線Ｎ３の直列接続回路に対して、もう１つの高速リカバリ型ダイオードＤ２を並列に接続するようにしている。この場合には、高速リカバリ型ダイオードＤ２のアノードをインダクタＬ２０側に接続し、カソードを三次巻線Ｎ３側に接続するようにしている。さらに、インダクタＬ２０−高速リカバリ型ダイオードＤ１−三次巻線Ｎ３の直列接続回路に対しては、ノーマルモードノイズを抑制するためのフィルタコンデンサＣＮを並列に接続するようにしている。
【００９３】
このような構成による力率改善回路３の動作を図７の波形図を参照して説明する。
例えば図７（ａ）示す周期により交流入力電圧ＶＡＣが得られているとすると、ブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子と一次側アース間には、図７（ｃ）に示すようにして整流出力電圧Ｖ１が得られることになる。そして、ブリッジ整流回路Ｄｉの整流出力として得られる整流電流は、この場合、図７（ｄ）に示す電流Ｉ１として高速リカバリ型ダイオードＤ２を流れて平滑コンデンサに流入する経路と、図７（ｆ）の電流Ｉ２として、高速リカバリ型ダイオードＤ１−インダクタＬ２０−三次巻線Ｎ３を介して平滑コンデンサＣｉに流入する経路と、フィルタコンデンサＣＮを介して平滑コンデンサＣｉに流入する経路との三経路に分岐して流れることになる。
【００９４】
この際、一次巻線Ｎ１に伝達されたスイッチング出力が三次巻線Ｎ３に対しても励起されるようにして伝達されることで、三次巻線Ｎ３には、図７（ｅ）に示すようにして、スイッチング周期に応じた交番電圧Ｖ２が発生することになる。そして、高速リカバリ型ダイオードＤ１のアノード電位が、交番電圧Ｖ２よりも高いとされる期間において、高速リカバリ型ダイオードＤ１が導通して上記電流Ｉ２が流れることになる。
また、このときには三次巻線Ｎ３に得られる電圧は、交番電圧Ｖ２であり、スイッチング周波数に応じた周期を有している。このため、高速リカバリ型ダイオードＤ１が導通して電流Ｉ２が流れる期間においては、高速リカバリ型ダイオードＤ１はスイッチング周期でオン／オフするスイッチング動作を行っていることになる。従って、電流Ｉ２は、スイッチング周期で高速リカバリ型ダイオードＤ１により断続されるようにして流れ、平滑コンデンサＣｉに流入することとなる。
【００９５】
このようにして、本実施の形態では、三次巻線Ｎ３により電圧帰還されるスイッチング出力によって、整流ダイオードである高速リカバリ型ダイオードＤ１をスイッチングさせ、この高速リカバリ型ダイオードＤ１を流れる整流電流を断続するようにしている。そして、図７（ｆ）と図７（ｄ）とを比較して分かるように、高速リカバリ型ダイオードＤ１１，Ｄ１２によりスイッチングされて得られる交番電流Ｉ２は、ブリッジ整流回路Ｄｉから平滑コンデンサに流入する電流Ｉ１よりも導通角が拡大されているとともに、帰還されたスイッチング出力により増幅されて振幅も大きくなっていることが分かる。
【００９６】
このような動作が得られることで、交流入力電圧ＶＡＣの正負の絶対値が、整流平滑電圧レベルよりも低いとされる期間においても平滑コンデンサＣｉへの充電電流が流れるようにされる。
この結果、図７（ｂ）に示すようにして、交流入力電流ＩＡＣの平均的な波形が交流入力電圧の波形（正弦波）に近付くことになって交流入力電流の導通角が拡大され、力率改善が図られることになる。
【００９７】
図８には、図１に示した構成による電源回路の特性として、負荷電力Ｐｏ＝０〜３００Ｗの変動に対するＡＣ→ＤＣ電力変換効率（ηＡＣ／ＤＣ）、力率ＰＦ、及び整流平滑電圧Ｅｉの変化を示している。
また、図９には、図１に示した構成による電源回路の特性として、ＡＣ１００Ｖ系としては交流入力電圧ＶＡＣ＝８５Ｖ〜１５０Ｖ、ＡＣ２００系としては交流入力電圧ＶＡＣ＝１７０Ｖ〜３００Ｖの変動に対するＡＣ→ＤＣ電力変換効率（ηＡＣ／ＤＣ）、力率ＰＦ、及び整流平滑電圧Ｅｉの変化を示している。
なお、これらの図においては、フルブリッジ動作とした場合の特性を実線により示し、ハーフブリッジ動作とした場合の特性を破線により示している。
また、図８の実験結果を得るのにあたっては、フルブリッジ動作の特性は交流入力電圧ＶＡＣ＝１００Ｖで一定とし、ハーフブリッジ動作の特性は、交流入力電圧ＶＡＣ＝２３０Ｖで一定の条件としている。また、図９に示す実験結果は、負荷電力Ｐｏ＝３００Ｗで一定の条件で得たものである。
【００９８】
また、参考として、上記図８及び図９に示した実験結果を得る際の、図１に示した回路の各部の定数を示しておく。
絶縁コンバータトランスＰＩＴ：ＥＥＲ−４０のフェライトコア、ギャップ長Ｇａｐ＝１ｍｍ
一次巻線Ｎ１＝３１Ｔ
二次巻線Ｎ２：センタータップを分割位置として２３Ｔ＋２３Ｔ（ターン）
三次巻線Ｎ３＝７Ｔ
一次側直列共振コンデンサＣ１＝０．０３３μＦ
一次側部分共振コンデンサＣｐ＝６８０ｐＦ
インダクタＬ２０＝３９μＨ
【００９９】
先ず、図８によると、力率に関しては、交流入力電圧ＶＡＣ＝１００Ｖの条件では、負荷電力Ｐｏ＝１５０Ｗ付近でピークとなり、負荷電力Ｐｏ＝３００Ｗ時においては、ＰＦ＝０．８２となっている。そして、負荷電力Ｐｏ２０Ｗ〜３００Ｖの範囲では、ＰＦ＝０．７５〜０．９０となる特性が得られており、高調波歪規制を満足している。
また、交流入力電圧ＶＡＣ＝２３０Ｗの条件では、負荷電力Ｐｏ＝２５０Ｗ付近でピークとなる傾向となっているが、負荷電力Ｐｏ１５０Ｗ〜３００Ｗの範囲に対しては、０．７０〜０．７５となる特性が得られており、同様にして、高調波歪規制を満足するものとなっている。
【０１００】
また、ＡＣ→ＤＣ電力変換効率（ηＡＣ／ＤＣ）は、交流入力電圧ＶＡＣ＝１００Ｖ（ＡＣ１００Ｖ系）と、交流入力電圧ＶＡＣ＝２３０Ｗ（ＡＣ２００系）の条件とで、共に、負荷電力Ｐｏが重負荷となるのに従って高くなる傾向を有している。そして、負荷電力Ｐｏ＝３００Ｗ時において、交流入力電圧ＶＡＣ＝１００Ｖの条件では、ηＡＣ→ＤＣは９１．８％であり、交流入力電圧ＶＡＣ＝２３０Ｖの条件では、ηＡＣ→ＤＣ＝９５．３％となる特性が得られている。
【０１０１】
また、整流平滑電圧Ｅｉは、交流入力電圧ＶＡＣ＝１００Ｖ、２３０Ｖの何れの条件の場合においても、図８に示す特性により、負荷電力Ｐｏが重負荷の条件となるのに応じて低下していく傾向となる。
【０１０２】
また、図９に示す力率特性としては、フルブリッジ動作では、交流入力電圧ＶＡＣ＝８５Ｖ〜１５０Ｖの変化に対して、ＰＦ＝０．８以上が維持されるという特性が得られている。また、ハーフブリッジ動作では、交流入力電圧ＶＡＣ＝１７０Ｖ〜３００Ｖの変化に対して、ＰＦ＝０．７７〜０．７０程度の変化となっている。
また、ＡＣ→ＤＣ電力変換効率（ηＡＣ／ＤＣ）としては、交流入力電圧ＶＡＣ＝８５Ｖ〜１５０Ｖ、１７０Ｖ〜３００Ｖの範囲で上昇するのに応じて、緩やかに増加する傾向となっているが、９０％以上が維持されている。
また、整流平滑電圧Ｅｉは、交流入力電圧ＶＡＣ＝８５Ｖ〜１５０Ｖ、１７０Ｖ〜３００Ｖの範囲で上昇するのにほぼ比例して上昇していく傾向となる。
【０１０３】
ここで、本実施の形態である図１の電源回路と、先行技術としての図１５の電源回路とを比較した場合には次のようなことがいえる。
先ず、図１に示した回路では、電圧帰還方式による力率改善改善回路３を備える構成としていることでアクティブフィルタが省略される。アクティブフィルタは、１組のコンバータを構成するものであり、図１５による説明からも分かるように、実際には、２本のスイッチング素子と、これらを駆動するためのＩＣ、及びトーテムポール回路等を始め、多くの部品点数により構成される。
これに対して、図１に示す電源回路に備えられる力率改善回路３は、絶縁コンバータトランスＰＩＴに巻装する三次巻線Ｎ３と、インダクタＬ２０、フィルタコンデンサＣＮ、高速リカバリ型ダイオードＤ１，Ｄ２の２本を備えているのみであるから、アクティブ回路と比較すれば非常に少ない部品点数となっている。
これにより、図１に示す電源回路としては、力率改善機能を備えるワイドレンジ対応の電源回路として、図１５に示す回路よりもはるかに低コストとすることができる。また、部品点数が大幅に削減されることで、回路基板についても有効に小型軽量化を図ることができる。
【０１０４】
また、図１に示す電源回路では、共振形コンバータ及び力率改善回路３の動作は、いわゆるソフトスイッチング動作であるから、図１５に示したアクティブフィルタと比較すれば、スイッチングノイズのレベルは大幅に低減される。
このため、図１には示していないが、例えば電波妨害規格を満足するように、商用交流電源ＡＣラインにラインノイズフィルタを実際に設けるとした場合には、例えば各１組のラインフィルタトランスＬＦＴとアクロスコンデンサＣＬから成る、１段のラインノイズフィルタで充分とされる。また、整流出力ラインのノーマルモードノイズについては、図１にも示しているように、１つのフィルタコンデンサＣＮに対して１本の高速リカバリ型ダイオードＤ２を組み合わせた構成のみでよいことになる。
このようにしてノイズフィルタとしての部品点数が削減されることによっても、電源回路のコストダウンと、回路基板の小型軽量化は促進される。
【０１０５】
また、図１５に示す電源回路の総合電力変換効率は、前段のアクティブフィルタにおけるＡＣ−ＤＣ電力変換効率（ηＡＣ／ＤＣ）と、後段の電流共振形コンバータのＤＣ−ＤＣ電力変換効率（ηＤＣ／ＤＣ）とにより決定されるものであった。これに対して、図１に示す電源回路は、アクティブフィルタを前段に備えていないから、総合電力変換効率は、この電流共振形コンバータのＡＣ−ＤＣ電力変換効率として見ればよいことになる。これにより、図１に示す電源回路の総合電力変換効率としては、図１５に示す電源回路よりも向上されることになる。
具体的には、図１５に示す回路と比較すると、図１に示す回路は、負荷電力Ｐｏ＝３００Ｗで交流入力電圧ＶＡＣ＝１００Ｖの条件では、交流入力電力が５．８Ｗ低減し、総合電力変換効率は、９１．８％である。また、同じ負荷電力Ｐｏ＝３００Ｗで交流入力電圧ＶＡＣ＝２３０Ｖの条件では、交流入力電力が７．４Ｗ低減し、総合電力変換効率は、９５．３％にまで向上される。
【０１０６】
また、図１に示す電源回路の場合、一次側のスイッチングコンバータのスイッチング周波数は、交流入力電圧ＶＡＣ及び負荷電力の変化などに応じて、定電圧化のために例えば７０ＫＨｚ〜１５０ＫＨｚの範囲で変化するのであるが、このスイッチングコンバータを形成する各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４は、同期してスイッチング動作する。従って、一次側アース電位としては、図１５の電源回路のように、アクティブフィルタ側と、その後段のスイッチングコンバータとの間で干渉することが無く、スイッチング周波数の変化に関わらず安定することとなる。
【０１０７】
また、補足的に述べておくと、図１に示す電源回路は、ワイドレンジ対応のために、ＡＣ１００Ｖ系とＡＣ２００Ｖ系とで動作を切り換える構成を採る電源回路としての側面においても、次のような利点を有している。
例えば従来において、ワイドレンジ対応の共振形コンバータを構成する場合には、スイッチング回路系の動作は固定としたうえで、直流入力電圧（整流平滑電圧Ｅｉ）を生成する整流回路について、ＡＣ１００Ｖ系とＡＣ２００Ｖ系とで切り換えを行う構成を採ることが行われていた。つまり、ＡＣ１００Ｖ系では、倍電圧整流動作により交流入力電圧ＶＡＣの２倍に対応する直流入力電圧が生成され、ＡＣ２００Ｖ系では、全波整流動作によって交流入力電圧ＶＡＣの等倍に対応する直流入力電圧が生成されるように切り換えを行っていたものである。
【０１０８】
しかしながら、上記のような整流回路の切り換えが可能な構成を採るためには、ブリッジ整流回路に対して２組の平滑コンデンサを接続して、電磁リレーにより整流経路を切り換えるように回路を構成しなければならず、それだけ部品点数が増加することになる。
さらに、整流回路を切り換える構成を採る場合、例えば瞬間停電などによって、公称ＡＣ２２０Ｖ又は２４０Ｖの商用交流電源が１５０Ｖ以下に低下したときに倍電圧整流動作に切り換わる誤動作が生じると、スイッチング素子や平滑コンデンサが耐圧オーバーとなって破壊されるおそれがある。そこで、このような誤動作が生じないようにするために、実際の切り換え回路としては複雑なものとなっており、多くの点数の部品を必要としていた。例えば実際には、メイン電源とスタンバイ電源とから、複数系統の検出ラインを引き出して商用交流電源ＡＣのレベルを検出する必要があり、また、実際には、複数の切り換え制御系が必要であり、これに応じて電磁リレーも複数が必要とされていた。
【０１０９】
これに対して、図１に示した電源回路においては、ワイドレンジ対応とするのにあたり、先ずは、４本のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４を備えた、他励フルブリッジ結合方式による電流共振形コンバータを形成する。そのうえで、ＡＣ１００Ｖ系ではフルブリッジ動作、ＡＣ２００Ｖ系ではハーフブリッジ動作となるように、スイッチング動作の切り換えを行うように構成している。これによって、商用交流電源ＡＣから直流入力電圧（整流平滑電圧Ｅｉ）を生成する整流回路系としては、通常の全波整流回路とすることができる。これにより、従来のようにして整流動作の切り換えを行う構成を採る必要はないこととなる。
従って、図１に示す電源回路では、直流入力電圧用の平滑コンデンサは１本でよいこととなり、また、整流回路切り換えのための電磁リレーも不要となる。これにより、整流回路系における部品数は、従来のワイドレンジ対応の電源回路よりも削減されていることになる。
【０１１０】
また、図１に示す構成であれば、例えば瞬間停電などによって、公称ＡＣ２２０Ｖ又は２４０Ｖの商用交流電源が１５０Ｖ以下に低下して誤動作したとしても、スイッチング動作がハーフブリッジ動作からフルブリッジ動作となるだけである。つまり、従来の電源回路のように倍電圧整流動作への切り換わりによる直流入力電圧レベルの上昇は生じないから、平滑コンデンサＣｉや、スイッチング素子が耐圧オーバーとなることはない。
従って、本実施の形態では、実際に図１に示す回路を電子機器に搭載する場合においても、整流動作切り換えのための複雑な回路構成を採る必要はない。これによっても、低コスト化及び回路基板の小型／軽量化が有効に図られる。
【０１１１】
そして、上記のように、整流動作切り換えのための回路系が省略されることによっては、ワイドレンジ対応のためにスタンバイ電源側の電圧を検出する必要もなくなる。従って、本実施の形態の電源回路は、スタンバイ電源を備えない電子機器に対しても採用することが可能となるものである。
【０１１２】
続いて、図２を参照して、第２の実施の形態としてのスイッチング電源回路の構成例について説明する。この図に示す電源回路も、最大負荷電力Ｐｏ＝３００Ｗ以上に対応可能であり、また、ＡＣ１００Ｖ系ＡＣ２００Ｖ系とで動作するワイドレンジ対応とされる。なお、図２において、図１と同一部分には同一符号を付して説明を省略する。
【０１１３】
この図２に示す回路においては、先ず、一次巻線Ｎ１の一端が直列共振コンデンサＣ１を介して、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２から成るハーフブリッジ回路のスイッチング出力点（スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の接続点）と接続される。これに対して、一次巻線Ｎ１の他端は、リレースイッチＳ１の端子ｔ１と接続される。このリレースイッチは、端子ｔ１に対して端子ｔ２又は端子ｔ３が択一的に選択されるようにして、リレーＲＬ３によって切り換えが行われる。
このリレースイッチＳ１の端子ｔ２は一次側アースと接続される。端子Ｔ３は、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４から成るハーフブリッジ回路のスイッチング出力点（スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４の接続点）と接続される。
【０１１４】
リレーＲＬ３は、図示するようにして、５Ｖの低圧直流電圧のラインと、トランジスタＱ１０のコレクタとの間に挿入される。なお、リレーＲＬ３に対しては保護用のダイオードＤＬが図示する方向により並列に接続される。
トランジスタＱ１０のエミッタは、一次側アースに接続される。ベースは、トランジスタＱ５と同様にして、ツェナーダイオードＺＤ１のアノードと接続される。
【０１１５】
ここで、ＡＣ１００Ｖ系に対応して１５０Ｖ以下の交流入力電圧ＶＡＣが入力される状態においては、ツェナーダイオードＺＤ１は非導通である。これにより、トランジスタＱ５はオフ状態となるから、スイッチング素子Ｑ３は、スイッチング動作を行うことになる。
