JP2004178520A

JP2004178520A - Positioning control device

Info

Publication number: JP2004178520A
Application number: JP2002347351A
Authority: JP
Inventors: Sadao Kamimoto; 貞雄紙本
Original assignee: Reliance Electric Ltd
Current assignee: Reliance Electric Ltd
Priority date: 2002-11-29
Filing date: 2002-11-29
Publication date: 2004-06-24
Anticipated expiration: 2022-11-29
Also published as: JP3670641B2

Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To provide a positioning control device achieving reduction in setting time while maintaining stable control over the speed and position of a motor. <P>SOLUTION: When the actual speed of the motor is equal to or higher than a deviation from the rated speed of the motor that is preset near the positioning completion, the speed and position of the motor are controlled by a first position loop gain controller 20, an acceleration feedforward compensator 23 and a speed feedforward compensator 24. When the actual speed of the motor is lower than the above-mentioned deviation, the speed and position of the motor are controlled by a second position loop gain controller 25 and a phase compensator 26. <P>COPYRIGHT: (C)2004,JPO

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明はモータの位置決め制御装置に関し、より詳細には、フィードバック補償およびフィードフォワード補償を行う位置決め制御装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
長尺物（以下、シートと呼ぶ）を移動させる回転系のモータの位置決め制御装置を用いたシートフィードストップ型シートカッティングシステムを、図２にもとづいて説明する。
【０００３】
このシステムは、モータ２によって駆動される主軸６にシート１を介して圧接するピンチロール７によってシート１に一定の送りをかけ停止させ、停止後たとえばシート１を切断するシャー工程を含むシステムである。さらに詳しく説明すると、このシステムはシート１が巻き取られた巻出しロール８、走行するシート１の移動量を検出するための測長ロール１０、シート１を測長ロール１０に押しつける押えロール１１によって押圧された測長ロール１０の軸に備えられた移動量を検出するためのパルスジェネレータ（ＰＧ）３、主軸６、ピンチロール７、モータ２、モータ２の回転速度を検出するためのパルスジェネレータ（ＰＧ）４、予めシャー９で切断するシート１の切断長さを入力設定するためのシート切断長設定器１２、制御装置３８から構成される。
【０００４】
制御装置３８は、長さ設定器１２により、切断される長さに相当するパルス信号を入力信号として演算処理されたシートの切断長さ指令信号と、モータ２の実角速度信号から成る速度フィードバック信号と、シートの実位置信号から成る位置フィードバック信号とを入力して演算処理し、アンプ１６を経由してモータ２の速度並びに位置を制御するようになっている。
【０００５】
制御装置３８について、図６〜図８にもとづいてさらに説明する。
【０００６】
図６は、従来の制御装置３８の構成を示す図である。図７は、制御装置３８を伝達関数で表わしたブロック線図である。図６、図７を説明する前に、図６の制御系が成立すべく背景を説明する。図８は、一般的なフィードバックループ制御系を有する制御装置３９の構成を示す図である。図９（Ａ）は、図８の制御装置３９を伝達関数で表わしたブロック線図である。図９（Ｂ）は、制御装置３９を伝達関数で表わしたブロック線図を等価変換したブロック線図である。なお、図９（Ａ），図９（Ｂ）のブロック線図において物理量をそのまま使用せずに正規化表現とした。なお、正規化とは、ある特性値をその特性の定格値で割り算して無次元化する手法である。なお、図７、図９（Ａ）において、ｓはラプラス演算子である。
【０００７】
従来のフィードバックループ制御系を有するモータ２を制御する制御装置３９の構成について、図８にもとづいて説明する。
【０００８】
モータ２を制御する制御装置３９は、位置制御器１０１、速度制御器１０２、減算器１０５，１０６，１０７から構成される。位置制御器１０１は、位置フィードバックループ内でレゾルバやエンコーダ等の位置検出器１０４で検出された制御対象２２（モータとその負荷）の実位置信号ｘと、位置指令設定器１００からの位置指令信号ｘ^＊との位置偏差ε_Ｐが零になるように角速度指令信号ω^＊を決定し、位置フィードバックループにより制御対象２２の位置を制御する。
【０００９】
速度制御器１０２は、速度フィードバックループ内でエンコーダ等の速度検出器１０３で検出したモータの回転数から演算された実角速度ωと角速度指令信号ω^＊との角速度偏差ε_Ｖが零になるように電流指令値Ｉ^＊を決定する。モータは電流フィードバックループ内で図示しない電流検出器が検出したモータ電流と速度制御器１０２からの電流指令値Ｉ^＊との電流偏差ε_Ｉが零になるように電流制御される。
【００１０】
モータの実角速度信号ωが角速度指令信号ω^＊に一致すると、モータに印加する電流値が零となりモータの発生トルクが零となり加速しなくなる。すなわち、モータ２の角速度がある目標値に定速制御される。
【００１１】
ここでフィードバックループ制御系のみを有する制御装置３９にフィードフォワード補償を加えることによって、位置指令信号ｘ^＊に対する制御対象の追従性を高めるために、目標値フィードフォワードを実施することが提案されている（非特許文献１参照）。
【００１２】
すなわち、まずフィードフォワード補償がない場合の制御対象２２の現在位置を指す出力信号の入力信号（いわゆる位置指令信号を指す）に対する伝達関数を求め、その伝達関数の逆数を前置補償とし伝達関数の前に追加し、最終的に全体の伝達関数を求める。ここで全体の伝達関数が１となれば、制御対象２２の現在置を指す出力信号が、入力信号に対し時間遅れなく入力信号と全く同一の信号となり得る。たとえば、入力信号としてステップ信号が入力されたとき、その出力信号はステップ信号に対し全く遅延することなく応答できることになる。すなわち、原理的に出力信号はステップ信号を完全に復元できるはずである。
【００１３】
しかし実際上、制御装置３９に入力する入力信号はノイズ成分を含むこと、制御対象２２が機械的な時定数を持つことなどの理由により、全体の伝達関数が１となり得ない。すなわち、出力信号は入力信号と同一の動作特性となり得ず、入力信号を完全に復元することができない。
【００１４】
そこで実際上、制御装置３９に入力信号が印加されたとき、制御対象２２の過渡特性を安定に維持し整定時間が短縮できるような方法の一つとして、全体の伝達関数が１でなく１次遅れ系の伝達関数となるような制御が考えられる。
【００１５】
ところで、図９（Ｂ）は、図９（Ａ）における位置指令信号ｘ^＊の代りに速度指令ｖ^＊となるように等価変換したブロック線図である。なお、図９（Ａ）において、１１０は位置ループゲイン、１１１は速度ゲイン、１１２は積分器を示す。図９（Ｂ）の等価変換されたブロック線図は、フィードバックループ制御系を有する制御装置３９の伝達関数を、速度指令信号ｖ^＊を入力信号とし、モータの実角速度ωを出力信号とする伝達関数に変換したものに相当する。
【００１６】
図６に戻り、全体の伝達関数が１次遅れ系となる制御系の構成について説明する。
【００１７】
制御装置３８は、加速度フィードフォワード補償器２３、速度フィードフォワード補償器２４、位置ループゲイン制御器２０、速度制御器２１、第１の減算器２７、第２の減算器２８、第１の加算器２９、第２の加算器３０から構成される。
【００１８】
加速度フィードフォワード補償器２３は、速度指令信号ｖ^＊を入力信号とし、速度指令信号を微分しさらに制御対象の同定慣性モーメントを乗じ演算された加速度フィードフォワード信号ａｆｆを出力する。速度フィードフォワード補償器２４は、速度指令信号ｖ^＊を入力信号とし、速度指令信号に速度フィードフォワード係数を乗じ演算された速度フィードフォワード信号ｖｆｆを出力する。減算器２７は、速度指令信号ｖ^＊から、モータ２の実角速度信号に相当する速度フィードバック信号ｖｆｂを減算し、第１の速度偏差信号ε１を、位置ループゲイン制御器２０に入力する。制御器２０は、第１の速度偏差信号を積分し得られた信号に第１のループゲイン定数を乗じ演算された角速度信号ω１を出力する。加算器２９は、速度フィードフォワード信号Ｖｆｆと角速度信号ω１とを加算して、角速度指令信号ω１^＊を、減算器２８に入力する。減算器２８は、角速度指令信号ω１^＊から速度フィードバック信号Ｖｆｂを減算し、第２の速度偏差信号ε２を、速度制御器２１に入力する。速度制御器２１は、第２の速度偏差信号に速度ゲインを乗じ演算された第１のトルク信号ｔ１を、加算器３０に入力する。加算器３０は、加速度フィードフォワード信号ａｆｆとトルク信号ｔ１とを加算し、トルク信号ｔ４を出力する。このトルク信号ｔ４により、モータ２を駆動し、モータ２の速度および位置を制御する。
【００１９】
次に、制御装置３８の伝達関数について、図７にもとづいて説明する。
【００２０】
なお、図７において、τ_１は目標値応答遅れ時定数、Ｊ_ｍは制御対象の同定慣性モーメント、Ｊは制御対象の慣性モーメント、αは速度フィードフォワード係数、βは加速度フィードフォワード係数、Ｋ_ｐｐは第１の位置ループゲイン定数（偏差値大の時の位置ループゲイン定数）、Ｋ_ｖは速度ゲインである。
【００２１】
まず速度指令信号ｖ^＊は、シート切断長設定器１２により設定されたシート切断長にもとづく演算処理によって求める。この速度指令信号ｖ^＊は、通常ノイズ成分を含む。このノイズ成分が速度指令信号ｖ^＊に存在すると、速度指令信号ｖ^＊を入力し演算処理した場合、モータ２の実角速度信号が安定かつ精度のよい信号とならないため、モータ２の実角速度に速度誤差を生じる。
【００２２】
そこで、加速度フィードフォワード系の伝達関数４３によって、速度指令信号ｖ^＊を低域通過型濾波器に通し信号処理を行ないノイズ成分が低減された信号を得る。その後、ノイズ成分が低減された速度指令信号ｖ^＊に制御対象２２の同定慣性モーメントを乗算処理し得られた信号を微分演算処理し、この演算処理の結果に加速度フィードフォワード係数βを乗じ演算された加速度フィードフォワード信号ａｆｆを出力する。また速度フィードフォワード補償系の伝達関数４４によって速度指令信号ｖ^＊を低域通過型濾波器に通す信号処理を行ない、ノイズ成分が低減された信号に速度フィードフォワード係数αを乗算処理された速度フィードフォワード信号ｖｆｆを出力する。そして位置ループゲイン制御系の伝達関数４０によって、第１の速度偏差ε１に位置ループゲイン定数Ｋ_ｐｐを乗算処理して得られた第１の角速度信号ω１を出力し、速度制御系の伝達関数によって第２の速度偏差ε２に速度ゲイン定数Ｋ_ｖを乗算処理して得られたトルク信号ｔ１を出力し、加速度フィードフォワード信号ａｆｆとトルク信号ｔ１とを加算処理して得られたトルク信号ｔ４によって、モータ２を駆動し、モータ２の速度および位置を制御する。
