JP2004064839A

JP2004064839A - Steering control system for vehicle

Info

Publication number: JP2004064839A
Application number: JP2002217519A
Authority: JP
Inventors: Kazumasa Kodama; 小玉　和正
Original assignee: Toyoda Koki KK
Current assignee: Toyoda Koki KK
Priority date: 2002-07-26
Filing date: 2002-07-26
Publication date: 2004-02-26

Abstract

PROBLEM TO BE SOLVED: To provide a steering control system for a vehicle which does not need reform, etc. such as providing a steering shaft drive motor with a measuring terminal, and besides can judge the fault of a motor by a simple measurement circuit constitution. SOLUTION: This system individually detects the terminal voltages of the coils of each phase of the steering shaft drive motor 6 which has three or more phases of coils and where current application is performed with two phases of coils, which are coupled with each other at one end each and whose other ends are line terminals as a pair. Then, this performs the fault judgement processing having reflected the mathematical relation being materialized among terminal voltages V<SB>U</SB>, V<SB>V</SB>, and V<SB>W</SB>, using the terminal voltages V<SB>U</SB>, V<SB>V</SB>, and V<SB>W</SB>detected about three or more mutually different current application terminals u, v, and w, thereby performing the fault judgment about the processing results. COPYRIGHT: (C)2004,JPO