また、この場合においては、ツェナーダイオードＺＤ１は非導通であることで、トランジスタＱ１０もオフ状態となるので、リレーＲＬ３も非導通の状態となる。リレーＲＬ３が非導通である場合、リレースイッチＳ１は、端子ｔ１に対して端子ｔ３が接続されるように制御される。
このときの回路の形成状態、及びスイッチング動作は、ＡＣ１００Ｖ系のときの図１に示した回路と同じとなる。つまり、図６（ａ）〜（ｅ）の波形図によって示されるスイッチング動作である、フルブリッジ動作が得られることになる。
【０１１６】
これに対して、ＡＣ２００Ｖ系に対応して１５０Ｖ以上の交流入力電圧ＶＡＣが入力されたときには次のようになる。
この場合、ツェナーダイオードＺＤ１は導通する状態となる。これにより、トランジスタＱ５はオン状態となってスイッチング素子Ｑ３は、スイッチング動作を行わないことになる。
また、ツェナーダイオードＺＤ１が導通することで、トランジスタＱ１０もオン状態となってリレーＲＬ３も導通することになるが、これによって、リレースイッチＳ１は、端子ｔ１が端子ｔ２に接続されるようにして切り換えられる。これによっては、直列共振回路（Ｃ１／／Ｎ１）の一端が、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２から成るハーフブリッジ回路のスイッチング出力点に対して接続され、他端は、一次側アースに接地された状態が得られることになる。このようにして、リレースイッチＳ１の切り換えが行われることによって、スイッチング素子Ｑ４のドレインは、直列共振回路（Ｃ１／／Ｎ１）に対しては接続されない状態となる。そして、スイッチング素子Ｑ４は、そのハイサイドに接続されたスイッチング素子Ｑ３が上記のようにしてスイッチング動作を停止することに伴って、自身のスイッチング動作も停止されることになる。
このようにして形成される回路は、２本のスイッチング素子を備えたハーフブリッジ結合方式による電流共振形コンバータと等価となる。
つまり、このときの図２に示す回路の動作としては、スイッチング素子Ｑ１がオン／オフすると共に、スイッチング素子Ｑ２が、スイッチング素子Ｑ１に対して交互となるタイミングでオン／オフする、ハーフブリッジ動作としてのスイッチング動作が得られる。このとき、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４は、定常的にスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４はオフ状態を維持している。
このようにして、この第２の実施の形態では、ＡＣ２００系のときには、スイッチング動作として、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のうち、一方のハーフブリッジ回路を形成するスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２によるハーフブリッジ動作が得られることになる。
【０１１７】
なお、図２に示す電源回路では、一次巻線Ｎ１の端部の接続を切り換えるために電磁リレー回路（リレーＲＬ３、リレースイッチＳ１）が追加されるが、例えば図１５に示す先行技術と比較すれば、低コスト化及び基板の小型軽量化の効果は充分に得られているものである。
【０１１８】
このような構成による図２に示す電源回路としても、第１の実施の形態と同様の利点も得られるものである。さらに、この第２の実施の形態の場合、ＡＣ２００系のときには、スイッチング素子Ｑ３だけではなく、スイッチング素子Ｑ４も動作が停止されることになるから、このスイッチング素子Ｑ４によるスイッチング損失分が低減して、それだけ電力変換効率が有利となる。
具体的には、負荷電力Ｐｏ＝３００Ｗで交流入力電圧ＶＡＣ＝２３０Ｖの条件では、交流入力電力が９．４Ｗ低減し、総合電力変換効率は、９６．０％にまで向上される。
【０１１９】
続いては、第３の実施の形態としてのスイッチング電源回路の構成について、図３により説明する。なお、この図に示す電源回路において、図１及び図２と同一部分には同一符号を付して説明を省略する。
【０１２０】
この図に示す電源回路においては、リレースイッチＳ２が追加して設けられる、このリレースイッチＳ２は、端子ｔ１に対して端子ｔ２又は端子ｔ３が択一的に接続されるようにして切り換えが行われる。この場合、リレーＲＬ３は、一次巻線Ｎ１の端部の接続を切り換えるリレースイッチＳ１と、上記リレースイッチＳ２とを連動的に切り換えるようにされる。
【０１２１】
この場合、力率改善回路３を形成するために絶縁コンバータトランスＰＩＴに巻装される三次巻線Ｎ３としては、タップ出力が設けられることで、巻線部Ｎ３Ａと巻線部Ｎ３Ｂとに分割される。そして、このタップ出力が上記リレースイッチＳ２の端子ｔ３に接続される。また、巻線部Ｎ３Ｂ側の端部がリレースイッチＳ２の端子ｔ２に接続される。なお、この場合には、巻線部Ｎ３Ａ＝６Ｔ、巻線部Ｎ３Ｂ＝１Ｔの各巻数が設定される。
【０１２２】
ここで、ＡＣ１００Ｖ系に対応する１５０Ｖ以下の交流入力電圧ＶＡＣが入力されているとする。この場合、図２においても説明したように、リレーＲＬ３が非導通の状態である。このようにリレーＲＬ３が非導通である場合には、リレースイッチＳ２は、端子ｔ１に対して端子ｔ３が接続されるように制御されることになる。
これに対して、ＡＣ２００Ｖ系に対応して１５０Ｖ以上の交流入力電圧ＶＡＣが入力されてリレーＲＬ３が導通する状態となると、リレースイッチＳ２は、端子ｔ１に対して端子ｔ２が接続されるように制御されることになる。
【０１２３】
上記のようにして切り換えが行われることで、交流入力電圧ＶＡＣが１５０Ｖ以下（ＡＣ１００Ｖ系）とされる場合には、三次巻線Ｎ３の巻数が６Ｔとなり、交流入力電圧ＶＡＣが１５０Ｖ以上（ＡＣ２００Ｖ系）となる場合には、三次巻線Ｎ３の巻数が７Ｔとなるように切り換えが行われることになる。つまり、ＡＣ２００Ｖ系時には、ＡＣ１００Ｖ系時よりも、三次巻線Ｎ３の巻線数が増加するようにして切り換えが行われるようにされる
【０１２４】
三次巻線Ｎ３の巻線数が変化すれば、一次巻線Ｎ１との巻線比が変化することになって、三次巻線Ｎ３に励起されて整流電流経路に帰還されるべき交番電圧レベルも変化することになる。
そして、上記のようにして、ＡＣ２００Ｖ系時に三次巻線Ｎ３の巻線数が増加することによっては、三次巻線Ｎ３に励起される交番電圧レベルも上昇して、整流電流経路に帰還される交番電圧レベルも増加することになる。これによっては、力率改善回路３において帰還されるエネルギーが増加するために、より高い力率を得ることが可能となる。
先の第１の実施の形態の電源回路では、図８及び図９に示したように、ＡＣ１００Ｖ系時と比較した場合には、ＡＣ２００Ｖ系時の力率が低下していたものであるが、この第３の実施の形態では、この特性を改善しているものである。
【０１２５】
図１０及び図１１は、第３の実施の形態の電源回路の特性を示している。
図１０は、負荷電力Ｐｏ＝０〜３００Ｗの変動に対するＡＣ→ＤＣ電力変換効率（ηＡＣ／ＤＣ）、力率ＰＦ、及び整流平滑電圧Ｅｉの変化を示す。また、図９は、負荷電力Ｐｏ＝３００Ｗの条件の下で、ＡＣ１００Ｖ系としては交流入力電圧ＶＡＣ＝８５Ｖ〜１５０Ｖ、ＡＣ２００系としては交流入力電圧ＶＡＣ＝１７０Ｖ〜３００Ｖの変動に対するＡＣ→ＤＣ電力変換効率（ηＡＣ／ＤＣ）、力率ＰＦ、及び整流平滑電圧Ｅｉの変化を示している。また、これらの図においても、フルブリッジ動作とした場合の特性を実線により示し、ハーフブリッジ動作とした場合の特性を破線により示している。
また、この場合にも、図１０の実験結果を得るのにあたっては、フルブリッジ動作の特性は交流入力電圧ＶＡＣ＝１００Ｖで一定とした条件で、また、ハーフブリッジ動作の特性は、交流入力電圧ＶＡＣ＝２３０Ｖで一定とした条件で実験を行った。また、図１１に示す実験結果は、負荷電力Ｐｏ＝３００Ｗで一定とした条件で実験を行って得た。
【０１２６】
これらの図１０及び図１１と、先の第１の実施の形態の電源回路の特性図を示した図８及び図９と比較して分かるように、第３の実施の形態の電源回路では、ＡＣ２００Ｖ系に対応するハーフブリッジ動作時において、特に重負荷の条件となるのに従って、力率が向上されていることがわかる。そして、実際の測定結果としては、交流入力電圧ＶＡＣ＝２３０Ｖ時において、負荷電力Ｐｏ＝１２５Ｗ〜３００Ｗの範囲にわたって、力率ＰＦ＝０．７５以上を維持していることが確認された。
【０１２７】
また、図１０及び図１１と、図８及び図９とを比較してみると、第３の実施の形態では、ＡＣ２００Ｖ系時におけるＡＣ→ＤＣ電力変換効率（ηＡＣ／ＤＣ）も向上していることが分かる。
これは、第３の実施の形態の電源回路においても、リレースイッチＳ１による切り換えによって、ＡＣ２００Ｖ系時においてはスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４が共に動作を停止することによって、スイッチング素子Ｑ４による電力損失が無くなったことに依る。従って、この図１０及び図１１に示すＡＣ→ＤＣ電力変換効率（ηＡＣ／ＤＣ）の特性については、先の第２の実施の形態としての電源回路においても同様の特性が得られる。
【０１２８】
なお、第３の実施の形態として示した、三次巻線Ｎ３の巻線数を切り換える構成は、図１に示した第１の実施の形態としての電源回路の構成に対して付加してもよいものである。
【０１２９】
また、本発明としては、これまでに説明した電源回路の構成に限定されるものではない。
先ず、第１の実施の形態においては、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４から成るハーフブリッジ回路におけるハイサイドのスイッチング素子Ｑ３のスイッチング動作を停止させることでハーフブリッジ動作を得るようにしている。しかしながら、これに代えて、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２から成るハーフブリッジ回路におけるハイサイドのスイッチング素子Ｑ１のスイッチング動作を停止させるようにしても、同様にして残る３石のスイッチング素子によるハーフブリッジ動作が得られるものである。
また、第２及び第３の実施の形態においても、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４から成るハーフブリッジ回路に代えて、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２から成るハーフブリッジ回路のスイッチング動作を停止させて、スイッチング動作をハーフブリッジ動作とするようにしてもよいものである。
つまり、本発明としての第１と第２のハーフブリッジ回路の関係は、相対的なものである。例えばスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の組を第１のハーフブリッジ回路であるとすれば、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４の組が第２のハーフブリッジ回路となる。逆に、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４の組を第１のハーフブリッジ回路であるとすれば、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の組が第２のハーフブリッジ回路となる。
【０１３０】
また、スイッチング素子としては、例えばＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ　Ｇａｔｅ　Ｂｉｐｏｌａｒ　Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）など、他励式に使用可能な素子であれば採用が可能である。また、先に説明した各部品素子の定数なども、実際の条件等に応じて変更されて構わない。また、例えば絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側において二次側直流出力電圧を生成するための回路構成としても、適宜変更されて構わない。
【０１３１】
さらには、力率改善回路３の構成としても、上記各実施の形態として示したもの以外に限定されるものではなく、これまでに本出願人が提案してきた各種の電圧帰還方式による回路構成を適用してもよいものとされる。
【０１３２】
【発明の効果】
以上説明したようにして本発明は、力率改善機能を備えるワイドレンジ対応のスイッチング電源回路として、アクティブフィルタを備えない構成を採る。これにより、例えばアクティブフィルタによって力率改善を図る場合よりも電力変換効率が向上されるという効果を有している。
【０１３３】
また、本発明の電源回路としては、アクティブフィルタを構成するための多数の部品素子が不要となる。また、電源回路を構成する電流共振形コンバータ、及び力率改善回路はソフトスイッチング動作であり、スイッチングノイズが大幅に低減されるから、ノイズフィルタを強化する必要もなくなる。
このために、先行技術と比較しては、部品点数が大幅に削減されることになって、電源回路サイズの小型／軽量化を図るすることが可能となる。また、それだけコストダウンが図られることにもなる。
【０１３４】
さらには、アクティブフィルタが省略されたことで、一次側アース電位の干渉が無くなるので、一次側アース電位も安定することとなって、信頼性が向上する。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施の形態としてのスイッチング電源回路の構成例を示す回路図である。
【図２】第２の実施の形態としてのスイッチング電源回路の構成例を示す回路図である。
【図３】第３の実施の形態としてのスイッチング電源回路の構成例を示す回路図である。
【図４】実施の形態の電源回路に備えられるドライブトランスの構造例を示す断面図である。
【図５】実施の形態の電源回路に備えられるドライブトランスの構造例を示す断面図である。
【図６】実施の形態の電源回路におけるスイッチング素子のゲート−ソース間電圧を示す波形図である。
【図７】本実施の形態の要部の動作を、商用交流電源周期により示す波形図である。
【図８】第１の実施の形態の電源回路についての、負荷変動に対する力率、電力変換効率、整流平滑電圧レベルの特性を示す図である。
【図９】第１の実施の形態の電源回路についての、交流入力電圧の変化に対する力率、電力変換効率、整流平滑電圧レベルの特性を示す図である。
【図１０】第３の実施の形態の電源回路についての、負荷変動に対する力率、電力変換効率、整流平滑電圧レベルの特性を示す図である。
【図１１】第３の実施の形態の電源回路についての、交流入力電圧の変化に対する力率、電力変換効率、整流平滑電圧レベルの特性を示す図である。
【図１２】アクティブフィルタの基本的回路構成を示す回路図である。
【図１３】図１２に示すアクティブフィルタにおける動作を示す波形図である。
【図１４】アクティブフィルタのコントロール回路系の構成を示す回路図である。
【図１５】先行技術として、アクティブフィルタを実装した電源回路の構成例を示す回路図である。
【符号の説明】
１　制御回路、２　コントロールＩＣ、３　力率改善回路、Ｄｉ　ブリッジ整流回路、Ｃｉ　平滑コンデンサ、Ｑ１〜Ｑ４　スイッチング素子、ＣＤＴ−１，ＣＤＴ−２　ドライブトランス、ＰＩＴ　絶縁コンバータトランス、Ｃ１　一次側直列共振コンデンサ、Ｃｐ１，Ｃｐ２　部分共振コンデンサ、Ｎ１　一次巻線（絶縁コンバータトランス）、Ｎ１１，Ｎ２１　一次巻線（ドライブトランス）、Ｎ１２，Ｎ２２　二次巻線（ドライブトランス）、Ｃ３Ａ，Ｃ３Ｂ　コンデンサ、Ｒ３Ａ，Ｒ３Ｂ　抵抗、Ｒ１１，Ｒ２１，Ｒ３１，Ｒ４１　ゲート抵抗、Ｒ１２，Ｒ２２，Ｒ３２，Ｒ４２　ゲート−ソース間抵抗、Ｒ４，Ｒ５，Ｒ６　分圧抵抗、ＺＤ１　ツェナーダイオード、Ｑ５，Ｑ１０　トランジスタ、ＲＬ３　リレー、Ｓ１，Ｓ２　リレースイッチ、Ｌ２０　インダクタ、Ｄ１，Ｄ２　高速リカバリ型ダイオード、ＣＮ　フィルタコンデンサ、Ｎ３　三次巻線、Ｎ３Ａ，Ｎ３Ｂ　巻線部、ＬＦＴ　ラインフィルタトランス、ＣＬアクロスコンデンサ[0001]
TECHNICAL FIELD OF THE INVENTION
The present invention relates to a switching power supply circuit including a circuit for improving a power factor.
