JP2004040788A

JP2004040788A - 電磁トランスポンダ読取器

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Publication number: JP2004040788A
Application number: JP2003160948A
Authority: JP
Inventors: Jean-Pierre Enguent; ジャン−ピエール　アングン
Original assignee: STMicroelectronics SA
Current assignee: STMicroelectronics SA
Priority date: 2002-06-06
Filing date: 2003-06-05
Publication date: 2004-02-05
Also published as: US6847256B2; US20030227323A1; FR2840742A1; EP1369813B1; CN100508418C; CN1467920A; DE60303661D1; DE60303661T2; EP1369813A1

Abstract

【課題】電磁トランスポンダが送信する信号を復調する方法と回路を提供する。
【解決手段】トランスポンダの負荷の関数である変数の発振回路の上でのセンサと、少なくとも機能的に並列で前記センサからの信号を受ける位相復調器及び振幅復調器と、各復調器の結果の加算器と、一方の復調器と直列に接続されて両者の伝搬時間差を補償する遅延素子とを有する。
【選択図】　　　図４

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は電磁トランスポンダを使うシステム、つまり、読取り及び／又は書込み端末と呼ばれるユニット（一般に固定）により無接触で無線によりインターロゲイトされるトランシーバ（多くの場合可動）に関する。本発明は特に独立の電源をもたないトランスポンダの読取り書込み端末に関する。その種のトランスポンダは内部の電子回路が必要とする電力を読取り書込み端末が放射する高周波フィールドから取り出す。本発明はそのような端末に関し、トランスポンダのデータ（例えば電子レーベル）を読取るのみ、又はトランスポンダのデータ（例えば無接触スマートカード）を変更する読取り書込み端末に関する。
【０００２】
【従来の技術】
電磁トランスポンダを使用するシステムは、トランスポンダ側及び読取り／書込み端末側でアンテナを構成する巻線をふくむ発振回路の使用に基礎をおく。これらの回路はトランスポンダが読取り／書込み端末のフィールドに入ったとき、近接磁界により結合するようになっている。
【０００３】
図１は、従来の、読取り／書込み端末１とトランスポンダ１０の間のデータ交換システムを示す。
【０００４】
一般に、端末１は、増幅器又はアンテナカップラ３と基準端子４（一般に接地）の間の、インダクタンスＬ１とキャパシタＣ１と抵抗Ｒ１で構成される直列発振回路の形態をとる。アンテナカップラ３は制御及びデータ使用回路５に属する変調器（図示なし）で発生する高周波伝送信号を受け取る。前記回路５は、変復調器と、制御信号とデータを処理するマイクロプロセッサを有する。回路５はさらに高周波基準信号を発生する水晶発振器を有する。この基準信号は、トランスポンダ１０で発生した送信データを復調する位相復調器６（Δφ）の基準信号ＲＥＦとして使用されることもある。信号ＲＥＦは、回路５から取り出す代わりに、水晶発振器から直接取り出して、アンテナカップラ３の出力端子２からサンプルしてもよい（図１の点線９）。
【０００５】
トランスポンダ１０は基本的に、制御処理回路１３の２つの入力端子１１，１２の間のインダクタンスＬ２とキャパシタＣ２の並列発振回路を含む。端子１１と１２は実際には整流回路（図示なし）の入力に結合し、整流回路の出力はトランスポンダの内部回路のＤ．Ｃ．パワー端子を形成する。これらの回路は、マイクロプロセッサ、メモリー、端末１から受信する信号の復調器、端末に送信する情報の変調器を有する。
