JP2004064845A - Steering control system for vehicle - Google Patents
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Abstract
Description
【0001】
【発明の属する技術分野】
この発明は、自動車等の車両の操舵制御システムに関する。
【0002】
【従来の技術】
車両の操舵装置、特に自動車用の操舵装置において、近年、その更なる高機能化の一端として、操舵ハンドルの操作角(ハンドル操作角)と車輪操舵角とを1:1比率に固定せず、ハンドル操作角の車輪操舵角への変換比(舵角変換比)を車両の運転状態に応じて可変とした、いわゆる可変舵角変換比機構を搭載したものが開発されている。車両の運転状態としては、例えば、車両速度(車速)を例示でき、高速運転時においては舵角変換比を小さくすることにより、ハンドル操作角の増加に対して操舵角が急激に大きくならないようにすれば、高速走行の安定化を図ることができる。他方、低速走行時には、逆に舵角変換比を大きくすることで、一杯まで切るのに必要なハンドルの回転数を減少させることができ、車庫入れや縦列駐車あるいは幅寄せなど、操舵角の大きい運転操作を非常に簡便に行なうことができる。
【0003】
舵角変換比を可変化する機構としては、例えば特開平11−334604号公報に開示されているように、ハンドル軸と車輪操舵軸とを、ギア比が可変な歯車式伝達部にて直結したタイプのものがあるが、この構成は、歯車式伝達部のギア比変更機構が複雑になる欠点がある。そこで、モータにより車輪操舵軸を回転駆動するタイプのものが、例えば特開平11−334628号公報等に提案されている。具体的には、角度検出部が検出するハンドル操作角と車両運転状態とに応じて定まる舵角変換比とに基づいて、コンピュータ処理により最終的に必要な車輪操舵角を演算し、その演算された車輪操舵角が得られるように、ハンドル軸から機械的に切り離された車輪操舵軸をモータにより回転駆動する。
【0004】
このような操舵制御方式においては、車輪操舵軸の回転をハンドル軸の回転に追従させるために、車輪操舵軸の角度位置(操舵軸角度位置)の目標操舵軸角度位置からの隔たりに応じて操舵軸駆動モータの回転速度をPWM制御により調整することが行なわれている。例えば、追従制御が進んで操舵軸角度位置が目標角度位置に接近してくると、オーバーシュートしないように、モータの回転を低速で精密に制御する必要がある。他方、急ハンドルを切った場合などは、ハンドル操作に車輪操舵軸の回転が遅れないように、これを駆動するモータを高速で回転させる。
【0005】
【発明が解決しようとする課題】
上記のような操舵制御方式においては、自動車運転中になされる頻繁なハンドル操作により、車輪操舵軸の回転動作を司るモータの駆動頻度が非常に高くなる。従って、このモータを長期にわたって安定に作動させることが、この種の操舵制御方式を採用する自動車のメンテナンス性を向上させる上で重要である。例えば、過負荷等による過電流状態が長時間続くと、モータの性能劣化につながりやすくなる。そこで、モータに通電される電流値を電流センサによりモニタし、過電流状態が検出された場合はモータへの通電を制限する等により、モータを適度に保護しながら使用することが有効となる。
【0006】
モータのPWM制御においては、特定の2相のコイル対に通電する周期において、そのコイル対の端子に、直流電源への接続極性が所定のデューティ比により交互に切り替わるようにスイッチングする方式が知られている(以下、極性反転型PWM方式という)。この方式は、2つのコイルが正又は負のいずれかの極性にて電源による通電を常に受けているために、スイッチングに伴なう電源へのフライホイール電流がほとんど生じない。従って、電源からモータへ供給される電流を電流センサにより検出する際に、その検出精度を高めることができ、急ハンドル時などモータを高負荷回転させるときに、電流検出精度が低下しにくい利点がある。また、モータの端子電圧がデューティ比によらず一定であり、端子電圧異常に基づいた故障判定も容易である。しかし、極性反転のためには通電経路の切替えが必要であり、経路切替えのための半導体スイッチング素子の一方をONからOFFへ、他方をOFFからONへ同時に切り替える必要がある。しかし、半導体スイッチング素子のON状態とOFF状態との切替え時に生ずる過渡現象のため、上記2つの素子の切替えタイミングには一定のインターバルを設定する必要がある。このインターバルはPWM制御上のデッドタイムとなり、デューティ比の小さい領域でのモータ電流すなわち回転速度の直線性が悪く、低速領域での制御をスムーズに行なえなくなるほか、振動も生じやすい欠点がある。
【0007】
他方、別のPWM制御方式として、特定の2相のコイル対に通電する周期において、そのコイル対の端子への電圧印加極性を変えず、一方の端子は電源に常時接続して、他方の端子のみ所定のデューティ比にてスイッチングする方式がある(以下、極性非反転型PWM方式という)。この方式は、スイッチングシーケンスが簡便であり、また通電極性の反転もないので、前記のようなスイッチングのデッドタイムが生じない。従って、低速領域での制御性がよく振動も生じにくい。しかし、スイッチOFF時においては電源による通電自体が遮断されるためフライホイール電流が非常に大きくなり、電流検出精度が低下しやすい問題がある。さらに、モータの端子電圧がデューティ比によって変化し、端子電圧異常に基づいた故障判定が困難である。
【0008】
このように、従来のPWM制御方式では、低負荷回転領域にて要求されるモータの制御安定性と、高負荷回転領域において要求される電流検出精度とを両立できない欠点があった。本発明の課題は、この欠点を解消した車両用操舵制御システムを提供することにある。
【0009】
【課題を解決するための手段及び作用・効果】
本発明は、操舵用のハンドル軸に与えられる操作角と車両の運転状態とに応じて、車輪操舵軸に与えるべき操舵角を決定し、当該操舵角が得られるように車輪操舵軸を操舵軸駆動モータにより回転駆動するようにした車両用操舵制御システムにおいて、上記の課題を解決するために、
ハンドル軸の角度位置(ハンドル軸角度位置)を検出するハンドル軸角度検出部と、
車輪操舵軸の角度位置(操舵軸角度位置)を検出する操舵軸角度検出部と、
車両の運転状態を検出する運転状態検出部と、
検出されたハンドル軸角度位置と車両の運転状態とに基づいて車輪操舵軸の目標角度位置を決定し、該操舵軸角度位置が目標角度位置に近づくように、モータの動作を制御する操舵制御部と、
操舵軸駆動モータに通電される電流を検出する電流センサと、を備え、
車輪操舵軸の回転をハンドル軸の回転に追従させるために、操舵軸角度位置と目標角度位置との隔たりに応じて操舵軸駆動モータの回転速度をPWM制御のデューティ比により調整するものであり、
操舵軸駆動モータは、直流電源を用いて、各々一方の端にて結合され他方の端が通電端子とされた2相のコイルを対として通電がなされ、そのコイル対への通電端子の一方を第一端子、他方を第二端子としたとき、PWM制御が、
第一端子を直流電源の第一極に接続した状態で非スイッチングとし、第二端子を直流電源の第二極に接続した状態で、デューティ比ηが可変の第一の周期にてスイッチングする第一通電状態と、
第一端子を直流電源の第一極に接続した状態でデューティ比ηが可変の第一の周期にてスイッチングし、第二端子を直流電源の第二極に接続した状態で非スイッチングとする第二通電状態と、
を第二の周期にて交互に繰り返すことにより行なわれることを特徴とする。
【0010】
本発明においては、操舵軸駆動モータに通電される電流を電流センサにより検出するとともに、操舵軸駆動モータをPWM制御により回転制御する。採用されるPWM方式は、第一通電状態と第二通電状態とを個別に見ると、いずれも前述の極性非反転型PWM方式になっている。従って、低速領域での制御性がよく振動も生じにくい。また、第一通電状態と第二通電状態とおそれぞれにおいてフライホイール電流が発生するが、スイッチングを行なう端子が互いに逆になっているため、モータドライバ内を流れるフライホイール電流の経路は、上記の第一通電状態と第二通電状態とで互いに相違する(例えばH型ブリッジにて構成されたモータドライバ内においては上段と下段)。従って、上記の第一通電状態と第二通電状態とを交互に繰り返すことにより、フライホイール電流の経路が交互に切り替わり、モータに通電される電流検出への影響を軽減することができる。その結果、高負荷回転時の電流検出を常に正確に行なうことができ、かつ、低負荷回転時のモータの制御性向上あるいは振動抑制も両立することができる。
【0011】
なお、第二周期をなす第一通電状態と第二通電状態との各継続期間は必要に応じて互いに異なる値に設定することもできる。しかし、第一通電状態と第二通電状態との継続期間を互いに等しく設定しておくと、モータの端子電圧がデューティ比による変動を受けなくなり、端子電圧に基づいた故障判定が行ないやすくなる利点が新たに生ずる。また、スイッチング制御の処理をより簡便に行なうことができる。
【0012】
