JP2004040503A - 直交信号生成回路とイメージキャンセルミキサ及び通信装置 - Google Patents
直交信号生成回路とイメージキャンセルミキサ及び通信装置 Download PDFInfo
- Publication number
- JP2004040503A JP2004040503A JP2002195125A JP2002195125A JP2004040503A JP 2004040503 A JP2004040503 A JP 2004040503A JP 2002195125 A JP2002195125 A JP 2002195125A JP 2002195125 A JP2002195125 A JP 2002195125A JP 2004040503 A JP2004040503 A JP 2004040503A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- signal
- phase
- output
- differential
- circuit
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
Images
Landscapes
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Abstract
【課題】直交性が広い周波数範囲にわたって良好である信号を簡単な構成であると共に少ない消費電力で生成する。
【解決手段】発振回路１５から所定周波数の信号Ｖｉｎを出力する。発振回路１５から出力された信号Ｖｉｎの位相を移相回路２０で可変する。発振回路１５から出力された信号Ｖｉｎと移相回路で位相が可変されている信号Ｖｘを演算回路４０，５０に供給する。演算回路４０では信号Ｖｉｎと信号Ｖｘを加算して出力信号ＶＩを生成する。演算回路５０では信号Ｖｉｎを信号Ｖｘから減算して、出力信号ＶＩに対して位相差がほぼ９０°である出力信号ＶＱを生成する。
【選択図】 図１
【解決手段】発振回路１５から所定周波数の信号Ｖｉｎを出力する。発振回路１５から出力された信号Ｖｉｎの位相を移相回路２０で可変する。発振回路１５から出力された信号Ｖｉｎと移相回路で位相が可変されている信号Ｖｘを演算回路４０，５０に供給する。演算回路４０では信号Ｖｉｎと信号Ｖｘを加算して出力信号ＶＩを生成する。演算回路５０では信号Ｖｉｎを信号Ｖｘから減算して、出力信号ＶＩに対して位相差がほぼ９０°である出力信号ＶＱを生成する。
【選択図】 図１
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は、直交信号生成回路とイメージキャンセルミキサ及び通信装置に関する。詳しくは、信号源から出力された信号と移相手段で位相が可変されている信号との加算及び減算を行ってアップコンバートやダウンコンバートを行うものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来、通信装置では、位相差がほぼ９０°（π／２ラジアン）である直交信号を用いて種々の信号処理が行われている。例えば、ディジタル変調方式では、搬送波周波数の直交信号を用いて、所望のデータをＩ軸とＱ軸の二次元直交平面上にマッピングすることで、変調信号が生成される。また、受信した変調信号から所望のデータを得る場合、搬送周波数の直交信号を用いて変調信号からベースバンドのＩ軸信号とＱ軸信号を生成して、この信号に対して符号判定処理等を行うことで所望のデータを得ることができる。
【０００３】
また、直交信号はイメージ信号の除去にも用いられる。このイメージ信号除去では、直交信号を用いて所望の信号とイメージ信号に対して別々の位相シフト操作を行い、位相シフト後の信号を加算あるいは減算することでイメージ信号をキャンセルすることができる。
【０００４】
一方、このような直交信号の生成は、図１０に示すように、コンデンサと抵抗器の直列回路を用いた移相回路９０や、図１１に示すように、コンデンサと抵抗器の直列回路を並列接続した「Ａｌｌ Ｐａｓｓ Ｆｉｌｔｅｒ」とも呼ばれる移相回路９１等を用いて行われている。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、上述のような変復調処理やイメージ信号の除去では、直交信号の直交性が高くなければ、変復調処理を行ったときに正しい信号を得ることができないとともに、イメージ信号の除去を良好に行うことができない。