【０００６】
端末からトランスポンダへのデータ送信がないときは、高周波励振信号は単に電源として使用される。
【０００７】
端末からトランスポンダへの情報の送信は遠隔供給キャリアの振幅を変調することにより行われる。
【０００８】
トランスポンダ１０から端末１への情報の送信は発振回路Ｌ２，Ｃ２の負荷を修飾して、トランスポンダが高周波磁界からのパワーをより多く又はより少なく消費するようにする。この変化は、端末側で、高周波励振信号の振幅が一定に保たれれば、検出することができる。従って、トランスポンダのパワーの変動はアンテナＬ１の電流の振幅及び位相の変化に翻訳される。この変化は、例えば、端末１の位相復調器６により検出される。この目的のために、例えば、復調器６は電流電圧変換器から発生する所望信号ＵＴＩを復調器６の入力端子と接地４の間の抵抗Ｒ３により受け取る。抵抗Ｒ３は発振回路Ｒ１，Ｌ１，Ｃ１で測定した電流を、該発振回路と直列接続の強度トランス７により電圧に変換する。強度トランス７は図１では２つの巻線７’、７”で示される。１次巻線７’は発振回路と直列である。２次巻線７”は、第１端子が接地し、第２端子が位相復調器６の入力端子に接続される。
【０００９】
トランスポンダから端末にデータを送信するために、トランスポンダの変調ステージ（図示なし）は、端末の発振回路の励振周波数（例えば１３．５６ＭＨｚ）よりもはるかに低い（例えば比は少なくとも１０）サブキャリア周波数（例えば８４７．５ｋＨｚ）で制御される。トランスポンダ側での負荷の変化は電子スイッチにより行われ、抵抗又はキャパシタを制御して発振回路Ｌ２−Ｃ２の負荷を変化させる。電子スイッチはサブキャリア周波数で制御されて、利用回路１３で形成される負荷に関して追加の制動をトランスポンダの発振回路に周期的に与える。
【００１０】
トランスポンダの電子回路が閉じるサブキャリアの半周期では、復調器６は高周波キャリアの基準信号ＲＥＦに対するわずかな位相シフト（２〜３度又は１度以下）を検出する。次に復調器６の出力８はトランスポンダの電子スイッチの制御信号のイメージである信号を取り出し、復号されて送信された２進データを回復する。
【００１１】
位相復調器を使用する従来の読取り／書込み端末の問題点は、位相復調器の周波数応答が、２つの発振回路が遠隔供給周波数（１３．５６ＭＨｚ）に同調していると、この遠隔供給周波数に対応して復調される周波数でゼロ（つまり出力電圧がゼロ）を示すことにある。
【００１２】
この現象を図２に示し、図２は位相復調器６の応答を示す。図２は、復調器６の出力の電圧Ｖ８の形状を、位相シフトを検出するキャリア周波数に対して示す。この図に示されるように、電圧Ｖ８は周波数ｆ０でゼロになり、この周波数は、与えられた結合係数に対し、トランスポンダの発振回路Ｌ２−Ｃ２の共振周波数に対応する（ｆ＝１／２π√（ＬＣ））。
【００１３】
この問題を解決するために、発振回路は一般に同調外れとして、端末とトランスポンダの２つの発振回路が遠隔供給キャリアの周波数に同時に同調しないようにしている。
【００１４】
しかし、この欠点として、これがトランスポンダのリモート電源つまりシステム範囲に影響する。実際、トランスポンダが受け取るパワーは端末とトランスポンダの２つの発振回路が共にキャリア周波数に同調したときに最大となる。
【００１５】
別の問題は発振回路のキャパシタの製造許容度、特にトランスポンダのキャパシタＣ２、が１０％のオーダであることにある。従って、製造許容度の厳しさから、端末による位相復調を保証するためのキャリア周波数からの位相シフトがセキュリティのためにわずかとなる。
【００１６】
従って、従来のシステムの欠点として、リモート電源と端末の位相復調容量との間で妥協をしなければならない。
【００１７】
