JP2004200972A - 信号のスクランブル・スクランブル解除方法及びシステム - Google Patents
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Abstract
【課題】スクランブル処理側とスクランブル解除処理側の２値の疑似乱数列発生回路の同期を、Ｓ／Ｎ比の顕著な劣化無しに実現できるようにすること。
【解決手段】入力信号と、一定値を出力する定数発生回路と、入力信号に定数発生回路の出力を加算する加算器と、＋１または−１の２値を生成する疑似乱数生成回路と、加算器を通過した出力に対して疑似乱数生成回路の出力を乗算してスクランブルをかける乗算器を備えるスクランブル回路、および、スクランブル回路で用いた疑似乱数生成回路と同一系列の位相制御可能な＋１または−１の２値を生成する疑似乱数生成回路と、入力信号に疑似乱数生成回路の出力を乗算してスクランブルを解除したスクランブル解除出力信号を出力する乗算器を備えるスクランブル解除回路で構成した。
【選択図】 図１
【解決手段】入力信号と、一定値を出力する定数発生回路と、入力信号に定数発生回路の出力を加算する加算器と、＋１または−１の２値を生成する疑似乱数生成回路と、加算器を通過した出力に対して疑似乱数生成回路の出力を乗算してスクランブルをかける乗算器を備えるスクランブル回路、および、スクランブル回路で用いた疑似乱数生成回路と同一系列の位相制御可能な＋１または−１の２値を生成する疑似乱数生成回路と、入力信号に疑似乱数生成回路の出力を乗算してスクランブルを解除したスクランブル解除出力信号を出力する乗算器を備えるスクランブル解除回路で構成した。
【選択図】 図１
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は音声信号、モデム信号、ファクシミリ信号等のアナログ信号の秘匿性の高いデータ伝送を実現する信号のスクランブル・スクランブル解除方法及びシステムに関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来、通信分野では、アナログ信号のスクランブル方式の１つとして、入力信号に値が＋１または−１となる２値の疑似乱数列を乗ずるものが知られている。図１４は、その２値の疑似乱数を用いたスクランブル方式の一例を示すものである。なお、図１４（ａ）は信号にスクランブルをかけるスクランブル回路のブロック図を示し、図１４（ｂ）はスクランブルをかけられた信号から元の信号を復元するスクランブル解除回路のブロック図を示している。図１４（ａ）のスクランブル回路は、＋１または−１の２値を生成する疑似乱数生成回路１４１と、乗算器１４２と、スクランブルをかける信号を入力する入力信号１４３と、スクランブルをかけた信号１４４とで構成されている。図１４（ｂ）のスクランブル解除回路は、＋１または−１の２値を生成する疑似乱数生成回路１４５と、乗算器１４６と、図１４（ａ）のスクランブル回路でスクランブルをかけた信号を入力する入力信号１４７と、スクランブルを解除した信号１４８で構成されている。すなわち、スクランブル回路とスクランブル解除回路とは、略同一の回路構成となっており、無線通信で用いられている直接拡散法のスペクトラム拡散通信方式と類似点が多い。
【０００３】
この従来のスクランブル方式の問題点は、スクランブル処理側の２値の疑似乱数列発生回路１４１とスクランブル解除側の２値の疑似乱数発生回路１４５の同期を取ることが困難であることである。スペクトラム拡散通信では、変調後の信号の包絡線が一定となる周波数変調方式または位相変調方式を用いて一次変調をかけた後に、２値の疑似乱数列を乗じている。そのため、スペクトラム拡散通信では、２値の疑似乱数列を乗じた後の信号も包絡線が一定となるので、受信側ではマッチトフィルタやＤＬＬ（Delay Locked Loop ）回路等を用いて容易に同期補足・同期追跡が可能である。しかし、図１４のスクランブル方式では、一次変調を用いずに包絡線が変動する音声信号やモデム信号に対して直接２値の疑似乱数列を乗じているので、受信側では同期補足・同期追跡を行うことが極めて困難である。
【０００４】
この問題を解決するための手段としては、本発明の発明者が出願した信号のスクランブル・スクランブル解除方法がある（例えば、特許文献１参照）。特許文献１では、スペクトラム拡散通信方式で用いられている信号の振幅が一定となる一次変調の代わりに、処理後の信号の平均パワーを一定とするための前処理を施した後に２値の疑似乱数列を乗じてスクランブルを行い、受信側ではＤＬＬ（Delay Locked Loop ）回路を用いた同期追跡を可能としている。
【０００５】
【特許文献１】
特開２０００−１５１５５５号公報（第５−８頁、第１図）
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
しかし、従来の方法では、スクランブル処理を行う信号の平均パワーを一定とするために、入力信号に入力信号の最大振幅と同程度の直流オフセットを重畳させており、その分Ｓ／Ｎ比が劣化するという欠点があった。伝送系のダイナミックレンジを一定とした場合、直流オフセット印加により入力した信号成分の振幅がほぼ半分になるので、Ｓ／Ｎ比の劣化量は６dBとなる。
【０００７】
本発明はこのような問題を解決するためになされたもので、その目的はスクランブル処理側とスクランブル解除処理側の２値の疑似乱数列発生回路の同期を、Ｓ／Ｎ比の顕著な劣化無しに実現することができる信号のスクランブル・スクランブル解除方法及システムを提供するものである。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
本発明は上記目的を達成するするために、信号のスクランブル・スクランブル解除システムにあっては、送信側のスクランブル回路にて送信信号のスクランブル処理を行い、受信側のスクランブル解除回路にて受信信号のスクランブル解除処理を行う信号のスクランブル・スクランブル解除システムであって、前記送信側のスクランブル回路が、入力信号と、一定値を出力する定数発生回路と、前記入力信号に前記定数発生回路の出力を加算する加算器と、＋１または−１の２値を生成する疑似乱数生成回路と、前記加算器を通過した出力に対して前記疑似乱数生成回路の出力を乗算してスクランブルをかけた信号を出力する乗算器を備える一方、前記受信側のスクランブル解除回路が、前記スクランブル回路で用いた疑似乱数生成回路と同一系列の位相制御可能な＋１または−１の２値を生成する疑似乱数生成回路と、前記入力信号に前記疑似乱数生成回路の出力を乗算してスクランブルを解除したスクランブル解除出力信号を出力する乗算器とを備え、相関演算による同期処理を行なう構成としたものである。この構成によれば、入力信号と疑似乱数列の相互相関の性質を利用した手法を用いて簡単な回路で、かつＳ／Ｎ比の顕著な劣化無しに、送信側（スクランブル処理側）と受信側（スクランブル解除処理側）の疑似乱数生成回路の同期を実現することが出来る。
【０００９】
【発明の実施の形態】
（第１の実施の形態）
以下、本発明の実施の形態について、図面を用いて説明する。図１は本発明の第１の実施の形態に係るスクランブル回路を示す。図１において、このスクランブル回路は、入力信号１０１、該入力信号の特定成分（直流成分や超低周波成分等）を除去するＨＰＦ（ハイパスフィルタ）１０２、該ＨＰＦ１０２を通過した出力に対して一定値を与える定数発生回路１０３、＋１または−１の２値を生成する疑似乱数生成回路１０４、スクランブルをかけた信号１０５、加算器１０６、乗算器１０７で構成されている。なお、このスクランブル回路はデジタル処理のハードウェアとして実現することも、ソフトウェアとしてデジタル処理で実現することも可能であり、またアナログ処理のハードウェアとして実現することも可能である。そして、デジタル処理する場合は、音声信号またはモデム信号，ＦＡＸ信号等のアナログ信号をＡ／Ｄ変換したものが入力信号１０１となり、アナログ処理する場合は、音声信号またはモデム信号，ＦＡＸ信号等のアナログ信号が入力信号１０１となる。
【００１０】
図１のスクランブル回路の動作を説明すると、ＨＰＦ１０２は入力信号１０１中の直流成分や超低周波成分を除去する。音声信号にスクランブルをかける場合、音声信号伝達に悪影響を与えないようにＨＰＦ１０２のカットオフ周波数は３００Ｈｚ以下に設定すれば良い。また、予め直流成分を除去した信号が入力される場合はＨＰＦ１０２は無くとも良い。次に、定数発生回路１０３の出力を加算器１０６で加算したのちに、＋１または−１の２値信号を生成する疑似乱数生成回路１０４の出力を乗算器１０７で乗じてスクランブルをかけた出力信号１０５を生成する。
【００１１】