【０００６】
また、直交信号の生成回路をＩＣ（Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ Ｃｉｒｃｕｉｔ）化した場合、コンデンサの容量値や抵抗器の抵抗値が大きくばらつくので、容量値や抵抗値がばらついても所望の周波数帯域で直交性が保たれることが必要である。
【０００７】
ここで、図１０に示す移相回路で直交信号を生成する場合、図１０Ａに示すように、発振回路９２からの信号Ｖｉｎをコンデンサ９０１と抵抗器９０２の直列回路に供給したとき、コンデンサ９０１の両端には信号ＶＣが発生するとともに、抵抗器９０２の両端には信号ＶＲが発生する。この信号ＶＣと信号ＶＲは、信号Ｖｉｎの周波数によらず図１０Ｂに示すように９０°の位相差を有するものとなる。しかし、信号ＶＲ，ＶＣの振幅は信号Ｖｉｎの周波数に応じて変化してしまう。この振幅の変化は振幅制限回路を設けることで等しくすることが可能であるが、後段にバッファ回路等を設けたときには、このバッファ回路の入力インピーダンスによる影響によって移相回路の精度が低下してしまう。また信号ＶＣと信号ＶＲは純粋な差動信号ではなく、大きな同相成分を有するため、後段に設けられるバッファ回路の同相信号除去特性の影響も受けてしまう。さらに、この移相回路９０では、コンデンサ９０１や抵抗器９０２の寄生成分の影響等によって位相差が正確に９０°とならない場合も生じてしまう。
【０００８】
次に、図１１に示す移相回路で直交信号を生成する場合、図１１Ａに示すように、コンデンサ９１１と抵抗器９１２の直列回路と抵抗器９１３とコンデンサ９１４の直列回路を並列接続して、並列接続された直列回路間に発振回路９２からの信号Ｖｉｎを供給する。このとき、コンデンサ９１１と抵抗器９１２の接続点及び抵抗器９１３とコンデンサ９１４の接続点間に生ずる信号Ｖｑは、信号Ｖｉｎの周波数に依らず一定振幅となる。しかし、信号Ｖｑが信号Ｖｉｎに対して９０°の位相差を有するのは、特定周波数に限られるものであることから、信号Ｖｉｎの周波数が変化すると、信号Ｖｑは信号Ｖｉｎに対する位相差が９０°でなくなってしまう。このため、所望の周波数帯域で、信号Ｖｑが信号Ｖｉｎに対して９０°の位相差を有するようにコンデンサ９１１，９１４の容量値や抵抗器９１２，９１３の抵抗値を設定しても、ＩＣ化した場合のようにコンデンサの容量値や抵抗器の抵抗値が大きくばらついてしまうと、所望の周波数帯域で、信号Ｖｑと信号Ｖｉｎは９０°の位相差を有しなくなってしまう。
【０００９】
さらに、一定の周波数帯域において、位相差がほぼ９０°であるとともに振幅が一定である直交信号を得ることができる所謂ポリフェーズフィルタが実現されている。図１２は２段のポリフェーズフィルタで構成した直交信号生成回路の構成を示している。
【００１０】
この場合、発振回路９３，９４の一方の端子を接地して、他方の端子間から差動信号として信号Ｖｉｎを１段目のポリフェーズフィルタ９５に供給する。この１段目のポリフェーズフィルタ９５は任意の１点の周波数でほぼ９０°の位相差が得られる。また、２段目のポリフェーズフィルタ９６は任意の２点の周波数でほぼ９０°の位相差が得られるものとなる。このようにポリフェーズフィルタを２段とすることで、１段の構成よりも広い周波数範囲でほぼ９０°の位相差を有した信号ＶＩ，ＶＱを得ることができる。さらに、ポリフェーズフィルタの縦続接続段数を増やすことで更に広い周波数範囲でほぼ９０°の直交性を有した信号を得ることができる。
【００１１】
しかし、ポリフェーズフィルタを縦続接続すると出力信号の信号レベルが減衰してしまうので、それを補償するために増幅器が必要になる。また後段のポリフェーズフィルタが前段のポリフェーズフィルタの負荷とならないためには、前段に行くほど低インピーダンスに設計しなければならない。すなわち、最前段のポリフェーズフィルタを駆動するためには駆動能力の大きなバッファが必要となり、消費電力が大きくなってしまう。また、バッファを設けることで構成が複雑となってしまう。
【００１２】
そこで、この発明では、直交性が広い周波数範囲にわたって良好である信号を簡単な構成であると共に少ない消費電力で生成できる直交信号生成回路を提供するものである。また、この直交信号生成回路を用いてイメージ信号を除去するイメージキャンセルミキサや、この直交信号生成回路を用いた通信装置を提供するものである。
【００１３】
【課題を解決するための手段】
