【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明はアレーアンテナに関し、高い方位分解能が要求されるレーダーシステム等に適用され、特に、小型であることが要求される車載用レーダーシステム等に好適に適用されるアレーアンテナに関する。
【０００２】
【従来の技術】
アレーアンテナは、一般に同一形状のエレメントアンテナを複数配列して構成したアンテナで、エレメントアンテナの種類、配列方法、その全部又は一部のエレメントアンテナの励振法によって、単一のエレメントアンテナでは得られない種々の特性が得られるアンテナである。
【０００３】
代表的なアレーアンテナとして、図７の（ａ）に示すように、エレメントアンテナ７−１の配列方向（Ｚ軸方向）と直角の方向が主放射方向（Ｙ軸方向）となるブロードサイドアレーと、図７の（ｂ）に示すように、エレメントアンテナ７−２の配列方向（Ｙ軸方向）が主放射方向（Ｙ軸方向）となるエンドファイアアレーとがある。また、エレメントアンテナを２次元的に配列した平面アレーがある（例えば、下記の非特許文献１参照）。
【０００４】
アレーアンテナの方位分解能を向上させる手法としては、従来から、
（１）エレメントアンテナ単体の指向性を急峻にする、
（２）エレメントアンテナ数を増やして開口面を広げる、或いは、
（３）エレメントアンテナ間の間隔を広げる、
などの手法が知られている。
【０００５】
【非特許文献１】
ＩＥＥＥ ＴＲＡＮＳＡＣＴＩＯＮＳ ＯＮ ＡＮＴＥＮＮＡＳ ＡＮＤ ＰＲＯＰＡＧＡＴＩＯＮ． Ｖｏｌ． ５０， Ｎｏ． ５，Ｍａｙ ２００２， ｐｐ． ５７１−５８１ Ｓ． Ｂｅｌｌｏｆｉｏｒｅ， ｅｔ． ａｌ， ”Ｓｍａｒｔ Ａｎｔｅｎｎａ Ｓｙｓｔｅｍ Ａｎａｌｙｓｉｓ， Ｉｎｔｅｇｒａｔｉｏｎ ａｎｄ Ｐｅｒｆｏｒｍａｎｃｅ ｆｏｒ Ｍｏｂｉｌｅ Ａｄ−Ｈｏｃ Ｎｅｔｗｏｒｋｓ （ＭＡＮＥＴｓ）”
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
上記（１）のエレメントアンテナ単体の指向性を急峻にする手法は、共振周波数や放射効率などの関係上、ある程度以上の改善は困難である。また、上記（２）のエレメントアンテナ数を増やして開口面を広げる手法は、アレーアンテナ全体の構成が大型のものとなり、車載用レーダーとして使用する場合などでは小型であることが要求され、開口面を広げることには厳しい制限が課せられることが多いため、問題となる。
【０００７】
また、上記（３）のエレメントアンテナ間の間隔を広げることは、エレメントアンテナ間距離が大きくなり、空間に対するサンプリングを粗くすることにほかならず、受信パワーの低下と方位精度の劣化、グレーティングの発生、といった欠点を生じる。
【０００８】
本発明は、車載用レーダーシステム等のように、限られた実装サイズで、指向性合成の原理を用いてグレーティングローブのレベルを抑圧し、高い方位分解能が得られるアレーアンテナを提供することを目的とする。
【０００９】
【課題を解決するための手段】
本発明のアレーアンテナは、（１）主放射方向と直角の方向に配列した複数のエレメントアンテナと、主放射方向と同一の方向に配列した多層誘電体の各誘電体上に配置した複数のエレメントアンテナと、を備えたものである。
【００１０】
また、（２）前記多層誘電体の各誘電体はそれぞれ異なる比誘電率を有するものである。
また、（３）前記多層誘電体の各誘電体の間の空間に、特定方向の偏波を吸収する素材を配置した物である。
また、（４）前記多層誘電体の各誘電体の間の空間に、特定方向の偏波を吸収する素材を混入させた液晶を配置したものである。
また、（５）前記各誘電体上に配置した複数のエレメントアンテナの励振振幅分布を調整する手段を備えたものである。
【００１１】
【発明の実施の形態】
図１に本発明のアレーアンテンナの配列例を示す。本発明によるアレーアンテナは、主放射方向と直角の方向（Ｚ軸方向）に配列したエレメントアンテナ１−１と、主放射方向と同一の方向に配列した多層誘電体の各誘電体上に配置した複数のエレメントアンテナ１−２とから成り、指向性合成の原理を用いてグレーティングローブのレベルを低減させる。
【００１２】
