JP4171192B2 - Servo control device - Google Patents

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和明 戸張
裕理 高野
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株式会社日立産機システム
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Description

【0001】
【発明の属する技術分野】
本発明は、位置制御用のサーボ制御装置に係り、特に、負荷の駆動に連結軸を用いる方式のシステムに好適なサーボ制御装置に関する。
【0002】
【従来の技術】
サーボ制御装置における電動機の位置制御には、電動機の軸に直結させた位置検出器(以下、電動機位置検出器と記す)の検出値をフイードバック信号として制御演算を行うセミ・クローズド・ループ方式が一般的である。
【0003】
しかし、この方式は、安定した制御が容易に得られるという利点があるが、電動機と機械(負荷)を連結している駆動力伝達系(例えば減速機など)の精度や熱膨張による誤差などが、そのまま位置決め誤差として現れてしまうという問題があった。
【0004】
そこで、高い加工精度をもった精密工作機械など、特に位置決め精度が要求される場合には、例えば被加工物取付台など機械の最終的な位置制御対象となる部分にリニアスケールなどの位置検出器(以下、機械位置検出器と記す)を直接取付け、その検出値をフイードバック信号とするフル・クローズド・ループ方式が従来から用いられている。
【0005】
ここで、この種の技術に関連するものとしては、例えば以下の公報による開示を挙げることができる。
特開平09−182478号
特開平09−258830号
特開平10−148184号
特開平11−324911号
【発明が解決しようとする課題】
上記従来技術は、次の問題があった。
すなわち、駆動力伝達系には剛性があり、このため振動の発生が不可避であるが、ここで振動が発生した場合、機械の最終的な位置制御対象となる部分からの検出値にも振動が含まれ、この結果、従来技術では位置制御系が発振して不安定になってしまう。
【0006】
従って、従来技術では、位置制御ゲインを落として使用する必要があり、この結果、高速での位置決め運転の実現が困難であるという問題が生じてしまうのである。
本発明の目的は、機械位置検出器の適用による不安定状態の発生を抑え、高精度で高速の位置決め運転が得られるようにしたサーボ制御装置を提供することにある。
【0007】
【課題を解決するための手段】
上記目的は、機械に連結された電動機と、該電動機を駆動する電力変換器と、位置指令値に対する前記機械の位置検出値の偏差に応じて速度指令値を得る位置制御器と、前記速度指令値に対する前記電動機の速度検出値の偏差に応じてトルク電流指令値を得る速度制御器と、前記トルク電流指令値に従って前記電力変換器の出力電流を制御する電流制御器を備えたサーボ制御装置において、前記電動機の位置検出値と前記機械の位置検出値の偏差の一階微分値に一階微分ゲインを表わす定数を乗じた結果と、該偏差の二階微分値に二階微分ゲインを表わす定数を乗じた結果との加算結果に応じてトルク電流補正値を演算する位置偏差微分手段を設け、トルク電流補正値により前記トルク電流指令値を修正するようにして達成される。
【0008】
同じく上記目的は、機械に連結された電動機と、該電動機を駆動する電力変換器と、位置指令値に対する前記電動機の位置検出値の偏差に応じて速度指令値を得る位置制御器と、前記速度指令値に対する前記電動機の速度検出値の偏差に応じてトルク電流指令値を得る速度制御器と、前記トルク電流指令値に従って前記電力変換器の出力電流を制御する電流制御器を備えたサーボ制御装置において、前記電動機の位置検出値と前記機械の位置検出値の偏差の一階微分値に一階微分ゲインを表わす定数を乗じた結果と、該偏差の二階微分値に二階微分ゲインを表わす定数を乗じた結果との加算結果に応じてトルク電流補正値を演算する位置偏差微分手段を設け、トルク電流補正値により前記トルク電流指令値を修正するようにしても達成される。
【0010】
従って、本発明の特徴は、電動機に直接取付けられた位置検出器の検出値と、機械に直接取付けられた位置検出器の検出値の偏差を用いて、トルク電流指令値を修正することにより、位置制御系を高安定化することにあるといえる。
【0011】
【発明の実施の形態】
以下、本発明によるサーボ制御装置について、図示の実施の形態により詳細に説明する。
図1は、本発明の一実施形態で、図において、1は電動機で、負荷となる機械を駆動するサーボモータとして働く。
2は電動機位置検出器で、電動機1の軸に取付けられ、モータ回転位置θM を検出する働きをする。