例えば、本第１の実施の形態におけるスクランブル処理では、例えば音声信号を対象として周期１２７のＭ系列信号によりスクランブルをかける場合、定数発生回路１０３の出力値は入力の音声信号の振幅の絶対値の最大値の１／１０程度で十分である。また、スクランブルに使用する疑似乱数により周期の大きいものを使い、スクランブル解除回路での同期のための相関演算のデータ長も大きく取れば、定数発生回路１０３の出力はもっと小さくしても良い。さらに、音声以外の信号を処理する場合は、あらかじめ実験を行いスクランブル解除処理を行う際に安定して同期を取ることが出来る範囲で、出来る限り小さい値を定数発生回路１０３の出力値として選べばよい。入力信号１０１に定数発生回路１０３の出力を加えるのは、スクランブル出力信号１０５に疑似乱数発生回路１０４の出力を重畳するためである。入力信号に対して直接２値の疑似乱数列を乗じてスクランブルをかけたのでは、入力が無音状態の場合を考えれば明らかであるが、スクランブル解除回路で同期処理を行うことが出来なくなってしまう。図１の構成でスクランブル出力１０５に疑似乱数発生回路１０４の出力を重畳させることによって、スクランブル解除回路側では相互相関を用いた同期処理が可能となるのである。
【００１２】
図２は本発明の第１の実施の形態に係るスクランブル解除回路を示す。このスクランブル解除回路は、図１のスクランブル回路でスクランブルをかけた信号を入力してスクランブル解除処理を行い、スクランブルをかける前の信号を復元して出力するものである。したがって、図２において、入力信号２０１は図１のスクランブル回路でスクランブルをかけられた信号１０５である。そして、このスクランブル解除回路は、スクランブルがかけられた入力信号２０１、図１のスクランブル処理回路に用いた疑似乱数生成回路１０４と同一の系列の位相制御可能な＋１または−１の２値でなる疑似乱数を生成する疑似乱数生成回路２０２、図１のスクランブル回路で重畳した定数発生回路１０３の直流成分を除去するＨＰＦ（ハイパスフィルタ）２０３、スクランブル解除されたスクランブル解除出力信号２０４、入力信号２０１と疑似乱数生成回路２０２の出力を入力して２つの信号の相互相関の演算を行う相関器２０５、相互相関のピークの位置を求めるピーク検出回路２０６、乗算器２０７で構成されている。
【００１３】
以下では疑似乱数にＭ系列信号を用いるものとして説明する。このスクランブル解除回路の動作を説明すると、このスクランブル解除回路では、スクランブルをかけられた入力信号２０１に対して、＋１または−１の２値信号を生成する疑似乱数生成回路２０２の出力を乗算器２０７で乗じた後に、重畳した直流成分をＨＰＦ２０３で除去することによって、スクランブルを解除したスクランブル解除出力信号２０４が得られるものである。さらに詳述すると、２値の疑似乱数生成回路２０２では、図１のスクランブル回路の疑似乱数生成回路１０４と同一の系列の疑似乱数であるＭ系列信号を生成しており、疑似乱数生成回路２０２のＭ系列信号と入力信号２０１を相関器２０５に入力する。相関器２０５では該２つの信号の相互相関を演算により求め、求められた出力をピーク検出回路２０６に入力し、ピーク検出回路２０６で相互相関のピークの位置を求め、この相互相関のピーク位置から図１のスクランブル回路の疑似乱数生成回路１０４の出力と疑似乱数生成回路２０２の出力が同期するように疑似乱数生成回路２０２の位相、すなわちＭ系列信号生成回路の位相を帰還制御する。この帰還制御により、２値の疑似乱数生成回路２０２と図１のスクランブル回路の疑似乱数生成回路１０４の出力の同期が可能となる。
【００１４】
ここで、Ｍ系列信号生成回路の位相を制御する方法、言い方を変えれば時間軸をシフトさせたＭ系列信号を生成する手法は公知であり、例えば昭晃堂より出版されているセンシング／認識シリーズ第８巻「Ｍ系列信号とその応用」（柏木濶著）の３章『３．３ 遅れたＭ系列を得る方法』にその手法の詳細が紹介されている。なお、位相を変えたＭ系列信号を得ることは、シフトレジスタを用いて発生させたＭ系列信号をマルチタップのディレイラインに入力して、信号を取り出すタップの位置を変えることによっても出来る。また、メモリに書き込んでおいた一周期分の疑似乱数を繰り返し読み出して処理する場合は、単にデータを読み出す位置をずらすだけで簡単に位相を変えた、すなわち時間軸をシフトした疑似乱数列を得ることが出来る。
【００１５】
次に、相関器２０５において、入力信号２０１と２値の疑似乱数生成回路２０２の出力との相互相関の演算を行う方法について次に説明する。相関器２０５における２つの信号の相互相関ＣＯＲym'は次式（１）により求めることが出来る。
【数１】
上式（１）でｙが入力信号２０１、ｍ’が２値の疑似乱数列生成回路２０２の出力信号である。また、Ｎは相互相関の演算に用いるデータ長である。
【００１６】
なお、上式（１）で定義されているのと異なる相互相関の演算方法もあるが、そのような異なる定義に基づいて相互相関を求めても差し支えない。例えば、相互相関の一種である共分散を用いても良いし、相関演算を行うデータ長を疑似乱数列の周期の整数倍とした環状相関（円状相関、時間軸を入れ替えた巡回畳み込み）を用いても良い。
【００１７】
図１のスクランブル回路の疑似乱数生成回路１０４とスクランブル解除処理回路の疑似乱数生成回路２０２の同期が取れていない状態では、疑似乱数生成回路１０４の出力信号ｍと疑似乱数生成回路２０２の出力信号ｍ’との間には次式・・（２）に示すように未知の位相差、すなわち時間差ｄが存在する。
【数２】
上式（２）では、ｄが正の値を取るときはｍ’はｍよりもｄサンプル遅れた信号となっている。逆にｄが負の値を取る時はｍ’はｍよりもｄサンプル進んだ信号となる。
【００１８】
ここで上式（１）のｙは図１のスクランブル回路の入力信号１０１に定数発生回路１０３の出力を加えた後に２値の疑似乱数生成回路１０４の出力ｍを乗じたものであるから、次式（３）のように表される。
【数３】
上式（３）中のｘは入力信号１０１で、ｋは定数発生回路１０３で発生した定数値である。
【００１９】
上式（３）を上式（１）に代入すると次式（４）のようになる。なお次式（・・４）以降は数式が煩雑となるために累和演算Σの範囲の表示を省略して説明している。
【数４】
ここで任意の信号ｘと、２値の疑似乱数ｍと、ｍを時間軸上でシフトさせた信号ｍ’とを掛け合わせた信号成分は、ｘとｍが無相関かつｘとｍ’も無相関であるので、次式（５）に示すようにほぼ０となる。
【数５】
【００２０】
したがって、上式（５）を上式（４）に代入して整理すると次式（６）のようになる。
【数６】
ここで上式（２）式より、
【数７】
であるから、上式（６）に上式（７）を代入すると次式（８）のようになる。
【数８】
したがって疑似乱数の自己相関の性質より上式（１）は最終的に次式（９）のようになり、遅延τの値に応じて相互相関の計算結果が異なることがわかる。
【数９】
上式（９）中のＣは正の値であり、明らかに自己相関ＣＯＲｙｍ’は［τ］２つのＭ系列信号の位相差、すなわち時間差ｄと等しい遅延τで大きな値Ｃを持つパルス状の信号となることがわかる。したがって２つの疑似乱数ｍとｍ’の位相差（時間差）は上式（１）に基づいてスクランブル解除回路の入力信号２０１であるｙと２値の疑似乱数生成回路２０２の出力ｍ’の相互相関を求め、相互相関が最大値を取るτの値より計算することが出来ることがわかる。時間差τが分かれば、その値により疑似乱数生成回路２０２の位相を変化させる帰還制御を行ってスクランブルに用いた疑似乱数生成回路１０４の出力ｍと疑似乱数生成回路２０２の出力ｍ’の同期を取ることが出来る。なお、信号ｍがＭ系列信号のように周期性を有する信号であった場合、τ＝ｄだけでなくｍの基本周期Ｔの整数倍のτ＝ｎＴ＋ｄでも自己相関ＣＯＲｙｍ’［τ］は大きな値を有するパルス列状の信号となる。（ｎ＝±１、±２、±３、．．．．）
【００２１】
以上の説明では疑似乱数としてＭ系列信号を用いているが、Ｍ系列信号以外の２値の信号を用いてもよい。Ｍ系列信号以外の疑似乱数でも自己相関はインパルス状になる。また、Ｍ系列信号以外の疑似乱数でもメモリに書き込んでおいた一周期分の疑似乱数を読み出す位置を変えることにより時間軸をシフトした疑似乱数を生成することが可能である。したがって、これまでＭ系列信号を用いて説明したのと同じ同期処理の手法をそのまま適用することができる。
【００２２】
次に、実際の音声の処理例を用いて図１のスクランブル回路の動作を説明する。まず、入力信号１０１として図３に示す男声の音声信号を入力する。図３の音声信号の振幅は正規化処理されており、振幅の最大値は１．０である。この信号をＨＰＦ１０２に通した後、定数発生回路１０３で発生させた定数０．１を加算器１０６で加算する。その加算した後の信号を図４に示す。ここでＨＰＦ１０２のカットオフ周波数は２５０Ｈｚに設定している。次に、図４の信号に対して＋１または−１の２値信号を生成する２値の疑似乱数生成回路１０４の出力を乗算器１０７で乗じスクランブルをかける。このスクランブルをかけた信号を図５に示す。この処理例では疑似乱数生成回路１０４には周期２7−１＝１２７のＭ系列信号生成回路を用いている。
【００２３】
