JP2004191100A

JP2004191100A - レーダ受信装置及び信号検出方法

Info

Publication number: JP2004191100A
Application number: JP2002357086A
Authority: JP
Inventors: Isao Hirohama; 功廣濱; Sukeyuki Masuno; 祐之升野
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 2002-12-09
Filing date: 2002-12-09
Publication date: 2004-07-08
Anticipated expiration: 2022-12-09
Also published as: JP3703798B2

Abstract

【課題】パルス諸元を高感度で検出することができるレーダ受信装置及び信号検出方法を提供する。
【解決手段】受信信号の帯域を制限するフィルタ３と、フィルタの出力信号をデジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器４と、デジタル信号を所定の蓄積周期で蓄積する信号蓄積器５と、蓄積された信号データについてＦＦＴを行うＦＦＴ処理器６と、ＦＦＴ処理器からの出力データに基づいてキャリア周波数を検出する信号検出器７と、キャリア周波数に基づいてデジタル検波を行うデジタルフィルタ８及びデジタル検波器９と、所定のパルス諸元を検出する到来時刻検出器１０及びパルス諸元検出器１１により構成される。
【選択図】図１

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、レーダ受信装置及び信号検出方法に係り、さらに詳しくは、パルス信号を受信、検波して、パルス諸元を検出するレーダ受信装置及び信号検出方法の改良に関する。
【０００２】
【従来の技術】
一般に、レーダ受信装置は、アンテナで受信した受信信号を増幅器により増幅している。この増幅信号は、その後、検波器で検波され、ビデオ信号に変換される。このビデオ信号の振幅を所定のスレッショルドレベルと比較して、パルス諸元（キャリア周波数、パルス到来時刻、パルス振幅及びパルス幅）の検出が行われる。
【０００３】
ところが、受信信号の増幅過程において熱雑音が増幅信号に加わる。その後、増幅信号は、フィルタにより帯域が制限されているが、通過帯域内の熱雑音はフィルタを通過してしまう。このため、熱雑音を含んだ状態での検波となり、ビデオ信号がノイズに埋もれてしまってパルス諸元の検出が困難な場合があった。
【０００４】
従来のレーダ受信装置としては、例えば、特許文献１又は２に記載のものがある。特許文献１に記載の目標探知装置は、送信源からの直接波、目標の反射波を受信アンテナを介して受信器により受信し、ローカル発振器及び復調器を用いて上記各々の信号を復調し、相関処理器により相関を行い、ＦＦＴ処理器により周波数成分を分析した後、目標判定器にて別に定めるスレッショルドレベルを越える信号を目標として判定し、表示器により表示するように構成される。
【０００５】
また、特許文献２に記載の雑音除去システムは、次のように構成される。２つの受信器で入力信号を受信し、その受信信号を相互相関係数測定手段へ送る。測定手段では、２つの受信器の受信間隔をパラメータとした雑音の相互相関係数を測定する。相関長算出手段は、相互相関係数から雑音の空間に関する相関長を求める。受信間隔設定手段は、相関長を用い、分析周波数帯域及び雑音レベルの減衰率に応じた受信間隔を設定し、受信器間隔制御手段によって２つの受信器の間隔を調整させる。この受信器の受信信号間のクロススペクトルをクロススペクトル算出手段で算出する。
【０００６】
【特許文献１】
特開平５−２３２２１３号公報
【特許文献２】
特開平５−２５２０６４号公報
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】