3はサーボ制御の対象となる機械で、これは、ボールネジなどの駆動力伝達系を介して電動機1に連結された、例えば工作機械である。
【0012】
4は機械位置検出器で、機械3の電動機1による最終的な位置制御対象となる部分に取付けられ、機械回転位置θL を検出する働きをする。このとき最終的な位置制御対象となる部分とは、上記した工作機械の場合、例えば被加工物取付台(X−Yテーブル)となり、従って、この場合、位置検出器4はリニアエンコーダ形式となる。
【0013】
5は減算器で、外部から与えられる位置指令θ* と機械回転位置θL を比較して、これらの偏差を出力する働きをする。
【0014】
6は位置制御器で、減算器5の出力である位置指令θ* と機械回転位置θL の偏差を入力し、速度指令N* を出力する働きをする。
7は速度演算器で、電動機回転位置θM から電動機1の回転速度Nを演算する働きをする。
8も減算器で、速度指令N* と回転速度Nを比較して、これらの偏差を出力する働きをする。
【0015】
9は速度制御器で、減算器8から速度指令N* と回転速度Nの偏差を入力し、トルク電流指令Iq* を出力する働きをする。
10は位置偏差微分器で、電動機回転位置θM と機械回転位置θL の偏差を微分演算し、トルク電流補正信号ΔIq* を演算する働きをする。
【0016】
11も減算器で、トルク電流指令Iq* とトルク電流補正信号ΔIq* を比較して、新たなトルク電流指令Iq*´を出力する働きをする。
12は電流検出器で、電動機1の電流値、すなわちトルク電流値Iq を検出する働きをする。
13も減算器で、新たなトルク電流指令Iq*´とトルク電流値Iq の偏差を出力する働きをする。
【0017】
そして、この減算器13の出力が電流制御器14に入力され、ここで、新たなトルク電流指令Iq*´とトルク電流値Iq の偏差に対応した電圧指令V* が生成され、電力変換器15に供給されるようになり、この結果、電動機1が外部から与えられる位置指令θ* に応じて回転し、機械3の最終的な位置制御対象となる部分の位置決めが得られることになる。
【0018】
次に、この実施形態の動作について説明すると、この実施形態は、図1の構成から明らかなように、機械位置検出器4から出力される機械回転位置θL をフイードバック信号としたフル・クローズド・ループ方式のサーボ装置を構成しており、従って、電動機1と機械3の間の駆動力伝達系(トルク伝達機構)をバネ系と見做した場合、その系のブロック図は図2に示すようになる。
【0019】
このブロック図において、τM は電動機1が発生するトルク、JM は電動機1のイナーシヤ、CF は粘性定数、KF はバネ定数、JL は機械3の被駆動部分のイナーシヤであり、電動機回転位置θM と機械回転位置θL は既に説明した通りである。
【0020】
そうすると、この系特有の共振周波数fa[Hz]と反共振周波数fz[Hz]は、次の(1)式と(2)式で表わせる。
【0021】
【数1】
【数2】
次に、機械回転位置θL をフイードバック信号としたフル・クローズド・ループ方式を用いた場合の動作例を図3に示す。
ここで、この図3の動作例は、本発明の特徴である構成、すなわち図1の実施形態における位置偏差微分器10による効果を見るため、そこに設定すべき微分ゲインKd (後述)を、ことさら0に設定して位置決め動作運転を行った場合の特性で、この場合は共振周波数fa=45[Hz]、反共振周波数fz=35[Hz]であり、運転に際して、機械3の回転位置θL が振動(振動周波数35[Hz])して不安定になっていることが判る。
【0022】
そこで、この場合の振動現象を解析するため、位置指令θ* から機械回転位置θL までの閉ループ伝達関数θL/θ*・(s)を求めると、次の(3)式の通りになる。なお、sはラプラス演算子である。
【0023】
【数3】
次に、この(3)式で表される閉ループ伝達関数θL/θ*・(s)による閉ループ周波数特性(ゲイン・位相特性)を示すと、図4の通りになり、これを見ると、反共振周波数35[Hz]付近において、位相特性が−180度となるところでゲイン特性が0[dB](=1)以上になっていて、位相余裕が無い(適正値:40〜60度)ことから、反共振周波数35[Hz]付近で不安定振動の発生が懸念され、このことは、図3の特性と良く対応していることが判る。
【0024】
しかしながら、図1の実施形態の場合、位置偏差微分器10の微分ゲインKd を所定値に設定することより上記した不安定振動が抑制できる。そこで、以下、この点について説明する。
【0025】
まず始めに位置偏差微分器10について説明すると、これは、図5に示すように構成されていて、ここに入力された電動機回転位置θM と機械回転位置θL は、まず減算器10aに供給され、これらの偏差(θM−θL)が取られる。そして、この偏差か微分器10bに入力され、ここで微分演算され定数Kd(上記した微分ゲイン)が乗算されることにより、トルク電流補正信号ΔIq* が出力されるようになっている。