一方、図２のスクランブル解除回路の実際の音声の処理例は次のようになる。入力信号２０１は図５のスクランブルをかけた音声信号である。同期が取れておらず疑似乱数生成回路２０２の出力がスクランブルに用いた疑似乱数生成回路１０４の出力より９サンプル遅れていた場合、入力信号２０１と疑似乱数生成回路２０２の出力を乗じた信号の波形は図６のようになる。図６の信号をＨＰＦ２０３に通したものが最終的なスクランブル解除出力信号２０４となる。このように同期が取れていない場合の相関器２０５の出力は図７のようになる。図７の横軸は時間差τをあらわし、その単位はサンプルである。図７の横軸の原点付近を拡大したものが図８である。図８からわかる通り、相関器２０５の出力はスクランブル回路の疑似乱数生成回路１０４とスクランブル解除回路の疑似乱数生成回路２０２の位相差、すなわち時間差９サンプルのところで大きな正の値を有する。したがってピーク検出回路２０６より相関器２０５の出力のピークの位置を検出し、その値に応じて疑似乱数生成回路２０２の位相を変化させるように帰還制御をかければ疑似乱数生成回路の同期を取ることが出来る。同期が取れた状態ではスクランブル解除回路は図３のスクランブル回路の入力信号を正しく復元することが出来る。
【００２４】
なお、スクランブルをかけた信号を有線あるいは無線で伝送した場合、伝送路で非整数値の遅延が生ずることがある。そのような場合でもスクランブル解除回路側でインターポレーションを用いてサンプリング周波数を上げて処理すれば、同期処理の時間分解能を向上させることができるので実用上問題なく非整数値の遅延に対する同期が可能である。インターポレーションによりサンプリング周波数を上げる、すなわち処理の時間分解能を向上させる手法は公知であり、例えば昭晃堂より出版されているマルチレート信号処理（ディジタル信号処理シリーズ第１４巻）（貴家仁志著）にその手法の詳細が紹介されている。
【００２５】
したがって、この第１の実施の形態では、２値の疑似乱数を用いたスクランブル手法において、入力信号と疑似乱数列の相互相関の性質を利用した手法を用いて簡単な回路で、かつＳ／Ｎ比の顕著な劣化無しに、送信側（スクランブル処理側）と受信側（スクランブル解除処理側）の疑似乱数生成回路１０４，２０２の同期を取ることが出来る。
【００２６】
（第２の実施の形態）
図９は本発明の第２の実施の形態に係るスクランブル解除回路を示す。図９において、このスクランブル解除回路は、第１の実施の形態で用いている相関演算、すなわち複雑な積和演算を使わずに疑似乱数生成回路の同期を取る手法を用いている。なお、第２の実施の形態では、スクランブルには第１の実施の形態と同じ図１のスクランブル回路を用いる。その図９に示すスクランブル解除回路は、図１の２値の疑似乱数を用いたスクランブル回路でスクランブルがかけられた入力信号９０１、図１のスクランブル処理回路に用いた疑似乱数生成回路１０４と同一の系列の位相制御可能な＋１または−１の２値でなる疑似乱数を生成する疑似乱数生成回路９０２、図１のスクランブル回路で重畳した定数発生回路１０３の直流成分を低周波領域と比較して音声信号のエネルギーが十分に減衰した高域成分のみを取り出す第１のＨＰＦ（ハイパスフィルタ）９０３、全波整流回路または半端整流回路とＬＰＦ（ローパスフィルタ）を組み合わせた回路を用いたレベル検出器９０４、図１のスクランブル回路で重畳された定数発生回路１０３の直流成分をカットするための第２のＨＰＦ（ハイパスフィルタ）９０５、スクランブル解除出力信号９０６、乗算器９０７で構成されている。
【００２７】
一般に人間の音声の数秒以上の区間の平均振幅スペクトルは、概ね−６ｄＢ／ｏｃｔ．の高域下降特性を有している。例えば図３のサンプリング周波数６ｋＨｚでサンプリングした０．５秒間の男声音声の振幅スペクトルは図１０のようになる。このように音声の長時間平均スペクトルが高域下降特性を示すことは、例えばコロナ社より出版されている「新版 聴覚と音声」（電子通信学会）に詳細に記述されている。
【００２８】
この第２の実施の形態におけるスクランブル解除回路では、図３の音声信号に対して図１のスクランブル回路でスクランブルをかけ、図９のスクランブル解除回路でスクランブル解除した場合に、同期が取れていなかった場合のスクランブル解除回路出力信号の振幅スペクトルは図１１のようになる。このように同期が取れていなかった場合のスクランブル解除回路出力は２値の疑似乱数を乗じてスクランブルをかけることによって白色化されたままの、平坦なスペクトル特性となる。一方、同期が取れていた場合は、スクランブル解除回路の出力信号は元の音声信号が復元され、その平均振幅スペクトルは図１０と同様の高域下降特性を示す。したがって、この振幅スペクトル特性の相違を元に同期検出をすることが可能である。
【００２９】
次に、本第２の実施の形態に係る図９のスクランブル解除回路の動作を説明する。スクランブル解除回路への入力信号９０１と値が＋１または−１の２値の疑似乱数生成回路９０２の出力信号とが乗算器９０７により掛け合わされて第２のＨＰＦ９０５に入力されると、第２のＨＰＦ９０５の出力がスクランブル解除されたスクランブル解除出力信号９０６となる。第２のＨＰＦ９０５はスクランブル回路で重畳された直流成分をカットするためのものであるので、処理対象が音声信号の場合はカットオフ周波数を５０Ｈｚ〜３００Ｈｚ程度に設定すればよい。また、入力信号９０１と疑似乱数生成回路９０２の出力信号を掛け合わせた信号は第１のＨＰＦ９０３にも入力される。第１のＨＰＦ９０３の出力はレベル判定回路９０４に入力され、その出力により疑似乱数生成回路９０２の位相を制御する。第１のＨＰＦ９０３のカットオフ周波数は処理対象が音声の場合、３００Ｈｚ〜１ｋＨｚ付近に存在する振幅レベルの大きい第１ホルマントおよび第２ホルマントよりも周波数の高い２ｋＨｚ以上に設定すれば良い。
【００３０】
ここで疑似乱数生成回路９０２の同期が取れている時は第１のＨＰＦ９０３の入力は正常にスクランブル解除された高域下降の平均スペクトル特性を有する音声信号となるために、第１のＨＰＦ９０３の出力信号の信号レベルは小さい値になる。一方、同期が取れていない場合は第１のＨＰＦ９０３の入力信号は図１１に示したような白色化された平坦なスペクトル特性を有する信号となるために、第１のＨＰＦ９０３の出力信号レベルは同期が取れている状態よりも大きくなる。これにより第１のＨＰＦ９０３の出力レベルから容易に同期の判定が可能となる。もし、図１のスクランブル回路の入力１０１がゼロ、すわなち無音状態であった場合は図９のスクランブル解除回路の第１のＨＰＦ９０３の出力は、同期が取れていた時にゼロが出力され、同期が取れていなかった時には白色ノイズ成分の一部が出力される。したがって、スクランブル回路の入力信号が無音状態であっても、スクランブル解除回路側ではスペクトル特性の相違を元にした同期検出が可能である。
【００３１】
疑似乱数生成回路９０２の同期は以下のようにして行う。まず、２値の疑似乱数生成回路９０２の位相を制御して順番に位相の異なる疑似乱数列を次々に発生する。次にレベル判定回路９０４の出力レベルが最小となる時の疑似乱数生成回路９０２の初期位相を求める。第１のＨＰＦ９０３の出力レベルが最小となる時が同期が取れた状態であるので、疑似乱数生成回路９０２の初期位相をその時の値に固定することにより同期を確立することが出来る。
【００３２】
したがって、第２の実施の形態では、疑似乱数生成回路９０２の同期が取れている時のスクランブル解除回路の出力信号のスペクトル特性と、同期が取れていないときの白色化された出力信号のスペクトル特性との相違に着目した処理により、積和演算を必要とする相関回路を使わずに疑似乱数生成回路の同期を取ることが出来る。そして、本第２の実施の形態では、第１の実施の形態と比較すると、相関演算、すなわち複雑な積和演算を使わずに簡単な回路で疑似乱数生成回路１０４，９０２の同期を取ることが出来る。
【００３３】
（第３の実施の形態）
図１２は本発明の第３の実施の形態に係るスクランブル回路を示し、図１３は同じくスクランブル解除回路を示す。本第３の実施の形態は、第２の実施の形態をさらに改良したものである。すなわち、第２の実施の形態は、音声の平均スペクトルがほぼ−６ｄＢ／ｏｃｔ．の高域下降特性を有する特徴を利用してスクランブル解除回路の疑似乱数生成回路の同期を取っていたので、多値周波数変調等を用いた平坦なスペクトル特性を有するアナログ・モデム変調信号や、ＦＡＸ変調信号等の音声とは異なる平均スペクトル特性を有する信号には適用出来ないが、本第３の実施の形態はこれらの音声信号以外でも安定したスクランブル解除回路の同期が可能となるように第２の実施例を改良したものである。
【００３４】
図１２に示すスクランブル回路は、モデム信号やファクシミリ信号等を入力する入力信号１２１、ＢＥＦ（バンド・エリミネーション・フィルタ）１２２、定数発生回路１２３、＋１または−１の２値を生成する疑似乱数生成回路１２４、スクランブルをかけた信号１２５、加算器１２６、乗算器１２７で構成されている。
【００３５】