図１（ａ）に示す等間隔リニアアレーを例にとって説明する。今、Ｉｎなる電流で励振される指向性係数Ｄｕ（θ）のエレメントアンテナ１−１をＺ軸上にＮ個並べて、ブロードサイドアレーを構成し、そのｉ番目のアンテナ位置を座標原点とし、簡単化のため、各エレメントアンテナへ供給される各電流の位相差をゼロとすると、合成指向性係数Ｄｚ は、下記の式（１）により与えられる。
【数１】
【００１３】
図２に、エレメントアンテナ数Ｎ＝１５、エレメントアンテナ間隔ｄ＝１．５λの場合のブロードサイドアレーの指向性利得を示す。θ＝±４５°の近傍に発生しているピークは、アンテナをアレー化することによって発生するグレーティングローブであり、これがアレーアンテナの空間分解能を劣化させる要因の一つである。
【００１４】
一方、図１（ａ）に示すようにＹ軸上に上記のブロードサイドアレーと同様のエレメントアンテナ１−２をＭ個並べて構成したエンドファイアアレーによる指向性係数は、エレメントアンテナ間の距離をｄｎ とすると。下記の式（２）により与えられる。
【数２】
【００１５】
なお、エンドファイアアレーの各エレメントアンテナには、Ｙ軸の正方向側から番号を振って、Ａ０ 〜Ａ−（Ｍ−１）と表すものとする。このエンドファイアアレーは、図１の（ｂ）に示すように、誘電体内に形成されることになるから、各エレメントアンテナに入射される波長は、各エレメントアンテナ間で異なる値λｎ となる。誘電体についても、番号０〜−（Ｍ−１）によって区別されるＭ層構成とし、また、各エレメントアンテナＡ０ 〜Ａ−（Ｍ−１）は、各誘電体層のＹ軸の正方向側に配置されているものとする。
【００１６】
ここで例えば、エレメントアンテナＡ０ に波長λ０ の電磁波がθ０ 方向から入射したとすると、次のエレメントアンテナＡ１ には波長λ１ の電磁波がθ１ 方向から入射することになる。このとき、強磁性体でない限り、透磁率μ０ ≒μ１ とおいてよいことを利用し、また、第１層目の誘電体の比誘電率をεｒ １ とすると、λ１ 及びθ１ は、次の式（３），（４）により表される。なお、ｋ０ ，ｋ１ は波数である。
【数３】
【数４】
【００１７】
これら２式を用いれば、式（５）で表される、誘電体が無い場合の各エレメントアンテナＡ０ 〜Ａ−（Ｍ−１）間の位相差
【数５】
と、式（６）で表される、誘電体が有る場合の位相差
【数６】
とが等しくなることが分かる。
【００１８】
次に、エレメントアンテナＡ１ 〜Ａ２ 間についても、位相差は次の式（７）のように表され、
【数７】
同様に以下の式（８）が成り立つことから、
【数８】
多層誘電体間に配置されたＹ軸方向アレーの指向性利得は、通常の等間隔リニアアレーの場合と全く同様に算定することができる。
【００１９】
図３に例として、エレメントアンテナ数Ｍ＝５、エレメントアンテナ間隔ｄ＝１．０λの場合のエンドファイアアレーの指向性利得を示す。そして、図４に、式（１）のブロードサイドアレーの指向性係数ＤＺ と、式（２）のエンドファイアアレーの指向性係数ＤＹ との合成指向性利得を示す。
【００２０】
本発明によるアレーアンテナは、開口面積がブロードサイドアレーのアンテナ単体と同じであるが、図４から明らかなように、グレーティングが抑圧されることが分かる。エンドファイアアレーのエレメントアンテナ数Ｍを大きくするか、或いは、各エレメントアンテナに急峻な指向性を有するものを用いることにより、更に大きなグレーティング抑圧効果が得られる。
【００２１】
なお、図４に示した合成指向性利得は、７６ＧＨｚの電磁波を放射し、Ｚ−Ｙ軸リニアアレー（ブロードサイドアレーのエレメントアンテナ数Ｎ＝１５、エレメントアンテナ間距離ｄ＝１．５λ、エンドファイアアレーのエレメントアンテナ数Ｍ＝５、エレメントアンテナ間ｄ＝λ）の指向性利得である。
【００２２】
本発明によるアレーアンテナの形状の具体例を図５及び図６に示す。図５は第１の具体例を示し、同図（ａ）はその正面図を示し、そのＡ−Ａ’で切断した断面図を同図（ｂ）に示す。５−１はブロードサイドアレーの各エレメントアンテナ、５−２はエンドファイアアレーの各エレメントアンテナ、５−３はそれぞれ多層構成の誘電体、５−４は地導体である。エンドファイアアレーの各エレメントアンテナ５−２は、それぞれ主放射方向に配列するが、互いに主放射方向に重なり合わないように配置する。
【００２３】
図６は本発明のアレーアンテナの形状の第２の具体例を示す。同図（ａ）はその正面図を示し、そのＢ−Ｂ’で切断した断面図を同図（ｂ）に示す。６−１は、第１の誘電体６−３上に２次元配列した第１のエレメントアンテナ、６−２は第２の誘電体６−４上に２次元配列した第２のエレメントアンテナである。