上述したような従来のレーダ受信装置では、ビデオ信号がスレッショルドレベルを超えるか否かによってビデオ信号とノイズを判別している。一般的に受信装置の受信感度は、４つのパラメータ、Ｎｆ（ノイズ指数）、ＫＴ（Ｋ：ボルツマン定数、Ｔ：絶対温度）、Ｂｗ（バンド幅）、ＳＮ（信号雑音比）の積に反比例するので、フィルタのバンド幅が広くなると、検出の感度が低下するという問題があった。
【０００８】
このため、誤検出を防止しようとすれば、検出の感度を上げなければならないが、そのためにはバンド幅を狭くしなければならず、広い周波数帯域において高感度でパルス信号を検出できるレーダ受信装置を実現することができなかった。
【０００９】
本発明は、上記事情に鑑みてなされたものであり、パルス諸元を高感度で検出することができるレーダ受信装置及び信号検出方法を提供することを目的としている。また、広い周波数帯域においてパルス信号を検出することができるレーダ受信装置及び信号検出方法を提供することを目的としている。
【００１０】
【課題を解決するための手段】
本発明によるレーダ受信装置は、受信信号の帯域を制限するフィルタと、フィルタの出力信号をデジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器と、デジタル信号を所定の蓄積周期で蓄積する信号蓄積器と、蓄積された信号データについてＦＦＴを行うＦＦＴ処理器と、ＦＦＴ処理器からの出力データに基づいてキャリア周波数を検出する周波数検出器と、キャリア周波数に基づいてデジタル検波を行い、所定のパルス諸元を検出するパルス検出器により構成される。
【００１１】
この様な構成によれば、蓄積された信号データについてＦＦＴを行って、ＦＦＴによるスペクトルの平準化を図ることができる。これにより、時間軸上で信号成分の積み上げ効果を得ることができ、相関性のない雑音成分の圧縮を行うことができる。
【００１２】
本発明による信号検出方法は、受信信号の帯域を制限するフィルタの出力信号を所定の蓄積周期で蓄積する信号蓄積ステップと、蓄積された信号データについてＦＦＴを行うＦＦＴ処理ステップと、ＦＦＴの処理結果に基づいてキャリア周波数を検出する周波数検出ステップと、キャリア周波数に基づいてデジタル検波を行い、所定のパルス諸元を検出するパルス検出ステップからなる。
【００１３】
【発明の実施の形態】
実施の形態１．
図１は、本発明の実施の形態１によるレーダ受信装置の一構成例を示したブロック図である。本実施の形態のレーダ受信装置１００は、受信したパルス信号を所定の蓄積周期で蓄積し、蓄積した信号データについてＦＦＴを行うことによりレーダ信号の検出精度を向上させている。
【００１４】
レーダ受信装置１００は、受信アンテナ１、増幅器２、フィルタ３、Ａ／Ｄ変換器４、信号蓄積器５、ＦＦＴ処理器６、信号検出器７、デジタルフィルタ８、デジタル検波器９、到来時刻検出器１０、パルス諸元検出器１１により構成される。
【００１５】
受信アンテナ１は、パルス信号の受信を行う電波受信手段であり、受信信号は増幅器２へ出力される。増幅器２は、受信アンテナ１からの受信信号を増幅する回路であり、増幅信号はフィルタ３へ出力される。ここで、増幅信号は、ＲＦ信号であっても良いし、必要に応じて中間周波数帯の信号に変換されたものであっても良い。
【００１６】
フィルタ３は、増幅器２からの増幅信号について周波数帯域を制限する回路である。フィルタ３は所定の通過帯域を有し、この通過帯域内にある信号成分のみを通過させる。帯域制限された信号はＡ／Ｄ変換器４へ出力される。
【００１７】
Ａ／Ｄ変換器４は、フィルタ３からの信号をデジタル信号に変換する回路である。この変換は所定のサンプリング速度で行われ、デジタル信号は信号蓄積器５へ出力される。例えば、サンプリング速度はフィルタ３のバンド幅の２倍程度に設定される。
【００１８】
