JP2004208433A - 電流バランス回路及びこれを備えた電源回路 - Google Patents
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Abstract
【課題】出力電圧差を少なくして、並列モジュール間での電流バランスをとる電流バランス回路を備えた電源回路を提供する。
【解決手段】電源モジュールに接続して、出力電圧差を少なくして、並列モジュール間での電流バランスをとる電流バランス回路３であって、この電流バランス回路３の入力側に電圧検出回路３１を設け、この電圧検出回路３１をオペアンプ３２の入力に接続して検出電圧と基準電圧との誤差を増幅するように構成し、このオペアンプ３２の出力をフォトカプラ３７を介して、第二のオペアンプ３８の入力に接続し、このオペアンプ３８にフィードバックした電圧とこのオペアンプ３８の入力電圧との誤差を増幅するように構成し、これらオペアンプ３８の出力をそれぞれ並列に接続し、各電源モジュールのメインスイッチを制御する制御回路に接続するように構成してあることを特徴とする電流バランス回路。
【選択図】図２
【解決手段】電源モジュールに接続して、出力電圧差を少なくして、並列モジュール間での電流バランスをとる電流バランス回路３であって、この電流バランス回路３の入力側に電圧検出回路３１を設け、この電圧検出回路３１をオペアンプ３２の入力に接続して検出電圧と基準電圧との誤差を増幅するように構成し、このオペアンプ３２の出力をフォトカプラ３７を介して、第二のオペアンプ３８の入力に接続し、このオペアンプ３８にフィードバックした電圧とこのオペアンプ３８の入力電圧との誤差を増幅するように構成し、これらオペアンプ３８の出力をそれぞれ並列に接続し、各電源モジュールのメインスイッチを制御する制御回路に接続するように構成してあることを特徴とする電流バランス回路。
【選択図】図２
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、一次−二次間が絶縁された電源モジュールに関するものであって、この電源モジュールを複数個並列に接続し、これら電源モジュールのそれぞれの出力側に接続して、それぞれの出力電流を検出して出力電流が均衡するように制御する電流バランス回路及びこれを備えた電源回路に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来の電源回路に備えてある電流バランス回路は、並列に接続された電源モジュールのそれぞれに設けてあり、これら電流バランス回路に流れる電流を検出する検出抵抗を電源回路の出力接続点に設け、この検出抵抗の他端間に発生する正負両方向の差電圧を増幅する差電圧増幅器を設け、この差電圧増幅器の出力電圧をレベルシフトして電源回路の基準電圧に印加するレベルシフト回路を設けて構成してある（例えば、特許文献１参照）。
【０００３】
この電流バランス回路は、検出抵抗やカレントトランスなどを用いて、電流バランス回路に流れる電流を検出し、モジュール間で誤差があれば、その差を無くすように制御をかけるように構成してある。つまり、出力値を比較してその差に応じて、モジュール制御部にフィードバックして電流バランスをとるようにしてある。
【０００４】
【特許文献１】
特開平１１−１８４１５号公報（第３−４頁、第１−２図）
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
前記電流バランス回路を備えた電源回路は、出力電流を信号として使用するので、電流バランス精度を高くできるというメリットがある。しかしながら、出力に制御系が一段入り込む構成になり、システム応答性に影響がある。さらに、電流バランスループ自体は、応答を高速にできないので(ハンチングするため)、負荷急変特性が悪化するという課題が生じた。
【０００６】
本発明は、上記問題に鑑みてなされたものであり、出力電圧差を少なくして、並列モジュール間での電流バランスをとる電流バランス回路を備えた電源回路を提供する。
【０００７】
【課題を解決しようとする手段】
上記目的を達成するためになされた本発明は、軽負荷になり、並列モジュール間に電圧差が生じていたとしても、電流バランス回路の出力が並列に接続されているために、並列モジュールには、ほぼ同じ幅のゲートパルスが出力されるため自己発振モードに突入しないようになる。