さらに、位相復調応答のギャップの位置が２つの発振回路の間の相互インダクタンスに従って変化するので、この妥協も困難である。相互インダクタンスは端末とトランスポンダからアンテナＬ１とＬ２を分離する距離に対応し、従って、送信時のトランスポンダの端末に対する相対位相に対応する。
【００１８】
この変化は図３に示され、端末とトランスポンダの間のいくつかの間隔に対する電圧−周波数特性の例を示し、電圧はトランスポンダのリモート供給電圧、例えばキャパシタＣ２の電圧を示し、ｆは端末の直列共振回路の励振周波数に対応する。
【００１９】
図３の異なる曲線は周波数ｆ０に同調した発振回路に対して描かれ、つまり端末とトランスポンダの発振回路がリモート供給キャリアに対応する共振周波数をもつ発振回路に対して描かれる。曲線ｇ１，ｇ２，ｇ３，ｇ４，ｇ５，ｇ６はトランスポンダと端末の間の距離が減少する場合を示す。つまり、周波数ｆ０の小さなドームの曲線ｇ１はシステム限定範囲に対応する。距離が減少すると、電圧−周波数特性によるピークは曲線ｇ２，ｇ３，ｇ４に示すように大きくなる。曲線ｇ１は最適結合位置、つまり、トランスポンダが周波数ｆ０で受け取る最大リモート供給振幅により結合が最適化される位置に対応する。トランスポンダが端末に近づいて距離が短くなると、電圧振幅は減少し（曲線ｇ５）、インダクタンスＬ１，Ｌ２の間隔が減少するにつれて強くなる（曲線ｇ６）。そして電圧Ｖ２は周波数ｆ０をかこむ周波数に対して最大値を示す。その結果、発振回路の共振周波数をキャリア周波数に対してシフトすることにより、システムの垂直動作軸は図３の特性で変移し、従って、復元されるリモート供給電圧は、少なくとも曲線ｇ１〜ｇ４に対して減少する。
【００２０】
位相復調の位相ギャップとインダクタンスの間の距離に関連する位相ギャップの位置の変化は、素子の製造許容度と関連して、従来のシステムの信頼性を低くしている。
【００２１】
第１の解決は位相復調器を振幅復調器に代えることであろう。実際、端末の発振回路でのトランスポンダによる電荷の変化はわずかな振幅の変化として翻訳され、端末の発振回路の電流又はキャパシタＣ１の両端の電圧として検出可能である。
【００２２】
しかし、振幅復調器の周波数応答も復調ギャップを示し、つまり、復調器の出力電圧がゼロとなるので、上記解決は問題のみを提起する。キャパシタの製造許容度による発振回路の共振周波数の大きな変化は、発振回路の結合による復調ギャップの位置の大きな変化と関連して、実際に、振幅復調器の使用を位相復調器と同様に危険にしている。
【００２３】
ＷＯ−Ａ−９６１８９６９が開示する無接触トランシーバシステムでは、読取器は位相復調器と振幅復調器の両方を備え、最良のレベルの出力信号を選択する。
【００２４】
しかし、この解決は完全には満足できない。実際、２つの復調器で復調される信号は必ずしも同期していないので、受信時に、位相復調と振幅復調の選択を修飾することはできない。
【００２５】
さらに、発振回路の製造許容度とその動作ドリフトに関連する欠点は残る。
【００２６】
【発明が解決しようとする課題】
本発明は、トランスポンダが送信したデータを復元する振幅復調器と位相復調器の応答の問題を解決する新規な解決を提供することを目的とする。
【００２７】
本発明の目的は、特に、トランスポンダの変更なしに、読取り／書込み端末により実現する解決を提供することにある。特に、本発明は現存のトランスポンダにより動作可能な解決を提供することを目的とする。
【００２８】
本発明はさらにトランスポンダにより送信されたデータの復調の応答が最適化され、発振回路の共振周波数とキャリア周波数から独立となる、電磁トランスポンダの新規な読取り／書込み端末を提供することを目的とする。
【００２９】
本発明はさらにトランスポンダの共振回路の動作ドリフトに敏感でない解決を提供することを目的とする。
【００３０】
本発明はさらに端末及び／又はトランスポンダの発振回路の製造のバラツキの問題のない解決を提供することを目的とする。
【００３１】
本発明はさらに伝送システムの範囲を最適化する解決を提供することを目的とする。