【００２４】
第２のエレメントアンテナ６−２は、第１のエレメントアンテナ６−１の主放射方向と同一方向の向きでその後方に配置され、かつ、第１のエレメントアンテナ６−１の配列位置とずれた位置に、即ち各エレメントアンテナの放射面が重なり合わないように配列する。
【００２５】
このように、エレメントアンテナを、主放射方向と直角の方向と、主放射方向の奥行き方向の誘電体内部とに配列することによって、サイドローブやグレーティングローブを抑圧することができる。また、エレメントアンテナを配置する多層誘電体の比誘電率を変化させることにより、サイドローブやグレーティングローブを最適に抑圧することができる。
【００２６】
また、各誘電体層の間の空間に特定の偏波を吸収する素材を混入させることにより、交叉偏波除去比（ＸＰＤ：Ｃｒｏｓｓ Ｐｏｌａｒｉｚａｔｉｏｎ Ｄｉｓｃｒｉｍｉｎａｔｉｏｎ ）を改善し、マルチパス反射に対する分解能を向上させることができる。また、各誘電体層の間の空間に特定の偏波を吸収する素材を混入させた液晶を配置し、交叉偏波除去比（ＸＰＤ）の改善を、電気的にコントロールして分解能を向上させることができる。
【００２７】
また、誘電体内部のアレーアンテナの励振振幅分布を調整し、例えば、チェビシェフ分布とすることにより、サイドローブレベルを所定値以下に抑え、かつ、ビーム幅を最小とする最適な指向特性を実現することができる。
【００２８】
また、本発明のアレーアンテナを車載用レーダーシステム等に適用した場合、当該レーダーシステムを搭載した車両から送信した送信波が、前方の車両等の目標に当たって反射し、その反射波が当該レーダーシステム搭載車両に反射し、その反射波が再び前方の車両等の目標に当たって反射するといった多重反射が起こるが、受信波のベースバンド信号から、目標との特定の距離に対する遅延分の整数倍に当たる遅延成分が存在するとき、これを目標との多重反射成分と判定し、本発明のアレーアンテナの指向特性を調整し、ビーム幅のコントロールを行うことにより、目標分解能を改善することができる。
【００２９】
また、受信波のベースバンド信号から、目標との特定の距離に対する遅延分の整数倍に当たる遅延成分が存在するとき、これを目標との多重反射成分と判定し、本発明のアレーアンテナのアクティブなエレメントアンテナの個数を調整し、受信系の電力飽和を避けることができる。
【００３０】
（付記１） 主放射方向と直角の方向に配列した複数のエレメントアンテナと、主放射方向と同一の方向に配列した多層誘電体の各誘電体上に配置した複数のエレメントアンテナと、を備えたことを特徴とするアレーアンテナ。
（付記２） 前記多層誘電体の各誘電体はそれぞれ異なる比誘電率を有することを特徴とする付記１に記載のアレーアンテナ。
（付記３） 前記多層誘電体の各誘電体の間の空間に、特定方向の偏波を吸収する素材を配置したことを特徴とする付記１又は２に記載のアレーアンテナ。
（付記４） 前記多層誘電体の各誘電体の間の空間に、特定方向の偏波を吸収する素材を混入させた液晶を配置したことを特徴とする付記１又は２に記載のアレーアンテナ。
（付記５） 前記各誘電体上に配置した複数のエレメントアンテナの励振振幅分布を調整する手段を備えたことを特徴とする付記１乃至４の何れかに記載のアレーアンテナ。
（付記６） 受信波のベースバンド信号から、目標との特定の距離に対する遅延分の整数倍に当たる遅延成分が存在するとき、これを目標との多重反射成分と判定する手段と、付記１乃至５の何れかに記載のアレーアンテナの指向特性を調整し、ビーム幅のコントロールを行う手段と、を備えたことを特徴とするレーダーシステム。
（付記７） 受信波のベースバンド信号から、目標との特定の距離に対する遅延分の整数倍に当たる遅延成分が存在するとき、これを目標との多重反射成分と判定し、付記１乃至５の何れかに記載のアレーアンテナのアクティブなエレメントアンテナの個数を調整する手段と、を備えたことを特徴とするレーダーシステム。
【００３１】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば、エレメントアンテナを、主放射方向の直角の方向と、主放射方向の奥行き方向の多層誘電体内部とに配列することにより、限られた実装サイズの中で、グレーティングが十分抑圧されたアレーアンテナを実現することができる。また、多層誘電体の比誘電率を変化させることにより、方位分解能を劣化させるサイドローブやグレーティングローブを抑圧した種々の指向特性を与えることができる。