【0026】
次に、この結果、図1の実施形態により得られる不安定振動の抑制について説明する。
まず、位置偏差微分器10の微分ゲインKd を所定値に設定した上で、位置指令θ* から機械回転位置θL までの閉ループ伝達関数θL/θ*・(s)を求めると、今度は次の(4)式の通りになる。
なお、この(4)式では、上記の(3)式と区別するため、分母と分子の各項にnを付加してある(例えば、al5→aln5、bl5→bln5)。
【0027】
【数4】
そこで、この(4)式を、上述の(3)式と比較してみると、位置偏差微分器10に所定値の微分ゲインKdを設定したことにより、(3)式の分母の中のal4 の項だけが変化し、(4)式の分母の項aln4 では、式内に4角の枠で囲って示した部分Xが追加された形になっていることが判る。
【0028】
ここで、この微分ゲインKdとして所定値を設定することにより付加されるようになった部分X={JLd/KF(JM+JL)}について見ると、これは、(4)式から明らかなように、粘性摩擦係数に関する値CF/KFを等価的に大きくし、見かけ上、機械系の振動に対する減衰率を振動が減少する方向に変化させていることが判る。
【0029】
そこで、この(4)式の伝達関数θL/θ*・(s)による閉ループ周波数特性(ゲイン・位相特性)を示すと、図6の通りになり、これを、微分ゲインが0(Kd=0)に設定してあった図4の特性と比較すると、反共振周波数35【Hz】付近のゲイン特性が0【dB】(=1)以下で、位相特性も改善されていることから、伝達関数θL/θ*・(s)が充分に安定になっていることが判る。
【0030】
図7は、この状態で位置決め運転を行なったときの動作例で、図示のように、この場合は機械の回転位置特性θLから振動が消えていて、安定した位置決め運転が得られていることが判り、従って、位置偏差微分器10を設けたことによる不安定振動の抑制効果が絶大であることが判る。
【0031】
次に、位置偏差微分器の他の実施形態について、図8により説明する。
この図8に示した位置偏差微分器10Aの場合も、そこに入力された電動機回転位置θM と機械回転位置θL は、まず減算器10aに供給され、これらの偏差(θM−θL)が取られる。そして、この偏差か微分器10cに入力され、ここで微分演算された後、定数Kd1 と定数Kd2 が乗算されることにより、トルク電流補正信号△Iq* が出力されるようになっているものである。
そして、この図8に示す位置偏差微分器10Aを用いても、図5の位置偏差微分器10と同様な振動抑制を得ることができる。
【0032】
ところで、図1で説明した実施形態は、機械位置検出器4から出力される機械回転位置θL をフイードバック信号とした、いわゆるフル・クローズド・ループ方式のサーボ装置に関するものであるが、本発明は、図1の実施形態と同様な構成のもとで、セミ・クローズド・ループ方式のサーボ装置として実施することもできる。
【0033】
図9は、このセミ・クローズド・ループ方式による本発明の一実施形態で、この図9の実施形態が、図1の実施形態と異なっている点は、減算器5にフィードバックされている信号が電動機位置検出器2から出力される電動機回転位置θM になっている点だけであり、その他の構成は、機械位置検出器4と位置偏差微分器10を備えている点も含めて、図1の実施形態と同じであり、安定した位置決め運転が得られる点も同じである。
【0034】
【発明の効果】
本発明によれば、機械剛性の低い機械の駆動に適用した場合でも機械振動が発生する虞れがなく、従って、機械位置検出器の適用による利点を充分に活かすことができ、サーボモータによる高精度で高速の位置決め運転を容易に得ることができる。
【図面の簡単な説明】
【図1】本発明によるサーボ制御装置の一実施形態を示すブロック構成図である。
【図2】本発明の一実施形態における駆動力伝達系のブロック線図である。
【図3】本発明の一実施形態において微分ゲインを0にした場合の位置決め運転動作例を示す特性図である。
【図4】本発明の一実施形態において微分ゲインを0にした場合の位置指令から機械位置までの閉ループ周波数特性図である。
【図5】本発明の一実施形態における位置偏差微分器の一例を示すブロック構成図である。
【図6】本発明の一実施形態において微分ゲインを所定値にした場合の位置指令から機械位置までの閉ループ周波数特性図である。
【図7】本発明の一実施形態において微分ゲインを所定値にした場合の位置指令から機械位置までの閉ループ周波数特性図である。
【図8】本発明の一実施形態における位置偏差微分器の他の一例を示すブロック構成図である。
【図9】本発明の他の一実施形態を示すブロック構成図である。
【符号の説明】