【００３２】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するための本発明の特徴は、電磁トランスポンダが送信する信号を復調する回路において、前記トランスポンダにより形成される負荷の関数である変数の発振回路の上でのセンサと、少なくとも機能的に並列で前記センサからの信号を受け取る位相復調器及び振幅復調器と、前記各復調器により提供される結果の加算器と、一方の前記復調器に直列に接続され２つの復調器の間の伝搬時間の差を補償する遅延素子とを有する回路にある。
【００３３】
本発明の実施例によると、前記加算器により提供される信号に従って前記遅延素子による遅延を調節する調節器を有する。
【００３４】
本発明の実施例によると、前記遅延素子の関連する第１の復調器が振幅復調器である。
【００３５】
本発明の実施例によると、前記調節器が、前記加算器の出力に入力を結合する整流素子と、前記整流素子により提供される信号を第１の入力に受け、基準信号を第２の入力に受け、出力により前記遅延素子を制御する比較器とを有する。
【００３６】
本発明の実施例によると、前記遅延素子は前記第１の復調器と直列で制御可能な抵抗素子と、該抵抗素子の端子を基準電圧に接続するキャパシタ素子とを有する。
【００３７】
本発明の実施例によると、前記抵抗素子は電界効果トランジスタで構成され、そのゲートは前記調節器により提供される調節信号を受け、その直列抵抗を条件づける。
【００３８】
本発明の実施例によると、前記復調器、加算器、遅延素子、及び調節器はディジタル信号プロセッサの形態で構成される。
【００３９】
本発明の実施例によると、前記センサは前記発振回路の電流又はその１又は複数の素子の両端の電圧を測定する。
【００４０】
本発明は又電磁界を発生し、少なくともひとつのトランスポンダが該電磁界の中に入ったとき該トランスポンダと通信することの出来る端末を提供する。
【００４１】
本発明はさらに電磁トランスポンダにより送信される信号を復調する方法において、前記トランスポンダにより形成される負荷の関数である変数を発振回路の上で測定し、測定された信号を位相復調し、測定された信号を振幅復調し、２つの復調の一方を他方に対して遅延し、２つの復調の結果を加算し、第１の復調結果にもたらされる遅延を前記加算の積分の結果に従って調節する方法を提供する。
【００４２】
本発明の実施例によると、前記方法はディジタル処理手段により実現される。
【００４３】
本発明の実施例によると、前記方法はアナログ回路により実現される。
【００４４】
本発明の上記目的、特徴及び利点は添付図面を用いた特定の実施例により非限定的に下記に詳細に記述される。
【００４５】
【発明の実施の形態】
異なる図で同じ素子は同じ符号で示される。図２と図３と図５と図６の縮尺は同じではない。本発明の理解に必要な素子のみが図示され記述される。特に、端末とトランスポンダの制御、処理、利用回路は詳述せず、本発明の目的ではない。
【００４６】
本発明の特徴は、電磁トランスポンダ読取り／書込み端末の中に、端末の発振回路の信号の測定によるトランスポンダの変調回路からのイメージを取り出す復調回路が、振幅復調と位相復調の結果を加算し、一方、２つの結果の一方を他方に対して遅延させることにある。遅延は２つの復調結果の同期の問題を解決する。加算の和を利用することは、２つの結果の一方を選択するよりはるかに単純である。さらに、２つの復調の伝搬遅延の差は補償され、発振回路素子の製造許容度に関する問題は避けられる。
【００４７】
本発明の好ましい実施例によると、一方の復調結果に対する遅延は復調回路出力の信号に従って制御される。この制御は端末の発振回路の共振回路のドリフトを保証することができる。従ってシステムの範囲が最適化される。
【００４８】
図４は本発明による読取り／書込み端末２０の実施例を示す。図４で端末２０は従来のトランスポンダ１０と関連して示される。
【００４９】