この発明に係る直交信号生成回路は、所定周波数の信号を出力する信号源と、前記信号源から出力された信号の位相を可変する移相手段と、前記信号源から出力された信号と前記移相手段で位相が可変されている信号との加算を行い第１の出力信号を生成する第１の演算手段と、前記信号源から出力された信号と前記移相手段で位相が可変されている信号との減算を行い第２の出力信号を生成する第２の演算手段とを有するものである。
【００１４】
また、直交信号生成回路は、正相出力端子と逆相出力端子間から所定周波数の差動信号を出力する信号源と、正相入力端子と正相出力端子間に接続された第１の抵抗素子、逆相入力端子と逆相出力端子間に接続された第２の抵抗素子、前記正相入力端子と前記逆相出力端子間に接続された第１の容量素子、前記逆相入力端子と前記正相出力端子間に接続された第２の容量素子で構成されて、前記正相入力端子と前記逆相入力端子間に入力された前記所定周波数の差動信号の位相を可変して、前記正相出力端子と前記逆相出力端子間から出力する移相手段と、前記信号源から出力された前記所定周波数の差動信号を第１の差動入力端子に供給するとともに、前記移相手段で位相が可変されている差動信号を第２の差動入力端子に供給するものとして、前記所定周波数の差動信号と前記位相が可変されている差動信号を加算して前記第１の出力信号を得る第１の演算手段と、前記信号源から出力された前記所定周波数の差動信号を第１の差動入力端子に供給するとともに、前記移相手段で位相が可変されている差動信号を、第２の差動入力端子に供給するものとして、前記信号源から出力された前記所定周波数の差動信号あるいは前記移相手段で位相が可変されている差動信号のいずれか一方の極性を反転して前記差動入力端子に供給することで、前記所定周波数の差動信号と前記位相が可変されている差動信号との減算を行い、第２の出力信号を得る第２の演算手段とを有するものである。
【００１５】
また、イメージキャンセルミキサは、所定周波数の信号を出力する信号源と、前記信号源から出力された信号の位相を可変する移相手段と、前記信号源から出力された信号と前記移相手段で位相が可変されている信号との加算を行い第１の出力信号を生成する第１の演算手段と、前記信号源から出力された信号と前記移相手段で位相が可変されている信号との減算を行い、第２の出力信号を生成する前記第２の演算手段と、入力信号に対して所定振幅とした前記第１の出力信号を掛け合わせて得られた信号と、前記入力信号に対して前記所定振幅とした前記第２の出力信号を掛け合わせて得られた信号に対して、別々の位相シフトを行い加算することで、イメージ信号が除去された所望の中間周波信号を生成するイメージ除去手段とを有するものである。
【００１６】
また、通信装置は、所定周波数の信号を出力する信号源と、前記信号源から出力された信号の位相を可変する移相手段と、前記信号源から出力された信号と前記移相手段で位相が可変されている信号との加算を行い第１の出力信号を生成する第１の演算手段と、前記信号源から出力された信号と前記移相手段で位相が可変されている信号との減算を行い、第２の出力信号を生成する前記第２の演算手段と、受信信号あるいは前記受信信号に基づいて生成した中間周波信号に対して所定振幅とした前記第１の出力信号を掛け合わせるとともに、前記受信信号あるいは前記中間周波信号に対して前記所定振幅とした前記第２の出力信号を掛け合わせることで、ベースバンド信号を生成するダウンコンバート手段とを有するものである。
【００１７】
さらに、通信装置は、所定周波数の信号を出力する信号源と、前記信号源から出力された信号の位相を可変する移相手段と、前記信号源から出力された信号と前記移相手段で位相が可変されている信号との加算を行い第１の出力信号を生成する第１の演算手段と、前記信号源から出力された信号と前記移相手段で位相が可変されている信号との減算を行い、第２の出力信号を生成する前記第２の演算手段と、第１のベースバンド信号に対して所定振幅とした前記第１の出力信号を掛け合わせるとともに、第２のベースバンド信号に対して前記所定振幅とした前記第２の出力信号を掛け合わせて、得られた信号を加算して送信用信号を生成するアップコンバート手段とを有するものである。
【００１８】
この発明においては、信号源から出力された所定周波数の信号の位相を移相手段で可変して、信号源から出力された信号と移相手段で位相が可変されている信号との加算や減算を行うことで、位相差がほぼ９０°の直交信号が生成される。また、この直交信号に対する例えば振幅制限を行って所定振幅としたのち入力信号と掛け合わせて、別々の位相シフトを行い加算することで、イメージ信号の除去が行われる。また、所定振幅の直交信号を用いてダウンコンバートを行うことでベースバンド信号の生成が行われる。さらに、所定振幅の直交信号を用いてアップコンバートを行うことで送信用信号の生成が行われる。