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は、自動車等の車両の操舵制御システムに関する。
【０００２】
【従来の技術】
車両の操舵装置、特に自動車用の操舵装置において、近年、その更なる高機能化の一端として、操舵ハンドルの操作角（ハンドル操作角）と車輪操舵角とを１：１比率に固定せず、ハンドル操作角の車輪操舵角への変換比（舵角変換比）を車両の運転状態に応じて可変とした、いわゆる可変舵角変換比機構を搭載したものが開発されている。車両の運転状態としては、例えば、車両速度（車速）を例示でき、高速運転時においては舵角変換比を小さくすることにより、ハンドル操作角の増加に対して操舵角が急激に大きくならないようにすれば、高速走行の安定化を図ることができる。他方、低速走行時には、逆に舵角変換比を大きくすることで、一杯まで切るのに必要なハンドルの回転数を減少させることができ、車庫入れや縦列駐車あるいは幅寄せなど、操舵角の大きい運転操作を非常に簡便に行なうことができる。
【０００３】
舵角変換比を可変化する機構としては、例えば特開平１１−３３４６０４号公報に開示されているように、ハンドル軸と車輪操舵軸とを、ギア比が可変な歯車式伝達部にて直結したタイプのものがあるが、この構成は、歯車式伝達部のギア比変更機構が複雑になる欠点がある。そこで、モータにより車輪操舵軸を回転駆動するタイプのものが、例えば特開平１１−３３４６２８号公報等に提案されている。具体的には、角度検出部が検出するハンドル操作角と車両運転状態とに応じて定まる舵角変換比とに基づいて、コンピュータ処理により最終的に必要な車輪操舵角を演算し、その演算された車輪操舵角が得られるように、ハンドル軸から機械的に切り離された車輪操舵軸をモータにより回転駆動する。
【０００４】
このような操舵制御方式においては、車輪操舵軸の回転をハンドル軸の回転に追従させるために、車輪操舵軸の角度位置（操舵軸角度位置）の目標操舵軸角度位置からの隔たりに応じて操舵軸駆動モータの回転速度をＰＷＭ制御により調整することが行なわれている。例えば、追従制御が進んで操舵軸角度位置が目標角度位置に接近してくると、オーバーシュートしないように、モータの回転を低速で精密に制御する必要がある。他方、急ハンドルを切った場合などは、ハンドル操作に車輪操舵軸の回転が遅れないように、これを駆動するモータを高速で回転させる。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
誘導型のモータは、複数相のコイルを順次切り替えて通電することにより回転磁界を発生させ、電機子を回転駆動する。直流モータでは、通電相の切替えをブラシにより行なうほか、操舵制御用のモータとして近年では、信頼性や耐久性の観点から、電子回路制御により通電相の切替えを行なうブラシレスモータが多く用いられるようになってきている。いずれにしろ、この種の操舵制御装置においては、モータは操舵軸の駆動源として重要であり、異常発生の監視を確実に行なうことが重要である。
【０００６】
ブラシレスモータのコイルの異常検出は、通常、各相の端子間電圧（コイル間電圧）や電流の異常を検出することにより行なわれる。しかし、端子間電圧の測定には差動増幅回路を含む複雑な回路が必要であり、電流検出の場合はフライバック電流の影響により精度が確保できないなど、それぞれに欠点がある。
【０００７】
そこで、特開平１０−７５５９８号公報には、スター結線された各相コイルの中性点電圧を検出することにより、コイル異常を検出する方法が開示されている。中性点電圧は、例えば接地レベルを基準として簡単に測定できるので測定回路が簡単であり、異常判定も基準電圧との比較により容易に行なうことができる。しかしながら、中性点はモータ内部のコイル結線部として形成されるので、測定端子を簡単に取り出すことができない問題がある。この場合、中性点電圧を測定するために、モータに測定端子を新たに設けるのは面倒でありコストもかかる。
【０００８】
本発明の課題は、操舵軸駆動モータに測定端子を設ける改造等が不要であり、かつ簡便な測定回路構成によりモータの故障判定を行なうことができる車両用操舵制御システムを提供することにある。
【０００９】
【課題を解決するための手段及び作用・効果】
上記の課題を解決するために、本発明の車両用操舵制御システムは、
操舵用のハンドル軸に与えられる操作角と車両の運転状態とに応じて、車輪操舵軸に与えるべき操舵角を決定し、当該操舵角が得られるように車輪操舵軸を操舵軸駆動モータにより回転駆動するようにした車両用操舵制御システムにおいて、
ハンドル軸の角度位置（ハンドル軸角度位置）を検出するハンドル軸角度検出部と、
車輪操舵軸の角度位置（操舵軸角度位置）を検出する操舵軸角度検出部と、
車両の運転状態を検出する運転状態検出部と、
検出されたハンドル軸角度位置と車両の運転状態とに基づいて車輪操舵軸の目標角度位置を決定し、操舵軸角度位置が目標角度位置に近づくように、操舵軸駆動モータの動作を制御する操舵制御部と、
３相以上のコイルを有し、各々一方の端にて互いに結合され他方の端が通電端子とされた２相のコイルを対として通電がなされる操舵軸駆動モータの、各相のコイルの端子電圧を個別に検出する端子電圧検出手段と、
３相以上の互いに異なる通電端子について検出された端子電圧を用いて、それら端子電圧間に成立する数学的関係を反映した故障判定処理を行ない、その処理結果に基づいて故障判定を行なう故障判定手段と、
を有することを特徴とする。
【００１０】
３相以上のコイルを有する操舵軸駆動モータの故障判定を行なうために、モータの端子間電圧でなく、３相以上の互いに異なる通電端子の端子電圧を個別に検出し、それらを用いて予め定められた故障判定処理を行なう。モータの通電端子は、電力供給のためにモータの筐体の外に露出している。そして、それらの個別の端子電圧は、通電端子に電圧測定用のラインを結線して電圧測定部に入力するだけで極めて簡単に測定できる。つまり、前述の中性点電圧を測定する方式のように、モータに測定端子を設ける改造等が全く不要である。また、モータが正常に動作している場合、各端子電圧は、通電方式により固有に定まる一定の数学的関係にて結び付けられる。例えば、端子間電圧を用いる従来の方法では、通電端子同士の電圧差しか情報として与えられないから、正常時において満たすべき端子電圧間の数学的な関係を、該電圧差のみをパラメータとする形で見出さなければならない。しかし、そのような関係を見出すことは、一般には困難あるいは不可能であったり、あるいは、仮に可能であっても、複雑な処理が必要になることが多い。しかし、本発明においては、個々の端子電圧を独立に検出するので、正常時に満たすべき数学的関係が、それら端子電圧間に成立しているか否かを、非常に簡単なアルゴリズム（例えば関数式への端子電圧検出値の代入等）により行なうことができる。
【００１１】
３相以上のモータの通電相は、回転磁界発生のために経時的に順次切り替えられる。他方、正常動作時に端子電圧間に成立する数学的関係は、通電相の種別によって異なる形で記述される。従って、通電相を特定した上で、その通電相に適合する数学的関係を選択し、該関係を用いて故障判定処理を行なうことが一見合理的であるように見える。しかし、通電相の特定→端子電圧の検出→故障判定演算という一連の流れをコンピュータ処理により行なうには、相当数のステップが必要である。特に、通電相の特定を行なった後は、端子電圧の検出を可及的に早く実行しないと、端子電圧測定時に次の相へ通電が切り替わってしまい、特定された通電相と、端子電圧の検出値とが時間的に対応しなくなって、故障判定が不能となる。従って、通電相と端子電圧検出値との時間的適合関係が保障されたリアルタイム処理が必要であり、高速処理が可能なコンピュータ（ＣＰＵ）を用いる必要が生ずる。
【００１２】
しかし、モータの故障発生頻度を考えれば、端子電圧の検出（サンプリング）は実際問題として、それほど頻繁に行なう必要がない。そこで、故障判定手段は、各相の端子電圧を用いて与えられる、通電相の種別毎に固有の複数の判定演算パターンを有してなり、各相の端子電圧の検出値の組を複数の判定演算パターンに順次適用して判定演算を行ない、それら判定演算の結果に基づいて故障判定を行なうものとして構成することができる。
【００１３】
上記の方式では、通電相を敢えて特定せず、各相の端子電圧のみをサンプリングする。そして、故障判定の次のサンプリングまでにある程度時間を確保できることを利用して、得られた端子電圧の検出値の組に対しサンプリング時の通電相を種々に仮定し、検出された端子電圧の組を各通電相に適合する判定演算パターンに次々と当てはめて演算を行ない、その結果に基づいて故障判定を行なう。この処理においては、仮定した通電相のどれかが端子電圧サンプリング時に必ず成立していたはずであり、モータが正常ならば、その成立していた通電相に対応する判定演算パターンにおいて（「正常」に対し）肯定的な判定演算結果が得られるはずであり、成立していなかった通電相に対応する判定演算パターンにおいては、逆に否定的な判定演算結果が得られる。他方、故障が生じていれば、成立していた通電相に対応する判定演算パターンにおいても否定的な判定演算結果が得られることになる。従って、この両者のいずれが成り立っているかを識別することにより、故障判定を行なうことが可能となる。いずれにしろ、この方法では、通電相を特定しなくとも故障判定できるので、高性能でない汎用ＣＰＵを用いても、問題なく故障判定を行なうことが可能となり、システムを安価に構成することができる。
【００１４】
なお、高性能ＣＰＵの採用により、通電相と端子電圧検出値との対応関係が保障されたリアルタイム処理が可能な場合は、故障判定手段を次のように構成できる。すなわち、各相の端子電圧を用いて与えられる、通電相の種別毎に固有の複数の判定演算パターンを有してなり、他方、各相の端子電圧を検出したときの操舵軸駆動モータの通電相を、該操舵軸駆動モータに付随した角度センサにより特定するとともに、該通電相に対応する判定演算パターンを選択し、その選択された判定演算パターンに端子電圧の検出値の組を適用して判定演算を行ない、該判定演算の結果に基づいて故障判定を行なう。この方法が、故障判定をよりきめ細かく行なう観点において有利であることは、いうまでもない。
【００１５】
３相以上の直流モータでは、直流電源電圧から受電するコイル、つまり通電相を、回転磁界が発生するように、ブラシ又はスイッチング回路により順次切り替える。通電に関与する相、すなわち電源接続される相は、電源の正極と負極にそれぞれ接続される２相であり、それら相の通電中における端子電圧は、電源電圧（スイッチング制御される場合は、さらにＯＮ／ＯＦＦのデューティ比）に応じて一義的に定まる値をとる。他方、通電に関与しない相は電源との接続が遮断されており、さらに通電中の２相のコイルと共通結線されていることを考慮すれば、それらの端子電圧は、モータが正常であれば、通電中の２相の端子電圧の平均的な値となる。しかし、断線等の異常が生ずると、この関係が維持されなくなる。従って、操舵軸駆動モータが直流モータである場合、故障判定手段は、前記通電端子について検出された端子電圧の大小関係に基づいて故障判定を簡単に行なうことができる。
【００１６】
操舵制御部は、車輪操舵軸の回転をハンドル軸の回転に追従させるために、操舵軸角度位置と目標角度位置との隔たりに応じて操舵軸駆動モータの回転速度をスイッチング制御（例えばＰＷＭ制御）により調整するものとして構成できる。例えば、モータの通電電流レベルが、ある閾値よりも低くなる低負荷回転領域（以下、第一駆動状態という）において特に利点を発揮するＰＷＭ制御方式として、次のようなものがある（以下、第一方式という）。すなわち、（同時通電される２相をなす）コイル対の通電端子の一方を第一端子、他方を第二端子としたとき、ＰＷＭ制御方式として、第一端子を直流電源の第一極に接続した状態で非スイッチングとし、第二端子を直流電源の第二極に接続した状態でスイッチングする。該第一の方式は、両コイルを同一極性で通電しながら、電源電圧の印加が所定のデューティ比にてＯＮ／ＯＦＦされるものであり、半導体スイッチング素子の接合容量に起因する遮断遅れの影響、ひいてはそれに起因したデッドタイムの影響を受けにくく、図１８に示すように、モータの特性が低負荷回転領域でも直線性が良好となり、操舵軸角度位置が目標角度位置に近づくときの最終段階や、ゆっくりとハンドルを切った場合などに好適である。そして、該第一の方式において故障判定手段は、前記した通り、端子電圧の大小関係に基づいて故障判定を簡単に行なうことができる。
【００１７】
他方、モータの通電電流レベルが、前記閾値よりも高負荷回転領域（以下、第二駆動状態という：特に、急ハンドルを切ったときに生じやすい）において特に利点を発揮するＰＷＭ制御方式（以下、第二方式という）として、次のようなものがある。すなわち、コイル対の通電端子の一方を第一端子、他方を第二端子としたとき、第一端子を直流電源の第一極に接続し第二端子を直流電源の第二極に接続した第一接続状態と、第一端子を直流電源の第二極に接続し第二端子を直流電源の第一極に接続した第二接続状態とが交互に切り替わるようにスイッチングする。この方式は方形波交流通電と類似しているが、印加電圧波形における正半波期間と負半波期間との比率がデューティ比に応じて任意に調整され、両半波の差分に応じてモータ駆動のための平均電圧レベルを生ずる。そして、２つのコイルが正又は負のいずれかの極性にて電源にほぼ常時接続されているために、スイッチングに伴う電源へのフライバック電流（フライホイール電流）がほとんど生じない利点がある。例えば、電源からモータへ供給される電流を電流センサにより検出する際に、スイッチングによるフライホイール電流の影響を受けにくく、検出精度を高めることができる。従って、急ハンドル時のような、モータの通電電流レベル（モータの負荷あるいは回転速度にも反映される）が高くなる場合に有利であることは明らかである。
【００１８】
該第二の方式においては、通電に関与する２相の極性反転を考慮したとき、この２相の平均的な端子電圧は電源電圧のみに依存し、デューティ比の影響を受けなくなる。従って、モータが正常であれば、任意の通電相において、全ての相の端子電圧の合計（あるいは平均値）はバッテリー電圧に応じて一義的に定まる値をとる。そこで故障判定手段は、第一の方式と同様に、通電端子について検出された端子電圧の大小関係を反映した結果が得られる判定演算を行なう方式以外に、端子電圧の和を反映した結果が得られる判定演算を行なう方式も採用可能となる。
【００１９】
なお、ＰＷＭ方式は、操舵軸駆動モータの通電電流値に応じて切り替えることができる。例えば通電電流値が閾値より低い場合に上記の第一の方式を使用し、閾値を超えた場合には、第二の方式を採用することができる。モータの通電に関与する２相のコイル対のスイッチング方式を、操舵軸駆動モータの通電電流値（すなわち回転速度）に応じて使い分けることにより、車輪操舵軸の駆動モータがスイッチングされているにもかかわらず、モータに通電される電流検出を常に正確に行なうことができる。
【００２０】
操舵制御システムにおいては、車輪操舵軸の回転をハンドル軸の回転に追従させるために、操舵軸角度位置と目標角度位置との隔たりに応じて操舵軸駆動モータの回転速度をＰＷＭ制御のデューティ比により調整する。従って、追従制御が進んで操舵軸角度位置が目標角度位置に接近してくると、オーバーシュートしないように、モータの回転を低速で精密に制御する必要がある。上記第二の方式は、こうした低速領域での精密制御には余り向かない欠点がある。その理由は以下の通りである。すなわち、モータのコイルのスイッチングにはＦＥＴやバイポーラトランジスタなどの半導体スイッチング素子が用いられるが、このような半導体スイッチング素子に、ＰＷＭ制御に使用される急峻なスイッチング波形を与えると、出力波形は必ずしも急峻なエッジを示さず、図１６に示すような遅れδｔを生ずる。この遅れは、ｐｎ接合容量の電荷放電の影響を受けやすいスイッチＯＦＦ時に特に生じやすい（従って、高速スイッチングが要求される場合は、接合容量放電の影響がバイポーラトランジスタよりは生じにくいＦＥＴを用いることが有利である）。
【００２１】
第二の方式では、コイル対の極性反転時に、各コイルのスイッチングを司る半導体スイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦを同時に切り替える必要がある。しかし、正極性用の切替信号と負極性用の切替え信号とを、対応するスイッチング素子に同時に与えると、上記遅れδｔの影響により、短時間ではあるが２つの極性の通電経路が同時に電源接続される不具合を生ずる。そのため、正極性用切替信号と負極性用切替信号との間には、上記遅れδｔを見込んで一定のインターバルを設定する必要がある。該インターバル期間はいずれのコイルも通電されないデッドタイムとなるので、図１７に示すように、ＰＷＭ制御においては、このデッドタイムよりもＯＮ期間が短くなるデューティ比ηは意味を持たない。従って、第二の方式によるモータの特性は低負荷回転側での直線性が悪くなり、例えば目標角度位置への漸近制御を行なうには不向きである。また、デッドタイムの存在により、上記第二の方式により無理に低負荷回転側での制御を行なおうとすると、振動が発生しやすくなる欠点もある。そこで、モータの通電電流レベルが低くなる第一駆動状態においては、前記の第一の方式を用いる。第一の方式の利点は既に説明した通りである。また、第一の方式は、スイッチングがＯＦＦになるときは、コイルには電源電圧が印加されないので、フライバック電流が生じやすいが、デューティ比が小さい第一駆動状態ではほとんど問題にならない。
【００２２】
本発明の車両用操舵制御システムは、ハンドル軸と車輪操舵軸とが機械的に分離された構造を採用することができる。この場合、ハンドル軸への手動操作力が車輪操舵軸に直接伝達されるように、両軸を一体回転可能にロック結合したロック状態と、該ロック結合を解除したアンロック状態との間で切替え可能なロック機構を設けておくことができる。このようにすると、システム上のトラブルにより所期の操舵制御が行なえなくなったときは、ハンドル軸と車輪操舵軸とをロック結合することにより、ハンドルによるマニュアル操舵が可能となり、車両の運転を問題なく継続できる。
【００２３】
例えば、故障判定手段からの故障判定結果を受けた場合に、該ロック機構をロック状態とし操舵軸駆動モータを停止させるロック制御手段を設けておくことができる。操舵軸駆動モータが故障した場合は修理が必要であるが、操舵が全く行なえない状態になると、車両を修理工場まで搬送するために、レッカー移動などの外部搬送手段に頼らざるを得なくなり、不便である。そこで、ハンドル軸と車輪操舵軸とをロック結合してハンドルによるマニュアル操舵が可能となるように構成しておけば、必要最小限の運転機能は確保され、例えば車両を修理工場等まで自力で運送することが可能となる。
【００２４】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態を、図面を用いて説明する。
（実施の形態１）
図１は、本発明が適用される車両用操舵制御システムの、全体構成の一例を模式的に示したものである（なお、本実施形態において「車両」は自動車とするが、本発明の適用対象はこれに限定されるものではない）。該車両用操舵制御システム１は、操舵用ハンドル２に直結されたハンドル軸３と、車輪操舵軸８とが機械的に分離された構成を有する。車輪操舵軸８はアクチュエータとしてのモータ６により回転駆動される。車輪操舵軸８の先端はステアリングギアボックス９内に延び、該車輪操舵軸８とともに回転するピニオン１０がラックバー１１を軸線方向に往復動させることにより、車輪１３，１３の転舵角が変化する。なお、本実施形態の車両用操舵制御システム１においては、ラックバー１１の往復動が、周知の油圧式、電動式あるいは電動油圧式のパワーアシスト機構１２により駆動補助されるパワーステアリングが採用されている。
【００２５】
ハンドル軸３の角度位置（以下、ハンドル軸角度位置という）φは、ロータリエンコーダ等の周知の角度検出部からなるハンドル軸角度検出部１０１により検出される。他方、車輪操舵軸８の角度位置（以下、操舵軸角度位置という）θは、同じくロータリエンコーダ等の角度検出部からなる操舵軸角度検出部１０３により検出される。また、本実施形態においては、自動車の運転状態を検出する運転状態検出部として、車速Ｖを検出する車速検出部（車速センサ）１０２が設けられている。車速検出部１０２は、例えば車輪１３の回転を検出する回転検出部（例えばロータリエンコーダやタコジェネレータ）で構成される。そして、操舵制御部１００が、検出されたハンドル軸３の角度位置φと車速Ｖとに基づいて、車輪操舵軸８の目標角度位置θ’を決定し、該車輪操舵軸８の角度位置θが目標角度位置θ’に近づくように、モータドライバ１８を介してモータ６の動作を制御する。
【００２６】
なお、ハンドル軸３と車輪操舵軸８との間には、両者を一体回転可能にロック結合したロック状態と、該ロック結合を解除したアンロック状態との間で切替え可能なロック機構１９が設けられている。ロック状態では、ハンドル軸３の回転角が変換されることなく（つまり、舵角変換比が１：１）車輪操舵軸８に伝達され、マニュアルステアリングが可能となる。該ロック機構１９のロック状態への切替えは、異常発生時などにおいて操舵制御部１００からの指令によりなされる。
【００２７】
図２は、モータ６による車輪操舵軸８の駆動部ユニットの構成例を、自動車への取付状態にて示すものである。該駆動部ユニット１４において、ハンドル２（図１）の操作によりハンドル軸３を回転させると、モータケース３３がその内側に組み付けられたモータ６とともに一体的に回転するようになっている。本実施形態においては、ハンドル軸３は、ユニバーサルジョイント３１９を介して入力軸２０に連結され、該入力軸２０がボルト２１，２１を介して第一カップリング部材２２に結合されている。この第一カップリング部材２２にはピン３１が一体化されている。他方、ピン３１は、第二カップリング部材３２の一方の板面中央から後方に延びるスリーブ３２ａ内に係合してはめ込まれている。他方、筒状のモータケース３３は、第二カップリング部材３２の他方の板面側に一体化されている。なお、符号４４はゴムあるいは樹脂にて構成されたカバーであり、ハンドル軸３と一体的に回転する。また、符号４６は、コックピットパネル４８に一体化された駆動部ユニット１４を収容するためのケースであり、符号４５は、カバー４４とケース４６との間をシールするシールリングである。
【００２８】
モータケース３３の内側には、コイル３５，３５を含むモータ６のステータ部分２３が一体的に組み付けられている。該ステータ部分２３の内側には、モータ出力軸３６がベアリング４１を介して回転可能に組み付けられている。また、モータ出力軸３６の外周面には永久磁石からなる電機子３４が一体化されており、この電機子３４を挟む形でコイル３５，３５が配置されている。なお、コイル３５，３５からは、図３（図２のＡ−Ａ断面図）に示すように、モータケース３３の後端面に連なるように給電端子５０が取り出され、該給電端子５０において給電ケーブル４２によりコイル３５，３５に給電がなされる。
【００２９】
後述の通り、本実施形態においてモータ６はブラシレスモータであり、給電ケーブル４２は、該ブラシレスモータの各相のコイル３５，３５に個別に給電する素線を集合させた帯状の集合ケーブルとして構成されている。そして、モータケース３３の後端側に隣接する形でハブ４３ａを有するケーブルケース４３が設けられ、その中に給電ケーブル４２が、ハブ４３ａに対してゼンマイ状に巻かれた形で収容されている。給電ケーブル４２の、給電端子５０に接続されているのと反対の端部は、ケーブルケース４３のハブ４３ａに固定されている。そして、ハンドル軸３がモータケース３３ひいては給電端子５０とともに正方向又は逆方向に回転すると、ケーブルケース４３内の給電ケーブル４２は、ハブ４３ａへの巻き付き又は繰り出しを生じさせることにより、上記モータケース３３の回転を吸収する役割を果たす。
【００３０】
モータ出力軸３６の回転は、減速機構７を介して所定比率（例えば１／５０）に減速された上で車輪操舵軸８に伝達される。本実施形態において減速機構７は、ハーモニックドライブ減速機にて構成してある。すなわち、モータ出力軸３６には、楕円型のインナーレース付ベアリング３７が一体化され、その外側に変形可能な薄肉の外歯車３８がはめ込まれている。そして、この外歯車３８の外側に、カップリング４０を介して車輪操舵軸８が一体化された内歯車３９，１３９が噛み合っている。内歯車３９，１３９は、同軸的に配置された内歯車（以下、第一内歯車ともいう）３９と内歯車（以下、第二内歯車ともいう）１３９とからなり、第一内歯車３９がモータケース３３に固定されて該モータケース３３と一体回転する一方、第二内歯車１３９はモータケース３３に非固定とされ、該モータケース３３に対して相対回転可能とされている。第一内歯車３９はこれと噛み合う外歯車３８との歯数差がゼロであり、外歯車３８との間での相対回転を生じない（つまり、回転するモータ出力軸３６に対して、第一内歯車３９ひいてはモータケース３３及びハンドル軸３が、遊転可能に結合されているともいえる）。他方、第二内歯車１３９は外歯車３８よりも歯数が大きく（例えば２）、内歯車１３９の歯数をＮ、外歯車３８と内歯車１３９との歯数差をｎとすると、モータ出力軸３６の回転をｎ／Ｎに減速した形で車輪操舵軸８に伝達する。また、内歯車３９，１３９は、本実施形態においては、コンパクト化を図るために、ハンドル軸３の入力軸２０、モータ出力軸３６及び車輪操舵軸８が同軸的に配置されている。
【００３１】
次に、ロック機構１９は、ハンドル軸３に対して相対回転不能なロックベース部（本実施形態においてはモータケース３３）側に固定されたロック部材５１と、ロック受けベース部（本実施形態においては、モータ出力軸３６側）に設けられたロック受け部材５２とを有する。図３に示すように、ロック部材５１は、ロック受け部材５２に形成されたロック受け部５３に係合するロック位置と、該ロック受け部５３から退避したアンロック位置との間で進退可能に設けられている。本実施形態においては、車輪操舵軸８と一体的に回転するロック受け部材５２の周方向にロック受け部５３が所定の間隔で複数形成され、ロック部材５１の先端に設けられたロック部５１ａが、車輪操舵軸８の回転角位相に応じて、それら複数のロック受け部５３の任意の１つのものに選択的に係合するようになっている。ハンドル軸３はモータケース３３に対し（本実施形態では、カップリング２２及びピンにより）相対回転不能に結合されている。ロック部材５１とロック受け部材５２とが非係合（非ロック状態）の場合は、モータ出力軸３６はモータケース３３に対して回転し、その回転が外歯車３８を経て第一内歯車３９及び第二内歯車１３９にそれぞれ伝達される。モータケース３３に固定された第一内歯車３９は、前述の通り外歯車３８に対して相対回転しないので、結果的にハンドル軸３と同速で回転する（つまり、ハンドル操作に追従して回転する）。また、第二内歯車１３９は、モータ出力軸３６の回転を車輪操舵軸８に減速して伝達し、車輪操舵軸８の回転駆動を担う。他方、ロック部材５１とロック受け部材５２とが係合してロック状態になると、モータ出力軸３６はモータケース３３に対して相対回転不能となる。そして、減速機構７の内歯車３９，１３９のうち、第一内歯車３９がモータケース３３に固定されているから、第一内歯車３９、外歯車３８及び第二内歯車１３９の順でハンドル軸３の回転が車輪操舵軸８に直接伝達されることとなる。
【００３２】
なお、本実施形態においては、ロック受け部材５２は、モータ出力軸３６の一端の外周面に取り付けられ、各ロック受け部５３は、該ロック受け部材５２の外周面から半径方向に切れ込む凹状に形成されている。また、図２に示すように、ロック部材５１は、モータケース３３に設けられた回転ベース３００に対し、車輪操舵軸８とほぼ平行な軸線周りに回転可能に取り付けられ、その後端部５５ａが結合されている。また、ソレノイド５５の付勢が解除されたときに、ロック部材５１を元の位置に弾性復帰させる弾性部材５４が設けられている。ソレノイド５５の付勢及び付勢解除の動作により、ソレノイド５５ａの先端に設けられた凸部５５ａとロック部材５１の一端部５１ｂに形成された溝部を介してロック部材５１の先端に形成されたロック部５１ａが、前記したロック／アンロックのためにロック受け部材５２に対し接近／離間する。なお、ソレノイド５５の付勢時がロック状態となるかアンロック状態となるかは選択可能であるが、本実施形態では、ソレノイド５５の付勢時にアンロックとなるように定めてある。これによると、電源遮断時等においてソレノイド５５が付勢解除されたとき、弾性部材５４の作用によりロック状態となり、マニュアル操舵が可能となる。
【００３３】
図４は、操舵制御部１００の電気的構成の一例を示すブロック図である。操舵制御部１００の要部をなすのは２つのマイコン１１０及び１２０である。主マイコン１１０は、主ＣＰＵ１１１、制御プログラムを格納したＲＯＭ１１２、ＣＰＵ１１１のワークエリアとなる主ＣＰＵ側ＲＡＭ１１３及び入出力インターフェース１１４を有する。また、副マイコン１２０は、副ＣＰＵ１２１、制御プログラムを格納したＲＯＭ１２２、副ＣＰＵ１２１のワークエリアとなる副ＣＰＵ側ＲＡＭ１２３及び入出力インターフェース１２４を有する。車輪操舵軸８を駆動するモータ６（アクチュエータ）の動作制御を直接行なうのは主マイコン１１０であり、副マイコン１２０は、必要なパラメータ演算等、モータ６の動作制御に必要なデータ処理を主マイコン１１０と並行して行なうとともに、そのデータ処理結果を主マイコン１１０との間で通信することにより、主マイコン１１０の動作が正常であるかどうかを監視・確認し、必要に応じて情報の補完を行なう補助制御部としての機能を果たす。本実施形態において主マイコン１１０と副マイコン１２０とのデータ通信は、入出力インターフェース１１４，１２４間の通信によりなされる。なお、両マイコン１１０及び１２０は、自動車の運転終了後（すなわち、イグニッションＯＦＦ後）においても、図示しない安定化電源からの電源電圧Ｖｃｃ（例えば＋５Ｖ）の供給を受け、ＲＡＭ１１３，１２３あるいはＥＥＰＲＯＭ（後述）１１５の記憶内容が保持されるようになっている。
【００３４】
ハンドル軸角度検出部１０１、車速検出部１０２及び操舵軸角度検出部１０３の各出力は、主マイコン１１０及び副マイコン１２０の入出力インターフェース１１４，１２４にそれぞれ分配入力される。本実施形態では、いずれの検出部もロータリエンコーダで構成され、そのエンコーダからの計数信号が図示しないシュミットトリガ部を経て入出力インターフェース１１４，１２４のデジタルデータポートに直接入力されている。また、主マイコン１１０の入出力インターフェース１１４には、前述のロック機構１９の駆動部をなすソレノイド５５が、ソレノイドドライバ５６を介して接続されている。
【００３５】
モータ６はブラシレスモータ、本実施形態では３相ブラシレスモータにて構成され、ＰＷＭ制御により回転速度が調整される。また、モータドライバ１８には、モータ６の電源となる車載バッテリー５７が接続されている。モータドライバ１８が受電するバッテリー５７の電圧（電源電圧）Ｖｓは、自動車の各所に分散した負荷の状態や、オルターネータの発電状態により随時変化する（例えば９〜１４Ｖ）。本実施形態においては、このような変動するバッテリー電圧Ｖｓを、安定化電源回路を介さず、モータ電源電圧として直接使用する。操舵制御部１００は、このように相当幅にて変動する電源電圧Ｖｓの使用を前提として、モータ６の制御を行なうので、電源電圧Ｖｓの検出部が設けられている。本実施形態では、モータ６への通電経路（ドライバ１８の直前）から電圧検出用の分岐経路が引き出され、そこに設けられた分圧抵抗６０，６０を経て電圧検出信号を取り出している。該電圧検出信号はコンデンサ６１により平滑化された後、電圧フォロワ６２を経て入出力インターフェース１１４，１２４のＡ／Ｄ変換機能付入力ポート（以下、Ａ／Ｄポートという）に入力される。
【００３６】
また、過電流発生の有無など、モータ６の通電状態を監視するために、モータ６への通電経路上に電流検出部が設けられている。具体的には、経路上に設けられたシャント抵抗（電流検出抵抗）５８の両端電圧差を電流センサ７０により検出し、入出力インターフェース１１４，１２４のＡ／Ｄポートに入力するようにしている。電流センサ７０は、例えば図６に示すように、シャント抵抗５８の両端電圧を、電圧フォロワ７１，７２を介して取り出し、オペアンプ７３と周辺の抵抗器７４とからなる差動増幅器７５により増幅して出力するものである。差動増幅器７５の出力は、シャント抵抗５８を流れる電流値に比例したものとなるので、これを電流検出値Ｉｓとして用いることができる。なお、シャント抵抗以外にも、ホール素子や電流検出コイルなど、電磁的な原理に基づいて電流検出するプローブを用いてもよい。
【００３７】
電流センサ７０が出力する電流検出値Ｉｓは、比較器１０４にて基準値Ｉ_Ｒと比較され、該基準値Ｉ_Ｒよりも電流検出値Ｉｓが小さい場合には、モータ６のＰＷＭ制御方式が前述の第一の方式に設定され、Ｉｓよりも大きい場合には同じく第二の方式に設定される。本実施形態においては、電流センサ７０による電流検出値Ｉｓの出力が比較器１０４に分岐入力され、基準値Ｉ_Ｒと比較される。比較器１０４は、ＩｓがＩ_Ｒよりも大きいかあるいは小さいかに応じた二値の出力を行なう。この比較器１０４の出力を受けて主マイコン１１０は、Ｉｓ＜Ｉ_Ｒであれば第一の方式を選択するフラグ値（例えば「１」）を、Ｉｓ＞Ｉ_Ｒであれば第二の方式を選択する選択するフラグ値（例えば「０」）を、ＲＡＭ１１３のＰＷＭ方式選択フラグにセットする。なお、比較器１０４はオペアンプで構成され、チャタリング防止のための不感帯を正帰還抵抗により形成してある。なお、ＩｓとＩ_Ｒとの比較を、主マイコン１１０においてソフトウェア的に行なうことももちろん可能である。この場合、Ｉｓの値を主マイコン１１０に入力し、Ｉ_Ｒとの大小比較を行って、その比較結果に応じてフラグ値を同様にセットする処理を行なう。なお、不感帯処理については、前回のＩｓの測定結果と今回のＩｓの測定結果との大小関係を比較できるようにしておき、今回のＩｓが増加側に動いてきたときの閾値と、減少側に動いてきたときとの閾値とを互いに異ならせることにより、不感帯を形成する。なお、前回のＩｓの測定結果と今回のＩｓの測定結果との組合せ毎に、フラグ値をマップの形で記憶しておき、常時そのマップを参照してフラグ値を決定するようにしてもよい。
【００３８】
図４に戻り、両マイコン１１０，１２０のＲＡＭ１１３，１２３には、それぞれ以下のようなメモリエリアが形成されている。
（１）車速（Ｖ）測定値メモリ：車速センサ１０２からの現在の車速Ｖの測定値を記憶する。
（２）ハンドル軸角度位置（φ）カウンタメモリ：ハンドル軸角度位置検出部１０１をなすロータリエンコーダからの計数信号をカウントし、ハンドル軸角度位置φを示すそのカウント値を記憶する。なお、ロータリエンコーダは回転方向の識別が可能なものを使用し、正方向回転の場合はカウンタをインクリメントし、逆方向回転の場合はデクリメントする。
（３）舵角変換比（α）算出値メモリ：車速検出値に基づいて算出された舵角変換比αを記憶する。
（４）目標操舵軸角度位置（θ’）算出値メモリ：現在のハンドル軸角度位置φと舵角変換比αとの値から、例えばφ×αにより算出された操舵軸角度位置の目標値、すなわち目標操舵軸角度位置θ’の値を記憶する。
（５）操舵軸角度位置（θ）カウンタメモリ：操舵軸角度検出部１０３をなすロータリエンコーダからの計数信号をカウントし、操舵軸角度位置θを示すそのカウント値を記憶する。
（６）Δθ算出値メモリ：目標操舵軸角度位置θ’と現在の操舵軸角度位置θとの隔たりΔθ（＝θ’−θ）の算出値を記憶する。
（７）電源電圧（Ｖｓ）検出値メモリ：モータ６の電源電圧Ｖｓの検出値を記憶する。
（８）デューティ比（η）決定値メモリ：モータ６をＰＷＭ通電するための、Δθと電源電圧Ｖｓとに基づいて決定されたデューティ比ηを記憶する。
（９）電流（Ｉｓ）検出値メモリ：電流センサ７０による電流Ｉｓの検出値を記憶する。
（１０）ＰＷＭ方式選択フラグ（前述）。
【００３９】
そして、上記主マイコン１１０は、ＲＯＭ１１２に記憶された制御プログラムにより、本発明の以下の各手段として機能する（副マイコン１２０も、ＲＯＭ１２２に記憶された制御プログラムにより、主マイコン監視用に同様の処理が実行される）。
▲１▼ＰＷＭ制御切替え手段：ＰＷＭ方式選択フラグの値を参照して、ＰＷＭ方式を第一の方式と第二の方式との間で切り替える。
▲２▼モータ作動制限手段：電流センサ７０の異常判定結果を受けた場合に、ロック機構１９のロック用ソレノイド５５の付勢状態を切り替えて、ハンドル軸３と車輪操舵軸８とをロック結合状態とし、モータ６を停止させる（ロック制御手段）。
【００４０】
また、主マイコン１１０の入出力インターフェース１１４には、運転終了時（つまり、イグニッションＯＦＦ時）における車輪操舵軸８の角度位置、すなわち終了角度位置を記憶するためのＥＥＰＲＯＭ１１５が第二の記憶部として設けられている。該ＥＥＰＲＯＭ１１５（ＰＲＯＭ）は、主ＣＰＵ１１１が主ＣＰＵ側ＲＡＭ１１２に対するデータ読出し／書込みを行なう第一の動作電圧（＋５Ｖ）においては、主ＣＰＵ１１１によるデータの読出しのみが可能であり、他方、第一の動作電圧（＋５Ｖ）とは異なる第二の動作電圧（本実施形態では、第一の動作電圧より高い電圧が採用される：例えば＋７Ｖ）を設定することにより主ＣＰＵ１１１によるデータの書込みが可能となるものであり、主ＣＰＵ１１１が暴走しても内容が誤って書き換えられることがない。第二の動作電圧は、ＥＥＰＲＯＭ１１５と入出力インターフェース１１４との間に介在する図示しない昇圧回路によって生成される。
【００４１】
以下、車両用操舵制御システム１の動作について説明する。
図１２には、主マイコン１１０による制御プログラムの主ルーチンの処理の流れを示すものである。Ｓ１は初期化処理であり、前回イグニッションスイッチをＯＦＦにしたときの終了処理にてＥＥＰＲＯＭ１１５に書き込まれている車輪操舵軸８の終了角度位置（後述）を読み出し、該終了角度位置を、処理開始に際しての車輪操舵軸８の初期角度位置として設定することを要旨とする。具体的には、終了角度位置を示すカウンタ値を、前述の操舵軸角度位置カウンタメモリにセットする。なお、後述するＥＥＰＲＯＭ１１５へのデータ書込み完了フラグは、この時点でクリアしておく。
【００４２】
初期化処理が終了すれば、Ｓ２に進んで操舵制御処理となる。該操舵制御処理は、パラメータサンプリングの間隔を均一化するために、一定の周期（例えば数百μｓ）にて繰り返し実行される。その詳細を、図１３により説明する。Ｓ２０１においては、現在の車速Ｖの測定値をリードし、次いでＳ２０２ではハンドル軸角度位置φをリードする。そして、Ｓ２０３においては、車速Ｖの算出値から、ハンドル軸角度位置φを目標操舵軸角度位置θ’に変換するための舵角変換比αを決定する。舵角変換比αは、車速Ｖに応じて異なる値が設定される。具体的には、図１０に示すように、車速Ｖが一定以上に大きい状態では、舵角変換比αは小さく設定され、車速Ｖが一定以下に小さい低速走行時には舵角変換比αは大きく設定される。本実施形態では、図９に示すような、種々の車速Ｖに対応した舵角変換比αの設定値を与えるテーブル１３０をＲＯＭ１１２（１２２）に格納しておき、このテーブル１３０を参照して現在の車速Ｖに対応する舵角変換比αを補間法により算出する。なお、本実施形態においては、車両の運転状態を示す情報として車速Ｖを用いているが、これ以外にも、車両が受ける横圧や路面の傾斜角等を車両の運転状態を示す情報としてセンサにより検出し、その検出値に応じて舵角変換比αを特有の値に設定することが可能である。また、車速Ｖに応じて舵角変換比αの基本値を決定し、上記のような車速以外の情報に基づいて、その基本値を随時補正して使用することも可能である。
【００４３】
Ｓ２０４では、検出されたハンドル軸角度位置φに、決定された舵角変換比αを乗じて目標操舵軸角度位置θ’を算出する。そして、Ｓ２０５において、現在の操舵軸角度位置θを読み取る。Ｓ２０６では、操舵軸角度位置カウンタから求められた現在の操舵軸角度位置θと目標操舵軸角度位置θ’との隔たりΔθ（＝θ’−θ）を算出する。さらにＳ２０７においては、現在の電源電圧Ｖｓの検出値を読み取る。
【００４４】
モータ６は、目標操舵軸角度位置θ’と現在の操舵軸角度位置θとの差Δθが縮小するように車輪操舵軸８を回転駆動する。そして、操舵軸角度位置θが目標操舵軸角度位置θ’に迅速かつスムーズに近づくことができるように、Δθが大きいときはモータ６の回転速度を大きくし、逆にΔθが小さいときはモータ６の回転速度を小さくする。基本的にはΔθをパラメータとした比例制御であるが、オーバーシュートやハンチング等を抑制し、制御の安定化を図るために、Δθの微分あるいは積分を考慮した周知のＰＩＤ制御を行なうことが望ましい。
【００４５】
モータ６は前述の通りＰＷＭ制御されており、回転速度は、そのデューティ比ηを変更することにより調整される。電源電圧Ｖｓが一定であれば、デューティ比により回転速度をほぼ一義的に調整できるが、本実施形態では前述の通り電源電圧Ｖｓは一定でない。従って、電源電圧Ｖｓも考慮してデューティ比ηを定めるようにする。例えば、図１１に示すように、種々の電源電圧ＶｓとΔθとの各組合せに対応したデューティ比ηを与える二次元のデューティ比変換テーブル１３１をＲＯＭ１１２（１２２）に格納しておき、電源電圧Ｖｓの検出値とΔθの算出値に対応するデューティ比ηの値を読み取って用いることができる。なお、モータ６の回転速度は負荷によっても変動する。この場合、電流センサ７０によるモータ電流Ｉｓの検出値を元に、モータ負荷の状態を推定し、デューティ比ηを補正して用いることも可能である。
【００４６】
次に、Ｓ２０９に進み、電流検出処理となる。ここでは、電流センサ７０が出力するモータ６の電流検出値をリードする。そして、電流検出値Ｉｓが規定の条件を超えて大きくなったときは過電流と判断し、前記と同様にハンドル軸３と車輪操舵軸８とのロックを行なって、モータ６を停止させる。例えば、電流検出値Ｉｓが、規定値よりも高い状態が一定時間以上継続する場合は過電流と判断して、上記のロック機構１９を作動させることができる（この場合、過電流状態が解消されれば、ロックを解除する）。
【００４７】
ここまでの処理は、図４の主マイコン１１０と副マイコン１２０との双方にて並列的に実行される。例えば、主マイコン１１０の動作が正常であるかどうかは、主マイコン１１０のＲＡＭ１１３に記憶された各パラメータの演算結果を副マイコン１２０に随時転送し、副マイコン１２０側にて、ＲＡＭ１２３の記憶内容と照合することにより、異常発生の有無を監視させることができる。他方、主マイコン１１０側では、決定されたデューティ比ηを元にＰＷＭ信号を生成する。そして、操舵軸角度検出部１０３をなすロータリエンコーダからの信号を参照してモータドライバ１８に対し、通電に関与する相のコイルをスイッチングするＦＥＴ（図７）へ該ＰＷＭ信号を出力することにより、モータ６をＰＷＭ制御する。
【００４８】
以下、モータ６のＰＷＭ制御の実施形態について詳しく説明する。モータ６は前述の通り、３相ブラシレスモータにて構成されている。図２に示すコイル３５，３５は、図５に示すように、１２０゜間隔で配置された３相のコイルＵ，Ｖ，Ｗからなり、これらのコイルＵ，Ｖ，Ｗと、電機子３４との相対的な角度関係が、モータ内に設けられた角度センサをなすホールＩＣにより検出される。そして、これらホールＩＣの出力を受けて、図１のモータドライバ１８は、図５に示すように、コイルＵ，Ｖ，Ｗの通電を、Ｗ→Ｕ（１）、Ｕ→Ｖ（３）、Ｖ→Ｗ（５）のごとく循環的に順次切り替える（正方向回転の場合：逆方向回転の場合は、上記の逆順のスイッチングとなる）。図８（ｂ）に、正方向回転の場合の、各相のコイルの通電シーケンスを示している（「Ｈ」が通電、「Ｌ」が非通電を表す：逆方向回転の場合は、図の左右を反転したシーケンスとなる）。図中の括弧書きの数字は、図５の対応する番号における電機子３４の角度位置を表している。
【００４９】
図４に戻り、モータ６の回転制御は、上記コイルＵ，Ｖ，Ｗの各相の通電切替えシーケンスに、駆動制御部１００（本実施形態では、主マイコン１１０）からのＰＷＭ信号によるデューティ比制御シーケンスが重畳された形で行なわれる。図７は、モータドライバ１８の回路例を示すもので、コイルＵ，Ｖ，Ｗの各端子ｕ，ｕ’，ｖ，ｖ’，ｗ、ｗ’に対応したＦＥＴ（半導体スイッチング素子）７５〜８０が、周知のＨ型ブリッジ回路を構成するように配線されている（符号８７〜９２は、コイルＵ，Ｖ，Ｗのスイッチングに伴なう誘導電流のバイパス経路を形成するフライホイールダイオードである）。ＡＮＤゲート８１〜８６によりモータ側のホールＩＣ（角度センサ）からのスイッチング信号と駆動制御部１００からのＰＷＭ信号との論理積信号を作り、これを用いてＦＥＴ７５〜８０をスイッチング駆動すれば、通電に関与する相のコイルを選択的にＰＷＭ通電することができる。
【００５０】
なお、駆動制御部１００側においてＦＥＴ７５〜８０にＰＷＭ信号を順次与えるためのタイミングは、ホールＩＣ（角度センサ）からの信号を駆動制御部１００に分配することにより認識させてもよいが、本実施形態では、別途ロータリエンコーダを用いてこれを検出している。このロータリエンコーダはモータ出力軸３６の回転角度を検出するものであり、その角度検出値は減速後の車輪操舵軸８の角度位置と一義的な対応関係を有する。そこで、本実施形態では、このロータリエンコーダを操舵軸角度検出部１０３として利用する。
【００５１】
図８（ａ）は、上記のロータリエンコーダを模式的に示すもので、ブラシレスモータの通電シーケンスを制御するために、時系列的な出現順序が定められたコイル通電パターンを各々特定するためのビットパターンが、円板の周方向に一定の角度間隔で形成されたものである。本実施形態においては、３相ブラシレスモータを使用しているので、図８（ｂ）に示すコイルＵ，Ｖ，Ｗの通電シーケンスが得られるように、その（１）〜（６）（図５参照）の通電パターンに対応した６種類のビットパターンが、円板の周方向に３０゜間隔で形成されている。従って、モータ６の電機子３４が回転すると、これと同期回転する上記ロータリエンコーダからは、現在通電されるべきコイルを特定するビットパターンが刻々出力される。そこで、駆動制御部１００は、このエンコーダのビットパターンを読み取ることにより、ＰＷＭ信号を送るべきコイルの端子（すなわち、図７のＦＥＴ７５〜８０）を自発的に決定することができる。なお、本実施形態において、ＰＷＭ波形の１波長の長さは例えば５０μｓ程度に設定されている。
【００５２】
なお、モータ出力軸３６の回転は減速されて車輪操舵軸８に伝達されるから、車輪操舵軸８が１回転する間に、ロータリエンコーダが設けられるモータ出力軸３６は複数回回転する。従って、モータ出力軸３６の絶対角度位置のみを示すエンコーダのビットパターンからは、車輪操舵軸８の絶対角度位置を知ることはできない。従って、図４に示すように、ＲＡＭ１１３（１２３）内に、ビットパターン変化の検出回数を計数するカウンタ（操舵軸角度位置カウンタ）を形成し、操舵軸角度位置（θ）をそのカウント数から求めるようにしてある。従って、操舵軸角度検出部１０３は機能的にはインクリメント型ロータリエンコーダに相当するものとみなすことができる。なお、モータ出力軸３６の絶対角度位置についてはビットパターンの種別により読み取ることができるから、そのビットパターンの変化順序をモニタすれば、モータ出力軸３６ひいては車輪操舵軸８の回転方向（すなわち、ハンドルを切る向きである）を知ることができる。従って、車輪操舵軸８の回転方向が正であれば上記のカウンタをインクリメントし、逆であればカウンタをデクリメントする。
【００５３】
ＰＷＭ制御方式は第一の方式と第二の方式の２通りがあり、ＰＷＭ方式選択フラグ（図４）のセット値を参照して随時切り替えられる。すなわち、電流検出値Ｉｓと基準値Ｉ_Ｒとの比較により、Ｉｓ＜Ｉ_Ｒとなる第一駆動状態（すなわち、モータが低負荷回転する状態）においては、図１４に示す第一の方式が採用される。他方、Ｉｓ＞Ｉ_Ｒとなる第一駆動状態（すなわち、モータが高負荷回転する状態）においては、図１５に示す第二の方式が採用される。
【００５４】