[0002]
[Prior art]
In recent years, with the development of switching elements capable of withstanding relatively large currents and voltages at high frequencies, most power supply circuits that rectify commercial power and obtain a desired DC voltage are switching-type power supply circuits. .
The switching power supply circuit is used as a power source for various electronic devices as a high-power DC-DC converter while increasing the switching frequency to reduce the size of a transformer and other devices.
[0003]
By the way, generally, when a commercial power supply is rectified, the current flowing through the smoothing circuit has a distorted waveform, and thus a problem arises in that the power factor indicating the power use efficiency is impaired.
In addition, there is a need for a countermeasure for suppressing harmonics generated due to a distorted current waveform.
[0004]
Therefore, as a power factor improving means for improving a power factor in a switching power supply circuit, there is known a method of providing a PWM control type boosting converter in a rectifying circuit system and providing a so-called active filter for bringing the power factor close to one.
[0005]
The circuit diagram of FIG. 12 shows the basic configuration of such an active filter. In this figure, a bridge rectifier circuit Di is connected to a commercial AC power supply AC. An output capacitor Cout is connected in parallel to the positive / negative line of the bridge rectifier circuit Di. By supplying the rectified output of the bridge rectifier circuit Di to the output capacitor Cout, a DC voltage Vout is obtained as a voltage across the output capacitor Cout. This DC voltage Vout is supplied as an input voltage to a load 10 such as a DC-DC converter at the subsequent stage.
[0006]
As shown in the figure, the configuration for improving the power factor includes an inductor L, a fast recovery type diode D, a resistor Ri, a switching element Q, and a multiplier 11.
The inductor L and the diode D are connected in series and inserted between the positive output terminal of the bridge rectifier circuit Di and the positive terminal of the output capacitor Cout.
The resistor Ri is inserted between the negative output terminal (primary ground) of the bridge rectifier circuit Di and the negative terminal of the output capacitor Cout.
In this case, a MOS-FET is selected as the switching element Q1, and the switching element Q1 is inserted between the connection point between the inductor L and the diode D and the primary side ground as shown in the figure.
[0007]
To the multiplier 11, a current detection line LI and a waveform input line Lw are connected as a feedforward circuit, and a voltage detection line LV is connected as a feedback circuit.
The multiplier 11 detects a rectified current level input from the current detection line LI and flowing to the negative output terminal of the bridge rectifier circuit Di.
Further, a rectified voltage waveform at the positive output terminal of the bridge rectifier circuit Di, which is input from the waveform input line Lw, is detected. This means that the waveform of the commercial AC power supply AC (AC input voltage) is converted into an absolute value and detected.
Further, a fluctuation difference of the DC input voltage is detected based on the DC voltage Vout of the output capacitor Cout input from the voltage detection line LV.
Then, a drive signal for driving the switching element Q is output from the multiplier 11.
[0008]
A rectified current flowing from the current detection line LI to the multiplier 11 is input to the negative output terminal of the bridge rectifier circuit Di. The multiplier 11 detects a rectified current level input from the current detection line LI. Further, a fluctuation difference of the DC input voltage is detected based on the DC voltage Vout of the output capacitor Cout input from the voltage detection line LV. Further, a rectified voltage waveform at the positive output terminal of the bridge rectifier circuit Di, which is input from the waveform input line Lw, is detected. This means that the waveform of the commercial AC power supply AC (AC input voltage) is converted into an absolute value and detected.
[0009]
First, the multiplier 11 multiplies the rectified current level detected from the current detection line LI as described above by the variation difference of the DC input voltage detected from the voltage detection line LV. Then, a current command value having the same waveform as the AC input voltage VAC is generated based on the result of the multiplication and the waveform of the AC input voltage detected from the waveform input line Lw.
[0010]
Further, the multiplier 11 in this case compares the current command value with the actual AC input current level (detected based on the input from the current detection line L1), and performs PWM control on the PWM signal according to the difference. To generate a drive signal based on the PWM signal. Then, the switching element Q is switched by the drive signal. As a result, the AC input current is controlled so as to have the same waveform as the AC input voltage, so that the power factor approaches 1 and the power factor is improved. Further, in this case, the current command value generated by the multiplier is controlled so that the amplitude changes in accordance with the fluctuation difference of the rectified smoothed voltage, so that the fluctuation of the rectified smoothed voltage is also suppressed. .
[0011]
FIG. 13A shows the input voltage Vin and the input current Iin input to the active filter circuit shown in FIG. The voltage Vin corresponds to a voltage waveform as a rectified output of the bridge rectifier circuit Di, and the current Iin corresponds to a current waveform as a rectified output of the bridge rectifier circuit Di. Here, the waveform of the current Iin has the same conduction angle as the rectified output voltage (voltage Vin) of the bridge rectifier circuit Di, which is the waveform of the AC input current flowing from the commercial AC power supply AC to the bridge rectifier circuit Di. Also shows that the conduction angle is the same as the current Iin. That is, a power factor close to 1 is obtained.
[0012]
FIG. 13B shows a change in energy (power) Pchg input / output to / from the output capacitor Cout. The output capacitor Cout stores energy when the input voltage Vin is high, and releases energy when the input voltage Vin is low to maintain the flow of output power.
FIG. 13C shows the waveform of the charge / discharge current Ichg for the output capacitor Cout. This charge / discharge current Ichg flows in accordance with the operation of storing / discharging the energy Pchg in the output capacitor Cout, as can be seen from the fact that the waveform of the input / output energy Pchg in FIG. It is a current.
[0013]
The charging / discharging current Ichg has a waveform substantially the same as the second harmonic of the AC line voltage (commercial AC power supply AC), different from the input current Vin. As shown in FIG. 13D, a ripple voltage Vd occurs in the second harmonic component of the AC line voltage due to the flow of energy between the AC line voltage and the output capacitor Cout. This ripple voltage Vd has a phase difference of 90 ° with respect to the charge / discharge current Ichg shown in FIG. The rating of the output capacitor Cout is made to take into account the handling of the second harmonic ripple current and the high frequency ripple current from the boost converter switch that modulates the current.
[0014]
FIG. 14 shows a configuration example of an active filter having a basic control circuit system based on the circuit configuration of FIG. The same parts as those in FIG. 12 are denoted by the same reference numerals and description thereof will be omitted.
A switching pre-regulator 15 is provided between the positive output terminal of the bridge rectifier circuit Di and the positive terminal of the output capacitor Cout. The switching pre-regulator 15 is a portion formed by the switching element Q, the inductor L, the diode D, and the like in FIG.
[0015]
The control circuit system including the multiplier 11 further includes a voltage error amplifier 12, a divider 13, and a squarer 14.
In the voltage error amplifier 12, the DC voltage Vout of the output capacitor Cout is divided by the voltage dividing resistors Rvo-Rvd and input to the non-inverting input of the operational amplifier 15. The reference voltage Vref is input to the inverting input of the operational amplifier 15. The operational amplifier 15 amplifies a voltage of a level corresponding to the error of the divided DC voltage Vout with respect to the reference voltage Vref by an amplification factor determined by the feedback resistor Rvl and the capacitor Cvl, and outputs the amplified voltage as the error output voltage Vvea. Output to
[0016]
The squarer 14 receives a so-called feedforward voltage Vff. The feedforward voltage Vff is an output (average input voltage) obtained by averaging the input voltage Vin by the averaging circuit 16 (Rf11, Rf12, Rf13, Cf11, Cf12). The squarer 14 squares the feedforward voltage Vff and outputs the result to the divider 13.
[0017]
The divider 13 divides the error output voltage Vvea from the voltage error amplifier 12 by the square value of the average input voltage output from the squarer 14. A signal as a result of the division is output to the multiplier 11.
That is, the voltage loop includes a system of the squarer 14, the divider 13, and the multiplier 11. The error output voltage Vvea output from the voltage error amplifier 12 is divided by the square of the average input voltage (Vff) before being multiplied by the rectified input signal Ivac in the multiplier 11. With this circuit, the gain of the voltage loop is kept constant without changing as the square of the average input voltage (Vff). The average input voltage (Vff) has the function of open loop correction that is forwarded in the voltage loop.
[0018]
The output obtained by dividing the error output voltage Vvea by the divider 11 and the rectified output (Iac) of the positive output terminal (rectified output line) of the bridge rectifier circuit Di via the resistor Rvac are input to the multiplier 11. Here, the rectified output is shown not as a voltage but as a current (Iac). The multiplier 11 generates and outputs a current programming signal (multiplier output signal) Imo by multiplying these inputs. This corresponds to the current command value described with reference to FIG. The output voltage Vout is controlled by varying the average amplitude of the current programming signal. That is, a PWM signal corresponding to the change in the average amplitude of the current programming signal is generated, and switching drive is performed by a drive signal based on the PWM signal, thereby controlling the level of the output voltage Vout.
Thus, the current programming signal has an average amplitude waveform that controls the input and output voltages. Note that the active filter controls not only the output voltage Vout but also the input current Vin. And since the current loop in the feedforward circuit can be said to be programmed by the rectified line voltage, the input to the downstream converter (load 10) becomes resistive.
[0019]
FIG. 15 shows an example of the configuration of a power supply circuit in which a current resonance type converter is connected to the subsequent stage of the active filter based on the configuration shown in FIG. The power supply circuit shown in this figure is compatible with a so-called wide range, which is compatible with both AC 100 V and AC 200 V AC input voltages. In addition, a configuration capable of coping with a load power of 300 W or more is adopted. The current resonance type converter employs a separately excited half-bridge coupling system.
[0020]
In the power supply circuit shown in FIG. 15, two sets of line filter transformers LFT, LFT and three sets of crossing capacitors CL are connected to a commercial AC power supply AC in the connection mode shown, and a bridge rectifier is provided at a subsequent stage. The circuit Di is connected.
A rectification output line of the bridge rectification circuit Di is connected to a normal mode noise filter 4 formed by connecting one set of choke coil LN and two sets of filter capacitors (film capacitors) CN, CN as illustrated. Is done.
[0021]
The positive output terminal of the bridge rectifier circuit Di is connected to the positive terminal of the smoothing capacitor Ci via the series connection of the choke coil LN, the inductor Lpc of the power choke coil PCC, and the high-speed recovery type rectifier diode D10. This smoothing capacitor Ci corresponds to the output capacitor Cout in FIGS. The inductor Lpc and the diode D10 of the power choke coil PCC correspond to the inductor L and the diode D shown in FIG. 12, respectively.
Further, an RC snubber circuit including a capacitor Csn and a resistor Rsn is connected in parallel to the rectifier diode D10 in FIG.
[0022]
A set of switching elements including switching elements Q6 and Q7 corresponds to switching element Q10 in FIG. That is, in actually mounting the switching elements of the active filter, in this case, two switching elements Q6 and Q7 are set as one set, and these switching elements Q6 and Q7 are respectively connected to the power choke coil Lpc and the high-speed It is arranged to be inserted in parallel between the connection point of the recovery type rectifier diode D10 and the primary side ground (negative rectification output line).
[0023]
The reason why two switching elements are provided in this way is to ensure reliability.
That is, for example, under the condition that the AC input voltage VAC is 100 V or less, the drain current flowing through the switching element becomes extremely high as about 14 Ap in total. Therefore, the peak level of the drain current flowing through each switching element is suppressed by connecting two switching elements in parallel.
In this case, a MOS-FET is selected as the switching elements Q6 and Q7. Gate-source resistors R52 and R54 are connected between the gates and sources of the switching elements Q6 and Q7, respectively.
[0024]
In this case, the active filter control circuit 20 controls the operation of the active filter for improving the power factor so that the power factor approaches 1, and is, for example, a single integrated circuit (IC).
In this case, the active filter control circuit 20 includes a multiplier, a divider, an error voltage amplifier, a PWM control circuit, and a drive circuit that outputs a drive signal for driving a switching element. Circuit parts corresponding to the multiplier 11, the error voltage amplifier 12, the divider 13, and the squarer 14 shown in FIG. 14 are mounted in the active filter control circuit 20.
[0025]
In this case, the feedback circuit is formed so that the voltage value obtained by dividing the voltage (rectified smoothed voltage Ei) across the smoothing capacitor Ci by the voltage dividing resistors R55, R56 and R57 is input to the terminal T1 of the active filter control circuit 20. Is done.
[0026]
In the feedforward circuit, first, a rectified output is input to the terminal T3 via the resistor R58. This forms a corresponding feedforward circuit for the detection of the AC input voltage waveform and the averaging circuit.
Also, a rectified current level is input to a terminal T6 via a resistor R60 from a connection point between a negative output terminal of the bridge rectifier circuit Di and a resistor R61 inserted between the primary side ground. That is, a feedforward circuit is formed as a line corresponding to the current detection line LI in FIG.
[0027]
A rectified output of the positive electrode of the bridge rectifier circuit Di via the starting resistor Rs is input to the terminal T4 as a starting voltage. The active filter control circuit 20 is activated by the activation voltage input to the terminal T4 when the power is activated.
In the power choke coil PCC, a winding N5 that is transformer-coupled to the inductor Lpc is wound. The alternating voltage excited in the winding N5 is converted into a predetermined low-voltage DC voltage by a half-wave rectifier circuit including a diode D11 and a capacitor C11. The low-voltage DC voltage is also input to the terminal T4. I have. After being activated by the activation voltage, the active filter control circuit 20 operates by inputting this low-voltage DC voltage as a power supply.
The terminal T5 is connected to the primary side ground via the resistor R59.
[0028]
A drive signal for driving the switching element is output from the terminal T2. The terminal T2 is connected to a so-called totem pole circuit including transistors Q21 and Q21 and a Zener diode ZD. In this case, the totem pole circuit amplifies the drive signals to obtain the power required to drive the two switching elements Q6 and Q7 with one drive signal, and, as is well known, a MOS-FET The switching elements Q6 and Q7 are stably switched at a high speed.
The drive signal output from the totem pole circuit branches and is output to the gates of switching elements Q6 and Q7 via resistors R51 and R53, respectively.
In the switching element Q6, a gate voltage is generated across the gate-source resistor R52 in accordance with the drive signal applied as described above. The switching operation is performed by turning on when the gate voltage is equal to or higher than the threshold and turning off when the gate voltage is equal to or lower than the threshold.
Similarly, the switching element Q7 performs the switching operation at the same on / off timing as the switching element Q6 in response to the gate voltage, which is the voltage across the gate-drain resistor R54, changing over the threshold value / below by the drive signal. Do.