【００２３】
次に、制御装置３８への入力信号を速度指令信号ｖ^＊とし、この信号に対するモータ２の実角速度信号ωの伝達関数を求めると、次式のようになる。
【００２４】
【数１】
ω／ｖ^＊＝Ａ×Ｃ／Ｂ（ただしβ＝１とする）
ここで、Ａ：１＋（τ_１＋α_０／Ｋ_ＰＰ）ｓ＋Ｔ_ｍ ×ｓ^２／Ｋ_ＰＰ
Ｂ：１＋ｓ／Ｋ_ＰＰ＋Ｔ×ｓ^２／Ｋ_ＰＰ
Ｃ：１／（１＋τ_１ｓ）
Ｔ_ｍは同定慣性モーメントから求めた機械時定数、Ｔは機械時定数である。
ここでＴ_ｍ＝Ｔ、α_０＝１−Ｋ_ＰＰτ_１として上式を整理すると
【００２５】
【数２】
ω／ｖ^＊＝１／（１＋τ_１ｓ）
となる。
【００２６】
すなわち、一般的にモータ２の速度および位置のフィードバックループを有する位置決め制御系に、加速度フイードフォワード要素および速度フィードフォワード要素を付加し、かつ位置ループゲイン定数Ｋ_ＰＰ、目標値応答遅れ時定数τ_１、機械時定数Ｔ、同定慣性モーメントから求めた機械時定数Ｔ_ｍ、加速度フイードフォワード係数βおよび速度フィードフォワード係数αを前記条件下におくと、位置決め制御系全体の伝達関数を１次遅れ系の伝達関数にすることができる。
【００２７】
したがって、一般的にモータ２の実角速度信号の過渡特性は、例えば入力信号としてステップ信号を印加したとき、その出力信号は振動することなく追従性が高められることになる。
【００２８】
【非特許文献１】
藤田純、“フィードフォワード補償による高速高精度加工”、東芝機械技報Ｎｏ．１７、Ａｐｒｉｌ１９９７
【００２９】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、制御装置３８において、入力信号に対し低域通過型濾波器によりノイズ対策が施されたとしても、従来システム全体の伝達関数の分母式中にラプラス演算子の高次項を含むため、速度指令信号ｖ^＊を演算処理して得られる出力信号、すなわち、モータ２の実角速度信号ωに速度誤差を生じる。結局、モータ２の実角速度信号ωが充分補償できなくなる。さらにモータ２の実角速度信号ωが、位置決め完了近傍に予め設定されたモータ２の定格角速度に対する偏差に等しいかまたはより大きいところでは、演算による速度誤差を許容できる場合があるが、しかし、モータ２の実角速度信号ωが位置決め完了近傍に予め設定されたモータの定格角速度に対する偏差より小さいところでは、演算による速度誤差がさらに大きくなり許容できない。ここまで速度制御について触れてきたが、位置制御についても同様である。
【００３０】
このようなことから、モータ２の実角速度信号ωが位置決め完了近傍に予め設定されたモータ２の定格角速度に対する偏差に等しいかまたはより大きいところに比べ、モータ２の定格角速度に対する偏差より小さい方がラプラス演算子の高次項を含む全体の伝達関数にもとづく演算処理されたモータ２の速度および位置の誤差の比率が相対的に大きくなる。
【００３１】
結局、位置決め完了近傍に予め設定されたモータ２の定格角速度に対する偏差が小さいところでは、モータ２の実角速度を正確に補償することが困難である。言い換えれば、モータ２の位置を正確に補償することが困難となる。すなわち、従来システムの場合、位置決め完了近傍では位置偏差が小さくなり、この近傍での位置補償が充分達し得ず、モータ２の整定時間の短縮化をはかることが困難となる。
【００３２】
したがって、本発明の目的は、モータの速度および位置の制御の安定化を維持しつつ、整定時間の短縮が行える位置決め制御装置を提供することにある。
【００３３】
【課題を解決するための手段】
本発明は、位置および速度のフィードバックループを有し、物体を移動させるモータの位置決め制御装置において、
速度指令信号を微分しさらに制御対象の同定慣性量を乗じ演算された加速度フィードフォワード信号を出力する加速度フィードフォワード補償器と、
前記速度指令信号に速度フィードフォワード係数を乗じ演算された速度フィードフォワード信号を出力する速度フィードフォワード補償器と、
前記速度指令信号からモータの実速度にもとづく速度フィードバック信号を減算し第１の速度偏差信号を出力する第１の減算器と、
前記第１の速度偏差信号を積分し得られた信号に第１の位置ループゲイン定数を乗じ演算された第１の速度信号を出力する第１の位置ループゲイン制御器と、
前記第１の速度偏差信号を積分し得られた信号に第２の位置ループゲイン定数を乗じ演算された第２の速度信号を出力する第２の位置ループゲイン制御器と、
前記第１の速度信号と前記速度フィードフォワード信号とを加算し、第１の速度指令信号を出力し、または前記第２の速度信号を第２の速度指令信号として出力する第１の加算器と、
前記第１または第２の速度指令信号から前記速度フィードバック信号を減算し第２の速度偏差信号を出力する第２の減算器と、
前記第２の速度偏差信号にそれぞれ速度ゲインを乗じ演算された第１のトルク信号または第２のトルク信号を出力する速度制御器と、
前記第１の速度偏差信号に前記第２の位置ループゲイン定数と前記制御対象の同定慣性量を乗じ演算された第３のトルク信号を出力する位相補償器とを備え、前記第１のトルク信号と前記加速度フイ―ドフォワード信号を、または前記第２のトルク信号と前記第３のトルク信号をそれぞれ加算し演算されたそれぞれの出力信号により、前記モータを駆動し、
前記モータの実速度が、位置決め完了近傍に予め設定された前記モータの定格速度に対する偏差に等しいまたはより大きいとき、前記第１の位置ループゲイン制御器と前記加速度フィードフォワード補償器と前記速度フィードフォワード補償器で前記モータの速度、位置を制御し、前記モータの実速度が前記偏差より小さいとき前記第２の位置ループゲイン制御器と前記位相補償器で前記モータの速度、位置を制御することを特徴とする。
【００３４】
これにより、位置決め完了近傍で位相補償を加えて位置ループゲインを高くすることにより前記モータの安定動作を得ながら整定時間を短縮できる。
【００３５】
さらに、好適には前記位相補償器が、前記速度偏差信号を濾波する一次遅れ系の低域通過型濾過器と、前記低域通過型濾過器の出力信号に前記第２の位置ループゲイン定数と前記制御対象の同定慣性量を乗じる演算器とからなる。
【００３６】
さらに、好適には前記加速度フィードフォワード補償器と前記速度フィードフォワード補償器とは、それぞれ一次遅れ系の低域通過型濾過器を有する。
【００３７】
【発明の実施の形態】
以下に図面を使って、本発明の実施の形態を説明する。
【００３８】
図１は、本発明に係る位置決め制御装置５の一実施の形態を示す構成図である。位置決め制御装置５は、加速度フィードフォワード補償器２３、速度フィードフォワード補償器２４、第１の位置ループゲイン制御器２０、速度制御器２１、第２の位置ループゲイン制御器２５、位相補償器２６、第１の減算器２７、第２の減算器２８、第１の加算器２９、第２の加算器３０、スイッチ３１，３２，３３，３４，３５から構成される。
【００３９】
図４は、位相補償器２６の構成を示す。位相補償器２６は、低域通過型濾波器（ＬＰＦ）３７と、同定慣性モーメントＪ_ｍを乗算する乗算器と、第２の位置ループゲイン定数Ｋ_Ｐを乗算する乗算器とから構成されている。
【００４０】
回転系のモータ２の実角速度が位置決め完了近傍に予め設定されたモータの定格角速度に対する偏差に等しいかまたはより大きい（図１１において大なる領域を指す。例えばモータ２の定格角速度が１０５ラジアン／秒であり、かつ予め決められた偏差が２％とするとモータ２の実角速度が２．１ラジアン／秒以上から１０５ラジアン／秒以下の範囲である）とき、図示しない切替え器によりスイッチ３１，３２，３３のみがオンになり、以下の制御要素、すなわち、加速度フィードフォワード補償器２３、速度フィードフォワード補償器２４、第１の位置ループゲイン制御器２０が選択され接続される（モードの切替え）。この場合の各制御要素の動作について従来技術の項で説明した内容と同様であるので省略する。
【００４１】
一方、モータ２の実角速度が位置決め完了近傍に予め設定されたモータの定格角速度に対する偏差より小さい（図１１において小なる領域を指す。例えばモータ２の定格角速度が１０５ラジアン／秒であり、かつ予め決められた偏差が２％とするとモータ２の実角速度がゼロラジアン／秒以上から２．１ラジアン／秒未満の範囲である）とき、図示しない切換え器によりスイッチ３４，３５がオンになり、以下の制御要素、すなわち、第２の位置ループゲイン制御器２５、位相補償器２６が選択され、接続される（モードの切替え）。
【００４２】
次に、第２の位置ループゲイン制御器２５および位相補償器２６の各制御要素の動作について、図１にもとづいて説明する。第２の位置ループゲイン制御器２５は、第１の減算器２７において得られた速度指令信号ｖ^＊とモータ２の実角速度信号ωにもとづく速度フィードバック信号ｖｆｂとの第１の速度偏差信号ε１を入力信号とし、第１の速度偏差信号ε１を積分し得られた信号に第２の位置ループゲイン定数を乗じて得られた第２の角速度信号ω２を出力する。加算器２９は、第２の角速度信号ω２を第２の角速度指令信号ω２^＊とし、これを減算器２８に入力する。減算器２８では、この第２の角速度指令信号ω２^＊とモータ２の実角速度信号にもとづく速度フィードバック信号ｖｆｂとを減算し得られた第２の速度偏差信号ε２を速度制御器２１に入力する。速度制御器２１は、入力された第２の速度偏差信号ε２に速度ゲインＫ_ｖを乗じて第２のトルク信号ｔ２を出力する。位相補償器２６は、第１の速度偏差信号ε１を入力信号とし、この速度偏差信号ε１に第２の位置ループゲイン定数Ｋ_ｐと制御対象２２の同定慣性モーメントＪ_ｍを乗じ演算して得られた第３のトルク信号ｔ３を出力する。第２のトルク信号ｔ２と第３のトルク信号ｔ３を第２の加算器３０に入力し、加算により得られたトルク信号ｔ４によってモータ２を駆動し、モータ２の速度および位置を制御する。
【００４３】
次に、制御装置５のブロック線図について図３にもとづいて説明する。モータ２の実角速度が位置決め完了近傍に予め設定されたモータの定格角速度に対する偏差に等しいかまたはより大きいときについては従来技術の項で述べたので省略する。
【００４４】
モータ２の実角速度が位置決め完了近傍に予め設定されたモータの定格角速度に対する偏差より小さいときについてのみ説明する。
【００４５】
なお図３において、Ｋ_ｐは第２の位置ループゲイン定数（偏差値小の時の位置ループゲイン定数）、τ_ｍａｘはフィルター時定数である。
【００４６】
図３において第２の位置ループゲイン制御系の伝達関数４５は第１の速度偏差信号ε１を入力信号として積分し、さらに第２の位置ループゲイン定数Ｋ_Ｐを乗じて得られる第２の角速度信号ω２を出力する。位相補償系の伝達関数４６は、第１の速度偏差信号ε１を入力信号とし、この入力信号に含む高周波数成分を低減するように１次の低域通過型濾波器３７により信号処理し、さらに第２の位置ループゲイン定数Ｋ_Ｐと同定慣性モーメントＪ_ｍを乗じ演算して得られる第３のトルク信号ｔ３を出力する（図４参照）。第２のトルク信号ｔ２と第３のトルク信号ｔ３とを第２の加算器３０に入力し加算して得られたトルク信号ｔ４によってモータ２を駆動し、モータの位置および速度を制御する。
【００４７】
この制御装置では、モータ２の実角速度が位置決め完了近傍に予め設定されたモータ２の定格角速度に対する偏差に等しいかまたは大きいとき、この例では偏差が２％に等しいかまたはより大きいときに、第１の位置ループゲイン制御器２０と加速度フィードフォワード補償器２３と速度フィードフォワード補償器２４とを用いて、モータ２を駆動しモータ２の速度および位置を制御する。
【００４８】
一方、モータ２の実角速度が位置決め完了近傍に予め設定されたモータ２の定格角速度に対する偏差より小さいとき、この例では偏差が２％より小さいとき、第２の位置ループゲイン制御器２５と位相補償器２６とを用いて、モータ２を駆動しモータ２の速度および位置を制御する。
【００４９】
この場合、制御装置５の制御によるモータ２の出力信号（実角速度信号ω）の入力信号（速度指令信号ｖ^＊）に対する伝達関数ω／ｖ^＊を求めると以下のようになる。
【００５０】
【数３】