【０００８】
また、本発明は、並列モジュールのゲートパルス幅が同じために、出力電流がモジュール間でほぼ同じになる。
【０００９】
また、エラーアンプなどの外付け部品が不要であるため、システム応答性に影響を及ぼさず、部品点数が少なくすむため、小型化及び低コスト化を図ることができるとともに、製造作業性がよい。
【００１０】
【発明の実施の形態】
以下、添付図面を用いて本発明電源装置に係る実施例を説明する。本発明に係る電源回路の実施例を図１に示し、この電源回路に備えた電流バランス回路の実施例を図２に示し、この電源回路に備えた制御回路の実施例を図３に示してある。１は一次回路、２は二次回路、３は電流バランス回路、４は主電源、５は負荷、１１はメインスイッチ、１２はチョークコイル、１３は平滑コンデンサ、１４は制御回路、２０はトランス、２１は整流スイッチ、２２は転流スイッチ、２３は出力チョーク、２４は平滑コンデンサ、３１は電圧検出回路、３２はオペアンプ、３３はシャントレギュレータ、３４はフィードバック回路、３５は基準電圧回路、３６は抵抗、３７はフォトカプラ、３８はオペアンプ、３９はフィードバック回路、４０は基準電圧回路、４１はコンパレータ、４２はフリップフロップ回路、４３は発振器、４４はドライバである。
【００１１】
図１図示の本実施例に係る電源回路は、一次−二次間が絶縁されたトランス２０の巻線に直列にメインスイッチ１１を接続し、二次側に整流スイッチ２１と出力チョーク２３と平滑コンデンサ２４とを備えた電源モジュールを複数並列に接続して設けてあり、電源モジュールのメインスイッチ１１のオン・オフを制御する制御回路１４を各電源モジュールに設け、各メインスイッチ１１の出力端子を各制御回路１４の一方の入力端子に接続し、これら各制御回路１４の出力端子を各メインスイッチ１１の制御端子に接続してある。
【００１２】
本発明に係る電源回路は出力電圧差を少なくして、並列モジュール間での電流バランスをとる電流バランス回路３を備えてある。この電流バランス回路３の入力端子は二次回路２の出力部に接続し、これら電流バランス回路３の出力端子どうしを並列に接続し、この並列回路を各電源モジュールの制御回路１４に接続してある。なお、電流バランス回路３についての具体例は以下の通りである。
【００１３】
図２には電流バランス回路３の第一実施例を示す。この電流バランス回路３の入力側に電圧検出回路３１を設けてある。また、この電流バランス回路３は第一の誤差増幅回路であるオペアンプ３２を設けてある。このオペアンプ３２の出力及び負の入力にフィードバック回路３４を接続してあるとともに、このオペアンプ３２の負の入力には電圧検出回路３１も接続してある。また、オペアンプ３２の正の入力に基準電圧回路３５を接続してあり、このオペアンプ３２に検出電圧と基準電圧との誤差を増幅するよう構成してある。
【００１４】
オペアンプ３２の出力に絶縁手段であるフォトダイオードとフォトトランジスタからなるフォトカプラ３７を接続してある。オペアンプ３２で誤差を増幅した信号はフォトダイオードから出力されて、フォトトランジスタに入力される。このフォトトランジスタから出力した信号は第二の誤差増幅回路であるオペアンプ３８の正の入力に接続してある。オペアンプ３８の出力及び負の入力にフィードバック回路３９を接続してある。このような構成により、オペアンプ３８では、フォトカプラ３７から入力された検出電圧と、オペアンプ３８からフィードバックした基準電圧との誤差を増幅して、制御回路１４に制御信号を出力するようにしてある。
【００１５】
以上のように構成してある電流バランス回路３の出力端子を並列に接続して、この並列回路を制御回路１４の他方の入力端子に接続することにより、電流バランス回路３から出力された信号を平均化するように構成してある。
【００１６】
制御回路１４にはコンパレータ４１を設けてあり、このコンパレータ４１はメインスイッチ１１から出力された信号と電流バランス回路３から出力された信号とを比較して制御信号をフリップフロップ回路４１に出力するように構成してある。このコンパレータ４１の出力にフリップフロップ回路４２のリセット側を接続し、このフリップフロップ回路４２のセット側に発振器４３を接続し、この発振器４３からフリップフロップ回路４２にクロックパルス信号を出力するように構成してある。このフリップフロップ回路４２の出力をドライバ４４の入力に接続し、このドライバ４４の出力をメインスイッチ１１に接続してある。