本発明の車両用操舵制御システムには、電流センサによる電流検出結果に基づいて、操舵軸駆動モータへの通電を制限するモータ作動制限手段を設けることができる。このようにすると、例えば電流センサによる電流検出結果が操舵軸駆動モータの過電流状態を示すものとなったとき、モータへの通電が適切に制限され、過度の温度上昇等が抑制されるので、モータ寿命を向上させることができる。そして、本発明によれば、前述のPWM制御方式を採用することにより、低速領域での制御性を損なうことなく、電流制限が必要となる可能性がある高速領域において、モータに通電される電流の検出を正確に行なうことができ、ひいては、モータ作動制限手段を常に最適な状態で機能させることができる。
【0013】
本発明の車両用操舵制御システムは、ハンドル軸と車輪操舵軸とが機械的に分離された構造を採用することができる。この場合、ハンドル軸への手動操作力が車輪操舵軸に直接伝達されるように、両軸を一体回転可能にロック結合したロック状態と、該ロック結合を解除したアンロック状態との間で切替え可能なロック機構を設けておくことができる。このようにすると、システム上のトラブルにより所期の操舵制御が行なえなくなったときは、ハンドル軸と車輪操舵軸とをロック結合することにより、ハンドルによるマニュアル操舵が可能となり、車両の運転を問題なく継続できる。そして、モータ作動制限手段は、ロック機構をロック状態とし操舵軸駆動モータを停止させるロック制御手段を有するものとして構成できる。この通電制限も、例えば前述のロック機構を用いて行なうことが可能である。つまり、ハンドル軸と車輪操舵軸とをロック結合することにより、モータの動作を容易に制限もしくは休止させることができる。例えば、操舵軸駆動モータが過電流状態となったときは、ハンドル軸と車輪操舵軸とをロック結合して操舵可能な状態を確保しつつ、モータへの通電を制限もしくは停止し、温度上昇を未然に防ぐことができる。
【0014】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態を、図面を用いて説明する。
図1は、本発明が適用される車両用操舵制御システムの、全体構成の一例を模式的に示したものである(なお、本実施形態において「車両」は自動車とするが、本発明の適用対象はこれに限定されるものではない)。該車両用操舵制御システム1は、操舵用ハンドル2に直結されたハンドル軸3と、車輪操舵軸8とが機械的に分離された構成を有する。車輪操舵軸8はアクチュエータとしてのモータ6により回転駆動される。車輪操舵軸8の先端はステアリングギアボックス9内に延び、該車輪操舵軸8とともに回転するピニオン10がラックバー11を軸線方向に往復動させることにより、車輪13,13の転舵角が変化する。なお、本実施形態の車両用操舵制御システム1においては、ラックバー11の往復動が、周知の油圧式、電動式あるいは電動油圧式のパワーアシスト機構12により駆動補助されるパワーステアリングが採用されている。
【0015】
ハンドル軸3の角度位置φは、ロータリエンコーダ等の周知の角度検出部からなるハンドル軸角度検出部101により検出される。他方、車輪操舵軸8の角度位置θは、同じくロータリエンコーダ等の角度検出部からなる操舵軸角度検出部103により検出される。また、本実施形態においては、自動車の運転状態を検出する運転状態検出部として、車速Vを検出する車速検出部(車速センサ)102が設けられている。車速検出部102は、例えば車輪13の回転を検出する回転検出部(例えばロータリエンコーダやタコジェネレータ)で構成される。そして、操舵制御部100が、検出されたハンドル軸3の角度位置φと車速Vとに基づいて、車輪操舵軸8の目標角度位置θ’を決定し、該車輪操舵軸8の角度位置θが目標角度位置θ’に近づくように、モータドライバ18を介して、モータ6の動作を制御する。
【0016】
なお、ハンドル軸3と車輪操舵軸8との間には、両者を一体回転可能にロック結合したロック状態と、該ロック結合を解除したアンロック状態との間で切替え可能なロック機構19が設けられている。ロック状態では、ハンドル軸3の回転角が変換されることなく(つまり、舵角変換比が1:1)車輪操舵軸8に伝達され、マニュアルステアリングが可能となる。該ロック機構19のロック状態への切替えは、異常発生時などにおいて操舵制御部100からの指令によりなされる。
【0017】
図2は、モータ6による車輪操舵軸8の駆動部ユニットの構成例を、自動車への取付状態にて示すものである。該駆動部ユニット14において、ハンドル2(図1)の操作によりハンドル軸3を回転させると、モータケース33がその内側に組み付けられたモータ6とともに一体的に回転するようになっている。本実施形態においては、ハンドル軸3は、ユニバーサルジョイント319を介して入力軸20に連結され、該入力軸20がボルト21,21を介して第一カップリング部材22に結合されている。この第一カップリング部材22にはピン31が一体化されている。他方、ピン31は、第二カップリング部材32の一方の板面中央から後方に延びるスリーブ32a内に係合してはめ込まれている。他方、筒状のモータケース33は、第二カップリング部材32の他方の板面側に一体化されている。なお、符号44はゴムあるいは樹脂にて構成されたカバーであり、ハンドル軸3と一体的に回転する。また、符号46は、コックピットパネル48に一体化された駆動部ユニット14を収容するためのケースであり、符号45は、カバー44とケース46との間をシールするシールリングである。
【0018】
モータケース33の内側には、コイル35,35を含むモータ6のステータ部分23が一体的に組み付けられている。該ステータ部分23の内側には、モータ出力軸36がベアリング41を介して回転可能に組み付けられている。また、モータ出力軸36の外周面には永久磁石からなる電機子34が一体化されており、この電機子34を挟む形でコイル35,35が配置されている。なお、コイル35,35からは、モータケース33の後端面に連なるように給電端子50が取り出され、該給電端子50において給電ケーブル42によりコイル35,35に給電がなされる。
【0019】
後述の通り、本実施形態においてモータ6はブラシレスモータであり、給電ケーブル42は、該ブラシレスモータの各相のコイル35,35に個別に給電する素線を集合させた帯状の集合ケーブルとして構成されている。そして、モータケース33の後端側に隣接する形でハブ43aを有するケーブルケース43が設けられ、その中に給電ケーブル42が、ハブ43aに対してゼンマイ状に巻かれた形で収容されている。給電ケーブル42の、給電端子50に接続されているのと反対の端部は、ケーブルケース43のハブ43aに固定されている。そして、ハンドル軸3がモータケース33ひいては給電端子50とともに正方向又は逆方向に回転すると、ケーブルケース43内の給電ケーブル42は、ハブ43aへの巻き付き又は繰り出しを生じさせることにより、上記モータケース33の回転を吸収する役割を果たす。
【0020】
モータ出力軸36の回転は、減速機構7を介して所定比率(例えば1/50)に減速された上で車輪操舵軸8に伝達される。本実施形態において減速機構7は、ハーモニックドライブ減速機にて構成してある。すなわち、モータ出力軸36には、楕円型のインナーレース付ベアリング37が一体化され、その外側に変形可能な薄肉の外歯車38がはめ込まれている。そして、この外歯車38の外側に、カップリング40を介して車輪操舵軸8が一体化された内歯車39,139が噛み合っている。内歯車39,139は、同軸的に配置された内歯車(以下、第一内歯車ともいう)39と内歯車(以下、第二内歯車ともいう)139とからなり、第一内歯車39がモータケース33に固定されて該モータケース33と一体回転する一方、第二内歯車139はモータケース33に非固定とされ、該モータケース33に対して相対回転可能とされている。第一内歯車39はこれと噛み合う外歯車38との歯数差がゼロであり、外歯車38との間での相対回転を生じない(つまり、回転するモータ出力軸36に対して、第一内歯車39ひいてはモータケース33及びハンドル軸3が、遊転可能に結合されているともいえる)。他方、第二内歯車139は外歯車38よりも歯数が大きく(例えば2)、内歯車139の歯数をN、外歯車38と内歯車139との歯数差をnとすると、モータ出力軸36の回転をn/Nに減速した形で車輪操舵軸8に伝達する。また、内歯車39,139は、本実施形態においては、コンパクト化を図るために、ハンドル軸3の入力軸20、モータ出力軸36及び車輪操舵軸8が同軸的に配置されている。
【0021】