【００５１】
ここでＴ_ｍ＝Ｊ_ｍ／Ｋ_ｖ、Ｔ＝Ｊ／Ｋ_ｖであるから前記Ｄ，Ｅはそれぞれ
【００５２】
【数４】

【００５３】
となる。
【００５４】
また先に記述した位置決め完了近傍に予め設定されたモータ２の定格角速度に対する偏差によって規定されるモード切替え点の速度δは、
【００５５】
【数５】
｜ｖ^＊｜／（１＋τ_１ｓ）＝δ
である。
【００５６】
そのモード切替え点におけるモータ２の実角速度ωは
【００５７】
【数６】
ω＝ｖ^＊／（１＋τ_１ｓ）＝δ
となる。
【００５８】
そのモード切替え点における速度フィードフォワード量ωＦ^＊に対し
【００５９】
【数７】
ωＦ^＊＝ｖ^＊／（１＋τ_１ｓ）×α_０＝α_０ δ
が成立する。ただし、α_０は速度フィードフォワード有りの時のゲインである。
【００６０】
その切替え点における偏差をε_０とするとフィードフォワード制御の考え方から
【００６１】
【数８】
ε_０Ｋ_ＰＰ＝ω−ωＦ^＊
が成立する。
【００６２】
したがって、上式数５，数６，数７と、｜ｖ^＊｜／（１＋τ_１ｓ）＝δにおける境界条件により
【００６３】
【数９】
ε_０Ｋ_ＰＰ＝（１−α_０）δ
が成立する。
【００６４】
同様に
【００６５】
【数１０】
ε_０Ｋ_Ｐ＝（１−α_１）δ
となる。ただし、α_１は速度フィードフォワードなしの時のゲインである。
【００６６】
したがって、数９，数１０より、モード切替え時にはα_１＝０であるから次式が得られる。すなわち、
【００６７】
【数１１】
Ｋ_Ｐ＝Ｋ_ＰＰ／（１−α_０）
また、前述したようにα_０＝１−Ｋ_ＰＰτ_１であるから
【００６８】
【数１２】
Ｋ_Ｐ＝１／τ_１
が得られる。
さらにＴ_ｍ＝Ｔ、τ_ｍａｘ≪Ｔ_ｍ、τ_ｍａｘ≪τ_１とすると、
【００６９】
【数１３】
ω／ｖ^＊ ≒１／（１＋τ_１ｓ）
となる。
【００７０】
ここで仮に数１３にもとづく伝達関数を有する制御系に単位ステップ入力が印加されると、いわゆる１次遅れ系のステップ応答、すなわち制御量の応答は入力ステップ印加時よりτ_１秒後において、最終値の６３．２％に達する。したがって、単位ステップ入力が印加されると、この１次遅れ系伝達関数のため振動が発生しない、かつ安定した制御が補償される。すなわち、シートの走行動作が安定し、かつ整定時間が短縮されることになる。
【００７１】
また第１および第２の位置ループゲイン定数Ｋ_ＰＰ、Ｋ_Ｐの関係は、減衰係数をζとすると
【００７２】
【数１４】