【００１７】
本実施例に係る電源回路は、以上のように構成してあり、以下のように作用する。図４に電流バランス回路３及び制御回路１４の動作波形図を示してある。メインスイッチ１１に制御回路１４からゲートパルス信号が送られ、メインスイッチ１１はオンとオフとを繰り返し、トランス２０の一次巻線に電流が流れる。トランス２０の一次巻線に電流が流れると同時に、二次巻線に電流が流れる。
【００１８】
各電源モジュールの二次回路２の出力側で負荷電圧を電圧検出回路３１で検出する。電圧検出回路３１で検出された電圧と基準電圧回路３５から出力される基準電圧とをオペアンプ３２で比較し、誤差を増幅する。オペアンプ３２の出力がフォトダイオードに入力され、その信号がフォトトランジスタに入力されて、一次側に設けたオペアンプ３８に出力される。このオペアンプ３８で、フォトカプラ３７から入力された検出電圧とオペアンプ３８の出力からフィードバックされた基準電圧とを比較し、この誤差を増幅して制御回路１４に出力する。
【００１９】
各電流バランス回路３から出力された信号は平均化された後、各電源モジュールの制御回路１４のコンパレータ４１に出力される。これらコンパレータ４１で各電源モジュールのメインスイッチ１１の出力信号Ｂと電流バランス回路３の出力信号Ａとを比較し、出力信号Ｂが出力信号Ａより低く、このコンパレータ４１の出力信号Ｃが発振器４２から出力したクロックパルス信号Ｄより低い場合は、フリップフロップ回路４１でセットされ、ドライバ４４がメインスイッチ１１にオン信号Ｅを送信し、メインスイッチ１１はオンする。
【００２０】
一方、出力信号Ｂが出力信号Ａより高くなると、コンパレータ４１の出力信号Ｃはクロックパルス信号Ｄより高くなるため、フリップフロップ回路４２でリセットされ、ドライバ４４がメインスイッチ１１にオフ信号Ｅを送信し、メインスイッチ１１はオフする。発振器４３が立ち上がるまで、メインスイッチ１１はオフの状態である。これらを繰り返すことにより、軽負荷になり、並列モジュール間に電圧差が生じていたとしても、出力信号Ａは一定であり、常にゲートパルスが出力されるため、自己発振モードに突入しない。
【００２１】
図５には図２とは別の電流バランス回路３を示してある。この電流バランス回路３は概ね図２の実施例と同様であるが、第二のオペアンプ３８の出力から負の入力にフィードバック回路３９を接続し、オペアンプ３８の正の入力に基準電圧回路４０を接続してあり、第一のオペアンプ３２と同様に検出電圧と基準電圧との誤差を増幅するようにしてある。
【００２２】
図５図示の電流バランス回路３は、以上のように構成してあり、以下のように作用する。メインスイッチ１１に制御回路１４からゲートパルス信号が送られ、メインスイッチ１１はオンとオフとを繰り返し、トランス２０の一次巻線に電流が流れる。トランス２０の一次巻線に電流が流れると同時に、二次巻線に電流が流れる。電源回路の二次回路２の出力側で負荷電圧を電圧検出回路３１で検出する。電圧検出回路３１で検出された電圧と基準電圧回路３５から出力される基準電圧とをオペアンプ３２で比較し、誤差を増幅する。オペアンプ３２の出力がフォトダイオードに入力され、その信号がフォトトランジスタに入力されて、第二のオペアンプ３８に出力される。このオペアンプ３８で、フォトカプラ３７から入力された検出電圧とオペアンプ３８の出力からフィードバックされた基準電圧とを比較し、この誤差を増幅して制御回路１４に出力する。
【００２３】
図６には図２及び図５とは別の電流バランス回路３を示してある。この電流バランス回路３は第一の誤差増幅回路にシャントレギュレータ３３を用いている。構成を具体的に説明すると、電流バランス回路３の入力端及び電圧検出回路３１の入力端にシャントレギュレータ３３のアノードを接続し、このシャントレギュレータ３３のゲートを電圧検出回路３１を構成する分圧抵抗の分岐点に接続し、シャントレギュレータ３３のカソードに抵抗３６を接続してある。さらにこの抵抗３６にフォトカプラ３７を構成するフォトダイオードを接続し、シャントレギュレータ３３とフォトダイオードとを直列に接続してある。なお、一次側の構成は図５図示実施例をほぼ同様である。
【００２４】
