JP2004173381A

JP2004173381A - Switching power supply device

Info

Publication number: JP2004173381A
Application number: JP2002334596A
Authority: JP
Inventors: Takeshi Kanegae; 毅鐘ヶ江; Hiroshi Sato; 宏佐藤
Original assignee: Foster Electric Co Ltd
Current assignee: Foster Electric Co Ltd
Priority date: 2002-11-19
Filing date: 2002-11-19
Publication date: 2004-06-17
Anticipated expiration: 2022-11-19
Also published as: JP4294942B2

Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To provide a switching power supply device that can generate a stable output voltage and is improved in efficiency, related to the switching power supply device. <P>SOLUTION: The switching power supply device comprises a first switching circuit 30 that generates a prescribed output voltage by a pulse-width modulation method upon receiving an input voltage, a second switching circuit 31 that switches a circuit of which the conversion transformer TR is connected to the output of the first switching circuit 30 at a constant pulse width, and the conversion transformer TR having at least one secondary winding. The pulse width of the first switching circuit 30 is controlled by a feedback signal corresponding to the main output voltage, and the output voltage is stabilized by driving the conversion transformer TR by the second switching circuit 31. <P>COPYRIGHT: (C)2004,JPO

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明はスイッチング電源装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
スイッチング電源装置は、従来より知られており、各種の電子機器にパワーを供給する電源として広く用いられている。近年、その出力特性が向上したことにより、それまで直列制御方式の電源しか使用されていなかった分野でも用いられるようになってきている。
【０００３】
多出力型スイッチング電源の低電圧制御方式には、チョッパ方式又はマグアンプ（磁気増幅器）方式が用いられている（例えば特許文献１、特許文献２参照）。図８は従来回路の第１の例を示す図であり、チョッパ方式の多出力型スイッチング電源装置の一例を示している。直流電源１に接続されたトランス２の１次巻線２ａ及び主スイッチング回路を構成する主スイッチング素子としてのＭＯＳＦＥＴ３と、トランス２の１次巻線２ａと電磁的に結合する２次巻線２ｂと、該２次巻線２ｂに接続され、かつ直流出力電圧Ｖ０１を発生する整流平滑回路４と、該整流平滑回路４の出力端子に接続され、かつ付加的直流出力電圧Ｖ０２を発生するチョッパ回路１０と、ＭＯＳＦＥＴ３のオン／オフ時間を制御して整流平滑回路４の直流出力電圧Ｖ０１を一定のレベルに保持する主制御回路９とを備えている。
【０００４】
整流平滑回路４は、トランス２の２次巻線２ｂに接続された整流ダイオード５及び還流ダイオード６と、該還流ダイオード６に対して直列に接続された平滑リアクトル（チョークコイル）７及び平滑コンデンサ８とを有する。チョッパ回路１０は、コレクタ端子が平滑コンデンサ８の一端に接続されたトランジスタ１１と、平滑コンデンサ８の他端とトランジスタ１１のエミッタ端子との間に接続された還流ダイオード１２と、該還流ダイオード１２に対して直列に接続された平滑リアクトル１３及び平滑コンデンサ１４と、トランジスタ１１のオン／オフ時間を制御して平滑コンデンサ１４の出力電圧Ｖ０２を一定のレベルに保持するチョッパ制御回路１５とを有する。
【０００５】
主制御回路９及びチョッパ制御回路１５は、平滑コンデンサ８，１４の電圧Ｖ０１，Ｖ０２の基準値に対する高低によりデューティ比が変化するＰＷＭ（パルス幅変調）信号を出力する公知のＰＷＭ回路である。
【０００６】
このように構成された回路において、整流平滑回路４は所定の直流電圧を発生する。この出力電圧はＶ０１となる。出力電圧Ｖ０１は、主制御回路９によりモニタされており、そのフィードバック信号はＭＯＳＦＥＴ３のゲートに与えられ、オン時間を制御するようになっている。この安定化電源はチョッパ回路１０に入力されている。該チョッパ回路１０では、チョッパ制御回路１５が、出力電圧Ｖ０２が一定になるように、トランジスタ１１のベースに与えるチョッパ信号を制御している。この結果、チョッパ回路１０の出力Ｖ０２は安定化されたものとなる。
【０００７】
図９は従来回路の第２の例を示す図であり、チョッパ方式の多出力型スイッチング電源装置の他の例を示す。直流電源１に対して直列に接続されたトランス２の１次巻線２ａ及びＭＯＳＦＥＴ３と、トランス２の１次巻線２ａと電磁的に結合する２次巻線２ｂ及び付加的２次巻線２ｃと、２次巻線２ｂに接続され、かつ直流出力電圧Ｖ０１を発生する整流平滑回路４ａと、付加的２次巻線２ｃに接続された付加的整流平滑回路４ｂと、該付加的整流平滑回路４ｂの出力端子に接続され、かつ付加的直流出力電圧Ｖ０２を発生するチョッパ回路１０と、ＭＯＳＦＥＴ３のオン／オフ時間を制御して整流平滑回路４ａの直流出力電圧Ｖ０１を一定のレベルに保持する主制御回路９とを備えている。整流平滑回路４ａ及び付加的整流平滑回路４ｂとチョッパ回路１０は、何れも図８に示す整流平滑回路４及びチョッパ回路１０と同一の構成を有するので、詳細な説明は省略する。
【０００８】
図１０は従来回路の第３の例を示す図であり、マグアンプ方式の多出力型スイッチング電源装置の一例を示す。直流電源１に対して直列に接続されたトランス２の１次巻線２ａ及びＭＯＳＦＥＴ３と、トランス２の１次巻線２ａと電磁的に結合する２次巻線２ｂ及び付加的２次巻線２ｃと、２次巻線２ｂに接続され、かつ直流出力電圧Ｖ０１を発生する整流平滑回路４ａと、付加的２次巻線２ｃに接続され、かつ付加的直流出力電圧Ｖ０２を発生する付加的整流平滑回路４ｂと、付加的２次巻線２ｃと付加的整流平滑回路４ｂとの間に接続された可飽和リアクトル１６と、ＭＯＳＦＥＴ３のオン／オフ時間を制御して整流平滑回路４ａの直流出力電圧Ｖ０１を一定のレベルに保持する主制御回路９と、可飽和リアクトル１６の励磁電流を制御して付加的整流回路４ｂの直流出力電圧Ｖ０２を一定のレベルに保持する励磁電流制御回路１７とを備えている。
【０００９】
図１１は従来回路の第４の例を示す図であり、２次側出力電圧帰還型のスイッチング電源の回路図である。図において、トランスには１次巻線ｎ１、２次巻線ｎ２及び補助巻線ｎｓが設けられている。入力電圧源２５は、例えば商用の交流電源からの交流電圧を整流平滑化して直流電圧Ｖｉｎを生成するもので、１次巻線ｎ１に接続されていると共にトランジスタ等のスイッチング素子Ｑによりオン／オフされている。
【００１０】
すると、２次側巻線ｎ２にはスイッチング電圧信号が誘起されるので、ダイオードＤ１と出力コンデンサＣ１の整流平滑化回路によって直流化された出力電圧Ｖｏｕｔが負荷２７に供給される。ここでは、オン／オフ方式若しくはフライバックコンバータと呼ばれる方式を採用しているので、スイッチング素子Ｑがオンしている期間にトランスＴＲにエネルギーが蓄えられ、スイッチング素子Ｑがオフしている期間には、オン期間中に増加したトランスＴＲの磁束を減少させている。ここで、図で囲った部分がフライバックコンバータ部８０である。
【００１１】
出力電圧の安定化は、次の構成により行なわれる。即ち、誤差アンプ２１は、出力電圧Ｖｏｕｔと基準電圧とを比較してこの誤差電圧に比例するデューティ比の誤差信号を出力する。フォトカプラ２２は、スイッチング電源の１次側と２次側を絶縁するもので、ここでは誤差アンプ２１の出力する誤差信号に応答するオン／オフ信号に変換している。
【００１２】
ドライブ回路２３は、フォトカプラ２２から送られたオン／オフ信号を入力し、出力電圧Ｖｏｕｔと基準電圧とが一致する方向のスイッチング制御信号をスイッチング素子Ｑに印加する。補助電源回路２４はドライブ回路２３の動作用電圧を発生するもので、補助巻線ｎｓに誘起されたスイッチング信号をダイオードＤ２とコンデンサＣ２の整流平滑化回路によって直流化して、補助電源電圧を発生する。
【００１３】
図１２は従来回路の第５の例を示す図であり、ハーフブリッジ回路方式を示している。入力電圧ＥｉはトランジスタＱ１０、Ｑ１１の一端に接続されており、該入力電圧ＥｉはコンデンサＣ５とＣ６により分圧されている。この分圧電圧は、トランスＴＲの１次巻線の一端に接続されている。また、入力電圧Ｅｉの両端にはダイオードＤ５、Ｄ６の直列回路が接続されており、この直流回路の接続点はトランスＴＲの１次巻線の他端に接続されている。
【００１４】
トランジスタＱ１０のエミッタは１次巻線の一端に接続されており、トランジスタＱ１０のエミッタはトランジスタＱ１１のコレクタに接続されている。トランジスタＱ１１のエミッタは、前記入力電圧Ｅｉの一端に接続されている。トランスＴＲの２次巻線の両端には、それぞれダイオードＤ７、Ｄ８が接続されている。２次巻線の中点はコモンラインとなっている。２次巻線に発生した電圧は、ダイオードＤ７、Ｄ８により全波整流されており、リアクトルＬとコンデンサＣ７とで構成される平滑回路に入るようになっている。そして、この平滑回路の出力が出力電圧Ｖｏとなる。
【００１５】
このように構成された回路の出力電圧Ｖｏは、
Ｖｏ＝（１／２）・（ｎ２／ｎ１）・（Ｔｏｎ／Ｔ）・Ｅｉとなる。ここで、ｎ１はトランスＴＲの１次巻数、ｎ２はトランスＴＲの２次巻数、Ｔｏｎは１周期の中のオン時間、Ｔは１周期時間幅、Ｅｉは入力電圧である。
【００１６】
このような回路において、入力電圧Ｅｉが変動した場合、２次出力電圧Ｖｏからのフィードバックで出力電圧Ｖｏが一定値になるようにオンパルス幅ｔｏｎを変化させるようになっている。
【００１７】
【特許文献１】
特開２００２−１３６１４１号公報（第２頁、第３頁、図７、図８、図９）
【特許文献２】
特開平８−３３１８４４号公報（第３頁、図１）
【００１８】