[0029]
The switching drive of the switching elements Q6 and Q7 is performed by PWM so that the conduction angle of the rectified output current becomes substantially the same as the rectified output voltage waveform as described with reference to FIGS. This is performed by a drive signal based on control. The fact that the conduction angle of the rectified output current is substantially equal to the conduction angle of the rectified output voltage waveform means that the conduction angle of the AC input current flowing from the commercial AC power supply AC is substantially the same as that of the AC input voltage VAC. Angle, and as a result, the power factor is controlled to be approximately 1. That is, the power factor is improved. In practice, the characteristic that the power factor PF is 0.99 to 0.98 is obtained.
[0030]
Further, depending on the active filter control circuit 20 shown in FIG. 15, the average value of the rectified and smoothed voltage Ei (corresponding to Vout in FIG. 14) = 375 V is converted into a constant voltage in the range of AC input voltage VAC = 85 V to 264 V. It works as well. In other words, a DC input voltage stabilized at 375 V is supplied to the subsequent-stage current resonance type converter regardless of the fluctuation range of the AC input voltage VAC = 85 V to 264 V.
The range of the AC input voltage VAC = 85 V to 264 V continuously covers the commercial AC power supply AC 100 V system and 200 V system. Therefore, the switching converter at the subsequent stage includes the commercial AC power supply AC 100 V system and 200 V system. , The DC input voltage (Ei) stabilized at the same level is supplied. That is, the power supply circuit shown in FIG. 15 includes an active filter, and thus is configured as a wide-range power supply circuit.
[0031]
As shown, the current resonance type converter at the subsequent stage of the active filter includes two switching elements Q1 and Q2. In this case, the switching element Q1 is on the high side, and the switching element Q2 is on the low side, and is half-bridge connected, and connected in parallel with the rectified smoothed voltage Ei (DC input voltage). That is, a current resonance type converter based on the half bridge coupling system is formed.
[0032]
In this case, the current resonance type converter is a separately excited type, and correspondingly, the switching elements Q1 and Q2 use MOS-FETs. Clamp diodes DD1 and DD2 are connected in parallel to these switching elements Q1 and Q2, respectively, thereby forming a switching circuit. These clamp diodes DD1 and DD2 form a path through which a reverse current flows when the switching elements Q1 and Q2 are turned off.
The switching elements Q1 and Q2 are switched and driven by the drive circuit 21 at a required switching frequency at alternately on / off timings. Further, the drive circuit 21 variably controls the switching frequency according to the level of a secondary-side DC output voltage Eo described later, thereby stabilizing the secondary-side DC output voltage Eo.
[0033]
The insulating converter transformer PIT is provided for transmitting the switching output of the switching elements Q1 and Q2 from the primary side to the secondary side.
One end of the primary winding N1 of the insulating converter transformer PIT is connected to a connection point (switching output point) of the switching elements Q1 and Q2, and the other end is connected to the primary side via a series resonance capacitor C1. Connected to earth. Here, the series resonance capacitor C1 forms a series resonance circuit by its own capacitance and the leakage inductance (L1) of the primary winding N1. This series resonance circuit causes a resonance operation when the switching outputs of the switching elements Q1 and Q2 are supplied, whereby the operation of the switching circuit including the switching elements Q1 and Q2 is a current resonance type.
[0034]
A secondary winding N2 is wound on the secondary side of the insulating converter transformer PIT.
In this case, the secondary winding N2 is provided with a center tap as shown in the drawing and connected to the secondary side ground, and then comprises rectifier diodes DO1 and DO2 and a smoothing capacitor CO as shown. Connects both-wave rectifier circuit. As a result, the secondary DC output voltage EO is obtained as the voltage across the smoothing capacitor CO. The secondary DC output voltage EO is supplied to a load (not shown), and is also branched and input as a detection voltage for the drive circuit 21. As described above, the drive circuit 21 changes the switching frequency based on the level of the input secondary-side DC output voltage EO so as to stabilize the secondary-side DC output voltage EO. The elements Q1 and Q2 are driven. That is, stabilization is performed by the switching frequency control method.
[0035]
[Problems to be solved by the invention]
As can be understood from the above description, the power supply circuit shown in FIG. 15 as the prior art is configured by mounting the conventionally known active filter shown in FIGS. By adopting such a configuration, the power factor is improved. Further, under the condition of a load power of 300 W or more, it operates on a commercial AC power supply of AC 100 V system and AC 200 V system, which is a so-called wide range compatible.
[0036]
However, the power supply circuit having the configuration shown in FIG. 15 has the following problem.
As shown in FIG. 15, the power conversion efficiency of the power supply circuit shown in FIG. 15 includes the AC-DC power conversion efficiency (ηAC → DC) corresponding to the active filter of the preceding stage and the DC conversion of the current resonance type converter of the subsequent stage. −DC power conversion efficiency (ηDC → DC).
Then, under the condition of AC input voltage VAC = 100 V corresponding to the AC 100 V system, ηAC → DC = 94%, ηDC → DC = 96%, and the total efficiency is 90.2%. On the other hand, under the condition of AC input voltage VAC = 240 V corresponding to the AC 200 V system, ηAC → DC = 97%, ηDC → DC = 96%, and the total efficiency is 93.1%. That is, when the AC input voltage VAC is 100 V, the power conversion efficiency on the active filter circuit side is reduced, and the overall efficiency is reduced when the AC input voltage VAC is 240 V.
[0037]
Further, since the active filter circuit performs a hard switching operation, the noise generation level is extremely large, so that relatively heavy noise suppression measures are required.
Therefore, in the circuit shown in FIG. 15, a noise filter is formed on the line of the commercial AC power supply AC by two sets of line filter transformers LFT and three sets of cross capacitors. That is, two or more stages of line noise filters are required.
A normal mode noise filter including one set of choke coil LN and two sets of filter capacitors CN is provided for the rectified output line. Further, an RC snubber circuit is provided for the rectifying fast recovery diode D10.
In this way, an actual circuit requires noise countermeasures with a very large number of components, which leads to an increase in cost and an increase in the mounting area of the power supply circuit board.
[0038]
Further, as described above, in the circuit shown in FIG. 15, the peak level of the drain current flowing through the switching element increases when the AC input voltage VAC is 100 V or less, so that the switching element of the MOS-FET is a switching element. It is necessary to connect the two Q6 and Q7 in parallel to ensure reliability.
Thus, in the circuit shown in FIG. 15, two switching elements are connected in parallel. However, on the other hand, the active filter control circuit 20 as a general-purpose IC has only one terminal T2 as an output terminal of a drive signal. For this purpose, it is necessary to split the drive signal output from the active filter control circuit 20 into two and apply it to each of the switching elements Q6 and Q7. It is difficult to drive. Therefore, as shown in FIG. 15, a totem pole circuit including the transistors Q21 and Q22 is required, but this also increases the number of components.
[0039]
Further, while the switching frequency of the switching elements Q6 and Q7 operated by the active filter control circuit 20 as a general-purpose IC is 50 KHz, the switching frequency of the subsequent current resonance type converter is in the range of 70 KHz to 150 KHz. . As a result, there is also a problem that the primary side ground potentials interfere with each other and the operation as a power supply circuit tends to be unstable.
[0040]
[Means for Solving the Problems]
In view of the above-described problem, the present invention is configured as a switching power supply circuit as follows.
That is, by rectifying the commercial AC power supply by the equal-size voltage rectification operation and charging the rectified current to one smoothing capacitor, a DC input voltage of a level corresponding to the same as the commercial AC power supply level at both ends of the smoothing capacitor is provided. And a rectifier circuit that generates
Further, a rectified and smoothed voltage is input as a DC input voltage to perform a switching operation, and a first half-bridge circuit formed by half-bridge coupling a high-side switching element and a low-side switching element; A full bridge connection, comprising a second half-bridge circuit, formed by connecting the first half-bridge circuit and the second half-bridge circuit in parallel between the DC input voltage and the primary side ground; Switching means.
Further, a switching drive unit for switchingly driving each switching element is provided.
Further, at least a primary winding to which a switching output obtained by the switching operation of the switching means is supplied, and a secondary winding to which an alternating voltage as a switching output obtained in the primary winding is excited are wound. And an insulating converter transformer formed.
Further, at least the primary inductance is formed by the leakage inductance component of the primary winding of the insulating converter transformer and the capacitance of the primary side series resonance capacitor connected in series to the primary winding, and the operation of the switching means is a current resonance type. A resonance circuit is provided.
Further, of the two switching elements forming each half-bridge circuit, the capacitance is formed by the capacitance of the partial voltage resonance capacitor connected in parallel to one of the switching elements and the leakage inductance component of the primary winding of the insulating converter transformer. And a primary-side partial voltage resonance circuit capable of obtaining a voltage resonance operation only in accordance with the timing at which each switching element is turned on and off.
In addition, there is provided a DC output voltage generating means configured to generate a secondary side DC output voltage by inputting an alternating voltage obtained to a secondary winding of the insulating converter transformer and performing a rectification operation.
In addition, a constant voltage control for the secondary DC output voltage is performed by controlling the switching drive unit in accordance with the level of the secondary DC output voltage and varying the switching frequency of the switching unit. And a voltage control unit.
Also, the switching operation of the switching means is switched between a full-bridge operation in which a full-bridge-coupled switching element performs an on / off operation and an on-off operation in accordance with a half-bridge-coupled switching element in accordance with the level of the commercial AC power supply. Switching control means for switching to the half-bridge operation to be performed.
Further, at least a series connection circuit of an inductor, a high-speed recovery type diode element, and a tertiary winding wound on the primary side of the insulating converter transformer, which is inserted into a rectification current path between the rectification circuit and the smoothing capacitor. And a power factor improving circuit comprising:
The switching drive means includes a first drive signal corresponding to a required frequency and a second drive signal corresponding to a required frequency as waveforms having a phase difference of 180 ° with each other as drive signals for switchingly driving the switching elements. A drive signal generation circuit that generates and outputs a drive signal; a high-side switching element of the first half-bridge circuit and a low-side switching element of the second half-bridge circuit based on the first drive signal , A first driving circuit that performs switching driving so as to have the same ON / OFF timing, a low-side switching element of the first half-bridge circuit, and a high-level switching element of the second half-bridge circuit based on the second drive signal. Switch so that the switching elements on the side have the same on / off timing Graying drive, it was decided and a second driving circuit.
[0041]
According to the above configuration, the switching power supply circuit of the present invention employs, as a primary-side switching converter, a configuration in which a partial resonance voltage circuit is combined with a full-bridge coupling type current resonance type converter. The power factor is improved by switching the switching output transmitted to the tertiary winding wound around the isolated converter transformer into voltage feedback to the rectification current path to interrupt the rectification current, thereby increasing the conduction angle of the AC input current. Then, a configuration for improving the power factor is adopted.
In addition, when the switching element is driven for switching, one drive signal generation circuit generates a first drive signal and a second drive signal having a phase difference of 180 ° from each other. .
Then, based on the first drive signal, the high-side switching element of the first half-bridge circuit and the low-side switching element of the second half-bridge circuit, which should form the same pair of on / off timings And switching drive.
The low-side switching element of the first half-bridge circuit and the high-side switching element of the second half-bridge circuit are to be in the same on / off timing set on the other side based on the second drive signal. And switching drive.
According to such a configuration, it is possible to drive two switching elements that should be the same pair of on / off timings based on one first drive signal. Similarly, it is possible to drive the other two switching elements that are to be the same pair of on / off timings based on one second drive signal.
In contrast to this configuration, in the present embodiment, the rectifying and smoothing means for rectifying and smoothing the commercial AC power supply and supplying the DC input voltage (rectified smoothed voltage) to the switching converter corresponds to the same size as the commercial AC power supply. The switching operation is switched between a full-bridge operation and a half-bridge operation in accordance with the level of a commercial AC power supply.
Thus, for example, when a power supply circuit including a power factor correction circuit is configured to support a wide range, it is not necessary to include an active filter for stabilizing a DC input voltage to a switching converter.
[0042]
BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION
FIG. 1 shows a configuration of a switching power supply circuit according to a first embodiment of the present invention. The power supply circuit shown in this figure can support a load power Po of 300 W or more, as well as the circuit shown in FIG. 15 as a prior art, and is compatible with a wide range operating with a commercial AC power supply of 100 V AC and 200 V AC. Is adopted.
[0043]
In the power supply circuit shown in FIG. 1, first, a bridge rectifier circuit Di composed of four low-speed recovery type rectifier diodes is connected to a commercial AC power supply AC line.
A positive output terminal of the bridge rectifier circuit Di is connected to a positive terminal of the smoothing capacitor Ci via a high-speed recovery type diode D2 which forms a power factor correction circuit 3 described later. As a result, the smoothing capacitor Ci is charged and discharged with the rectified current by the full-wave rectifying operation of the bridge rectifier circuit Di, and the rectified smoothed voltage Ei is obtained as a voltage across the smoothing capacitor Ci. This rectified smoothed voltage Ei has a level corresponding to an equal multiple of the AC input voltage VAC. That is, a DC input voltage is obtained by the equal-voltage rectification operation, and this DC input voltage is input to a current-resonant converter at a subsequent stage.
[0044]
The current resonance type converter shown in this figure adopts a configuration of a separately excited full bridge coupling system. In addition, four switching elements Q1, Q2, Q3, and Q4 are provided corresponding to the full bridge coupling method. In this case, a voltage-driven MOS-FET is selected for each of the switching elements Q1 to Q4 in response to being separately excited.
[0045]
The drain of switching element Q1 is connected to a line of rectified smoothed voltage Ei (DC input voltage). The source of switching element Q1 is connected to the drain of switching element Q2. The source of the switching element Q2 is connected to the primary side ground.
That is, the switching elements Q1 and Q2 are connected in series such that the switching element Q1 is on the high side and the switching element Q2 is on the low side so as to be half-bridge-coupled. 1 half-bridge circuit).
[0046]
Similarly, the drain of switching element Q3 is connected to the line of rectified smoothed voltage Ei (DC input voltage), and the source is connected to the drain of switching element Q4. The source of the switching element Q4 is connected to the primary side ground. That is, the switching elements Q3 and Q4 are connected in a half-bridge connection such that the switching element Q3 is on the high side and the switching element Q4 is on the low side, and another set of half-bridge circuits (second half-bridge circuits) To form
According to such a connection mode, two sets of half-bridge circuits each including a set of switching elements [Q1, Q2] and a set of switching elements [Q3, Q4] are connected to the line of the DC input voltage (Ei) and the primary circuit. It is inserted in parallel between the side grounds. As a result, a switching circuit system of a full bridge coupling system is formed.
[0047]
Further, a clamp diode DD1 is connected in parallel between the drain and the source of the switching element Q1. The anode and cathode of the clamp diode DD1 are connected to the source and drain of the switching element Q1, respectively. The clamp diode DD1 forms a set of switching circuits together with the switching element Q1, and forms a path through which a reverse current flows when the switching element Q1 is turned on.
In a similar connection manner, clamp diodes DD2, DD3, and DD4 are connected in parallel to switching elements Q2, Q3, and Q4, respectively.
[0048]
Further, a gate-source resistor R12 is connected between the gate and the source of the switching element Q1. Similarly, gate-source resistors R22, R32, and R42 are connected to switching elements Q2, Q3, and Q4.
[0049]
Partial resonance capacitors Cp1 and Cp2 are connected in parallel between the drain and source of the low-side switching elements Q2 and Q4 in each half-bridge circuit.
A parallel resonance circuit (partial voltage resonance circuit) is formed depending on the capacitance of the partial resonance capacitors Cp1 and Cp2 and the leakage inductance component L1 of the primary winding N1 of the insulating converter transformer PIT described later.
By forming the partial voltage resonance circuit in this way, a partial voltage resonance operation in which the voltage resonates only in a short period of time when the switching elements Q1 to Q4 are turned on / off is obtained.
The configuration of the switching drive circuit system for these switching elements Q1 to Q4 will be described later.
[0050]
The insulating converter transformer PIT transmits the switching output of the switching elements Q1 to Q4 to the secondary side.