【００７３】
したがって、
【００７４】
【数１５】
Ｋ_ＰＰ＝１／４Ｔ_ｍ
とおくと、数１５と数１２とにより
【００７５】
【数１６】
Ｋ_Ｐ／Ｋ_ＰＰ＝４Ｔ_ｍ／τ_１（Ｔ_ｍ ≫τ_１）
となる。
【００７６】
したがって、位相補償器２６による位相補償を行なうことにより、第２の位置ループゲイン定数Ｋ_Ｐを第１の位置ループゲイン定数Ｋ_ＰＰに比べてより大きくすることができると同時に、モードの切替えを滑らかに動作させることができる。すなわち、位置決め完了近傍で位相補償を加えて位置ループゲインを高くすることにより、安定動作を得ながら整定時間の短縮を実現することができる。
【００７７】
なお、本発明はシート１のシステムへの適用に限らず例えば、走行するシート１に同期して、シート１を切断するいわゆるロータリーカッタを制御するモータの位置決め制御装置にも適用が可能である。すなわち、モータ２により駆動されるロータリカッターにおけるモータ２の実角速度が位置決め近傍に予め設定された定格角速度（例えば５２．５ラジアン／秒）に対する偏差、例えば２％（すなわち、１．０５ラジアン／秒）に等しいかまたはより大きい（図１２において大なる領域を指す）とき、第１の位置ループゲイン制御器２０と加速度フィードフォワード補償器２３と速度フィードフォワード補償器２４とで、モータ２を駆動しモータ２の速度を制御し、一方、モータ２の実角速度の値が予め設定されたモータの定格角速度に対する偏差より小さい（図１２において小なる領域を指す）とき、第２の位置ループゲイン制御器２５と位相補償器２６とでモータ２を駆動しモータ２の速度、位置を制御する。
【００７８】
次に本実施の形態の位置決め制御装置５のシミュレーションによる動作特性について、図５にもとづいて説明する。
【００７９】
図５において、横軸を時間、縦軸を電圧とし、ＣＨ１、ＣＨ２、ＣＨ３は、それぞれ速度指令、トルク指令、位置偏差を示す。この例では、シートの送り速度は１６０メートル／分、位置偏差を示すグラフは０．９７７ｍＶ／パルスに相当する。本実施の形態では図５に示すように位置偏差は零となる。
【００８０】
一方、図１０は従来技術を使用したシミュレーションによる動作特性を示す図である。図１０の座標軸は図５と同一である。図１０に示すように位置決めが収束する際アンダーシュートした後、位置偏差が零に収束する。
【００８１】
また両者の整定時間について仮にモード切替え時を基準（モータの定格角速度に対する偏差を基準）にモータによるシートの位置偏差が零に到達するまでの時間と定義すると、いまモード切替え時をモータ２の定格角速度に対する偏差を１０％としたとき、本発明、すなわち、モータ２の実角速度が位置決め制御装置における位置決め完了近傍に予め設定されたモータ２の定格角速度に対する偏差より小さいとき、第２の位置ループゲイン制御器２５と位相補償器２６とを用いてモータ２の速度、位置を制御することにより、図５に示すように０．０６秒となる。一方、従来技術では、加速度フィードフォワード補償器２３、速度フィードフォワード補償器２４、第１の位置ループゲイン制御器２０を用いて、モータ２の速度、位置を制御することにより、整定時間が図１０に示すようにおよそ０．６秒となる。よって、本発明によれば従来技術に比べて位置決め動作が滑らかで安定かつ整定時間が大幅に短縮できる。
【００８２】
以上の実施の形態は、制御対象が回転系のモータの場合について説明した。本発明は、回転系のモータに制限されるものではなく、直線系のリニアモータについても適用できる。
【００８３】
図１３は、シート１を移動させるリニアモータの位置決め制御装置を用いたシートフィードストップ型シートカッティングシステムを示す。このシステムは、図２に示したシステムにおいて、モータＭ_Ｏの代わりにリニアモータＬＭ_Ｏを、ピンチロールおよび主軸の代わりにリニアモータＬＭ_Ｏの可動部であるシート固着手段１３を用いている。他の構造は、図２に同じであり、同一の構成要素には、同一の参照番号を付して示してある。
【００８４】
このシステムでは、シート１をシート固着手段１３にて把持または吸着し、リニアモータＬＭ_０がある速度レートで位置および速度制御され位置決めされる。その結果、シート１が予め設定された一定長さだけ送られ停止して、シャー９によりシート１を切断する。シート固着手段１３は、シート１の把持または吸着が解除された後、リニアモータＬＭ_Ｏがシート送りの原点位置に戻るように位置および速度制御される。
【００８５】
一方、位置速度制御系において回転系のモータＭ_Ｏの角速度ω、駆動トルク（電流偏差信号ε_Ｉに比例する）ｔ、回転系のモータおよびその負荷の慣性量である慣性モーメントＪは、それぞれ直線系のリニアモータＬＭ_０の速度ｖ、駆動力（電流偏差信号ε_Ｉに比例する）ｆ、直線運動のリニアモータ可動部およびその負荷の質量Ｍに相当することが知られている。
【００８６】
図１４は、リニアモータＬＭ_０に適用した位置決め制御装置の構成であり、図１５はその制御装置を伝達関数で表したブロック図である。図１４，図１５は基本的に図８，図９（Ａ）の角速度ω、慣性モーメントＪの代わりにそれぞれ速度Ｖ、質量Ｍに置換した形となっている。
【００８７】
図１６は、本実施の形態の位置決め制御装置を伝達関数で表したブロック線図である。このブロック線図は、図１５のブロック線図を図９のように等価変換した上で、図３のような加速度フィードフォワード補償、速度フィードフォワード補償、第１の位置ループゲイン制御、第２の位置ループゲイン制御、位相補償なる機能を追加し、図３のブロック線図に示す機能と同一の構成とすることができる。ここで、Ｍ_ｍは制御対象の同定質量である。
【００８８】
ここで、リニアモータＬＭ_０の実速度が、位置決め制御装置による位置決め完了近傍に予め設定されたリニアモータＬＭ_０の定格速度に対する偏差に等しいまたはより大きいとき、第１のループゲイン制御器４０と加速度フィードフォワード補償器４３と速度フィードフォワード補償器４４でリニアモータＬＭ_０の速度、位置を制御し、リニアモータＬＭ_０の実速度が上記偏差より小さいとき、第２の位置ループゲイン制御器４５と位相補償器４６でリニアモータＬＭ_０の速度、位置を制御する。
【００８９】
さらに好適には、位相補償器４６が速度偏差信号を濾波する一次遅れ系の低域通過型濾波器と、低域通過型濾波器の出力信号に第２の位置ループゲイン定数と制御対象の同定質量を乗じる演算器とからなる。
【００９０】
さらに好適には、加速度フィードフォワード補償器４３と速度フィードフォワード補償器２４とは、それぞれ一次遅れ系の低域通過型濾波器を有する。
【００９１】
以上述べたことから、本発明の基本的な考え方がリニアモータＬＭ_０にも適用できることがわかるであろう。
【００９２】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば、モータの速度が位置決め制御装置における位置決め完了近傍に予め設定された定格速度に対する偏差に等しいかまたはより大きいとき、第１の位置ループゲイン制御器と加速度フィードフォワード補償器と速度フィードフォワード補償器とでモータを駆動し、モータの速度、位置を制御し、モータの速度の値が予め設定された定格速度に対する偏差より小さいとき第２の位置ループゲイン制御器と位相補償器とでモータを駆動しモータの速度、位置を制御することにより、位置決め精度と動作の安定性を維持しながら、位置決め時間の短縮化を行うことができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明に係る制御装置の一実施の形態を示す構成図である。
【図２】フィードストップ型カッテイングシステムの構成図である。
【図３】図１の制御装置を伝達関数で表したブロック線図である。
【図４】本発明の構成の一つである位相補償器の構成図である。
【図５】本発明の位置決め制御装置におけるシミュレーションによる動作特性を示す図である。
【図６】従来の位置決め制御装置（フィードバック制御系とフィードフォワード制御系を含む）の構成を示す図である。
【図７】従来の位置決め制御装置を伝達関数で表したブロック線図である。
【図８】図７の構成の背景を説明するためのフィードバック制御系を有する位置決め制御装置の構成を示す図である。
【図９】（Ａ）は図８の制御装置を伝達関数で表したブロック線図であり、（Ｂ）は（Ａ）の回路を等価変換したブロック線図である。
【図１０】図６の位置決め制御装置におけるシミュレーションによる動作特性を示す図である。
【図１１】モータの角速度を示す図である。
【図１２】モータの角速度を示す図である。
【図１３】リニアモータの位置決め制御装置を用いたシートフィードストップ型シートカッティングシステムの構成図である。
【図１４】リニアモータに適用した位置決め制御装置の構成図である。
【図１５】図１４の制御装置を伝達関数で表したブロック図である。
【図１６】位置決め制御装置を伝達関数で表したブロック線図である。
【符号の説明】
１シート
２モータ
３パルスジェネレータ
４パルスジェネレータ
５位置決め制御装置
６主軸
７ピンチロール
８巻出しロール
９シャー
１０測長ロール
１１押えロール
１２長さ設定器
１５位置決め制御装置
２０第１の位置ループゲイン制御器
２１速度制御器
２２制御対象
２３加速度フィードフォワード補償器
２４速度フィードフォワード補償器
２５第２の位置ループゲイン制御器
２６位相補償器
２７第１の減算器
２８第２の減算器
２９第１の加算器
３０第２の加算器
３１、３２，３３，３４，３５スイッチ
３６係数器
３７低域濾波器
３８従来の制御装置（フィードバック制御系とフィードフォワード制御系）
３９従来の制御装置（フィードバック制御系のみ）
４０第１の位置ループゲイン系の伝達関数
４１速度制御系の伝達関数
４２制御対象系の伝達関数
４３加速度フィードフォワード系の伝達関数
４４速度フィードフォワード系の伝達関数
４５第２の位置ループゲイン系の伝達関数
４６位相補償系の伝達関数
１００位置指令設定器
１０１位置制御器
１０２速度制御器
１０３速度検出器
１０４位置検出器
１０５減算器
１０６減算器
１０７減算器
１１０位置ループゲイン
１１１速度ゲイン
１１２積分器
１２０位置ループゲイン制御器部の伝達関数
ｖ^＊速度指令信号
ａｆｆ加速度フィードフォワード信号
ｖｆｆ速度フィードフォワード信号
ω 実角速度信号
ω１第１の角速度信号
ω２第２の角速度信号
ω１^＊第１の角速度指令信号
ω２^＊第２の角速度指令信号
ε１第１の速度偏差信号
ε２第２の速度偏差信号
ｔ１第１のトルク信号
ｔ２第２のトルク信号
ｔ３第３のトルク信号
τ_１目標値応答遅れ時定数
τ_ｍａｘフイルター時定数
Ｊ_ｍ制御対象の同定慣性モーメント
Ｊ制御対象の慣性モーメント
α 速度フィードフォワード係数
β 加速度フィードフォワード係数
Ｋ_ＰＰ第１の位置ループゲイン定数（偏差値大の時の位置ループゲイン定数）
Ｋ_Ｐ第２の位置ループゲイン定数（偏差値小の時の位置ループゲイン定数）
Ｔ機械時定数
Ｔ_ｍ同定慣性モーメントから求めた機械時定数
α_０速度フィードフォワード有りの時のゲイン
α_１速度フィードフォワードなしの時のゲイン
ｓラプラス演算子
Ｍ_０回転系モータ
ＬＭ_０リニアモータ
Ｍ制御対象の質量
Ｍ_ｍ制御対象の同定質量[0001]
TECHNICAL FIELD OF THE INVENTION
The present invention relates to a positioning control device for a motor, and more particularly, to a positioning control device that performs feedback compensation and feedforward compensation.
[0002]
[Prior art]
A sheet feed stop type sheet cutting system using a rotary motor positioning control device for moving a long object (hereinafter referred to as a sheet) will be described with reference to FIG.
[0003]
This system is a system including a shearing process in which the sheet 1 is fed by a pinch roll 7 pressed against the main shaft 6 driven by the motor 2 via the sheet 1 to stop the sheet 1, and after the stop, for example, the sheet 1 is cut. . More specifically, the system includes an unwinding roll 8 on which the sheet 1 is wound, a length measuring roll 10 for detecting the amount of movement of the running sheet 1, and a pressing roll 11 for pressing the sheet 1 against the length measuring roll 10. A pulse generator (PG) 3 for detecting the amount of movement provided on the pressed axis of the length measuring roll 10, a main shaft 6, a pinch roll 7, a motor 2, and a pulse generator for detecting the rotation speed of the motor 2 ( PG) 4, a sheet cutting length setting device 12 for inputting and setting the cutting length of the sheet 1 to be cut by the shear 9 in advance, and a control device 38.
[0004]
The control device 38 receives a pulse signal corresponding to the length to be cut by the length setting device 12 as an input signal, and calculates a sheet cutting length command signal, and a speed feedback signal including a real angular speed signal of the motor 2. And a position feedback signal composed of the actual position signal of the seat, which is input and processed, and controls the speed and position of the motor 2 via the amplifier 16.
[0005]
The control device 38 will be further described with reference to FIGS.
[0006]
FIG. 6 is a diagram showing a configuration of a conventional control device 38. FIG. 7 is a block diagram showing the control device 38 by a transfer function. Before explaining FIGS. 6 and 7, the background will be described so that the control system of FIG. 6 is established. FIG. 8 is a diagram showing a configuration of a control device 39 having a general feedback loop control system. FIG. 9A is a block diagram showing the control device 39 of FIG. 8 by a transfer function. FIG. 9B is a block diagram obtained by equivalently converting a block diagram representing the control device 39 by a transfer function. In the block diagrams of FIGS. 9A and 9B, the physical quantities are not used as they are but in a normalized expression. Note that normalization is a method of dividing a certain characteristic value by the rated value of the characteristic to make it dimensionless. Note that in FIGS. 7 and 9A, s is a Laplace operator.
[0007]
The configuration of the control device 39 for controlling the motor 2 having the conventional feedback loop control system will be described with reference to FIG.
[0008]
The control device 39 for controlling the motor 2 includes a position controller 101, a speed controller 102, and