信号蓄積器５は、Ａ／Ｄ変換器４からのデジタル信号を所定の蓄積周期Ａで蓄積する記憶手段である。蓄積された信号データは蓄積周期ＡごとにＦＦＴ処理器６へ出力される。また、信号蓄積器５は、蓄積した信号データをデジタルフィルタ８へ出力する。
【００１９】
ＦＦＴ処理器６は、信号蓄積器５からの信号データについてＦＦＴ（高速フーリエ変換）を行う演算回路である。ＦＦＴにより信号に含まれる周波数成分ごとのパワースペクトルが得られる。蓄積周期Ａにおいて蓄積された信号データについてＦＦＴを行うことにより、パワースペクトルが平準化される。すなわち、時間軸上で信号成分が積み上げられる一方、相関性のない雑音成分は相対的に圧縮される。この様な処理結果が信号検出器７へ出力される。
【００２０】
信号検出器７は、ＦＦＴ処理器６からの出力データに基づいて、パルス信号のキャリア周波数を検出する演算回路である。このキャリア周波数の検出は、信号パワーを所定のスレッショルドレベルと比較することにより行われる。スレッショルドレベルを超える信号が検出されれば、パルス信号が到来したものとし、信号の周波数成分がキャリア周波数として判別される。
【００２１】
信号検出器７により検出されたキャリア周波数データはデジタルフィルタ８及びパルス諸元検出器１１へ出力される。また、信号検出器７は、パルス信号の検出時刻を信号データの蓄積開始の時刻とする検出時刻データを到来時刻検出器１０へ出力する。
【００２２】
デジタルフィルタ８は、信号蓄積器５からの信号データについて、キャリア周波数データに基づいて帯域制限する回路である。デジタルフィルタ８は所定の通過帯域を有し、通過帯域の中心周波数が変更自在になっている。ここで、通過帯域の中心周波数が信号検出器７により検出されたキャリア周波数に等しくなるように、通過帯域が自動的に調整される。この通過帯域の自動調整による帯域制限によって、ノイズが効果的に除去される。帯域制限された信号データはデジタル検波器９へ出力される。
【００２３】
デジタル検波器９は、デジタルフィルタ８からの信号データについてデジタル検波を行う回路である。このデジタル検波は、パルス信号の立ち上がり及び立ち下がりを検出することにより行われ、デジタル検波によってパルス信号の包絡線が判別される。デジタル検波された信号データは到来時刻検出器１０へ出力される。
【００２４】
到来時刻検出器１０は、デジタル検波器９からの信号データと、パルス信号の検出時刻データに基づいて、パルス信号の到来時刻の検出を行っている。この到来時刻の検出は、デジタル検波器９により検出されたパルス信号の包絡線から蓄積周期Ａにおけるパルス信号の立ち上がりまでの時間を判別することにより行われる。また、蓄積周期Ａにおけるパルス信号の立ち下がりまでの時間の判別についても、立ち上がり時間の判別と同様に行われる。
【００２５】
到来時刻検出器１０により検出された立ち上がり時間と、信号検出器７により検出されたパルス信号の検出時刻に基づいて、パルス信号の到来時刻が判別される。信号データ及び検出された到来時刻データはパルス諸元検出器１１へ出力される。
【００２６】
パルス諸元検出器１１は、到来時刻検出器１０からの信号データ及び到来時刻データと、信号検出器７からのキャリア周波数データに基づいて、所定のパルス諸元の検出を行う演算回路である。このパルス諸元の検出は、信号データにおけるパルス信号の包絡線からパルス信号の最大振幅及びパルス幅を判別することにより行われる。
【００２７】
パルス諸元検出器１１により検出されたパルス最大振幅及びパルス幅と、到来時刻検出器１０により検出されたパルス到来時刻と、信号検出器７により検出されたキャリア周波数が、パルス諸元として検出される。
【００２８】
図２は、図１のレーダ受信装置において得られた周波数成分についてのパワースペクトルの一例を示した説明図である。ＦＦＴ処理器６により得られたパワースペクトルは、時間軸上で信号成分が積み上げられる。この積み上げ効果により、パルス信号のキャリア周波数が一定の場合、キャリア周波数の検出が容易になる。このため、キャリア周波数を高感度で検出することができる。
【００２９】