既に説明した通り、相Ｕ，Ｖ，Ｗの各コイルは、Ｕ→Ｖ、Ｖ→Ｗ、Ｗ→Ｕの順で、各々一方の端にて結合され他方の端が通電端子とされた２相のコイルを対として通電がなされる。例えば、コイル対Ｕ→Ｖの通電時について考えると、図７のＨ型ブリッジ回路において、コイルＵ側である第一端子を直流電源の正極（第一極）に接続した極性と、コイルＶ側である第二端子を直流電源の負極（第二極）に接続した極性との２通りの電源接続極性がある。前者の極性では、スイッチｕ（ＦＥＴ７５）とスイッチｖ’（ＦＥＴ７８）とをＯＮにし、後者の極性では、スイッチｕ’（ＦＥＴ７６）とスイッチｖ（ＦＥＴ７７）とをＯＮにする。
【００５５】
図１４の第一の方式は、電圧印加の極性を一方に固定しつつ、コイル対の第一端子を車載バッテリー（直流電源）５７の第一極（例えば正極）に接続した状態で非スイッチングとし、第二端子を同じく第二極（例えば負極：接地接続も負極接続と概念的に等価とみなす）に接続した状態で、前述の処理にて決定されたデューティ比ηによりスイッチングする方式である。例えば図１４のＵ→Ｖ通電時のタイムチャートにおいては、コイルＵ側のスイッチｕ（ＦＥＴ７５）を連続的にＯＮとし、Ｖ側のスイッチｖ’（ＦＥＴ７８）をスイッチングしている。そして、Ｕ→Ｖ、Ｖ→Ｗ、Ｗ→Ｕと通電対象となるコイル対が切り替えられると、図のごとく、使用されるスイッチは対応するものが順次選択されて、同様のスイッチングがなされる。
【００５６】
この方式は既に詳述した通り、スイッチング制御のデッドタイムが生じないので、デューティ比ηの小さい低負荷回転時においても速度制御の直線性が良好である。しかし、電流センサ７０により電流検出を行なう際に、スイッチングに伴なうフライホイール電流の影響を受けやすいので、比較的大電流となる高負荷回転時の制御方式としては不向きである。このことは、各相の端子間電圧を計算してみることによっても、簡単に確認できる。一例として、Ｕ→Ｖ通電時で考え、各相の端子間電圧をＶ_Ｕ、Ｖ_Ｖ、Ｖ_Ｗとし、電源電圧Ｖ_Ｓとすると、Ｕ相は常時ＯＮであるから
Ｖ_Ｕ＝Ｖ_Ｓ　‥‥（１）
である。また、Ｖ相はデューティ比ηにてスイッチングされるから、Ｖ_Ｖは、ＯＮ時は接地レベルとなり、ＯＦＦ時は電源電圧と等しくなるから、平均的には
Ｖ_Ｖ＝（１−η）Ｖ_Ｓ　‥‥（２）
となる。そして、Ｕ相及びＶ相とスター結線されているＷ相は接地側が常時オープンであるから、Ｖ_ＷはＶ_ＵとＶ_Ｖとの平均的な電圧レベルと等しくなる。すなわち、
Ｖ_Ｗ＝（Ｖ_Ｕ＋Ｖ_Ｖ）／２　‥‥（３）
である。電流センサ７０による電流検出値Ｉｓは、３相の平均的な端子間電圧を反映したものとなるが、その値Ｖｍは、
Ｖｍ＝（３／２）Ｖ_Ｓ×（２−η）　‥‥（４）
となり、受電する電源電圧が一定であっても、スイッチングのデューティ比ηによって、モータの端子間電圧自体が変化してしまうことがわかる。これは、前述のフライホイール電流の影響を受けるためである。しかし、デューティ比ηが小さい場合は影響が小さく、低負荷回転時においては問題にならない。
【００５７】
他方、図１５の第二の方式は、コイル対の第一端子を車載バッテリー（直流電源）５７の第一極に接続し第二端子を直流電源の第二極に接続した第一接続状態と、同じく第一端子を第二極に接続し第二端子を直流電源の第一極に接続した第二接続状態（つまり、第一接続状態と極性を反転した状態）とが交互に切り替わるようにスイッチングする方式である。例えば図１５のＵ→Ｖ通電時のタイムチャートにおいては、スイッチｖ及びｕ’（ＦＥＴ７７，７６）をＯＮとし、スイッチｖ’及びｕ（ＦＥＴ７８，７５）をＯＦＦした第一接続状態と、ＯＮ／ＯＦＦを逆転させた第二接続状態とを交互に切り替えている。そして、第一接続状態の継続時間τと第二接続状態の継続期間τ’との和が一定とされ、それらτとτ’との時間比率によりスイッチングのデューティ比ηが設定される。ここでも、Ｕ→Ｖ、Ｖ→Ｗ、Ｗ→Ｕと通電対象となるコイル対が切り替えられると、図のごとく、使用されるスイッチは対応するものが順次選択されて、同様のスイッチングがなされる。
【００５８】
この方式は、スイッチング制御のデッドタイムを生じるが、フライホイール電流の影響を受けにくいので、デューティ比ηの大きい高負荷回転時において、電流センサ７０による電流検出を高精度にて行なうことができる利点がある。以下、各相の端子間電圧の計算により、このことを確認する。同様に、Ｕ→Ｖ通電時で考え、各相の端子間電圧をＶ_Ｕ、Ｖ_Ｖ、Ｖ_Ｗとし、電源電圧Ｖ_Ｓとすると、Ｕ相とＶ相はデューティ比η及び１−ηにてスイッチングされるから、それぞれ平均的には、
Ｖ_Ｕ＝η・Ｖ_Ｓ　‥‥（５）
及び
Ｖ_Ｖ＝（１−η）Ｖ_Ｓ　‥‥（６）となる。
Ｖ_ＷはＶ_ＵとＶ_Ｖとの平均的な電圧レベルと等しくなるので、
Ｖ_Ｗ＝（Ｖ_Ｕ＋Ｖ_Ｖ）／２　‥‥（７）
である。３相の端子間電圧の合計（すなわち、３相の平均端子間電圧値を反映した値である）を計算すると、その値Ｖｍは、
Ｖｍ＝（３／２）Ｖ_Ｓ　‥‥（８）
となり、スイッチングのデューティ比の影響を全く受けないことがかわる。
【００５９】
次に、図１３ではＳ２１０に進み、故障判定処理となる。この故障判定処理の主体となる故障判定手段の機能は、主ＣＰＵ１１１（操舵制御部１００）がＲＯＭ１１２に格納された故障判定プログラムによって実現する（もちろん、副ＣＰＵ１２１側でも同じ処理を行なうようにしてもよい）。具体的には、図７において、３相ｕ，ｖ，ｗの各端子電圧を検出することにより故障判定がなされる。図１９に示すように、各端子ｕ，ｖ，ｗの電圧は、分圧抵抗１５０，１５１を介して主マイコン１１０の入出力インターフェース１１４のＡ／Ｄポートに入力している。なお、いずれの端子電圧もスイッチングにより断続波形となるので、本実施形態では、近接する複数個の端子電圧サンプリング値を平均化して用いる。なお、信号入力線には、ノイズ除去用のコンデンサ１５３が並列接続されている。
【００６０】
本実施形態においては、操舵軸駆動モータ６は３相ブラシレスモータであり、３相の通電端子ｕ，ｖ，ｗの各端子電圧の検出値をＶ_ｕ、Ｖ_ｖ及びＶ_ｗとする。前記した（１）〜（３）あるいは（５）〜（７）に示すように、第一の方式及び第二の法式のいずれを採用した場合でも、各端子電圧の検出値Ｖ_ｕ、Ｖ_ｖ及びＶ_ｗを電圧の大小順に配列したときの各値をＶ_１、Ｖ_２及びＶ_３（ただし、Ｖ１≧Ｖ２≧Ｖ３）とすれば、（３）及び（７）より、モータが正常であれば、
（Ｖ_１＋Ｖ_３）／２＝Ｖ_２　‥‥（９）
なる関係が成り立つことになる。種々の誤差要因により、（Ｖ_１＋Ｖ_３）／２とＶ_２とが厳密に一致することはまれであるが、一定の許容範囲を設定すれば、両者はほぼ一致するといえる。そこで、故障判定手段は、Ｖ_１＋Ｖ_３と２Ｖ_２とが、予め定められた許容範囲内にて互いに一致するか否かを調べる判定演算を行ない、その演算結果に基づいて故障判定を行なうことができる。
【００６１】
図２０は、その処理の一例を示すものである。この処理の概略は、端子電圧の検出値Ｖ_ｕ、Ｖ_ｖ及びＶ_ｗのうち、任意に選択された２つを加算した値をＶｍとし、残り１つの値をＶｒとしたとき、Ｖｍと２Ｖｒとが、予め定められた範囲内にて互いに一致するか否かを調べる判定演算を、Ｖｍ算出のために選択する２つの検出値の組合せを変更しながら行なう点にある。そして、Ｖｍと２Ｖｒとが一致する演算結果が全く得られなかった場合に、操舵軸駆動モータ６を故障と判定する。Ｄ１０とＤ１１はＵ→Ｗ相通電あるいはＷ→Ｕ相通電を仮定した場合であり、Ｄ１３とＤ１４はＶ→Ｗ相通電あるいはＷ→Ｖ相通電を仮定した場合であり、Ｄ１６とＤ１７はＵ→Ｖ相通電あるいはＶ→Ｕ相通電を仮定した場合である。そして、故障判定の次のサンプリングまでにある程度時間を確保できることを利用して、得られた端子電圧の検出値の組Ｖ_ｕ、Ｖ_ｖ及びＶ_ｗに対し、サンプリング時の通電相を種々に仮定し、各通電相に適合する判定演算パターン（Ｄ１２，Ｄ１５，Ｄ１８）に次々と当てはめて演算を行なっている。判定演算パターンは前記した（９）式に従うものであり、通電に関与する２相の端子電圧の合計から関与しない１相の端子電圧の２倍を減じた値の絶対値が、許容範囲を与える閾値ε以下になっているかどうかを調べるものである。
【００６２】
この演算の過程で、いずれかの通電相で閾値ε以下となる結果が得られれば直ちに異常なしと判断し、故障対応処理を特に何も行なわずに故障判定処理を終了する。他方、閾値ε以下となる結果が得られなかった場合は、Ｄ１９〜Ｄ２１のいずれかにおいて故障判定及び出力を行なう。操舵制御部１００は、この結果を受けて、例えばロック機構１９のロック状態へ切り替える処理を行なう。なお、Ｖ_１＋Ｖ_３と２Ｖ_２とが一定の許容範囲にて一致するか否かは、（９）式に直接対応した演算を行なう以外にも、数学的には種々の代替アルゴリズムが可能であり、実質的に等価な判定結果が得られる限り、そのいずれを採用してもよい。例えば、（Ｖ_１＋Ｖ_３）と２Ｖ_２との比を演算する方法を採用してもよい。
【００６３】
上記の方法は、通電相を特定しなくとも故障判定できるので、汎用ＣＰＵを用いても、問題なく故障判定を行なうことができる。他方、高性能ＣＰＵにより、通電相と端子電圧検出値との対応関係が保障されたリアルタイム処理が可能な場合は、図２１に示すように、モータ６に設けられた角度センサ（例えば図５のホールＩＣ）により通電相を特定し（Ｄ２１０，Ｄ２１２，Ｄ２１４）、通電相に対応する判定演算パターンを選択し（Ｄ２１１，Ｄ２１３，Ｄ２１５）、その選択された判定演算パターンに端子電圧の検出値の組を適用して判定演算を行なうことができる。この場合、通電相を特定しているので、Ｖ_１＋Ｖ_３と２Ｖ_２とが一致しない演算結果が得られれば、直ちに故障と判定して処理を終了する。
【００６４】
なお、Ｖ_ｕ、Ｖ_ｖ及びＶ_ｗを大小順にソートしてＶ_１、Ｖ_２及びＶ_３（ただし、Ｖ１≧Ｖ２≧Ｖ３）とする処理を行なうようにすれば、Ｖ_１＋Ｖ_３と２Ｖ_２との比較演算処理を１回行なうだけで故障判定することも可能である。
【００６５】
また、判定演算の結果には故障の有無に係る定性的な情報だけでなく、故障発生した相種別を特定可能な情報が含まれていることがあり、これを用いて故障発生相を特定する処理を行なうことができる。図２２に、ＰＷＭ制御の第一の方式が設定されている場合について、その処理例を示している。Ｄ１１０では、Ｖ_ｕ、Ｖ_ｖ及びＶ_ｗを大小順にソートしてＶ_１、Ｖ_２及びＶ_３とする。そして、Ｄ１１１では、前記した（９）式に従う判定演算処理を行なう。Ｖ_１＋Ｖ_３と２Ｖ_２とが（閾値εの範囲で）一致していれば正常であるから、故障判定処理を終了する。他方、一致していなければＤ１１２以降に進み、故障発生相を特定する処理を行なう。通電相の端子電圧がＶ１とＶ３であった場合、Ｖ１に対応する相が断線していると、Ｖ１の端子はバッテリーから受電する状態には変化がないから、その値はバッテリー電圧Ｖｓに等しくなる。しかし、Ｖ３の相とこれに中性点を介してつながったＶ２の相とは、バッテリー側のＶ１の相と断線により遮断されているので、端子電圧はゼロとなる。従って、Ｄ１１２に示すように、閾値をεとして、
｜Ｖ１−Ｖｓ｜＜ε　‥‥（１０）
Ｖ２＜ε　‥‥（１１）
Ｖ３＜ε　‥‥（１２）
が同時に成り立っているかどうかを調べる演算を行い、成り立っている場合にはＶ１の相に断線が生じていると判定・出力する。
【００６６】
また、Ｖ２に対応する相が断線していると、通電に関与する相Ｖ１とＶ３はいずれも正常であるから、（１）及び（２）より、Ｖ１とＶ３はそれぞれＶｓ及び（１−η）Ｖｓとなる。しかし、正常なら両者の平均値となるＶ２は、断線によりバッテリーから遮断されているのでゼロとなる。従って、Ｄ１１４に示すように、閾値をεとして、
｜Ｖ１−Ｖｓ｜＜ε　‥‥（１３）
Ｖ２＜ε　‥‥（１４）
｜Ｖ３−（１−η）Ｖｓ｜＜ε‥‥（１５）
が同時に成り立っているかどうかを調べる演算を行い、成り立っている場合にはＶ２の相に断線が生じていると判定・出力する。
【００６７】
さらに、Ｖ３に対応する相が断線していると、Ｖ１の端子はバッテリーから受電する状態には変化がないから、その値はバッテリー電圧Ｖｓに等しくなる。しかし、Ｖ３の相は断線によりバッテリーから遮断されているので、端子電圧はゼロとなる。また、正常ならＶ１とＶ３の平均値となるＶ２は、Ｖ３が断線により切り離されているのでＶ１と同電位、つまりＶｓとなる。従って、Ｄ１１６に示すように、閾値をεとして、
｜Ｖ１−Ｖｓ｜＜ε　‥‥（１６）
｜Ｖ２−Ｖｓ｜＜ε　‥‥（１７）
Ｖ３＜ε　‥‥（１８）
が同時に成り立っているかどうかを調べる演算を行い、成り立っている場合にはＶ３の相に断線が生じていると判定・出力する。
【００６８】
次に、第二の方式においては、　（８）に示すように、３つの相の合計（平均）電圧が、デューティ比ηによらずバッテリー電圧Ｖｓを用いて一義的に定まる特徴がある。そこで、Ｖ_ｕ＋Ｖ_ｖ＋Ｖ_ｗの値を演算することによっても故障判定することが可能である。図２３はその例を示すもので、Ｄ２０でＶｍ＝Ｖ_ｕ＋Ｖ_ｖ＋Ｖ_ｗを求め、Ｄ２１において（８）に従い、（３／２）Ｖｓと比較する。そして、その演算結果が閾値εを超えている場合に異常と判定してＤ２２に進み、故障判定・出力を行なう。
【００６９】
また、第二の方式においても、故障発生相を特定する処理を行なうことができる。その例を図２４に示している。Ｄ１２０及びＤ１２１は、図２３のＤ２０及びＤ２１と同じである。そして、Ｄ１２１で演算結果が閾値εを超えている場合、Ｄ１２２以降に進む。まず、（５）〜（７）からも明らかなように、この方式においては、モータが正常であれば、デューティ比ηが１にならない限り、Ｖ_ｕ、Ｖ_ｖ及びＶ_ｗはいずれもゼロになることがない。しかし、通電に関与していない相に断線が発生した場合は、その相に端子はバッテリーから切り離されるので、端子電圧がゼロとなる。そこで、Ｄ１２２では、Ｖ_ｕ、Ｖ_ｖ及びＶ_ｗのうち閾値ε以下となるものがあるかどうかを探し、あればその相に断線が生じていると判定・出力する。
【００７０】
他方、通電に関与している相（以下、通電関与相という）に断線が発生した場合は、次のようにする。すなわち、通電に関与しない相（以下、非通電関与相という）の端子電圧は、正常であれば、　（５）〜（７）から明らかなようにＶｓ／２となるが、通電関与相のどちらかに断線が生ずると、非通電関与相の端子電圧は、断線が生じていない通電関与相の端子電圧に等しくなる。従って、断線を生じた相だけが、正常な２つの相とは異なる端子電圧を示すので、故障発生相を特定することができる。本実施形態では、Ｄ１２４でデューティ比ηをリードし、Ｄ１２５において、Ｖ_ｕ、Ｖ_ｖ及びＶ_ｗからそれぞれηＶｓを減じて、各差分値をΔＶ_ｕ、ΔＶ_ｖ及びΔＶ_ｗとし、Ｄ１２６では、それらΔＶ_ｕ、ΔＶ_ｖ及びΔＶ_ｗのうち、閾値ε以下となっているものを調べる。端子電圧がηＶｓとなる通電相が正常であれば、ΔＶ_ｕ、ΔＶ_ｖ及びΔＶ_ｗのうち２つはゼロに近い値となるので、Ｄ１２７において、ΔＶ_ｕ、ΔＶ_ｖ及びΔＶ_ｗのうち閾値ε以下とならなかった相を断線と判定・出力する。他方、端子電圧がηＶｓとなる通電相が断線であれば、ΔＶ_ｕ、ΔＶ_ｖ及びΔＶ_ｗのうち１つのみゼロに近い値となるので、Ｄ１２８において、ΔＶ_ｕ、ΔＶ_ｖ及びΔＶ_ｗのうち、閾値ε以下となった相を断線と判定・出力する。
【００７１】
なお、異常発生相（断線相）の特定を行なわない場合は、第一の方式と第二の方式のいずれにおいても、Ｖ_ｕ、Ｖ_ｖ、Ｖ_ｗの大小関係、ひいては（９）の判定演算に基づいて故障判定できるので、図２０あるいは図２１に示す故障判定処理を、両方式に共通に使用することができる。しかし、例えば、図２１に示すような通電相特定を行なわず、しかも異常発生相（断線相）の特定を行ないような場合は、第一の方式と第二の方式とで故障判定処理の方式を切り替えること、例えば図２２に示す方式と、図２４に示す方式とを、選択されているＰＷＭ通電の方式に応じて切り替えることが有効である。
【００７２】
図１２に戻り、Ｓ３ではイグニッションスイッチがＯＦＦされているかどうかを確認し、もしＯＦＦされている場合はＳ４の終了処理となる。すなわち、イグニッションスイッチがＯＦＦになっている場合は、自動車の運転が終了したことを意味するから、主マイコン１１０において操舵軸角度位置カウンタに記憶されている、車輪操舵軸８の終了角度位置を読み出し、これをＥＥＰＲＯＭ１１５に格納し、さらに、ＲＡＭ１１３に設けられたデータ書込み完了フラグをセットして処理を終了する。
【００７３】
（実施の形態２）
この実施形態では、モータ通電電流とは無関係に、次のような単一のＰＷＭ制御を採用する。すなわち、通電相に係る２つのコイルの第一端子を直流電源（バッテリー）の第一極に接続した状態で非スイッチングとし、第二端子を直流電源の第二極に接続した状態で、デューティ比ηが可変の第一の周期にてスイッチングする第一通電状態と、第一端子を直流電源の第一極に接続した状態でデューティ比ηが可変の第一の周期にてスイッチングし、第二端子を直流電源の第二極に接続した状態で非スイッチングとする第二通電状態と、を第二の周期にて交互に繰り返す。この方式は、第一通電状態と第二通電状態とを個別に見ると、いずれも前述の極性非反転型ＰＷＭ方式になっている。従って、低速領域での制御性がよく振動も生じにくい。また、第一通電状態と第二通電状態とおそれぞれにおいてフライホイール電流が発生するが、スイッチングを行なう端子が互いに逆になっているため、モータドライバ内を流れるフライホイール電流の経路は、上記の第一通電状態と第二通電状態とで互いに相違する（例えばＨ型ブリッジにて構成されたモータドライバ内においては上段と下段）。従って、上記の第一通電状態と第二通電状態とを交互に繰り返すことにより、フライホイール電流の経路が交互に切り替わり、モータに通電される電流検出への影響を軽減することができる。その結果、高負荷回転時の電流検出を常に正確に行なうことができ、かつ、低負荷回転時のモータの制御性向上あるいは振動抑制も両立することができる。
【００７４】
なお、第二周期をなす第一通電状態と第二通電状態との各継続期間は必要に応じて互いに異なる値に設定することもできる。しかし、第一通電状態と第二通電状態との継続期間を互いに等しく設定しておくと、モータの端子電圧がデューティ比による変動を受けなくなり、端子電圧に基づいた故障判定が行ないやすくなる利点が新たに生ずる。また、スイッチング制御の処理をより簡便に行なうことができる。
【００７５】
以下、具体例を説明する。図２５は、操舵制御部の回路構成であり、多くが図４と共通しているが、ＰＷＭ制御方式の切替えを行なわないので、電流検出値Ｉｓの基準値Ｉ_Ｒとの比較を行なう比較器１０４が省略されている。また、ＲＡＭ１１３内にはＰＷＭ方式選択フラグが設けられていない。
【００７６】
以下、その動作について、実施の形態１との相違点を中心に説明する。
図２６は、本実施形態におけるＰＷＭ制御方式を概念的に示すタイミングチャートである。相Ｕ，Ｖ，Ｗの各コイルは、Ｕ→Ｖ、Ｖ→Ｗ、Ｗ→Ｕの順で、各々一方の端にて結合され他方の端が通電端子とされた２相のコイルを対として通電がなされる。例えば、コイル対Ｕ→Ｖの通電時について考えると、図７のＨ型ブリッジ回路において、コイルＵ側である第一端子を直流電源の正極（第一極）に接続し、コイルＶ側である第二端子を直流電源の負極（第二極）に接続する。そして、第二端子をデューティ比ηが可変の第一の周期ｔ０にてスイッチングする第一通電状態Ｐ１と、第一端子を同じくデューティ比ηで第一の周期ｔ０にてスイッチングする第二通電状態Ｐ２とが交互に繰り返される。第一通電状態Ｐ１では、スイッチｕ（ＦＥＴ７５）を連続的にＯＮにし、スイッチｖ’（ＦＥＴ７８）をデューティ比ηにてスイッチングする。また、第二通電状態Ｐ２では、スイッチｖ’（ＦＥＴ７８）を連続的にＯＮにし、スイッチｕ（ＦＥＴ７５）をデューティ比ηにてスイッチングする。他のスイッチは全てＯＦＦである。そして、Ｕ→Ｖ、Ｖ→Ｗ、Ｗ→Ｕと通電対象となるコイル対が切り替えられると、図のごとく、使用されるスイッチは対応するものが順次選択されて、同様のスイッチングがなされる。なお、第一通電状態Ｐ１の継続時間Ｔ１と、第二通電状態Ｐ２の継続時間Ｔ２とは互いに等しく設定されている。このようなスイッチング処理は、図４の主ＣＰＵ１１１により、図２７のフローチャートに従いソフト的に実行される（図２７では、Ｕ→Ｖ通電時のフローのみ示しているが、Ｖ→Ｗ、Ｗ→Ｕ通電時も、使用するスイッチが異なるのみで（図２６参照）、基本的に同様の処理となる）。図２７のようなＰＷＭ制御ルーチンは、図１３の操舵制御処理の１ジョブとして組み入れられる（例えばＳ２０８の直後など）。
【００７７】
図２６において、第一通電状態Ｐ１と第二通電状態Ｐ２とは、いずれも極性非反転型ＰＷＭ方式になっているので、低速領域での制御性がよく振動も生じにくい。また、図２８の右にモータドライバ１８の模式回路図を示しているが、第一通電状態Ｐ１においてはスイッチｖ’がＯＮ／ＯＦＦされ、ＯＦＦ切替え時に発生するフライホイール電流の経路は▲２▼であり、ドライバ１８の回路をなすＨ型ブリッジの上段を流れる。他方、第二通電状態Ｐ２においてはスイッチｕがＯＮ／ＯＦＦされ、ＯＦＦ切替え時に発生するフライホイール電流の経路は▲４▼であり、ドライバ１８の回路をなすＨ型ブリッジの下段を流れる。また、ＯＮ時の通電経路は▲１▼▲３▼で、同じである。従って、第一通電状態Ｐ１と第二通電状態Ｐ２とが交互に繰り返されると、フライホイール電流の経路が交互に切り替わり、モータ６側に戻る成分が軽減されて、電流センサ７０による電流検出への影響を軽減することができる。その結果、高負荷回転時の電流検出精度が高く、他方、極性非反転型ＰＷＭ方式が基本であるから、低負荷回転時のモータの制御性がよく、振動も生じにくい。
【００７８】
さらに、この方式では、モータの端子電圧がデューティ比による変動を受けないので、端子間電圧に基づいた故障判定も行ないやすい。一例として、Ｕ→Ｖ通電時で考え、各相の端子間電圧をＶ_Ｕ、Ｖ_Ｖ、Ｖ_Ｗとし、電源電圧Ｖ_Ｓとする。電源側のＵ相は、ＯＮ時に電源電圧Ｖ_Ｓと等しくなり、ＯＦＦ時に接地レベル（つまり、０Ｖ）となる点に注意すれば、第一通電状態Ｐ１では連続ＯＮなのでＶ_Ｕ＝Ｖ_Ｓであり、第二通電状態Ｐ２では、デューティ比ηにてスイッチングされるので、Ｖ_Ｕ＝η×Ｖ_Ｓとなる。従って、全体の平均としては、
Ｖ_Ｕ＝（Ｖ_Ｓ＋η×Ｖ_Ｓ）／２＝Ｖ_Ｓ（１＋η）　‥‥（１９）
となる。
【００７９】
また、接地側のＶ相は、ＯＮ時に接地レベルとなり、ＯＦＦ時に電源電圧Ｖ_Ｓと等しくなる点に注意すれば、第二通電状態Ｐ２では連続ＯＮなので０Ｖであり、第一通電状態Ｐ１では、デューティ比ηにてスイッチングされるので、Ｖ_Ｖ＝（１−η）Ｖ_Ｓとなる。従って、全体の平均としては、
Ｖ_Ｖ＝｛０＋（１−η）×Ｖ_Ｓ）／２＝（１−η）Ｖ_Ｓ／２　‥‥（２０）
となる。そして、Ｕ相及びＶ相とスター結線されているＷ相は接地側が常時オープンであるから、Ｖ_ＷはＶ_ＵとＶ_Ｖとの平均的な電圧レベルと等しくなる。すなわち、
Ｖ_Ｗ＝（Ｖ_Ｕ＋Ｖ_Ｖ）／２　‥‥（２１）
である。上記（１９）〜（２１）より、３相の合計（平均）端子間電圧Ｖｍを計算すると、その値は、
Ｖｍ＝（３／２）Ｖ_Ｓ　‥‥（２２）
となり、スイッチングのデューティ比ηの影響を全く受けないことがかわる。なお、（１９）及び（２０）は、いずれも第一通電状態Ｐ１の継続時間Ｔ１と、第二通電状態Ｐ２の継続時間Ｔ２とが互いに等しいことを前提にしており、Ｔ１≠Ｔ２のときは平均的な端子間電圧にデューティ比ηがパラメータとして残ってしまい、多かれ少なかれ影響を受けることになる。
【００８０】
なお、フライホイール電流の影響は、第一通電状態Ｐ１あるいは第二通電状態Ｐ２のそれぞれにおけるスイッチングの回数が少ないほど軽減される。例えば、図２８に示すタイミングチャートでは、各通電状態Ｐ１あるいはＰ２でのスイッチング回数が最小回数である１回にとどめられている。他方、本実施形態においては、図１５のＰＷＭ制御処理が図１３の操舵制御処理の１ジョブとして組み入れられ、第一通電状態Ｐ１と第二通電状態Ｐ２との各スイッチング処理が、操舵制御処理の１周期毎に交互に繰り返されるようになっている。従って、第一通電状態Ｐ１と第二通電状態Ｐ２との各スイッチング回数を１回として、切れ目無く処理を継続するためには、そのスイッチングの１周期が、操舵制御処理の１周期に対応したものとなるように設定されなければならない。
【００８１】
故障判定処理は、例えば故障の有無のみを判定したい場合は、図２０と全く同じ方式を採用できる。また、（２２）より、端子電圧の和に基づく図２３の方式を採用してもよい。他方、故障発生相を特定したい場合は、図２４の方式を用いればよい。ただし、通電関与相に断線が発生した場合の扱い（Ｄ１２２〜Ｄ１２８）については、（１９）及び（２０）より、Ｄ１２５において、Ｖ_ｕ、Ｖ_ｖ及びＶ_ｗからそれぞれ｛（１−η）／２｝Ｖｓ（又は｛（１＋η）／２｝Ｖｓ）を減じて、各差分値をΔＶ_ｕ、ΔＶ_ｖ及びΔＶ_ｗとし、Ｄ１２６では、それらΔＶ_ｕ、ΔＶ_ｖ及びΔＶ_ｗのうち、閾値ε以下となっているものを調べる。端子電圧が｛（１−η）／２｝Ｖｓとなる通電相が正常であれば、ΔＶ_ｕ、ΔＶ_ｖ及びΔＶ_ｗのうち２つはゼロに近い値となるので、Ｄ１２７において、ΔＶ_ｕ、ΔＶ_ｖ及びΔＶ_ｗのうち閾値ε以下とならなかった相を断線と判定・出力する。他方、端子電圧が｛（１＋η）／２｝Ｖｓとなる通電相が断線であれば、ΔＶ_ｕ、ΔＶ_ｖ及びΔＶ_ｗのうち１つのみゼロに近い値となるので、Ｄ１２８において、ΔＶ_ｕ、ΔＶ_ｖ及びΔＶ_ｗのうち、閾値ε以下となった相を断線と判定・出力する。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の車両用操舵制御システムの全体構成を模式的に示す図。
【図２】駆動部ユニットの一実施例を示す縦断面図。
【図３】図２のＡ−Ａ断面図。
【図４】本発明の車両用操舵制御システムの、実施の形態１に係る電気的構成の一例を示すブロック図。
【図５】本発明の実施形態に使用する３相ブラシレスモータの動作説明図。
【図６】電流センサの回路例を示す図。
【図７】３相ブラシレスモータのドライバ部分の一例を示す回路図。
【図８】図５の３相ブラシレスモータに使用するロータリエンコーダの説明図。
【図９】舵角変換比と車速との関係を与えるテーブルの模式図。
【図１０】車速に応じて舵角変換比を変化させるパターンの一例を示す模式図。
【図１１】モータ電源電圧と角度偏差Δθとによりデューティ比を決定するための二次元テーブルの模式図。
【図１２】本発明の車両用操舵制御システムにおけるコンピュータ処理の主ルーチンの一例を示すフローチャート。
【図１３】図１２の操舵制御処理の詳細の一例を示すフローチャート。
【図１４】実施の形態１に係る、ＰＷＭ制御の第一の方式の例を示すタイムチャート。
【図１５】実施の形態１に係る、ＰＷＭ制御の第二の方式の例を示すタイムチャート。
【図１６】ＰＷＭ制御の第二の方式においてデッドタイムが発生する理由を説明する図。
【図１７】第二の方式のデューティ比とモータ電流との関係を模式的に示す図。
【図１８】第一の方式のデューティ比とモータ電流との関係を模式的に示す図。
【図１９】操舵軸駆動モータの端子電圧を検出する回路の説明図。
【図２０】故障判定処理の第一例を示すフローチャート。
【図２１】故障判定処理の第二例を示すフローチャート。
【図２２】故障判定処理の第三例を示すフローチャート。
【図２３】故障判定処理の第四例を示すフローチャート。
【図２４】故障判定処理の第五例を示すフローチャート。
【図２５】本発明の車両用操舵制御システムの、実施の形態２に係る電気的構成の一例を示すブロック図。
【図２６】実施の形態２に係る、ＰＷＭ制御方式の例を示すタイムチャート。
【図２７】図２６のスイッチングパターンをソフト的に実行するための処理例を示すフローチャート。
【図２８】図２６のＰＷＭ制御方式によるＨ型ブリッジ回路に生ずるフライバック電流の概念説明図。
【符号の説明】
３　ハンドル軸
６　モータ（アクチュエータ）
８　車輪操舵軸
５８　シャント抵抗
７０　電流センサ
１００　操舵制御部
１１０　主マイコン（ＰＷＭ制御切替え手段、モータ作動制限手段、故障判定手段）
１０１　ハンドル軸角度検出部
１０３　操舵軸角度検出部[0001]
TECHNICAL FIELD OF THE INVENTION
The present invention relates to a steering control system for a vehicle such as an automobile.
[0002]
[Prior art]
2. Description of the Related Art In recent years, in a steering device for a vehicle, particularly a steering device for an automobile, as one of further enhancements in functionality, an operation angle (steering wheel operation angle) of a steering wheel and a wheel steering angle are not fixed at a 1: 1 ratio. A vehicle equipped with a so-called variable steering angle conversion ratio mechanism has been developed in which a conversion ratio (steering angle conversion ratio) of a steering wheel operating angle to a wheel steering angle is variable according to a driving state of a vehicle. As the driving state of the vehicle, for example, a vehicle speed (vehicle speed) can be exemplified. In high-speed driving, the steering angle conversion ratio is reduced so that the steering angle does not increase rapidly with an increase in the steering wheel operation angle. Then, high-speed running can be stabilized. On the other hand, when driving at low speeds, conversely, by increasing the steering angle conversion ratio, it is possible to reduce the number of rotations of the steering wheel required to turn the steering wheel to the full, and to increase the steering angle such as garage parking, parallel parking, or width shifting. The driving operation can be performed very easily.
[0003]
As a mechanism for varying the steering angle conversion ratio, for example, as disclosed in Japanese Patent Application Laid-Open No. H11-334604, a steering wheel shaft and a wheel steering shaft are directly connected by a gear type transmission unit having a variable gear ratio. There is a type, but this configuration has a disadvantage that the gear ratio changing mechanism of the gear type transmission unit is complicated. Therefore, a type in which a wheel steering shaft is rotationally driven by a motor is proposed in, for example, Japanese Patent Application Laid-Open No. H11-334628. Specifically, based on a steering wheel operation angle detected by the angle detection unit and a steering angle conversion ratio determined according to the vehicle driving state, a finally required wheel steering angle is calculated by computer processing, and the calculated angle is calculated. The wheel steering shaft mechanically separated from the handle shaft is rotationally driven by a motor so that the obtained wheel steering angle is obtained.
[0004]
In such a steering control system, in order to cause the rotation of the wheel steering shaft to follow the rotation of the handle shaft, the steering is performed according to the distance between the angular position of the wheel steering shaft (steering shaft angle position) and the target steering shaft angle position. The rotation speed of the shaft drive motor is adjusted by PWM control. For example, when the follow-up control proceeds and the steering shaft angle position approaches the target angle position, it is necessary to precisely control the rotation of the motor at low speed so as not to overshoot. On the other hand, when the steering wheel is suddenly turned, the motor for driving the wheel steering shaft is rotated at a high speed so that the rotation of the wheel steering shaft is not delayed during the steering operation.
[0005]
[Problems to be solved by the invention]
The induction motor generates a rotating magnetic field by sequentially switching and energizing the coils of a plurality of phases to rotate the armature. In DC motors, energized phases are switched by brushes.In recent years, as a motor for steering control, brushless motors that switch energized phases by electronic circuit control have been widely used from the viewpoint of reliability and durability. It has become to. In any case, in this type of steering control device, the motor is important as a drive source of the steering shaft, and it is important to reliably monitor the occurrence of abnormality.
[0006]
The detection of the abnormality of the coil of the brushless motor is usually performed by detecting the abnormality of the voltage between terminals (voltage between coils) and the current of each phase. However, the measurement of the inter-terminal voltage requires a complicated circuit including a differential amplifier circuit, and the current detection has disadvantages such that accuracy cannot be secured due to the influence of the flyback current.
[0007]
Therefore, Japanese Patent Application Laid-Open No. 10-75598 discloses a method of detecting a coil abnormality by detecting a neutral point voltage of each star-connected coil. The neutral point voltage can be easily measured, for example, with reference to the ground level, so that the measurement circuit is simple, and abnormality determination can be easily performed by comparing with the reference voltage. However, since the neutral point is formed as a coil connection portion inside the motor, there is a problem that the measurement terminal cannot be easily taken out. In this case, it is troublesome and expensive to provide a new measurement terminal on the motor to measure the neutral point voltage.
[0008]
It is an object of the present invention to provide a vehicle steering control system that does not require modification or the like of providing a steering shaft drive motor with a measurement terminal and that can determine a motor failure with a simple measurement circuit configuration.
[0009]
[Means for Solving the Problems and Functions / Effects]
In order to solve the above problems, a vehicle steering control system according to the present invention includes:
The steering angle to be given to the wheel steering shaft is determined according to the operation angle given to the steering handle shaft and the driving state of the vehicle, and the wheel steering shaft is rotated by the steering shaft drive motor so that the steering angle is obtained. In the vehicle steering control system to be driven,
A handle shaft angle detector for detecting a handle shaft angle position (a handle shaft angle position);
A steering shaft angle detector for detecting an angular position of the wheel steering shaft (steering shaft angle position);
A driving state detection unit that detects a driving state of the vehicle,
Steering that determines the target angular position of the wheel steering shaft based on the detected steering wheel shaft angular position and the driving state of the vehicle, and controls the operation of the steering shaft drive motor so that the steering shaft angular position approaches the target angular position. A control unit;
Terminals of coils of each phase of a steering shaft drive motor that has coils of three or more phases and is energized by a pair of coils of two phases each having one end connected to each other and the other end serving as an energizing terminal. Terminal voltage detecting means for individually detecting a voltage,
Failure determination means for performing a failure determination process reflecting a mathematical relationship established between the terminal voltages using terminal voltages detected for different energized terminals of three or more phases, and performing a failure determination based on the processing result. When,
It is characterized by having.
[0010]
In order to determine the failure of a steering shaft drive motor having coils of three or more phases, instead of detecting the voltage between the terminals of the motor, the terminal voltages of three or more different energizing terminals are individually detected and predetermined using the detected voltages. The determined failure determination processing is performed. The energization terminal of the motor is exposed outside the housing of the motor for supplying power. Then, these individual terminal voltages can be measured very simply by simply connecting a voltage measuring line to the energizing terminal and inputting the voltage to the voltage measuring unit. That is, unlike the method of measuring the neutral point voltage described above, there is no need to modify the motor by providing a measuring terminal. When the motor is operating normally, the terminal voltages are linked by a certain mathematical relationship uniquely determined by the energization method. For example, in the conventional method using the inter-terminal voltage, since information is not given as to whether the voltage is applied between the energized terminals or not, the mathematical relationship between the terminal voltages to be satisfied in the normal state is expressed by using only the voltage difference as a parameter. Must be found in However, finding such a relationship is generally difficult or impossible, or, if possible, often requires complex processing. However, in the present invention, since each terminal voltage is independently detected, it is determined whether a mathematical relationship to be satisfied during normal operation is established between the terminal voltages by a very simple algorithm (for example, a function expression). Of the terminal voltage detection value of the above).