【発明が解決しようとする課題】
▲１▼ 前述した図８〜図１０の多出力スイッチング電源装置では、主制御回路９にフィードバックされている出力電圧Ｖ０１は、負荷変動に対して、安定であるが、平滑リアクトル７、７ａを流れる電流が不連続、即ち軽負荷になると、パルス幅が狭くなり、他出力電圧Ｖ０２を低下させるため、チョッパ回路１０を追加するかマグアンプ方式の励磁電流制御回路を追加する必要があった。
【００１９】
また、出力Ｖ０１の負荷が無負荷の場合は、主スイッチ素子（ＭＯＳＦＥＴ）３のオンパルス幅が非常に小さくなる。そうすると、出力Ｖ０２段に追加した制御回路では対応できなくなるため、出力Ｖ０１段にダミー抵抗を付加し、必要なパルス幅を確保し、出力Ｖ０２の安定化を図っている。
【００２０】
このように、Ｖ０１以外の出力段に追加回路や、オーディオ用電源のように付加が無負荷から最大負荷まで変化する電源においては、ダミー抵抗が必要となり、部品の追加のみならず、ダミー抵抗の消費電力の損失も生じるという問題がある。
▲２▼ 図１１に示す従来のスイッチング電源装置では、図に示すようにトランスの補助巻線ｎｓからの補助電源を発生させる回路と、フィードバック回路である誤差アンプ２１とフォトカプラ２２による回路構成が必要であり、小型化が困難であるという問題がある。
▲３▼ 図１２に示す一般的スイッチング電源装置においては、スイッチング素子がオン／オフする時、スイッチング素子の立ち上がり時間、立ち下がり時間によりスイッチング損失が発生する。この損失は、スイッチング周波数に比例するため、スイッチング周波数を高くして電源装置の小型化、軽量化を図ることが困難であるという問題がある。
【００２１】
本発明は、このような課題に鑑みてなされたものであって、安定な出力電圧を発生させることができ、かつ効率のよいスイッチング電源装置を提供することを目的としている。
【００２２】
【課題を解決するための手段】
（１）請求項１記載の発明は、入力電圧を受けてパルス幅変調方式により所定の出力電圧を発生する第１のスイッチング回路と、該第１のスイッチング回路の出力に、変換トランスが接続された回路を一定のパルス幅でスイッチングする第２のスイッチング回路と、少なくとも１つの２次巻線を有する変換トランスと、を具備し、前記第１のスイッチング回路のパルス幅を前記メインの出力電圧に応じたフィードバック信号で制御し、前記第２のスイッチング回路で前記変換トランスを駆動して出力電圧の安定化を行なうように構成されたことを特徴とする。
【００２３】
このように構成すれば、メイン出力よりフィードバック信号を第１のスイッチング回路に帰還させ、入力電圧の変動や負荷変動に対して出力電圧を安定化させるように第１のスイッチング回路の出力を制御し、第２のスイッチング回路で発振器からの固定したパルス幅で変換トランスの１次巻線をオン／オフさせることで、安定な出力電圧を得ることができる。
（２）請求項２記載の発明は、直流電圧が接続される変換トランスの１次側をスイッチングして該変換トランスの２次側に電圧を発生させるようにしたスイッチング電源において、前記変換トランスの補助巻線又は他の２次巻線からダイオードを介して供給される電圧を１次側スイッチング制御部の電源としても、またフィードバック信号としても用いるように構成されたことを特徴とする。
【００２４】
この場合、変換トランスに設けた補助巻線からの整流電流を２次巻線の整流方法と同じにすれば、出力電圧比は補助巻線から発生する電圧に同じ比率で発生する。従って、この補助電源電圧をフィードバック信号電圧としても利用することができる。
（３）請求項３記載の発明は、入力電圧を受けてパルス幅変調方式により所定の出力電圧を発生する第１のスイッチング回路と、一定のパルス幅で動作するハーフブリッジの第２のスイッチング回路と、少なくとも１つの２次巻線を有する変換トランスと、を具備し、出力電圧の安定化は前記第１のスイッチング回路で行ない、２次側出力への電力供給は、前記ハーフブリッジの第２のスイッチング回路と前記変換トランスの自己インダクタンスを利用して行なうように構成したことを特徴とする。
【００２５】
このように構成すれば、変換トランスの１次巻線の自己インダクタンスの励磁電流によるエネルギーを利用してハーフブリッジのスイッチング素子をゼロ電圧スイッチングさせることができ、損失を軽減して変換効率を向上させることができる。
【００２６】
【発明の実施の形態】
以下、図面を参照して本発明の実施の形態例を詳細に説明する。
【００２７】
図１は本発明の第１の実施の形態例を示す回路図である。図において、３０は入力電圧Ｅｉｎを受けてパルス幅変調方式により所定の出力電圧Ｖ１を発生する第１のスイッチング回路、ＴＲは該スイッチング回路３０により駆動される変換トランスである。Ｑは変換トランスＴＲの１次巻線の他端に接続されるメインスイッチである。該メインスイッチＱとしては、例えばＦＥＴが用いられる。３１はメインスイッチＱを固定したパルス幅で駆動する第２のスイッチング回路である。Ｄ１０は、変換トランスＴＲの２次巻線に接続された整流ダイオード、Ｃ１０は整流ダイオードＤ１０のカソードとその一端が接続されるコンデンサである。
【００２８】
該コンデンサＣ１０の他端は２次巻線の他端に接続されている。この２次出力側の出力電圧をＶ０１とする。この出力電圧は、フィードバック信号として、前記スイッチング回路３０に入力されている。Ｄ１１は、変換トランスＴＲの３次巻線に接続された整流ダイオード、Ｃ１１は整流ダイオードＤ１１のカソードとその一端が接続されるコンデンサである。該コンデンサＣ１１の他端は３次巻線の他端に接続されている。この２次出力側の出力電圧をＶ０２とする。変換トランスＴＲの１次巻線の巻数をＮ１、２次巻線の巻数をＮ２、３次巻線の巻数をＮ３とする（以下、これらＮ１〜Ｎ３を巻線を示す符号としても用いる）。このように構成された回路の動作を説明すれば、以下の通りである。
【００２９】
一般のスイッチング電源の出力電圧は、スイッチング周波数の周期をＴ、１周期の間でオンになる時間をＴｏｎとすると、デューティ（Ｔｏｎ／Ｔ）に左右されるが、本発明は、１次側電圧Ｖ１を制御して、変換トランスＴＲの駆動はスイッチング回路３１で固定パルス幅Ｔｏｎでオン／オフする。
【００３０】
２次巻線、３次巻線の出力は、巻数比に対応したものとなり、入力電圧Ｖ１を（Ｎ２／Ｎ１）倍、（Ｎ３／Ｎ１）倍となる。従って、出力電圧Ｖ０１、Ｖ０２はそれぞれ次式で表される。
【００３１】
Ｖ０１＝（Ｎ２／Ｎ１）Ｖ１
Ｖ０２＝（Ｎ３／Ｎ１）Ｖ１
ここで、メイン出力Ｖ０１に対応した信号は、スイッチング回路３０に制御信号としてフィードバックされる。この結果、入力電圧Ｅｉｎの変動や、負荷変動に対して出力Ｖ０１を一定値に安定化させるように、１次側電圧Ｖ１を制御する。
【００３２】
一方、スイッチング素子であるＦＥＴＱは、スイッチング回路３１からの固定したパルス幅で変換トランスＴＲの１次側をオン／オフさせ、２次側に巻数比に対応した電圧を伝達する。即ち、１次側電圧Ｖ１の電圧制御により多出力電圧を安定化させる。出力電圧Ｖ０１、Ｖ０２にはＴｏｎの定数がかからないため、温度等によるＴｏｎ時間変化に対して出力電圧は変化しないという特徴を持つ。
【００３３】
このように、この実施の形態例によれば、メイン出力よりフィードバック信号を第１のスイッチング回路に帰還させ、入力電圧の変動や負荷変動に対して出力電圧を安定化させるように第１のスイッチング回路３０の出力を制御し、第２のスイッチング回路３１で固定したパルス幅で変換トランスの１次巻線をオン／オフさせることで、安定な出力電圧を得ることができる。
【００３４】
図２は本発明の第２の実施の形態例を示す回路図である。図１と同一のものは、同一の符号を付して示す。図において、３０は入力電圧Ｅｉｎをスイッチングし、所定の電圧Ｖ１を発生させるパルス幅変調方式（ＰＷＭ）スイッチング回路である。ＳＷ１、ＳＷ２はオン／オフスイッチであり、このＳＷ１とＳＷ２の直列回路は、スイッチング回路３０の出力とコモンライン間に接続されている。３１Ａは、これらスイッチＳＷ１、ＳＷ２を交互にオン／オフさせるスイッチング回路である。スイッチＳＷ１、ＳＷ２としては、例えばＭＯＳＦＥＴが用いられる。
【００３５】
ＣｓはスイッチＳＷ１とＳＷ２の接続部とコモンライン間に存在する浮遊容量である。また、この接続部は変換トランスＴＲの１次巻線Ｎ１の一端と接続されている。Ｃ１５、Ｃ１６はコンデンサであり、このコンデンサＣ１５、Ｃ１６の直列接続回路はスイッチＳＷ１，ＳＷ２の直列回路と並列に接続されている。
【００３６】
コンデンサＣ１５とＣ１６の接続点は、変換トランスＴＲの１次巻線Ｎ１の他端と接続されている。変換トランスＴＲの２次側は第２巻線Ｎ２と第３巻線Ｎ３が接続されており、それぞれの巻線側で、ダイオードによる全波整流を行なっている。Ｄ１０、Ｄ１２は全波整流用のダイオード、Ｄ１１とＤ１３も全波整流用のダイオードである。それぞれの巻線の中点がコモンラインとなり、直流出力電圧を発生するようになっている。Ｃ１０、Ｃ１１は平滑用コンデンサである。それぞれの電源回路の出力には、負荷が接続される。そして、メインの出力であるＶ０１は、フィードバック信号としてスイッチング回路３０に与えられている。
【００３７】
このように構成された回路において、図１に示す回路と同様に、変換トランスＴＲの１次側電圧Ｖ１をＰＷＭ方式のスイッチング回路３０で制御している。そして、変換トランスＴＲの駆動は、固定パルス幅で交互にオン／オフするハーフブリッジ方式のスイッチング回路３１Ａで駆動される。即ち、スイッチング回路３１Ａの出力は、スイッチＳＷ１とＳＷ２を交互に駆動し、変換トランスＴＲの１次側の電圧を２次側に伝達する。この結果、出力電圧Ｖ０１とＶ０２は、それぞれ以下のようになる。
【００３８】
Ｖ０１＝（Ｎ２／Ｎ１）Ｖ１
Ｖ０２＝（Ｎ３／Ｎ１）Ｖ１
この回路は、変換トランスＴＲの１次巻線の自己インダクタンスの励磁電流によるエネルギーを利用してハーフブリッジのスイッチング素子ＳＷ１、ＳＷ２をゼロ電圧スイッチングさせる。ここで、ゼロ電圧スイッチングとは、スイッチング素子ＳＷ１とＳＷ２の両端にかかる電圧が０の状態でスイッチングすることをいう（詳細後述）。
【００３９】
このように構成すれば、変換トランスＴＲの１次巻線の自己インダクタンスの励磁電流によるエネルギーを利用してハーフブリッジのスイッチング素子をゼロ電圧スイッチングさせることができ、損失を軽減して変換効率を向上させることができる。
【００４０】
図３は本発明の第３の実施の形態例を示す回路図である。図１、図２と同一のものは、同一の符号を付して示す。図において、ＳＷは交流電源ｅｉｎをオン／オフするスイッチ、３５は交流電源ｅｉｎを整流するダイオードより構成された整流回路である。該整流回路３５としては、例えばダイオードブリッジが用いられる。Ｃ１は整流回路３５の出力段に接続された平滑用コンデンサである。
【００４１】
４０は整流回路３５の出力Ｅｉｎを受けて所定の電圧Ｖ１を出力する昇圧チョッパ回路である。該昇圧チョッパ回路４０は、整流回路３５の出力に直列に接続されたリアクトルＬと、該リアクトルＬと接続されたダイオードＤ１と、リアクトルＬの一端が接続されたスイッチング素子としてのＦＥＴＱ１と、メイン出力からのフィードバック信号を受けてＦＥＴＱ１のＰＷＭ方式によるスイッチング制御を行なうＰＷＭ制御部３６から構成されている。
【００４２】