Although the illustration of the structure of the insulating converter transformer PIT is omitted here, for example, a primary winding N1 and a secondary winding N2 are formed corresponding to the primary side and the secondary side with respect to an EE type core. And is wound around each of the divided regions. In the insulating converter transformer PIT in this case, a tertiary winding N3 is also wound on the primary side as shown in the figure. The tertiary winding N3 in this case forms a power factor improvement circuit 3 described later.
[0051]
One end of the primary winding N1 of the insulating converter transformer PIT is connected to a connection point (switching output point) between the source of the switching element Q1 and the drain of the switching element Q2 via the series resonance capacitor C1. The other end of the primary winding N1 is connected to a connection point (switching output point) between the source of the switching element Q3 and the drain of the switching element Q4.
[0052]
A primary side series resonance circuit is formed by the capacitance of the series resonance capacitor C1 and the leakage inductance component (L1) of the insulating converter transformer PIT including the inductance component L1 of the primary winding N1.
In the full-bridge coupling method, as described later, the switching operation is performed at the timing when the set of switching elements [Q1, Q4] and the set of switching elements [Q2, Q3] are alternately turned on / off. The primary side series resonance circuit composed of the primary winding N1 and the series resonance capacitor C1 is connected to the switching output point, so that the switching output of the switching elements Q1 to Q4 is transmitted to this primary side series resonance circuit. Will be. The primary-side series resonance circuit performs a resonance operation in accordance with the switching output, whereby an operation as a current resonance type is obtained. Then, in the primary winding N1, a primary winding current I1 close to the resonance waveform is obtained according to the operation as the current resonance type.
[0053]
Thus, as the switching converter of the present embodiment, the operation of the current resonance type and the above-described partial voltage resonance operation are obtained in a composite manner. That is, a configuration as a complex resonance type converter is adopted.
[0054]
Further, an alternating voltage excited in accordance with the switching output transmitted to the primary winding N1 is generated in the secondary winding N2 of the insulating converter transformer PIT.
In this case, a center tap is provided for the secondary winding N2. This center tap is connected to the secondary side ground. Then, as shown, by connecting two rectifier diodes DO1, DO2 and a smoothing capacitor Co to the secondary winding N2, a dual-wave rectifier circuit is formed. The dual-wave rectifier circuit performs the rectification operation by inputting the alternating voltage excited in the secondary winding N2, and thereby obtains a secondary-side DC output voltage EO as a voltage across the smoothing capacitor CO.
The secondary side DC output voltage EO is supplied to a load (not shown). Further, the secondary side DC output voltage EO is branched and input as a detection voltage for the control circuit 1 as shown in the figure.
[0055]
The control circuit 1 obtains, as a control output, a current or voltage whose level is varied according to the level of the DC output voltage EO on the secondary side, for example. This control output is input to the control terminal Vc of the control IC2.
The control IC 2 generates an oscillating signal as described later and uses the oscillating signal to output high-side and low-side drive signals for driving the switching element by separately-excited driving. Then, by the drive signal, the switching elements Q1 to Q4 are switched and driven at a required switching timing.
Then, the control IC 2 operates to vary the frequency of the internally generated oscillation signal according to the control output level input to the control terminal Vc. Thus, the frequency of the drive signal is varied according to the control output level. That is, the control IC 2 operates to variably control the switching frequency of the switching elements Q1 to Q4 according to the control output level input to the control terminal Vc.
When the switching frequency is changed, the resonance impedance of the series resonance circuit changes. By changing the resonance impedance in this way, the amount of current supplied to the primary winding N1 of the primary-side series resonance circuit changes, and the power transmitted to the secondary side also changes. As a result, the secondary side output voltage changes, and constant voltage control is achieved.
[0056]
Next, a switching drive circuit system for switchingly driving the switching elements Q1 to Q4 in the power supply circuit shown in FIG. 1 will be described. The switching drive circuit system according to the present embodiment mainly includes one control IC 2 and two sets of drive transformers CDT-1 and CDT-2.
The control IC 2 includes an oscillating circuit, a control circuit, a protection circuit, and the like for driving the current resonance type converter by a separately excited system, and is an analog IC (Integrated Circuit) including a bipolar transistor therein. You.
[0057]
The control IC 2 operates with a DC voltage (18 V) input to a power input terminal Vcc. The control IC 2 is grounded to the primary side ground by a ground terminal E.
[0058]
The control IC 2 has two drive signal output terminals VGH and VGL as terminals for outputting a drive signal (gate voltage) to the switching element.
A drive signal (first drive signal) for switching and driving the high-side switching element is output from the drive signal output terminal VGH, and a drive signal for switching-driving the low-side switching element is output from the drive signal output terminal VGL. A drive signal (second drive signal) is output.
In this case, the drive signal output terminal VGH is connected to the gate of the high-side switching element Q1 via the gate resistor R11. Further, it is branched and connected to one end of the primary winding N21 of the drive transformer CDT-2 via a series connection of the capacitors C3B-R3B. The other end of the primary winding N21 is connected to a bootstrap terminal Vs.
As a result, the drive signal output from the drive signal output terminal VGH is output to the gate of the switching element Q1 and also to the primary winding N21 of the CDT-2.
[0059]
The drive signal output terminal VGL is connected to the gate of the high-side switching element Q2 via the gate resistor R21. Also, the drive transformer CDT-1 is branched and connected to one end of a primary winding N11 of the drive transformer CDT-1 via a series connection of capacitors C3A-R3A. The other end of the primary winding N11 is connected to the primary side ground. As a result, the drive signal output from drive signal output terminal VGL is output to the gate of switching element Q2 and also to primary winding N11 of CDT-1.
[0060]
In this case, a set of bootstrap circuits is provided. This bootstrap circuit includes a capacitor CBS, a diode DBS, and a capacitor Cb as shown in the figure. The negative terminal of the capacitor CBS is connected to the primary side ground, and the positive terminal is connected to the connection point between the anode of the diode DBS and the terminal Vc2 of the control IC2.
The cathode of the diode DBS is connected to the terminal VB and to the terminal Vs via the capacitor Cb. The terminal Vs is connected to the gate of the switching element Q1 via the gate-source resistor R12. By providing the bootstrap circuit in this manner, as described later, the drive signal (gate voltage VGH1) applied to the high-side switching element Q1 has a level at which the switching element Q1 can be properly driven. The level shift is performed so that
[0061]
The drive transformer CDT-1 is provided for performing switching driving of the switching element Q3, and has a primary winding N11 and a secondary winding N12 wound thereon as illustrated.
According to the above description, the drive signal output from the drive signal output terminal VGL of the control IC 2 is transmitted to the primary winding N11. In the drive transformer CDT-1, the drive signal obtained in the primary winding N11 is transmitted via the transformer coupling to the secondary winding N12 so as to be excited.
[0062]
One end of the secondary winding N12 is connected to the gate of the switching element Q3 via the gate resistor R31, and the other end is connected to a connection point between the source of the switching element Q3 and the drain of the switching element Q4. You.
[0063]
According to such a connection configuration on the secondary side of the drive transformer CDT-1, the drive signal output to the primary winding N11 of the drive transformer CDT-1 is used as the drive signal output from the drive signal output terminal VGL of the control IC 2. Is applied to the gate of the switching element Q3 via the transformer coupling of the drive transformer CDT-1.
Then, the drive signal output from the drive signal output terminal VGL is also applied to the gate of the switching element Q2 without passing through the drive transformer, as described above.
Therefore, it can be said that the drive signal output from the drive signal output terminal VGL is commonly output to the switching elements Q2 and Q3. That is, a drive circuit system (second drive circuit) that drives the switching element based on the drive signal output from the drive signal output terminal VGL has a configuration that drives the switching elements Q2 and Q3. .
[0064]
On the other hand, the drive transformer CDT-2 is provided for performing switching driving of the switching element Q4, and has a primary winding N21 and a secondary winding N22 wound thereon.
As described above, the drive signal output from the drive signal output terminal VGH of the control IC 2 is transmitted to the primary winding N21 of the drive transformer CDT-2. In drive transformer CDT-2, the drive signal obtained on primary winding N21 is transmitted to secondary winding N22 via a transformer coupling.
One end of the secondary winding N22 is connected to the gate of the switching element Q4 via the gate resistor R41, and the other end is connected to the primary side ground.
[0065]
According to such a connection configuration on the secondary side of the drive transformer CDT-2, the drive signal output from the drive signal output terminal VGH is transmitted from the primary side to the secondary side via the transformer coupling of the drive transformer CDT-2. This means that a configuration in which the signal is transmitted and applied to the gate of the switching element Q4 is adopted.
Further, the drive signal output from the drive signal output terminal VGH is also applied to the gate of the switching element Q1 without passing through the drive transformer, so that the drive signal output from the drive signal output terminal VGH is applied to the switching element Q1. , Q4. That is, the drive circuit system (first drive circuit) that drives the switching element based on the drive signal output from the drive signal output terminal VGH is configured to drive the switching elements Q1 and Q4.
[0066]
Here, an example of the structure of the drive transformers CDT-1 and CDT-2 will be described with reference to FIGS.
First, the drive transformer CDT (CDT-1, CDT-2) shown in FIG. 4 includes an EE-type core in which E-type cores CR1 and CR2 made of a ferrite material are combined so that their magnetic legs face each other.
Then, a bobbin B formed of, for example, resin or the like is provided in a shape obtained by dividing the primary and secondary winding portions so as to be independent from each other. Primary windings (N11, N21) are wound around one of the winding portions of the bobbin B. Further, secondary windings (N12, N22) are wound around the other winding portion. By attaching the bobbin B on which the primary winding and the secondary winding are wound to the EE-type cores (CR1 and CR2) in this way, the winding on the primary winding and the winding on the secondary winding are different from each other. Depending on the region, the EE type core is wound around the center magnetic leg. Thus, the structure of the entire drive transformer CDT is obtained.
In this case, in the EE type core, no gap is formed with respect to the center magnetic leg. As a result, a tight coupling state with a required coupling coefficient is obtained.
[0067]
The drive transformer CDT (CDT-1, CDT-2) may have a structure using a U-shaped core as shown in FIG.
The drive transformer CDT shown in FIG. 5 forms a UU type core by combining two U type cores CR11 and CR12. At this time, the opposing surfaces of the magnetic legs are kept in contact with each other without forming a gap with respect to the surfaces of the U-shaped cores CR11 and CR12 which oppose each other.
Then, on the bobbin B, the primary windings (N11, N21) and the secondary windings (N12, N22) are wound around the winding portions divided from each other as shown in the drawing, and The magnetic head is attached to one of the magnetic legs of the UU type core thus formed.
[0068]
Subsequently, the switching drive operation of the switching elements Q1 to Q4 by the configuration of the switching drive circuit system described above with reference to FIG. 1 will be described.
In the present embodiment, as described later, switching is performed between the switching operation by the full-bridge coupling method and the switching operation by the half-bridge coupling method according to the level of the AC input voltage VAC (commercial AC power supply AC). . However, here, as a basic operation, an operation when all of the switching elements Q1 to Q4 are driven for switching corresponding to the case of the full bridge coupling method will be described.
[0069]
In the control IC 2, an oscillation signal of a required frequency is generated by an internal oscillation circuit. The oscillation circuit varies the frequency of the oscillation signal according to the level of the control output input from the control circuit 1 to the terminal Vc as described later.
Then, the control IC 2 generates a high-side drive signal and a low-side drive signal using the oscillation signal generated by the oscillation circuit. Then, the drive signal for the high side is output from the drive signal output terminal VGH, and the drive signal for the low side is output from the drive signal output terminal VGL.
[0070]
The switching drive timing of the switching elements Q1 to Q4 based on the drive signals output from the drive signal output terminals VGH and VGL as described above will be described with reference to FIG. FIG. 6 shows the gate-source voltages of the switching elements Q1 to Q4.
Here, first, referring to FIGS. 6A and 6B, a high-side drive signal output from the drive signal output terminal VGH and a low-side drive signal output from the drive signal output terminal VGL. The switching timing of the switching elements Q1 and Q2 according to the relationship with the signal will be described.
[0071]
The high-side drive signal output from the drive signal output terminal VGH is applied to the switching element Q1 via the gate resistor R11. As a result, a waveform corresponding to the high-side drive signal is obtained as the gate-source voltage VGH1 of the switching element Q1.
In other words, as shown in FIG. 6A, a period during which a rectangular pulse having a positive polarity is generated and a period during which the voltage becomes 0 V are obtained within one switching cycle.
The gate-source voltage VGH1 shown in FIG. 6A causes the switching element Q1 to be turned on at the timing when a positive-polarity rectangular wave pulse is obtained within one switching cycle. You. That is, in order for the switching element Q1 to be turned on, it is necessary to apply a voltage of an appropriate level equal to or higher than the gate threshold voltage (≒ 5 V). Since the gate-source voltage VGH1 as the positive polarity pulse is set to be 10 V, a state where the voltage is turned on corresponding to the period during which the positive polarity pulse is applied is obtained. When the gate-source voltage VGH1 is 0 V and becomes equal to or lower than the gate threshold voltage, the state is switched to the off state. With such timing, the switching element Q1 performs a switching operation so as to be turned on / off.
[0072]
On the other hand, a low-side drive signal output from the drive signal output terminal VGL is applied to the switching element Q2 via the gate resistor R21. In response to this drive signal, a gate-source voltage VGL1 of the switching element Q2 having a waveform shown in FIG. 6B is obtained.
That is, the gate-source voltage VGL1 has the same waveform as the gate-source voltage VGH1 of the switching element Q1 shown in FIG. 6A, and the timing is the same as the gate-source voltage VGH1. A waveform having a phase difference of 180 ° is obtained. From this, the switching element Q2 is switched and driven by the timing of turning on / off alternately with the switching element Q1.
Also, according to FIGS. 6A and 6B, between the time when the switching element Q1 is turned off and the switching element Q2 is turned on, and the time when the switching element Q2 is turned off and the switching element Q1 is turned on. The period td is formed.
[0073]
This period td is a dead time during which both the switching elements Q1 (Q4) and Q2 (Q3) are turned off. The period td as the dead time is a partial voltage resonance operation so that the charging and discharging operation of the partial resonance capacitors Cp1 and Cp2 can be reliably obtained in a short time at the timing when the switching elements Q1 to Q4 are turned on / off. It is formed for the purpose of doing. The time length as such a period td can be set, for example, on the control IC 2 side. In the control IC 2, the drive signal is set so that the period td is formed by the set time length. The duty ratio of the pulse width of the drive signal to be output from the output terminals VGH and VGL is varied.
[0074]
Next, the on / off timing of the switching elements Q3 and Q4 will be described assuming that the relationship between the on / off timings of the switching elements Q1 and Q2 is obtained as the switching operation.
According to the above description, the drive signal for the high side output from the drive signal output terminal VGH is applied to the gate of the switching element Q1, and the switching element is driven through the transformer coupling of the drive transformer CDT-2. It will also be applied to Q4.
When the drive signal for the high side is transmitted from the primary side to the secondary side via the transformer coupling of the drive transformer CDT-2, the drive signal obtained on the secondary side is based on the 0 level. Is obtained as a waveform inverted to positive / negative. Accordingly, the gate-source voltage VGH2 of the switching element Q4 to which the drive signal is applied from the secondary winding of the drive transformer CDT-2 is as shown in FIG. 6C.
[0075]
In other words, within one switching period, a period during which a positive-polarity rectangular wave pulse of +10 V is obtained and a period during which a negative-polarity −10 V rectangular wave pulse is obtained are obtained. Here, the period during which the positive-polarity +10 V rectangular wave pulse is obtained is the same as the period during which the gate-source voltage VGH1 in FIG. 6A obtains the positive-polarity rectangular pulse. The period during which the −10 V rectangular wave pulse due to the negative polarity is the same as the period during which the gate-source voltage VGH1 in FIG.