1 電動機(サーボモータ)
2 電動機の位置検出器(電動機位置検出器)
3 機械
4 機械の位置検出器(機械位置検出器)
5、8、11、13 減算器
6 位置制御器
7 速度演算器
9 速度制御器
10 位置偏差微分器
12 電流検出器
14 電流制御器
15 電力変換器
[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a servo control device for position control, and more particularly to a servo control device suitable for a system using a connecting shaft for driving a load.
[0002]
[Prior art]
For the position control of the motor in the servo control device, the semi-closed loop method is generally used to perform control calculation using the detection value of the position detector (hereinafter referred to as the motor position detector) directly connected to the motor shaft as a feedback signal. Is.
[0003]
However, this method has the advantage that stable control can be easily obtained, but there are errors in the driving force transmission system (e.g., reducer) that connects the motor and the machine (load) and errors due to thermal expansion. There is a problem that it appears as a positioning error as it is.
[0004]
Therefore, when a precision machine tool with high machining accuracy is required, especially when positioning accuracy is required, for example, a position detector such as a linear scale is attached to the part that is the final position control target of the machine, such as a workpiece mounting base. A full closed loop method (hereinafter referred to as a machine position detector) is directly used and the detected value is a feedback signal.
[0005]
Here, as a thing relevant to this kind of technique, the indication by the following gazettes can be mentioned, for example.
JP-A 09-182478, JP-A 09-258830, JP-A 10-148184, JP-A 11-324911 [Problems to be Solved by the Invention]
The above prior art has the following problems.
In other words, the driving force transmission system has rigidity, and therefore generation of vibration is unavoidable. However, when vibration occurs here, vibration is also detected in the detection value from the part that is the final position control target of the machine. As a result, in the prior art, the position control system oscillates and becomes unstable.