subtracters

105, 106, and 107. The position controller 101 includes an actual position signal x of the control target 22 (motor and its load) detected by a position detector 104 such as a resolver or an encoder in a position feedback loop, and a position command signal from the position command setter 100. x^*And position deviation ε_PAngular velocity command signal ω so that^*Is determined, and the position of the control target 22 is controlled by the position feedback loop.
[0009]
The speed controller 102 calculates the actual angular velocity ω and the angular velocity command signal ω calculated from the rotational speed of the motor detected by the speed detector 103 such as an encoder in the velocity feedback loop.^*And angular velocity deviation ε_VCommand value I so that^*To determine. The motor has a motor current detected by a current detector (not shown) in the current feedback loop and a current command value I from the speed controller 102.^*And current deviation ε_IIs controlled so as to become zero.
[0010]
The actual angular velocity signal ω of the motor is the angular velocity command signal ω^*, The current value applied to the motor becomes zero, the generated torque of the motor becomes zero, and the motor does not accelerate. That is, the angular speed of the motor 2 is controlled to a constant target value.
[0011]
Here, by adding feedforward compensation to the control device 39 having only the feedback loop control system, the position command signal x^*  It has been proposed to execute a target value feedforward in order to improve the followability of a control target to the target (see Non-Patent Document 1).
[0012]
That is, first, a transfer function of an output signal indicating the current position of the control target 22 when there is no feedforward compensation with respect to an input signal (referred to as a so-called position command signal) is obtained. Added before and finally find the overall transfer function. Here, if the overall transfer function is 1, the output signal indicating the current position of the control target 22 can be exactly the same as the input signal without a time delay with respect to the input signal. For example, when a step signal is input as an input signal, the output signal can respond to the step signal without any delay. That is, in principle, the output signal should be able to completely restore the step signal.
[0013]
However, in practice, the entire transfer function cannot be 1 because the input signal input to the control device 39 includes a noise component and the controlled object 22 has a mechanical time constant. That is, the output signal cannot have the same operating characteristics as the input signal, and the input signal cannot be completely restored.
[0014]
Therefore, in practice, when one of the input signals is applied to the control device 39, one of the methods for stably maintaining the transient characteristics of the controlled object 22 and shortening the settling time is a method in which the overall transfer function is not 1 Control that can be a transfer function of a delay system can be considered.
[0015]
FIG. 9B shows the position command signal x in FIG. 9A.^*  Speed command v instead of^*  FIG. 4 is a block diagram equivalently transformed so that In FIG. 9A, reference numeral 110 denotes a position loop gain, 111 denotes a speed gain, and 112 denotes an integrator. The equivalently transformed block diagram of FIG. 9B shows the transfer function of the control device 39 having the feedback loop control system as the speed command signal v^*  Is used as an input signal, and is converted to a transfer function using the actual angular velocity ω of the motor as an output signal.
[0016]
Returning to FIG. 6, the configuration of a control system in which the entire transfer function is a first-order lag system will be described.
[0017]
The control device 38 includes an acceleration feedforward compensator 23, a speed feedforward compensator 24, a position loop gain controller 20, a speed controller 21, a first subtractor 27, a second subtractor 28, and a first adder. 29, and a second adder 30.
[0018]
The acceleration feedforward compensator 23 outputs the speed command signal v^*  Is used as an input signal, and an acceleration feedforward signal aff calculated by differentiating the speed command signal and further multiplying by the identified inertia moment of the controlled object is output. The speed feedforward compensator 24 outputs the speed command signal v^*  Is input, and a speed feedforward signal vff calculated by multiplying the speed command signal by a speed feedforward coefficient is output. The subtractor 27 outputs the speed command signal v^*  Then, the speed feedback signal vfb corresponding to the actual angular speed signal of the motor 2 is subtracted from the above, and the first speed deviation signal ε1 is input to the position loop gain controller 20. The controller 20 outputs an angular velocity signal ω1 calculated by multiplying a signal obtained by integrating the first velocity deviation signal by a first loop gain constant. The adder 29 adds the velocity feedforward signal Vff and the angular velocity signal ω1 to generate an angular velocity command signal ω1^*  Is input to the subtractor 28. The subtractor 28 outputs the angular velocity command signal ω1^*  Is subtracted from the speed feedback signal Vfb, and the second speed deviation signal ε2 is input to the speed controller 21. The speed controller 21 inputs the first torque signal t1 calculated by multiplying the second speed deviation signal by the speed gain to the adder 30. The adder 30 adds the acceleration feed forward signal aff and the torque signal t1, and outputs a torque signal t4. The motor 2 is driven by the torque signal t4, and the speed and the position of the motor 2 are controlled.
[0019]
Next, the transfer function of the control device 38 will be described with reference to FIG.
[0020]
In FIG. 7, τ₁  Is the desired value response delay time constant, J_m  Is the moment of inertia of the controlled object, J is the moment of inertia of the controlled object, α is the velocity feedforward coefficient, β is the acceleration feedforward coefficient, K_pp  Is the first position loop gain constant (position loop gain constant when the deviation value is large), K_v  Is the speed gain.
[0021]
First, the speed command signal v^*  Is obtained by an arithmetic process based on the sheet cutting length set by the sheet cutting length setting device 12. This speed command signal v^*  Usually includes a noise component. This noise component is the speed command signal v^*  , The speed command signal v^*  Is input and the arithmetic processing is performed, the actual angular velocity signal of the motor 2 is not a stable and accurate signal, so that a speed error occurs in the actual angular velocity of the motor 2.
[0022]
Therefore, the speed command signal v is calculated by the transfer function 43 of the acceleration feedforward system.^*  Through a low-pass filter to perform signal processing to obtain a signal with reduced noise components. Thereafter, the speed command signal v with the noise component reduced^*  Is multiplied by the identification inertia moment of the controlled object 22, and a differential operation is performed on the signal, and the result of the operation is multiplied by an acceleration feedforward coefficient β to output an acceleration feedforward signal aff calculated. In addition, the speed command signal v^*  Is passed through a low-pass filter to output a velocity feedforward signal vff obtained by multiplying the signal in which the noise component has been reduced by the velocity feedforward coefficient α. Then, the position loop gain constant K is added to the first speed deviation ε1 by the transfer function 40 of the position loop gain control system._ppAnd outputs a first angular velocity signal ω1 obtained by multiplying the second velocity deviation ε2 by the transfer function of the velocity control system._v, A motor 2 is driven by a torque signal t4 obtained by adding the acceleration feed forward signal aff and the torque signal t1, and the speed and position of the motor 2 are calculated. Control.
[0023]
Next, the input signal to the control device 38 is changed to the speed command signal v^*  When a transfer function of the actual angular velocity signal ω of the motor 2 with respect to this signal is obtained, the following equation is obtained.
[0024]
(Equation 1)
ω / v^*  = A × C / B (where β = 1)
Here, A: 1+ (τ₁+ Α₀/ K_PP) S + T_m  × s²/ K_PP
B: 1 + s / K_PP+ Txs²/ K_PP
C: 1 / (1 + τ₁s)
T_m  Is a mechanical time constant determined from the identified moment of inertia, and T is a mechanical time constant.
Where T_m  = T, α₀= 1-K_PPτ₁When rearranging the above formula as
[0025]
(Equation 2)
ω / v^*  = 1 / (1 + τ₁s)
Becomes
[0026]
That is, an acceleration feedforward element and a speed feedforward element are generally added to a positioning control system having a feedback loop of the speed and position of the motor 2, and a position loop gain constant K_PP, Target value response delay time constant τ₁, Mechanical time constant T, mechanical time constant T determined from the identified moment of inertia_m  When the acceleration feedforward coefficient β and the velocity feedforward coefficient α are set under the above conditions, the transfer function of the entire positioning control system can be a transfer function of a first-order lag system.
[0027]
Accordingly, in general, the transient characteristic of the actual angular velocity signal of the motor 2 is such that, for example, when a step signal is applied as an input signal, the output signal does not vibrate and the followability is improved.
[0028]
[Non-patent document 1]
Jun Fujita, "High-speed and high-precision machining by feed forward compensation", Toshiba Machine Technical Report No. 17, April 1997
[0029]
[Problems to be solved by the invention]
However, even if the input signal is subjected to noise suppression by the low-pass filter in the control device 38, since the higher order term of the Laplace operator is included in the denominator of the transfer function of the entire conventional system, the speed command Signal v^*  , Ie, an actual angular velocity signal ω of the motor 2 has a speed error. As a result, the actual angular velocity signal ω of the motor 2 cannot be sufficiently compensated. Further, where the actual angular velocity signal ω of the motor 2 is equal to or larger than the deviation from the preset rated angular velocity of the motor 2 in the vicinity of the completion of positioning, a speed error due to calculation may be acceptable, but Where the actual angular velocity signal ω is smaller than the deviation from the preset rated angular velocity of the motor in the vicinity of the completion of the positioning, the speed error due to the calculation is further increased and cannot be tolerated. Although the speed control has been described so far, the same applies to the position control.
[0030]
For this reason, when the actual angular velocity signal ω of the motor 2 is equal to or larger than the preset deviation from the rated angular velocity of the motor 2 near the completion of positioning, the deviation smaller than the deviation from the rated angular velocity of the motor 2 is smaller. The ratio of the speed and position error of the motor 2 calculated based on the entire transfer function including the higher-order term of the Laplace operator becomes relatively large.