【００３２】
また、各誘電体層の間の空間に特定の偏波を吸収させる素材を混入した液晶を配置することにより、交叉偏波除去比（ＸＰＤ）を改善し、マルチパス反射に対する分解能を向上させ、それらを電気的にコントロールして分解能を向上させることができる。
【００３３】
また、誘電体内部のアレーアンテナの励振振幅分布を調整することにより、サイドローブレベルを所定値以下に抑え、かつ、ビーム幅を最小とする最適な指向特性を実現することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明のアレーアンテンナの配列例を示す図である。
【図２】ブロードサイドアレーの指向性利得を示す図である。
【図３】エンドファイアアレーの指向性利得を示す図である。
【図４】ブロードサイドアレーとエンドファイアアレーの合成指向性利得を示す図である。
【図５】本発明のアレーアンテナの形状の第１の具体例を示す図である。
【図６】本発明のアレーアンテナの形状の第２の具体例を示す図である。
【図７】従来のアレーアンテナの代表的な配列例を示す図である。
【符号の説明】
１−１，５−１，６−１ ブロードサイドアレーのエレメントアンテナ
１−２，５−２，６−２ エンドファイアアレーのエレメントアンテナ
５−３，６−３，６−４ 誘電体
５−４ 地導体[0001]
TECHNICAL FIELD OF THE INVENTION
The present invention relates to an array antenna, and more particularly to an array antenna that is applied to a radar system or the like that requires a high azimuth resolution, and is particularly preferably applied to a vehicle-mounted radar system or the like that is required to be small.
[0002]
[Prior art]
An array antenna is generally an antenna configured by arranging a plurality of element antennas having the same shape, and cannot be obtained with a single element antenna depending on the type of element antenna, the arrangement method, and the excitation method of all or some of the element antennas. An antenna with various characteristics.
[0003]
As a typical array antenna, as shown in FIG. 7A, a broadside array in which a direction perpendicular to the arrangement direction (Z-axis direction) of the element antennas 7-1 is a main radiation direction (Y-axis direction). As shown in FIG. 7B, there is an end fire array in which the arrangement direction (Y-axis direction) of the element antennas 7-2 is the main radiation direction (Y-axis direction). There is also a planar array in which element antennas are two-dimensionally arranged (for example, see Non-Patent Document 1 below).