[0011]
The energized phases of the three or more motors are sequentially switched over time to generate a rotating magnetic field. On the other hand, the mathematical relationship established between the terminal voltages during normal operation is described in different forms depending on the type of the energized phase. Therefore, it seems at first glance that it is reasonable to select a mathematical relationship suitable for the current-carrying phase after specifying the current-carrying phase, and to perform the failure determination process using the relationship. However, a considerable number of steps are required in order to perform a series of steps of specifying the energized phase → detecting the terminal voltage → calculating the failure by computer processing. In particular, after the energized phase is specified, if the detection of the terminal voltage is not performed as early as possible, the energization switches to the next phase when measuring the terminal voltage, and the specified energized phase and the terminal voltage The detected value does not correspond to the time, and the failure determination becomes impossible. Therefore, real-time processing is required in which the time matching between the energized phase and the terminal voltage detection value is ensured, and a computer (CPU) capable of high-speed processing must be used.
[0012]
However, considering the frequency of occurrence of motor failure, the detection (sampling) of the terminal voltage does not need to be performed very frequently as a practical problem. Therefore, the failure determination means has a plurality of determination calculation patterns specific to each type of energized phase, which are given using the terminal voltage of each phase, and sets a plurality of sets of detected values of the terminal voltage of each phase. The present invention can be configured such that the determination calculation is performed by sequentially applying the determination calculation patterns, and the failure determination is performed based on the result of the determination calculation.
[0013]
In the above-mentioned method, only the terminal voltage of each phase is sampled without intentionally specifying the energized phase. Utilizing that a certain amount of time can be secured until the next sampling of the failure determination, the energized phase at the time of sampling is variously assumed for the obtained set of detected terminal voltages, and the set of detected terminal voltages is used. Are successively applied to determination calculation patterns suitable for each energized phase, and calculation is performed, and failure determination is performed based on the results. In this process, one of the assumed energized phases must have been established at the time of sampling the terminal voltage. If the motor is normal, the determination operation pattern corresponding to the established energized phase ("Normal") On the other hand, an affirmative determination operation result should be obtained. On the other hand, a negative determination operation result is obtained in the determination operation pattern corresponding to the energized phase that has not been established. On the other hand, if a failure has occurred, a negative determination calculation result will be obtained even in the determination calculation pattern corresponding to the established energized phase. Therefore, it is possible to determine a failure by identifying which of the two conditions is satisfied. In any case, according to this method, the failure can be determined without specifying the energized phase. Therefore, the failure can be determined without any problem even if a low-performance general-purpose CPU is used, and the system can be configured at low cost. .
[0014]
In addition, when the real-time processing which guarantees the correspondence between the energized phase and the terminal voltage detection value is possible by adopting the high performance CPU, the failure determination means can be configured as follows. That is, it has a plurality of determination calculation patterns unique to each type of energized phase, which are given using the terminal voltage of each phase, and energizes the steering shaft drive motor when the terminal voltage of each phase is detected. The phase is specified by an angle sensor attached to the steering shaft drive motor, a determination calculation pattern corresponding to the energized phase is selected, and a set of terminal voltage detection values is applied to the selected determination calculation pattern. A judgment operation is performed, and a failure judgment is made based on the result of the judgment operation. It goes without saying that this method is advantageous from the viewpoint of performing more detailed failure determination.
[0015]
In a DC motor having three or more phases, a coil that receives power from a DC power supply voltage, that is, an energized phase is sequentially switched by a brush or a switching circuit so that a rotating magnetic field is generated. The phases involved in energization, that is, the phases connected to the power supply are two phases respectively connected to the positive electrode and the negative electrode of the power supply, and the terminal voltage during energization of these phases is the power supply voltage (when switching is controlled, It takes a value uniquely determined according to the ON / OFF duty ratio). On the other hand, considering that the phases that are not involved in energization are disconnected from the power supply and that they are commonly connected to the two-phase coils that are energized, their terminal voltages can be determined if the motor is normal. , The average value of the two-phase terminal voltages during energization. However, if an abnormality such as disconnection occurs, this relationship is not maintained. Therefore, when the steering shaft drive motor is a DC motor, the failure determination means can easily perform the failure determination based on the magnitude relationship between the terminal voltages detected for the energized terminals.
[0016]
The steering control unit performs switching control (for example, PWM control) of the rotation speed of the steering shaft drive motor in accordance with the distance between the steering shaft angle position and the target angle position so that the rotation of the wheel steering shaft follows the rotation of the handle shaft. Can be configured to be adjusted. For example, as a PWM control method that exhibits a particular advantage in a low load rotation region (hereinafter, referred to as a first driving state) in which a current flowing level of a motor is lower than a certain threshold, there is the following (hereinafter, referred to as a first driving state). On the other hand). That is, when one of the energizing terminals of a coil pair (forming two phases that are energized simultaneously) is a first terminal and the other is a second terminal, the first terminal is connected to the first pole of the DC power supply as a PWM control method. In this state, switching is not performed, and switching is performed with the second terminal connected to the second pole of the DC power supply. In the first method, the power supply voltage is turned on / off at a predetermined duty ratio while energizing both coils with the same polarity, and the influence of the cutoff delay caused by the junction capacitance of the semiconductor switching element is used. As a result, the motor is less susceptible to dead time, and as shown in FIG. 18, the characteristics of the motor have good linearity even in the low-load rotation range, and the final stage when the steering shaft angle position approaches the target angle position. It is suitable when the steering wheel is slowly turned. In the first method, as described above, the failure determination means can easily perform the failure determination based on the magnitude relationship between the terminal voltages.
[0017]
On the other hand, a PWM control method (hereinafter, referred to as a second driving state: particularly when the steering wheel is turned sharply) is particularly advantageous in a high-load rotation region in which the current level of the motor is higher than the threshold (hereinafter, referred to as a second driving state). The second method is as follows. That is, when one of the energizing terminals of the coil pair is a first terminal and the other is a second terminal, the first terminal is connected to the first pole of the DC power supply, and the second terminal is connected to the second pole of the DC power supply. Switching is performed so that one connection state and a second connection state in which the first terminal is connected to the second pole of the DC power supply and the second terminal is connected to the first pole of the DC power supply are alternately switched. This method is similar to square wave AC energization, except that the ratio between the positive half-wave period and the negative half-wave period in the applied voltage waveform is arbitrarily adjusted according to the duty ratio, and the motor is adjusted according to the difference between the two half-waves. Produces an average voltage level for driving. Since the two coils are almost always connected to the power supply with either positive or negative polarity, there is an advantage that a flyback current (flywheel current) to the power supply due to switching hardly occurs. For example, when the current supplied from the power supply to the motor is detected by the current sensor, it is hardly affected by the flywheel current due to switching, and the detection accuracy can be improved. Therefore, it is apparent that the present invention is advantageous in a case where the current flowing through the motor (which is also reflected in the load or the rotation speed of the motor) becomes high, such as in the case of a sharp steering.
[0018]
In the second method, when the polarity inversion of two phases involved in energization is considered, the average terminal voltage of the two phases depends only on the power supply voltage and is not affected by the duty ratio. Therefore, if the motor is normal, the sum (or the average value) of the terminal voltages of all the phases takes a value uniquely determined according to the battery voltage in an arbitrary energized phase. Therefore, similarly to the first method, the failure determination means obtains a result reflecting the sum of the terminal voltages, in addition to a method of performing a determination operation that obtains a result reflecting the magnitude relation of the terminal voltages detected for the energized terminals. It is also possible to adopt a method of performing a judgment operation.
[0019]
Note that the PWM method can be switched according to the current supplied to the steering shaft drive motor. For example, the first method described above can be used when the energizing current value is lower than the threshold value, and the second method can be used when the current value exceeds the threshold value. By selectively using the switching method of the two-phase coil pair involved in the energization of the motor according to the energization current value (that is, the rotational speed) of the steering shaft drive motor, the drive motor of the wheel steering shaft is switched. Therefore, the current supplied to the motor can always be accurately detected.
[0020]
In the steering control system, in order to cause the rotation of the wheel steering shaft to follow the rotation of the handle shaft, the rotation speed of the steering shaft drive motor is changed by the duty ratio of the PWM control in accordance with the distance between the steering shaft angle position and the target angle position. adjust. Therefore, when the follow-up control advances and the steering shaft angle position approaches the target angle position, it is necessary to precisely control the rotation of the motor at low speed so as not to overshoot. The second method has a drawback that it is not suitable for such precise control in a low speed region. The reason is as follows. That is, a semiconductor switching element such as an FET or a bipolar transistor is used for switching a coil of a motor. However, if a steep switching waveform used for PWM control is given to such a semiconductor switching element, an output waveform is not necessarily sharp. No edge is shown, and a delay δt as shown in FIG. 16 occurs. This delay is particularly likely to occur when the switch is OFF, which is susceptible to the charge discharge of the pn junction capacitance. Is advantageous).
[0021]
In the second method, when the polarity of the coil pair is inverted, it is necessary to simultaneously switch ON / OFF of the semiconductor switching element that controls the switching of each coil. However, when the switching signal for the positive polarity and the switching signal for the negative polarity are simultaneously supplied to the corresponding switching elements, the power supply paths of the two polarities are simultaneously connected for a short time due to the influence of the delay δt. Troubles occur. Therefore, it is necessary to set a certain interval between the switching signal for positive polarity and the switching signal for negative polarity in consideration of the delay δt. Since the interval period is a dead time during which none of the coils are energized, as shown in FIG. 17, in PWM control, the duty ratio η in which the ON period is shorter than the dead time has no meaning. Therefore, the characteristics of the motor according to the second method have poor linearity on the low-load rotation side, and are not suitable for performing, for example, asymptotic control to a target angular position. In addition, due to the existence of the dead time, there is a disadvantage that vibration is easily generated when the control on the low load rotation side is forcibly performed by the second method. Therefore, in the first driving state in which the current level of the motor is low, the first method is used. The advantages of the first method are as described above. Further, in the first method, when the switching is turned off, the power supply voltage is not applied to the coil, so that a flyback current is apt to occur, but there is almost no problem in the first driving state where the duty ratio is small.
[0022]
The vehicle steering control system of the present invention can adopt a structure in which a handle shaft and a wheel steering shaft are mechanically separated. In this case, switching is performed between a locked state in which both shafts are locked so as to be integrally rotatable and an unlocked state in which the lock connection is released so that the manual operation force to the handle shaft is directly transmitted to the wheel steering shaft. A possible locking mechanism can be provided. In this way, when the intended steering control cannot be performed due to a system problem, the steering shaft and the wheel steering shaft can be locked and coupled, so that manual steering with the steering wheel can be performed and the operation of the vehicle can be performed without any problem. Can continue.
[0023]
For example, a lock control unit that sets the lock mechanism to a locked state and stops the steering shaft drive motor when a failure determination result is received from the failure determination unit may be provided. If the steering shaft drive motor breaks down, repair is necessary, but if steering cannot be performed at all, it will be necessary to rely on external transport means such as tow truck movement to transport the vehicle to the repair shop, which is inconvenient It is. Therefore, if the steering shaft and the wheel steering shaft are locked and connected so that manual steering with the steering wheel is possible, the minimum necessary driving function can be ensured.For example, the vehicle can be transported to a repair shop by itself. It is possible to do.
[0024]
BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION
Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings.
(Embodiment 1)
FIG. 1 schematically shows an example of the overall configuration of a vehicle steering control system to which the present invention is applied. (In the present embodiment, “vehicle” is an automobile, but the present invention is not applied. The target is not limited to this.) The vehicle steering control system 1 has a configuration in which a handle shaft 3 directly connected to a steering handle 2 and a wheel steering shaft 8 are mechanically separated. The wheel steering shaft 8 is driven to rotate by a motor 6 as an actuator. The tip of the wheel steering shaft 8 extends into the steering gear box 9, and the pinion 10, which rotates together with the wheel steering shaft 8, reciprocates the rack bar 11 in the axial direction, thereby changing the steering angle of the wheels 13, 13. . In the vehicle steering control system 1 of the present embodiment, a power steering system in which the reciprocating motion of the rack bar 11 is assisted by a well-known hydraulic, electric or electro-hydraulic power assist mechanism 12 is employed. I have.
[0025]
An angle position φ of the handle shaft 3 (hereinafter, referred to as a handle shaft angle position) φ is detected by a handle shaft angle detection unit 101 including a known angle detection unit such as a rotary encoder. On the other hand, the angle position θ of the wheel steering shaft 8 (hereinafter, referred to as a steering shaft angle position) is detected by a steering shaft angle detection unit 103 which also includes an angle detection unit such as a rotary encoder. In the present embodiment, a vehicle speed detection unit (vehicle speed sensor) 102 that detects a vehicle speed V is provided as a driving state detection unit that detects the driving state of the vehicle. The vehicle speed detection unit 102 includes, for example, a rotation detection unit (for example, a rotary encoder or a tachogenerator) that detects the rotation of the wheel 13. Then, the steering control unit 100 determines the target angular position θ ′ of the wheel steering shaft 8 based on the detected angular position φ of the handle shaft 3 and the vehicle speed V, and the angular position θ of the wheel steering shaft 8 is determined. The operation of the motor 6 is controlled via the motor driver 18 so as to approach the target angular position θ ′.
[0026]
A lock mechanism 19 is provided between the handle shaft 3 and the wheel steering shaft 8 so that the lock mechanism 19 can be switched between a locked state in which the two are integrally rotatably locked and an unlocked state in which the lock connection is released. Has been. In the locked state, the rotation angle of the handle shaft 3 is transmitted to the wheel steering shaft 8 without being converted (that is, the steering angle conversion ratio is 1: 1), and manual steering becomes possible. The switching of the lock mechanism 19 to the locked state is performed by a command from the steering control unit 100 when an abnormality occurs.
[0027]
FIG. 2 shows a configuration example of a drive unit unit of the wheel steering shaft 8 by the motor 6 in a state of being attached to an automobile. In the drive unit 14, when the handle shaft 3 is rotated by operating the handle 2 (FIG. 1), the motor case 33 rotates integrally with the motor 6 mounted inside the handle. In the present embodiment, the handle shaft 3 is connected to the input shaft 20 via a universal joint 319, and the input shaft 20 is connected to the first coupling member 22 via bolts 21, 21. The pin 31 is integrated with the first coupling member 22. On the other hand, the pin 31 is fitted and engaged in a sleeve 32a extending rearward from the center of one plate surface of the second coupling member 32. On the other hand, the cylindrical motor case 33 is integrated with the other plate surface side of the second coupling member 32. Reference numeral 44 denotes a cover made of rubber or resin, which rotates integrally with the handle shaft 3. Reference numeral 46 denotes a case for housing the drive unit 14 integrated with the cockpit panel 48, and reference numeral 45 denotes a seal ring for sealing between the cover 44 and the case 46.
[0028]
The stator portion 23 of the motor 6 including the coils 35 is integrally assembled inside the motor case 33. A motor output shaft 36 is rotatably mounted inside the stator portion 23 via a bearing 41. An armature 34 made of a permanent magnet is integrated with the outer peripheral surface of the motor output shaft 36, and coils 35, 35 are arranged so as to sandwich the armature 34. As shown in FIG. 3 (a cross-sectional view taken along the line AA in FIG. 2), the power supply terminal 50 is taken out from the coils 35 and 35 so as to be continuous with the rear end surface of the motor case 33. Power is supplied to the coils 35 by the switch 42.