図１２のスクランブル回路の動作を説明すると、まず入力信号１２１をＢＥＦ（バンド・エリミネーション・フィルタ）１２２に通す。次に加算器１２６でＢＥＦ１２２の出力信号に定数生成回路１２３の出力信号を加算し、乗算器１２７で値＋１／−１の２値の疑似乱数生成回路１２４の出力信号を乗じてスクランブルをかけた信号１２５を生成する。ここで、ＢＥＦ１２２はスクランブル解除回路での疑似乱数生成回路の同期処理のために、入力信号１２１に振幅レベルの小さい帯域を作るためのものである。入力信号１２１がアナログ・モデム変調信号やＦＡＸ変調信号である場合、誤り率等に悪影響を与えないようにＢＥＦ１２２の中心周波数は０Ｈｚに近い低い周波数に設定するか、サンプリング周波数の１／２に近い高い周波数に設定すれば良い。一方、ＢＥＦ１２２の帯域幅も誤り率等に悪影響を与えないよう１０Ｈｚ程度から１００Ｈｚ程度に設定する。なお入力信号１２１が無音区間を有さずに連続した信号である場合には、定数発生回路１２３および加算器１２６を省略して、ＢＥＦ１２２の出力に対して直接疑似乱数を乗じても良い。
【００３６】
次に、図１３のスクランブル解除回路は、第２の実施の形態として示した図９のスクランブル解除回路の第１のＨＰＦ９０３をバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）１３３に置き換えたもので、図１２のスクランブル回路の出力信号１２５、すなわちスクランブルがかけられた入力信号１３１、図１２のスクランブル回路の疑似乱数生成回路１２４と同一の系列の位相制御可能な＋１または−１の２値でなる疑似乱数を生成する疑似乱数生成回路１３２、ＢＰＦ１３３、レベル検出器１３４、ハイパスフィルタ１３５、スクランブルを解除した信号１３６、乗算器１３７で構成されている。なお、ＢＰＦ１３３の中心周波数はスクランブル回路のＢＥＦ１２２と同一に、帯域幅はＢＥＦ１２２と同一かそれより狭く設定すれば良い。図１２のスクランブル回路ではＢＥＦ１２２を用いているので、疑似乱数生成回路１２２の同期が取れている状態ではＢＰＦ１３３の出力は極めて小さくなる。一方、同期が取れていない状態ではＢＰＦ１３３に入力される信号のスペクトルはスクランブル処理によって白色化されているのでＢＰＦ１３３の出力信号レベルは同期が取れているときよりも大きくなる。したがって第２の実施の形態の図９のスクランブル解除回路と同様にしてＢＰＦ１３３とレベル判定回路１３４を用いて疑似乱数生成回路１３２の同期を取ることが出来る。
【００３７】
第２の実施の形態では音声の長時間平均スペクトル特性に着目した処理を行っていたが、本第３の実施の形態では音声以外の高域下降特性を有さない任意の信号を用いた場合でも、かつＳ／Ｎ比の顕著な劣化無しに、送信側（スクランブル処理側）と受信側（スクランブル解除処理側）の疑似乱数生成回路１２４，１３２の同期を取ることが出来る。
【００３８】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明の信号のスクランブル・スクランブル解除方法及びシステムでは、従来の２値の疑似乱数を用いたアナログ信号のスクランブル手法の実用化の問題点となっていた、疑似乱数生成回路の同期の問題を解決することが出来る。すなわち、従来の方式と比較して入力信号に重畳する直流成分のレベルが小さくて済むので、従来の方法よりも S/N ・比が良くなるという、きわめて優れた効果が期待できるものである。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の信号のスクランブル・スクランブル解除システムに用いられる第１の実施の形態に係るスクランブル回路の構成を示すブロック図
【図２】本発明の第１の実施の形態に係るスクランブル解除回路の構成を示すブロック図
【図３】サンプリング周波数６ｋＨｚで得られた男性の音声波形図
【図４】図１の音声波形図に直流オフセットを印可した波形図
【図５】図４の直流オフセットを印加した音声波形に周期２7−１＝１２７のＭ系列信号を乗じてスクランブルをかけた信号波形図
【図６】図５のスクランブル波形にスクランブルに用いたのと同一の系列で９サンプル位相の遅れたＭ系列信号を乗じた信号の波形図
【図７】図５のスクランブルをかけた信号と位相の遅れたＭ系列信号との相互相関の演算結果を示すグラフ図
【図８】図７の相互相関演算結果の時間差−２０サンプルから２０サンプルまでを拡大して描いたグラフ図
【図９】本発明の第２の実施の形態に係るスクランブル解除回路の構成を示すブロック図
【図１０】図３の男性音声波形の振幅スペクトルを示す図
【図１１】本発明の第２の実施の形態において同期がとれていなかった場合のスクランブル解除回路出力信号の振幅スペクトルを示す図
【図１２】本発明の第３の実施の形態に係るスクランブル回路の構成を示すブロック図
【図１３】本発明の第３の実施の形態に係るスクランブル解除回路の構成を示すブロック図
【図１４】（ａ）従来のスクランブル方式の一例を示すためのスクランブル回路の構成を示すブロック図
（ｂ）従来のスクランブル方式の一例を示すためのスクランブル解除回路の構成を示すブロック図
【符号の説明】
１０１ 入力信号
１０２ ＨＰＦ（ハイパスフィルタ）
１０３ 定数発生回路
１０４ 疑似乱数生成回路
１０５ スクランブルをかけた信号
１０６ 加算器
１０７ 乗算器
１２１ 入力信号
１２２ ＢＥＦ（バンド・エリミネーション・フィルタ）
１２３ 定数発生回路
１２４ 疑似乱数生成回路
１２５ スクランブルをかけた信号
１２６ 加算器
１２７ 乗算器
１３１ 入力信号
１３２ 疑似乱数生成回路
１３３ ＢＰＦ（バンド・パス・フィルタ）
１３４ レベル検出器
１３５ ＨＰＦ（ハイ・パス・フィルタ）
１３６ スクランブル解除出力信号
１３７ 乗算器
２０１ 入力信号
２０２ 疑似乱数生成回路
２０３ ＨＰＦ（ハイパスフィルタ）
２０４ スクランブル解除出力信号
２０５ 相関器
２０６ ピーク検出回路
２０７ 乗算器
９０１ スクランブルをかけた信号
９０２ 疑似乱数生成回路
９０３ 第１のＨＰＦ（ハイパスフィルタ）
９０４ レベル検出器
９０５ 第２のＨＰＦ（ハイパスフィルタ）
９０６ スクランブル解除出力信号
９０７ 乗算器
【発明の属する技術分野】
本発明は音声信号、モデム信号、ファクシミリ信号等のアナログ信号の秘匿性の高いデータ伝送を実現する信号のスクランブル・スクランブル解除方法及びシステムに関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来、通信分野では、アナログ信号のスクランブル方式の１つとして、入力信号に値が＋１または−１となる２値の疑似乱数列を乗ずるものが知られている。図１４は、その２値の疑似乱数を用いたスクランブル方式の一例を示すものである。なお、図１４（ａ）は信号にスクランブルをかけるスクランブル回路のブロック図を示し、図１４（ｂ）はスクランブルをかけられた信号から元の信号を復元するスクランブル解除回路のブロック図を示している。図１４（ａ）のスクランブル回路は、＋１または−１の２値を生成する疑似乱数生成回路１４１と、乗算器１４２と、スクランブルをかける信号を入力する入力信号１４３と、スクランブルをかけた信号１４４とで構成されている。図１４（ｂ）のスクランブル解除回路は、＋１または−１の２値を生成する疑似乱数生成回路１４５と、乗算器１４６と、図１４（ａ）のスクランブル回路でスクランブルをかけた信号を入力する入力信号１４７と、スクランブルを解除した信号１４８で構成されている。すなわち、スクランブル回路とスクランブル解除回路とは、略同一の回路構成となっており、無線通信で用いられている直接拡散法のスペクトラム拡散通信方式と類似点が多い。
【０００３】
この従来のスクランブル方式の問題点は、スクランブル処理側の２値の疑似乱数列発生回路１４１とスクランブル解除側の２値の疑似乱数発生回路１４５の同期を取ることが困難であることである。スペクトラム拡散通信では、変調後の信号の包絡線が一定となる周波数変調方式または位相変調方式を用いて一次変調をかけた後に、２値の疑似乱数列を乗じている。そのため、スペクトラム拡散通信では、２値の疑似乱数列を乗じた後の信号も包絡線が一定となるので、受信側ではマッチトフィルタやＤＬＬ（Delay Locked Loop ）回路等を用いて容易に同期補足・同期追跡が可能である。しかし、図１４のスクランブル方式では、一次変調を用いずに包絡線が変動する音声信号やモデム信号に対して直接２値の疑似乱数列を乗じているので、受信側では同期補足・同期追跡を行うことが極めて困難である。
【０００４】
この問題を解決するための手段としては、本発明の発明者が出願した信号のスクランブル・スクランブル解除方法がある（例えば、特許文献１参照）。特許文献１では、スペクトラム拡散通信方式で用いられている信号の振幅が一定となる一次変調の代わりに、処理後の信号の平均パワーを一定とするための前処理を施した後に２値の疑似乱数列を乗じてスクランブルを行い、受信側ではＤＬＬ（Delay Locked Loop ）回路を用いた同期追跡を可能としている。
【０００５】
【特許文献１】
特開２０００−１５１５５５号公報（第５−８頁、第１図）
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