[0031]
As a result, it is difficult to accurately compensate for the actual angular velocity of the motor 2 where the deviation from the preset rated angular velocity of the motor 2 is small near the completion of the positioning. In other words, it is difficult to accurately compensate for the position of the motor 2. That is, in the case of the conventional system, the position deviation is small in the vicinity of the completion of the positioning, and the position compensation in the vicinity cannot be sufficiently achieved, and it is difficult to shorten the settling time of the motor 2.
[0032]
Therefore, an object of the present invention is to provide a positioning control device capable of shortening the settling time while maintaining control of the speed and position of the motor stably.
[0033]
[Means for Solving the Problems]
The present invention has a position and velocity feedback loop, a positioning control device for a motor that moves an object,
An acceleration feedforward compensator that differentiates the speed command signal and further outputs an acceleration feedforward signal calculated by multiplying by the identification inertia amount of the control target;
A speed feedforward compensator that outputs a speed feedforward signal calculated by multiplying the speed command signal by a speed feedforward coefficient,
A first subtractor that subtracts a speed feedback signal based on the actual speed of the motor from the speed command signal and outputs a first speed deviation signal;
A first position loop gain controller that outputs a first speed signal calculated by multiplying a signal obtained by integrating the first speed deviation signal by a first position loop gain constant;
A second position loop gain controller that outputs a second speed signal calculated by multiplying a signal obtained by integrating the first speed deviation signal by a second position loop gain constant;
A first adder that adds the first speed signal and the speed feedforward signal and outputs a first speed command signal, or outputs the second speed signal as a second speed command signal; ,
A second subtractor for subtracting the speed feedback signal from the first or second speed command signal and outputting a second speed deviation signal;
A speed controller that outputs a first torque signal or a second torque signal calculated by multiplying the second speed deviation signal by a speed gain,
A phase compensator that outputs a third torque signal calculated by multiplying the first velocity deviation signal by the second position loop gain constant and the identification inertia amount of the control target; and outputting the first torque signal. Driving the motor by an output signal calculated by adding the acceleration feedforward signal and the acceleration feedforward signal or the second torque signal and the third torque signal, respectively;
When the actual speed of the motor is equal to or greater than a deviation from the rated speed of the motor preset near the completion of positioning, the first position loop gain controller, the acceleration feedforward compensator, and the speed feedforward Controlling the speed and position of the motor with a compensator, and controlling the speed and position of the motor with the second position loop gain controller and the phase compensator when the actual speed of the motor is smaller than the deviation. Features.
[0034]
This makes it possible to shorten the settling time while obtaining stable operation of the motor by increasing the position loop gain by adding phase compensation near the completion of positioning.
[0035]
Furthermore, preferably, the phase compensator is a first-order lag low-pass filter that filters the velocity deviation signal, and the second position loop gain constant is added to an output signal of the low-pass filter. And an arithmetic unit for multiplying the identification inertia amount of the control object.
[0036]
Further, preferably, each of the acceleration feedforward compensator and the velocity feedforward compensator has a low-pass filter of a first-order lag system.
[0037]
BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION
Embodiments of the present invention will be described below with reference to the drawings.
[0038]
FIG. 1 is a configuration diagram showing one embodiment of a positioning control device 5 according to the present invention. The positioning control device 5 includes an acceleration feedforward compensator 23, a speed feedforward compensator 24, a first position loop gain controller 20, a speed controller 21, a second position loop gain controller 25, a phase compensator 26, It comprises a first subtractor 27, a second subtractor 28, a first adder 29, a second adder 30, and switches 31, 32, 33, 34, 35.
[0039]
FIG. 4 shows a configuration of the phase compensator 26. The phase compensator 26 includes a low-pass filter (LPF) 37 and an identification moment of inertia J_m  And a second position loop gain constant K_P  And a multiplier for multiplying by.
[0040]
The actual angular velocity of the rotary motor 2 is equal to or greater than the deviation from the preset rated angular velocity of the motor in the vicinity of the completion of positioning (refers to a large area in FIG. 11. For example, the rated angular velocity of the motor 2 is 105 radians / second. When the predetermined angular deviation is 2% and the actual angular velocity of the motor 2 is in the range of 2.1 radians / second or more to 105 radians / second or less), the switches 31, 32, Only 33 is turned on, and the following control elements, that is, the acceleration feedforward compensator 23, the velocity feedforward compensator 24, and the first position loop gain controller 20 are selected and connected (mode switching). The operation of each control element in this case is the same as that described in the section of the related art, and thus the description is omitted.
[0041]
On the other hand, the actual angular velocity of the motor 2 is smaller than the deviation from the preset rated angular velocity of the motor in the vicinity of the completion of the positioning (refers to a small area in FIG. 11. For example, the rated angular velocity of the motor 2 is 105 radians / sec. Assuming that the determined deviation is 2%, when the actual angular velocity of the motor 2 is in a range from zero radian / second or more to less than 2.1 radian / second), switches 34 and 35 are turned on by a switch (not shown). , That is, the second position loop gain controller 25 and the phase compensator 26 are selected and connected (mode switching).
[0042]
Next, the operation of each control element of the second position loop gain controller 25 and the phase compensator 26 will be described with reference to FIG. The second position loop gain controller 25 controls the speed command signal v obtained by the first subtractor 27.^*  A first speed deviation signal .epsilon.1 of the speed feedback signal vfb based on the actual angular speed signal .omega. Of the motor 2 is used as an input signal, and a signal obtained by integrating the first speed deviation signal .epsilon.1 is converted into a second position loop gain constant. And outputs a second angular velocity signal ω2 obtained by multiplying by. The adder 29 converts the second angular velocity signal ω2 into the second angular velocity command signal ω2^*This is input to the subtractor 28. In the subtracter 28, the second angular velocity command signal ω2^*  A second speed deviation signal ε2 obtained by subtracting the speed feedback signal vfb based on the actual angular speed signal of the motor 2 and the speed feedback signal vfb is input to the speed controller 21. The speed controller 21 adds the speed gain K to the input second speed deviation signal ε2._vAnd outputs a second torque signal t2. The phase compensator 26 receives the first speed deviation signal ε1 as an input signal, and adds the second position loop gain constant K to the speed deviation signal ε1._pMoment of inertia J of the object and control object 22_m  And outputs a third torque signal t3 obtained by multiplication. The second torque signal t2 and the third torque signal t3 are input to the second adder 30, and the motor 2 is driven by the torque signal t4 obtained by the addition to control the speed and the position of the motor 2.
[0043]
Next, a block diagram of the control device 5 will be described with reference to FIG. The case where the actual angular velocity of the motor 2 is equal to or larger than the deviation from the rated angular velocity of the motor set in the vicinity of the completion of the positioning is omitted because it has been described in the section of the prior art.
[0044]
Only the case where the actual angular velocity of the motor 2 is smaller than the deviation from the rated angular velocity of the motor preset near the completion of positioning will be described.
[0045]
In FIG. 3, K_p  Is the second position loop gain constant (position loop gain constant when the deviation value is small), τ_max  Is the filter time constant.
[0046]
In FIG. 3, the transfer function 45 of the second position loop gain control system integrates the first speed deviation signal ε1 as an input signal, and further integrates the second position loop gain constant K_PAnd outputs a second angular velocity signal ω2 obtained by multiplying The transfer function 46 of the phase compensation system receives the first velocity deviation signal ε1 as an input signal, and performs signal processing by a first-order low-pass filter 37 so as to reduce high frequency components included in the input signal. Second position loop gain constant K_PAnd the identification moment of inertia J_m  And outputs a third torque signal t3 obtained by multiplication (see FIG. 4). The motor 2 is driven by the torque signal t4 obtained by inputting the second torque signal t2 and the third torque signal t3 to the second adder 30 and adding them, thereby controlling the position and speed of the motor.
[0047]
In this control device, when the actual angular velocity of the motor 2 is equal to or greater than the deviation from the rated angular velocity of the motor 2 preset near the completion of positioning, in this example, when the deviation is equal to or greater than 2%, The motor 2 is driven using the position loop gain controller 20, acceleration feedforward compensator 23, and speed feedforward compensator 24 to control the speed and position of the motor 2.
[0048]
On the other hand, when the actual angular velocity of the motor 2 is smaller than the deviation from the rated angular velocity of the motor 2 preset near the completion of positioning, in this example, when the deviation is smaller than 2%, the second position loop gain controller 25 and the phase compensation The motor 2 is driven by using the heater 26 and the speed and the position of the motor 2 are controlled.
[0049]
In this case, the input signal (speed command signal v) of the output signal (actual angular speed signal ω) of the motor 2 under the control of the control device 5^*  Transfer function ω / v^*  Is obtained as follows.
[0050]
(Equation 3)