【００１９】
【発明の実施の形態】
以下、図を参照しながら、この発明の実施の一形態について説明する。図１は、本願発明の直交信号生成回路の基本的原理を示している。発振回路１５は、正弦波の信号Ｖｉｎを移相回路２０と演算回路４０，５０に供給する。移相回路２０では、信号Ｖｉｎの位相を「θ」だけ可変して、信号Ｖｘとして演算回路４０と演算回路５０に供給する。演算回路４０では、信号Ｖｉｎと信号Ｖｘを加算して信号ＶＩを生成する。演算回路５０では、信号Ｖｘから信号Ｖｉｎを減算して信号ＶＱを生成する。
【００２０】
図２は、直交信号生成回路の動作を説明するためのものであり、各信号の関係をベクトルで示している。信号ＶＩは、信号Ｖｉｎと位相が「θ」だけ変更された信号Ｖｘとの合成であることから、信号Ｖｉｎに対して「θ／２」だけの位相差を持つ。一方、信号ＶＱは、信号Ｖｘから信号Ｖｉｎを減算した信号、すなわち信号Ｖｘと信号−Ｖｉｎを合成した信号であることから、信号Ｖｉｎに対して「（π＋θ）／２」の位相差を持つ。このため、信号ＶＩと信号ＶＱは、位相「θ」に係らず位相差が完全に９０°である直交性の良好な信号となる。信号Ｖｉｎが「θ＝π／２」となる周波数のとき、信号ＶＩと信号ＶＱは、９０°の直交性が保たれるとともに等振幅となる。信号Ｖｉｎが「θ＝π／２」となる周波数からずれると、信号ＶＩと信号ＶＱは、９０°の直交性が保たれるが振幅は等しく無くなる。そのため、必要に応じて後段の回路で振幅制限を行い信号ＶＩと信号ＶＱの振幅を等しくする。一般的に、後段のミキサは、ミキサ自身がある程度の振幅制限作用を有するので、この振幅制限は必須の機能ではない。
【００２１】
図３は、直交信号生成回路１０の構成を示している。発振回路１５１，１５２の一方の端子はそれぞれ接地する。また発振回路１５１の他方の端子は正相出力端子１５ａとするとともに発振回路１５２の他方の端子は逆相出力端子１５ｂとする。この正相出力端子１５ａと逆相出力端子１５ｂ間に生じた差動信号である信号Ｖｉｎは、移相回路２０に供給されるとともに並列回路３１，３２を介して演算回路４０，５０に供給される。
【００２２】
移相回路２０は、抵抗器２０１とコンデンサ２０４の直列回路とコンデンサ２０２と抵抗器２０３の直列回路が並列接続されて構成されており、抵抗器２０１とコンデンサ２０２の接続点を正相入力端子２０ａ、抵抗器２０３とコンデンサ２０４の接続点を逆相入力端子２０ｂ、抵抗器２０１とコンデンサ２０４の接続点を正相出力端子２０ｃ、コンデンサ２０２と抵抗器２０３の接続点を逆相出力端子２０ｄとする。この移相回路２０の正相入力端子２０ａと逆相入力端子２０ｂ間に信号Ｖｉｎを供給すると、信号Ｖｉｎに対して位相差θを有する信号Ｖｘが正相出力端子２０ｃと逆相出力端子２０ｄとの間から出力される。
【００２３】
抵抗器３１１とコンデンサ３１２で構成された並列回路３１における一方の端子は、発振回路の正相出力端子１５ａに接続されるとともに、他方の端子は演算回路４０を構成する電界効果トランジスタ（以下「トランジスタ」という）４１のゲート、及び演算回路５０を構成するトランジスタ５２のゲートと接続される。抵抗器３２１とコンデンサ３２２で構成された並列回路３２における一方の端子は発振回路の逆相出力端子１５ｂに接続されるとともに、他方の端子は演算回路４０を構成するトランジスタ４２のゲート、及び演算回路５０を構成するトランジスタ５１のゲートと接続される。なお、並列回路３１，３２を介して演算回路４０，５０に供給される信号をＶｉｎ’とする。
【００２４】
移相回路２０の正相出力端子２０ｃは、演算回路４０を構成するトランジスタ４３のゲート、及び演算回路５０を構成するトランジスタ５３のゲートと接続される。また、逆相出力端子２０ｄは、演算回路４０を構成するトランジスタ４４のゲート、及び演算回路５０を構成するトランジスタ５４のゲートと接続される。
【００２５】
演算回路４０において、トランジスタ４１，４３のドレインは抵抗器４５を介して正電源端子ＶＤＤと接続されるとともに、トランジスタ４２，４４のドレインは抵抗器４６を介して正電源端子ＶＤＤと接続される。また、トランジスタ４１，４２のソースは定電流源４７を介して負電源端子ＶＳＳと接続されるとともに、トランジスタ４３，４４のソースは定電流源４８を介して負電源端子ＶＳＳと接続される。