図６図示の電流バランス回路３は、以上のように構成してあり、以下のように作用する。電源回路の二次回路２の出力側で負荷電圧を電圧検出回路３１で検出する。この電圧検出回路３１を構成する分圧抵抗の出力側の抵抗の電圧、及び、シャントレギュレータ３３に接続した抵抗３６の電圧は常に一定である。これに対して、フォトダイオードの電圧にかかる電圧は電流バランス回路３の二次側にかかる電圧とともに変動する。この変動する電圧をフォトダイオードから出力され、発光ダイオードに入力された信号を第二のオペアンプ３８に出力する。このオペアンプ３８で、フォトカプラ３７から入力された検出電圧とオペアンプ３８の出力からフィードバックされた基準電圧とを比較し、この誤差を増幅して制御回路１４に出力する。
【００２５】
なお、本発明電流バランス回路に係る実施例では、絶縁手段としてフォトカプラを用いたが、例えば、カレントトランスその他の絶縁手段を用いても同様の作用をする。また、本発明電源回路に係る実施例では、電源モジュールを４つ並列に接続して構成してあるが、５つ以上の電源モジュールを並列に接続して構成した場合であっても、並列モジュール間の出力電流も同じになり、常にゲートパルスが出力されるため自己発振モードに突入しないようになる。
【００２６】
【発明の効果】
本発明によれば、軽負荷になり、並列モジュール間に電圧差が生じていたとしても、電流バランス回路の出力が並列に接続されているために、並列モジュールには、ほぼ同じ幅のゲートパルスが出力されるため自己発振モードに突入しないようになる効果がある。
【００２７】
また、本発明によれば、並列モジュールのゲートパルス幅が同じために、出力電流がモジュール間でほぼ同じになる効果がある。
【００２８】
また、本発明によれば、エラーアンプなどの外付け部品が不要であるため、システム応答性に影響を及ぼさず、部品点数が少なくすむため、小型化及び低コスト化を図ることができるとともに、製造作業性がよいという効果もある。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明電源回路に係る一実施例を示す回路図である。
【図２】図１図示実施例の電源回路に備えた電流バランス回路の実施例を示す回路図である。
【図３】図１図示実施例の電源回路に備えた制御回路の実施例を示す回路図である。
【図４】図１図示実施例の動作波形図である。
【図５】図２図示実施例とは別の電流バランス回路の実施例を示す回路図である。
【図６】図２及び図５図示実施例とは別の電流バランス回路の実施例を示す回路図である。
【符号の説明】
１ 一次回路
２ 二次回路
３ 電流バランス回路
４ 主電源
５ 負荷
１１ メインスイッチ
１２ チョークコイル
１３ 平滑コンデンサ
１４ 制御回路
２０ トランス
２１ 整流スイッチ
２２ 転流スイッチ
２３ 出力チョーク
２４ 平滑コンデンサ
３１ 電圧検出回路
３２ オペアンプ
３３ シャントレギュレータ
３４ フィードバック回路
３５ 基準電圧回路
３６ 抵抗
３７ フォトカプラ
３８ オペアンプ
３９ フィードバック回路
４０ 基準電圧回路
４１ オペアンプ
４２ フリップフロップ回路
４３ 発振器
４４ ドライバ
【発明の属する技術分野】
本発明は、一次−二次間が絶縁された電源モジュールに関するものであって、この電源モジュールを複数個並列に接続し、これら電源モジュールのそれぞれの出力側に接続して、それぞれの出力電流を検出して出力電流が均衡するように制御する電流バランス回路及びこれを備えた電源回路に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来の電源回路に備えてある電流バランス回路は、並列に接続された電源モジュールのそれぞれに設けてあり、これら電流バランス回路に流れる電流を検出する検出抵抗を電源回路の出力接続点に設け、この検出抵抗の他端間に発生する正負両方向の差電圧を増幅する差電圧増幅器を設け、この差電圧増幅器の出力電圧をレベルシフトして電源回路の基準電圧に印加するレベルシフト回路を設けて構成してある（例えば、特許文献１参照）。
【０００３】
この電流バランス回路は、検出抵抗やカレントトランスなどを用いて、電流バランス回路に流れる電流を検出し、モジュール間で誤差があれば、その差を無くすように制御をかけるように構成してある。つまり、出力値を比較してその差に応じて、モジュール制御部にフィードバックして電流バランスをとるようにしてある。