[0004]
As a technique for improving the azimuth resolution of an array antenna,
(1) To steepen the directivity of the element antenna alone,
(2) Increase the number of element antennas to widen the aperture, or
(3) to increase the distance between element antennas,
Such techniques are known.
[0005]
[Non-patent document 1]
IEEE TRANSACTIONS ON ANTENNAS AND PROPAGATION. Vol. 50, no. 5, May 2002 pp. 571-581 S.C. Bellfiore, et. al, "Smart Antenna System Analysis, Integration and Performance for Mobile Ad-Hoc Networks (MANETs)"
[0006]
[Problems to be solved by the invention]
The method of (1) for steepening the directivity of the element antenna alone is difficult to improve to a certain degree or more due to the resonance frequency and radiation efficiency. In the method of (2), in which the number of element antennas is increased to increase the aperture, the configuration of the entire array antenna becomes large, and when the antenna is used as an on-vehicle radar, it is required to be small. This is problematic because strict restrictions are often imposed on widening this.
[0007]
In addition, increasing the distance between the element antennas in the above (3) increases the distance between the element antennas and coarsens the sampling in the space. In addition, the reception power is reduced, the azimuth accuracy is deteriorated, the generation of the grating, Such a drawback occurs.
[0008]
An object of the present invention is to provide an array antenna capable of obtaining a high azimuth resolution by suppressing the level of a grating lobe using the principle of directivity synthesis with a limited mounting size, such as a vehicle-mounted radar system. And
[0009]
[Means for Solving the Problems]
The array antenna according to the present invention includes: (1) a plurality of element antennas arranged in a direction perpendicular to the main radiation direction and a plurality of elements arranged on each dielectric of a multilayer dielectric arranged in the same direction as the main radiation direction. And an antenna.
[0010]
(2) Each dielectric of the multilayer dielectric has a different relative permittivity.
(3) A material that absorbs polarized light in a specific direction is disposed in a space between the dielectrics of the multilayer dielectric.
(4) A liquid crystal in which a material that absorbs polarized light in a specific direction is mixed is disposed in a space between the dielectrics of the multilayer dielectric.
(5) There is provided means for adjusting the excitation amplitude distribution of the plurality of element antennas arranged on each of the dielectrics.
[0011]
BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION
FIG. 1 shows an arrangement example of an array antenna of the present invention. The array antenna according to the present invention is arranged on each of an element antenna 1-1 arranged in a direction perpendicular to the main radiation direction (Z-axis direction) and a multilayer dielectric arranged in the same direction as the main radiation direction. It comprises a plurality of element antennas 1-2 and reduces the level of grating lobes using the principle of directivity synthesis.
[0012]
A description will be given by taking the linear array shown in FIG. 1A as an example. Now, a Broadside Array is constructed by arranging N element antennas 1-1 having a directivity coefficient Du (θ) excited by a current of In on the Z-axis, and using the i-th antenna position as a coordinate origin, Assuming that the phase difference between the currents supplied to the element antennas is zero for realization, the combined directivity coefficient Dz is given by the following equation (1).
(Equation 1)
[0013]
FIG. 2 shows the directivity gain of the broadside array when the number of element antennas N = 15 and the element antenna interval d = 1.5λ. The peak generated near θ = ± 45 ° is a grating lobe generated by arraying the antenna, which is one of the factors that degrade the spatial resolution of the array antenna.
[0014]
On the other hand, as shown in FIG. 1A, the directivity coefficient of an end fire array configured by arranging M element antennas 1-2 similar to the above-described broadside array on the Y axis is represented by the distance d between element antennas. If n . It is given by the following equation (2).
(Equation 2)
[0015]
Note that each element antenna endfire array is numbered from the positive side of the Y axis, A 0 to A - and represents the (M-1). This end-fire array, as shown in FIG. 1 (b), since to be formed in the dielectric, the wavelength to be incident on each element antenna, different values lambda n between each element antenna. For even dielectrics, and M layer structure which is distinguished by the number 0~- (M-1), also each element antenna A 0 ~A - (M-1 ) , the positive direction of the Y-axis of each dielectric layer Side.