次に、ロック機構19は、ハンドル軸3に対して相対回転不能なロックベース部(本実施形態においてはモータケース33)側に固定されたロック部材51と、ロック受けベース部(本実施形態においては、モータ出力軸36側)に設けられたロック受け部材52とを有する。図3に示すように、ロック部材51は、ロック受け部材52に形成されたロック受け部53に係合するロック位置と、該ロック受け部53から退避したアンロック位置との間で進退可能に設けられている。本実施形態においては、車輪操舵軸8と一体的に回転するロック受け部材52の周方向にロック受け部53が所定の間隔で複数形成され、ロック部材51の先端に設けられたロック部51aが、車輪操舵軸8の回転角位相に応じて、それら複数のロック受け部53の任意の1つのものに選択的に係合するようになっている。ハンドル軸3はモータケース33に対し(本実施形態では、カップリング22及びピンにより)相対回転不能に結合されている。ロック部材51とロック受け部材52とが非係合(非ロック状態)の場合は、モータ出力軸36はモータケース33に対して回転し、その回転が外歯車38を経て第一内歯車39及び第二内歯車139にそれぞれ伝達される。モータケース33に固定された第一内歯車39は、前述の通り外歯車38に対して相対回転しないので、結果的にハンドル軸3と同速で回転する(つまり、ハンドル操作に追従して回転する)。また、第二内歯車139は、モータ出力軸36の回転を車輪操舵軸8に減速して伝達し、車輪操舵軸8の回転駆動を担う。他方、ロック部材51とロック受け部材52とが係合してロック状態になると、モータ出力軸36はモータケース33に対して相対回転不能となる。そして、減速機構7の内歯車39,139のうち、第一内歯車39がモータケース33に固定されているから、第一内歯車39、外歯車38及び第二内歯車139の順でハンドル軸3の回転が車輪操舵軸8に直接伝達されることとなる。
【0022】
なお、本実施形態においては、ロック受け部材52は、モータ出力軸36の一端の外周面に取り付けられ、各ロック受け部53は、該ロック受け部材52の外周面から半径方向に切れ込む凹状に形成されている。また、図2に示すように、ロック部材51は、モータケース33に設けられた回転ベース300に対し、車輪操舵軸8とほぼ平行な軸線周りに回転可能に取り付けられ、その後端部55aが結合されている。また、ソレノイド55の付勢が解除されたときに、ロック部材51を元の位置に弾性復帰させる弾性部材54が設けられている。ソレノイド55の付勢及び付勢解除の動作により、ソレノイド55aの先端に設けられた凸部55aとロック部材51の一端部51bに形成された溝部を介してロック部材51の先端に形成されたロック部51aが、前記したロック/アンロックのためにロック受け部材52に対し接近/離間する。なお、ソレノイド55の付勢時がロック状態となるかアンロック状態となるかは選択可能であるが、本実施形態では、ソレノイド55の付勢時にアンロックとなるように定めてある。これによると、電源遮断時等においてソレノイド55が付勢解除されたとき、弾性部材54の作用によりロック状態となり、マニュアル操舵が可能となる。
【0023】
図4は、操舵制御部100の電気的構成の一例を示すブロック図である。操舵制御部100の要部をなすのは2つのマイコン110及び120である。主マイコン110は、主CPU111、制御プログラムを格納したROM112、CPU111のワークエリアとなる主CPU側RAM113及び入出力インターフェース114を有する。また、副マイコン120は、副CPU121、制御プログラムを格納したROM122、副CPU121のワークエリアとなる副CPU側RAM123及び入出力インターフェース124を有する。車輪操舵軸8を駆動するモータ6(アクチュエータ)の動作制御を直接行なうのは主マイコン110であり、副マイコン120は、必要なパラメータ演算等、モータ6の動作制御に必要なデータ処理を主マイコン110と並行して行なうとともに、そのデータ処理結果を主マイコン110との間で通信することにより、主マイコン110の動作が正常であるかどうかを監視・確認し、必要に応じて情報の補完を行なう補助制御部としての機能を果たす。本実施形態において主マイコン110と副マイコン120とのデータ通信は、入出力インターフェース114,124間の通信によりなされる。なお、両マイコン110及び120は、自動車の運転終了後(すなわち、イグニッションOFF後)においても、図示しない安定化電源からの電源電圧Vcc(例えば+5V)の供給を受け、RAM113,123あるいはEEPROM(後述)115の記憶内容が保持されるようになっている。
【0024】
ハンドル軸角度検出部101、車速検出部102及び操舵軸角度検出部103の各出力は、主マイコン110及び副マイコン120の入出力インターフェース114,124にそれぞれ分配入力される。本実施形態では、いずれの検出部もロータリエンコーダで構成され、そのエンコーダからの計数信号が図示しないシュミットトリガ部を経て入出力インターフェース114,124のデジタルデータポートに直接入力されている。また、主マイコン110の入出力インターフェース114には、前述のロック機構19の駆動部をなすソレノイド55が、ソレノイドドライバ56を介して接続されている。
【0025】
モータ6はブラシレスモータ、本実施形態では3相ブラシレスモータにて構成され、PWM制御により回転速度が調整される。また、モータドライバ18には、モータ6の電源となる車載バッテリー57が接続されている。モータドライバ18が受電するバッテリー57の電圧(電源電圧)Vsは、自動車の各所に分散した負荷の状態や、オルターネータの発電状態により随時変化する(例えば9〜14V)。本実施形態においては、このような変動するバッテリー電圧Vsを、安定化電源回路を介さず、モータ電源電圧として直接使用する。操舵制御部100は、このように相当幅にて変動する電源電圧Vsの使用を前提として、モータ6の制御を行なうので、電源電圧Vsの検出部が設けられている。本実施形態では、モータ6への通電経路(ドライバ18の直前)から電圧検出用の分岐経路が引き出され、そこに設けられた分圧抵抗60,60を経て電圧検出信号を取り出している。該電圧検出信号はコンデンサ61により平滑化された後、電圧フォロワ62を経て入出力インターフェース114,124のA/D変換機能付入力ポート(以下、A/Dポートという)に入力される。
【0026】
また、過電流発生の有無など、モータ6の通電状態を監視するために、モータ6への通電経路上に電流検出部が設けられている。具体的には、経路上に設けられたシャント抵抗(電流検出抵抗)58の両端電圧差を電流センサ70により検出し、入出力インターフェース114,124のA/Dポートに入力するようにしている。電流センサ70は、例えば図6に示すように、シャント抵抗58の両端電圧を、電圧フォロワ71,72を介して取り出し、オペアンプ73と周辺の抵抗器74とからなる差動増幅器75により増幅して出力するものである。差動増幅器75の出力は、シャント抵抗58を流れる電流値に比例したものとなるので、これを電流検出値Isとして用いることができる。なお、シャント抵抗以外にも、ホール素子や電流検出コイルなど、電磁的な原理に基づいて電流検出するプローブを用いてもよい。
【0027】
図4に戻り、両マイコン110,120のRAM113,123には、それぞれ以下のようなメモリエリアが形成されている。
(1)車速(V)測定値メモリ:車速センサ102からの現在の車速Vの測定値を記憶する。
(2)ハンドル軸角度位置(φ)カウンタメモリ:ハンドル軸角度位置検出部101をなすロータリエンコーダからの計数信号をカウントし、ハンドル軸角度位置φを示すそのカウント値を記憶する。なお、ロータリエンコーダは回転方向の識別が可能なものを使用し、正方向回転の場合はカウンタをインクリメントし、逆方向回転の場合はデクリメントする。
(3)舵角変換比(α)算出値メモリ:車速検出値に基づいて算出された舵角変換比αを記憶する。
(4)目標操舵軸角度位置(θ’)算出値メモリ:現在のハンドル軸角度位置φと舵角変換比αとの値から、例えばφ×αにより算出された操舵軸角度位置の目標値、すなわち目標操舵軸角度位置θ’の値を記憶する。
(5)操舵軸角度位置(θ)カウンタメモリ:操舵軸角度検出部103をなすロータリエンコーダからの計数信号をカウントし、操舵軸角度位置θを示すそのカウント値を記憶する。
(6)Δθ算出値メモリ:目標操舵軸角度位置θ’と現在の操舵軸角度位置θとの隔たりΔθ(=θ’−θ)の算出値を記憶する。
(7)電源電圧(Vs)検出値メモリ:モータ6の電源電圧Vsの検出値を記憶する。
(8)デューティ比(η)決定値メモリ:モータ6をPWM通電するための、Δθと電源電圧Vsとに基づいて決定されたデューティ比ηを記憶する。
(9)電流(Is)検出値メモリ:電流センサ70による電流Isの検出値を記憶する。
【0028】
そして、上記主マイコン110は、ROM112に記憶された制御プログラムにより、本発明の以下の各手段として機能する(副マイコン120も、ROM122に記憶された制御プログラムにより、主マイコン監視用に同様の処理が実行される)。
▲1▼PWM制御切替え手段:PWM方式選択フラグの値を参照して、PWM方式を第一の方式と第二の方式との間で切り替える。
▲2▼モータ作動制限手段:電流センサ70の異常判定結果を受けた場合に、ロック機構19のロック用ソレノイド55の付勢状態を切り替えて、ハンドル軸3と車輪操舵軸8とをロック結合状態とし、モータ6を停止させる(ロック制御手段)。
【0029】