【０００４】
【特許文献１】
特開平１１−１８４１５号公報（第３−４頁、第１−２図）
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
前記電流バランス回路を備えた電源回路は、出力電流を信号として使用するので、電流バランス精度を高くできるというメリットがある。しかしながら、出力に制御系が一段入り込む構成になり、システム応答性に影響がある。さらに、電流バランスループ自体は、応答を高速にできないので(ハンチングするため)、負荷急変特性が悪化するという課題が生じた。
【０００６】
本発明は、上記問題に鑑みてなされたものであり、出力電圧差を少なくして、並列モジュール間での電流バランスをとる電流バランス回路を備えた電源回路を提供する。
【０００７】
【課題を解決しようとする手段】
上記目的を達成するためになされた本発明は、軽負荷になり、並列モジュール間に電圧差が生じていたとしても、電流バランス回路の出力が並列に接続されているために、並列モジュールには、ほぼ同じ幅のゲートパルスが出力されるため自己発振モードに突入しないようになる。
【０００８】
また、本発明は、並列モジュールのゲートパルス幅が同じために、出力電流がモジュール間でほぼ同じになる。
【０００９】
また、エラーアンプなどの外付け部品が不要であるため、システム応答性に影響を及ぼさず、部品点数が少なくすむため、小型化及び低コスト化を図ることができるとともに、製造作業性がよい。
【００１０】
【発明の実施の形態】
以下、添付図面を用いて本発明電源装置に係る実施例を説明する。本発明に係る電源回路の実施例を図１に示し、この電源回路に備えた電流バランス回路の実施例を図２に示し、この電源回路に備えた制御回路の実施例を図３に示してある。１は一次回路、２は二次回路、３は電流バランス回路、４は主電源、５は負荷、１１はメインスイッチ、１２はチョークコイル、１３は平滑コンデンサ、１４は制御回路、２０はトランス、２１は整流スイッチ、２２は転流スイッチ、２３は出力チョーク、２４は平滑コンデンサ、３１は電圧検出回路、３２はオペアンプ、３３はシャントレギュレータ、３４はフィードバック回路、３５は基準電圧回路、３６は抵抗、３７はフォトカプラ、３８はオペアンプ、３９はフィードバック回路、４０は基準電圧回路、４１はコンパレータ、４２はフリップフロップ回路、４３は発振器、４４はドライバである。
【００１１】
図１図示の本実施例に係る電源回路は、一次−二次間が絶縁されたトランス２０の巻線に直列にメインスイッチ１１を接続し、二次側に整流スイッチ２１と出力チョーク２３と平滑コンデンサ２４とを備えた電源モジュールを複数並列に接続して設けてあり、電源モジュールのメインスイッチ１１のオン・オフを制御する制御回路１４を各電源モジュールに設け、各メインスイッチ１１の出力端子を各制御回路１４の一方の入力端子に接続し、これら各制御回路１４の出力端子を各メインスイッチ１１の制御端子に接続してある。
【００１２】
本発明に係る電源回路は出力電圧差を少なくして、並列モジュール間での電流バランスをとる電流バランス回路３を備えてある。この電流バランス回路３の入力端子は二次回路２の出力部に接続し、これら電流バランス回路３の出力端子どうしを並列に接続し、この並列回路を各電源モジュールの制御回路１４に接続してある。なお、電流バランス回路３についての具体例は以下の通りである。
【００１３】
図２には電流バランス回路３の第一実施例を示す。この電流バランス回路３の入力側に電圧検出回路３１を設けてある。また、この電流バランス回路３は第一の誤差増幅回路であるオペアンプ３２を設けてある。このオペアンプ３２の出力及び負の入力にフィードバック回路３４を接続してあるとともに、このオペアンプ３２の負の入力には電圧検出回路３１も接続してある。また、オペアンプ３２の正の入力に基準電圧回路３５を接続してあり、このオペアンプ３２に検出電圧と基準電圧との誤差を増幅するよう構成してある。
【００１４】
オペアンプ３２の出力に絶縁手段であるフォトダイオードとフォトトランジスタからなるフォトカプラ３７を接続してある。オペアンプ３２で誤差を増幅した信号はフォトダイオードから出力されて、フォトトランジスタに入力される。このフォトトランジスタから出力した信号は第二の誤差増幅回路であるオペアンプ３８の正の入力に接続してある。オペアンプ３８の出力及び負の入力にフィードバック回路３９を接続してある。このような構成により、オペアンプ３８では、フォトカプラ３７から入力された検出電圧と、オペアンプ３８からフィードバックした基準電圧との誤差を増幅して、制御回路１４に制御信号を出力するようにしてある。