[0006]
Therefore, in the prior art, it is necessary to use the position control gain with a decrease, and as a result, there arises a problem that it is difficult to realize a positioning operation at a high speed.
An object of the present invention is to provide a servo control device that suppresses the occurrence of an unstable state due to the application of a mechanical position detector and can obtain a high-accuracy and high-speed positioning operation.
[0007]
[Means for Solving the Problems]
The object is to provide an electric motor connected to the machine, a power converter for driving the electric motor, a position controller for obtaining a speed command value in accordance with a deviation of a position detection value of the machine from a position command value, and the speed command. A servo controller comprising: a speed controller that obtains a torque current command value according to a deviation of the detected speed value of the motor relative to a value; and a current controller that controls an output current of the power converter according to the torque current command value The result of multiplying the first differential value of the deviation between the detected position value of the motor and the detected position value of the machine by a constant representing the first derivative gain, and the second derivative value of the deviation are multiplied by a constant representing the second derivative gain. This is achieved by providing a position deviation differentiating means for calculating a torque current correction value according to the addition result with the result obtained, and correcting the torque current command value by the torque current correction value.
[0008]
Similarly, the object is to provide an electric motor connected to the machine, a power converter that drives the electric motor, a position controller that obtains a speed command value according to a deviation of a position detection value of the motor from a position command value, and the speed A servo controller comprising: a speed controller that obtains a torque current command value according to a deviation of a detected speed value of the electric motor from a command value; and a current controller that controls an output current of the power converter according to the torque current command value The result of multiplying the first differential value of the deviation between the detected position value of the motor and the detected position value of the machine by a constant representing the first derivative gain, and the constant representing the second derivative gain to the second derivative value of the deviation. It is achieved so as to modify the torque current command value by providing a position deviation differentiating means for calculating a torque current correction value, the torque current correction value depending on the result of adding the result of multiplying
[0010]
Therefore, the feature of the present invention is that by correcting the torque current command value using the deviation between the detection value of the position detector directly attached to the motor and the detection value of the position detector directly attached to the machine, It can be said that the position control system is highly stabilized.
[0011]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Hereinafter, a servo control device according to the present invention will be described in detail with reference to embodiments shown in the drawings.
FIG. 1 shows an embodiment of the present invention. In the figure, reference numeral 1 denotes an electric motor, which functions as a servo motor that drives a load machine.
An electric motor position detector 2 is attached to the shaft of the electric motor 1 and functions to detect the motor rotational position θ M.
Reference numeral 3 denotes a machine to be subjected to servo control, which is, for example, a machine tool connected to the electric motor 1 through a driving force transmission system such as a ball screw.
[0012]
4 is a mechanical position detector, mounted on a portion serving as a final position is to be controlled by the electric motor 1 of the machine 3 and serves to detect the mechanical rotational position theta L. In this case, in the case of the above-described machine tool, the final position control target is, for example, a workpiece mounting base (XY table). Therefore, in this case, the position detector 4 is a linear encoder type. .
[0013]
A subtractor 5 compares the position command θ * given from the outside with the mechanical rotational position θ L and outputs these deviations.
[0014]
6 is a position controller inputs is the output position command theta * and the deviation of the mechanical rotational position theta L of the subtracter 5, and serves to output a speed command N *.
7 is a speed calculator, and serves for calculating the rotational speed N of the electric motor 1 from the motor rotational position theta M.
8 is also a subtractor, which compares the speed command N * and the rotational speed N and outputs these deviations.
[0015]
A speed controller 9 receives the deviation between the speed command N * and the rotational speed N from the subtractor 8 and outputs a torque current command Iq * .
Reference numeral 10 denotes a position deviation differentiator, which differentially calculates the deviation between the motor rotation position θ M and the machine rotation position θ L and calculates a torque current correction signal ΔIq * .
[0016]
Reference numeral 11 denotes a subtractor that compares the torque current command Iq * with the torque current correction signal ΔIq * and outputs a new torque current command Iq * ′.