また、主マイコン110の入出力インターフェース114には、運転終了時(つまり、イグニッションOFF時)における車輪操舵軸8の角度位置、すなわち終了角度位置を記憶するためのEEPROM115が第二の記憶部として設けられている。該EEPROM115(PROM)は、主CPU111が主CPU側RAM112に対するデータ読出し/書込みを行なう第一の動作電圧(+5V)においては、主CPU111によるデータの読出しのみが可能であり、他方、第一の動作電圧(+5V)とは異なる第二の動作電圧(本実施形態では、第一の動作電圧より高い電圧が採用される:例えば+7V)を設定することにより主CPU111によるデータの書込みが可能となるものであり、主CPU111が暴走しても内容が誤って書き換えられることがない。第二の動作電圧は、EEPROM115と入出力インターフェース114との間に介在する図示しない昇圧回路によって生成される。
【0030】
以下、車両用操舵制御システム1の動作について説明する。
図12には、主マイコン110による制御プログラムの主ルーチンの処理の流れを示すものである。S1は初期化処理であり、前回イグニッションスイッチをOFFにしたときの終了処理にてEEPROM115に書き込まれている車輪操舵軸8の終了角度位置(後述)を読み出し、該終了角度位置を、処理開始に際しての車輪操舵軸8の初期角度位置として設定することを要旨とする。具体的には、終了角度位置を示すカウンタ値を、前述の操舵軸角度位置カウンタメモリにセットする。なお、後述するEEPROM115へのデータ書込み完了フラグは、この時点でクリアしておく。
【0031】
初期化処理が終了すれば、S2に進んで操舵制御処理となる。該操舵制御処理は、パラメータサンプリングの間隔を均一化するために、一定の周期(例えば数百μs)にて繰り返し実行される。その詳細を、図13により説明する。S201においては、現在の車速Vの検出値をリードし、次いでS202ではハンドル軸角度位置φをリードする。そして、S203においては、車速Vの算出値から、ハンドル軸角度位置φを目標操舵軸角度位置θ’に変換するための舵角変換比αを決定する。舵角変換比αは、車速Vに応じて異なる値が設定される。具体的には、図10に示すように、車速Vが一定以上に大きい状態では、舵角変換比αは小さく設定され、車速Vが一定以下に小さい低速走行時には舵角変換比αは大きく設定される。本実施形態では、図9に示すような、種々の車速Vに対応した舵角変換比αの設定値を与えるテーブル130をROM112(122)に格納しておき、このテーブル130を参照して現在の車速Vに対応する舵角変換比αを補間法により算出する。なお、本実施形態においては、車両の運転状態を示す情報として車速Vを用いているが、これ以外にも、車両が受ける横圧や路面の傾斜角等を車両の運転状態を示す情報としてセンサにより検出し、その検出値に応じて舵角変換比αを特有の値に設定することが可能である。また、車速Vに応じて舵角変換比αの基本値を決定し、上記のような車速以外の情報に基づいて、その基本値を随時補正して使用することも可能である。
【0032】
S204では、検出されたハンドル軸角度位置φに、決定された舵角変換比αを乗じて目標操舵軸角度位置θ’を算出する。そして、S205において、現在の操舵軸角度位置θを読み取る。S206では、操舵軸角度位置カウンタから求められた現在の操舵軸角度位置θと目標操舵軸角度位置θ’との隔たりΔθ(=θ’−θ)を算出する。さらにS207においては、現在の電源電圧Vsの検出値を読み取る。
【0033】
モータ6は、目標操舵軸角度位置θ’と現在の操舵軸角度位置θとの差Δθが縮小するように車輪操舵軸8を回転駆動する。そして、操舵軸角度位置θが目標操舵軸角度位置θ’に迅速かつスムーズに近づくことができるように、Δθが大きいときはモータ6の回転速度を大きくし、逆にΔθが小さいときはモータ6の回転速度を小さくする。基本的にはΔθをパラメータとした比例制御であるが、オーバーシュートやハンチング等を抑制し、制御の安定化を図るために、Δθの微分あるいは積分を考慮した周知のPID制御を行なうことが望ましい。
【0034】
モータ6は前述の通りPWM制御されており、回転速度は、そのデューティ比ηを変更することにより調整される。電源電圧Vsが一定であれば、デューティ比により回転速度をほぼ一義的に調整できるが、本実施形態では前述の通り電源電圧Vsは一定でない。従って、電源電圧Vsも考慮してデューティ比ηを定めるようにする(S208)。例えば、図11に示すように、種々の電源電圧VsとΔθとの各組み合わせに対応したデューティ比ηを与える二次元のデューティ比変換テーブル131をROM112(122)に格納しておき、電源電圧Vsの検出値とΔθの算出値に対応するデューティ比ηの値を読み取って用いることができる。なお、モータ6の回転速度は負荷によっても変動する。この場合、電流センサ70によるモータ電流Isの検出値を元に、モータ負荷の状態を推定し、デューティ比ηを補正して用いることも可能である。
【0035】
次に、S209に進み、電流検出処理となる。ここでは、電流センサ70が出力するモータ6の電流検出値をリードする。そして、電流検出値Isが規定の条件を超えて大きくなったときは過電流と判断し、前記と同様にハンドル軸3と車輪操舵軸8とのロックを行なって、モータ6を停止させる。例えば、電流検出値Isが、規定値よりも高い状態が一定時間以上継続する場合は過電流と判断して、上記のロック機構19を作動させることができる(この場合、過電流状態が解消されれば、ロックを解除する)。
【0036】
ここまでの処理は、図4の主マイコン110と副マイコン120との双方にて並列的に実行される。例えば、主マイコン110の動作が正常であるかどうかは、主マイコン110のRAM113に記憶された各パラメータの演算結果を副マイコン120に随時転送し、副マイコン120側にて、RAM123の記憶内容と照合することにより、異常発生の有無を監視させることができる。他方、主マイコン110側では、決定されたデューティ比ηを元にPWM信号を生成する。そして、操舵軸角度検出部103をなすロータリエンコーダからの信号を参照してモータドライバ18に対し、通電に関与する相のコイルをスイッチングするFET(図7)へ該PWM信号を出力することにより、モータ6をPWM制御する。
【0037】
図12に戻り、S3ではイグニッションスイッチがOFFされているかどうかを確認し、もしOFFされている場合はS4の終了処理となる。すなわち、イグニッションスイッチがOFFになっている場合は、自動車の運転が終了したことを意味するから、主マイコン110において操舵軸角度位置カウンタに記憶されている、車輪操舵軸8の終了角度位置を読み出し、これをEEPROM115に格納し、さらに、RAM113に設けられたデータ書込み完了フラグをセットして処理を終了する。
【0038】
以下、モータ6のPWM制御の実施形態について詳しく説明する。モータ6は前述の通り、3相ブラシレスモータにて構成されている。図2に示すコイル35,35は、図5に示すように、120゜間隔で配置された3相のコイルU,V,Wからなり、これらのコイルU,V,Wと、電機子34との相対的な角度関係が、モータ内に設けられた角度センサをなすホールICにより検出される。そして、これらホールICの出力を受けて、図1のモータドライバ18は、図5に示すように、コイルU,V,Wの通電を、W→U(1)、U→V(3)、V→W(5)のごとく循環的に順次切り替える(正方向回転の場合:逆方向回転の場合は、上記の逆順のスイッチングとなる)。図8(b)に、正方向回転の場合の、各相のコイルの通電シーケンスを示している(「H」が通電、「L」が非通電を表す:逆方向回転の場合は、図の左右を反転したシーケンスとなる)。図中の括弧書きの数字は、図5の対応する番号における電機子34の角度位置を表している。
【0039】
図4に戻り、モータ6の回転制御は、上記コイルU,V,Wの各相の通電切替えシーケンスに、駆動制御部100(本実施形態では、主マイコン110)からのPWM信号によるデューティ比制御シーケンスが重畳された形で行なわれる。図7は、モータドライバ18の回路例を示すもので、コイルU,V,Wの各端子u,u’,v,v’,w、w’に対応したFET(半導体スイッチング素子)75〜80が、周知のH型ブリッジ回路を構成するように配線されている(符号87〜92は、コイルU,V,Wのスイッチングに伴なう誘導電流のバイパス経路を形成するフライホイールダイオードである)。ANDゲート81〜86によりモータ側のホールIC(角度センサ)からのスイッチング信号と駆動制御部100からのPWM信号との論理積信号を作り、これを用いてFET75〜80をスイッチング駆動すれば、通電に関与する相のコイルを選択的にPWM通電することができる。
【0040】
なお、駆動制御部100側においてFET75〜80にPWM信号を順次与えるためのタイミングは、ホールIC(角度センサ)からの信号を駆動制御部100に分配することにより認識させてもよいが、本実施形態では、別途ロータリエンコーダを用いてこれを検出している。このロータリエンコーダはモータ出力軸36の回転角度を検出するものであり、その角度検出値は減速後の車輪操舵軸8の角度位置と一義的な対応関係を有する。そこで、本実施形態では、このロータリエンコーダを操舵軸角度検出部103として利用する。
【0041】