しかし、従来の方法では、スクランブル処理を行う信号の平均パワーを一定とするために、入力信号に入力信号の最大振幅と同程度の直流オフセットを重畳させており、その分Ｓ／Ｎ比が劣化するという欠点があった。伝送系のダイナミックレンジを一定とした場合、直流オフセット印加により入力した信号成分の振幅がほぼ半分になるので、Ｓ／Ｎ比の劣化量は６dBとなる。
【０００７】
本発明はこのような問題を解決するためになされたもので、その目的はスクランブル処理側とスクランブル解除処理側の２値の疑似乱数列発生回路の同期を、Ｓ／Ｎ比の顕著な劣化無しに実現することができる信号のスクランブル・スクランブル解除方法及システムを提供するものである。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
本発明は上記目的を達成するするために、信号のスクランブル・スクランブル解除システムにあっては、送信側のスクランブル回路にて送信信号のスクランブル処理を行い、受信側のスクランブル解除回路にて受信信号のスクランブル解除処理を行う信号のスクランブル・スクランブル解除システムであって、前記送信側のスクランブル回路が、入力信号と、一定値を出力する定数発生回路と、前記入力信号に前記定数発生回路の出力を加算する加算器と、＋１または−１の２値を生成する疑似乱数生成回路と、前記加算器を通過した出力に対して前記疑似乱数生成回路の出力を乗算してスクランブルをかけた信号を出力する乗算器を備える一方、前記受信側のスクランブル解除回路が、前記スクランブル回路で用いた疑似乱数生成回路と同一系列の位相制御可能な＋１または−１の２値を生成する疑似乱数生成回路と、前記入力信号に前記疑似乱数生成回路の出力を乗算してスクランブルを解除したスクランブル解除出力信号を出力する乗算器とを備え、相関演算による同期処理を行なう構成としたものである。この構成によれば、入力信号と疑似乱数列の相互相関の性質を利用した手法を用いて簡単な回路で、かつＳ／Ｎ比の顕著な劣化無しに、送信側（スクランブル処理側）と受信側（スクランブル解除処理側）の疑似乱数生成回路の同期を実現することが出来る。
【０００９】
【発明の実施の形態】
（第１の実施の形態）
以下、本発明の実施の形態について、図面を用いて説明する。図１は本発明の第１の実施の形態に係るスクランブル回路を示す。図１において、このスクランブル回路は、入力信号１０１、該入力信号の特定成分（直流成分や超低周波成分等）を除去するＨＰＦ（ハイパスフィルタ）１０２、該ＨＰＦ１０２を通過した出力に対して一定値を与える定数発生回路１０３、＋１または−１の２値を生成する疑似乱数生成回路１０４、スクランブルをかけた信号１０５、加算器１０６、乗算器１０７で構成されている。なお、このスクランブル回路はデジタル処理のハードウェアとして実現することも、ソフトウェアとしてデジタル処理で実現することも可能であり、またアナログ処理のハードウェアとして実現することも可能である。そして、デジタル処理する場合は、音声信号またはモデム信号，ＦＡＸ信号等のアナログ信号をＡ／Ｄ変換したものが入力信号１０１となり、アナログ処理する場合は、音声信号またはモデム信号，ＦＡＸ信号等のアナログ信号が入力信号１０１となる。
【００１０】
図１のスクランブル回路の動作を説明すると、ＨＰＦ１０２は入力信号１０１中の直流成分や超低周波成分を除去する。音声信号にスクランブルをかける場合、音声信号伝達に悪影響を与えないようにＨＰＦ１０２のカットオフ周波数は３００Ｈｚ以下に設定すれば良い。また、予め直流成分を除去した信号が入力される場合はＨＰＦ１０２は無くとも良い。次に、定数発生回路１０３の出力を加算器１０６で加算したのちに、＋１または−１の２値信号を生成する疑似乱数生成回路１０４の出力を乗算器１０７で乗じてスクランブルをかけた出力信号１０５を生成する。
【００１１】
例えば、本第１の実施の形態におけるスクランブル処理では、例えば音声信号を対象として周期１２７のＭ系列信号によりスクランブルをかける場合、定数発生回路１０３の出力値は入力の音声信号の振幅の絶対値の最大値の１／１０程度で十分である。また、スクランブルに使用する疑似乱数により周期の大きいものを使い、スクランブル解除回路での同期のための相関演算のデータ長も大きく取れば、定数発生回路１０３の出力はもっと小さくしても良い。さらに、音声以外の信号を処理する場合は、あらかじめ実験を行いスクランブル解除処理を行う際に安定して同期を取ることが出来る範囲で、出来る限り小さい値を定数発生回路１０３の出力値として選べばよい。入力信号１０１に定数発生回路１０３の出力を加えるのは、スクランブル出力信号１０５に疑似乱数発生回路１０４の出力を重畳するためである。入力信号に対して直接２値の疑似乱数列を乗じてスクランブルをかけたのでは、入力が無音状態の場合を考えれば明らかであるが、スクランブル解除回路で同期処理を行うことが出来なくなってしまう。図１の構成でスクランブル出力１０５に疑似乱数発生回路１０４の出力を重畳させることによって、スクランブル解除回路側では相互相関を用いた同期処理が可能となるのである。
【００１２】
図２は本発明の第１の実施の形態に係るスクランブル解除回路を示す。このスクランブル解除回路は、図１のスクランブル回路でスクランブルをかけた信号を入力してスクランブル解除処理を行い、スクランブルをかける前の信号を復元して出力するものである。したがって、図２において、入力信号２０１は図１のスクランブル回路でスクランブルをかけられた信号１０５である。そして、このスクランブル解除回路は、スクランブルがかけられた入力信号２０１、図１のスクランブル処理回路に用いた疑似乱数生成回路１０４と同一の系列の位相制御可能な＋１または−１の２値でなる疑似乱数を生成する疑似乱数生成回路２０２、図１のスクランブル回路で重畳した定数発生回路１０３の直流成分を除去するＨＰＦ（ハイパスフィルタ）２０３、スクランブル解除されたスクランブル解除出力信号２０４、入力信号２０１と疑似乱数生成回路２０２の出力を入力して２つの信号の相互相関の演算を行う相関器２０５、相互相関のピークの位置を求めるピーク検出回路２０６、乗算器２０７で構成されている。
【００１３】
以下では疑似乱数にＭ系列信号を用いるものとして説明する。このスクランブル解除回路の動作を説明すると、このスクランブル解除回路では、スクランブルをかけられた入力信号２０１に対して、＋１または−１の２値信号を生成する疑似乱数生成回路２０２の出力を乗算器２０７で乗じた後に、重畳した直流成分をＨＰＦ２０３で除去することによって、スクランブルを解除したスクランブル解除出力信号２０４が得られるものである。さらに詳述すると、２値の疑似乱数生成回路２０２では、図１のスクランブル回路の疑似乱数生成回路１０４と同一の系列の疑似乱数であるＭ系列信号を生成しており、疑似乱数生成回路２０２のＭ系列信号と入力信号２０１を相関器２０５に入力する。相関器２０５では該２つの信号の相互相関を演算により求め、求められた出力をピーク検出回路２０６に入力し、ピーク検出回路２０６で相互相関のピークの位置を求め、この相互相関のピーク位置から図１のスクランブル回路の疑似乱数生成回路１０４の出力と疑似乱数生成回路２０２の出力が同期するように疑似乱数生成回路２０２の位相、すなわちＭ系列信号生成回路の位相を帰還制御する。この帰還制御により、２値の疑似乱数生成回路２０２と図１のスクランブル回路の疑似乱数生成回路１０４の出力の同期が可能となる。
【００１４】
ここで、Ｍ系列信号生成回路の位相を制御する方法、言い方を変えれば時間軸をシフトさせたＭ系列信号を生成する手法は公知であり、例えば昭晃堂より出版されているセンシング／認識シリーズ第８巻「Ｍ系列信号とその応用」（柏木濶著）の３章『３．３ 遅れたＭ系列を得る方法』にその手法の詳細が紹介されている。なお、位相を変えたＭ系列信号を得ることは、シフトレジスタを用いて発生させたＭ系列信号をマルチタップのディレイラインに入力して、信号を取り出すタップの位置を変えることによっても出来る。また、メモリに書き込んでおいた一周期分の疑似乱数を繰り返し読み出して処理する場合は、単にデータを読み出す位置をずらすだけで簡単に位相を変えた、すなわち時間軸をシフトした疑似乱数列を得ることが出来る。
【００１５】
次に、相関器２０５において、入力信号２０１と２値の疑似乱数生成回路２０２の出力との相互相関の演算を行う方法について次に説明する。相関器２０５における２つの信号の相互相関ＣＯＲym'は次式（１）により求めることが出来る。
【数１】
【００１６】
なお、上式（１）で定義されているのと異なる相互相関の演算方法もあるが、そのような異なる定義に基づいて相互相関を求めても差し支えない。例えば、相互相関の一種である共分散を用いても良いし、相関演算を行うデータ長を疑似乱数列の周期の整数倍とした環状相関（円状相関、時間軸を入れ替えた巡回畳み込み）を用いても良い。
【００１７】
図１のスクランブル回路の疑似乱数生成回路１０４とスクランブル解除処理回路の疑似乱数生成回路２０２の同期が取れていない状態では、疑似乱数生成回路１０４の出力信号ｍと疑似乱数生成回路２０２の出力信号ｍ’との間には次式・・（２）に示すように未知の位相差、すなわち時間差ｄが存在する。