５０は前記昇圧チョッパ回路４０の出力と接続され、電圧Ｖ１を所定のパルス幅でスイッチングするハーフブリッジ回路である。該ハーフブリッジ回路５０は、電圧Ｖ１を交互にオン／オフするスイッチング素子としてのＦＥＴＱ２、Ｑ３と、これらＦＥＴＱ２、Ｑ３を一定幅のパルスで駆動するスイッチング回路３１Ａと、ＦＥＴＱ２、Ｑ３の直列回路に並列に接続されたコンデンサＣ１５、Ｃ１６の直列回路と、変換トランスＴＲの１次巻線Ｎ１から構成されている。ここで、ＦＥＴＱ２、Ｑ３としては、例えばＭＯＳＦＥＴが用いられる。前記１次巻線Ｎ１の一端はＦＥＴＱ２とＱ３の接続点に接続され、他端はコンデンサＣ１５とＣ１６の接続点に接続されている。
【００４３】
ＴＲは変換トランスであり、その２次側には２次巻線Ｎ２と３次巻線Ｎ３が設けられている。２次巻線Ｎ２は全波整流用のダイオードＤ１０とＤ１２に接続されており、ダイオードＤ１０とＤ１２による整流出力は、平滑用コンデンサＣ１０により平滑されるようになっている。そして、その出力（メイン出力）Ｖ０１は負荷Ｚ１に接続されている。３次巻線Ｎ３は全波整流用のダイオードＤ１１とＤ１３に接続されており、ダイオードＤ１１とＤ１３による整流出力は、平滑用コンデンサＣ１１により平滑されるようになっている。そして、その出力Ｖ０２は負荷Ｚ２に接続されている。このように構成された回路の動作を説明すれば、以下の通りである。
【００４４】
交流入力ｅｉｎは、整流回路３５に接続され、脈流に変換され、該脈流は平滑コンデンサＣ１により平坦な直流に変換される。この平滑された直流電圧Ｅｉｎは続く昇圧チョッパ回路４０により直流電圧Ｖ１（Ｖ１≧Ｅｉｎ）に変換される。この昇圧チョッパ回路４０は、メイン出力Ｖ０１からフィードバックされた信号により出力Ｖ０１が一定値の電圧になるようにその出力Ｖ１を制御する。
【００４５】
次段のハーフブリッジ回路５０は、固定された一定幅のパルスをスイッチングＦＥＴＱ２、Ｑ３に与え、交互にオンさせる。通常のハーフブリッジ回路のパルス幅は可変、即ちＰＷＭ方式であるが、本発明は一定幅であるのが特徴である。ハーフブリッジ回路５０により変換トランスＴＲの１次巻線Ｎ１はオン／オフされ、変換トランスＴＲの２次側に設けられた２次巻線Ｎ２、３次巻線Ｎ３に交流電圧を発生させ、その交流電圧は、続く全波整流回路により直流に変換される。この２次側の直流出力電圧Ｖ０１、Ｖ０２はそれぞれ変換トランスＴＲの巻数を１次巻線がＮ１、２次巻線がＮ２、３次巻線がＮ３とすると、それぞれ次式で表される。
【００４６】
Ｖ０１＝（Ｎ２／Ｎ１）・（Ｖ１／２）
Ｖ０２＝（Ｎ３／Ｎ１）・（Ｖ１／２）
なお、一般のハーフブリッジ回路の２次側出力は、ダイオードＤ１０とコンデンサＣ１０との間に平滑リアクトルが必要で、その場合の出力Ｖ０１は１周期の期間をＴ、パルス幅（オン幅）をＴｏｎとすると、次式で表される。
【００４７】
Ｖ０１＝（Ｎ２／Ｎ１）・（Ｔｏｎ／Ｔ）・（Ｖ１／２）
本発明によれば、出力Ｖ０１の負荷が無負荷になっても、ハーフブリッジ回路５０のパルス幅は変化はなく一定値であり、
Ｖ０１＝（Ｎ２／Ｎ１）・（Ｖ１／２）であるから、第２出力Ｖ０２も
Ｖ０２＝（Ｎ３／Ｎ１）・（Ｖ１／２）となり、負荷変動に対しても一定値を保つ。また、入力電圧ｅｉｎの変化等で整流回路３５の出力Ｅｉｎが変化した場合、フィードバック作用により、出力電圧を安定化させるように電圧Ｖ１が制御される。
【００４８】
この実施の形態例によれば、メイン出力よりフィードバックを第１のスイッチング回路に帰還させ、入力電圧の変動や負荷変動に対して出力電圧を安定化させるように第１のスイッチング回路の出力を制御し、第２のスイッチング回路で発振器からの固定したパルス幅で変換トランスの１次巻線をオン／オフさせることで、安定な出力電圧を得ることができる。
【００４９】
図４は本発明の第４の実施の形態例を示す回路図である。図３と同一のものは、同一の符号を付して示す。図において、ＳＷは交流電源のオン／オフを行なうスイッチ、３５は交流電圧を整流する整流回路、Ｃ１は整流回路３５の出力段に接続された平滑用コンデンサ、３７はその一端が整流回路３５の出力と接続され、ＰＷＭ制御部３６を駆動する駆動回路、３６はスイッチング素子としてのＦＥＴＱ１をパルス幅変調方式でスイッチングするＰＷＭ制御部である。
【００５０】
Ｌは電圧整流回路３５の出力と接続されるリアクトル、Ｄ１は該リアクトルＬと接続されるダイオード、Ｑ１はスイッチング用ＦＥＴであり、リアクトルＬの一端とコモンライン間に接続されている。Ｑ２、Ｑ３はハーフブリッジ回路のスイッチング素子であり、ここではＦＥＴが用いられている。３１ＡはこれらＦＥＴＱ２、Ｑ３を交互にオンするスイッチング回路である。変換トランスＴＲの２次側で出力電圧Ｖ０１とＶ０２を発生する構成は、図３のそれと同一であるからその構成の説明は省略する。
【００５１】
６１は変換トランスＴＲに設けられた補助巻線である。この補助巻線Ｎｓの巻数をＮｓとする。６０は補助巻線Ｎｓの出力を受けて直流電圧Ｖｃｃに変換する整流回路である。Ｃ１７は整流回路６０の出力とコモンライン間に接続された平滑用コンデンサである。該補助電源の出力Ｖｃｃは、前記スイッチング回路３１Ａ、及び起動回路３７に供給されている。また、この補助電圧Ｖｃｃは抵抗Ｒ１とＲ２の分圧回路に供給されており、この抵抗Ｒ１とＲ２による分圧電圧は、図３におけるフィードバック信号に代わる制御信号としてＰＷＭ制御部３６に与えられている。このように構成された回路の動作を説明すれば、以下の通りである。
【００５２】
ＰＷＭ制御部３６が制御ＦＥＴＱ１をオン／オフ制御し、出力電圧Ｖ０１とＶ０２を安定化する構成と、ＦＥＴＱ２、Ｑ３によりハーフブリッジ回路を交互にオンする構成は、図３において説明したので、その説明は省略する。ここでは、新たに設けられた補助電源の機能について説明する。
【００５３】
補助巻線Ｎｓに発生した交流電圧は、整流回路６０、平滑コンデンサＣ１７により直流に変換される。この変換された出力電圧Ｖｃｃは、次式で表される。
【００５４】
Ｖｃｃ＝（Ｎｓ／Ｎ１）・（Ｖ１／２）
である。一方、メイン出力Ｖ０１は前述したように、
Ｖ０１＝（Ｎ２／Ｎ１）・（Ｖ１／２）
である。（２）式からＶ１＝（２Ｎ１／Ｎ２）・Ｖ０１
となる。一方、Ｖｃｃは（１）式で示すように表されるから、
Ｖｃｃ＝（Ｎｓ／Ｎ１）・（１／２）・（２Ｎ１／Ｎ２）Ｖ０１
＝（Ｎｓ／Ｎ２）・Ｖ０１
となる。
【００５５】
このことから、Ｖ０１の変化は、Ｖｃｃに（Ｎｓ／Ｎ２）の比率で発生することになる。つまり、整流回路６０の出力は、メイン出力Ｖ０１に対応したものとなっている。そこで、この電圧Ｖｃｃを抵抗Ｒ１とＲ２の分圧回路で分圧して、ＰＷＭ制御部３６にフィードバック信号に代わるものとして与えることができる。この結果、ＰＷＭ制御部３６は、メイン出力Ｖ０１が一定になるように、ＦＥＴＱ１のオン／オフ制御をすることになる。また、この電圧Ｖｃｃは、スイッチング回路３１Ａの電源としても供給されている。
【００５６】
以上、説明したように、この実施の形態例によれば、出力電圧比は補助巻線６１から発生する電圧に同じ比率で発生する。従って、この補助電源を、スイッチング回路３１Ａの動作電源としても、またフィードバック信号としても利用することができる。
【００５７】
図５は本発明の第５の実施の形態例を示す回路図である。図２、図４と同一のものは、同一の符号を付して示す。図において、７０は入力電圧Ｅｉｎを受けて電圧Ｖ１を発生するＤＣ／ＤＣコンバータである。このＤＣ／ＤＣコンバータ７０は、メイン出力電圧Ｖｏからフィードバック信号を受けて、出力Ｖｏが一定となるように制御している。
【００５８】
スイッチング回路３１ＡとスイッチＳＷ１、ＳＷ２からなる回路と、コンデンサＣ１５、Ｃ１６からなる回路とはハーフブリッジ回路を構成している。ＣＲ１はスイッチＳＷ１がＦＥＴである場合の寄生ダイオード、ＣＲ２はスイッチＳＷ２がＦＥＴである場合の寄生ダイオードである。ＣｓはスイッチＳＷ１とＳＷ２の接続点からコモンライン間に存在する浮遊容量である。これをコンデンサＣｓとする。
【００５９】
変換トランスＴＲの２次側には、出力電圧Ｖ０を発生する整流平滑回路と、補助巻線から出力電圧を発生する整流平滑回路７１が設けられている。該整流平滑回路７１の構成は、基本的にメイン出力電圧発生用の整流平滑回路と同様である。この整流平滑回路７１の出力をＶｓとする。この電圧は、例えば電子機器やスイッチング回路３１Ａ動作用の電源として用いられる。７２は整流平滑回路に直列に接続された電圧安定化用のビーズコアである。また、メイン出力電圧Ｖｏは、前記ＤＣ／ＤＣコンバータ７０に出力を一定に制御するためのフィードバック信号として入力されている。このように構成された回路の動作を図６に示すタイムチャートを参照しつつ説明する。
【００６０】
図６は図５に示す回路の各部の動作波形を示すタイムチャートである。（ａ）はスイッチＳＷ１の駆動パルス、（ｂ）はスイッチＳＷ２の駆動パルス、（ｃ）はａ点（スイッチＳＷ１とＳＷ２の接続点）の電圧、（ｄ）は入力電圧Ｅｉｎのオン／オフ波形、（ｅ）は１次巻線に流れる電流、（ｆ）は２次側の整流出力Ｖ２を示している。
【００６１】
スイッチング回路３１Ａは、スイッチＳＷ１、ＳＷ２を交互にオン／オフさせる固定パルス幅Ｔｏｎを発生させる。また、交互のＴｏｎ間に、必要最小時間のデッドタイムτが設けられている。このデッドタイムτは、スイッチング時に起きる損失を低減するためのものである。ここで、整流ダイオードＤ１０とＤ１２の順方向電圧を無視すると、２次側整流回路の出力Ｖ２は次式で表わされる。
【００６２】
Ｖ２＝（Ｎ２／Ｎ１）・（Ｖ１／２）
また、この実施の形態例では、τ＜＜Ｔｏｎであるため、出力電圧ＶｏとＶ２はほぼ等しくなる。
【００６３】
入力電圧Ｅｉｎの変化や、負荷電流変化、変換トランスＴＲの巻線抵抗による電圧変化が出力電圧Ｖｏに及ぼす影響は、出力電圧ＶｏをＤＣ／ＤＣコンバータ７０にフィードバックしているため、ＤＣ／ＤＣコンバータ７０は、出力電圧Ｖｏを一定にするように出力電圧Ｖ１を変化させる。
【００６４】
次に、スイッチＳＷ１とＳＷ２によるゼロボルトスイッチングについて説明する。
（ｔ０〜ｔ１間）
この間は、スイッチＳＷ１がオン状態で、電流はＶ１→ＳＷ１→Ｎ１（変換トランスＴＲの１次巻線）の方向に流れている。
（ｔ１〜ｔ２間）
ｔ１でスイッチング回路３１ＡからＳＷ１をオフにさせる信号（ＳＷ１立ち下がり）によりＳＷ１はオフになる。一方、変換トランスＴＲの１次巻線Ｎ１には自己インダクタンスの励磁電流Ｉ_Ｌ１がＣｓ→Ｎ１（トランス１次巻線）の方向に流れる。この結果、ａ点の電位が０Ｖになると、電流がＣＲ２→Ｎ１（トランス１次巻線）の方向に流れる。ａ点が０Ｖの状態で、ｔ２でスイッチング回路３１Ａからの信号でスイッチＳＷ２をオンにすれば、ＳＷ２はゼロボルトスイッチングとなる。
（ｔ２〜ｔ３間）
スイッチＳＷ２がオンの状態で、電流はＮ１（トランス１次巻線）→ＳＷ２の方向に流れている。
（ｔ３〜ｔ４間）
ｔ３でスイッチング回路３１ＡからスイッチＳＷ２をオフさせる信号（ＳＷ２立ち下がり）によりＳＷ２はオフになる。一方、１次巻線の自己インダクタンスの励磁電流Ｉ_Ｌ１はＮ１（トランス１次巻線）→Ｃｓの方向に流れ、ａ点がＶ１になると、Ｎ１（トランス１次巻線）→ＣＲ１→Ｖ１の方向に流れる。ａ点がＶ１の状態ｔ４でスイッチング回路３１Ａからの信号でＳＷ１をオンにすれば、ＳＷ１はゼロボルトスイッチングとなる。以上、説明したようなゼロボルトスイッチングによると、ＳＷ１、ＳＷ２とにも両端にかかる電圧が０Ｖの状態でオンになるので、損失はなく、効率が向上する。
【００６５】
ここで、変換トランスＴＲの自己インダクタンスをＬ_Ｎ１、Ｎ１（トランス１次巻線）の両端電圧をＶ_Ｎ１とすれば、Ｉ_Ｌ１は次式で計算できる。
【００６６】
【数１】