図8(a)は、上記のロータリエンコーダを模式的に示すもので、ブラシレスモータの通電シーケンスを制御するために、時系列的な出現順序が定められたコイル通電パターンを各々特定するためのビットパターンが、円板の周方向に一定の角度間隔で形成されたものである。本実施形態においては、3相ブラシレスモータを使用しているので、図8(b)に示すコイルU,V,Wの通電シーケンスが得られるように、その(1)〜(6)(図5参照)の通電パターンに対応した6種類のビットパターンが、円板の周方向に30゜間隔で形成されている。従って、モータ6の電機子34が回転すると、これと同期回転する上記ロータリエンコーダからは、現在通電されるべきコイルを特定するビットパターンが刻々出力される。そこで、駆動制御部100は、このエンコーダのビットパターンを読み取ることにより、PWM信号を送るべきコイルの端子(すなわち、図7のFET75〜80)を自発的に決定することができる。
【0042】
なお、モータ出力軸36の回転は減速されて車輪操舵軸8に伝達されるから、車輪操舵軸8が1回転する間に、ロータリエンコーダが設けられるモータ出力軸36は複数回回転する。従って、モータ出力軸36の絶対角度位置のみを示すエンコーダのビットパターンからは、車輪操舵軸8の絶対角度位置を知ることはできない。従って、図4に示すように、RAM113(123)内に、ビットパターン変化の検出回数を計数するカウンタ(操舵軸角度位置カウンタ)を形成し、操舵軸角度位置(θ)をそのカウント数から求めるようにしてある。従って、操舵軸角度検出部103は機能的にはインクリメント型ロータリエンコーダに相当するものとみなすことができる。なお、モータ出力軸36の絶対角度位置についてはビットパターンの種別により読み取ることができるから、そのビットパターンの変化順序をモニタすれば、モータ出力軸36ひいては車輪操舵軸8の回転方向(すなわち、ハンドルを切る向きである)を知ることができる。従って、車輪操舵軸8の回転方向が正であれば上記のカウンタをインクリメントし、逆であればカウンタをデクリメントする。
【0043】
本実施形態においては、PWM制御方式として、図14に示すものが採用されている。既に説明した通り、相U,V,Wの各コイルは、U→V、V→W、W→Uの順で、各々一方の端にて結合され他方の端が通電端子とされた2相のコイルを対として通電がなされる。例えば、コイル対U→Vの通電時について考えると、図7のH型ブリッジ回路において、コイルU側である第一端子を直流電源の正極(第一極)に接続し、コイルV側である第二端子を直流電源の負極(第二極)に接続する。そして、第二端子をデューティ比ηが可変の第一の周期t0にてスイッチングする第一通電状態P1と、第一端子を同じくデューティ比ηで第一の周期t0にてスイッチングする第二通電状態P2とが交互に繰り返される。第一通電状態P1では、スイッチu(FET75)を連続的にONにし、スイッチv’(FET78)をデューティ比ηにてスイッチングする。また、第二通電状態P2では、スイッチv’(FET78)を連続的にONにし、スイッチu(FET75)をデューティ比ηにてスイッチングする。他のスイッチは全てOFFである。そして、U→V、V→W、W→Uと通電対象となるコイル対が切り替えられると、図のごとく、使用されるスイッチは対応するものが順次選択されて、同様のスイッチングがなされる。なお、第一通電状態P1の継続時間T1と、第二通電状態P2の継続時間T2とは互いに等しく設定されている。このようなスイッチング処理は、図4の主CPU111により、図15のフローチャートに従いソフト的に実行される(図15では、U→V通電時のフローのみ示しているが、V→W、W→U通電時も、使用するスイッチが異なるのみで(図14参照)、基本的に同様の処理となる)。図15のようなPWM制御ルーチンは、図13の操舵制御処理の1ジョブとして組み入れられる(例えばS208の直後など)。
【0044】
図14において、第一通電状態P1と第二通電状態P2とは、いずれも極性非反転型PWM方式になっているので、低速領域での制御性がよく振動も生じにくい。また、図16の右にモータドライバ18の模式回路図を示しているが、第一通電状態P1においてはスイッチv’がON/OFFされ、OFF切替え時に発生するフライホイール電流の経路は▲2▼であり、ドライバ18の回路をなすH型ブリッジの上段を流れる。他方、第二通電状態P2においてはスイッチuがON/OFFされ、OFF切替え時に発生するフライホイール電流の経路は▲4▼であり、ドライバ18の回路をなすH型ブリッジの下段を流れる。また、ON時の通電経路は▲1▼▲3▼で、同じである。従って、第一通電状態P1と第二通電状態P2とが交互に繰り返されると、フライホイール電流の経路が交互に切り替わり、モータ6側に戻る成分が軽減されて、電流センサ70による電流検出への影響を軽減することができる。その結果、高負荷回転時の電流検出精度が高く、他方、極性非反転型PWM方式が基本であるから、低負荷回転時のモータの制御性がよく、振動も生じにくい。
【0045】
さらに、この方式では、モータの端子電圧がデューティ比による変動を受けないので、端子間電圧に基づいた故障判定も行ないやすい。一例として、U→V通電時で考え、各相の端子間電圧をVU、VV、VWとし、電源電圧VSとする。電源側のU相は、ON時に電源電圧VSと等しくなり、OFF時に接地レベル(つまり、0V)となる点に注意すれば、第一通電状態P1では連続ONなのでVU=VSであり、第二通電状態P2では、デューティ比ηにてスイッチングされるので、VU=η×VSとなる。従って、全体の平均としては、
VU=(VS+η×VS)/2=VS(1+η)‥‥(1)
となる。
【0046】
また、接地側のV相は、ON時に接地レベルとなり、OFF時に電源電圧VSと等しくなる点に注意すれば、第二通電状態P2では連続ONなので0Vであり、第一通電状態P1では、デューティ比ηにてスイッチングされるので、VV=(1−η)VSとなる。従って、全体の平均としては、
VV={0+(1−η)×VS)/2=(1−η)VS/2‥‥(2)
となる。そして、U相及びV相とスター結線されているW相は接地側が常時オープンであるから、VWはVUとVVとの平均的な電圧レベルと等しくなる。すなわち、
VW=(VU+VV)/2‥‥(3)
である。上記(1)〜(3)より、3相の平均的な端子間電圧を計算すると、その値は、(1/2)VSとなり、スイッチングのデューティ比ηの影響を全く受けないことがかわる。なお、(1)及び(2)は、いずれも第一通電状態P1の継続時間T1と、第二通電状態P2の継続時間T2とが互いに等しいことを前提にしており、T1≠T2のときは平均的な端子間電圧にデューティ比ηがパラメータとして残ってしまい、多かれ少なかれ影響を受けることになる。
【0047】
なお、フライホイール電流の影響は、第一通電状態P1あるいは第二通電状態P2のそれぞれにおけるスイッチングの回数が少ないほど軽減される。例えば、図16に示すタイミングチャートでは、各通電状態P1あるいはP2でのスイッチング回数が最小回数である1回にとどめられている。他方、本実施形態においては、図15のPWM制御処理が図13の操舵制御処理の1ジョブとして組み入れられ、第一通電状態P1と第二通電状態P2との各スイッチング処理が、操舵制御処理の1周期毎に交互に繰り返されるようになっている。従って、第一通電状態P1と第二通電状態P2との各スイッチング回数を1回として、切れ目無く処理を継続するためには、そのスイッチングの1周期が、操舵制御処理の1周期に対応したものとなるように設定されなければならない。
【図面の簡単な説明】
【図1】本発明の車両用操舵制御システムの全体構成を模式的に示す図。
【図2】駆動部ユニットの一実施例を示す縦断面図。
【図3】図2のA−A断面図。
【図4】本発明の車両用操舵制御システムの電気的構成の一例を示すブロック図。
【図5】本発明の実施形態に使用する3相ブラシレスモータの動作説明図。
【図6】電流センサの回路例を示す図。
【図7】3相ブラシレスモータのドライバ部分の一例を示す回路図。
【図8】図5の3相ブラシレスモータに使用するロータリエンコーダの説明図。
【図9】舵角変換比と車速との関係を与えるテーブルの模式図。
【図10】車速に応じて舵角変換比を変化させるパターンの一例を示す模式図。
【図11】モータ電源電圧と角度偏差Δθとによりデューティ比を決定するための二次元テーブルの模式図。
【図12】本発明の車両用操舵制御システムにおけるコンピュータ処理の主ルーチンの一例を示すフローチャート。
【図13】図12の操舵制御処理の詳細の一例を示すフローチャート。
【図14】PWM制御方式の例を示すタイムチャート。
【図15】図14のスイッチングパターンをソフト的に実行するための処理例を示すフローチャート。
【図16】図14のPWM制御方式によるH型ブリッジ回路に生ずるフライバック電流の概念説明図。
【符号の説明】
3 ハンドル軸
6 モータ(アクチュエータ)
8 車輪操舵軸
58 シャント抵抗
70 電流センサ
100 操舵制御部
110 主マイコン(モータ作動制限手段)
101 ハンドル軸角度検出部
103 操舵軸角度検出部[0001]
TECHNICAL FIELD OF THE INVENTION
The present invention relates to a steering control system for a vehicle such as an automobile.