[0051]
Where T_m= J_m / K_v, T = J / K_vTherefore, D and E are respectively
[0052]
(Equation 4)

[0053]
Becomes
[0054]
In addition, the speed δ of the mode switching point defined by the deviation from the rated angular speed of the motor 2 preset near the completion of the positioning described above is
[0055]
(Equation 5)
| V^*  | / (1 + τ₁s) = δ
It is.
[0056]
The actual angular velocity ω of the motor 2 at the mode switching point is
[0057]
(Equation 6)
ω = v^*  / (1 + τ₁s) = δ
Becomes
[0058]
Speed feedforward amount ωF at the mode switching point^*  Against
[0059]
(Equation 7)
ωF^*  = V^*  / (1 + τ₁s) × α₀  = Α₀  δ
Holds. Where α₀  Is the gain when there is velocity feed forward.
[0060]
The deviation at the switching point is ε₀Then, from the viewpoint of feedforward control,
[0061]
(Equation 8)
ε₀K_PP= Ω-ωF^*
Holds.
[0062]
Therefore, the

above equations

5, 5, 6 and | v^*  | / (1 + τ₁s) = by the boundary condition at δ
[0063]
(Equation 9)
ε₀K_PP= (1-α₀) Δ
Holds.
[0064]
Likewise
[0065]
(Equation 10)
ε₀K_P= (1-α₁) Δ
Becomes Where α₁  Is the gain without velocity feedforward.
[0066]
Therefore, according to Equations 9 and 10, when the mode is switched, α₁  Since = 0, the following equation is obtained. That is,
[0067]
(Equation 11)
K_P= K_PP/ (1-α₀)
Also, as described above, α₀= 1-K_PPτ₁Because
[0068]
(Equation 12)
K_P= 1 / τ₁
Is obtained.
Further T_m  = T, τ_max≪T_m, Τ_max≪τ₁Then
[0069]
(Equation 13)
ω / v^*  ≒ 1 / (1 + τ)₁s)
Becomes
[0070]
Here, if a unit step input is applied to a control system having a transfer function based on Equation 13, the step response of a so-called first-order lag system, that is, the response of the control amount, becomes τ from the time when the input step is applied.₁After seconds, 63.2% of the final value is reached. Therefore, when a unit step input is applied, no vibration occurs due to the first-order lag transfer function, and stable control is compensated. That is, the running operation of the seat is stabilized, and the settling time is shortened.
[0071]
Also, the first and second position loop gain constants K_PP, K_PThe relationship is that if the damping coefficient is ζ
[0072]
[Equation 14]

[0073]
Therefore,
[0074]
[Equation 15]
K_PP= 1 / 4T_m
In other words, from

Equations

15 and 12,
[0075]
(Equation 16)
K_P/ K_PP= 4T_m/ Τ₁(T_m  ≫τ₁)
Becomes
[0076]
Therefore, by performing the phase compensation by the phase compensator 26, the second position loop gain constant K_PTo the first position loop gain constant K_PPAnd the mode can be smoothly switched at the same time. That is, by increasing the position loop gain by applying phase compensation near the completion of positioning, it is possible to realize a shortened settling time while obtaining a stable operation.
[0077]
The present invention is not limited to the application of the sheet 1 to the system, and can be applied to, for example, a motor positioning control device that controls a so-called rotary cutter that cuts the sheet 1 in synchronization with the running sheet 1. That is, the actual angular velocity of the motor 2 in the rotary cutter driven by the motor 2 is deviated from a rated angular velocity (for example, 52.5 radians / sec) preset near the positioning, for example, 2% (that is, 1.05 radians / sec). ), The motor 2 is driven by the first position loop gain controller 20, the acceleration feedforward compensator 23, and the velocity feedforward compensator 24. The second position loop gain controller controls the speed of the motor 2 and, when the value of the actual angular speed of the motor 2 is smaller than a predetermined deviation from the rated angular speed of the motor (refers to a small area in FIG. 12). 25 and the phase compensator 26 drive the motor 2 to control the speed and position of the motor 2.
[0078]
Next, operation characteristics of the positioning control device 5 according to the present embodiment by simulation will be described with reference to FIG.
[0079]
In FIG. 5, the horizontal axis represents time, the vertical axis represents voltage, and CH1, CH2, and CH3 represent a speed command, a torque command, and a position deviation, respectively. In this example, the sheet feeding speed is 160 m / min, and the graph showing the positional deviation corresponds to 0.977 mV / pulse. In the present embodiment, the position deviation is zero as shown in FIG.
[0080]
On the other hand, FIG. 10 is a diagram showing operation characteristics obtained by simulation using the conventional technique. The coordinate axes in FIG. 10 are the same as those in FIG. As shown in FIG. 10, when the positioning converges, an undershoot occurs, and then the position deviation converges to zero.
[0081]
Also, if the settling time of both is defined as the time until the positional deviation of the seat by the motor reaches zero based on the time of mode switching (based on the deviation from the rated angular velocity of the motor), the time of mode switching is now When the deviation with respect to the angular velocity is set to 10%, the present invention, that is, when the actual angular velocity of the motor 2 is smaller than the deviation with respect to the rated angular velocity of the motor 2 preset near the completion of positioning in the positioning control device, the second position loop gain By controlling the speed and the position of the motor 2 using the controller 25 and the phase compensator 26, the time becomes 0.06 seconds as shown in FIG. On the other hand, in the related art, the settling time is controlled by controlling the speed and the position of the motor 2 by using the acceleration feedforward compensator 23, the speed feedforward compensator 24, and the first position loop gain controller 20, as shown in FIG. As shown in FIG. Therefore, according to the present invention, the positioning operation is smooth and stable and the settling time can be greatly reduced as compared with the related art.
[0082]
In the above embodiment, the case where the control target is a rotary motor has been described. The present invention is not limited to a rotary motor, but can be applied to a linear motor.
[0083]
FIG. 13 shows a sheet feed stop type sheet cutting system using a linear motor positioning control device for moving the sheet 1. This system differs from the system shown in FIG._O  Instead of linear motor LM_O  Is replaced by a linear motor LM instead of a pinch roll and a spindle._O  The sheet fixing means 13 which is a movable part of the above is used. Other structures are the same as those in FIG. 2, and the same components are denoted by the same reference numerals.
[0084]
In this system, the sheet 1 is gripped or sucked by the sheet fixing means 13 and the linear motor LM₀  Position and speed are controlled and positioned at a certain speed rate. As a result, the sheet 1 is fed by a predetermined length and stopped, and the shear 1 cuts the sheet 1. After the sheet 1 is released from being gripped or sucked, the sheet fixing means 13_O  Is controlled to return to the sheet feed home position.
[0085]
On the other hand, in the position / speed control system, the rotating motor M_O  Angular velocity ω, driving torque (current deviation signal ε_I  T), and the moment of inertia J, which is the amount of inertia of the rotary motor and its load, are linear motor LM₀  Speed v, driving force (current deviation signal ε_I  It is known that f corresponds to the mass M of the linear motor moving part and its load of linear motion.
[0086]
FIG. 14 shows a linear motor LM₀  FIG. 15 is a block diagram showing the control device by a transfer function. FIGS. 14 and 15 basically show a form in which the velocity V and the mass M are substituted for the angular velocity ω and the moment of inertia J in FIGS. 8 and 9A, respectively.
[0087]
FIG. 16 is a block diagram showing the positioning control device of the present embodiment as a transfer function. This block diagram is obtained by equivalently converting the block diagram of FIG. 15 as shown in FIG. 9, and then accelerating feedforward compensation, velocity feedforward compensation, first position loop gain control, and second position loop as shown in FIG. The functions of the position loop gain control and the phase compensation are added to achieve the same configuration as the function shown in the block diagram of FIG. Where M_m  Is the identified mass of the controlled object.
[0088]
Here, the linear motor LM₀  The actual speed of the linear motor LM is preset in the vicinity of the completion of positioning by the positioning control device.₀  Is equal to or greater than the deviation from the rated speed of the linear motor LM, the first loop gain controller 40, the acceleration feedforward compensator 43, and the speed feedforward compensator 44₀  Speed and position of the linear motor LM₀  Is smaller than the above deviation, the second position loop gain controller 45 and the phase compensator 46₀  Control speed, position.
[0089]
More preferably, the phase compensator 46 filters the velocity deviation signal by a first-order lag low-pass filter, and the output signal of the low-pass filter includes a second position loop gain constant and identification of a control target. And an arithmetic unit for multiplying the mass.
[0090]
More preferably, each of the acceleration feedforward compensator 43 and the velocity feedforward compensator 24 has a first-order lag type low-pass filter.
[0091]
From the above, the basic idea of the present invention is that the linear motor LM₀  It will be understood that the above can also be applied.
[0092]
【The invention's effect】
As described above, according to the present invention, when the speed of the motor is equal to or larger than the deviation from the preset rated speed near the completion of positioning in the positioning control device, the first position loop gain controller and the acceleration The motor is driven by the feedforward compensator and the speed feedforward compensator to control the speed and position of the motor. When the value of the motor speed is smaller than a deviation from a preset rated speed, a second position loop gain control is performed. By driving the motor with the compensator and the phase compensator to control the speed and position of the motor, the positioning time can be reduced while maintaining the positioning accuracy and the stability of the operation.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a configuration diagram showing an embodiment of a control device according to the present invention.
FIG. 2 is a configuration diagram of a feed stop type cutting system.
FIG. 3 is a block diagram showing the control device of FIG. 1 as a transfer function.
FIG. 4 is a configuration diagram of a phase compensator that is one of the configurations of the present invention.
FIG. 5 is a diagram showing operation characteristics by simulation in the positioning control device of the present invention.
FIG. 6 is a diagram showing a configuration of a conventional positioning control device (including a feedback control system and a feedforward control system).
FIG. 7 is a block diagram showing a conventional positioning control device as a transfer function.
8 is a diagram showing a configuration of a positioning control device having a feedback control system for explaining the background of the configuration of FIG. 7;
9A is a block diagram showing the control device of FIG. 8 by a transfer function, and FIG. 9B is a block diagram obtained by equivalently converting the circuit of FIG.
FIG. 10 is a diagram showing operation characteristics by simulation in the positioning control device of FIG. 6;
FIG. 11 is a diagram showing an angular velocity of a motor.
FIG. 12 is a diagram showing an angular velocity of a motor.
FIG. 13 is a configuration diagram of a sheet feed stop type sheet cutting system using a linear motor positioning control device.
FIG. 14 is a configuration diagram of a positioning control device applied to a linear motor.
FIG. 15 is a block diagram showing the control device of FIG. 14 as a transfer function.
FIG. 16 is a block diagram illustrating a positioning control device by a transfer function.
[Explanation of symbols]
1 sheet
2 motor
3 pulse generator
4 pulse generator
5 Positioning control device
6 spindle
7 Pinch roll
8 Unwinding roll
9 Shah
10 Measurement roll
11 Presser roll
12 Length setting device
15 Positioning control device
20 first position loop gain controller
21 Speed controller
22 Control target
23 Acceleration feedforward compensator
24 speed feed forward compensator
25 Second Position Loop Gain Controller
26 Phase compensator
27 First subtractor
28 Second subtractor
29 1st adder
30 Second adder
31, 32, 33, 34, 35 switch
36 Coefficient unit
37 Low-pass filter
38 Conventional Control Units (Feedback Control System and Feedforward Control System)
39 Conventional control device (feedback control system only)
40 Transfer Function of First Position Loop Gain System
41 Transfer function of speed control system
42 Transfer Function of Controlled System
43 Transfer Function of Acceleration Feedforward System
44 Transfer Function of Velocity Feedforward System
45 Transfer function of second position loop gain system
46 Transfer function of phase compensation system
100 Position command setting device
101 Position controller
102 Speed controller
103 speed detector
104 position detector
105 Subtractor
106 Subtractor
107 Subtractor
110 Position loop gain
111 Speed gain
112 integrator
120 Transfer function of position loop gain controller
v^*      Speed command signal
aff Acceleration feed forward signal
vff speed feed forward signal
ω Actual angular velocity signal
ω1 First angular velocity signal
ω2 Second angular velocity signal
ω1^*      First angular velocity command signal
ω2^*      Second angular velocity command signal
ε1 First speed deviation signal
ε2 Second speed deviation signal
t1 First torque signal
t2 Second torque signal
t3 Third torque signal
τ₁  Target value response delay time constant
τ_max  Filter time constant
J_m      Identification moment of inertia of controlled object
J Moment of inertia of controlled object
α speed feed forward coefficient
β acceleration feed forward coefficient
K_PP  First position loop gain constant (position loop gain constant when deviation value is large)
K_P  Second position loop gain constant (position loop gain constant when deviation value is small)
T Machine time constant
T_m      Mechanical time constant obtained from the identified moment of inertia
α₀      Gain with speed feed forward
α₁  Gain without velocity feedforward
s Laplace operator
M₀      Rotary motor
LM₀      Linear motor
M Mass of controlled object
M_m      Identification mass of control target