前述のごとく、トランスポンダ１０は、利用処理回路１３の端子１１と１２の間のインダクタンスＬ２とキャパシタＣ２の並列回路を有する。
【００５０】
前述のごとく、端末２０は抵抗Ｒ１とインダクタンスＬ１とキャパシタＣ１の直列発振回路を有する。この発振回路は増幅器又はアンテナカップラ３の出力端子２と接地４の間で強度トランス７と直列に接続される。端末２０は、マイクロプロセッサと水晶発振器と変調器と電源を有する回路５により制御され利用される。直列発振回路の電圧又は電流を測定する強度トランス７又は同種の装置は復調回路２１の入力に信号ＵＴＩを提供する。この復調回路は従来の回路（図１）と同様に基準信号ＲＥＦ（回路５又は端子２から）を受け取り、信号ＵＴＩとＲＥＦは共にリモート供給キャリア周波数である。回路２１は位相復調器６（Δφ）と振幅復調器２２（ΔＡ）とを並列に有する。位相復調器６と振幅復調器２２の各入力２３と２４は、測定のための信号ＵＴＩを受け取る。復調器６と２２の基準端子２５と２６は基準信号ＲＥＦを受け取る。復調器６と２２の構成は周知である。実施の例は図７に関連して後述する。
【００５１】
本発明によると、復調器６，２２の各出力２７，２８は加算器２９で混合され、その出力３０がトランスポンダ１０の変調信号のイメージの信号、つまり、回路５に与えられる復調信号の結果を提供する。さらに、復調器の一方は遅延素子３１（τ）、例えば遅延線、と直列で、位相復調器６と振幅復調器２２の間の伝搬時間シフトを補償する。
【００５２】
好ましくは、遅延素子３１は、位相復調器ではなく振幅復調器と関連する。従って位相復調器の形成は単純化される。実際、振幅復調器と位相復調器は共にローパスフィルタを有する。しかし、位相復調器にローパスフィルタを形成することは振幅復調器の場合よりも困難である。従って、遅延線を振幅側に移すことにより、位相復調パスへの追加の妨害が避けられる。
【００５３】
好ましくは、遅延線３１は設定可能で、その設定入力は調節器５０（ＲＥＧ）により制御可能で、加算器２９により提供される（復調された）出力信号に関して、遅延を基準値に制御する。実際、基準値は加算器３０の出力で期待されるレベルを表す。
【００５４】
図５は振幅復調器の電圧対周波数特性を示す。前述のごとく、この特性は、位相復調器と同様に、振幅復調器の動作ギャップ（周波数ｆ’０）を示し、復調器２８の出力電圧Ｖ２８（又はＶ２２）は回路Ｌ１，Ｃ１の共振周波数（ｆ’０）でゼロ又はゼロに近い。
【００５５】
しかし、与えられた回路に対し、つまり、与えられたキャリア周波数と回路の相互インダクタンスに関連した発振回路の素子の与えられた定数に対して、復調ギャップは位相復調器（周波数ｆ０）と振幅復調器（周波数ｆ’０）とでは異なる周波数にある。従って、２つの復調器で得られる結果を混合すると、電圧−周波数特性は図６に示すようになり、もはや復調ギャップは存在しない。つまり回路２１の出力の電圧Ｖ３０がゼロとなる周波数は存在しない。
【００５６】
図７は本発明による復調回路２１の実施例を示す。
【００５７】
位相復調器２３は例えばＸＯＲゲート３１の使用に基礎をおく。ゲート３１は第１入力３２に基準信号ＲＥＦを受け、第２入力３３に所望信号ＵＴＩを受ける。入力信号は同じ周波数で入力３２と３３の前で整形されている。特に、２つの信号は静止状態で相互に９０°だけ移相されている。つまり、位相変調がないときには９０°の基本位相シフトがある。図７の例では基準信号ＲＥＦが移相器３４で９０°だけシフトされている。さらに、所望信号と基準信号は入力３２と３３の上流でクランプ３５と３６によりクランプされている。ゲート３１の出力は信号ＵＴＩとＲＥＦの周波数に関し２倍周波数の信号を提供する。この出力は例えば単純化した形態では抵抗ＲとキャパシタＣによる平均化器３７に印加される。平均化器３７は又ローパスフィルタを形成し、増幅器３８と直列接続されて出力２７に受け入れ可能な振幅をもつ。
【００５８】