[0002]
[Prior art]
2. Description of the Related Art In recent years, in a steering device for a vehicle, particularly a steering device for an automobile, as one of further enhancements in functionality, an operation angle (steering wheel operation angle) of a steering wheel and a wheel steering angle are not fixed at a 1: 1 ratio. A vehicle equipped with a so-called variable steering angle conversion ratio mechanism has been developed in which a conversion ratio (steering angle conversion ratio) of a steering wheel operating angle to a wheel steering angle is variable according to a driving state of a vehicle. As the driving state of the vehicle, for example, a vehicle speed (vehicle speed) can be exemplified. In high-speed driving, the steering angle conversion ratio is reduced so that the steering angle does not increase rapidly with an increase in the steering wheel operation angle. Then, high-speed running can be stabilized. On the other hand, when driving at low speeds, conversely, by increasing the steering angle conversion ratio, it is possible to reduce the number of rotations of the steering wheel required to turn the steering wheel to the full, and to increase the steering angle such as garage parking, parallel parking, or width shifting. The driving operation can be performed very easily.
[0003]
As a mechanism for varying the steering angle conversion ratio, for example, as disclosed in Japanese Patent Application Laid-Open No. H11-334604, a steering wheel shaft and a wheel steering shaft are directly connected by a gear type transmission unit having a variable gear ratio. There is a type, but this configuration has a disadvantage that the gear ratio changing mechanism of the gear type transmission unit is complicated. Therefore, a type in which a wheel steering shaft is rotationally driven by a motor is proposed in, for example, Japanese Patent Application Laid-Open No. H11-334628. Specifically, based on a steering wheel operation angle detected by the angle detection unit and a steering angle conversion ratio determined according to the vehicle driving state, a finally required wheel steering angle is calculated by computer processing, and the calculated angle is calculated. The wheel steering shaft mechanically separated from the handle shaft is rotationally driven by a motor so that the obtained wheel steering angle is obtained.
[0004]
In such a steering control system, in order to cause the rotation of the wheel steering shaft to follow the rotation of the handle shaft, the steering is performed according to the distance between the angular position of the wheel steering shaft (steering shaft angle position) and the target steering shaft angle position. The rotation speed of the shaft drive motor is adjusted by PWM control. For example, when the follow-up control proceeds and the steering shaft angle position approaches the target angle position, it is necessary to precisely control the rotation of the motor at low speed so as not to overshoot. On the other hand, when the steering wheel is suddenly turned, the motor for driving the wheel steering shaft is rotated at a high speed so that the rotation of the wheel steering shaft is not delayed during the steering operation.
[0005]
[Problems to be solved by the invention]
In the above-described steering control system, the frequency of driving of the motor that controls the rotation of the wheel steering shaft becomes extremely high due to frequent steering operations performed during driving of the vehicle. Therefore, it is important to operate this motor stably for a long period of time in order to improve the maintainability of a vehicle employing this type of steering control system. For example, if an overcurrent state due to an overload or the like continues for a long time, the performance of the motor tends to deteriorate. Therefore, it is effective to use the motor while appropriately protecting the motor by monitoring the current value supplied to the motor by a current sensor and, when an overcurrent state is detected, restricting the power supply to the motor.
[0006]
In the PWM control of a motor, a method is known in which a terminal of the specific two-phase coil is switched so that a connection polarity to a DC power supply is alternately switched at a predetermined duty ratio in a cycle of energizing a specific two-phase coil pair. (Hereinafter, referred to as a polarity inversion type PWM method). In this method, since the two coils are always energized by the power supply with either positive or negative polarity, there is almost no flywheel current to the power supply accompanying switching. Therefore, when the current supplied from the power supply to the motor is detected by the current sensor, the detection accuracy can be improved, and when the motor is rotated at a high load such as during a sharp steering, the current detection accuracy is not easily reduced. is there. Further, the terminal voltage of the motor is constant irrespective of the duty ratio, and it is easy to determine a failure based on the abnormal terminal voltage. However, it is necessary to switch the energization path for the polarity reversal, and it is necessary to simultaneously switch one of the semiconductor switching elements for path switching from ON to OFF and the other from OFF to ON. However, because of the transient phenomenon that occurs when the semiconductor switching element switches between the ON state and the OFF state, it is necessary to set a certain interval for the switching timing of the two elements. This interval becomes a dead time in the PWM control, and the linearity of the motor current, that is, the rotation speed in the region where the duty ratio is small is poor, so that the control in the low speed region cannot be performed smoothly, and vibration is liable to occur.
[0007]
On the other hand, as another PWM control method, in a cycle in which a specific two-phase coil pair is energized, the polarity of voltage application to terminals of the coil pair is not changed, one terminal is always connected to a power source, and the other terminal is connected. There is a method of switching only at a predetermined duty ratio (hereinafter referred to as a non-inverted polarity PWM method). In this method, the switching sequence is simple, and there is no reversal of the polarity of the current, so that the switching dead time as described above does not occur. Therefore, the controllability in the low-speed region is good, and the vibration hardly occurs. However, when the switch is turned off, the power supply itself is cut off, so that the flywheel current becomes very large, and there is a problem that the current detection accuracy tends to be reduced. Further, the terminal voltage of the motor changes depending on the duty ratio, and it is difficult to determine a failure based on the terminal voltage abnormality.
[0008]
As described above, the conventional PWM control method has a drawback that the control stability of the motor required in the low-load rotation region and the current detection accuracy required in the high-load rotation region cannot be compatible. An object of the present invention is to provide a vehicle steering control system that has solved the above-mentioned drawback.
[0009]
[Means for Solving the Problems and Functions / Effects]
The present invention determines a steering angle to be given to a wheel steering shaft according to an operation angle given to a steering handle shaft and a driving state of a vehicle, and adjusts the wheel steering shaft so that the steering angle is obtained. In a vehicle steering control system that is rotationally driven by a drive motor, in order to solve the above problems,
A handle shaft angle detector for detecting a handle shaft angle position (a handle shaft angle position);
A steering shaft angle detector for detecting an angular position of the wheel steering shaft (steering shaft angle position);
A driving state detection unit that detects a driving state of the vehicle,
A steering control unit that determines a target angular position of a wheel steering shaft based on the detected handle shaft angular position and a driving state of the vehicle, and controls an operation of a motor such that the steering shaft angular position approaches the target angular position. When,
A current sensor for detecting a current supplied to the steering shaft drive motor,
In order to make the rotation of the wheel steering shaft follow the rotation of the handle shaft, the rotation speed of the steering shaft drive motor is adjusted by the duty ratio of the PWM control in accordance with the distance between the steering shaft angle position and the target angle position,
The steering shaft drive motor is energized using a DC power supply as a pair of two-phase coils each of which is coupled at one end and the other end is an energized terminal, and one of the energized terminals to the coil pair is connected. When the first terminal and the other terminal are the second terminal, the PWM control
When the first terminal is connected to the first pole of the DC power supply and is not switched, and when the second terminal is connected to the second pole of the DC power supply, the duty ratio η is switched at a variable first cycle. One energized state,
With the first terminal connected to the first pole of the DC power supply, the duty ratio η switches at a variable first period, and the second terminal is switched off when the second terminal is connected to the second pole of the DC power supply. Two energized states,
Are alternately repeated in the second cycle.
[0010]
In the present invention, the current supplied to the steering shaft drive motor is detected by a current sensor, and the rotation of the steering shaft drive motor is controlled by PWM control. When the first energized state and the second energized state are individually viewed, the adopted PWM system is the above-described non-inverted polarity PWM system. Therefore, the controllability in the low-speed region is good, and the vibration hardly occurs. Further, a flywheel current is generated in each of the first energized state and the second energized state. However, since the terminals for switching are opposite to each other, the path of the flywheel current flowing in the motor driver is the same as that of the above-described first state. The one energized state and the second energized state are different from each other (for example, in a motor driver constituted by an H-type bridge, an upper stage and a lower stage). Therefore, by alternately repeating the first energized state and the second energized state, the path of the flywheel current is alternately switched, and the influence on the detection of the current supplied to the motor can be reduced. As a result, current detection during high-load rotation can always be accurately performed, and both controllability and vibration suppression of the motor during low-load rotation can be achieved.