A current detector 12 functions to detect the current value of the electric motor 1, that is, the torque current value Iq.
Reference numeral 13 denotes a subtractor that outputs a deviation between a new torque current command Iq * 'and a torque current value Iq.
[0017]
Then, the output of the subtractor 13 is input to the current controller 14, where a voltage command V * corresponding to the deviation between the new torque current command Iq * 'and the torque current value Iq is generated, and the power converter 15 As a result, the electric motor 1 rotates in accordance with a position command θ * given from the outside, and the final position control target portion of the machine 3 is obtained.
[0018]
Next, the operation of this embodiment will be described. In this embodiment, as is clear from the configuration of FIG. 1, a full closed loop with a mechanical rotation position θ L output from the machine position detector 4 as a feedback signal is used. A loop type servo device is configured. Therefore, when the driving force transmission system (torque transmission mechanism) between the electric motor 1 and the machine 3 is regarded as a spring system, a block diagram of the system is shown in FIG. become.
[0019]
In this block diagram, τ M is a torque generated by the electric motor 1, J M is an inertia of the electric motor 1, C F is a viscosity constant, K F is a spring constant, and J L is an inertia of a driven part of the machine 3. The rotational position θ M and the mechanical rotational position θ L are as described above.
[0020]
Then, the resonance frequency f a [Hz] and the anti-resonance frequency f z [Hz] peculiar to this system can be expressed by the following equations (1) and (2).
[0021]
[Expression 1]
[Expression 2]
Next, an operation example in the case of using the full closed-loop scheme the feedback signal a machine rotational position theta L in FIG.
Here, in the operation example of FIG. 3, in order to see the effect of the position deviation differentiator 10 in the configuration that is a feature of the present invention, that is, the embodiment of FIG. The characteristics are obtained when the positioning operation is performed with 0 being set. In this case, the resonance frequency f a = 45 [Hz] and the anti-resonance frequency f z = 35 [Hz]. it can be seen that the position theta L is unstable and oscillation (vibration frequency 35 [Hz]).
[0022]
Therefore, in order to analyze the vibration phenomenon in this case, the closed loop transfer function θ L / θ * · (s) from the position command θ * to the mechanical rotation position θ L is obtained as the following equation (3). . Note that s is a Laplace operator.
[0023]
[Equation 3]
Next, the closed-loop frequency characteristic (gain / phase characteristic) by the closed-loop transfer function θ L / θ * · (s) represented by the equation (3) is shown in FIG. In the vicinity of the anti-resonance frequency 35 [Hz], the gain characteristic is 0 [dB] (= 1) or more when the phase characteristic is −180 degrees, and there is no phase margin (appropriate value: 40 to 60 degrees). Thus, there is a concern about the occurrence of unstable vibrations in the vicinity of the antiresonance frequency 35 [Hz], and it can be seen that this corresponds well with the characteristics of FIG.
[0024]
However, in the case of the embodiment of FIG. 1, the above-described unstable vibration can be suppressed by setting the differential gain Kd of the position deviation differentiator 10 to a predetermined value. Therefore, this point will be described below.
[0025]
First, the position deviation differentiator 10 will be described. The position deviation differentiator 10 is configured as shown in FIG. 5. The motor rotational position θ M and the mechanical rotational position θ L inputted here are first supplied to the subtractor 10a. These deviations (θ M −θ L ) are taken. Then, the deviation is input to the differentiator 10b, where a differential operation is performed and a constant Kd (the above-described differential gain) is multiplied to output a torque current correction signal ΔIq * .
[0026]
Next, suppression of unstable vibration obtained as a result of the embodiment of FIG. 1 will be described.
First, when the differential gain Kd of the position deviation differentiator 10 is set to a predetermined value and the closed loop transfer function θ L / θ * · (s) from the position command θ * to the mechanical rotational position θ L is obtained, this time The following equation (4) is obtained.