【００１５】
以上のように構成してある電流バランス回路３の出力端子を並列に接続して、この並列回路を制御回路１４の他方の入力端子に接続することにより、電流バランス回路３から出力された信号を平均化するように構成してある。
【００１６】
制御回路１４にはコンパレータ４１を設けてあり、このコンパレータ４１はメインスイッチ１１から出力された信号と電流バランス回路３から出力された信号とを比較して制御信号をフリップフロップ回路４１に出力するように構成してある。このコンパレータ４１の出力にフリップフロップ回路４２のリセット側を接続し、このフリップフロップ回路４２のセット側に発振器４３を接続し、この発振器４３からフリップフロップ回路４２にクロックパルス信号を出力するように構成してある。このフリップフロップ回路４２の出力をドライバ４４の入力に接続し、このドライバ４４の出力をメインスイッチ１１に接続してある。
【００１７】
本実施例に係る電源回路は、以上のように構成してあり、以下のように作用する。図４に電流バランス回路３及び制御回路１４の動作波形図を示してある。メインスイッチ１１に制御回路１４からゲートパルス信号が送られ、メインスイッチ１１はオンとオフとを繰り返し、トランス２０の一次巻線に電流が流れる。トランス２０の一次巻線に電流が流れると同時に、二次巻線に電流が流れる。
【００１８】
各電源モジュールの二次回路２の出力側で負荷電圧を電圧検出回路３１で検出する。電圧検出回路３１で検出された電圧と基準電圧回路３５から出力される基準電圧とをオペアンプ３２で比較し、誤差を増幅する。オペアンプ３２の出力がフォトダイオードに入力され、その信号がフォトトランジスタに入力されて、一次側に設けたオペアンプ３８に出力される。このオペアンプ３８で、フォトカプラ３７から入力された検出電圧とオペアンプ３８の出力からフィードバックされた基準電圧とを比較し、この誤差を増幅して制御回路１４に出力する。
【００１９】
各電流バランス回路３から出力された信号は平均化された後、各電源モジュールの制御回路１４のコンパレータ４１に出力される。これらコンパレータ４１で各電源モジュールのメインスイッチ１１の出力信号Ｂと電流バランス回路３の出力信号Ａとを比較し、出力信号Ｂが出力信号Ａより低く、このコンパレータ４１の出力信号Ｃが発振器４２から出力したクロックパルス信号Ｄより低い場合は、フリップフロップ回路４１でセットされ、ドライバ４４がメインスイッチ１１にオン信号Ｅを送信し、メインスイッチ１１はオンする。
【００２０】
一方、出力信号Ｂが出力信号Ａより高くなると、コンパレータ４１の出力信号Ｃはクロックパルス信号Ｄより高くなるため、フリップフロップ回路４２でリセットされ、ドライバ４４がメインスイッチ１１にオフ信号Ｅを送信し、メインスイッチ１１はオフする。発振器４３が立ち上がるまで、メインスイッチ１１はオフの状態である。これらを繰り返すことにより、軽負荷になり、並列モジュール間に電圧差が生じていたとしても、出力信号Ａは一定であり、常にゲートパルスが出力されるため、自己発振モードに突入しない。
【００２１】
図５には図２とは別の電流バランス回路３を示してある。この電流バランス回路３は概ね図２の実施例と同様であるが、第二のオペアンプ３８の出力から負の入力にフィードバック回路３９を接続し、オペアンプ３８の正の入力に基準電圧回路４０を接続してあり、第一のオペアンプ３２と同様に検出電圧と基準電圧との誤差を増幅するようにしてある。
【００２２】
図５図示の電流バランス回路３は、以上のように構成してあり、以下のように作用する。メインスイッチ１１に制御回路１４からゲートパルス信号が送られ、メインスイッチ１１はオンとオフとを繰り返し、トランス２０の一次巻線に電流が流れる。トランス２０の一次巻線に電流が流れると同時に、二次巻線に電流が流れる。電源回路の二次回路２の出力側で負荷電圧を電圧検出回路３１で検出する。電圧検出回路３１で検出された電圧と基準電圧回路３５から出力される基準電圧とをオペアンプ３２で比較し、誤差を増幅する。オペアンプ３２の出力がフォトダイオードに入力され、その信号がフォトトランジスタに入力されて、第二のオペアンプ３８に出力される。このオペアンプ３８で、フォトカプラ３７から入力された検出電圧とオペアンプ３８の出力からフィードバックされた基準電圧とを比較し、この誤差を増幅して制御回路１４に出力する。