[0016]
Here, for example, if an electromagnetic wave of wavelength λ 0 is incident on the element antenna A 0 from the θ 0 direction, an electromagnetic wave of wavelength λ 1 is incident on the next element antenna A 1 from the θ 1 direction. At this time, as long as it is not a ferromagnetic material, the fact that the magnetic permeability may be set to μ 0利用 μ 1 is used, and if the relative permittivity of the first-layer dielectric is ε r 1 , λ 1 and θ 1 are , And are represented by the following equations (3) and (4). Note that k 0 and k 1 are wave numbers.
[Equation 3]
(Equation 4)
[0017]
Using these two equations, equation (5) represented by each element antenna A 0 to A in the absence of dielectric - (M-1) phase difference Equation 5] between
And the phase difference expressed by equation (6) when there is a dielectric:
It can be seen that is equal to
[0018]
Next, also for the element antennas A 1 to A 2 , the phase difference is expressed by the following equation (7):
(Equation 7)
Similarly, since the following equation (8) holds,
(Equation 8)
The directivity gain of the Y-axis direction array arranged between the multilayer dielectrics can be calculated in exactly the same manner as in the case of a regular linear array at regular intervals.
[0019]
FIG. 3 shows, as an example, the directivity gain of the endfire array when the number of element antennas is M = 5 and the element antenna interval is d = 1.0λ. FIG. 4 shows a combined directional gain of the directivity coefficient D Z of the broadside array of Expression (1) and the directivity coefficient D Y of the endfire array of Expression (2).
[0020]
Although the array antenna according to the present invention has the same aperture area as the broadside array antenna alone, it can be seen from FIG. 4 that the grating is suppressed. A larger grating suppression effect can be obtained by increasing the number M of element antennas of the end fire array or by using an element antenna having steep directivity.
[0021]
The combined directional gain shown in FIG. 4 radiates an electromagnetic wave of 76 GHz, and generates a ZY axis linear array (the number of element antennas of the broadside array N = 15, the distance d between element antennas d = 1.5λ, the end fire array). (M = 5, d = λ between element antennas).
[0022]
5 and 6 show specific examples of the shape of the array antenna according to the present invention. 5A and 5B show a first specific example, and FIG. 5A shows a front view thereof, and FIG. 5B shows a cross-sectional view taken along line AA ′. 5-1 is each element antenna of the broadside array, 5-2 is each element antenna of the end fire array, 5-3 is a dielectric having a multilayer structure, and 5-4 is a ground conductor. The element antennas 5-2 of the end fire array are arranged in the main radiation direction, but are arranged so as not to overlap each other in the main radiation direction.
[0023]
FIG. 6 shows a second specific example of the shape of the array antenna of the present invention. FIG. 1A shows a front view thereof, and FIG. 1B shows a cross-sectional view taken along line BB ′. 6-1 is a first element antenna arranged two-dimensionally on the first dielectric 6-3, and 6-2 is a second element antenna arranged two-dimensionally on the second dielectric 6-4. .
[0024]
The second element antenna 6-2 is arranged behind the first element antenna 6-1 in the same direction as the main radiation direction of the first element antenna 6-1 and is shifted from the arrangement position of the first element antenna 6-1. The antennas are arranged at positions, that is, such that the radiation surfaces of the element antennas do not overlap.
[0025]
By arranging the element antennas in the direction perpendicular to the main radiation direction and inside the dielectric in the depth direction of the main radiation direction, side lobes and grating lobes can be suppressed. Further, by changing the relative permittivity of the multilayer dielectric on which the element antenna is arranged, side lobes and grating lobes can be suppressed optimally.
[0026]
Also, by mixing a material that absorbs a specific polarization into the space between the dielectric layers, the cross polarization removal ratio (XPD) is improved, and the resolution for multipath reflection is improved. Can be. In addition, a liquid crystal mixed with a material that absorbs a specific polarization is arranged in a space between the dielectric layers, and the improvement of the cross polarization rejection ratio (XPD) is electrically controlled to improve the resolution. be able to.
[0027]
Further, by adjusting the excitation amplitude distribution of the array antenna inside the dielectric, for example, by making a Chebyshev distribution, it is possible to suppress the side lobe level to a predetermined value or less and realize an optimal directional characteristic that minimizes the beam width. be able to.