信号検出器７において信号パワーがスレッショルドレベルと比較され、スレッショルドレベルを超えるピークパワーＰを示す周波数成分Ｆがキャリア周波数として検出される。
【００３０】
図３は、図１のレーダ受信装置において受信された受信信号の一例を示した説明図である。受信信号が入力されると、信号蓄積器５において信号は蓄積周期Ａごとに蓄積される。この蓄積された信号データについてパルス諸元の検出が行われる。
【００３１】
例えば、図３に示す受信信号の場合、時刻ｔ_０から時刻ｔ_２までの蓄積周期Ａごとの信号データと、時刻ｔ_７から時刻ｔ_９までの蓄積周期Ａごとの信号データについては、ＦＦＴによるパワースペクトルにおいてピークパワーがスレッショルドレベルを超えないので、パルス信号は検出されない。時刻ｔ_２から時刻ｔ_７までの間の信号データについては、ピークパワーがスレッショルドレベルを超えるので、パルス信号が検出される。
【００３２】
図４は、図１のレーダ受信装置においてデジタル検波された信号データの一例を示した説明図であり、図４（ａ）には、パルス信号の立ち上がりを含む蓄積周期が示され、図４（ｂ）には、パルス信号の立ち下がりを含む蓄積周期が示されている。デジタル検波によりパルス信号の立ち上がり及び立ち下がりが検出され、検出結果に基づいてパルス到来時刻及びパルス幅が判別される。
【００３３】
例えば、図４（ａ）に示すパルス信号の立ち上がりから立ち上がり時間Ｂが判別され、図４（ｂ）に示すパルス信号の立ち下がりから立ち下がり時間Ｃが判別される。
【００３４】
信号検出器７により検出されたパルス信号の検出時刻は時刻ｔ_２であるから、ｔ_２＋Ｂがパルス信号の到来時刻として到来時刻検出器１０によって検出される。また、（Ａ−Ｂ）＋３Ａ＋Ｃがパルス幅としてパルス諸元検出器１１によって検出される。
【００３５】
図５のステップＳ１０１〜Ｓ１０８は、図１のレーダ受信装置における受信処理の一例を示したフローチャートである。受信アンテナ１からの受信信号は、増幅器２において増幅される（ステップＳ１０１）。主にこのとき、増幅信号に熱雑音が加わる。増幅信号は、その後、フィルタ３によって帯域制限される（ステップＳ１０２）。
【００３６】
帯域制限された信号は、Ａ／Ｄ変換器４によってデジタル信号に変換され、信号蓄積器５に蓄積される（ステップＳ１０３）。蓄積周期Ａの間に蓄積された信号データはＦＦＴ処理器６に出力され、ＦＦＴが行われる（ステップＳ１０４）。このとき、蓄積された信号データについてＦＦＴが行われるので、時間的に相関性のない雑音成分は圧縮される。
【００３７】
そして、信号検出器７においてパルス信号の検出が行われる（ステップＳ１０５）。このパルス信号の検出は、スレッショルドレベルを超える信号が判別されるまで蓄積周期Ａごとに繰り返して行われ、パルス信号が検出されると、ピークパワーからキャリア周波数が検出される（ステップＳ１０６）。このとき、信号データの蓄積開始時刻がパルス信号の検出時刻となる。
【００３８】
信号蓄積器５に蓄積された信号データは、デジタルフィルタ８に出力され、検出されたキャリア周波数に基づいて帯域制限された後、デジタル検波器９によってデジタル検波される（ステップＳ１０７）。このとき、キャリア周波数を中心周波数とする帯域に制限することができるので、ノイズを効果的に除去することができる。
【００３９】
デジタル検波された信号データは、その後、到来時刻検出器１０及びパルス諸元検出器１１に出力され、出力データと、信号検出器７によって検出されたキャリア周波数及びパルス信号の検出時刻に基づいて、パルス諸元が検出される（ステップＳ１０８）。
【００４０】
本実施の形態によれば、受信信号を信号蓄積器５に蓄積し、蓄積された信号データについてＦＦＴを行っているので、スペクトルが平準化され、ノイズを除去することができる。このため、ノイズに埋もれたパルス信号であっても高感度で検出することができる。
【００４１】
実施の形態２．