【００２３】
図６には図２及び図５とは別の電流バランス回路３を示してある。この電流バランス回路３は第一の誤差増幅回路にシャントレギュレータ３３を用いている。構成を具体的に説明すると、電流バランス回路３の入力端及び電圧検出回路３１の入力端にシャントレギュレータ３３のアノードを接続し、このシャントレギュレータ３３のゲートを電圧検出回路３１を構成する分圧抵抗の分岐点に接続し、シャントレギュレータ３３のカソードに抵抗３６を接続してある。さらにこの抵抗３６にフォトカプラ３７を構成するフォトダイオードを接続し、シャントレギュレータ３３とフォトダイオードとを直列に接続してある。なお、一次側の構成は図５図示実施例をほぼ同様である。
【００２４】
図６図示の電流バランス回路３は、以上のように構成してあり、以下のように作用する。電源回路の二次回路２の出力側で負荷電圧を電圧検出回路３１で検出する。この電圧検出回路３１を構成する分圧抵抗の出力側の抵抗の電圧、及び、シャントレギュレータ３３に接続した抵抗３６の電圧は常に一定である。これに対して、フォトダイオードの電圧にかかる電圧は電流バランス回路３の二次側にかかる電圧とともに変動する。この変動する電圧をフォトダイオードから出力され、発光ダイオードに入力された信号を第二のオペアンプ３８に出力する。このオペアンプ３８で、フォトカプラ３７から入力された検出電圧とオペアンプ３８の出力からフィードバックされた基準電圧とを比較し、この誤差を増幅して制御回路１４に出力する。
【００２５】
なお、本発明電流バランス回路に係る実施例では、絶縁手段としてフォトカプラを用いたが、例えば、カレントトランスその他の絶縁手段を用いても同様の作用をする。また、本発明電源回路に係る実施例では、電源モジュールを４つ並列に接続して構成してあるが、５つ以上の電源モジュールを並列に接続して構成した場合であっても、並列モジュール間の出力電流も同じになり、常にゲートパルスが出力されるため自己発振モードに突入しないようになる。
【００２６】
【発明の効果】
本発明によれば、軽負荷になり、並列モジュール間に電圧差が生じていたとしても、電流バランス回路の出力が並列に接続されているために、並列モジュールには、ほぼ同じ幅のゲートパルスが出力されるため自己発振モードに突入しないようになる効果がある。
【００２７】
また、本発明によれば、並列モジュールのゲートパルス幅が同じために、出力電流がモジュール間でほぼ同じになる効果がある。
【００２８】
また、本発明によれば、エラーアンプなどの外付け部品が不要であるため、システム応答性に影響を及ぼさず、部品点数が少なくすむため、小型化及び低コスト化を図ることができるとともに、製造作業性がよいという効果もある。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明電源回路に係る一実施例を示す回路図である。
【図２】図１図示実施例の電源回路に備えた電流バランス回路の実施例を示す回路図である。
【図３】図１図示実施例の電源回路に備えた制御回路の実施例を示す回路図である。
【図４】図１図示実施例の動作波形図である。
【図５】図２図示実施例とは別の電流バランス回路の実施例を示す回路図である。
【図６】図２及び図５図示実施例とは別の電流バランス回路の実施例を示す回路図である。
【符号の説明】
１ 一次回路
２ 二次回路
３ 電流バランス回路
４ 主電源
５ 負荷
１１ メインスイッチ
１２ チョークコイル
１３ 平滑コンデンサ
１４ 制御回路
２０ トランス
２１ 整流スイッチ
２２ 転流スイッチ
２３ 出力チョーク
２４ 平滑コンデンサ
３１ 電圧検出回路
３２ オペアンプ
３３ シャントレギュレータ
３４ フィードバック回路
３５ 基準電圧回路
３６ 抵抗
３７ フォトカプラ
３８ オペアンプ
３９ フィードバック回路
４０ 基準電圧回路
４１ オペアンプ
４２ フリップフロップ回路
４３ 発振器
４４ ドライバ
Claims (5)