In this equation (4), n is added to each term of the denominator and numerator to distinguish from the above equation (3) (for example, al 5 → aln 5 , bl 5 → bln 5 ).
[0027]
[Expression 4]
Therefore, comparing this equation (4) with the above equation (3), the differential gain Kd of a predetermined value is set in the position deviation differentiator 10, so that al in the denominator of the equation (3) It can be seen that only the term 4 is changed, and in the denominator term aln 4 of the equation (4), a part X enclosed by a square frame is added to the equation.
[0028]
Here, when looking at the portion X = {J L K d / K F (J M + J L )} which is added by setting a predetermined value as the differential gain K d , this is expressed by (4) As is apparent from the equation, the value C F / K F related to the viscous friction coefficient is increased equivalently, and it is apparent that the damping rate for the vibration of the mechanical system is changed in the direction in which the vibration decreases.
[0029]
Therefore, the closed loop frequency characteristic (gain / phase characteristic) by the transfer function θ L / θ * · (s) in the equation (4) is shown in FIG. 6, and the differential gain is 0 (Kd = Compared with the characteristic of FIG. 4 set to 0), the gain characteristic near the anti-resonance frequency 35 [Hz] is 0 [dB] (= 1) or less and the phase characteristic is also improved. It can be seen that the function θ L / θ * · (s) is sufficiently stable.
[0030]
FIG. 7 shows an operation example when the positioning operation is performed in this state. As shown in the figure, in this case, the vibration disappears from the rotational position characteristic θL of the machine, and a stable positioning operation is obtained. Therefore, it can be seen that the effect of suppressing unstable vibration by providing the position deviation differentiator 10 is tremendous.
[0031]
Next, another embodiment of the position deviation differentiator will be described with reference to FIG.
Also in the case of the position deviation differentiator 10A shown in FIG. 8, the motor rotation position θ M and the machine rotation position θ L input thereto are first supplied to the subtractor 10a, and their deviation (θ M −θ L ) Is taken. Then, it is inputted to the deviation or differentiator 10c, wherein after the differential operation, by a constant Kd 1 and constant Kd 2 is multiplied, so that the torque current correction signal △ Iq * output Is.
Even if the position deviation differentiator 10A shown in FIG. 8 is used, vibration suppression similar to that of the position deviation differentiator 10 in FIG. 5 can be obtained.
[0032]
The embodiment described with reference to FIG. 1 relates to a so-called full-closed loop type servo apparatus in which the mechanical rotation position θ L output from the mechanical position detector 4 is a feedback signal. 1 can also be implemented as a semi-closed loop servo device under the same configuration as the embodiment of FIG.
[0033]
FIG. 9 shows an embodiment of the present invention according to the semi-closed loop system. The embodiment of FIG. 9 is different from the embodiment of FIG. 1 in that the signal fed back to the subtractor 5 is It is only a point that the motor rotational position θ M is output from the motor position detector 2, and the other configuration includes the point that the mechanical position detector 4 and the position deviation differentiator 10 are provided. This is the same as the embodiment described above, and is the same in that a stable positioning operation can be obtained.
[0034]
【The invention's effect】
According to the present invention, there is no possibility of generating mechanical vibration even when applied to driving a machine with low mechanical rigidity. Therefore, the advantage of the application of the machine position detector can be fully utilized, and the high speed by the servo motor can be utilized. A high-speed positioning operation with high accuracy can be easily obtained.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a block diagram showing an embodiment of a servo control device according to the present invention.
FIG. 2 is a block diagram of a driving force transmission system in an embodiment of the present invention.
FIG. 3 is a characteristic diagram showing an example of a positioning operation when the differential gain is set to 0 in an embodiment of the present invention.
FIG. 4 is a closed loop frequency characteristic diagram from a position command to a machine position when a differential gain is set to 0 in an embodiment of the present invention.
FIG. 5 is a block configuration diagram showing an example of a position deviation differentiator in an embodiment of the present invention.