Claims

In a positioning control device for a motor that has a position and speed feedback loop and moves an object,
An acceleration feedforward compensator that differentiates the speed command signal and further outputs an acceleration feedforward signal calculated by multiplying by the identification inertia amount of the control target;
A speed feedforward compensator that outputs a speed feedforward signal calculated by multiplying the speed command signal by a speed feedforward coefficient,
A first subtractor that subtracts a speed feedback signal based on the actual speed of the motor from the speed command signal and outputs a first speed deviation signal;
A first position loop gain controller that outputs a first speed signal calculated by multiplying a signal obtained by integrating the first speed deviation signal by a first position loop gain constant, and the first speed A second position loop gain controller for multiplying a signal obtained by integrating the deviation signal by a second position loop gain constant to output a second speed signal, and the first speed signal and the speed feed; A first adder for adding a forward signal and outputting a first speed command signal, or outputting the second speed signal as a second speed command signal;
A second subtractor for subtracting the speed feedback signal from the first or second speed command signal and outputting a second speed deviation signal;
A speed controller that outputs a first torque signal or a second torque signal calculated by multiplying the second speed deviation signal by a speed gain,
A phase compensator that outputs a third torque signal calculated by multiplying the first velocity deviation signal by the second position loop gain constant and the identification inertia amount of the control target; and outputting the first torque signal. Driving the motor by an output signal calculated by adding the acceleration feedforward signal and the acceleration feedforward signal or the second torque signal and the third torque signal, respectively;
When the actual speed of the motor is equal to or greater than a deviation from the rated speed of the motor preset near the completion of positioning, the first position loop gain controller, the acceleration feedforward compensator, and the speed feedforward Controlling the speed and position of the motor with a compensator, and controlling the speed and position of the motor with the second position loop gain controller and the phase compensator when the actual speed of the motor is smaller than the deviation. Characteristic positioning control device.

A first-order lag low-pass filter for filtering the velocity deviation signal; and a second position loop gain constant and an identification of the control target in an output signal of the low-pass filter. 2. The positioning control device according to claim 1, further comprising a computing unit that multiplies the amount of inertia.

3. The positioning control device according to claim 2, wherein the acceleration feedforward compensator and the velocity feedforward compensator each include a first-order lag type low-pass filter.

In a positioning control device for a rotary motor that has a position and speed feedback loop and moves an object,
An acceleration feedforward compensator for differentiating the speed command signal and further multiplying by the identified inertia moment of the controlled object to output an acceleration feedforward signal, and a speed feedforward signal calculated by multiplying the speed command signal by a speed feedforward coefficient A speed feedforward compensator that outputs
A first subtractor that subtracts a speed feedback signal based on the actual angular speed of the motor from the speed command signal and outputs a first speed deviation signal;
A first position loop gain controller that outputs a first angular velocity signal calculated by multiplying a signal obtained by integrating the first velocity deviation signal by a first position loop gain constant;
A second position loop gain controller that outputs a second angular velocity signal calculated by multiplying a signal obtained by integrating the first velocity deviation signal by a second position loop gain constant;
A first adder that adds the first angular velocity signal and the velocity feedforward signal and outputs a first angular velocity command signal, or outputs the second angular velocity signal as a second angular velocity command signal; ,
A second subtractor for subtracting the speed feedback signal from the first or second angular speed command signal and outputting a second speed deviation signal;
A speed controller that outputs a first torque signal or a second torque signal calculated by multiplying the second speed deviation signal by a speed gain,
A phase compensator that outputs a third torque signal calculated by multiplying the first velocity deviation signal by the second position loop gain constant and the identification inertia moment of the controlled object;
The motor is driven by an output signal calculated by adding the first torque signal and the acceleration feedforward signal or by adding the second torque signal and the third torque signal, respectively,
When the actual angular velocity of the motor is equal to or greater than a deviation from the rated angular velocity of the motor preset near the completion of positioning, the first position loop gain controller, the acceleration feedforward compensator, and the velocity feedforward Controlling the speed and position of the motor with a compensator, and controlling the speed and position of the motor with the second position loop gain controller and the phase compensator when the actual angular speed of the motor is smaller than the deviation. Characteristic positioning control device.

A first-order lag low-pass filter for filtering the velocity deviation signal; and a second position loop gain constant and an identification of the control target in an output signal of the low-pass filter. 5. The positioning control device according to claim 4, further comprising a calculator for multiplying the moment of inertia.

6. The positioning control device according to claim 5, wherein each of the acceleration feedforward compensator and the velocity feedforward compensator has a first-order lag type low-pass filter.