[0029]
As described later, in the present embodiment, the motor 6 is a brushless motor, and the power supply cable 42 is configured as a band-shaped collective cable in which elementary wires that individually supply power to the coils 35 of each phase of the brushless motor are assembled. ing. A cable case 43 having a hub 43a is provided adjacent to the rear end of the motor case 33, and the power supply cable 42 is housed therein in a form wound around the hub 43a in a spiral manner. . The end of the power supply cable 42 opposite to the end connected to the power supply terminal 50 is fixed to the hub 43 a of the cable case 43. When the handle shaft 3 rotates in the forward or reverse direction together with the motor case 33 and the power supply terminal 50, the power supply cable 42 in the cable case 43 winds or extends around the hub 43a, thereby causing the motor case 33 to rotate. Plays a role in absorbing the rotation of
[0030]
The rotation of the motor output shaft 36 is transmitted to the wheel steering shaft 8 after being reduced at a predetermined ratio (for example, 1/50) via the reduction mechanism 7. In this embodiment, the speed reduction mechanism 7 is constituted by a harmonic drive speed reducer. That is, an elliptical bearing 37 with an inner race is integrated with the motor output shaft 36, and a deformable thin external gear 38 is fitted on the outside thereof. Outside the external gear 38, internal gears 39 and 139 in which the wheel steering shaft 8 is integrated via a coupling 40 are engaged. The internal gears 39 and 139 include an internal gear (hereinafter, also referred to as a first internal gear) 39 and an internal gear (hereinafter, also referred to as a second internal gear) 139 arranged coaxially. The second internal gear 139 is fixed to the motor case 33 and rotates integrally with the motor case 33, while the second internal gear 139 is not fixed to the motor case 33 and is rotatable relative to the motor case 33. The first internal gear 39 has no difference in the number of teeth from the external gear 38 meshing with the first internal gear 39, and does not cause relative rotation with the external gear 38 (that is, the first internal gear 39 has a first rotation with respect to the rotating motor output shaft 36). It can also be said that the internal gear 39 and thus the motor case 33 and the handle shaft 3 are freely rotatably connected. On the other hand, when the number of teeth of the second internal gear 139 is larger than that of the external gear 38 (for example, 2), the number of teeth of the internal gear 139 is N, and the difference between the number of teeth of the external gear 38 and the internal gear 139 is n, the motor output is The rotation of the shaft 36 is transmitted to the wheel steering shaft 8 in a form reduced to n / N. In the present embodiment, the input shaft 20, the motor output shaft 36, and the wheel steering shaft 8 of the handle shaft 3 are coaxially arranged on the internal gears 39, 139 in order to reduce the size.
[0031]
Next, the lock mechanism 19 includes a lock member 51 fixed to a lock base portion (the motor case 33 in the present embodiment) that cannot rotate relative to the handle shaft 3 and a lock receiving base portion (in the present embodiment). Has a lock receiving member 52 provided on the motor output shaft 36 side). As shown in FIG. 3, the lock member 51 can move forward and backward between a lock position engaged with a lock receiving portion 53 formed on the lock receiving member 52 and an unlock position retracted from the lock receiving portion 53. Is provided. In the present embodiment, a plurality of lock receiving portions 53 are formed at predetermined intervals in a circumferential direction of a lock receiving member 52 that rotates integrally with the wheel steering shaft 8, and a lock portion 51 a provided at the tip of the lock member 51 is provided. In accordance with the rotation angle phase of the wheel steering shaft 8, any one of the plurality of lock receiving portions 53 is selectively engaged. The handle shaft 3 is non-rotatably connected to the motor case 33 (in this embodiment, by the coupling 22 and the pin). When the lock member 51 and the lock receiving member 52 are disengaged (unlocked state), the motor output shaft 36 rotates with respect to the motor case 33, and the rotation is transmitted via the external gear 38 to the first internal gear 39 and The power is transmitted to the second internal gear 139, respectively. The first internal gear 39 fixed to the motor case 33 does not rotate relative to the external gear 38 as described above, and consequently rotates at the same speed as the handle shaft 3 (that is, rotates following the handle operation). Do). Further, the second internal gear 139 transmits the rotation of the motor output shaft 36 to the wheel steering shaft 8 at a reduced speed, and performs the rotation driving of the wheel steering shaft 8. On the other hand, when the lock member 51 and the lock receiving member 52 are engaged and locked, the motor output shaft 36 cannot rotate relative to the motor case 33. Since the first internal gear 39 among the internal gears 39 and 139 of the reduction mechanism 7 is fixed to the motor case 33, the handle shaft is arranged in the order of the first internal gear 39, the external gear 38 and the second internal gear 139. 3 is transmitted directly to the wheel steering shaft 8.
[0032]
In the present embodiment, the lock receiving member 52 is attached to the outer peripheral surface of one end of the motor output shaft 36, and each lock receiving portion 53 is formed in a concave shape cut in the radial direction from the outer peripheral surface of the lock receiving member 52. Have been. As shown in FIG. 2, the lock member 51 is attached to a rotation base 300 provided in the motor case 33 so as to be rotatable around an axis substantially parallel to the wheel steering shaft 8, and has a rear end 55 a coupled thereto. Have been. Further, an elastic member 54 is provided for elastically returning the lock member 51 to the original position when the bias of the solenoid 55 is released. By the operation of urging and releasing the urging of the solenoid 55, the lock formed at the distal end of the lock member 51 via the convex portion 55a provided at the distal end of the solenoid 55a and the groove formed at one end 51b of the lock member 51. The portion 51a approaches / separates from the lock receiving member 52 for the lock / unlock described above. Note that it is possible to select whether the solenoid 55 is in a locked state or an unlocked state when energized, but in the present embodiment, it is determined that the solenoid 55 is unlocked when energized. According to this, when the solenoid 55 is released when the power is cut off or the like, the lock state is established by the action of the elastic member 54, and manual steering is enabled.
[0033]
FIG. 4 is a block diagram illustrating an example of an electrical configuration of the steering control unit 100. The main components of the steering control unit 100 are two microcomputers 110 and 120. The main microcomputer 110 has a main CPU 111, a ROM 112 storing a control program, a main CPU-side RAM 113 serving as a work area for the CPU 111, and an input / output interface 114. The sub microcomputer 120 has a sub CPU 121, a ROM 122 storing a control program, a sub CPU RAM 123 serving as a work area of the sub CPU 121, and an input / output interface 124. It is the main microcomputer 110 that directly controls the operation of the motor 6 (actuator) that drives the wheel steering shaft 8, and the sub-microcomputer 120 performs data processing required for operation control of the motor 6, such as calculation of necessary parameters. In parallel with 110, the result of the data processing is communicated with the main microcomputer 110 to monitor and confirm whether the operation of the main microcomputer 110 is normal and to supplement the information as necessary. It performs the function of an auxiliary control unit. In the present embodiment, data communication between the main microcomputer 110 and the sub-microcomputer 120 is performed by communication between the input / output interfaces 114 and 124. Note that the microcomputers 110 and 120 receive the power supply voltage Vcc (for example, +5 V) from a stabilizing power supply (not shown) even after the operation of the vehicle is completed (that is, after the ignition is turned off), and the RAMs 113 and 123 or the EEPROM (described later). ) 115 is stored.
[0034]
Outputs of the handle shaft angle detection unit 101, the vehicle speed detection unit 102, and the steering shaft angle detection unit 103 are distributed and input to input / output interfaces 114 and 124 of the main microcomputer 110 and the sub microcomputer 120, respectively. In this embodiment, each of the detection units is constituted by a rotary encoder, and the count signal from the encoder is directly input to the digital data ports of the input / output interfaces 114 and 124 via a Schmitt trigger unit (not shown). A solenoid 55, which is a driving unit of the lock mechanism 19, is connected to the input / output interface 114 of the main microcomputer 110 via a solenoid driver 56.
[0035]
The motor 6 is constituted by a brushless motor, in this embodiment a three-phase brushless motor, and the rotation speed is adjusted by PWM control. The motor driver 18 is connected to a vehicle-mounted battery 57 serving as a power supply for the motor 6. The voltage (power supply voltage) Vs of the battery 57 received by the motor driver 18 changes as needed (for example, 9 to 14 V) depending on the state of loads distributed to various parts of the vehicle and the power generation state of the alternator. In the present embodiment, such a fluctuating battery voltage Vs is directly used as a motor power supply voltage without passing through a stabilized power supply circuit. Since the steering control unit 100 controls the motor 6 on the premise of using the power supply voltage Vs which fluctuates by a considerable width, a detection unit for the power supply voltage Vs is provided. In the present embodiment, a branch path for voltage detection is drawn out from a power supply path to the motor 6 (immediately before the driver 18), and a voltage detection signal is extracted through voltage dividing resistors 60 provided therein. The voltage detection signal is smoothed by a capacitor 61 and then input to an input port with an A / D conversion function (hereinafter referred to as an A / D port) of the input / output interfaces 114 and 124 via a voltage follower 62.
[0036]
In addition, a current detection unit is provided on a power supply path to the motor 6 to monitor the power supply state of the motor 6 such as occurrence of overcurrent. Specifically, the voltage difference between both ends of the shunt resistor (current detection resistor) 58 provided on the path is detected by the current sensor 70 and input to the A / D ports of the input / output interfaces 114 and 124. For example, as shown in FIG. 6, the current sensor 70 extracts the voltage between both ends of the shunt resistor 58 through voltage followers 71 and 72, and amplifies the voltage by a differential amplifier 75 including an operational amplifier 73 and a peripheral resistor 74. Output. Since the output of the differential amplifier 75 is proportional to the value of the current flowing through the shunt resistor 58, this can be used as the current detection value Is. Note that, other than the shunt resistor, a probe that detects a current based on an electromagnetic principle, such as a Hall element or a current detection coil, may be used.
[0037]
The current detection value Is output from the current sensor 70 is compared with the reference value I by the comparator 104. _R Is compared with the reference value I. _R When the current detection value Is is smaller than the current detection value Is, the PWM control method of the motor 6 is set to the above-described first method, and when it is larger than Is, the PWM control method is similarly set to the second method. In the present embodiment, the output of the current detection value Is by the current sensor 70 is branched and input to the comparator 104, and the reference value I _R Is compared to The comparator 104 determines that Is is I _R A binary output is performed depending on whether the value is larger or smaller than. Upon receiving the output of the comparator 104, the main microcomputer 110 determines that Is I _R If so, a flag value (for example, “0”) for selecting the second method is set in the PWM method selection flag of the RAM 113. The comparator 104 is formed of an operational amplifier, and a dead zone for preventing chattering is formed by a positive feedback resistor. Note that Is and I _R It is of course possible to make the comparison with the main microcomputer 110 using software. In this case, the value of Is is input to the main microcomputer 110, and the value of I _R Is performed, and a process of similarly setting a flag value according to the comparison result is performed. In the dead zone processing, the magnitude relationship between the previous Is measurement result and the current Is measurement result can be compared, and the threshold value when the current Is moves to the increase side and the threshold value when the current Is moves to the decrease side are set. A dead zone is formed by making the threshold value different from the threshold value when moving. The flag value may be stored in the form of a map for each combination of the previous measurement result of Is and the current measurement result of Is, and the flag value may be determined with reference to the map at all times. .
[0038]
Returning to FIG. 4, the following memory areas are formed in the RAMs 113 and 123 of the microcomputers 110 and 120, respectively.
(1) Vehicle speed (V) measured value memory: Stores the current measured value of the vehicle speed V from the vehicle speed sensor 102.
(2) Handle shaft angle position (φ) counter memory: counts a count signal from the rotary encoder forming the handle shaft angle position detection unit 101, and stores the count value indicating the handle shaft angle position φ. Note that a rotary encoder capable of identifying the rotation direction is used. In the case of forward rotation, the counter is incremented, and in the case of reverse rotation, the counter is decremented.
(3) Steering angle conversion ratio (α) calculation value memory: The steering angle conversion ratio α calculated based on the detected vehicle speed is stored.
(4) Target steering shaft angle position (θ ′) calculation value memory: a target value of the steering shaft angle position calculated by, for example, φ × α from the current value of the steering shaft angle position φ and the steering angle conversion ratio α, That is, the value of the target steering shaft angle position θ ′ is stored.
(5) Steering shaft angle position (θ) counter memory: counts a count signal from a rotary encoder forming the steering shaft angle detection unit 103, and stores the count value indicating the steering shaft angle position θ.
(6) Δθ calculation value memory: stores a calculation value of Δθ (= θ′−θ), which is the distance between the target steering shaft angle position θ ′ and the current steering shaft angle position θ.
(7) Power supply voltage (Vs) detection value memory: Stores a detection value of the power supply voltage Vs of the motor 6.
(8) Duty ratio (η) determined value memory: Stores the duty ratio η determined based on Δθ and the power supply voltage Vs for energizing the motor 6 with PWM.
(9) Current (Is) detection value memory: stores the detection value of the current Is by the current sensor 70.
(10) PWM system selection flag (described above).
[0039]
The main microcomputer 110 functions as the following means of the present invention according to the control program stored in the ROM 112 (the sub microcomputer 120 also performs the same processing for monitoring the main microcomputer according to the control program stored in the ROM 122). Is executed).
(1) PWM control switching means: switches the PWM method between the first method and the second method with reference to the value of the PWM method selection flag.
{Circle around (2)} motor operation restricting means: when an abnormality determination result of the current sensor 70 is received, the biasing state of the locking solenoid 55 of the lock mechanism 19 is switched to lock the steering shaft 3 and the wheel steering shaft 8 in a locked state. And the motor 6 is stopped (lock control means).
[0040]
The input / output interface 114 of the main microcomputer 110 is provided with an EEPROM 115 as a second storage unit for storing the angular position of the wheel steering shaft 8 at the end of the operation (that is, when the ignition is turned off), that is, the end angular position. Have been. The EEPROM 115 (PROM) can only read data by the main CPU 111 at the first operating voltage (+5 V) at which the main CPU 111 reads / writes data from / to the main CPU RAM 112. By setting a second operating voltage different from the voltage (+5 V) (a voltage higher than the first operating voltage is employed in this embodiment: for example, +7 V), data can be written by the main CPU 111. Therefore, even if the main CPU 111 runs away, the contents will not be rewritten by mistake. The second operating voltage is generated by a booster circuit (not shown) interposed between the EEPROM 115 and the input / output interface 114.
[0041]
Hereinafter, the operation of the vehicle steering control system 1 will be described.
FIG. 12 shows the flow of processing of the main routine of the control program by the main microcomputer 110. S1 is an initialization process, in which the end angle position (described later) of the wheel steering shaft 8 written in the EEPROM 115 in the end process when the ignition switch was turned OFF last time is read out, and the end angle position is determined at the start of the process. The point is to set as the initial angular position of the wheel steering shaft 8. Specifically, a counter value indicating the end angle position is set in the above-mentioned steering shaft angle position counter memory. Note that a data write completion flag to the EEPROM 115 described later is cleared at this time.
[0042]
When the initialization process is completed, the process proceeds to S2, where the steering control process is performed. The steering control process is repeatedly executed at a constant period (for example, several hundred μs) in order to equalize the parameter sampling intervals. The details will be described with reference to FIG. In S201, the current measured value of the vehicle speed V is read, and then, in S202, the handle shaft angular position φ is read. In S203, a steering angle conversion ratio α for converting the handle shaft angle position φ into the target steering shaft angle position θ ′ is determined from the calculated value of the vehicle speed V. Different values are set for the steering angle conversion ratio α according to the vehicle speed V. Specifically, as shown in FIG. 10, when the vehicle speed V is higher than a certain value, the steering angle conversion ratio α is set to a small value, and when the vehicle speed V is lower than a certain value, the steering angle conversion ratio α is set to a large value. Is done. In the present embodiment, a table 130 for setting the steering angle conversion ratio α corresponding to various vehicle speeds V is stored in the ROM 112 (122) as shown in FIG. The steering angle conversion ratio α corresponding to the vehicle speed V is calculated by an interpolation method. In the present embodiment, the vehicle speed V is used as the information indicating the driving state of the vehicle. However, in addition to this, the lateral pressure received by the vehicle, the inclination angle of the road surface, and the like are used as information indicating the driving state of the vehicle. And it is possible to set the steering angle conversion ratio α to a specific value according to the detected value. It is also possible to determine the basic value of the steering angle conversion ratio α in accordance with the vehicle speed V, and to use the basic value as needed based on information other than the vehicle speed as described above.
[0043]
In S204, the target steering shaft angle position θ ′ is calculated by multiplying the detected steering shaft angle position φ by the determined steering angle conversion ratio α. Then, in S205, the current steering shaft angle position θ is read. In S206, a difference Δθ (= θ′−θ) between the current steering axis angle position θ obtained from the steering axis angle position counter and the target steering axis angle position θ ′ is calculated. Further, in S207, the current detected value of the power supply voltage Vs is read.
[0044]