When the gate-source voltage VGH2 having such a waveform is obtained, the switching element Q4 is turned on during a period during which a positive-polarity rectangular pulse is obtained within one switching cycle. You. On the other hand, it is turned off during the period in which the rectangular pulse of the negative polarity is obtained. Therefore, the ON / OFF timing of the switching element Q4 is the same as that of the switching element Q1 corresponding to the gate-source voltage VGH1 in FIG. That is, the switching elements Q1 and Q4 are switched so as to be turned on / off at the same timing.
[0076]
Also, for the switching element Q3, a low-side drive signal (gate voltage) output from the drive signal output terminal VGL is applied via the drive transformer CDT-1.
The low-side drive signal is also transmitted from the primary side to the secondary side via the transformer coupling of the drive transformer CDT-1 to be a signal having a waveform that is inverted to positive / negative with respect to the 0 level. It will be obtained on the secondary side. For this reason, as shown in FIG. 6D, the gate-source voltage VGL2 of the switching element Q3 has a positive-polarity +10 V rectangular wave pulse within one switching cycle and a negative-polarity -10 V pulse within one switching cycle. Is obtained. In response to this, the switching element Q3 is turned on during a period during which a positive-polarity rectangular pulse is obtained and off during a period during which a negative-polarity rectangular pulse is obtained within one switching cycle. A switching operation is performed.
The on / off timing is the same as that of the switching element Q2 corresponding to the gate-source voltage VGL1 in FIG. 6B. Therefore, the switching element Q3 is turned on at the same timing as the switching element Q2. The switching drive is performed so as to turn on / off.
[0077]
Thus, in the power supply circuit shown in FIG. 1, the set of switching elements [Q1, Q4] and the set of switching elements [Q2, Q3] are alternately turned on / off by the full bridge coupling method. Switching driving can be performed.
As a switching operation at this time, when the set of the switching elements [Q1, Q4] is on, the output is the drain-source of the switching element Q1 → the series resonance capacitor C1 → the primary winding N1 → the drain of the switching element Q4. -Current flows through the path from the source to the primary side ground.
When the set of the switching elements [Q2, Q3] is turned on, the output is the drain-source of the switching element Q3 → the primary winding N1 → the series resonance capacitor C1 → the drain-source of the switching element Q2 → the primary side. Current flows through the ground path. As this operation is repeated, a resonance operation is obtained in the primary side series resonance circuit (C1-N1), and a drive current close to the resonance current waveform is supplied to the primary winding N1 of the insulating converter transformer. Will be supplied.
[0078]
Further, at the timing when the set of the switching elements [Q1, Q4] is turned off / turned on as described above, the parallel resonance capacitor Cp2 connected to the switching element Q4 has its own capacitance and the leakage inductance of the primary winding N1. A parallel resonance circuit is formed by the component L1, and a voltage resonance operation is performed. That is, a partial voltage resonance operation in which voltage resonance occurs only when the set of the switching elements [Q1, Q4] is turned off / turned on.
Similarly, at the timing when the set of switching elements [Q2, Q3] is turned off / turned on, the parallel resonance circuit is formed by the capacitance of the parallel resonance capacitor Cp1 connected to the switching element Q2 and the leakage inductance component L1 of the primary winding N1. Is formed. Then, a partial voltage resonance operation is obtained when the set of the switching elements [Q2, Q3] is turned off / turned on.
[0079]
As described above, in the present embodiment, the full-bridge coupling type current resonance type converter in which each set (switching circuit) of the switching elements [Q1, Q4] [Q2, Q3] is alternately turned on / off, and the partial voltage A converter in which the resonance circuits (Cp1, Cp2, N1) are combined is formed.
[0080]
By the way, although illustration by illustration is omitted, for example, three ICs are required in the related art to perform switching drive of four switching elements by the full-bridge coupling method by the separately excited method by the switching frequency control method.
In other words, a general-purpose drive IC for a current resonance type converter employs a configuration in which one set of switching elements is driven on the high side and the low side. In other words, one drive IC employs a configuration for driving a switching circuit including a set of two half-bridge-coupled switching elements. Therefore, when driving two sets of half-bridge circuits corresponding to the full-bridge coupling method, two sets of drive ICs are required.
In addition, since two sets of drive ICs need to be able to perform switching drive with switching frequency control in synchronization, a control IC that can be driven by switching frequency control is provided separately from these drive ICs. It is necessary. In this way, at least three ICs are required.
[0081]
On the other hand, with the configuration of the drive circuit system for the switching elements shown in FIG. 1, only one control IC 2 can be used as an IC for switching drive. As a result, the number of ICs is reduced, and accordingly, the number of external components of the ICs is reduced, so that the circuit scale is reduced and the cost is reduced.
[0082]
However, in the power supply circuit shown in FIG. 1, drive transformers CDT-1 and CDT-2, and a capacitor C3A and a resistor R3A for inputting a drive signal to these drive transformers, and a capacitor C3B and a resistor R3B are newly added. Will be. However, the total number of these components and the external components of the control IC 2 is about 15 in total, and the number of components of the power supply circuit shown in FIG. Has been significantly reduced. In addition, since the drive transformers CDT-1 and CDT-2 are also very small in size, the power supply circuit shown in FIG. 1 is compared with the prior art in comparison with a plurality of switching driving ICs. The circuit scale is much smaller. In addition, cost reduction as a separately excited full bridge coupling type power supply circuit is effectively achieved.
Further, as the number of switching driving ICs is reduced, power consumption is reduced accordingly.
Also, in the power supply circuit shown in FIG. 1, when the switching elements Q3 and Q4 are off, the gate-source voltage VGH2 of −10 V inverted to the negative polarity as shown in FIGS. 6C and 6D. , VGL2 are applied. As a result, for the switching elements Q3 and Q4, the fall time at the time of turn-off is shortened, and accordingly, the power loss due to the fall time is reduced. As a result, power conversion efficiency is improved, and heat generation in the switching elements Q3 and Q4 is also reduced.
In this manner, the power supply circuit of the present embodiment has the above-described advantages even when viewed as a separately excited full-bridge coupling type power supply circuit.
[0083]
The power supply circuit of the present embodiment shown in FIG. 1 has a switching operation (full-bridge operation) based on the full-bridge coupling method in the AC 100 V system under the configuration of the separately excited full-bridge coupling method as described below. ), And the switching operation is switched in the AC 200 V system so that the switching operation (half-bridge operation) is performed by the half-bridge coupling method.
[0084]
In the power supply circuit shown in FIG. 1, a voltage dividing line in which voltage dividing resistors R4, R5 and R6 are connected in series is connected in parallel with the smoothing capacitor Ci. The cathode of the Zener diode ZD1 is connected to the connection point (voltage division point) of the voltage division resistors R5 and R6 in this voltage division line. The anode of Zener diode ZD1 is connected to the base of NPN transistor Q5. A resistor R7 and a capacitor C5 are connected in parallel between the anode of the Zener diode ZD1 and the primary side ground as shown in the figure.
The collector of the transistor Q5 is connected to the connection point between the primary winding N11 of the drive transformer CDT-1 and the resistor R3A, and the emitter is grounded to the primary side ground.
With the circuit configuration described above, a switching control circuit is provided for switching the switching operation between the full-bridge operation and the half-bridge operation according to the AC 100 V system and the 200 V system.
[0085]
The operation of the switching control circuit is as follows.
Here, the voltage dividing ratio based on the resistance value of the voltage dividing line (resistors R4-R5-R6) is set as follows. In other words, the potential at the voltage dividing point of the voltage dividing line (resistors R4-R5-R6) becomes equal to or less than the reverse voltage of the Zener diode ZD1 at the level of the rectified smoothed voltage Ei corresponding to the AC input voltage VAC = 150 V or less. At the level of the rectified smoothed voltage Ei corresponding to the input voltage VAC = 150 V or higher, the level is equal to or higher than the reverse voltage of the Zener diode ZD1. Here, a state in which the AC input voltage VAC is 150 V or less corresponds to a state in which a commercial AC power supply of 100 V AC is input. A state where the AC input voltage VAC is equal to or higher than 150 V corresponds to a state in which a commercial AC power supply of AC 200 V is input.
[0086]
By setting the voltage dividing ratio of the voltage dividing line (resistors R4-R5-R6) as described above, the Zener diode ZD1 is in a non-conductive state when the AC input voltage VAC = 150V or less. Therefore, no base current is supplied to the base of the transistor Q5, and the transistor Q5 is turned off. In this case, a drive signal is supplied from the drive signal output terminal VGL of the control IC 2 to the primary winding N11 of the drive transformer CDT-1 via the capacitor C3A and the resistor R3B.
Thereby, for example, as described above with reference to FIG. 6, a state is obtained in which the four switching elements Q1 to Q4 are switched.
[0087]
On the other hand, when the AC input voltage VAC is equal to or higher than 150 V, the Zener diode ZD1 is turned on, and a base current is supplied to the base of the transistor Q5. As a result, the transistor Q5 is turned on.
When the transistor Q5 is turned on, the drive signal supplied from the drive signal output terminal VGL via the capacitor C3A and the resistor R3B is grounded to the primary side ground via the collector and the emitter of the transistor Q5. Therefore, no drive signal is supplied to the primary winding N11 of the drive transformer CDT-1.
As a result, the switching element Q3 on the secondary side of the drive transformer CDT-1 is in a state where the switching operation is stopped, and a state where the remaining switching elements Q1, Q2 and Q4 perform the switching operation is obtained.
The ON / OFF timing at this time is as described with reference to FIG. That is, while the set of switching elements [Q1, Q4] is turned on / off at the same timing, in this case, only the switching element Q2 is alternated with the set of switching elements [Q1, Q4]. To turn on / off.
[0088]
As described above, the fact that the three switching elements Q1, Q2, and Q4 perform the switching operation means that the switching elements Q1 and Q2, which are half-bridge-coupled, perform the switching operation at alternately on / off timings. Furthermore, it can be said that the switching operation of the switching Q4 is performed at the ON / OFF timing synchronized with the switching element Q1, that is, the half-bridge operation is obtained.
[0089]
As will be understood from the above description, first, a current-resonant converter using the separately excited full-bridge coupling system and including four switching elements Q1 to Q4 is formed. Then, the switching operation is switched so that the full-bridge operation is performed in the AC 100 V system and the half-bridge operation is performed in the AC 200 V system. Thus, the power supply circuit according to the present embodiment is compatible with a wide range.
[0090]
Subsequently, the power factor improvement circuit 3 provided in the power supply circuit shown in FIG. 1 will be described. The power factor correction circuit 3 according to the present embodiment includes a tertiary winding N3 wound around the primary side of the insulating converter transformer PIT, a high-speed recovery type diode D1, an inductor L20, a filter capacitor CN, and a high-speed recovery type diode D2. Have.
[0091]
Then, a high-speed recovery type diode D1-inductor L20 is connected in series to the tertiary winding N3. In this case, the anode of the fast recovery type diode D1 is connected to the positive output terminal of the bridge rectifier circuit Di, and the cathode is connected to one end of the tertiary winding N3 via the series connection of the inductor L20. The other end of the tertiary winding N3 is connected to the positive terminal of the smoothing capacitor Ci.
That is, as the power factor improvement circuit 3 of the present embodiment, a series connection circuit including the high-speed recovery type diode D1, the inductor L20, and the tertiary winding N3 is connected to the positive output terminal of the bridge rectifier circuit Di and the positive electrode of the smoothing capacitor Ci. This means that it is formed by inserting it into the rectified current path between the terminal and the terminal.
[0092]
Further, in the power factor correction circuit 3, another high-speed recovery diode D2 is connected in parallel to the series connection circuit of the inductor L20, the high-speed recovery diode D1, and the tertiary winding N3. In this case, the anode of the high-speed recovery type diode D2 is connected to the inductor L20, and the cathode is connected to the tertiary winding N3. Further, a filter capacitor CN for suppressing normal mode noise is connected in parallel to a series connection circuit of the inductor L20, the high-speed recovery type diode D1, and the tertiary winding N3.
[0093]
The operation of the power factor correction circuit 3 having such a configuration will be described with reference to the waveform diagram of FIG.
For example, assuming that the AC input voltage VAC is obtained in the cycle shown in FIG. 7A, the rectified output voltage is applied between the positive output terminal of the bridge rectifier circuit Di and the primary side ground as shown in FIG. V1 will be obtained. Then, in this case, the rectified current obtained as the rectified output of the bridge rectifier circuit Di flows through the high-speed recovery type diode D2 and flows into the smoothing capacitor as the current I1 shown in FIG. As a current I2, the path branches into three paths: a path flowing into the smoothing capacitor Ci via the high-speed recovery type diode D1-the inductor L20-the tertiary winding N3, and a path flowing into the smoothing capacitor Ci via the filter capacitor CN. Will flow.
[0094]
At this time, the switching output transmitted to the primary winding N1 is also transmitted so as to be excited also to the tertiary winding N3. Thus, the alternating voltage V2 corresponding to the switching cycle is generated. Then, during a period in which the anode potential of the high speed recovery type diode D1 is higher than the alternating voltage V2, the high speed recovery type diode D1 conducts and the current I2 flows.
Further, at this time, the voltage obtained in the tertiary winding N3 is the alternating voltage V2, and has a cycle corresponding to the switching frequency. Therefore, during the period in which the high-speed recovery type diode D1 conducts and the current I2 flows, the high-speed recovery type diode D1 performs a switching operation of turning on / off in a switching cycle. Therefore, the current I2 flows so as to be interrupted by the high-speed recovery type diode D1 in the switching cycle, and flows into the smoothing capacitor Ci.
[0095]
In this manner, in the present embodiment, the high-speed recovery type diode D1, which is a rectifier diode, is switched by the switching output that is fed back by the tertiary winding N3, and the rectification current flowing through the high-speed recovery type diode D1 is interrupted. Like that. Then, as can be seen by comparing FIGS. 7F and 7D, the alternating current I2 obtained by switching by the high-speed recovery type diodes D11 and D12 flows into the smoothing capacitor from the bridge rectifier circuit Di. It can be seen that the conduction angle is larger than the current I1, and the amplitude is also increased by being amplified by the feedback switching output.
[0096]
By obtaining such an operation, the charging current to the smoothing capacitor Ci flows even during a period in which the positive and negative absolute values of the AC input voltage VAC are lower than the rectified smoothed voltage level.
As a result, as shown in FIG. 7B, the average waveform of the AC input current IAC approaches the waveform (sine wave) of the AC input voltage, so that the conduction angle of the AC input current is enlarged, The rate will be improved.
[0097]
FIG. 8 shows, as characteristics of the power supply circuit having the configuration shown in FIG. 1, the AC → DC power conversion efficiency (ηAC / DC), the power factor PF, and the rectified smoothed voltage Ei with respect to fluctuations in load power Po = 0 to 300 W. The change is shown.
FIG. 9 shows the characteristics of the power supply circuit having the configuration shown in FIG. 1 as the AC input voltage VAC = 85 V to 150 V for the AC 100 V system and AC → 170 V to 300 V for the AC 200 system. It shows changes in DC power conversion efficiency (ηAC / DC), power factor PF, and rectified smoothed voltage Ei.
In these figures, the characteristics in the case of the full bridge operation are indicated by solid lines, and the characteristics in the case of the half bridge operation are indicated by broken lines.
In obtaining the experimental results of FIG. 8, the characteristics of the full-bridge operation are constant at the AC input voltage VAC = 100 V, and the characteristics of the half-bridge operation are constant at the AC input voltage VAC = 230 V. The experimental results shown in FIG. 9 are obtained under a constant condition at a load power Po = 300 W.
[0098]
For reference, constants of respective parts of the circuit shown in FIG. 1 when obtaining the experimental results shown in FIGS. 8 and 9 are shown.
Insulation converter transformer PIT: Ferrite core of EER-40, gap length Gap = 1mm
Primary winding N1 = 31T
Secondary winding N2: 23T + 23T (turn) with center tap as division position
Tertiary winding N3 = 7T
Primary side series resonance capacitor C1 = 0.033 µF
Primary side partial resonance capacitor Cp = 680 pF
Inductor L20 = 39μH
[0099]
First, according to FIG. 8, the power factor has a peak near the load power Po = 150 W under the condition of the AC input voltage VAC = 100 V, and becomes PF = 0.82 when the load power Po = 300 W. . Then, in the range of the load power Po20W to 300V, the characteristic of PF = 0.75 to 0.90 is obtained, and the harmonic distortion regulation is satisfied.