- 一次−二次間がトランスで絶縁されている電源モジュールに接続して、出力電圧差を少なくして、並列モジュール間での電流バランスをとる電流バランス回路であって、この電流バランス回路の入力側に電圧検出回路を設け、この電圧検出回路を第一の誤差増幅回路の入力に接続して検出電圧と基準電圧との誤差を増幅するように構成し、この第一の誤差増幅回路の出力を絶縁手段を介して、第二の誤差増幅回路の入力に接続し、この第二の誤差増幅回路にフィードバックした電圧とこの第二の誤差増幅回路の入力電圧との誤差を増幅するように構成し、この電流バランス回路の出力をそれぞれの電流バランス回路の出力と並列に接続し、各電源モジュールのメインスイッチを制御する制御回路に接続するように構成してあることを特徴とする電流バランス回路。
- 前記第一の誤差増幅回路にオペアンプを用いていることを特徴とする請求項１記載の電流バランス回路。
- 前記第一の誤差増幅回路にシャントレギュレータを用いていることを特徴とする請求項１記載の電流バランス回路。
- 前記絶縁手段は、フォトカプラであることを特徴とする請求項１乃至３のいずれかに記載の電流バランス回路。
- 一次−二次間が絶縁されている電源モジュールを複数個並列に接続して構成し、これら電源モジュールの一次回路にメインスイッチのオン・オフを制御する制御回路を接続し、前記電源モジュールの二次回路の出力側にそれぞれ請求項１乃至４のいずれかに記載の電流バランス回路の入力端子を接続し、これら電流バランス回路の出力端子を並列に接続し、この並列回路を前記各電源モジュールの制御回路に接続してあることを特徴とする電源回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2002375796A JP2004208433A (ja) | 2002-12-26 | 2002-12-26 | 電流バランス回路及びこれを備えた電源回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
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Publications (1)
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|---|---|
| JP2004208433A true JP2004208433A (ja) | 2004-07-22 |
Family
ID=32813418
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| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
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Country Status (1)
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| JP (1) | JP2004208433A (ja) |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2015027177A (ja) * | 2013-07-26 | 2015-02-05 | 日立オートモティブシステムズ株式会社 | 電力変換装置 |
| CN113285592A (zh) * | 2021-07-22 | 2021-08-20 | 七四九(南京)电子研究院有限公司 | 一种应用于模块电源初级侧的均流控制电路 |
| CN117310411A (zh) * | 2023-10-08 | 2023-12-29 | 保定市安科电气有限公司 | 开关柜故障检测系统 |
-
2002
- 2002-12-26 JP JP2002375796A patent/JP2004208433A/ja active Pending
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| CN113285592B (zh) * | 2021-07-22 | 2021-10-29 | 七四九(南京)电子研究院有限公司 | 一种应用于模块电源初级侧的均流控制电路 |
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