[0011]
Note that the respective durations of the first energized state and the second energized state forming the second cycle can be set to different values as needed. However, if the durations of the first energized state and the second energized state are set to be equal to each other, there is an advantage that the terminal voltage of the motor is not affected by the duty ratio and a failure determination based on the terminal voltage can be easily performed. Newly occurs. Further, switching control processing can be performed more easily.
[0012]
The vehicle steering control system according to the present invention may include a motor operation restricting unit that restricts energization to the steering shaft drive motor based on a result of current detection by the current sensor. In this way, for example, when the current detection result by the current sensor indicates an overcurrent state of the steering shaft drive motor, the power supply to the motor is appropriately restricted, and an excessive temperature rise or the like is suppressed, so that Motor life can be improved. According to the present invention, by adopting the above-described PWM control method, the current supplied to the motor in the high-speed region where the current may possibly need to be limited without impairing the controllability in the low-speed region. Can be accurately detected, and the motor operation restricting means can always function in an optimum state.
[0013]
The vehicle steering control system of the present invention can adopt a structure in which a handle shaft and a wheel steering shaft are mechanically separated. In this case, switching is performed between a locked state in which both shafts are locked so as to be integrally rotatable and an unlocked state in which the lock connection is released so that the manual operation force to the handle shaft is directly transmitted to the wheel steering shaft. A possible locking mechanism can be provided. In this way, when the intended steering control cannot be performed due to a system problem, the steering shaft and the wheel steering shaft can be locked and coupled, so that manual steering with the steering wheel can be performed and the operation of the vehicle can be performed without any problem. Can continue. The motor operation restricting means may be configured to include a lock control means for setting the lock mechanism to the locked state and stopping the steering shaft drive motor. This power supply restriction can also be performed using, for example, the above-described lock mechanism. That is, by locking and coupling the handle shaft and the wheel steering shaft, the operation of the motor can be easily restricted or stopped. For example, when the steering shaft drive motor is in an overcurrent state, the steering shaft and the wheel steering shaft are locked and locked to secure a steerable state, while the power supply to the motor is limited or stopped to reduce the temperature rise. It can be prevented beforehand.
[0014]
BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION
Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings.
FIG. 1 schematically shows an example of the overall configuration of a vehicle steering control system to which the present invention is applied. (In the present embodiment, “vehicle” is an automobile, but the present invention is not applied. The target is not limited to this.) The vehicle
[0015]
The angle position φ of the
[0016]
A
[0017]
FIG. 2 shows a configuration example of a drive unit unit of the
[0018]
The
[0019]
As described later, in the present embodiment, the
[0020]
The rotation of the
[0021]
Next, the
[0022]
In the present embodiment, the
[0023]
FIG. 4 is a block diagram illustrating an example of an electrical configuration of the
[0024]
Outputs of the handle shaft
[0025]
The
[0026]
In addition, a current detection unit is provided on a power supply path to the
[0027]
Returning to FIG. 4, the following memory areas are formed in the
(1) Vehicle speed (V) measured value memory: Stores the current measured value of the vehicle speed V from the
(2) Handle shaft angle position (φ) counter memory: counts a count signal from the rotary encoder forming the handle shaft angle
(3) Steering angle conversion ratio (α) calculation value memory: The steering angle conversion ratio α calculated based on the detected vehicle speed is stored.
(4) Target steering shaft angle position (θ ′) calculation value memory: a target value of the steering shaft angle position calculated by, for example, φ × α from the current value of the steering shaft angle position φ and the steering angle conversion ratio α, That is, the value of the target steering shaft angle position θ ′ is stored.
(5) Steering shaft angle position (θ) counter memory: counts a count signal from a rotary encoder forming the steering shaft
(6) Δθ calculation value memory: stores a calculation value of Δθ (= θ′−θ), which is the distance between the target steering shaft angle position θ ′ and the current steering shaft angle position θ.
(7) Power supply voltage (Vs) detection value memory: Stores a detection value of the power supply voltage Vs of the
(8) Duty ratio (η) determined value memory: Stores the duty ratio η determined based on Δθ and the power supply voltage Vs for energizing the
(9) Current (Is) detection value memory: stores the detection value of the current Is by the
[0028]
The
(1) PWM control switching means: switches the PWM method between the first method and the second method with reference to the value of the PWM method selection flag.
{Circle around (2)} motor operation restricting means: when an abnormality determination result of the
[0029]
The input /
[0030]
Hereinafter, the operation of the vehicle
FIG. 12 shows the flow of processing of the main routine of the control program by the
[0031]
When the initialization process is completed, the process proceeds to S2, where the steering control process is performed. The steering control process is repeatedly executed at a constant period (for example, several hundred μs) in order to equalize the parameter sampling intervals. The details will be described with reference to FIG. In S201, the current detected value of the vehicle speed V is read, and then in S202, the handle shaft angle position φ is read. In S203, a steering angle conversion ratio α for converting the handle shaft angle position φ into the target steering shaft angle position θ ′ is determined from the calculated value of the vehicle speed V. Different values are set for the steering angle conversion ratio α according to the vehicle speed V. Specifically, as shown in FIG. 10, when the vehicle speed V is higher than a certain value, the steering angle conversion ratio α is set to a small value, and when the vehicle speed V is lower than a certain value, the steering angle conversion ratio α is set to a large value. Is done. In the present embodiment, a table 130 for setting the steering angle conversion ratio α corresponding to various vehicle speeds V is stored in the ROM 112 (122) as shown in FIG. The steering angle conversion ratio α corresponding to the vehicle speed V is calculated by an interpolation method. In the present embodiment, the vehicle speed V is used as the information indicating the driving state of the vehicle. However, in addition to this, the lateral pressure received by the vehicle, the inclination angle of the road surface, and the like are used as information indicating the driving state of the vehicle. And it is possible to set the steering angle conversion ratio α to a specific value according to the detected value. It is also possible to determine the basic value of the steering angle conversion ratio α in accordance with the vehicle speed V, and to use the basic value as needed based on information other than the vehicle speed as described above.
[0032]
In S204, the target steering shaft angle position θ ′ is calculated by multiplying the detected steering shaft angle position φ by the determined steering angle conversion ratio α. Then, in S205, the current steering shaft angle position θ is read. In S206, a difference Δθ (= θ′−θ) between the current steering axis angle position θ obtained from the steering axis angle position counter and the target steering axis angle position θ ′ is calculated. Further, in S207, the current detected value of the power supply voltage Vs is read.
[0033]
The
[0034]
The
[0035]
Next, the process proceeds to S209, and a current detection process is performed. Here, the current detection value of the
[0036]
The processing up to this point is executed in parallel by both the
[0037]
Returning to FIG. 12, in S3, it is confirmed whether or not the ignition switch is turned off. If the ignition switch is turned off, the end processing of S4 is performed. That is, when the ignition switch is turned off, it means that the operation of the vehicle has been completed. Therefore, the
[0038]
Hereinafter, an embodiment of the PWM control of the
[0039]
Returning to FIG. 4, the rotation control of the
[0040]
The timing for sequentially providing the PWM signals to the
[0041]
FIG. 8 (a) schematically shows the above rotary encoder. In order to control the energizing sequence of the brushless motor, bits for specifying coil energizing patterns in a time-sequential appearance order are specified. The patterns are formed at regular angular intervals in the circumferential direction of the disk. In the present embodiment, since a three-phase brushless motor is used, (1) to (6) (FIG. 5) are obtained so that the energizing sequence of the coils U, V, and W shown in FIG. 6) are formed at intervals of 30 ° in the circumferential direction of the disk. Therefore, when the
[0042]
Since the rotation of the
[0043]
In this embodiment, the PWM control system shown in FIG. 14 is employed. As described above, the coils of the phases U, V, and W are coupled in one order in the order of U → V, V → W, and W → U, and the other end is a two-phase terminal. Power is supplied to the pair of coils. For example, when the coil pair U → V is energized, in the H-type bridge circuit of FIG. 7, the first terminal on the coil U side is connected to the positive pole (first pole) of the DC power supply, and the coil V side is connected. The second terminal is connected to the negative electrode (second electrode) of the DC power supply. Then, a first energized state P1 in which the second terminal is switched in a first cycle t0 with a variable duty ratio η, and a second energized state in which the first terminal is switched in a first cycle t0 with the same duty ratio η P2 is alternately repeated. In the first energized state P1, the switch u (FET75) is continuously turned on, and the switch v ′ (FET78) is switched at the duty ratio η. In the second energized state P2, the switch v '(FET 78) is continuously turned on, and the switch u (FET 75) is switched at the duty ratio η. All other switches are off. Then, when the coil pairs to be energized are switched from U to V, V to W, and W to U, the corresponding switches to be used are sequentially selected as shown in the figure, and the same switching is performed. The duration T1 of the first energized state P1 and the duration T2 of the second energized state P2 are set to be equal to each other. Such switching processing is executed by the
[0044]
In FIG. 14, since the first energized state P1 and the second energized state P2 are both of the polarity non-inverting type PWM system, the controllability in a low speed region is good and the vibration hardly occurs. Also, a schematic circuit diagram of the
[0045]
Further, in this method, since the terminal voltage of the motor is not changed by the duty ratio, it is easy to make a failure determination based on the inter-terminal voltage. As an example, let us consider a case where U → V is energized, and assume that the terminal voltage of each phase is V U , V V , V W and the power supply voltage V S. The power supply side of the U-phase is equal to the ON when the power voltage V S, OFF at ground level (i.e., 0V) if noted that the, be so continuous ON the first energized state P1 V U = V S In the second energized state P2, since it is switched by the duty ratio eta, the V U = η × V S. Therefore, as a whole average,
V U = (V S + η × V S ) / 2 = V S (1 + η) ‥‥ (1)
It becomes.