【数２】
【００１８】
ここで上式（１）のｙは図１のスクランブル回路の入力信号１０１に定数発生回路１０３の出力を加えた後に２値の疑似乱数生成回路１０４の出力ｍを乗じたものであるから、次式（３）のように表される。
【数３】
【００１９】
上式（３）を上式（１）に代入すると次式（４）のようになる。なお次式（・・４）以降は数式が煩雑となるために累和演算Σの範囲の表示を省略して説明している。
【数４】
【数５】
したがって、上式（５）を上式（４）に代入して整理すると次式（６）のようになる。
【数６】
【数７】
【数８】
【数９】
【００２１】
以上の説明では疑似乱数としてＭ系列信号を用いているが、Ｍ系列信号以外の２値の信号を用いてもよい。Ｍ系列信号以外の疑似乱数でも自己相関はインパルス状になる。また、Ｍ系列信号以外の疑似乱数でもメモリに書き込んでおいた一周期分の疑似乱数を読み出す位置を変えることにより時間軸をシフトした疑似乱数を生成することが可能である。したがって、これまでＭ系列信号を用いて説明したのと同じ同期処理の手法をそのまま適用することができる。
【００２２】
次に、実際の音声の処理例を用いて図１のスクランブル回路の動作を説明する。まず、入力信号１０１として図３に示す男声の音声信号を入力する。図３の音声信号の振幅は正規化処理されており、振幅の最大値は１．０である。この信号をＨＰＦ１０２に通した後、定数発生回路１０３で発生させた定数０．１を加算器１０６で加算する。その加算した後の信号を図４に示す。ここでＨＰＦ１０２のカットオフ周波数は２５０Ｈｚに設定している。次に、図４の信号に対して＋１または−１の２値信号を生成する２値の疑似乱数生成回路１０４の出力を乗算器１０７で乗じスクランブルをかける。このスクランブルをかけた信号を図５に示す。この処理例では疑似乱数生成回路１０４には周期２7−１＝１２７のＭ系列信号生成回路を用いている。
【００２３】
一方、図２のスクランブル解除回路の実際の音声の処理例は次のようになる。入力信号２０１は図５のスクランブルをかけた音声信号である。同期が取れておらず疑似乱数生成回路２０２の出力がスクランブルに用いた疑似乱数生成回路１０４の出力より９サンプル遅れていた場合、入力信号２０１と疑似乱数生成回路２０２の出力を乗じた信号の波形は図６のようになる。図６の信号をＨＰＦ２０３に通したものが最終的なスクランブル解除出力信号２０４となる。このように同期が取れていない場合の相関器２０５の出力は図７のようになる。図７の横軸は時間差τをあらわし、その単位はサンプルである。図７の横軸の原点付近を拡大したものが図８である。図８からわかる通り、相関器２０５の出力はスクランブル回路の疑似乱数生成回路１０４とスクランブル解除回路の疑似乱数生成回路２０２の位相差、すなわち時間差９サンプルのところで大きな正の値を有する。したがってピーク検出回路２０６より相関器２０５の出力のピークの位置を検出し、その値に応じて疑似乱数生成回路２０２の位相を変化させるように帰還制御をかければ疑似乱数生成回路の同期を取ることが出来る。同期が取れた状態ではスクランブル解除回路は図３のスクランブル回路の入力信号を正しく復元することが出来る。
【００２４】
なお、スクランブルをかけた信号を有線あるいは無線で伝送した場合、伝送路で非整数値の遅延が生ずることがある。そのような場合でもスクランブル解除回路側でインターポレーションを用いてサンプリング周波数を上げて処理すれば、同期処理の時間分解能を向上させることができるので実用上問題なく非整数値の遅延に対する同期が可能である。インターポレーションによりサンプリング周波数を上げる、すなわち処理の時間分解能を向上させる手法は公知であり、例えば昭晃堂より出版されているマルチレート信号処理（ディジタル信号処理シリーズ第１４巻）（貴家仁志著）にその手法の詳細が紹介されている。
【００２５】
したがって、この第１の実施の形態では、２値の疑似乱数を用いたスクランブル手法において、入力信号と疑似乱数列の相互相関の性質を利用した手法を用いて簡単な回路で、かつＳ／Ｎ比の顕著な劣化無しに、送信側（スクランブル処理側）と受信側（スクランブル解除処理側）の疑似乱数生成回路１０４，２０２の同期を取ることが出来る。
【００２６】
（第２の実施の形態）
図９は本発明の第２の実施の形態に係るスクランブル解除回路を示す。図９において、このスクランブル解除回路は、第１の実施の形態で用いている相関演算、すなわち複雑な積和演算を使わずに疑似乱数生成回路の同期を取る手法を用いている。なお、第２の実施の形態では、スクランブルには第１の実施の形態と同じ図１のスクランブル回路を用いる。その図９に示すスクランブル解除回路は、図１の２値の疑似乱数を用いたスクランブル回路でスクランブルがかけられた入力信号９０１、図１のスクランブル処理回路に用いた疑似乱数生成回路１０４と同一の系列の位相制御可能な＋１または−１の２値でなる疑似乱数を生成する疑似乱数生成回路９０２、図１のスクランブル回路で重畳した定数発生回路１０３の直流成分を低周波領域と比較して音声信号のエネルギーが十分に減衰した高域成分のみを取り出す第１のＨＰＦ（ハイパスフィルタ）９０３、全波整流回路または半端整流回路とＬＰＦ（ローパスフィルタ）を組み合わせた回路を用いたレベル検出器９０４、図１のスクランブル回路で重畳された定数発生回路１０３の直流成分をカットするための第２のＨＰＦ（ハイパスフィルタ）９０５、スクランブル解除出力信号９０６、乗算器９０７で構成されている。
【００２７】
一般に人間の音声の数秒以上の区間の平均振幅スペクトルは、概ね−６ｄＢ／ｏｃｔ．の高域下降特性を有している。例えば図３のサンプリング周波数６ｋＨｚでサンプリングした０．５秒間の男声音声の振幅スペクトルは図１０のようになる。このように音声の長時間平均スペクトルが高域下降特性を示すことは、例えばコロナ社より出版されている「新版 聴覚と音声」（電子通信学会）に詳細に記述されている。
【００２８】
この第２の実施の形態におけるスクランブル解除回路では、図３の音声信号に対して図１のスクランブル回路でスクランブルをかけ、図９のスクランブル解除回路でスクランブル解除した場合に、同期が取れていなかった場合のスクランブル解除回路出力信号の振幅スペクトルは図１１のようになる。このように同期が取れていなかった場合のスクランブル解除回路出力は２値の疑似乱数を乗じてスクランブルをかけることによって白色化されたままの、平坦なスペクトル特性となる。一方、同期が取れていた場合は、スクランブル解除回路の出力信号は元の音声信号が復元され、その平均振幅スペクトルは図１０と同様の高域下降特性を示す。したがって、この振幅スペクトル特性の相違を元に同期検出をすることが可能である。
【００２９】
次に、本第２の実施の形態に係る図９のスクランブル解除回路の動作を説明する。スクランブル解除回路への入力信号９０１と値が＋１または−１の２値の疑似乱数生成回路９０２の出力信号とが乗算器９０７により掛け合わされて第２のＨＰＦ９０５に入力されると、第２のＨＰＦ９０５の出力がスクランブル解除されたスクランブル解除出力信号９０６となる。第２のＨＰＦ９０５はスクランブル回路で重畳された直流成分をカットするためのものであるので、処理対象が音声信号の場合はカットオフ周波数を５０Ｈｚ〜３００Ｈｚ程度に設定すればよい。また、入力信号９０１と疑似乱数生成回路９０２の出力信号を掛け合わせた信号は第１のＨＰＦ９０３にも入力される。第１のＨＰＦ９０３の出力はレベル判定回路９０４に入力され、その出力により疑似乱数生成回路９０２の位相を制御する。第１のＨＰＦ９０３のカットオフ周波数は処理対象が音声の場合、３００Ｈｚ〜１ｋＨｚ付近に存在する振幅レベルの大きい第１ホルマントおよび第２ホルマントよりも周波数の高い２ｋＨｚ以上に設定すれば良い。
【００３０】
ここで疑似乱数生成回路９０２の同期が取れている時は第１のＨＰＦ９０３の入力は正常にスクランブル解除された高域下降の平均スペクトル特性を有する音声信号となるために、第１のＨＰＦ９０３の出力信号の信号レベルは小さい値になる。一方、同期が取れていない場合は第１のＨＰＦ９０３の入力信号は図１１に示したような白色化された平坦なスペクトル特性を有する信号となるために、第１のＨＰＦ９０３の出力信号レベルは同期が取れている状態よりも大きくなる。これにより第１のＨＰＦ９０３の出力レベルから容易に同期の判定が可能となる。もし、図１のスクランブル回路の入力１０１がゼロ、すわなち無音状態であった場合は図９のスクランブル解除回路の第１のＨＰＦ９０３の出力は、同期が取れていた時にゼロが出力され、同期が取れていなかった時には白色ノイズ成分の一部が出力される。したがって、スクランブル回路の入力信号が無音状態であっても、スクランブル解除回路側ではスペクトル特性の相違を元にした同期検出が可能である。
【００３１】