振幅復調器２２は、例えば、入力信号ＵＴＩとＲＥＦを受け取る乗算器４１に基礎をおく。乗算器４１の出力はローパスフィルタ４２に送られて、実際の振幅復調器の出力を形成する。この出力は本発明による遅延装置３１の入力に送られる。
【００５９】
位相復調と振幅復調の並列ブランチの出力２７と２８は加算器２９で加算され、その出力３０は復調結果を与える。
【００６０】
図示の好ましい実施例によると、遅延素子３１は電界効果トランジスタ５１（例えばＪＦＥＴトランジスタ）とキャパシタ素子５２で構成される。トランジスタ５１はフィルタ４２の出力を加算器２９の入力２８（つまり振幅復調ブランチの出力２８）に接続する。キャパシタ５２は端子２８を接地に接続する。トランジスタ５１のゲートは遅延素子３１の設定入力端子を形成する。従って、トランジスタ５１のオン状態の直列抵抗の修飾により時定数を設定可能な抵抗キャパシタセルが形成される。
【００６１】
調節器５０は例えば整流素子５３で形成され、その入力は加算器３０の出力に接続され、その出力は比較器５４（ＣＯＭＰ）の第１入力に接続される。比較器５４の第２入力は所定の基準信号ＥＮＴを受け取る。比較器５４はトランジスタ５１のゲート電圧を変化させてその直列抵抗を修飾する信号（アナログ）を提供する。従ってトランジスタ５１はリニアモードで制御される。整流器５３の機能は加算器３０の出力信号（ほぼ正弦波）をＤ．Ｃ．レベルに変換することにあり、そのＲＭＳレベルが基準レベルＥＮＴと比較される。整流器は好ましくは高速化の理由により全波整流である。
【００６２】
基準信号ＥＮＴは期待される動作周波数の変化に従って経験的に決定され、トランジスタ５１の制御信号が該トランジスタを正しい遅延範囲に置くことを保証する。
【００６３】
別の遅延素子構造も可能である。例えば、スイッチ可能な抵抗ネットワークにより遅延を修飾することができる。
【００６４】
本発明の利点は復調回路２１がもはや復調ギャップを示さないことにある。この結果は位相及び振幅復調器に干渉せずに得られる。実際、本発明によると、振幅及び位相復調スペクトラムにおける復調ギャップの存在は問題ではない。仮に位相又は振幅復調器が非常に近い信号を発生したとしても、他の復調器が正しい結果を提供する。
【００６５】
本発明の別の利点はトランスポンダから独立なことにある。従って本発明による読取り／書込み端末と共に動作させるために現存のトランスポンダを変更する必要はない。
【００６６】
本発明の別の利点は、読取り／書込み端末の側でも、従来の端末に関し必要な修飾が限定されることにある。特に、本発明は従来の復調器に関し入出力の変更を必要としない。実際、本発明の回路２１は、従来の位相復調器と同様に、基準信号入力と所望信号入力と復調結果を提供する出力とを必要とする。本発明によると調節器の基準入力ＥＮＴのみが追加される。
【００６７】
本発明の別の利点として、遅延を調節することにより復調回路出力で最適レベルが保証される。従って、端末の発振回路の周波数の動作ドリフトにかかわらずシステム範囲は最適化される。
【００６８】
もちろん、本発明は当業者に容易な種々な変更、修飾、改良が可能である。特に、本発明による復調回路の実際の形成は、応用と上述の機能的記述に基づいて当業者に容易である。さらに、復調ブランチの一方にブランチの間の伝搬時間の差を補償する遅延線の（少なくとも機能的な）使用を考慮すれば、他の位相復調器及び振幅復調器が、可能である。例えば、振幅復調器はピーク検出に基礎をおくことができる。さらに、端末の発振回路の信号の測定を強度トランスにより行うことに関連して記述したが、別の測定手段、例えばキャパシタＣ１の両端の電圧の測定が可能である。
【００６９】
最後に、アナログ的に実現される素子を前提に説明したが、ディジタル手段、例えばディジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）又はソフトウェアによっても実現することができる。
【００７０】