[0046]
Further, V-phase ground side, an ON at ground level, if noted that equal to the OFF when the power voltage V S, a second in energized state P2 continuously ON so 0V, the first energized state P1, since the switching at duty ratio eta, a V V = (1-η) V S. Therefore, as a whole average,
V V = {0+ (1−η) × V S ) / 2 = (1−η) V S / 2} (2)
It becomes. Since the ground side of the W phase which is star-connected to the U phase and the V phase is always open, V W becomes equal to the average voltage level of V U and V V. That is,
V W = (V U + V V ) / 2 ‥‥ (3)
It is. From the above (1) to (3) of the calculation of the average voltage across the terminals of the 3-phase, its value replaces that receives no influence of (1/2) V S, and the duty ratio of the switching η . Note that (1) and (2) are based on the assumption that the duration T1 of the first energized state P1 and the duration T2 of the second energized state P2 are equal to each other, and when T1 ≠ T2, The duty ratio η remains as a parameter in the average inter-terminal voltage, and is more or less affected.
[0047]
The effect of the flywheel current is reduced as the number of switching operations in each of the first energized state P1 and the second energized state P2 is reduced. For example, in the timing chart shown in FIG. 16, the number of times of switching in each energized state P1 or P2 is limited to one, which is the minimum number. On the other hand, in the present embodiment, the PWM control process of FIG. 15 is incorporated as one job of the steering control process of FIG. 13, and each switching process between the first energized state P1 and the second energized state P2 is performed in the steering control process. It is configured to be repeated alternately every cycle. Therefore, in order to set the number of times of switching between the first energized state P1 and the second energized state P2 to one, and to continue the processing without interruption, one cycle of the switching corresponds to one cycle of the steering control processing. Must be set to
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a diagram schematically showing the overall configuration of a vehicle steering control system according to the present invention.
FIG. 2 is a longitudinal sectional view showing one embodiment of a drive unit.
FIG. 3 is a sectional view taken along line AA of FIG. 2;
FIG. 4 is a block diagram showing an example of an electrical configuration of a vehicle steering control system according to the present invention.
FIG. 5 is a diagram illustrating the operation of a three-phase brushless motor used in the embodiment of the present invention.
FIG. 6 is a diagram showing a circuit example of a current sensor.
FIG. 7 is a circuit diagram showing an example of a driver portion of the three-phase brushless motor.
FIG. 8 is an explanatory diagram of a rotary encoder used in the three-phase brushless motor of FIG.
FIG. 9 is a schematic diagram of a table for giving a relationship between a steering angle conversion ratio and a vehicle speed.
FIG. 10 is a schematic diagram showing an example of a pattern for changing a steering angle conversion ratio according to a vehicle speed.
FIG. 11 is a schematic diagram of a two-dimensional table for determining a duty ratio based on a motor power supply voltage and an angle deviation Δθ.
FIG. 12 is a flowchart showing an example of a main routine of computer processing in the vehicle steering control system of the present invention.
FIG. 13 is a flowchart illustrating an example of details of the steering control process of FIG. 12;
FIG. 14 is a time chart illustrating an example of a PWM control method.
FIG. 15 is a flowchart showing a processing example for executing the switching pattern of FIG. 14 by software;
FIG. 16 is a conceptual explanatory diagram of a flyback current generated in the H-type bridge circuit according to the PWM control method of FIG.
[Explanation of symbols]
3 Handle
8
101 Steering shaft
Claims (4)
前記ハンドル軸の角度位置(以下、ハンドル軸角度位置という)を検出するハンドル軸角度検出部と、
前記車輪操舵軸の角度位置(以下、操舵軸角度位置という)を検出する操舵軸角度検出部と、
前記車両の運転状態を検出する運転状態検出部と、
検出されたハンドル軸角度位置と車両の運転状態とに基づいて前記車輪操舵軸の目標角度位置を決定し、前記操舵軸角度位置が前記目標角度位置に近づくように、前記モータの動作を制御する操舵制御部と、
前記操舵軸駆動モータに通電される電流を検出する電流センサと、を備え、
前記車輪操舵軸の回転を前記ハンドル軸の回転に追従させるために、前記操舵軸角度位置と前記目標角度位置との隔たりに応じて前記操舵軸駆動モータの回転速度をPWM制御のデューティ比により調整するものであり、
前記操舵軸駆動モータは、直流電源を用いて、各々一方の端にて結合され他方の端が通電端子とされた2相のコイルを対として通電がなされ、そのコイル対への通電端子の一方を第一端子、他方を第二端子としたとき、前記PWM制御が、
前記第一端子を前記直流電源の第一極に接続した状態で非スイッチングとし、前記第二端子を前記直流電源の第二極に接続した状態で、デューティ比ηが可変の第一の周期にてスイッチングする第一通電状態と、
前記第一端子を前記直流電源の第一極に接続した状態でデューティ比ηが可変の第一の周期にてスイッチングし、前記第二端子を前記直流電源の第二極に接続した状態で非スイッチングとする第二通電状態と、
を第二の周期にて交互に繰り返すことにより行なわれることを特徴とする車両用操舵制御システム。A steering angle to be given to the wheel steering shaft is determined according to the operation angle given to the steering wheel shaft for steering and the driving state of the vehicle, and the wheel steering shaft is turned by a steering shaft drive motor so that the steering angle is obtained. In a vehicle steering control system that is driven to rotate,
A handle shaft angle detection unit that detects an angle position of the handle shaft (hereinafter, referred to as a handle shaft angle position);
A steering shaft angle detection unit that detects an angular position of the wheel steering shaft (hereinafter, referred to as a steering shaft angle position);
A driving state detection unit that detects a driving state of the vehicle,
A target angle position of the wheel steering shaft is determined based on the detected handle shaft angle position and the driving state of the vehicle, and the operation of the motor is controlled so that the steering shaft angle position approaches the target angle position. A steering control unit,
A current sensor for detecting a current supplied to the steering shaft drive motor,
In order to make the rotation of the wheel steering shaft follow the rotation of the handle shaft, the rotation speed of the steering shaft drive motor is adjusted by the duty ratio of PWM control according to the distance between the steering shaft angle position and the target angle position. To do
The steering shaft drive motor is energized by using a DC power supply as a pair of two-phase coils each having one end coupled to the other end and an energized terminal, and one of energized terminals to the coil pair. Is the first terminal and the other is the second terminal, the PWM control is:
In a state where the first terminal is connected to the first pole of the DC power supply and non-switching is performed, and in a state where the second terminal is connected to the second pole of the DC power supply, the duty cycle η is variable in the first cycle. The first energized state to switch
When the first terminal is connected to the first pole of the DC power supply, the duty ratio η is switched at a variable first cycle, and the second terminal is connected to the second pole of the DC power supply. A second energized state for switching;
The vehicle steering control system is performed by alternately repeating the above in a second cycle.
前記ハンドル軸への手動操作力が前記車輪操舵軸に直接伝達されるように、両軸を一体回転可能にロック結合したロック状態と、該ロック結合を解除したアンロック状態との間で切替え可能なロック機構が設けられ、
前記モータ作動制限手段は、前記ロック機構を前記ロック状態とし前記操舵軸駆動モータを停止させるロック制御手段を有する請求項3記載の車両用操舵制御システム。The handle shaft and the wheel steering shaft are mechanically separated,
Switchable between a locked state in which both shafts are lockably connected so as to be integrally rotatable and an unlocked state in which the lock connection is released so that the manual operation force on the handle shaft is directly transmitted to the wheel steering shaft. Lock mechanism is provided,
4. The vehicle steering control system according to claim 3, wherein the motor operation restriction unit includes a lock control unit that sets the lock mechanism to the locked state and stops the steering shaft drive motor.
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