Also, under the condition of the AC input voltage VAC = 230 W, the peak tends to be around the load power Po = 250 W, but it becomes 0.70 to 0.75 in the range of the load power Po 150 W to 300 W. The characteristics are obtained, and similarly, the harmonic distortion regulation is satisfied.
[0100]
In addition, the AC → DC power conversion efficiency (ηAC / DC) is such that the load power Po is heavy under the conditions of AC input voltage VAC = 100 V (AC 100 V system) and AC input voltage VAC = 230 W (AC 200 system). It tends to be higher as When the load power Po = 300 W, ηAC → DC is 91.8% under the condition of AC input voltage VAC = 100 V, and ηAC → DC = 95.3% under the condition of AC input voltage VAC = 230 V. Characteristics are obtained.
[0101]
Further, the rectified smoothed voltage Ei decreases as the load power Po becomes a heavy load condition by the characteristics shown in FIG. 8 regardless of the condition of the AC input voltage VAC = 100 V or 230 V. It becomes a tendency.
[0102]
Further, as the power factor characteristic shown in FIG. 9, in the full bridge operation, a characteristic is obtained in which PF = 0.8 or more is maintained with respect to a change in AC input voltage VAC = 85V to 150V. In the half-bridge operation, a change of PF = 0.77 to 0.70 is obtained with respect to a change of AC input voltage VAC = 170 V to 300 V.
Further, the AC → DC power conversion efficiency (ηAC / DC) tends to increase gradually as the AC input voltage VAC increases in the range of 85 V to 150 V and 170 V to 300 V. % Is maintained.
Further, the rectified smoothed voltage Ei tends to increase almost in proportion to the increase in the range of the AC input voltage VAC = 85 V to 150 V, 170 V to 300 V.
[0103]
Here, the following can be said when comparing the power supply circuit of FIG. 1 according to the present embodiment with the power supply circuit of FIG. 15 as a prior art.
First, the circuit shown in FIG. 1 has a configuration including the power factor improvement / improvement circuit 3 based on the voltage feedback system, so that the active filter is omitted. The active filter constitutes a set of converters. As can be seen from the description with reference to FIG. 15, actually, the active filter includes two switching elements, an IC for driving these switching elements, a totem pole circuit, and the like. Initially, it is composed of many parts.
On the other hand, the power factor correction circuit 3 provided in the power supply circuit shown in FIG. 1 includes a tertiary winding N3 wound around the insulating converter transformer PIT, an inductor L20, a filter capacitor CN, and high-speed recovery type diodes D1 and D2. Since only two are provided, the number of components is very small as compared with the active circuit.
Thus, the power supply circuit shown in FIG. 1 can be much lower in cost than the circuit shown in FIG. 15 as a power supply circuit for a wide range having a power factor improving function. Further, since the number of components is significantly reduced, the size and weight of the circuit board can be effectively reduced.
[0104]
Further, in the power supply circuit shown in FIG. 1, the operation of the resonance type converter and the power factor correction circuit 3 is a so-called soft switching operation, so that the level of switching noise is significantly higher than that of the active filter shown in FIG. Reduced.
For this reason, although not shown in FIG. 1, if it is assumed that a line noise filter is actually provided on a commercial AC power supply AC line so as to satisfy, for example, a radio interference standard, for example, one set of line filter transformer LFT And a single-stage line noise filter composed of an across capacitor CL is sufficient. Further, as for the normal mode noise of the rectified output line, as shown in FIG. 1, only a configuration in which one high-speed recovery type diode D2 is combined with one filter capacitor CN is sufficient.
The reduction in the number of components as a noise filter in this manner also promotes cost reduction of the power supply circuit and reduction in size and weight of the circuit board.
[0105]
Further, the total power conversion efficiency of the power supply circuit shown in FIG. 15 is obtained by dividing the AC-DC power conversion efficiency (ηAC / DC) of the active filter in the preceding stage and the DC-DC power conversion efficiency (ηDC / DC) of the current resonance type converter in the subsequent stage ). On the other hand, since the power supply circuit shown in FIG. 1 does not include an active filter in the preceding stage, the total power conversion efficiency can be viewed as the AC-DC power conversion efficiency of the current resonance type converter. Thus, the total power conversion efficiency of the power supply circuit shown in FIG. 1 is improved as compared with the power supply circuit shown in FIG.
Specifically, in comparison with the circuit shown in FIG. 15, the circuit shown in FIG. 1 reduces the AC input power by 5.8 W under the condition of the load power Po = 300 W and the AC input voltage VAC = 100 V, and the total power conversion The efficiency is 91.8%. Further, under the same load power Po = 300 W and AC input voltage VAC = 230 V, the AC input power is reduced by 7.4 W, and the total power conversion efficiency is improved to 95.3%.
[0106]
In the case of the power supply circuit shown in FIG. 1, the switching frequency of the primary-side switching converter changes in a range of, for example, 70 KHz to 150 KHz in order to make the voltage constant in accordance with a change in the AC input voltage VAC and the load power. However, the switching elements Q1 to Q4 forming the switching converter perform switching operation in synchronization. Therefore, the primary side ground potential does not interfere between the active filter side and the subsequent switching converter as in the power supply circuit of FIG. 15, and is stabilized regardless of the change of the switching frequency. .
[0107]
Supplementally described, the power supply circuit shown in FIG. 1 also has the following aspects in terms of a power supply circuit that switches between an AC 100 V system and an AC 200 V system in order to support a wide range. Has advantages.
For example, in the related art, when a resonance type converter compatible with a wide range is configured, the operation of a switching circuit system is fixed, and a rectifier circuit that generates a DC input voltage (rectified smoothed voltage Ei) is provided with an AC 100 V system and an AC 200 V It has been practiced to adopt a configuration in which switching is performed with the system. That is, in the AC 100 V system, a DC input voltage corresponding to twice the AC input voltage VAC is generated by the voltage doubler rectification operation, and in the AC 200 V system, the DC input voltage corresponding to the same time as the AC input voltage VAC is generated by the full-wave rectification operation. Is switched so that is generated.
[0108]
However, in order to adopt a configuration in which the rectifier circuit can be switched as described above, two sets of smoothing capacitors must be connected to the bridge rectifier circuit, and the circuit must be configured to switch the rectification path by an electromagnetic relay. The number of parts increases accordingly.
Further, in the case of employing a configuration in which the rectifier circuit is switched, for example, when a commercial AC power supply of nominal 220 V AC or 240 V drops to 150 V or less due to an instantaneous power failure or the like, a malfunction that switches to the double voltage rectification operation occurs. May be destroyed due to over pressure. Therefore, in order to prevent such a malfunction from occurring, the actual switching circuit is complicated and requires a large number of parts. For example, actually, it is necessary to draw a plurality of detection lines from the main power supply and the standby power supply to detect the level of the commercial AC power supply AC, and in fact, a plurality of switching control systems are required, Accordingly, a plurality of electromagnetic relays have been required.
[0109]
On the other hand, in the power supply circuit shown in FIG. 1, in order to support a wide range, first, a current resonance type converter using a separately excited full bridge coupling system having four switching elements Q1 to Q4 is used. Form. Then, the switching operation is switched so that the full-bridge operation is performed in the AC 100 V system and the half-bridge operation is performed in the AC 200 V system. Thus, a normal full-wave rectifier circuit can be used as a rectifier circuit system that generates a DC input voltage (rectified smoothed voltage Ei) from the commercial AC power supply AC. Thus, it is not necessary to adopt a configuration for switching the rectifying operation as in the related art.
Therefore, in the power supply circuit shown in FIG. 1, only one smoothing capacitor for the DC input voltage is required, and an electromagnetic relay for switching the rectifier circuit is not required. As a result, the number of components in the rectifier circuit system is reduced as compared with the conventional power supply circuit supporting a wide range.
[0110]
Also, with the configuration shown in FIG. 1, even if the nominal AC 220V or 240V commercial AC power supply drops to 150V or less and malfunctions due to, for example, an instantaneous power failure, the switching operation changes from a half-bridge operation to a full-bridge operation. It is. That is, since the DC input voltage level does not increase due to the switching to the voltage doubler rectifying operation as in the conventional power supply circuit, the withstand voltage of the smoothing capacitor Ci and the switching element does not exceed.
Therefore, in the present embodiment, even when the circuit shown in FIG. 1 is actually mounted on an electronic device, it is not necessary to adopt a complicated circuit configuration for switching the rectification operation. This also effectively reduces the cost and the size / weight of the circuit board.
[0111]
As described above, by omitting the circuit system for switching the rectifying operation, there is no need to detect the voltage on the standby power supply side to support a wide range. Therefore, the power supply circuit according to the present embodiment can be applied to an electronic device having no standby power supply.
[0112]
Next, a configuration example of a switching power supply circuit according to a second embodiment will be described with reference to FIG. The power supply circuit shown in this figure can support a maximum load power Po = 300 W or more, and is also compatible with a wide range of operation with an AC 100 V system and an AC 200 V system. In FIG. 2, the same parts as those in FIG.
[0113]
In the circuit shown in FIG. 2, first, one end of a primary winding N1 is connected via a series resonance capacitor C1 to a switching output point (a connection point of the switching elements Q1 and Q2) of a half bridge circuit composed of the switching elements Q1 and Q2. Is connected to On the other hand, the other end of the primary winding N1 is connected to the terminal t1 of the relay switch S1. This relay switch is switched by the relay RL3 such that the terminal t2 or the terminal t3 is selected as an alternative to the terminal t1.
The terminal t2 of the relay switch S1 is connected to the primary side ground. The terminal T3 is connected to a switching output point (connection point of the switching elements Q3, Q4) of the half bridge circuit composed of the switching elements Q3, Q4.
[0114]
The relay RL3 is inserted between the low-voltage DC voltage line of 5 V and the collector of the transistor Q10 as shown in the figure. The protection diode DL is connected in parallel to the relay RL3 in the direction shown.
The emitter of the transistor Q10 is connected to the primary side ground. The base is connected to the anode of Zener diode ZD1 in the same manner as transistor Q5.
[0115]
Here, when AC input voltage VAC of 150 V or less is input corresponding to the AC 100 V system, Zener diode ZD1 is non-conductive. Accordingly, the transistor Q5 is turned off, so that the switching element Q3 performs a switching operation.
In this case, since the Zener diode ZD1 is non-conductive, the transistor Q10 is also turned off, so that the relay RL3 is also non-conductive. When the relay RL3 is non-conductive, the relay switch S1 is controlled such that the terminal t3 is connected to the terminal t1.
The circuit formation state and the switching operation at this time are the same as those of the circuit shown in FIG. That is, a full bridge operation, which is a switching operation shown by the waveform diagrams of FIGS. 6A to 6E, is obtained.
[0116]
On the other hand, when an AC input voltage VAC of 150 V or more is input corresponding to the AC 200 V system, the following occurs.
In this case, the Zener diode ZD1 becomes conductive. As a result, the transistor Q5 is turned on, and the switching element Q3 does not perform the switching operation.
When the Zener diode ZD1 is turned on, the transistor Q10 is also turned on and the relay RL3 is turned on. As a result, the relay switch S1 switches so that the terminal t1 is connected to the terminal t2. Can be Accordingly, one end of the series resonance circuit (C1 // N1) is connected to the switching output point of the half bridge circuit including the switching elements Q1 and Q2, and the other end is grounded to the primary side ground. Will be obtained. By switching the relay switch S1, the drain of the switching element Q4 is not connected to the series resonance circuit (C1 // N1). The switching element Q4 also stops its own switching operation when the switching element Q3 connected to the high side stops the switching operation as described above.
The circuit formed in this way is equivalent to a half-bridge coupled current resonance type converter having two switching elements.
That is, the operation of the circuit shown in FIG. 2 at this time is a half-bridge operation in which the switching element Q1 is turned on / off and the switching element Q2 is turned on / off at an alternate timing with respect to the switching element Q1. Is obtained. At this time, the switching elements Q3 and Q4 constantly maintain the off state.
Thus, in the second embodiment, in the case of the AC200 system, a half-bridge operation by switching elements Q1 and Q2 forming one half-bridge circuit among switching elements Q1 to Q4 is obtained as a switching operation. Will be done.
[0117]
In the power supply circuit shown in FIG. 2, an electromagnetic relay circuit (relay RL3, relay switch S1) is added to switch the connection of the end of the primary winding N1, but for example, compared with the prior art shown in FIG. For example, the effects of reducing cost and reducing the size and weight of the substrate are sufficiently obtained.
[0118]
The power supply circuit shown in FIG. 2 having such a configuration can provide the same advantages as those of the first embodiment. Further, in the case of the second embodiment, in the case of the AC200 system, not only the switching element Q3 but also the switching element Q4 stops operating, so that the switching loss due to the switching element Q4 is reduced. Therefore, the power conversion efficiency becomes more advantageous.
Specifically, under the conditions of the load power Po = 300 W and the AC input voltage VAC = 230 V, the AC input power is reduced by 9.4 W, and the total power conversion efficiency is improved to 96.0%.
[0119]
Next, a configuration of a switching power supply circuit according to a third embodiment will be described with reference to FIG. In the power supply circuit shown in this figure, the same parts as those in FIGS. 1 and 2 are denoted by the same reference numerals, and description thereof will be omitted.
[0120]
In the power supply circuit shown in this figure, a relay switch S2 is additionally provided. The switching of the relay switch S2 is performed such that the terminal t2 or the terminal t3 is alternatively connected to the terminal t1. . In this case, the relay RL3 switches between the relay switch S1 for switching the connection of the end of the primary winding N1 and the relay switch S2 in an interlocking manner.
[0121]
In this case, the tertiary winding N3 wound around the insulating converter transformer PIT to form the power factor improvement circuit 3 is divided into a winding part N3A and a winding part N3B by providing a tap output. You. This tap output is connected to the terminal t3 of the relay switch S2. The end on the winding part N3B side is connected to the terminal t2 of the relay switch S2. In this case, the number of turns of the winding part N3A = 6T and the number of turns of the winding part N3B = 1T are set.
[0122]
Here, it is assumed that an AC input voltage VAC of 150 V or less corresponding to the AC 100 V system is input. In this case, as described in FIG. 2, the relay RL3 is in a non-conductive state. Thus, when the relay RL3 is non-conductive, the relay switch S2 is controlled so that the terminal t3 is connected to the terminal t1.
On the other hand, when the AC input voltage VAC of 150 V or more is input corresponding to the AC 200 V system and the relay RL3 is turned on, the relay switch S2 is controlled so that the terminal t2 is connected to the terminal t1. Will be done.
[0123]
When the AC input voltage VAC is set to 150 V or less (AC 100 V system) by performing the switching as described above, the number of turns of the tertiary winding N3 becomes 6 T, and the AC input voltage VAC becomes 150 V or more (AC 200 V system). ), The switching is performed so that the number of turns of the tertiary winding N3 is 7T. In other words, the switching is performed such that the number of turns of the tertiary winding N3 is increased in the AC 200 V system as compared with the AC 100 V system.
[0124]
If the number of turns of the tertiary winding N3 changes, the turn ratio with respect to the primary winding N1 will change, and the alternating voltage level to be excited by the tertiary winding N3 and fed back to the rectification current path will also change. Will change.
As described above, when the number of turns of the tertiary winding N3 increases in the AC 200 V system, the alternating voltage level excited in the tertiary winding N3 also increases, and the alternating voltage fed back to the rectified current path increases. The voltage level will also increase. As a result, the energy fed back in the power factor correction circuit 3 increases, so that a higher power factor can be obtained.
In the power supply circuit according to the first embodiment, as shown in FIGS. 8 and 9, the power factor of the AC 200 V system is lower than that of the AC 100 V system. In the third embodiment, this characteristic is improved.
[0125]
FIGS. 10 and 11 show the characteristics of the power supply circuit according to the third embodiment.