疑似乱数生成回路９０２の同期は以下のようにして行う。まず、２値の疑似乱数生成回路９０２の位相を制御して順番に位相の異なる疑似乱数列を次々に発生する。次にレベル判定回路９０４の出力レベルが最小となる時の疑似乱数生成回路９０２の初期位相を求める。第１のＨＰＦ９０３の出力レベルが最小となる時が同期が取れた状態であるので、疑似乱数生成回路９０２の初期位相をその時の値に固定することにより同期を確立することが出来る。
【００３２】
したがって、第２の実施の形態では、疑似乱数生成回路９０２の同期が取れている時のスクランブル解除回路の出力信号のスペクトル特性と、同期が取れていないときの白色化された出力信号のスペクトル特性との相違に着目した処理により、積和演算を必要とする相関回路を使わずに疑似乱数生成回路の同期を取ることが出来る。そして、本第２の実施の形態では、第１の実施の形態と比較すると、相関演算、すなわち複雑な積和演算を使わずに簡単な回路で疑似乱数生成回路１０４，９０２の同期を取ることが出来る。
【００３３】
（第３の実施の形態）
図１２は本発明の第３の実施の形態に係るスクランブル回路を示し、図１３は同じくスクランブル解除回路を示す。本第３の実施の形態は、第２の実施の形態をさらに改良したものである。すなわち、第２の実施の形態は、音声の平均スペクトルがほぼ−６ｄＢ／ｏｃｔ．の高域下降特性を有する特徴を利用してスクランブル解除回路の疑似乱数生成回路の同期を取っていたので、多値周波数変調等を用いた平坦なスペクトル特性を有するアナログ・モデム変調信号や、ＦＡＸ変調信号等の音声とは異なる平均スペクトル特性を有する信号には適用出来ないが、本第３の実施の形態はこれらの音声信号以外でも安定したスクランブル解除回路の同期が可能となるように第２の実施例を改良したものである。
【００３４】
図１２に示すスクランブル回路は、モデム信号やファクシミリ信号等を入力する入力信号１２１、ＢＥＦ（バンド・エリミネーション・フィルタ）１２２、定数発生回路１２３、＋１または−１の２値を生成する疑似乱数生成回路１２４、スクランブルをかけた信号１２５、加算器１２６、乗算器１２７で構成されている。
【００３５】
図１２のスクランブル回路の動作を説明すると、まず入力信号１２１をＢＥＦ（バンド・エリミネーション・フィルタ）１２２に通す。次に加算器１２６でＢＥＦ１２２の出力信号に定数生成回路１２３の出力信号を加算し、乗算器１２７で値＋１／−１の２値の疑似乱数生成回路１２４の出力信号を乗じてスクランブルをかけた信号１２５を生成する。ここで、ＢＥＦ１２２はスクランブル解除回路での疑似乱数生成回路の同期処理のために、入力信号１２１に振幅レベルの小さい帯域を作るためのものである。入力信号１２１がアナログ・モデム変調信号やＦＡＸ変調信号である場合、誤り率等に悪影響を与えないようにＢＥＦ１２２の中心周波数は０Ｈｚに近い低い周波数に設定するか、サンプリング周波数の１／２に近い高い周波数に設定すれば良い。一方、ＢＥＦ１２２の帯域幅も誤り率等に悪影響を与えないよう１０Ｈｚ程度から１００Ｈｚ程度に設定する。なお入力信号１２１が無音区間を有さずに連続した信号である場合には、定数発生回路１２３および加算器１２６を省略して、ＢＥＦ１２２の出力に対して直接疑似乱数を乗じても良い。
【００３６】
次に、図１３のスクランブル解除回路は、第２の実施の形態として示した図９のスクランブル解除回路の第１のＨＰＦ９０３をバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）１３３に置き換えたもので、図１２のスクランブル回路の出力信号１２５、すなわちスクランブルがかけられた入力信号１３１、図１２のスクランブル回路の疑似乱数生成回路１２４と同一の系列の位相制御可能な＋１または−１の２値でなる疑似乱数を生成する疑似乱数生成回路１３２、ＢＰＦ１３３、レベル検出器１３４、ハイパスフィルタ１３５、スクランブルを解除した信号１３６、乗算器１３７で構成されている。なお、ＢＰＦ１３３の中心周波数はスクランブル回路のＢＥＦ１２２と同一に、帯域幅はＢＥＦ１２２と同一かそれより狭く設定すれば良い。図１２のスクランブル回路ではＢＥＦ１２２を用いているので、疑似乱数生成回路１２２の同期が取れている状態ではＢＰＦ１３３の出力は極めて小さくなる。一方、同期が取れていない状態ではＢＰＦ１３３に入力される信号のスペクトルはスクランブル処理によって白色化されているのでＢＰＦ１３３の出力信号レベルは同期が取れているときよりも大きくなる。したがって第２の実施の形態の図９のスクランブル解除回路と同様にしてＢＰＦ１３３とレベル判定回路１３４を用いて疑似乱数生成回路１３２の同期を取ることが出来る。
【００３７】
第２の実施の形態では音声の長時間平均スペクトル特性に着目した処理を行っていたが、本第３の実施の形態では音声以外の高域下降特性を有さない任意の信号を用いた場合でも、かつＳ／Ｎ比の顕著な劣化無しに、送信側（スクランブル処理側）と受信側（スクランブル解除処理側）の疑似乱数生成回路１２４，１３２の同期を取ることが出来る。
【００３８】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明の信号のスクランブル・スクランブル解除方法及びシステムでは、従来の２値の疑似乱数を用いたアナログ信号のスクランブル手法の実用化の問題点となっていた、疑似乱数生成回路の同期の問題を解決することが出来る。すなわち、従来の方式と比較して入力信号に重畳する直流成分のレベルが小さくて済むので、従来の方法よりも S/N ・比が良くなるという、きわめて優れた効果が期待できるものである。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の信号のスクランブル・スクランブル解除システムに用いられる第１の実施の形態に係るスクランブル回路の構成を示すブロック図
【図２】本発明の第１の実施の形態に係るスクランブル解除回路の構成を示すブロック図
【図３】サンプリング周波数６ｋＨｚで得られた男性の音声波形図
【図４】図１の音声波形図に直流オフセットを印可した波形図
【図５】図４の直流オフセットを印加した音声波形に周期２7−１＝１２７のＭ系列信号を乗じてスクランブルをかけた信号波形図
【図６】図５のスクランブル波形にスクランブルに用いたのと同一の系列で９サンプル位相の遅れたＭ系列信号を乗じた信号の波形図
【図７】図５のスクランブルをかけた信号と位相の遅れたＭ系列信号との相互相関の演算結果を示すグラフ図
【図８】図７の相互相関演算結果の時間差−２０サンプルから２０サンプルまでを拡大して描いたグラフ図
【図９】本発明の第２の実施の形態に係るスクランブル解除回路の構成を示すブロック図
【図１０】図３の男性音声波形の振幅スペクトルを示す図
【図１１】本発明の第２の実施の形態において同期がとれていなかった場合のスクランブル解除回路出力信号の振幅スペクトルを示す図
【図１２】本発明の第３の実施の形態に係るスクランブル回路の構成を示すブロック図
【図１３】本発明の第３の実施の形態に係るスクランブル解除回路の構成を示すブロック図
【図１４】（ａ）従来のスクランブル方式の一例を示すためのスクランブル回路の構成を示すブロック図
（ｂ）従来のスクランブル方式の一例を示すためのスクランブル解除回路の構成を示すブロック図
【符号の説明】
１０１ 入力信号
１０２ ＨＰＦ（ハイパスフィルタ）
１０３ 定数発生回路
１０４ 疑似乱数生成回路
１０５ スクランブルをかけた信号
１０６ 加算器
１０７ 乗算器
１２１ 入力信号
１２２ ＢＥＦ（バンド・エリミネーション・フィルタ）
１２３ 定数発生回路
１２４ 疑似乱数生成回路
１２５ スクランブルをかけた信号
１２６ 加算器
１２７ 乗算器
１３１ 入力信号
１３２ 疑似乱数生成回路
１３３ ＢＰＦ（バンド・パス・フィルタ）
１３４ レベル検出器
１３５ ＨＰＦ（ハイ・パス・フィルタ）
１３６ スクランブル解除出力信号
１３７ 乗算器
２０１ 入力信号
２０２ 疑似乱数生成回路
２０３ ＨＰＦ（ハイパスフィルタ）
２０４ スクランブル解除出力信号
２０５ 相関器
２０６ ピーク検出回路
２０７ 乗算器
９０１ スクランブルをかけた信号
９０２ 疑似乱数生成回路
９０３ 第１のＨＰＦ（ハイパスフィルタ）
９０４ レベル検出器
９０５ 第２のＨＰＦ（ハイパスフィルタ）
９０６ スクランブル解除出力信号
９０７ 乗算器
Claims (10)
- 送信側のスクランブル回路にて送信信号のスクランブル処理を行い、受信側のスクランブル解除回路にて受信信号のスクランブル解除処理を行う信号のスクランブル・スクランブル解除方法であって、
前記スクランブル回路側で、入力信号に対して＋１または−１の２値の疑似乱数を乗算してスクランブルをかけた信号を出力するステップと、
前記スクランブル解除回路側で、前記スクランブル回路を経て入力された信号に前記スクランブル回路で用いた疑似乱数と同一系列の位相制御可能な＋１または−１の２値の疑似乱数を入力して２つの信号の相互相関の演算を行うステップと、
前記相互相関のピーク値を検出し、前記スクランブル回路側の前記疑似乱数と該スクランブル解除回路側の疑似乱数を同期させる位相を求めて該スクランブル解除回路側の疑似乱数生成回路に帰還制御をかけ、前記スクランブル回路側の前記疑似乱数と該スクランブル解除回路側の疑似乱数を同期させて前記スクランブル回路を経て入力された信号を復元するステップ、