【００６７】
このＩ_Ｌ１は、変換トランスＴＲの２次側全てを無負荷にした時のＮ１（トランス１次巻線）を流れる電流と同じである。即ち、Ｉ_Ｌ１は、無負荷時の１次側巻線Ｎ１を流れる電流である。
【００６８】
次に、多出力電圧について説明する。スイッチＳＷ１、ＳＷ２のオン／オフは、負荷変動に関係なく固定パルス幅でオン／オフを交互に行なっているため、フィードバック出力以外の２次側出力Ｖｓはほぼ一定値である。
【００６９】
一方、従来の基本的な回路（例えば図１２）について、その動作特性を説明する。では、１次側巻線ｎ１の端子電圧Ｖｎ１と、２次側巻線ｎ２の端子電圧Ｖｎ２とは、巻数としてｎ１、ｎ２をそのまま用いて次式で表わされる。
【００７０】
Ｖｎ１＝Ｅｉ／２
Ｖｎ２＝（ｎ２／ｎ１）・Ｖｎ１
＝（ｎ２／ｎ１）・（Ｅｉ／２）
これから２次側の出力電圧Ｖｏは（３）式より次式で表わされる。
【００７１】
Ｖｏ＝（１／２）・（ｎ２／ｎ１）・（Ｔｏｎ／Ｔ）・Ｅｉ
ここで、Ｔは１周期幅、Ｔｏｎはオン時間幅、Ｅｉは入力電圧、ｎ１はトランスの１次巻線数、ｎ２は２次巻線数である。
【００７２】
図１３は図１２に示す回路の各部の動作波形を示す図である。（ａ）はトランジスタＱ１０のベース・エミッタ間電圧ＶＢＥ、（ｂ）はトランジスタＱ１１のベース・エミッタ間電圧ＶＢＥ、（ｃ）はトランジスタＱ１１のコレクタ・エミッタ間電圧ＶＣＥ、（ｄ）はトランジスタＱ１１に流れる電流Ｉ、（ｅ）は２次巻線に発生する電圧Ｖｎ２である。Ｔｏｎは１周期Ｔ中のオン時間幅である。
【００７３】
図１４は図１２の回路の２次側出力電圧Ｖｎ２より出力Ｖｏ間の回路を示す図である。図１５は図１４に示す回路の動作波形を示す図である。図１５において、（ａ）は１次側発生電圧Ｖｎ１、（ｂ）はリアクトルＬの臨界電流の波形を示す図である。（ｂ）において、Ｉｏは負荷Ｚに流れる負荷電流平均値、ΔＩは負荷電流最大値である。
【００７４】
負荷に流れる負荷電流平均値Ｉｏは、Ｉｏ＝ΔＩ／２で表わされる。また、前記ΔＩはｅ_ＬをチョークコイルＬの両端電圧として次式で表わされる。
【００７５】
【数２】