FIG. 10 shows changes in the AC → DC power conversion efficiency (ηAC / DC), the power factor PF, and the rectified smoothed voltage Ei with respect to changes in the load power Po = 0 to 300 W. FIG. 9 shows that AC-to-DC power conversion is performed under the condition of load power Po = 300 W, with respect to AC input voltage VAC = 85 V to 150 V for AC 100 V system and AC input voltage VAC = 170 V to 300 V for AC 200 system. It shows changes in efficiency (ηAC / DC), power factor PF, and rectified smoothed voltage Ei. Also in these figures, the characteristics in the case of the full bridge operation are indicated by solid lines, and the characteristics in the case of the half bridge operation are indicated by broken lines.
Also in this case, in obtaining the experimental results of FIG. 10, the characteristics of the full-bridge operation were constant under the condition that the AC input voltage VAC = 100 V, and the characteristics of the half-bridge operation were the AC input voltage VAC. The experiment was performed under the condition that the temperature was constant at 230 V. The experimental results shown in FIG. 11 were obtained by performing experiments under the condition that the load power Po was constant at 300 W.
[0126]
As can be seen by comparing FIGS. 10 and 11 with FIGS. 8 and 9 showing the characteristic diagrams of the power supply circuit of the first embodiment, the power supply circuit of the third embodiment has It can be seen that the power factor is improved during the half-bridge operation corresponding to the AC 200 V system, particularly as the load becomes heavy. Then, as an actual measurement result, it was confirmed that the power factor PF = 0.75 or more was maintained over the range of the load power Po = 125 W to 300 W when the AC input voltage VAC = 230 V.
[0127]
Further, comparing FIGS. 10 and 11 with FIGS. 8 and 9, in the third embodiment, the AC → DC power conversion efficiency (ηAC / DC) in the AC 200 V system is also improved. You can see that.
This is because, even in the power supply circuit according to the third embodiment, the switching by the relay switch S1 causes the switching elements Q3 and Q4 to stop operating at the time of the AC 200 V system, thereby eliminating the power loss due to the switching element Q4. It depends. Accordingly, with respect to the characteristics of the AC → DC power conversion efficiency (ηAC / DC) shown in FIGS. 10 and 11, similar characteristics can be obtained in the power supply circuit according to the second embodiment.
[0128]
Note that the configuration for switching the number of windings of the tertiary winding N3 shown as the third embodiment may be added to the configuration of the power supply circuit according to the first embodiment shown in FIG. Things.
[0129]
Further, the present invention is not limited to the configuration of the power supply circuit described above.
First, in the first embodiment, the half-bridge operation is obtained by stopping the switching operation of the high-side switching element Q3 in the half-bridge circuit including the switching elements Q3 and Q4. However, instead of this, even if the switching operation of the high-side switching element Q1 in the half-bridge circuit composed of the switching elements Q1 and Q2 is stopped, the half-bridge operation by the remaining three switching elements is similarly obtained. It is something that can be done.
Also in the second and third embodiments, the switching operation of the half bridge circuit including the switching elements Q1 and Q2 is stopped instead of the half bridge circuit including the switching elements Q3 and Q4, and the switching operation is performed in half. A bridge operation may be used.
That is, the relationship between the first and second half-bridge circuits according to the present invention is relative. For example, if the set of switching elements Q1 and Q2 is a first half bridge circuit, the set of switching elements Q3 and Q4 is a second half bridge circuit. Conversely, if the set of switching elements Q3 and Q4 is a first half-bridge circuit, the set of switching elements Q1 and Q2 will be a second half-bridge circuit.
[0130]
As the switching element, any element that can be used in a separately excited manner, such as an IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor), can be used. Further, the constants of the respective component elements described above may be changed according to actual conditions and the like. Further, for example, a circuit configuration for generating a secondary-side DC output voltage on the secondary side of the insulating converter transformer PIT may be appropriately changed.
[0131]
Further, the configuration of the power factor correction circuit 3 is not limited to the configuration described in each of the above embodiments, and the circuit configuration based on various voltage feedback schemes proposed by the present applicant has been described. It may be applied.
[0132]
【The invention's effect】
As described above, the present invention employs a configuration without an active filter as a wide-range switching power supply circuit having a power factor improving function. Thereby, there is an effect that the power conversion efficiency is improved as compared with the case where the power factor is improved by the active filter, for example.
[0133]
Further, the power supply circuit of the present invention does not require a large number of component elements for forming an active filter. In addition, the current resonance type converter and the power factor correction circuit constituting the power supply circuit perform a soft switching operation, and the switching noise is greatly reduced, so that it is not necessary to strengthen the noise filter.
For this reason, the number of components is significantly reduced as compared with the prior art, and the size and weight of the power supply circuit can be reduced. In addition, the cost can be reduced accordingly.
[0134]
Furthermore, since the active filter is omitted, interference of the primary side ground potential is eliminated, so that the primary side ground potential is also stabilized, and the reliability is improved.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a circuit diagram illustrating a configuration example of a switching power supply circuit according to a first embodiment of the present invention;
FIG. 2 is a circuit diagram illustrating a configuration example of a switching power supply circuit according to a second embodiment;
FIG. 3 is a circuit diagram illustrating a configuration example of a switching power supply circuit according to a third embodiment;
FIG. 4 is a cross-sectional view illustrating a structural example of a drive transformer provided in the power supply circuit according to the embodiment;
FIG. 5 is a cross-sectional view illustrating a structural example of a drive transformer provided in the power supply circuit according to the embodiment;
FIG. 6 is a waveform diagram showing a gate-source voltage of a switching element in the power supply circuit according to the embodiment.
FIG. 7 is a waveform diagram showing an operation of a main part of the present embodiment by a commercial AC power supply cycle.
FIG. 8 is a diagram illustrating characteristics of a power factor, a power conversion efficiency, and a rectified smoothed voltage level with respect to a load change in the power supply circuit according to the first embodiment.
FIG. 9 is a diagram illustrating characteristics of a power factor, a power conversion efficiency, and a rectified smoothed voltage level with respect to a change in an AC input voltage in the power supply circuit according to the first embodiment.
FIG. 10 is a diagram illustrating characteristics of a power factor, a power conversion efficiency, and a rectified smoothed voltage level with respect to a load change in a power supply circuit according to a third embodiment.
FIG. 11 is a diagram illustrating characteristics of a power factor, a power conversion efficiency, and a rectified smoothed voltage level with respect to a change in an AC input voltage in the power supply circuit according to the third embodiment.
FIG. 12 is a circuit diagram showing a basic circuit configuration of an active filter.
13 is a waveform chart showing an operation in the active filter shown in FIG.
FIG. 14 is a circuit diagram showing a configuration of a control circuit system of an active filter.
FIG. 15 is a circuit diagram showing a configuration example of a power supply circuit in which an active filter is mounted as a prior art.
[Explanation of symbols]
Reference Signs List 1 control circuit, 2 control IC, 3 power factor improvement circuit, Di bridge rectifier circuit, Ci smoothing capacitor, Q1-Q4 switching element, CDT-1, CDT-2 drive transformer, PIT insulation converter transformer, C1 primary side series resonance capacitor , Cp1, Cp2 partial resonance capacitors, N1 primary winding (insulated converter transformer), N11, N21 primary winding (drive transformer), N12, N22 secondary winding (drive transformer), C3A, C3B capacitors, R3A, R3B resistors , R11, R21, R31, R41 Gate resistance, R12, R22, R32, R42 Gate-source resistance, R4, R5, R6 voltage dividing resistance, ZD1 Zener diode, Q5, Q10 transistor, RL3 relay, S1, S2 relay switch , L20 Indah Data, D1, D2 high speed recovery type diode, CN filter capacitor, N3 tertiary winding, N3A, N3B winding unit, LFT line filter transformer, CL across capacitors

Claims (4)

商用交流電源を等倍電圧整流動作により整流して、１つの平滑コンデンサに整流電流を充電することで、上記平滑コンデンサの両端に上記商用交流電源レベルの等倍に対応するレベルの直流入力電圧を生成する整流回路と、上記整流平滑電圧を直流入力電圧として入力してスイッチング動作を行うものとされ、ハイサイドのスイッチング素子と、ローサイドのスイッチング素子とをハーフブリッジ結合して形成される第１のハーフブリッジ回路と、第２のハーフブリッジ回路を備え、これら第１のハーフブリッジ回路と第２のハーフブリッジ回路とを、直流入力電圧と一次側アース間に対して並列に接続することで形成される、フルブリッジ結合のスイッチング手段と、
上記各スイッチング素子をスイッチング駆動するスイッチング駆動手段と、
少なくとも、上記スイッチング手段のスイッチング動作により得られるスイッチング出力が供給される一次巻線と、該一次巻線に得られたスイッチング出力としての交番電圧が励起される二次巻線とを巻装して形成される絶縁コンバータトランスと、
少なくとも、上記絶縁コンバータトランスの一次巻線の漏洩インダクタンス成分と、上記一次巻線に直列接続された一次側直列共振コンデンサのキャパシタンスとによって形成され、上記スイッチング手段の動作を電流共振形とする一次側直列共振回路と、
上記各ハーフブリッジ回路を形成する２つのスイッチング素子のうち、一方のスイッチング素子に対して並列接続された部分電圧共振コンデンサのキャパシタンスと、上記絶縁コンバータトランスの一次巻線の漏洩インダクタンス成分によって形成され、上記各スイッチング素子がターンオン及びターンオフするタイミングに応じてのみ電圧共振動作が得られる一次側部分電圧共振回路と、
上記絶縁コンバータトランスの二次巻線に得られる交番電圧を入力して、整流動作を行うことで二次側直流出力電圧を生成するように構成された直流出力電圧生成手段と、
上記二次側直流出力電圧のレベルに応じて上記スイッチング駆動手段を制御して、上記スイッチング手段のスイッチング周波数を可変することで、二次側直流出力電圧に対する定電圧制御を行うように構成された定電圧制御手段と、
上記商用交流電源のレベルに応じて、上記スイッチング手段のスイッチング動作を、フルブリッジ結合されたスイッチング素子によりオン／オフ動作を行うフルブリッジ動作と、ハーフブリッジ結合されたスイッチング素子によりオン／オフ動作を行うハーフブリッジ動作とに切り換える切換制御手段と、
少なくとも、上記整流回路と上記平滑コンデンサとの間の整流電流経路に挿入される、インダクタと、高速リカバリ型ダイオード素子と、絶縁コンバータトランスの一次側に巻装される三次巻線との直列接続回路を備えて成る力率改善回路とを備え、
上記スイッチング駆動手段は、
上記各スイッチング素子をスイッチング駆動するためのドライブ信号として、互いに１８０°の位相差を有するとされる波形による、所要の周波数に応じた第１のドライブ信号と第２のドライブ信号を生成して出力するドライブ信号生成回路と、
上記第１のドライブ信号に基づいて、上記第１のハーフブリッジ回路のハイサイドのスイッチング素子と、上記第２のハーフブリッジ回路のローサイドのスイッチング素子が同じオン／オフタイミングとなるようにスイッチング駆動する、第１の駆動回路と、
上記第２のドライブ信号に基づいて、上記第１のハーフブリッジ回路のローサイドのスイッチング素子と、上記第２のハーフブリッジ回路のハイサイドのスイッチング素子が同じオン／オフタイミングとなるようにスイッチング駆動する、第２の駆動回路とを備える、
ことを特徴とするスイッチング電源回路。By rectifying the commercial AC power supply by the equal-voltage rectifying operation and charging the rectified current to one smoothing capacitor, a DC input voltage of a level corresponding to the same as the commercial AC power supply level is applied to both ends of the smoothing capacitor. A rectifying circuit to be generated and a switching operation performed by inputting the rectified smoothed voltage as a DC input voltage, and a first rectifying circuit formed by half-bridge coupling a high-side switching element and a low-side switching element. A half-bridge circuit and a second half-bridge circuit are provided. The first half-bridge circuit and the second half-bridge circuit are formed by connecting the first half-bridge circuit and the second half-bridge circuit in parallel between the DC input voltage and the primary side ground. Switching means of full bridge coupling,
Switching driving means for switchingly driving each of the switching elements,
At least a primary winding to which a switching output obtained by the switching operation of the switching means is supplied, and a secondary winding to which an alternating voltage as a switching output obtained in the primary winding is excited. An insulating converter transformer formed,
The primary side is formed by at least a leakage inductance component of a primary winding of the insulating converter transformer and a capacitance of a primary-side series resonance capacitor connected in series to the primary winding, and operates the switching means in a current resonance type. A series resonant circuit;
Of the two switching elements forming each of the half bridge circuits, formed by the capacitance of the partial voltage resonance capacitor connected in parallel to one of the switching elements and the leakage inductance component of the primary winding of the insulating converter transformer, A primary-side partial voltage resonance circuit in which the voltage resonance operation is obtained only in accordance with the timing at which the switching elements are turned on and off,
DC output voltage generation means configured to input an alternating voltage obtained to the secondary winding of the insulating converter transformer and generate a secondary DC output voltage by performing a rectification operation,
The switching drive means is controlled in accordance with the level of the secondary DC output voltage, and the switching frequency of the switching means is varied to perform constant voltage control on the secondary DC output voltage. Constant voltage control means,
In accordance with the level of the commercial AC power supply, the switching operation of the switching means is switched between a full-bridge operation in which an on / off operation is performed by a full-bridge-coupled switching element and an on / off operation in a half-bridge-coupled switching element. Switching control means for switching to a half-bridge operation to be performed;
At least a series connection circuit of an inductor, a high-speed recovery type diode element, and a tertiary winding wound on the primary side of an insulating converter transformer, which is inserted into a rectification current path between the rectification circuit and the smoothing capacitor. And a power factor improving circuit comprising:
The switching drive means includes:
A first drive signal and a second drive signal corresponding to a required frequency are generated and output as drive signals for driving each of the switching elements by a waveform assumed to have a phase difference of 180 ° from each other. A drive signal generation circuit,
On the basis of the first drive signal, the high-side switching element of the first half-bridge circuit and the low-side switching element of the second half-bridge circuit are switched so as to have the same on / off timing. , A first driving circuit,
Based on the second drive signal, the low-side switching element of the first half-bridge circuit and the high-side switching element of the second half-bridge circuit are switched so as to have the same on / off timing. , A second drive circuit,
A switching power supply circuit characterized by the above-mentioned. 上記切換制御手段は、
上記第２の駆動回路から上記第２のハーフブリッジ回路のハイサイドのスイッチング素子に対して供給されるドライブ信号を停止させることによって、上記第１のハーフブリッジ回路と、上記第２のハーフブリッジ回路のローサイドのスイッチング素子によるスイッチング動作となるように制御することで、上記ハーフブリッジ動作とするように構成されている、
ことを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。The switching control means includes:
By stopping the drive signal supplied from the second drive circuit to the high-side switching element of the second half bridge circuit, the first half bridge circuit and the second half bridge circuit By controlling so as to be a switching operation by the low-side switching element, the half-bridge operation is configured.
The switching power supply circuit according to claim 1, wherein: 上記切換制御手段は、
上記第２の駆動回路から上記第２のハーフブリッジ回路のハイサイドのスイッチング素子に対して供給されるべきドライブ信号を停止させると共に、上記第１のハーフブリッジ回路のスイッチング出力のみが上記一次側直列共振回路に対して供給されるように回路の切り換えを行って、上記第１のハーフブリッジ回路によるスイッチング動作となるように制御することで、上記ハーフブリッジ動作とするように構成されている、
ことを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。The switching control means includes:
The drive signal to be supplied from the second drive circuit to the high-side switching element of the second half-bridge circuit is stopped, and only the switching output of the first half-bridge circuit becomes the primary-side series. The circuit is switched so as to be supplied to the resonance circuit, and is controlled to be a switching operation by the first half-bridge circuit, so that the half-bridge operation is performed.
The switching power supply circuit according to claim 1, wherein: 上記商用交流電源のレベルに応じて、上記三次巻線としての巻数を切り換える巻数切り換え手段をさらに備える、
ことを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。The apparatus further includes a winding number switching unit that switches the number of windings as the tertiary winding according to a level of the commercial AC power supply.
The switching power supply circuit according to claim 1, wherein:
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