The motor 6 rotationally drives the wheel steering shaft 8 so that the difference Δθ between the target steering shaft angle position θ ′ and the current steering shaft angle position θ decreases. When Δθ is large, the rotation speed of the motor 6 is increased, and when Δθ is small, the motor 6 is rotated so that the steering shaft angle position θ can quickly and smoothly approach the target steering shaft angle position θ ′. The rotation speed of the motor. Basically, proportional control is performed using Δθ as a parameter. However, in order to suppress overshoot and hunting and stabilize the control, it is desirable to perform well-known PID control in consideration of the differentiation or integration of Δθ. .
[0045]
The motor 6 is under PWM control as described above, and the rotation speed is adjusted by changing the duty ratio η. If the power supply voltage Vs is constant, the rotation speed can be almost uniquely adjusted by the duty ratio. However, in the present embodiment, the power supply voltage Vs is not constant as described above. Therefore, the duty ratio η is determined in consideration of the power supply voltage Vs. For example, as shown in FIG. 11, a two-dimensional duty ratio conversion table 131 for providing a duty ratio η corresponding to each combination of various power supply voltages Vs and Δθ is stored in the ROM 112 (122), and the power supply voltage Vs And the value of the duty ratio η corresponding to the calculated value of Δθ can be read and used. Note that the rotation speed of the motor 6 also varies depending on the load. In this case, it is also possible to estimate the state of the motor load based on the detection value of the motor current Is by the current sensor 70 and to correct the duty ratio η before use.
[0046]
Next, the process proceeds to S209, and a current detection process is performed. Here, the current detection value of the motor 6 output by the current sensor 70 is read. When the detected current value Is exceeds a prescribed condition and becomes large, it is determined that an overcurrent has occurred, and the handle shaft 3 and the wheel steering shaft 8 are locked as described above, and the motor 6 is stopped. For example, when the state where the current detection value Is is higher than the specified value continues for a certain period of time or more, it is determined that an overcurrent has occurred, and the lock mechanism 19 can be operated (in this case, the overcurrent state is eliminated). And unlock it.)
[0047]
The processing up to this point is executed in parallel by both the main microcomputer 110 and the sub microcomputer 120 in FIG. For example, whether the operation of the main microcomputer 110 is normal or not is determined by transferring the calculation result of each parameter stored in the RAM 113 of the main microcomputer 110 to the sub-microcomputer 120 at any time. By performing the collation, it is possible to monitor whether or not an abnormality has occurred. On the other hand, the main microcomputer 110 generates a PWM signal based on the determined duty ratio η. Then, the PWM signal is output to the FET (FIG. 7) that switches the coil of the phase involved in the energization with respect to the motor driver 18 with reference to the signal from the rotary encoder forming the steering shaft angle detection unit 103, The motor 6 is PWM-controlled.
[0048]
Hereinafter, an embodiment of the PWM control of the motor 6 will be described in detail. The motor 6 is constituted by a three-phase brushless motor as described above. As shown in FIG. 5, the coils 35, 35 shown in FIG. 2 are composed of three-phase coils U, V, W arranged at intervals of 120 °, and these coils U, V, W, the armature 34, Are detected by a Hall IC which forms an angle sensor provided in the motor. Then, upon receiving the outputs of these Hall ICs, the motor driver 18 of FIG. 1 switches the energization of the coils U, V, W to W → U (1), U → V (3), V → W (5) is sequentially switched cyclically (in the case of forward rotation: in the case of reverse rotation, the switching is performed in the reverse order described above). FIG. 8B shows an energizing sequence of the coils of each phase in the case of forward rotation (“H” indicates energization and “L” indicates non-energization: in the case of reverse rotation, The sequence is reversed left and right). The numbers in parentheses in the figure represent the angular positions of the armature 34 at the corresponding numbers in FIG.
[0049]
Returning to FIG. 4, the rotation control of the motor 6 includes the duty ratio control by the PWM signal from the drive control unit 100 (the main microcomputer 110 in the present embodiment) in the energization switching sequence of each phase of the coils U, V, and W. The sequence is performed in a superimposed manner. FIG. 7 shows a circuit example of the motor driver 18, and FETs (semiconductor switching elements) 75 to 80 corresponding to the terminals u, u ', v, v', w, w 'of the coils U, V, W. Are arranged so as to constitute a well-known H-type bridge circuit (reference numerals 87 to 92 are flywheel diodes that form a bypass path for an induced current accompanying switching of the coils U, V, and W). . The AND gates 81 to 86 generate a logical product signal of the switching signal from the Hall IC (angle sensor) on the motor side and the PWM signal from the drive control unit 100, and use this to drive the FETs 75 to 80 for switching. Can be selectively energized by PWM for the coil of the phase involved in the current.
[0050]
The timing for sequentially providing the PWM signals to the FETs 75 to 80 on the drive control unit 100 side may be recognized by distributing a signal from a Hall IC (angle sensor) to the drive control unit 100. In the embodiment, this is detected using a separate rotary encoder. This rotary encoder detects the rotation angle of the motor output shaft 36, and the detected angle value has a unique correspondence with the angular position of the wheel steering shaft 8 after deceleration. Therefore, in the present embodiment, this rotary encoder is used as the steering shaft angle detection unit 103.
[0051]
FIG. 8 (a) schematically shows the above rotary encoder. In order to control the energizing sequence of the brushless motor, bits for specifying coil energizing patterns in a time-sequential appearance order are specified. The patterns are formed at regular angular intervals in the circumferential direction of the disk. In the present embodiment, since a three-phase brushless motor is used, (1) to (6) (FIG. 5) are obtained so that the energizing sequence of the coils U, V, and W shown in FIG. 6) are formed at intervals of 30 ° in the circumferential direction of the disk. Therefore, when the armature 34 of the motor 6 rotates, the rotary encoder that rotates synchronously therewith outputs a bit pattern specifying the coil to be energized at present. Therefore, by reading the bit pattern of the encoder, the drive control unit 100 can spontaneously determine the terminal of the coil to which the PWM signal is to be sent (that is, the FETs 75 to 80 in FIG. 7). In the present embodiment, the length of one wavelength of the PWM waveform is set to, for example, about 50 μs.
[0052]
Since the rotation of the motor output shaft 36 is transmitted to the wheel steering shaft 8 after being decelerated, the motor output shaft 36 provided with the rotary encoder rotates a plurality of times while the wheel steering shaft 8 makes one rotation. Therefore, the absolute angular position of the wheel steering shaft 8 cannot be known from the bit pattern of the encoder indicating only the absolute angular position of the motor output shaft 36. Therefore, as shown in FIG. 4, a counter (steering shaft angle position counter) for counting the number of times a bit pattern change is detected is formed in the RAM 113 (123), and the steering shaft angle position (θ) is obtained from the counted number. It is like that. Therefore, the steering shaft angle detection unit 103 can be regarded as functionally equivalent to an incremental rotary encoder. Since the absolute angular position of the motor output shaft 36 can be read by the type of the bit pattern, if the order of change of the bit pattern is monitored, the rotation direction of the motor output shaft 36 and thus the wheel steering shaft 8 (ie, the steering wheel Direction). Therefore, if the rotation direction of the wheel steering shaft 8 is positive, the counter is incremented, and if the rotation direction is opposite, the counter is decremented.
[0053]
There are two types of PWM control methods, a first method and a second method, which can be switched as needed by referring to the set value of the PWM method selection flag (FIG. 4). That is, the current detection value Is and the reference value I _R By comparison with Is I _R In the first driving state (that is, the state in which the motor rotates at a high load), the second method shown in FIG. 15 is adopted.
[0054]
As described above, the coils of the phases U, V, and W are coupled in one order in the order of U → V, V → W, and W → U, and the other end is a two-phase terminal. Power is supplied to the pair of coils. For example, considering the energization of the coil pair U → V, in the H-type bridge circuit of FIG. 7, the polarity in which the first terminal on the coil U side is connected to the positive pole (first pole) of the DC power supply and the coil V side There are two types of power supply connection polarities, namely, a polarity in which the second terminal is connected to the negative pole (second pole) of the DC power supply. With the former polarity, the switch u (FET75) and the switch v ′ (FET78) are turned on, and with the latter polarity, the switch u ′ (FET76) and the switch v (FET77) are turned on.
[0055]
In the first method of FIG. 14, the switching is not performed in a state where the first terminal of the coil pair is connected to the first terminal (for example, the positive terminal) of the vehicle-mounted battery (DC power supply) 57 while fixing the polarity of the voltage application to one side. In the state where the second terminal is connected to the second electrode (for example, the negative electrode: the ground connection is also conceptually equivalent to the negative electrode connection), switching is performed according to the duty ratio η determined in the above-described processing. For example, in the time chart of FIG. 14 when U → V is energized, the switch u (FET 75) on the coil U side is continuously turned on, and the switch v ′ (FET 78) on the V side is switched. Then, when the coil pairs to be energized are switched from U to V, V to W, and W to U, the corresponding switches to be used are sequentially selected as shown in the figure, and the same switching is performed.
[0056]
As described above, this method does not cause a dead time of the switching control, so that the linearity of the speed control is good even at a low load rotation with a small duty ratio η. However, when the current is detected by the current sensor 70, it is easily affected by the flywheel current accompanying the switching, so that it is not suitable as a control method at the time of high load rotation where a relatively large current is generated. This can easily be confirmed by calculating the voltage between terminals of each phase. As an example, consider the case where U → V is applied, and determine the voltage between terminals of each phase as V _U , V _V , V _W And the power supply voltage V _S Then, the U phase is always ON
V _U = V _S ‥‥ (1)
It is. Further, since the V phase is switched at the duty ratio η, V _V Is at ground level when ON and equal to power supply voltage when OFF, so on average
V _V = (1-η) V _S ‥‥ (2)
It becomes. Since the ground side of the W phase that is star-connected to the U phase and the V phase is always open, _W Is V _U And V _V And the average voltage level. That is,
V _W = (V _U + V _V ) / 2 ‥‥ (3)
It is. The current detection value Is obtained by the current sensor 70 reflects an average three-phase voltage between terminals.
Vm = (3/2) V _S × (2-η) ‥‥ (4)
It can be seen that even if the power supply voltage to be received is constant, the voltage between the terminals of the motor itself changes depending on the switching duty ratio η. This is because it is affected by the aforementioned flywheel current. However, the effect is small when the duty ratio η is small, and does not pose a problem during low load rotation.
[0057]
On the other hand, the second system shown in FIG. 15 has a first connection state in which the first terminal of the coil pair is connected to the first pole of the vehicle-mounted battery (DC power supply) 57 and the second terminal is connected to the second pole of the DC power supply. In the same manner, the first terminal is connected to the second pole, and the second terminal is connected to the first pole of the DC power supply, so that the second connection state (that is, the first connection state and the state in which the polarity is inverted) is alternately switched. This is a switching method. For example, in the time chart when U → V is energized in FIG. 15, the first connection state in which the switches v and u ′ (FETs 77 and 76) are turned on and the switches v ′ and u (FETs 78 and 75) are turned off, The second connection state in which OFF is reversed is alternately switched. Then, the sum of the duration τ of the first connection state and the duration τ ′ of the second connection state is made constant, and the switching duty ratio η is set by the time ratio between τ and τ ′. Also in this case, when the coil pairs to be energized are switched in the order of U → V, V → W, W → U, the corresponding switches are sequentially selected as shown in the figure, and the same switching is performed. .
[0058]
This method has a switching control dead time, but is less susceptible to the flywheel current. Therefore, during high-load rotation with a large duty ratio η, the current sensor 70 can perform current detection with high accuracy. There is. Hereinafter, this will be confirmed by calculating the terminal voltage of each phase. Similarly, when U → V is applied, the voltage between terminals of each phase is V _U , V _V , V _W And the power supply voltage V _S Then, since the U phase and the V phase are switched at the duty ratios η and 1−η, on average, respectively,
V _U = Η · V _S ‥‥ (5)
as well as
V _V = (1-η) V _S ‥‥ (6).
V _W Is V _U And V _V Is equal to the average voltage level of
V _W = (V _U + V _V ) / 2 ‥‥ (7)
It is. When the sum of the three-phase terminal voltages (that is, a value that reflects the average three-phase terminal voltage value) is calculated, the value Vm is
Vm = (3/2) V _S ‥‥ (8)
This means that there is no influence of the switching duty ratio.
[0059]
Next, in FIG. 13, the process proceeds to S210, and a failure determination process is performed. The function of the failure determination means that is the main part of the failure determination processing is realized by the failure determination program stored in the ROM 112 by the main CPU 111 (steering control unit 100) (of course, the same processing may be performed on the sub CPU 121 side as well). Good). Specifically, in FIG. 7, the failure is determined by detecting the terminal voltages of the three phases u, v, and w. As shown in FIG. 19, the voltages of the terminals u, v, w are input to the A / D port of the input / output interface 114 of the main microcomputer 110 via the voltage dividing resistors 150, 151. Since any terminal voltage has an intermittent waveform due to switching, in this embodiment, a plurality of adjacent terminal voltage sampling values are averaged and used. Note that a noise removing capacitor 153 is connected in parallel to the signal input line.
[0060]
In the present embodiment, the steering shaft drive motor 6 is a three-phase brushless motor, and the detected values of the terminal voltages of the three-phase energizing terminals u, v, and w are V _u , V _v And V _w And As shown in the above (1) to (3) or (5) to (7), the detection value V of each terminal voltage is obtained regardless of whether the first method or the second method is employed. _u , V _v And V _w Are arranged in the descending order of voltage. ₁ , V ₂ And V ₃ (However, if V1 ≧ V2 ≧ V3), from (3) and (7), if the motor is normal,
(V ₁ + V ₃ ) / 2 = V ₂ ‥‥ (9)
The following relationship holds. Due to various error factors, (V ₁ + V ₃ ) / 2 and V ₂ It is rare that they exactly match, but it can be said that they both substantially match if a certain allowable range is set. Therefore, the failure determination means ₁ + V ₃ And 2V ₂ Is determined to determine whether or not the values match each other within a predetermined allowable range, and a failure determination can be made based on the calculation result.
[0061]
FIG. 20 shows an example of the processing. The outline of this processing is as follows. _u , V _v And V _w When the value obtained by adding arbitrarily selected two is Vm and the remaining one is Vr, it is checked whether Vm and 2Vr match each other within a predetermined range. The point is that the determination calculation is performed while changing the combination of two detection values selected for Vm calculation. If no calculation result that matches Vm and 2Vr is obtained at all, it is determined that the steering shaft drive motor 6 has failed. D10 and D11 are cases where U → W phase energization or W → U phase energization is assumed, D13 and D14 are cases where V → W phase energization or W → V phase energization is assumed, and D16 and D17 are U → phase energization. This is the case where V-phase conduction or V → U-phase conduction is assumed. Then, by utilizing the fact that a certain amount of time can be secured until the next sampling of the failure determination, the obtained set of terminal voltage detection values V _u , V _v And V _w On the other hand, various energized phases at the time of sampling are assumed, and the calculation is performed by successively applying the determination arithmetic patterns (D12, D15, D18) suitable for each energized phase. The determination calculation pattern is in accordance with the above-described equation (9), and the absolute value of a value obtained by subtracting twice the one-phase terminal voltage not involved from the total of the two-phase terminal voltages involved in energization gives the allowable range. It is checked whether or not the value is equal to or smaller than the threshold value ε.
[0062]
In the course of this calculation, if a result that is equal to or smaller than the threshold value ε is obtained in any of the energized phases, it is immediately determined that there is no abnormality, and the failure determination processing is terminated without performing any failure handling processing. On the other hand, if a result that is equal to or smaller than the threshold value ε is not obtained, a failure determination and output are performed in any of D19 to D21. Upon receiving the result, the steering control unit 100 performs, for example, a process of switching to a locked state of the lock mechanism 19. Note that V ₁ + V ₃ And 2V ₂ It can be determined whether or not the values match within a certain allowable range, in addition to performing the operation directly corresponding to the expression (9), various alternative algorithms are mathematically possible, and a substantially equivalent determination result is obtained. Any of them may be adopted as long as is obtained. For example, (V ₁ + V ₃ ) And 2V ₂ And a method of calculating the ratio of.
[0063]
In the above method, the failure can be determined without specifying the energized phase. Therefore, even if a general-purpose CPU is used, the failure can be determined without any problem. On the other hand, when the high-performance CPU can perform real-time processing in which the correspondence between the energized phase and the terminal voltage detection value is ensured, as shown in FIG. 21, an angle sensor (for example, FIG. The energized phase is specified by the Hall IC) (D210, D212, D214), and the judgment operation pattern corresponding to the energized phase is selected (D211, D213, D215). The determination operation can be performed by applying the set. In this case, since the energized phase is specified, V ₁ + V ₃ And 2V ₂ If an operation result that does not match is obtained, it is immediately determined that a failure has occurred, and the process is terminated.
[0064]
Note that V _u , V _v And V _w Are sorted in ascending order and V ₁ , V ₂ And V ₃ (However, if the processing of V1 ≧ V2 ≧ V3) is performed, V ₁ + V ₃ And 2V ₂ It is also possible to judge a failure by performing only one comparison operation with.
[0065]