【００７６】
Ｔｏｎ間はｅ_Ｌ＝Ｖｎ２−Ｖｏ
である。Ｔｏｎ間のΔＩｏｎは次式で表わされる。
【００７７】
ΔＩｏｎ＝（Ｖｎ２−Ｖｏ）・Ｔｏｎ／Ｌ（１）
一方、Ｔｏｆｆ間のΔＩｏｆｆは次式で表わされる。
【００７８】
ΔＩｏｆｆ＝−Ｖｏ・Ｔｏｆｆ／Ｌ（２）
Ｔｏｆｆ＝Ｔ−Ｔｏｎであるから、ΔＩｏｎ＋ΔＩｏｆｆ＝０より、出力電圧Ｖｏは次式で表わされる。
【００７９】
Ｖｏ＝Ｔｏｎ・Ｖｎ２／Ｔ（３）
（３）式が成立するためには、平均電流Ｉｏ＝ΔＩ／２が流せる状態であることが必要である。即ち、出力負荷Ｚの最大値はＺ＝Ｖｏ／Ｉｏとなる。
（３）式より次式が得られる。
【００８０】
Ｔｏｎ＝Ｖｏ・Ｔ／Ｖｎ２（４）
一方、ΔＩは（１）式より以下のようになる。
【００８１】
ΔＩ＝ΔＩｏｎ＝（Ｖｎ２−Ｖｏ）・Ｔｏｎ／Ｌ（５）
この結果、負荷Ｚは次式で表わされる。
【００８２】
【数３】

【００８３】
ここで、ｆはスイッチング周波数であり、ｆ＝１／Ｔで表わされる。（６）式は、図１４の回路を基本回路とした場合である。図１２の一般的ハーフブリッジ回路では、Ｖｎ２に前式のＶｎ２＝（ｎ２／ｎ１）・（Ｅｉ／２）を代入すれば、（６）式は次式のようになる。
【００８４】
【数４】

【００８５】
また、スイッチング周波数ｆは、Ｖｎ２による全波整流による周波数であるので、図１２のハーフブリッジ回路によるスイッチング周波数ｆｐはｆｐ＝ｆ／２となる。これから、負荷Ｚは次式で表わされる。
【００８６】
【数５】