本発明の応用の中で、無接触スマートカード（例えばアクセス制御の身分証明、電子財布カード、カード所持者の情報を蓄積するカード、消費者の信用カード、有料テレビジョンカード、等）の読取器（例えば、アクセス制御端末又はポルティコ、自動販売機、コンピュータ端末、電話端末、テレビジョンセット、衛星デコーダ、等）についてはさらに具体的に記述されるであろう。
【００７１】
上述の変更、修飾、改良は本開示の一部であり、本発明の範囲内のものである。従って、上述の記述は単なる実施例であって発明を限定するものではない。本発明は請求の範囲とその均等物によってのみ限定される。
【図面の簡単な説明】
【図１】従来の技術と問題点を示す図である。
【図２】従来の技術と問題点を示す図である。
【図３】従来の技術と問題点を示す図である。
【図４】本発明による、電磁トランスポンダに関連する読取り／書込み端末の実施例のブロック図である。
【図５】振幅復調器の電圧−周波数特性を示す。
【図６】本発明の復調回路の電圧−周波数特性を示す。
【図７】本発明による復調回路の詳細なブロック図である。
【符号の説明】
１　読取り／書込み端末
２　アンテナカップラの出力端子
３　アンテナカップラ
４　接地
５　制御及びデータ使用回路
６　位相復調器
７　強度トランス
８　復調器の出力
９　ＲＥＦ取出線
１０　トランスポンダ
１１　端子
１２　端子
１３　制御回路
２１　復調回路
２２　振幅復調器
２３　位相復調器
２９　加算器
３１　遅延回路
５０　調節回路

Claims

電磁トランスポンダが送信する信号を復調する回路において、
前記トランスポンダにより形成される負荷の関数である変数の発振回路（Ｌ１，Ｃ１）の上でのセンサ（７）と、
少なくとも機能的に並列で前記センサからの信号を受け取る位相復調器（６）及び振幅復調器（２２）と、
前記各復調器により提供される結果の加算器（２９）と、
一方の前記復調器に直列に接続され２つの復調器の間の伝搬時間の差を補償する遅延素子（３１）とを有することを特徴とする回路。
前記加算器（２９）により提供される信号に従って前記遅延素子（３１）による遅延を調節する調節器（５０）を有する、請求項１記載の回路。
前記遅延素子（３１）の関連する第１の復調器が振幅復調器（２２）である、請求項１記載の回路。
前記調節器（５０）が、
前記加算器（２９）の出力に入力を結合する整流素子（５３）と、
前記整流素子により提供される信号を第１の入力に受け、基準信号（ＥＮＴ）を第２の入力に受け、出力により前記遅延素子（３１）を制御する比較器（５４）とを有する、請求項１記載の回路。
前記遅延素子（３１）は前記第１の復調器（２２）と直列で制御可能な抵抗素子（５１）と、該抵抗素子の端子を基準電圧に接続するキャパシタ素子（５２）とを有する、請求項１記載の回路。
前記抵抗素子は電界効果トランジスタで構成され、そのゲートは前記調節器（５０）により提供される調節信号を受け、その直列抵抗を条件づける、請求項１記載の回路。
前記復調器（６，２２）、加算器（２９）、遅延素子（３１）、及び調節器（５０）はディジタル信号プロセッサの形態で構成される、請求項１記載の回路。
前記センサ（７）は前記発振回路（Ｌ１，Ｃ１）の電流（Ｉ）又はその１又は複数の素子の両端の電圧を測定する、請求項１記載の回路。
請求項１−８のひとつに記載の復調回路（２１）を有し、電磁界を発生し、少なくともひとつのトランスポンダが該電磁界の中に入ったとき該トランスポンダと通信することの出来る端末。
電磁トランスポンダにより送信される信号を復調する方法において、
前記トランスポンダにより形成される負荷の関数である変数を発振回路（Ｌ１，Ｃ１）の上で測定し、
測定された信号を位相復調し、
測定された信号を振幅復調し、
２つの復調の一方を他方に対して遅延し、
２つの復調の結果を加算し、
第１の復調結果にもたらされる遅延を前記加算の積分の結果に従って調節する方法。
ディジタル処理手段により実現される請求項１０記載の方法。
アナログ回路により実現される請求項１０記載の方法。