In addition, the result of the determination operation may include not only qualitative information relating to the presence or absence of a failure but also information capable of specifying the type of phase in which a failure has occurred. Processing can be performed. FIG. 22 shows a processing example in the case where the first method of the PWM control is set. In D110, V _u , V _v And V _w Are sorted in ascending order and V ₁ , V ₂ And V ₃ And Then, in D111, the determination calculation processing according to the above-mentioned equation (9) is performed. V ₁ + V ₃ And 2V ₂ If they match (within the range of the threshold ε), it is normal, and the failure determination processing ends. On the other hand, if they do not match, the process proceeds to D112 and thereafter, and processing for specifying the failure occurrence phase is performed. When the terminal voltages of the energized phases are V1 and V3, if the phase corresponding to V1 is disconnected, the state of the terminal of V1 receiving power from the battery does not change, so that the value is equal to the battery voltage Vs. Become. However, the terminal voltage becomes zero because the phase of V3 and the phase of V2 connected thereto via a neutral point are interrupted by the disconnection of the phase of V1 on the battery side. Therefore, as shown in D112, when the threshold is ε,
| V1-Vs | <εε (10)
V2 <ε ‥‥ (11)
V3 <ε ‥‥ (12)
Are checked to determine whether or not the conditions are satisfied at the same time. If the conditions are satisfied, it is determined and output that the disconnection has occurred in the phase of V1.
[0066]
If the phase corresponding to V2 is broken, both phases V1 and V3 involved in energization are normal. Therefore, from (1) and (2), V1 and V3 are Vs and (1-η), respectively. ) Vs. However, if normal, V2, which is the average value of the two, becomes zero because the battery is cut off due to disconnection. Therefore, as shown in D114, when the threshold is ε,
| V1−Vs | <ε ‥‥ (13)
V2 <ε ‥‥ (14)
| V3- (1-η) Vs | <ε ‥‥ (15)
Is performed to check whether or not the above conditions are satisfied at the same time. If the conditions are satisfied, it is determined and output that the disconnection has occurred in the phase of V2.
[0067]
Further, if the phase corresponding to V3 is broken, the value of the terminal of V1 becomes equal to the battery voltage Vs because the state of receiving power from the battery does not change. However, since the phase of V3 is disconnected from the battery due to the disconnection, the terminal voltage becomes zero. In addition, V2, which is an average value of V1 and V3 if normal, has the same potential as V1, that is, Vs because V3 is disconnected by disconnection. Therefore, as shown in D116, when the threshold is ε,
| V1−Vs | <ε ‥‥ (16)
| V2-Vs | <ε ‥‥ (17)
V3 <ε ‥‥ (18)
Is performed to check whether or not the above conditions are satisfied at the same time. If so, it is determined and output that the disconnection has occurred in the phase of V3.
[0068]
Next, in the second method, as shown in (8), the total (average) voltage of the three phases is uniquely determined using the battery voltage Vs regardless of the duty ratio η. Then, V _u + V _v + V _w It is also possible to determine a failure by calculating the value of. FIG. 23 shows an example of this, where Vm = V at D20. _u + V _v + V _w Is calculated in D21 according to (8), and compared with (3/2) Vs. When the calculation result exceeds the threshold value ε, it is determined that there is an abnormality, the process proceeds to D22, and a failure determination / output is performed.
[0069]
Also, in the second method, processing for specifying the failure occurrence phase can be performed. An example is shown in FIG. D120 and D121 are the same as D20 and D21 in FIG. If the calculation result exceeds the threshold value ε in D121, the process proceeds to D122 and thereafter. First, as is apparent from (5) to (7), in this method, if the motor is normal, the voltage V is not changed unless the duty ratio η becomes 1. _u , V _v And V _w Cannot be zero. However, when a disconnection occurs in a phase that is not involved in energization, the terminal is disconnected from the battery in that phase, and the terminal voltage becomes zero. Therefore, in D122, V _u , V _v And V _w Out of the threshold ε, and if so, it is determined and output that a break has occurred in that phase.
[0070]
On the other hand, when a disconnection occurs in a phase involved in energization (hereinafter, referred to as an energization involved phase), the following is performed. That is, the terminal voltage of a phase not involved in energization (hereinafter referred to as a non-energized phase) is Vs / 2 as is clear from (5) to (7) if it is normal. When a disconnection occurs, the terminal voltage of the non-conducting phase becomes equal to the terminal voltage of the non-conducting phase. Accordingly, only the phase in which the disconnection occurs has a terminal voltage different from that of the two normal phases, so that the faulty phase can be specified. In the present embodiment, the duty ratio η is read at D124, and V125 is read at D125. _u , V _v And V _w ΗVs respectively, and each difference value is ΔV _u , ΔV _v And ΔV _w In D126, ΔV _u , ΔV _v And ΔV _w Among them, those which are equal to or smaller than the threshold ε are examined. If the energized phase at which the terminal voltage becomes ηVs is normal, ΔV _u , ΔV _v And ΔV _w Are near zero, so that at D127, ΔV _u , ΔV _v And ΔV _w Among them, the phase not falling below the threshold value ε is determined and output as a disconnection. On the other hand, if the energized phase at which the terminal voltage becomes ηVs is disconnected, ΔV _u , ΔV _v And ΔV _w Becomes a value close to zero, at D128, ΔV _u , ΔV _v And ΔV _w Among them, the phase which is equal to or smaller than the threshold value ε is determined and output as the disconnection.
[0071]
In the case where the abnormality occurrence phase (disconnection phase) is not specified, in both the first method and the second method, V _u , V _v , V _w 20 or 21 can be used in common for both methods. However, for example, when the energized phase is not specified as shown in FIG. 21 and the abnormality occurrence phase (disconnection phase) is not specified, the failure determination method is determined by the first method and the second method. For example, it is effective to switch between the method shown in FIG. 22 and the method shown in FIG. 24 according to the selected PWM energization method.
[0072]
Returning to FIG. 12, in S3, it is confirmed whether or not the ignition switch is turned off. If the ignition switch is turned off, the end processing of S4 is performed. That is, when the ignition switch is turned off, it means that the operation of the vehicle has been completed. Therefore, the main microcomputer 110 reads out the end angle position of the wheel steering shaft 8 stored in the steering shaft angle position counter. This is stored in the EEPROM 115, and the data write completion flag provided in the RAM 113 is set, thus ending the processing.
[0073]
(Embodiment 2)
In this embodiment, the following single PWM control is adopted regardless of the motor current. That is, non-switching is performed when the first terminals of the two coils related to the energized phase are connected to the first pole of the DC power supply (battery), and the duty ratio is changed when the second terminal is connected to the second pole of the DC power supply. η switches in a first cycle in which the duty ratio η is variable in a first cycle in which the first terminal is connected to the first pole of the DC power supply, and the first terminal is connected to the first pole of the DC power supply in a variable first cycle. The second energizing state in which the terminal is connected to the second pole of the DC power supply and the switching is not performed is alternately repeated in the second cycle. In this system, when the first energized state and the second energized state are viewed individually, each is the above-described polarity non-inverting PWM system. Therefore, the controllability in the low-speed region is good, and the vibration hardly occurs. Further, a flywheel current is generated in each of the first energized state and the second energized state. However, since the terminals for switching are opposite to each other, the path of the flywheel current flowing in the motor driver is the same as that of the above-described first state. The one energized state and the second energized state are different from each other (for example, in a motor driver constituted by an H-type bridge, an upper stage and a lower stage). Therefore, by alternately repeating the first energized state and the second energized state, the path of the flywheel current is alternately switched, and the influence on the detection of the current supplied to the motor can be reduced. As a result, current detection during high-load rotation can always be accurately performed, and both controllability and vibration suppression of the motor during low-load rotation can be achieved.
[0074]
Note that the respective durations of the first energized state and the second energized state forming the second cycle can be set to different values as needed. However, if the durations of the first energized state and the second energized state are set to be equal to each other, there is an advantage that the terminal voltage of the motor is not affected by the duty ratio and a failure determination based on the terminal voltage can be easily performed. Newly occurs. Further, switching control processing can be performed more easily.
[0075]
Hereinafter, a specific example will be described. FIG. 25 shows a circuit configuration of the steering control unit, which is common to FIG. 4 in many cases. However, since the PWM control method is not switched, the reference value I of the current detection value Is is not changed. _R Is omitted from the comparator 104 for performing the comparison. Further, the PWM method selection flag is not provided in the RAM 113.
[0076]
Hereinafter, the operation thereof will be described focusing on differences from the first embodiment.
FIG. 26 is a timing chart conceptually showing the PWM control method in the present embodiment. The coils of the phases U, V, and W are paired with a two-phase coil in which one end is connected and the other end is a conduction terminal in the order of U → V, V → W, and W → U. Electricity is applied. For example, when the coil pair U → V is energized, in the H-type bridge circuit of FIG. 7, the first terminal on the coil U side is connected to the positive pole (first pole) of the DC power supply, and the coil V side is connected. The second terminal is connected to the negative electrode (second electrode) of the DC power supply. Then, a first energized state P1 in which the second terminal is switched in a first cycle t0 with a variable duty ratio η, and a second energized state in which the first terminal is switched in a first cycle t0 with the same duty ratio η P2 is alternately repeated. In the first energized state P1, the switch u (FET75) is continuously turned on, and the switch v ′ (FET78) is switched at the duty ratio η. In the second energized state P2, the switch v '(FET 78) is continuously turned on, and the switch u (FET 75) is switched at the duty ratio η. All other switches are off. Then, when the coil pairs to be energized are switched from U to V, V to W, and W to U, the corresponding switches to be used are sequentially selected as shown in the figure, and the same switching is performed. The duration T1 of the first energized state P1 and the duration T2 of the second energized state P2 are set to be equal to each other. Such a switching process is executed by the main CPU 111 of FIG. 4 in a software manner according to the flowchart of FIG. 27 (FIG. 27 shows only the flow when U → V is energized, but V → W, W → U At the time of energization, basically, the same processing is performed, except that the switch used is different (see FIG. 26). The PWM control routine as shown in FIG. 27 is incorporated as one job of the steering control process in FIG. 13 (for example, immediately after S208).
[0077]
In FIG. 26, since both the first energized state P1 and the second energized state P2 are of the non-inverted polarity PWM type, the controllability in a low-speed region is good, and the vibration hardly occurs. The schematic circuit diagram of the motor driver 18 is shown on the right side of FIG. 28. In the first energized state P1, the switch v 'is turned ON / OFF, and the path of the flywheel current generated at the time of OFF switching is (2). And flows through the upper stage of the H-bridge that forms the circuit of the driver 18. On the other hand, in the second energized state P2, the switch u is turned on / off, and the path of the flywheel current generated when the switch is turned off is {circle around (4)}, and flows through the lower stage of the H-type bridge forming the circuit of the driver 18. The energization paths at the time of ON are (1) and (3), which are the same. Accordingly, when the first energized state P1 and the second energized state P2 are alternately repeated, the path of the flywheel current is alternately switched, the component returning to the motor 6 side is reduced, and the current detection by the current sensor 70 is reduced. The effect can be reduced. As a result, the current detection accuracy at the time of high load rotation is high, and on the other hand, since the polarity non-reversal type PWM system is fundamental, the controllability of the motor at the time of low load rotation is good, and vibration is hardly generated.
[0078]
Further, in this method, since the terminal voltage of the motor is not changed by the duty ratio, it is easy to make a failure determination based on the inter-terminal voltage. As an example, consider the case where U → V is applied, and determine the voltage between terminals of each phase as V _U , V _V , V _W And the power supply voltage V _S And The U-phase on the power supply side has the power supply voltage V _S Note that at the time of OFF, the ground level (that is, 0 V) is attained. _U = V _S In the second energized state P2, the switching is performed at the duty ratio η. _U = Η × V _S It becomes. Therefore, as a whole average,
V _U = (V _S + Η × V _S ) / 2 = V _S (1 + η) ‥‥ (19)
It becomes.
[0079]
Also, the V phase on the ground side is at the ground level when ON, and when the power supply voltage V is OFF. _S Note that in the second energized state P2, the voltage is 0 V because it is continuously ON, and in the first energized state P1, switching is performed at the duty ratio η. _V = (1-η) V _S It becomes. Therefore, as a whole average,
V _V = ｛0+ (1-η) × V _S ) / 2 = (1−η) V _S / 2 $ (20)
It becomes. Since the ground side of the W phase that is star-connected to the U phase and the V phase is always open, _W Is V _U And V _V And the average voltage level. That is,
V _W = (V _U + V _V ) / 2 ‥‥ (21)
It is. When the total (average) terminal-to-terminal voltage Vm of the three phases is calculated from the above (19) to (21), the value is
Vm = (3/2) V _S ‥‥ (22)
This means that there is no influence of the switching duty ratio η. Note that both (19) and (20) are based on the assumption that the duration T1 of the first energized state P1 and the duration T2 of the second energized state P2 are equal to each other, and when T1 ≠ T2, The duty ratio η remains as a parameter in the average inter-terminal voltage, and is more or less affected.
[0080]
The effect of the flywheel current is reduced as the number of switching operations in each of the first energized state P1 and the second energized state P2 is reduced. For example, in the timing chart shown in FIG. 28, the number of times of switching in each energized state P1 or P2 is limited to one which is the minimum number of times. On the other hand, in the present embodiment, the PWM control process of FIG. 15 is incorporated as one job of the steering control process of FIG. 13, and each switching process between the first energized state P1 and the second energized state P2 is performed in the steering control process. It is configured to be repeated alternately every cycle. Therefore, in order to set the number of times of switching between the first energized state P1 and the second energized state P2 to one, and to continue the processing without interruption, one cycle of the switching corresponds to one cycle of the steering control processing. Must be set to
[0081]
In the failure determination processing, for example, when it is desired to determine only the presence or absence of a failure, the same method as that in FIG. 20 can be adopted. Further, from (22), the method of FIG. 23 based on the sum of the terminal voltages may be adopted. On the other hand, when it is desired to specify the failure occurrence phase, the method shown in FIG. 24 may be used. However, regarding the case where the disconnection occurs in the energization-related phase (D122 to D128), from (19) and (20), the _u , V _v And V _w ｛(1−η) / 2｝ Vs (or ｛(1 + η) / 2｝ Vs), respectively, to obtain each difference value as ΔV _u , ΔV _v And ΔV _w In D126, ΔV _u , ΔV _v And ΔV _w Among them, those which are equal to or smaller than the threshold ε are examined. If the energized phase at which the terminal voltage becomes ｛(1−η) / 2） Vs is normal, ΔV _u , ΔV _v And ΔV _w Are near zero, so that at D127, ΔV _u , ΔV _v And ΔV _w Among them, the phase not falling below the threshold value ε is determined and output as a disconnection. On the other hand, if the current-carrying phase at which the terminal voltage becomes ｛(1 + η) / 2｝ Vs is broken, ΔV _u , ΔV _v And ΔV _w Becomes a value close to zero, at D128, ΔV _u , ΔV _v And ΔV _w Among them, the phase which is equal to or smaller than the threshold value ε is determined and output as the disconnection.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a diagram schematically showing the overall configuration of a vehicle steering control system according to the present invention.
FIG. 2 is a longitudinal sectional view showing one embodiment of a drive unit.
FIG. 3 is a sectional view taken along line AA of FIG. 2;
FIG. 4 is a block diagram showing an example of an electrical configuration according to the first embodiment of the vehicle steering control system of the present invention.
FIG. 5 is a diagram illustrating the operation of a three-phase brushless motor used in the embodiment of the present invention.
FIG. 6 is a diagram showing a circuit example of a current sensor.
FIG. 7 is a circuit diagram showing an example of a driver portion of the three-phase brushless motor.
FIG. 8 is an explanatory diagram of a rotary encoder used in the three-phase brushless motor of FIG.
FIG. 9 is a schematic diagram of a table for giving a relationship between a steering angle conversion ratio and a vehicle speed.
FIG. 10 is a schematic diagram showing an example of a pattern for changing a steering angle conversion ratio according to a vehicle speed.
FIG. 11 is a schematic diagram of a two-dimensional table for determining a duty ratio based on a motor power supply voltage and an angle deviation Δθ.
FIG. 12 is a flowchart showing an example of a main routine of computer processing in the vehicle steering control system of the present invention.
FIG. 13 is a flowchart illustrating an example of details of the steering control process of FIG. 12;
FIG. 14 is a time chart showing an example of a first PWM control method according to the first embodiment;
FIG. 15 is a time chart showing an example of a second PWM control method according to the first embodiment;
FIG. 16 is a view for explaining the reason why dead time occurs in the second method of PWM control.
FIG. 17 is a diagram schematically showing a relationship between a duty ratio and a motor current in a second method.
FIG. 18 is a diagram schematically showing a relationship between a duty ratio and a motor current in the first method.
FIG. 19 is an explanatory diagram of a circuit for detecting a terminal voltage of a steering shaft drive motor.
FIG. 20 is a flowchart illustrating a first example of a failure determination process.
FIG. 21 is a flowchart illustrating a second example of a failure determination process.
FIG. 22 is a flowchart illustrating a third example of a failure determination process.
FIG. 23 is a flowchart illustrating a fourth example of the failure determination process.
FIG. 24 is a flowchart illustrating a fifth example of the failure determination process.
FIG. 25 is a block diagram showing an example of an electric configuration according to a second embodiment of the vehicle steering control system of the present invention.
FIG. 26 is a time chart showing an example of a PWM control method according to the second embodiment.
27 is a flowchart showing a processing example for executing the switching pattern of FIG. 26 by software.
FIG. 28 is a conceptual explanatory diagram of a flyback current generated in the H-type bridge circuit according to the PWM control method of FIG. 26;
[Explanation of symbols]
3 Handle axis
6. Motor (actuator)
8 Wheel steering shaft
58 Shunt resistor
70 Current sensor
100 Steering control unit
110 Main microcomputer (PWM control switching means, motor operation restriction means, failure judgment means)
101 Handle shaft angle detector
103 Steering axis angle detector