【００８７】
ここで、もし、
【００８８】
【数６】

【００８９】
であるものとすると、フィードバックにより出力電圧Ｖｏが既定値になるように動作する。即ち、パルス幅Ｔｏｎを狭くしてＶｏを既定値にすることになる。Ｔｏｎが狭くなると、他の出力電圧が低下してしまう（平均電流Ｉｏ＝Ｖｏ／ＺとなるようにＴｏｎが狭くなる）。
【００９０】
図１６は負荷Ｚの値に対応した各部の動作波形を示す図である。Ｚの値に応じて、負荷電流Ｉｏが示されている。
【００９１】
次に、スイッチＳＷ１、ＳＷ２の半導体素子について説明する。スイッチＳＷ１、ＳＷ２として、パワーＭＯＳＦＥＴを使用すれば、パワーＭＯＳＦＥＴの内蔵ダイオードがＣＲ１、ＣＲ２の作用を行ない、出力容量ＣｏｓｓがＣｓの作用を行なう。
【００９２】
次に、フィードバックについて説明する。本発明回路でのフィードバックは、一般的な２次出力電圧Ｖｏよりフィードバックを構成しているが、実際の回路では、変換トランスＴＲの矩形波をトランスにより１次側のスイッチング回路の電源電圧レベルに電圧変換し、整流平滑した直流電圧をフィードバック電圧信号のみならず、スイッチング素子の電源としても用いている。
【００９３】
図７は本発明の第６の実施の形態例を示す回路図である。この回路は、出力電流が多く、トランスの２次巻線の抵抗による電圧低下が無視できない場合のフィードバック信号と補助電源の共用方法を示している。この図は、図４のＮ３、Ｃ１７、整流回路６０は削除し、図７に示す回路となる以外は、図４のそれと同じである。即ち、図７の９０がその回路である。図４と同一のものは、同一の符号を付して示す。
【００９４】
変換トランスＴＲの２次巻線と並列に補助トランスＴｓの１次巻線とが並列に接続されている。ここで、補助トランスＴｓの１次巻数をＮ４、２次巻数をＮｓとする。６０はこの補助トランスＴｓを用いて作成される整流回路である。該整流回路６０の出力段には、平滑コンデンサＣ１７が接続されている。この整流回路（補助電源）６０の出力をＶｃｃとする。変換トランスＴＲの１次巻線が接続されている回路は、図４に示す回路と同じ回路であるものとする。即ち、ＰＷＭ制御部３６とスイッチング回路３１Ａ等よりなるハーフブリッジ方式の回路である。
【００９５】
出力Ｖ０１の負荷電流が多く、巻線Ｎ２の抵抗値が無視できない場合、巻線Ｎ２の一方から別のトランスである補助トランスＴｓの巻線Ｎ４と接続して、整流回路６０と平滑コンデンサＣ１７により直流電圧Ｖｃｃを発生させ、巻線Ｎ２による電圧ドロップを補正するようにしている。
【００９６】
以上、説明した本発明の効果を列挙すれば、以下の通りである。
▲１▼本発明の多出力電源は、負荷としてオーディオアンプ等負荷変動が大きい装置の電源として安定な電圧を供給することができる。
▲２▼フィードバック信号を補助電源と共用することにより、フィードバック回路を削除し、電源装置の小型軽量化と、コスト低減に寄与する。
▲３▼スイッチング損失が減少するため、スイッチング周波数を高くすることが可能となるため、インダクタンス（Ｌ）とコンデンサ（Ｃ）の小型化、軽量化ができ、放熱板の簡易化も図れる。
▲４▼前記▲１▼〜▲３▼を組み合わせることにより、多出力電源で負荷変動が大きいオーディオ装置対応のスイッチング電源装置として特に有効である。
【００９７】
【発明の効果】
以上、説明したように、本発明によれば、以下の効果が得られる。
（１）請求項１記載の発明によれば、メイン出力よりフィードバックを第１のスイッチング回路に帰還させ、入力電圧の変動や負荷変動に対して出力電圧を安定化させるように第１のスイッチング回路の出力を制御し、第２のスイッチング回路で発振器からの固定したパルス幅で変換トランスの１次巻線をオン／オフさせることで、安定な出力電圧を得ることができる。
（２）請求項２記載の発明によれば、変換トランスに設けた補助巻線からの整流電流を２次巻線の整流方法と同じにすれば、出力電圧比は補助巻線から発生する電圧に同じ比率で発生するので、この補助電源電圧をフィードバック信号電圧としても利用することができる。
（３）請求項３記載の発明によれば、変換トランスの１次巻線の自己インダクタンスの励磁電流によるエネルギーを利用してハーフブリッジのスイッチング素子をゼロ電圧スイッチングさせることができ、損失を軽減して変換効率を向上させることができる。
【００９８】
このように、本発明によれば、安定な出力電圧を発生させることができ、かつ効率のよいスイッチング電源装置を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施の形態例を示す回路図である。
【図２】本発明の第２の実施の形態例を示す回路図である。
【図３】本発明の第３の実施の形態例を示す回路図である。
【図４】本発明の第４の実施の形態例を示す回路図である。
【図５】本発明の第５の実施の形態例を示す回路図である。
【図６】図５に示す回路の各部の動作波形を示すタイムチャートである。
【図７】本発明の第６の実施の形態例を示す回路図である。
【図８】従来回路の第１の例を示す図である。
【図９】従来回路の第２の例を示す図である。
【図１０】従来回路の第３の例を示す図である。
【図１１】従来回路の第４の例を示す図である。
【図１２】従来回路の第５の例を示す図である。
【図１３】図１２に示す回路の各部の動作波形を示す図である。
【図１４】図１２の回路のＶｎ２より出力Ｖｏ間の回路を示す図である。
【図１５】図１４に示す回路の動作波形を示す図である。
【図１６】負荷Ｚの値に対応した各部の動作波形を示す図である。
【符号の説明】
３０ＰＷＭ方式のスイッチング回路
３１スイッチング回路
Ｑ１スイッチング素子
ＴＲ変換トランス
Ｄ１０、Ｄ１１ダイオード
Ｃ１０、Ｃ１１コンデンサ
Ｎ１１次巻線
Ｎ２２次巻線
Ｎ３３次巻線[0001]
TECHNICAL FIELD OF THE INVENTION
The present invention relates to a switching power supply.
[0002]
[Prior art]
2. Description of the Related Art A switching power supply device is conventionally known, and is widely used as a power supply for supplying power to various electronic devices. In recent years, because of its improved output characteristics, it has come to be used in fields where only power supplies of the series control type have been used until then.
[0003]
A chopper method or a mag-amp (magnetic amplifier) method is used as a low-voltage control method for a multi-output switching power supply (for example, see Patent Documents 1 and 2). FIG. 8 is a diagram showing a first example of a conventional circuit, showing an example of a chopper type multi-output type switching power supply device. A primary winding 2a of a transformer 2 connected to the DC power supply 1 and a MOSFET 3 as a main switching element constituting a main switching circuit; a secondary winding 2b electromagnetically coupled to the primary winding 2a of the transformer 2; A rectifying / smoothing circuit 4 connected to the secondary winding 2b and generating a DC output voltage V01, and a chopper circuit 10 connected to an output terminal of the rectifying / smoothing circuit 4 and generating an additional DC output voltage V02 And a main control circuit 9 for controlling the on / off time of the MOSFET 3 to maintain the DC output voltage V01 of the rectifying / smoothing circuit 4 at a constant level.
[0004]
The rectifying and smoothing circuit 4 includes a rectifying diode 5 and a freewheeling diode 6 connected to the secondary winding 2b of the transformer 2, and a smoothing reactor (choke coil) 7 and a smoothing capacitor 8 connected in series to the freewheeling diode 6. And The chopper circuit 10 includes a transistor 11 having a collector terminal connected to one end of the smoothing capacitor 8, a freewheeling diode 12 connected between the other end of the smoothing capacitor 8 and the emitter terminal of the transistor 11, On the other hand, it has a smoothing reactor 13 and a smoothing capacitor 14 connected in series, and a chopper control circuit 15 for controlling the on / off time of the transistor 11 to maintain the output voltage V02 of the smoothing capacitor 14 at a constant level.
[0005]
The main control circuit 9 and the chopper control circuit 15 are well-known PWM circuits that output a PWM (pulse width modulation) signal whose duty ratio changes depending on the level of the voltages V01 and V02 of the smoothing capacitors 8 and 14 with respect to the reference value.
[0006]
In the circuit configured as described above, the rectifying / smoothing circuit 4 generates a predetermined DC voltage. This output voltage becomes V01. The output voltage V01 is monitored by the main control circuit 9, and its feedback signal is applied to the gate of the MOSFET 3 to control the on-time. This stabilized power supply is input to the chopper circuit 10. In the chopper circuit 10, the chopper control circuit 15 controls a chopper signal applied to the base of the transistor 11 so that the output voltage V02 is constant. As a result, the output V02 of the chopper circuit 10 is stabilized.
[0007]
FIG. 9 is a diagram showing a second example of the conventional circuit, and shows another example of a chopper type multi-output type switching power supply device. Primary winding 2a and MOSFET 3 of transformer 2 connected in series to DC power supply 1, secondary winding 2b and additional secondary winding 2c electromagnetically coupled to primary winding 2a of transformer 2 A rectifying / smoothing circuit 4a connected to the secondary winding 2b and generating the DC output voltage V01; an additional rectifying / smoothing circuit 4b connected to the additional secondary winding 2c; A chopper circuit 10 connected to the output terminal of the rectifying and smoothing circuit 4a for controlling the on / off time of the MOSFET 3 to maintain the dc output voltage V01 of the rectifying / smoothing circuit 4a at a constant level. And a control circuit 9. The rectifying / smoothing circuit 4a, the additional rectifying / smoothing circuit 4b, and the chopper circuit 10 have the same configurations as those of the rectifying / smoothing circuit 4 and the chopper circuit 10 shown in FIG.
[0008]
FIG. 10 is a diagram showing a third example of a conventional circuit, showing an example of a mag-amp type multi-output type switching power supply device. Primary winding 2a and MOSFET 3 of transformer 2 connected in series to DC power supply 1, secondary winding 2b and additional secondary winding 2c electromagnetically coupled to primary winding 2a of transformer 2 And a rectifying and smoothing circuit 4a connected to the secondary winding 2b and generating a DC output voltage V01, and an additional rectifying and smoothing connected to the additional secondary winding 2c and generating an additional DC output voltage V02. Circuit 4b, a saturable reactor 16 connected between the additional secondary winding 2c and the additional rectifying / smoothing circuit 4b, and a DC output voltage V01 of the rectifying / smoothing circuit 4a by controlling the on / off time of the MOSFET 3. Is maintained at a constant level, and an excitation current control circuit 17 that controls the excitation current of the saturable reactor 16 to maintain the DC output voltage V02 of the additional rectifier circuit 4b at a constant level. Is
[0009]
FIG. 11 is a diagram showing a fourth example of a conventional circuit, and is a circuit diagram of a secondary-side output voltage feedback switching power supply. In the figure, a transformer is provided with a primary winding n1, a secondary winding n2, and an auxiliary winding ns. The input voltage source 25 generates, for example, a DC voltage Vin by rectifying and smoothing an AC voltage from a commercial AC power supply. The input voltage source 25 is connected to the primary winding n1 and is turned on / off by a switching element Q such as a transistor. Have been.
[0010]
Then, a switching voltage signal is induced in the secondary winding n2, so that the output voltage Vout, which is DC-converted by the rectifying and smoothing circuit of the diode D1 and the output capacitor C1, is supplied to the load 27. Here, since a method called an on / off method or a flyback converter is employed, energy is stored in the transformer TR while the switching element Q is on, and energy is stored in the transformer TR while the switching element Q is off. , The magnetic flux of the transformer TR increased during the ON period is reduced. Here, the portion enclosed in the figure is the flyback converter section 80.
[0011]
The stabilization of the output voltage is performed by the following configuration. That is, the error amplifier 21 compares the output voltage Vout with the reference voltage and outputs an error signal having a duty ratio proportional to the error voltage. The photocoupler 22 insulates the primary side and the secondary side of the switching power supply, and converts it into an on / off signal responsive to an error signal output from the error amplifier 21 here.
[0012]
The drive circuit 23 receives the on / off signal sent from the photocoupler 22 and applies a switching control signal in a direction where the output voltage Vout matches the reference voltage to the switching element Q. The auxiliary power supply circuit 24 generates an operating voltage for the drive circuit 23. The auxiliary power supply circuit 24 converts the switching signal induced in the auxiliary winding ns into a direct current by a rectifying and smoothing circuit of the diode D2 and the capacitor C2 to generate an auxiliary power supply voltage. .
[0013]
FIG. 12 is a diagram showing a fifth example of a conventional circuit, and shows a half-bridge circuit system. The input voltage Ei is connected to one ends of the transistors Q10 and Q11, and the input voltage Ei is divided by capacitors C5 and C6. This divided voltage is connected to one end of the primary winding of the transformer TR. A series circuit of diodes D5 and D6 is connected to both ends of the input voltage Ei, and a connection point of this DC circuit is connected to the other end of the primary winding of the transformer TR.
[0014]
The emitter of the transistor Q10 is connected to one end of the primary winding, and the emitter of the transistor Q10 is connected to the collector of the transistor Q11. The emitter of the transistor Q11 is connected to one end of the input voltage Ei. Diodes D7 and D8 are connected to both ends of the secondary winding of the transformer TR, respectively. The middle point of the secondary winding is a common line. The voltage generated in the secondary winding is full-wave rectified by diodes D7 and D8, and enters a smoothing circuit including a reactor L and a capacitor C7. Then, the output of this smoothing circuit becomes the output voltage Vo.
[0015]
The output voltage Vo of the circuit thus configured is
Vo = (1/2). (N2 / n1). (Ton / T) .Ei. Here, n1 is the number of primary windings of the transformer TR, n2 is the number of secondary windings of the transformer TR, Ton is the on-time in one cycle, T is the time width of one cycle, and Ei is the input voltage.
[0016]
In such a circuit, when the input voltage Ei fluctuates, the on-pulse width ton is changed so that the output voltage Vo becomes a constant value by feedback from the secondary output voltage Vo.
[0017]
[Patent Document 1]
JP-A-2002-136141 (page 2, page 3, FIG. 7, FIG. 8, FIG. 9)
[Patent Document 2]
JP-A-8-331844 (page 3, FIG. 1)
[0018]
[Problems to be solved by the invention]
{Circle around (1)} In the above-described multi-output switching power supply device of FIGS. 8 to 10, the output voltage V01 fed back to the main control circuit 9 is stable with respect to load fluctuation, but flows through the smoothing