を有することを特徴とする信号のスクランブル・スクランブル解除方法。 - 送信側のスクランブル回路にて送信信号のスクランブル処理を行い、受信側のスクランブル解除回路にて受信信号のスクランブル解除処理を行う信号のスクランブル・スクランブル解除方法であって、
前記スクランブル回路側で、入力信号に対して＋１または−１の２値の疑似乱数を乗算してスクランブルをかけた信号を出力するステップと、
前記スクランブル解除回路側で、前記スクランブル回路を経て入力された信号に前記スクランブル回路で用いた疑似乱数と同一系列の位相制御可能な＋１または−１の２値の疑似乱数を乗じるステップと、
前記スクランブル解除回路側で疑似乱数を乗じた後の振幅スペクトル特性の相違を元に前記クランブル解除回路側の疑似乱数の位相を制御し、前記スクランブル回路側の前記疑似乱数と該スクランブル解除回路側の疑似乱数を同期させて前記スクランブル回路を経て入力された信号を復元するステップ、
を有することを特徴とする信号のスクランブル・スクランブル解除方法。 - 送信側のスクランブル回路にて送信信号のスクランブル処理を行い、受信側のスクランブル解除回路にて受信信号のスクランブル解除処理を行う信号のスクランブル・スクランブル解除方法であって、
入力信号をバンド・エリミネーション・フィルタに通して振幅レベルの小さい帯域を作って出力するステップと、
前記スクランブル回路側で、前記バンド・エリミネーション・フィルタを通った入力信号に対して＋１または−１の２値の疑似乱数を乗算してスクランブルをかけた信号を出力するステップと、
前記スクランブル解除回路側で、前記スクランブル回路を経て入力された信号に前記スクランブル回路で用いた疑似乱数と同一系列の位相制御可能な＋１または−１の２値の疑似乱数を乗じるステップと、
前記スクランブル解除回路側で前記疑似乱数を乗じた信号をバンドパスフィルタを通して前記バンド・エリミネーション・フィルタに通した前記スクランブル回路側の前記バンド・エリミネーション・フィルタに通した前記入力信号の振幅レベルに略等しい帯域を作って出力するステップと、
前記スクランブル解除回路側で前記バンドパスフィルタに通した後の振幅スペクトル特性の相違を元に前記クランブル解除回路側の疑似乱数の位相を制御し、前記スクランブル回路側の前記疑似乱数と該スクランブル解除回路側の疑似乱数を同期させて前記スクランブル回路を経て入力された信号を復元するステップ、
を有することを特徴とする信号のスクランブル・スクランブル解除方法。 - 送信側のスクランブル回路にて送信信号のスクランブル処理を行い、受信側のスクランブル解除回路にて受信信号のスクランブル解除処理を行う信号のスクランブル・スクランブル解除システムであって、
前記スクランブル回路が、入力信号と、一定値を出力する定数発生回路と、前記入力信号に前記定数発生回路の出力を加算する加算器と、＋１または−１の２値を生成する疑似乱数生成回路と、前記加算器を通過した出力に対して前記疑似乱数生成回路の出力を乗算してスクランブルをかけた信号を出力する乗算器を備えるとともに、
前記スクランブル解除回路が、前記スクランブル回路で用いた疑似乱数生成回路と同一系列の位相制御可能な＋１または−１の２値を生成する疑似乱数生成回路と、前記入力信号に前記疑似乱数生成回路の出力を乗算してスクランブルを解除したスクランブル解除出力信号を出力する乗算器を備える、
ことを特徴とする信号のスクランブル・スクランブル解除システム。 - 前記スクランブル回路に、前記加算器に入力される前記入力信号の特定成分を除去する手段としてハイパスフィルタを設けたことを特徴とする請求項４記載のスクランブル・スクランブル解除システム。
- 前記スクランブル回路に、前記加算器に入力される前記入力信号の特定成分を除去する手段としてバンド・エリミネーション・フィルタを設けたことを特徴とする請求項４記載のスクランブル・スクランブル解除システム。
- 送信側のスクランブル回路にて送信信号のスクランブル処理を行い、受信側のスクランブル解除回路にて受信信号のスクランブル解除処理を行う信号のスクランブル・スクランブル解除システムであって、
前記スクランブル回路が、入力信号と、一定値を出力する定数発生回路と、前記入力信号に前記定数発生回路の出力を加算する加算器と、＋１または−１の２値を生成する疑似乱数生成回路と、前記加算器を通過した出力に対して前記疑似乱数生成回路の出力を乗算してスクランブルをかけた信号を出力する乗算器を備えるとともに、
前記スクランブル解除回路が、前記スクランブル回路で用いた疑似乱数生成回路と同一系列の位相制御可能な＋１または−１の２値を生成する疑似乱数生成回路と、前記スクランブル回路でスクランブルがかけられた入力信号と前記疑似乱数生成回路の出力を入力して２つの信号の相互相関の演算を行う相関器と、前記スクランブル回路の前記疑似乱数生成回路の出力と該スクランブル解除回路の疑似乱数生成回路の出力を同期させる位相を、前記相関器の相互相関のピーク値より求めて該スクランブル解除回路の疑似乱数生成回路に帰還入力するピーク検出回路と、前記入力信号に前記疑似乱数生成回路の出力を乗算してスクランブルを解除したスクランブル解除出力信号を出力する乗算器を備える、
ことを特徴とする信号のスクランブル・スクランブル解除システム。 - 前記スクランブル解除回路が、前記スクランブル解除出力信号内より前記スクランブル回路の定数発生回路で重畳した特定の成分を除去するハイパスフィルタを備えることを特徴とする請求項７記載のスクランブル・スクランブル解除システム。
- 送信側のスクランブル回路にて送信信号のスクランブル処理を行い、受信側のスクランブル解除回路にて受信信号のスクランブル解除処理を行う信号のスクランブル・スクランブル解除システムであって、
前記スクランブル回路が、入力信号の特定成分を除去するハイパスフィルタと、一定値を出力する定数発生回路と、前記ハイパスフィルタを通過した出力に対して前記定数発生回路の出力を加算する加算器と、＋１または−１の２値を生成する疑似乱数生成回路と、前記加算器を通過した出力に対して前記疑似乱数生成回路の出力を乗算してスクランブルをかけた信号を出力する乗算器を備えるとともに、
前記スクランブル解除回路が、前記スクランブル回路で用いた疑似乱数生成回路と同一系列の位相制御可能な＋１または−１の２値を生成する疑似乱数生成回路と、前記入力信号に前記疑似乱数生成回路の出力を乗算してスクランブルを解除したスクランブル解除出力信号を出力する乗算器と、前記スクランブル回路でスクランブルがかけられた入力信号と前記疑似乱数生成回路の出力を入力して２つの信号の振幅レベルを比較する第１のハイパスフィルタと、前記スクランブル回路の前記疑似乱数生成回路の出力と該スクランブル解除回路の疑似乱数生成回路の出力を同期させる位相を、前記第１のハイパスフィルタの出力より求めて該スクランブル解除回路の疑似乱数生成回路に帰還入力するレベル検出器と、前記乗算器を通った前記スクランブル解除出力信号内より前記スクランブル回路の定数発生回路で重畳した特定の成分を除去する第２のハイパスフィルタを備える、
ことを特徴とする信号のスクランブル・スクランブル解除システム。 - 送信側のスクランブル回路にて送信信号のスクランブル処理を行い、受信側のスクランブル解除回路にて受信信号のスクランブル解除処理を行う信号のスクランブル・スクランブル解除システムであって、
前記スクランブル回路が、入力信号の特定成分を除去するバンド・エリミネーション・フィルタと、一定値を出力する定数発生回路と、前記ハイパスフィルタを通過した出力に対して前記定数発生回路の出力を加算する加算器と、＋１または−１の２値を生成する疑似乱数生成回路と、前記加算器を通過した出力に対して前記疑似乱数生成回路の出力を乗算してスクランブルをかけた信号を出力する乗算器を備えるとともに、
前記スクランブル解除回路が、前記スクランブル回路で用いた疑似乱数生成回路と同一系列の位相制御可能な＋１または−１の２値を生成する疑似乱数生成回路と、前記入力信号に前記疑似乱数生成回路の出力を乗算してスクランブルを解除したスクランブル解除出力信号を出力する乗算器と、前記スクランブル回路でスクランブルがかけられた入力信号と前記疑似乱数生成回路の出力を入力して２つの信号の振幅レベルを比較するバンドパスフィルタと、前記スクランブル回路の前記疑似乱数生成回路の出力と該スクランブル解除回路の疑似乱数生成回路の出力を同期させる位相を、前記バンドパスフィルタの出力より求めて該スクランブル解除回路の疑似乱数生成回路に帰還入力するレベル検出器と、前記乗算器を通った前記スクランブル解除出力信号内より前記スクランブル回路の定数発生回路で重畳した特定の成分を除去するハイパスフィルタを備える、
ことを特徴とする信号のスクランブル・スクランブル解除システム。
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