[0028]
Further, when the array antenna of the present invention is applied to a vehicle-mounted radar system or the like, a transmission wave transmitted from a vehicle equipped with the radar system is reflected upon a target such as a vehicle ahead, and the reflected wave is mounted on the radar system. Multiple reflections occur such that the reflected wave is reflected on the vehicle and the reflected wave again strikes a target such as a vehicle ahead, but a delay component corresponding to an integer multiple of the delay for a specific distance from the target is obtained from the baseband signal of the received wave. When present, the target resolution can be improved by determining this as a multiple reflection component with the target, adjusting the directional characteristics of the array antenna of the present invention, and controlling the beam width.
[0029]
Also, when there is a delay component corresponding to an integer multiple of the delay for a specific distance from the target from the baseband signal of the received wave, this is determined as a multiple reflection component with the target, and the active antenna of the array antenna of the present invention is determined. By adjusting the number of element antennas, it is possible to avoid power saturation of the receiving system.
[0030]
(Supplementary Note 1) A plurality of element antennas arranged in a direction perpendicular to the main radiation direction and a plurality of element antennas arranged on each dielectric of the multilayer dielectric arranged in the same direction as the main radiation direction are provided. An array antenna characterized in that:
(Supplementary note 2) The array antenna according to supplementary note 1, wherein each dielectric of the multilayer dielectric has a different relative permittivity.
(Supplementary note 3) The array antenna according to supplementary note 1 or 2, wherein a material that absorbs polarized light in a specific direction is disposed in a space between the dielectrics of the multilayer dielectric.
(Supplementary Note 4) The array antenna according to Supplementary Note 1 or 2, wherein a liquid crystal mixed with a material that absorbs polarized light in a specific direction is arranged in a space between the dielectrics of the multilayer dielectric.
(Supplementary note 5) The array antenna according to any one of Supplementary notes 1 to 4, further comprising means for adjusting an excitation amplitude distribution of the plurality of element antennas arranged on each of the dielectrics.
(Supplementary Note 6) When there is a delay component corresponding to an integer multiple of the delay for a specific distance from the target from the baseband signal of the received wave, means for determining this as a multiple reflection component with the target, and Supplementary Notes 1 to 5 Means for adjusting the directional characteristics of the array antenna according to any one of the above and controlling the beam width.
(Supplementary Note 7) When there is a delay component corresponding to an integer multiple of the delay for a specific distance from the target from the baseband signal of the received wave, the delay component is determined to be a multiple reflection component with the target, and any of the supplementary notes 1 to 5 is determined. A means for adjusting the number of active element antennas of the array antenna according to any one of the above (1) to (4).
[0031]
【The invention's effect】
As described above, according to the present invention, by arranging element antennas in the direction perpendicular to the main radiation direction and inside the multilayer dielectric in the depth direction of the main radiation direction, the element antenna can be mounted in a limited mounting size. Thus, an array antenna with a sufficiently suppressed grating can be realized. Also, by changing the relative permittivity of the multilayer dielectric, it is possible to provide various directional characteristics in which side lobes and grating lobes that degrade azimuth resolution are suppressed.
[0032]
In addition, by disposing a liquid crystal mixed with a material that absorbs a specific polarization in the space between the dielectric layers, the cross polarization rejection ratio (XPD) is improved, and the resolution for multipath reflection is improved. The resolution can be improved by controlling them electrically.
[0033]
In addition, by adjusting the excitation amplitude distribution of the array antenna inside the dielectric, it is possible to suppress the side lobe level to a predetermined value or less and to realize an optimal directivity characteristic that minimizes the beam width.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a diagram showing an arrangement example of an array antenna of the present invention.
FIG. 2 is a diagram illustrating the directivity gain of a broadside array.
FIG. 3 is a diagram showing a directivity gain of an endfire array.
FIG. 4 is a diagram illustrating a combined directional gain of a broadside array and an endfire array.
FIG. 5 is a diagram showing a first specific example of the shape of the array antenna of the present invention.
FIG. 6 is a diagram showing a second specific example of the shape of the array antenna of the present invention.
FIG. 7 is a diagram showing a typical array example of a conventional array antenna.
[Explanation of symbols]
1-1, 5-1 and 6-1 Element antennas 1-2, 5-2 and 6-2 of the broadside array Element antennas 5-3, 6-3 and 6-4 of the end fire array Dielectric 5-4 Earth conductor