reactors

7, 7a. When the current is discontinuous, that is, when the load becomes light, the pulse width becomes narrow, and the other output voltage V02 is reduced. Therefore, it is necessary to add a chopper circuit 10 or an excitation current control circuit of a mag-amp type.
[0019]
When the load of the output V01 is unloaded, the on-pulse width of the main switch element (MOSFET) 3 becomes very small. In this case, the control circuit added to the output V02 stage cannot be used. Therefore, a dummy resistor is added to the output V01 stage, a necessary pulse width is secured, and the output V02 is stabilized.
[0020]
As described above, a dummy resistor is necessary for an additional circuit in an output stage other than V01 and a power supply whose addition changes from no load to a maximum load, such as an audio power supply. There is a problem that power consumption is also lost.
{Circle around (2)} In the conventional switching power supply device shown in FIG. 11, a circuit for generating an auxiliary power supply from the auxiliary winding ns of the transformer and a circuit configuration including an error amplifier 21 and a photocoupler 22 which are feedback circuits as shown in FIG. It is necessary and there is a problem that miniaturization is difficult.
{Circle around (3)} In the general switching power supply shown in FIG. 12, when the switching element is turned on / off, switching loss occurs due to the rise time and the fall time of the switching element. Since this loss is proportional to the switching frequency, there is a problem that it is difficult to increase the switching frequency to reduce the size and weight of the power supply device.
[0021]
The present invention has been made in view of such a problem, and has as its object to provide a switching power supply device that can generate a stable output voltage and that is efficient.
[0022]
[Means for Solving the Problems]
(1) According to the first aspect of the present invention, a first switching circuit that receives an input voltage and generates a predetermined output voltage by a pulse width modulation method, and a conversion transformer is connected to an output of the first switching circuit. A second switching circuit for switching the circuit with a constant pulse width, and a conversion transformer having at least one secondary winding, wherein the pulse width of the first switching circuit is converted to the main output voltage. The second switching circuit drives the conversion transformer to stabilize the output voltage.
[0023]
According to this structure, a feedback signal is fed back from the main output to the first switching circuit, and the output of the first switching circuit is controlled so as to stabilize the output voltage with respect to a change in input voltage or a change in load. By turning on / off the primary winding of the conversion transformer with a fixed pulse width from the oscillator in the second switching circuit, a stable output voltage can be obtained.
(2) An invention according to claim 2 is a switching power supply in which a primary side of a conversion transformer to which a DC voltage is connected is switched to generate a voltage on a secondary side of the conversion transformer. It is characterized in that a voltage supplied from the auxiliary winding or another secondary winding via a diode is used as a power supply of the primary side switching control unit and also as a feedback signal.
[0024]
In this case, if the rectified current from the auxiliary winding provided in the conversion transformer is made the same as that of the secondary winding, the output voltage ratio is generated at the same ratio as the voltage generated from the auxiliary winding. Therefore, the auxiliary power supply voltage can be used as a feedback signal voltage.
(3) The invention according to claim 3 is a first switching circuit which receives an input voltage and generates a predetermined output voltage by a pulse width modulation method, and a second switching circuit of a half bridge which operates with a constant pulse width. And a conversion transformer having at least one secondary winding, wherein stabilization of an output voltage is performed by the first switching circuit, and power supply to a secondary side output is performed by a second switch of the half bridge. And the self-inductance of the conversion transformer.
[0025]
With this configuration, the switching element of the half-bridge can be switched to zero voltage by utilizing the energy of the excitation current of the self-inductance of the primary winding of the conversion transformer, thereby reducing the loss and improving the conversion efficiency. be able to.
[0026]
BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION
Hereinafter, embodiments of the present invention will be described in detail with reference to the drawings.
[0027]
FIG. 1 is a circuit diagram showing a first embodiment of the present invention. In the figure, reference numeral 30 denotes a first switching circuit which receives an input voltage Ein and generates a predetermined output voltage V1 by a pulse width modulation method, and TR denotes a conversion transformer driven by the switching circuit 30. Q is a main switch connected to the other end of the primary winding of the conversion transformer TR. As the main switch Q, for example, an FET is used. Reference numeral 31 denotes a second switching circuit that drives the main switch Q with a fixed pulse width. D10 is a rectifier diode connected to the secondary winding of the conversion transformer TR, and C10 is a capacitor connected to the cathode of the rectifier diode D10 and one end thereof.
[0028]
The other end of the capacitor C10 is connected to the other end of the secondary winding. The output voltage on the secondary output side is V01. This output voltage is input to the switching circuit 30 as a feedback signal. D11 is a rectifier diode connected to the tertiary winding of the conversion transformer TR, and C11 is a capacitor connected to the cathode of the rectifier diode D11 and one end thereof. The other end of the capacitor C11 is connected to the other end of the tertiary winding. The output voltage on the secondary output side is V02. The number of turns of the primary winding of the conversion transformer TR is set to N1, the number of turns of the secondary winding is set to N2, and the number of turns of the tertiary winding is set to N3 (hereinafter, these N1 to N3 are also used as symbols indicating the windings). The operation of the circuit thus configured will be described as follows.
[0029]
The output voltage of a general switching power supply depends on the duty (Ton / T), where T is the switching frequency cycle and Ton is the time during which the switching frequency is turned on during one cycle. By controlling V1, the driving of the conversion transformer TR is turned on / off by the switching circuit 31 with a fixed pulse width Ton.
[0030]
The outputs of the secondary winding and the tertiary winding correspond to the turns ratio, and the input voltage V1 becomes (N2 / N1) times and (N3 / N1) times. Therefore, the output voltages V01 and V02 are respectively represented by the following equations.
[0031]
V01 = (N2 / N1) V1
V02 = (N3 / N1) V1
Here, the signal corresponding to the main output V01 is fed back to the switching circuit 30 as a control signal. As a result, the primary-side voltage V1 is controlled so that the output V01 is stabilized at a constant value with respect to a change in the input voltage Ein or a load change.
[0032]
On the other hand, the FET Q, which is a switching element, turns on / off the primary side of the conversion transformer TR with a fixed pulse width from the switching circuit 31, and transmits a voltage corresponding to the turns ratio to the secondary side. That is, the multiple output voltages are stabilized by the voltage control of the primary side voltage V1. Since the output voltages V01 and V02 do not have a constant of Ton, the output voltage does not change with a change in Ton time due to temperature or the like.
[0033]
As described above, according to this embodiment, the feedback signal is fed back from the main output to the first switching circuit, and the first switching circuit is configured to stabilize the output voltage with respect to input voltage fluctuations and load fluctuations. By controlling the output of the circuit 30 and turning on / off the primary winding of the conversion transformer with the pulse width fixed by the second switching circuit 31, a stable output voltage can be obtained.
[0034]
FIG. 2 is a circuit diagram showing a second embodiment of the present invention. 1 are denoted by the same reference numerals. In the figure, reference numeral 30 denotes a pulse width modulation (PWM) switching circuit for switching an input voltage Ein to generate a predetermined voltage V1. SW1 and SW2 are on / off switches, and a series circuit of SW1 and SW2 is connected between the output of the switching circuit 30 and a common line. A switching circuit 31A turns on and off the switches SW1 and SW2 alternately. As the switches SW1 and SW2, for example, MOSFETs are used.
[0035]
Cs is a stray capacitance existing between the connection between the switches SW1 and SW2 and the common line. This connection is connected to one end of the primary winding N1 of the conversion transformer TR. C15 and C16 are capacitors, and the series connection circuit of the capacitors C15 and C16 is connected in parallel with the series circuit of the switches SW1 and SW2.
[0036]
The connection point between the capacitors C15 and C16 is connected to the other end of the primary winding N1 of the conversion transformer TR. A second winding N2 and a third winding N3 are connected to the secondary side of the conversion transformer TR, and the respective windings perform full-wave rectification by diodes. D10 and D12 are diodes for full-wave rectification, and D11 and D13 are diodes for full-wave rectification. The middle point of each winding becomes a common line, and generates a DC output voltage. C10 and C11 are smoothing capacitors. A load is connected to the output of each power supply circuit. The main output V01 is provided to the switching circuit 30 as a feedback signal.
[0037]
In the circuit configured as described above, similarly to the circuit shown in FIG. 1, the primary side voltage V1 of the conversion transformer TR is controlled by the PWM switching circuit 30. Then, the conversion transformer TR is driven by a half-bridge type switching circuit 31A that is turned on / off alternately with a fixed pulse width. That is, the output of the switching circuit 31A alternately drives the switches SW1 and SW2, and transmits the voltage on the primary side of the conversion transformer TR to the secondary side. As a result, the output voltages V01 and V02 are as follows, respectively.
[0038]
V01 = (N2 / N1) V1
V02 = (N3 / N1) V1
This circuit uses the energy from the excitation current of the self-inductance of the primary winding of the conversion transformer TR to switch the half-bridge switching elements SW1 and SW2 to zero voltage. Here, the zero voltage switching means that switching is performed in a state where the voltage applied to both ends of the switching elements SW1 and SW2 is 0 (details will be described later).
[0039]
With this configuration, the switching element of the half bridge can be switched to zero voltage by using the energy of the excitation current of the self-inductance of the primary winding of the conversion transformer TR, thereby reducing the loss and improving the conversion efficiency. Can be done.
[0040]
FIG. 3 is a circuit diagram showing a third embodiment of the present invention. 1 and 2 are denoted by the same reference numerals. In the figure, SW is a switch for turning on / off the AC power supply ein, and 35 is a rectifier circuit composed of a diode for rectifying the AC power supply ein. As the rectifier circuit 35, for example, a diode bridge is used. C1 is a smoothing capacitor connected to the output stage of the rectifier circuit 35.
[0041]
Reference numeral 40 denotes a step-up chopper circuit which receives an output Ein of the rectifier circuit 35 and outputs a predetermined voltage V1. The step-up chopper circuit 40 includes a reactor L connected in series to the output of the rectifier circuit 35, a diode D1 connected to the reactor L, an FET Q1 connected to one end of the reactor L as a switching element, and a main output. And a PWM control unit 36 that receives the feedback signal from and controls the switching of the FET Q1 by the PWM method.
[0042]
A half bridge circuit 50 is connected to the output of the boost chopper circuit 40 and switches the voltage V1 at a predetermined pulse width. The half-bridge circuit 50 is connected in parallel with a series circuit of FETs Q2 and Q3 as switching elements for alternately turning on / off the voltage V1, a switching circuit 31A for driving these FETs Q2 and Q3 with a pulse of a fixed width, and a FET Q2 and Q3. And a primary circuit N1 of the conversion transformer TR. Here, MOSFETs are used as the FETs Q2 and Q3, for example. One end of the primary winding N1 is connected to a connection point between the FETs Q2 and Q3, and the other end is connected to a connection point between the capacitors C15 and C16.
[0043]
TR is a conversion transformer, on the secondary side of which is provided a secondary winding N2 and a tertiary winding N3. The secondary winding N2 is connected to diodes D10 and D12 for full-wave rectification, and the rectified output of the diodes D10 and D12 is smoothed by a smoothing capacitor C10. The output (main output) V01 is connected to the load Z1. The tertiary winding N3 is connected to diodes D11 and D13 for full-wave rectification, and the rectified output of the diodes D11 and D13 is smoothed by a smoothing capacitor C11. The output V02 is connected to the load Z2. The operation of the circuit thus configured will be described as follows.
[0044]
The AC input ein is connected to the rectifier circuit 35 and is converted into a pulsating flow, and the pulsating flow is converted into flat DC by the smoothing capacitor C1. This smoothed DC voltage Ein is converted to DC voltage V1 (V1 ≧ Ein) by the subsequent step-up chopper circuit 40. The boost chopper circuit 40 controls the output V1 according to a signal fed back from the main output V01 so that the output V01 has a constant voltage.
[0045]
The half-bridge circuit 50 at the next stage supplies pulses of a fixed fixed width to the switching FETs Q2 and Q3 to turn them on alternately. Although the pulse width of a normal half-bridge circuit is variable, that is, a PWM method, the present invention is characterized in that it has a constant width. The primary winding N1 of the conversion transformer TR is turned on / off by the half-bridge circuit 50 to generate an AC voltage on the secondary winding N2 and the tertiary winding N3 provided on the secondary side of the conversion transformer TR. The AC voltage is converted to DC by the subsequent full-wave rectifier circuit. The DC output voltages V01 and V02 on the secondary side are expressed by the following equations, respectively, assuming that the number of turns of the conversion transformer TR is N1 for the primary winding, N2 for the secondary winding, and N3 for the tertiary winding.
[0046]
V01 = (N2 / N1) · (V1 / 2)
V02 = (N3 / N1) · (V1 / 2)
The secondary side output of a general half-bridge circuit requires a smoothing reactor between the diode D10 and the capacitor C10. In this case, the output V01 has a period T of one cycle and a pulse width (ON width) of Ton. Then, it is expressed by the following equation.
[0047]
V01 = (N2 / N1) · (Ton / T) · (V1 / 2)
According to the present invention, even if the load of the output V01 is unloaded, the pulse width of the half-bridge circuit 50 does not change and remains constant.
Since V01 = (N2 / N1) · (V1 / 2), the second output V02 is also
V02 = (N3 / N1) · (V1 / 2), and maintains a constant value even with a load change. Further, when the output Ein of the rectifier circuit 35 changes due to a change in the input voltage ein or the like, the voltage V1 is controlled by the feedback action so as to stabilize the output voltage.
[0048]
According to this embodiment, the feedback from the main output is fed back to the first switching circuit, and the output of the first switching circuit is controlled so as to stabilize the output voltage with respect to input voltage fluctuations and load fluctuations. Then, a stable output voltage can be obtained by turning on / off the primary winding of the conversion transformer with a fixed pulse width from the oscillator in the second switching circuit.
[0049]
FIG. 4 is a circuit diagram showing a fourth embodiment of the present invention. The same components as those in FIG. 3 are denoted by the same reference numerals. In the figure, SW is a switch for turning on / off an AC power supply, 35 is a rectifier circuit for rectifying an AC voltage, C1 is a smoothing capacitor connected to an output stage of the rectifier circuit 35, and 37 is one end of the rectifier circuit 35. A drive circuit that is connected to the output and drives the PWM control unit 36 is a PWM control unit that switches the FET Q1 as a switching element by a pulse width modulation method.
[0050]
L is a reactor connected to the output of the voltage rectifier circuit 35, D1 is a diode connected to the reactor L, and Q1 is a switching FET, which is connected between one end of the reactor L and a common line. Q2 and Q3 are switching elements of a half-bridge circuit, and here, FETs are used. A switching circuit 31A turns on these FETs Q2 and Q3 alternately. The configuration for generating the output voltages V01 and V02 on the secondary side of the conversion transformer TR is the same as that of FIG. 3, and therefore the description of the configuration is omitted.
[0051]
Reference numeral 61 denotes an auxiliary winding provided in the conversion transformer TR. The number of turns of the auxiliary winding Ns is defined as Ns. Reference numeral 60 denotes a rectifier circuit that receives the output of the auxiliary winding Ns and converts the output to a DC voltage Vcc. C17 is a smoothing capacitor connected between the output of the rectifier circuit 60 and the common line. The output Vcc of the auxiliary power supply is supplied to the switching circuit 31A and the starting circuit 37. The auxiliary voltage Vcc is supplied to a voltage dividing circuit of the resistors R1 and R2. The divided voltage by the resistors R1 and R2 is supplied to the PWM control unit 36 as a control signal instead of the feedback signal in FIG. I have. The operation of the circuit thus configured will be described as follows.
[0052]
The configuration in which the PWM control unit 36 controls on / off of the control FET Q1 to stabilize the output voltages V01 and V02 and the configuration in which the half bridge circuit is alternately turned on by the FETs Q2 and Q3 have been described with reference to FIG. Is omitted. Here, the function of the newly provided auxiliary power supply will be described.
[0053]
The AC voltage generated in the auxiliary winding Ns is converted to DC by the rectifier circuit 60 and the smoothing capacitor C17. The converted output voltage Vcc is represented by the following equation.
[0054]
Vcc = (Ns / N1) · (V1 / 2)
It is. On the other hand, the main output V01 is, as described above,
V01 = (N2 / N1) · (V1 / 2)
It is. From equation (2), V1 = (2N1 / N2) · V01
It becomes. On the other hand, since Vcc is expressed as shown in equation (1),
Vcc = (Ns / N1) · (1/2) · (2N1 / N2) V01
= (Ns / N2) · V01
It becomes.
[0055]
From this, the change of V01 occurs at the ratio of (Ns / N2) to Vcc. That is, the output of the rectifier circuit 60 corresponds to the main output V01. Therefore, the voltage Vcc can be divided by a voltage dividing circuit of the resistors R1 and R2 and supplied to the PWM control unit 36 as an alternative to the feedback signal. As a result, the PWM control unit 36 performs on / off control of the FET Q1 so that the main output V01 is constant. The voltage Vcc is also supplied as a power supply for the switching circuit 31A.
[0056]
As described above, according to this embodiment, the output voltage ratio is generated at the same ratio as the voltage generated from the auxiliary winding 61. Therefore, this auxiliary power supply can be used both as an operation power supply for the switching circuit 31A and as a feedback signal.
[0057]
FIG. 5 is a circuit diagram showing a fifth embodiment of the present invention. 2 and 4 are denoted by the same reference numerals. In the figure, reference numeral 70 denotes a DC / DC converter that receives an input voltage Ein and generates a voltage V1. The DC / DC converter 70 receives a feedback signal from the main output voltage Vo and controls the output Vo to be constant.
[0058]
The circuit including the switching circuit 31A and the switches SW1 and SW2 and the circuit including the capacitors C15 and C16 form a half bridge circuit. CR1 is a parasitic diode when the switch SW1 is an FET, and CR2 is a parasitic diode when the switch SW2 is an FET. Cs is a stray capacitance existing between the connection point of the switches SW1 and SW2 and the common line. This is referred to as a capacitor Cs.
[0059]
A rectifying / smoothing circuit for generating an output voltage V0 and a rectifying / smoothing circuit 71 for generating an output voltage from an auxiliary winding are provided on the secondary side of the conversion transformer TR. The configuration of the rectifying and smoothing circuit 71 is basically the same as that of the rectifying and smoothing circuit for generating the main output voltage. The output of the rectifying / smoothing circuit 71 is set to Vs. This voltage is used, for example, as a power supply for operating electronic devices and the switching circuit 31A. Reference numeral 72 denotes a voltage stabilizing bead core connected in series to the rectifying / smoothing circuit. The main output voltage Vo is input to the DC / DC converter 70 as a feedback signal for controlling the output to be constant. The operation of the circuit thus configured will be described with reference to a time chart shown in FIG.
[0060]
FIG. 6 is a time chart showing operation waveforms of each part of the circuit shown in FIG. (A) is a drive pulse of the switch SW1, (b) is a drive pulse of the switch SW2, (c) is a voltage at a point (connection point of the switches SW1 and SW2), and (d) is an on / off waveform of the input voltage Ein. , (E) shows the current flowing through the primary winding, and (f) shows the rectified output V2 on the secondary side.
[0061]
The switching circuit 31A generates a fixed pulse width Ton that turns on and off the switches SW1 and SW2 alternately. In addition, a dead time τ of a required minimum time is provided between alternate Tons. This dead time τ is for reducing the loss that occurs at the time of switching. Here, ignoring the forward voltages of the rectifier diodes D10 and D12, the output V2 of the secondary rectifier circuit is expressed by the following equation.
[0062]
V2 = (N2 / N1) · (V1 / 2)
In this embodiment, since τ << Ton, the output voltages Vo and V2 are substantially equal.
[0063]
The influence of the change in the input voltage Ein, the change in the load current, and the voltage change due to the winding resistance of the conversion transformer TR on the output voltage Vo is because the output voltage Vo is fed back to the DC / DC converter 70. 70 changes the output voltage V1 so as to keep the output voltage Vo constant.
[0064]
Next, zero volt switching by the switches SW1 and SW2 will be described.
(Between t0 and t1)
During this time, the switch SW1 is on, and the current flows in the direction of V1 → SW1 → N1 (primary winding of the conversion transformer TR).
(Between t1 and t2)
At t1, SW1 is turned off by the signal (SW1 falling) from the switching circuit 31A that turns off SW1. On the other hand, the excitation current I of the self-inductance is applied to the primary winding N1 of the conversion transformer TR. _L1 Flows in the direction of Cs → N1 (transformer primary winding). As a result, when the potential at point a becomes 0 V, a current flows in the direction of CR2 → N1 (transformer primary winding). If the switch SW2 is turned on by a signal from the switching circuit 31A at time t2 while the point a is at 0 V, the switch SW2 performs zero volt switching.
(Between t2 and t3)
With the switch SW2 turned on, the current flows in the direction of N1 (primary transformer winding) → SW2.
(Between t3 and t4)
At time t3, SW2 is turned off by a signal (falling of SW2) that turns off switch SW2 from switching circuit 31A. On the other hand, the excitation current I of the self-inductance of the primary winding _L1 Flows in the direction of N1 (transformer primary winding) → Cs, and when point a reaches V1, flows in the direction of N1 (transformer primary winding) → CR1 → V1. If SW1 is turned on by a signal from the switching circuit 31A in the state t4 where the point a is V1, the SW1 performs zero volt switching. According to the zero volt switching as described above, since the voltage applied to both ends of SW1 and SW2 is turned on at 0 V, there is no loss and the efficiency is improved.
[0065]
Here, the self-inductance of the conversion transformer TR is L _N1 , N1 (transformer primary winding) _N1 Then I _L1 Can be calculated by the following equation.
[0066]
(Equation 1)