図６は、本発明の実施の形態２によるレーダ受信装置の構成例を示したブロック図である。本実施の形態では、蓄積周期ごとのＦＦＴによる出力データについて自己相関処理を行うことにより、さらに受信感度を向上させている。
【００４２】
図１のレーダ受信装置１００（実施の形態１）と比較すれば、本実施の形態のレーダ受信装置２００は、自己相関処理器２１を備えている点が異なる。この自己相関処理器２１は、蓄積周期ＡごとのＦＦＴ処理器６からの出力データについて、自己相関処理を行う演算回路である。
【００４３】
自己相関処理器２１は、蓄積周期ＡごとにＦＦＴ処理器６から出力されるフーリエ変換データをバッファに順次に蓄積し、蓄積したフーリエ変換データ間において自己相関処理を行う。この自己相関処理は、現在のフーリエ変換データと過去のフーリエ変換データを比較し、周波数成分ごとのパワースペクトルにおけるピークパワーの周波数成分が同一か否かを判別することにより行われる。
【００４４】
ピークパワーの周波数成分が同一であると判別されると、処理データが信号検出器７へ出力される。信号検出器７では、自己相関処理器２１による処理データに基づいて、キャリア周波数の検出が行われる。
【００４５】
本実施の形態によれば、フーリエ変換データ間における自己相関処理により、ノイズに妨げられることなく、パルス信号を高感度で検出することができる。
【００４６】
実施の形態３．
図７は、本発明の実施の形態３によるレーダ受信装置の構成例を示したブロック図である。本実施の形態では、複数の増幅器２と、各増幅器に対応する複数の受信処理部３０とを備えたレーダ受信装置を使用し、各受信処理部３０からの出力データについてクロススペクトル処理を行うことにより、高感度受信を可能にしている。
【００４７】
本実施の形態のレーダ受信装置３００は、２以上の増幅器２と、２系統以上の受信処理部３０を備えている。各受信処理部３０は、フィルタ３、Ａ／Ｄ変換器４、信号蓄積器５及びＦＦＴ処理器６により構成され、増幅器２に対応して設けられている。また、レーダ受信装置３００は、各受信処理部３０のＦＦＴ処理器６からの出力データについて、クロススペクトル処理を行う複数のクロススペクトル処理器３１を備えている。その他の構成は、図１のレーダ受信装置１００と同様である。
【００４８】
すべての増幅器２には、同一の受信アンテナ１からの受信信号が入力される。各受信処理部３０のフィルタ３は、共通の通過帯域を有している。また、クロススペクトル処理器３１は、蓄積周期Ａにおいて各ＦＦＴ処理器６から出力されるフーリエ変換データ間でクロススペクトル処理を行う演算回路である。
【００４９】
クロススペクトル処理器３１は、２つの受信処理部３０ごとに１つずつ設けられており、２つの各受信処理部３０におけるＦＦＴ処理器６からの出力データが、対応するクロススペクトル処理器３１に入力される。また、各クロススペクトル処理器３１からの出力データは、出力データについてさらにクロススペクトル処理を行うクロススペクトル処理器３１に入力される。
【００５０】
クロススペクトル処理は、各ＦＦＴ処理器６から出力されるフーリエ変換データ間のクロススペクトルを算出することにより行われ、周波数ごとのパワースペクトルにおいて雑音成分が低減される。
【００５１】
クロススペクトル処理器３１による処理結果は、信号検出器７へ出力され、処理結果に基づいてキャリア周波数の検出が行われる。また、各受信処理部３０における信号蓄積器５の中の１つから蓄積された信号データがデジタルフィルタ８に出力される。
【００５２】
受信信号に加わる雑音成分は受信処理部３０ごとに異なり、受信処理部３０間において相関性がない。一方、パルス信号成分については受信処理部３０間で相関性がある。このため、本実施の形態によれば、受信処理部３０間のクロススペクトル処理によってノイズのみを効果的に除去することができる。
【００５３】
実施の形態４．
図８は、本発明の実施の形態４によるレーダ受信装置の構成例を示したブロック図である。図７のレーダ受信装置３００（実施の形態３）と比較すれば、本実施の形態のレーダ受信装置４００は、増幅器２ごとに受信アンテナ１が設けられ、方位検出を行う方位検出器４１が設けられている点で異なる。