Claims

A steering angle to be given to the wheel steering shaft is determined according to the operation angle given to the steering wheel shaft for steering and the driving state of the vehicle, and the wheel steering shaft is turned by a steering shaft drive motor so that the steering angle is obtained. In a vehicle steering control system that is driven to rotate,
A handle shaft angle detection unit that detects an angle position of the handle shaft (hereinafter, referred to as a handle shaft angle position);
A steering shaft angle detection unit that detects an angular position of the wheel steering shaft (hereinafter, referred to as a steering shaft angle position);
A driving state detection unit that detects a driving state of the vehicle,
Determining a target angular position of the wheel steering shaft based on the detected handle shaft angular position and the driving state of the vehicle, and operating the steering shaft drive motor such that the steering shaft angular position approaches the target angular position; A steering control unit for controlling
The steering shaft drive motor of the above-described steering shaft drive motor, which has coils of three or more phases, and is energized by a pair of two-phase coils each having one end coupled to each other and the other end serving as an energization terminal, Terminal voltage detecting means for individually detecting terminal voltages,
Failure determination means for performing a failure determination process reflecting a mathematical relationship established between the terminal voltages using terminal voltages detected for different energized terminals of three or more phases, and performing a failure determination based on the processing result. When,
A steering control system for a vehicle, comprising:

The failure determination means has a plurality of determination calculation patterns unique to each type of energized phase, which are given using the terminal voltage of each phase, and sets a plurality of sets of detected values of the terminal voltage of each phase. 2. The steering control system for a vehicle according to claim 1, wherein the determination calculation is performed by sequentially applying the determination calculation patterns to each other, and a failure determination is performed based on a result of the determination calculation.

The failure determination means is provided using the terminal voltage of each phase, and has a plurality of determination calculation patterns unique to each type of energized phase, while the failure determination means detects the terminal voltage of each phase. The energizing phase of the steering shaft drive motor is specified by an angle sensor attached to the steering shaft drive motor, and a determination calculation pattern corresponding to the energization phase is selected, and the terminal voltage is detected in the selected determination calculation pattern. 2. The vehicle steering control system according to claim 1, wherein a determination calculation is performed by applying a set of values, and a failure determination is performed based on a result of the determination calculation.

4. The device according to claim 1, wherein the steering shaft drive motor is a DC motor, and the failure determination unit performs the failure determination based on a magnitude relationship between terminal voltages detected for the energized terminals. 5. Vehicle steering control system.

The steering shaft drive motor is a three-phase brushless motor, and the detected values of the terminal voltages of the three-phase energized terminals u, v, w are V _u , V _v, and V _w, and the detected values V _u , V _v When V ₁ , V _2, and V ₃ (where V ₁ ≧ V ₂ ≧ V 3) are obtained when the values of V _w and V _w are arranged in the descending order of the voltage, the failure determination means determines that V ₁ + V ₃ and 2V ₂ 5. The vehicle steering control system according to claim 4, wherein a determination calculation is performed to determine whether or not they match each other within a predetermined allowable range, and the failure determination is performed based on the calculation result.

The fault determining means sets Vm to a value obtained by adding two arbitrarily selected values among the detected values V _u , V _v, and V _w of the terminal voltage, and Vm denotes a value when the remaining one is Vr. A determination operation for checking whether 2Vr matches each other within a predetermined range is performed while changing the combination of two detection values selected for Vm calculation, and Vm matches 2Vr. The vehicle steering control system according to claim 4 or 5, wherein when the calculation result is not obtained, the steering shaft drive motor is determined to be faulty.

The steering control unit switches the rotation speed of the steering shaft drive motor according to a distance between the steering shaft angle position and the target angle position so that the rotation of the wheel steering shaft follows the rotation of the handle shaft. The first terminal is connected to a first pole of the DC power supply, and one of the energizing terminals of the coil pair is a first terminal and the other is a second terminal. A first connection state in which the first terminal is connected to a second pole of the DC power supply, and a second connection in which the second terminal is connected to a first pole of the DC power supply. A method of switching so that the state and the state alternately is adopted,
4. The failure determination unit according to claim 1, wherein the failure determination unit performs a determination operation to obtain a result reflecting a sum of terminal voltages detected for the energized terminals, and performs the failure determination based on the calculation result. A vehicle steering control system according to claim 1.

Battery voltage detecting means for detecting a battery voltage Vs of the vehicle-mounted battery serving as the DC power supply,
The steering shaft drive motor is a three-phase brushless motor that directly uses the battery voltage Vs as a motor power supply voltage without passing through a stabilized power supply circuit.
It said failure determining means, energization terminal u of three-phase, v, the detection value of the respective terminal voltages of w as _V u, _{V v,} and _{V _w,} and a _V _{u +} V v ₊ V _w and 3 / 2Vs, predetermined 8. A vehicle steering control system according to claim 7, wherein a determination calculation is performed to determine whether or not they match each other within the set range, and if no matching calculation result is obtained, the steering shaft drive motor is determined to be faulty.

The handle shaft and the wheel steering shaft are mechanically separated,
Switchable between a locked state in which both shafts are locked so as to be integrally rotatable and an unlocked state in which the lock connection is released so that the manual operation force on the handle shaft is directly transmitted to the wheel steering shaft. Lock mechanism and
10. A lock control means for setting the lock mechanism to the locked state and stopping the steering shaft drive motor when a failure determination result is received from the failure determination means. The vehicle steering control system according to any one of the preceding claims.