[0067]
This I _L1 Is the same as the current flowing through N1 (transformer primary winding) when all the secondary sides of the conversion transformer TR are unloaded. That is, I _L1 Is a current flowing through the primary winding N1 when no load is applied.
[0068]
Next, the multi-output voltage will be described. Since the switches SW1 and SW2 are turned on and off alternately with a fixed pulse width irrespective of the load fluctuation, the secondary output Vs other than the feedback output is almost constant.
[0069]
On the other hand, the operation characteristics of a conventional basic circuit (for example, FIG. 12) will be described. Then, the terminal voltage Vn1 of the primary winding n1 and the terminal voltage Vn2 of the secondary winding n2 are expressed by the following formula using n1 and n2 as the number of turns.
[0070]
Vn1 = Ei / 2
Vn2 = (n2 / n1) · Vn1
= (N2 / n1) · (Ei / 2)
From this, the output voltage Vo on the secondary side is expressed by the following equation from the equation (3).
[0071]
Vo = (1/2) · (n2 / n1) · (Ton / T) · Ei
Here, T is one cycle width, Ton is the ON time width, Ei is the input voltage, n1 is the number of primary windings of the transformer, and n2 is the number of secondary windings.
[0072]
FIG. 13 is a diagram showing operation waveforms of each part of the circuit shown in FIG. (A) is the base-emitter voltage VBE of the transistor Q10, (b) is the base-emitter voltage VBE of the transistor Q11, (c) is the collector-emitter voltage VCE of the transistor Q11, and (d) is the transistor Q11. The current I, (e) is the voltage Vn2 generated in the secondary winding. Ton is the ON time width during one cycle T.
[0073]
FIG. 14 is a diagram showing a circuit between the secondary output voltage Vn2 and the output Vo of the circuit of FIG. FIG. 15 is a diagram showing operation waveforms of the circuit shown in FIG. 15A is a diagram showing a primary-side generated voltage Vn1, and FIG. 15B is a diagram showing a waveform of a critical current of the reactor L. In (b), Io is the average value of the load current flowing through the load Z, and ΔI is the maximum value of the load current.
[0074]
The average load current value Io flowing through the load is represented by Io = ΔI / 2. The ΔI is e _L Is expressed by the following equation as a voltage between both ends of the choke coil L.
[0075]
(Equation 2)

[0076]
E between Ton _L = Vn2-Vo
It is. ΔIon between Ton is expressed by the following equation.
[0077]
ΔIon = (Vn2-Vo) · Ton / L (1)
On the other hand, ΔIoff between Toff is expressed by the following equation.
[0078]
ΔIoff = −Vo · Toff / L (2)
Since Toff = T−Ton, the output voltage Vo is expressed by the following equation from ΔIon + ΔIoff = 0.
[0079]
Vo = Ton · Vn2 / T (3)
In order for the expression (3) to be satisfied, it is necessary that the average current Io = ΔI / 2 can be passed. That is, the maximum value of the output load Z is Z = Vo / Io.
The following equation is obtained from the equation (3).
[0080]
Ton = Vo · T / Vn2 (4)
On the other hand, ΔI is as follows from equation (1).
[0081]
ΔI = ΔIon = (Vn2−Vo) · Ton / L (5)
As a result, the load Z is represented by the following equation.
[0082]
[Equation 3]

[0083]
Here, f is a switching frequency and is represented by f = 1 / T. Equation (6) is a case where the circuit of FIG. 14 is used as a basic circuit. In the general half-bridge circuit of FIG. 12, if Vn2 = (n2 / n1) · (Ei / 2) in the preceding equation is substituted for Vn2, equation (6) becomes as follows.
[0084]
(Equation 4)

[0085]
Further, since the switching frequency f is a frequency obtained by full-wave rectification by Vn2, the switching frequency fp by the half bridge circuit in FIG. 12 is fp = f / 2. From this, the load Z is expressed by the following equation.
[0086]
(Equation 5)

[0087]
Here, if
[0088]
(Equation 6)

[0089]
In this case, the operation is performed such that the output voltage Vo becomes a predetermined value by feedback. That is, Vo is set to the default value by narrowing the pulse width Ton. When Ton becomes narrow, other output voltages decrease (Ton becomes narrow so that the average current Io = Vo / Z).
[0090]
FIG. 16 is a diagram showing operation waveforms of each unit corresponding to the value of the load Z. The load current Io is shown according to the value of Z.
[0091]
Next, the semiconductor elements of the switches SW1 and SW2 will be described. If a power MOSFET is used as the switches SW1 and SW2, the built-in diodes of the power MOSFET perform the functions of CR1 and CR2, and the output capacitance Coss performs the function of Cs.
[0092]
Next, feedback will be described. The feedback in the circuit of the present invention constitutes a feedback from a general secondary output voltage Vo. However, in an actual circuit, the rectangular wave of the conversion transformer TR is converted to the power supply voltage level of the switching circuit on the primary side by the transformer. The voltage converted and rectified and smoothed DC voltage is used not only as a feedback voltage signal but also as a power supply for a switching element.
[0093]
FIG. 7 is a circuit diagram showing a sixth embodiment of the present invention. This circuit shows a method of sharing a feedback signal and an auxiliary power supply when the output current is large and a voltage drop due to the resistance of the secondary winding of the transformer cannot be ignored. This figure is the same as that of FIG. 4 except that N3, C17 and the rectifier circuit 60 of FIG. That is, 90 in FIG. 7 is the circuit. The same components as those in FIG. 4 are denoted by the same reference numerals.
[0094]
The secondary winding of the conversion transformer TR and the primary winding of the auxiliary transformer Ts are connected in parallel. Here, the primary winding number of the auxiliary transformer Ts is N4, and the secondary winding number is Ns. Reference numeral 60 denotes a rectifier circuit formed using the auxiliary transformer Ts. The smoothing capacitor C17 is connected to the output stage of the rectifier circuit 60. The output of the rectifier circuit (auxiliary power supply) 60 is set to Vcc. The circuit to which the primary winding of the conversion transformer TR is connected is the same circuit as the circuit shown in FIG. That is, it is a half-bridge type circuit including the PWM control unit 36 and the switching circuit 31A.
[0095]
When the load current of the output V01 is large and the resistance value of the winding N2 cannot be ignored, one of the windings N2 is connected to the winding N4 of the auxiliary transformer Ts, which is another transformer, and is connected to the rectifier circuit 60 and the smoothing capacitor C17. A DC voltage Vcc is generated to correct a voltage drop caused by the winding N2.
[0096]
The effects of the present invention described above are listed as follows.
(1) The multi-output power supply of the present invention can supply a stable voltage as a power supply for a device having a large load variation such as an audio amplifier as a load.
{Circle around (2)} By sharing the feedback signal with the auxiliary power supply, the feedback circuit is eliminated, which contributes to a reduction in size and weight of the power supply device and a reduction in cost.
(3) Since the switching loss can be reduced and the switching frequency can be increased, the inductance (L) and the capacitor (C) can be reduced in size and weight, and the radiator plate can be simplified.
(4) By combining the above (1) to (3), it is particularly effective as a switching power supply for an audio device having a large load variation with a multi-output power supply.
[0097]
【The invention's effect】
As described above, according to the present invention, the following effects can be obtained.
(1) According to the first aspect of the invention, the feedback from the main output is fed back to the first switching circuit, and the first switching circuit is configured to stabilize the output voltage with respect to the fluctuation of the input voltage and the fluctuation of the load. And the second switching circuit turns on / off the primary winding of the conversion transformer with a fixed pulse width from the oscillator, whereby a stable output voltage can be obtained.
(2) According to the second aspect of the invention, if the rectification current from the auxiliary winding provided in the conversion transformer is the same as that of the secondary winding, the output voltage ratio is the voltage generated from the auxiliary winding. Therefore, the auxiliary power supply voltage can be used as a feedback signal voltage.
(3) According to the third aspect of the present invention, the switching element of the half bridge can be switched to zero voltage by utilizing the energy of the excitation current of the self-inductance of the primary winding of the conversion transformer, thereby reducing the loss. Conversion efficiency can be improved.
[0098]
As described above, according to the present invention, a stable output voltage can be generated, and an efficient switching power supply device can be provided.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a circuit diagram showing a first embodiment of the present invention.
FIG. 2 is a circuit diagram showing a second embodiment of the present invention.
FIG. 3 is a circuit diagram showing a third embodiment of the present invention.
FIG. 4 is a circuit diagram showing a fourth embodiment of the present invention.
FIG. 5 is a circuit diagram showing a fifth embodiment of the present invention.
FIG. 6 is a time chart showing operation waveforms of each part of the circuit shown in FIG. 5;
FIG. 7 is a circuit diagram showing a sixth embodiment of the present invention.
FIG. 8 is a diagram showing a first example of a conventional circuit.
FIG. 9 is a diagram showing a second example of the conventional circuit.
FIG. 10 is a diagram showing a third example of the conventional circuit.
FIG. 11 is a diagram showing a fourth example of the conventional circuit.
FIG. 12 is a diagram illustrating a fifth example of a conventional circuit.
FIG. 13 is a diagram showing operation waveforms of various parts of the circuit shown in FIG.
14 is a diagram showing a circuit between Vn2 and output Vo of the circuit of FIG.
15 is a diagram showing operation waveforms of the circuit shown in FIG.
FIG. 16 is a diagram showing operation waveforms of each unit corresponding to the value of a load Z.
[Explanation of symbols]
30 PWM type switching circuit
31 Switching circuit
Q1 Switching element
TR conversion transformer
D10, D11 Diode
C10, C11 capacitors
N1 primary winding
N2 secondary winding
N3 tertiary winding

Claims

A first switching circuit that receives an input voltage and generates a predetermined output voltage by a pulse width modulation method;
A second switching circuit for switching a circuit connected to a conversion transformer to an output of the first switching circuit with a constant pulse width;
A conversion transformer having at least one secondary winding;
With
The pulse width of the first switching circuit is controlled by a feedback signal corresponding to the main output voltage, and the second switching circuit drives the conversion transformer to stabilize the output voltage. A switching power supply device characterized by the above-mentioned.

In a switching power supply configured to switch a primary side of a conversion transformer to which a DC voltage is connected and generate a voltage on a secondary side of the conversion transformer,
The voltage supplied from the auxiliary winding of the conversion transformer or another secondary winding via a diode is used as a power supply of the primary side switching control unit and also as a feedback signal. Switching power supply.

A first switching circuit that receives an input voltage and generates a predetermined output voltage by a pulse width modulation method;
A half-bridge second switching circuit that operates with a constant pulse width;
A conversion transformer having at least one secondary winding;
With
The output voltage is stabilized by the first switching circuit, and the power supply to the secondary side output is performed by utilizing the second switching circuit of the half bridge and the self-inductance of the conversion transformer. A switching power supply device characterized by the above-mentioned.