【００５４】
レーダ受信装置４００は、各増幅器２に対応させて２以上の受信アンテナ１が設けられ、各受信アンテナ１で受信された受信信号が、対応する増幅器２にそれぞれ入力される。従って、各受信処理部３０では、異なる受信アンテナ１で受信された受信信号についてＦＦＴが行われ、各クロススペクトル処理器３１では、異なる受信アンテナ１で受信された受信信号についてクロススペクトルが求められる。
【００５５】
受信信号中に含まれるノイズには、増幅処理に伴う熱雑音のように受信後に混入したノイズだけでなく、受信アンテナ１に到来するまでの伝播空間において混入したノイズもある。伝搬空間で混入するノイズは、伝搬経路ごとに異なるため、同一のパルス信号を受信した場合であっても、異なる受信アンテナ１で受信すれば、伝搬経路の相違により受信信号に含まれるノイズは相違する。
【００５６】
このため、２以上の受信アンテナ１を使用し、各受信アンテナ１での受信信号についてクロススペクトル処理を行えば、受信前に混入したノイズであっても、受信アンテナ１間で相関性がないものについてはクロススペクトル処理によって抑圧することができる。従って、信号検出器７は、各クロススペクトル処理器３１の出力データに基づいてキャリア周波数を検出することにより、高感度で検出を行うことができる。
【００５７】
また、方位検出器４１は、各クロススペクトル処理器３１で求められたクロススペクトルに基づいて、パルス信号の到来方位を検出している。同じレーダ信号を２以上の受信アンテナ１で受信した場合、各受信信号には、受信アンテナ１の設置位置に応じて位相差が生じる。方位検出器４１は、この位相差に基づいてパルス信号の到来方位を算出している。
【００５８】
本実施の形態によれば、２以上の受信アンテナ１を用い、各受信アンテナ１での受信信号についてクロススペクトル処理を行うことにより、伝播空間を経て各受信アンテナ１に到来するまでに加わるノイズを抑圧することができる。従って、より高感度の受信装置を得ることができる。また、２以上の受信アンテナ１を用いることにより方位検出を行うことができる。
【００５９】
実施の形態５．
図９は、本発明の実施の形態５によるレーダ受信装置の構成例を示したブロック図である。本実施の形態のレーダ受信装置５００は、蓄積周期Ａごとの信号データについてＦＦＴを行う２以上のＦＦＴ処理器６と、各ＦＦＴ処理器６からの出力データについてクロススペクトル処理を行うクロススペクトル処理器３１を備え、信号蓄積器５１がＡ／Ｄ変換器４からのデジタル信号を蓄積周期Ａごとに蓄積する２以上のメモリ５２を備えている点が、図１のレーダ受信装置１００と異なる。
【００６０】
Ａ／Ｄ変換器４からのデジタル信号は、信号蓄積器５１のメモリ５２に順次に蓄積される。各メモリ５２に蓄積された信号データは、対応するＦＦＴ処理器６へ出力される。各ＦＦＴ処理器６による出力データは、すべてクロススペクトル処理器３１に入力され、各メモリ５２の信号データ間のクロススペクトルが算出される。
【００６１】
本実施の形態によれば、実施の形態３と同様に、クロススペクトル処理によってノイズを効果的に除去することができることに加えて、増幅器２及び受信処理部３０が１系統であるので、受信装置を簡素化することができる。
【００６２】
実施の形態６．
図１０は、本発明の実施の形態６によるレーダ受信装置の構成例を示したブロック図である。この受信レーダ装置６００は、図７のレーダ受信装置３００と比較すれば、複数のクロススペクトル処理器３１が、２つの受信処理部３０ごとに出力データについてクロススペクトル処理を行って、求められたクロススペクトルが信号検出器７に入力されている点で異なる。
【００６３】