FIG. 6 is a closed loop frequency characteristic diagram from a position command to a machine position when the differential gain is set to a predetermined value in one embodiment of the present invention.
FIG. 7 is a closed loop frequency characteristic diagram from a position command to a machine position when the differential gain is set to a predetermined value in the embodiment of the present invention.
FIG. 8 is a block diagram showing another example of the position deviation differentiator in one embodiment of the present invention.
FIG. 9 is a block configuration diagram showing another embodiment of the present invention.
[Explanation of symbols]
1 Electric motor (servo motor)
2 Motor position detector (motor position detector)
3 Machine 4 Machine position detector (Machine position detector)
5, 8, 11, 13 Subtractor 6 Position controller 7 Speed calculator 9 Speed controller 10 Position deviation differentiator 12 Current detector 14 Current controller 15 Power converter

Claims (2)

  1. 機械に連結された電動機と、該電動機を駆動する電力変換器と、位置指令値に対する前記機械の位置検出値の偏差に応じて速度指令値を得る位置制御器と、前記速度指令値に対する前記電動機の速度検出値の偏差に応じてトルク電流指令値を得る速度制御器と、前記トルク電流指令値に従って前記電力変換器の出力電流を制御する電流制御器を備えたサーボ制御装置において、
    前記電動機の位置検出値と前記機械の位置検出値の偏差の一階微分値に一階微分ゲインを表わす定数を乗じた結果と、該偏差の二階微分値に二階微分ゲインを表わす定数を乗じた結果との加算結果に応じてトルク電流補正値を演算する位置偏差微分手段を設け、
    トルク電流補正値により前記トルク電流指令値が修正されるように構成したことを特徴とするサーボ制御装置。
    An electric motor coupled to the machine; a power converter that drives the electric motor; a position controller that obtains a speed command value according to a deviation of a position detection value of the machine relative to a position command value; and the electric motor for the speed command value In a servo controller comprising a speed controller that obtains a torque current command value according to the deviation of the speed detection value, and a current controller that controls the output current of the power converter according to the torque current command value,
    The result of multiplying the first derivative of the deviation between the position detection value of the motor and the position detection value of the machine by a constant representing the first derivative gain, and the constant representing the second derivative gain to the second derivative of the deviation. A position deviation differentiating means for calculating a torque current correction value according to the result of addition with the result is provided,
    A servo control device, wherein the torque current command value is corrected by a torque current correction value.
  2. 機械に連結された電動機と、該電動機を駆動する電力変換器と、位置指令値に対する前記電動機の位置検出値の偏差に応じて速度指令値を得る位置制御器と、前記速度指令値に対する前記電動機の速度検出値の偏差に応じてトルク電流指令値を得る速度制御器と、前記トルク電流指令値に従って前記電力変換器の出力電流を制御する電流制御器を備えたサーボ制御装置において、
    前記電動機の位置検出値と前記機械の位置検出値の偏差の一階微分値に一階微分ゲインを表わす定数を乗じた結果と、該偏差の二階微分値に二階微分ゲインを表わす定数を乗じた結果との加算結果に応じてトルク電流補正値を演算する位置偏差微分手段を設け、
    トルク電流補正値により前記トルク電流指令値が修正されるように構成したことを特徴とするサーボ制御装置。
    An electric motor coupled to the machine; a power converter that drives the electric motor; a position controller that obtains a speed command value in accordance with a deviation of a position detection value of the motor relative to a position command value; and the electric motor for the speed command value In a servo controller comprising a speed controller that obtains a torque current command value according to the deviation of the speed detection value, and a current controller that controls the output current of the power converter according to the torque current command value,
    The result of multiplying the first derivative of the deviation between the position detection value of the motor and the position detection value of the machine by a constant representing the first derivative gain, and the constant representing the second derivative gain to the second derivative of the deviation. A position deviation differentiating means for calculating a torque current correction value according to the result of addition with the result is provided,
    A servo control device, wherein the torque current command value is corrected by a torque current correction value.
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