各フィルタ６１〜６ｎは、通過帯域が互いに異なるとともに、受信信号が少なくとも２つのフィルタを通過するように各通過帯域の一部が重複している。ここでは、各フィルタ６１〜６ｎの通過帯域幅Ｂｗとし、その中心周波数をＢｗ／２ずつ異ならせて、２つのフィルタ間で順次に帯域幅の１／２が重複しているものとする。すなわち、各フィルタ６１〜６ｎにおける通過帯域の中心周波数ｆ_１〜ｆ_ｎは、ｆ_１，ｆ_２＝ｆ_１＋Ｂｗ／２，…，ｆ_ｎ＝ｆ_１＋（ｎ−１）Ｂｗ／２と表される。
【００６４】
各クロススペクトル処理器３１は、２つの受信処理部３０の出力データについて、クロススペクトル処理を行っている。フィルタ６１〜６ｎの通過帯域が重複する２つの受信処理部３０の出力データが、１つのクロススペクトル処理器３１に入力され、各クロススペクトル処理器３１で求められたクロススペクトルは、信号検出器７に対して出力される。
【００６５】
あるパルス信号を受信した場合、当該パルス信号のキャリア周波数がレーダ受信装置６００の受信帯域であれば、いずれか２つのフィルタ６１〜６ｎを通過することができる。従って、これらの２つのフィルタ６１〜６ｎを有する受信処理部３０からの出力データが入力されているクロススペクトル処理器３１において、ノイズ成分を低減された受信信号が出力される。
【００６６】
信号検出部７には、各クロススペクトル処理器３１の出力データが入力され、いずれかの出力データからキャリア周波数を検出する。デジタルフィルタ８には、各受信処理部３０の信号蓄積器５に蓄積された信号データが入力されており、信号検出器７において、キャリア周波数が検出された受信処理部３０からの信号データに対し帯域制限を行って、デジタル検波器９へ出力する。
【００６７】
この様にして、フィルタ６１〜６ｎの通過帯域を、その一部を重複させて異ならせることによって、各フィルタ６１〜６ｎの帯域幅を狭くするとともに、受信帯域としては広い周波数範囲をカバーすることができる。受信感度は、帯域幅Ｂｗに比例するため、受信帯域を狭めることなく受信感度を向上させることができる。また、Ａ／Ｄ変換器４におけるサンプリング速度は、サンプリング定理を満たすように帯域幅の２倍にする必要がある。このため、各フィルタ６１〜６ｎの帯域幅を狭くすることによって、Ａ／Ｄ変換器４におけるサンプリング速度を低減することができる。
【００６８】
本実施の形態によれば、フィルタ６１〜６ｎの通過帯域を一部を重複させて異ならせることにより、実施の形態３と比較して、広い周波数帯域において高感度でパルス信号を検出することができる。また、同じ周波数帯域において検出を行う場合には、フィルタ６１〜６ｎごとのバンド幅を狭くすることができ、受信感度を向上させることができる。また、フィルタ６１〜６ｎごとのバンド幅を狭くすることができるので、Ａ／Ｄ変換器４におけるサンプリング速度を低く設定することが可能となる。これにより、受信装置の簡素化を図ることができる。
【００６９】
【発明の効果】
以上、説明したように本発明によるレーダ受信装置及び信号検出方法によれば、パルス諸元を高感度で検出することができる。また、広い周波数帯域において高感度でパルス信号を検出することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の形態１によるレーダ受信装置の一構成例を示したブロック図である。
【図２】図１のレーダ受信装置において得られた周波数成分についてのパワースペクトルの一例を示した説明図である。
【図３】図１のレーダ受信装置において受信された受信信号の一例を示した説明図である。
【図４】図１のレーダ受信装置においてデジタル検波された信号データの一例を示した説明図である。
【図５】図１のレーダ受信装置における受信処理の一例を示したフローチャートである。
【図６】本発明の実施の形態２によるレーダ受信装置の構成例を示したブロック図である。
【図７】本発明の実施の形態３によるレーダ受信装置の構成例を示したブロック図である。
【図８】本発明の実施の形態４によるレーダ受信装置の構成例を示したブロック図である。
【図９】本発明の実施の形態５によるレーダ受信装置の構成例を示したブロック図である。
【図１０】本発明の実施の形態６によるレーダ受信装置の構成例を示したブロック図である。
【符号の説明】
１受信アンテナ、２増幅器、３，６１〜６ｎフィルタ、
４Ａ／Ｄ変換器、５，５１信号蓄積器、６ＦＦＴ処理器、
７信号検出器、８デジタルフィルタ、９デジタル検波器、
１０到来時刻検出器、１１パルス諸元検出器、２１自己相関処理器、
３０受信処理部、３１クロススペクトル処理器、４１方位検出器、
５２メモリ

Claims

受信信号の帯域を制限するフィルタと、フィルタの出力信号をデジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器と、デジタル信号を所定の蓄積周期で蓄積する信号蓄積器と、蓄積された信号データについてＦＦＴを行うＦＦＴ処理器と、ＦＦＴ処理器からの出力データに基づいてキャリア周波数を検出する周波数検出器と、キャリア周波数に基づいてデジタル検波を行い、所定のパルス諸元を検出するパルス検出器を備えたことを特徴とするレーダ受信装置。
上記パルス検出器は、信号蓄積器に蓄積された信号データからパルスの立ち上がり及び立ち下がりを検出することによりデジタル検波を行うことを特徴とする請求項１に記載のレーダ受信装置。
蓄積周期ごとにＦＦＴ処理器から出力される出力データについて自己相関処理を行う自己相関処理器を備え、上記周波数検出器は、自己相関処理器による処理結果に基づいてキャリア周波数を検出することを特徴とする請求項１に記載のレーダ受信装置。
受信信号の増幅を行う２以上の増幅器と、
上記フィルタ、Ａ／Ｄ変換器、信号蓄積器及びＦＦＴ処理器からなり、各増幅器に対応する２系統以上の受信処理部と、
各ＦＦＴ処理器からの出力データについてクロススペクトル処理を行うクロススペクトル処理器を備えたことを特徴とする請求項１に記載のレーダ受信装置。
各受信処理部のフィルタは、共通の通過帯域を有することを特徴とする請求項４に記載のレーダ受信装置。
上記増幅器には、同一の受信アンテナからの受信信号が入力されることを特徴とする請求項４又は５に記載のレーダ受信装置。
各受信処理部のフィルタは、互いに通過帯域が１／２ずつ重複していることを特徴とする請求項４又は６に記載のレーダ受信装置。
上記増幅器に対応する２以上の受信アンテナを備え、各受信アンテナからの受信信号が増幅器に入力されることを特徴とする請求項４又は５に記載のレーダ受信装置。
上記クロススペクトル処理器による処理結果に基づいて方位検出を行う方位検出器を備えたことを特徴とする請求項８に記載のレーダ受信装置。
蓄積周期ごとのデジタル信号についてＦＦＴを行う２以上のＦＦＴ処理器と、各ＦＦＴ処理器からの出力データについてクロススペクトル処理を行うクロススペクトル処理器を備えたことを特徴とする請求項１に記載のレーダ受信装置。
受信信号の帯域を制限するフィルタの出力信号を所定の蓄積周期で蓄積する信号蓄積ステップと、蓄積された信号データについてＦＦＴを行うＦＦＴ処理ステップと、ＦＦＴの処理結果に基づいてキャリア周波数を検出する周波数検出ステップと、キャリア周波数に基づいてデジタル検波を行い、所定のパルス諸元を検出するパルス検出ステップからなることを特徴とする信号検出方法。
蓄積周期ごとのＦＦＴの処理結果について自己相関処理を行う自己相関処理ステップを備え、上記周波数検出ステップにおいて自己相関処理の処理結果に基づいてキャリア周波数が検出されることを特徴とする請求項１１に記載の信号検出方法。
上記信号蓄積ステップにおいて、受信信号の増幅を行う２以上の増幅器ごとに増幅信号を蓄積し、
上記ＦＦＴ処理ステップにおいて各増幅信号ごとにＦＦＴを行い、
各増幅信号に関するＦＦＴの処理結果についてクロススペクトル処理を行うクロススペクトル処理ステップを備えたことを特徴とする請求項１１に記載の信号検出方法。
蓄積周期ごとのデジタル信号を順次に記憶する２以上のメモリに対応するＦＦＴの処理結果についてクロススペクトル処理を行うクロススペクトル処理ステップを備えたことを特徴とする請求項１１に記載の信号検出方法。