【００２６】
この演算回路４０では、トランジスタ４１，４２のゲートが第１の差動入力端子、トランジスタ４３，４４のゲートが第２の差動入力端子とされており、第１の差動入力端子に供給された信号Ｖｉｎ’と、第２の差動入力端子に供給された信号Ｖｘの加算を行い、トランジスタ４２（４４）のドレインとトランジスタ４１（４３）のドレイン間から、信号Ｖｉｎ’と信号Ｖｘを加算した信号ＶＩを出力する。
【００２７】
演算回路５０において、トランジスタ５１，５３のドレインは抵抗器５５を介して正電源端子ＶＤＤと接続されるとともに、トランジスタ５２，５４のドレインは抵抗器５６を介して正電源端子ＶＤＤと接続される。また、トランジスタ５１，５２のソースは定電流源５７を介して負電源端子ＶＳＳと接続されるとともに、トランジスタ５３，５４のソースは定電流源５８を介して負電源端子ＶＳＳと接続される。
【００２８】
この演算回路５０では、トランジスタ５１，５２のゲートが第１の差動入力端子、トランジスタ５３，５４のゲートが第２の差動入力端子とされている。ここで、第１の差動入力端子には極性を反転させて信号Ｖｉｎ’が供給されていることから、演算回路５０では、第２の差動入力端子に供給された信号Ｖｘから信号Ｖｉｎ’を減算する演算を行う。この演算結果は、トランジスタ５２（５４）のドレインとトランジスタ５１（５３）のドレイン間から信号ＶＱとして出力される。
【００２９】
このようにして、演算回路４０では、図２に示す信号ＶＩを生成できるとともに、演算回路５０では、信号ＶＩに対して直交する信号ＶＱを生成できる。
【００３０】
また、並列回路３１，３２を設けることで、信号Ｖｉｎ’から見たインピーダンス、すなわち端子２０ｃ，２０ｄ間インピーダンスと、信号Ｖｘ端間から見たインピーダンス、すなわち端子３１ａ，３１ｂ間インピーダンスを等しくすることができる。その結果、演算回路４０，５０の各トランジスタの全てのゲートには、抵抗器およびコンデンサの並列回路が接続されることとなり、演算回路４０，５０の入力インピーダンスの影響が無視できないような場合、例えば信号Ｖｘの位相や振幅が影響を受けても、信号Ｖｘと同様に信号Ｖｉｎ’も影響を受けることから、入力インピーダンスの影響を信号Ｖｉｎ’側と信号Ｖｘ側とによって打ち消すことができるので、入力インピーダンスの影響を少なくして直交性の良好な信号ＶＩ，ＶＱを得る。なお、演算回路４０，５０の入力インピーダンスが充分高くて、入力インピーダンスの影響が無視できる場合には、並列回路３１，３２を設けなくても良いことは勿論である。
【００３１】
ところで、直交信号生成回路をＩＣ化する場合、移相回路や演算回路だけでなく発振回路も一体化することで、高密度実装や低コスト化を図ることができる。そこで、発振回路も一体化した場合の構成を図４に示す。なお、図４において、図３と対応する部分については同一符号を付し、詳細な説明は省略する。
【００３２】
発振回路１６は、トランジスタが交差接続された対称負性抵抗回路と、インダクタと容量素子の並列回路からなるタンク回路を具備した差動出力発振回路で構成されている。
【００３３】
この発振回路１６において、コイル１６１とコンデンサ１６２が並列接続されてなるＬＣタンク１６３の一方の端子は、正相出力端子１６ａとトランジスタ１６４，１６５のゲート及びトランジスタ１６６，１６７のドレインに接続される。また、ＬＣタンク１６３の他方の端子は、逆相出力端子１６ｂとトランジスタ１６４，１６５のドレイン及びトランジスタ１６６，１６７のゲートに接続される。トランジスタ１６４，１６６のソースは正電源端子ＶＤＤと接続されるとともに、トランジスタ１６５，１６７のソースは負電源端子ＶＳＳと接続される。この発振回路１６では、ＬＣタンク１６３の両端子間に所定周波数の差動信号を生成する。この発振回路１６で生成された差動信号である信号Ｖｉｎを移相回路２０や演算回路４０，５０に供給する。
【００３４】
このように、発振回路１６を形成すると、移相回路２０の抵抗成分でＬＣタンク１６３のＱ値が若干低下することになる。しかし、発振回路１６では、信号Ｖｉｎのランダムな位相ずれである位相雑音を抑圧する等のため、大きな電圧や電流で動作が行われているので、移相回路２０が接続されたことによる影響は大きなものではない。また、ＬＣタンク１６３に移相回路２０を直接接続することで、移相回路２０を駆動するための能動回路が不要であり、低消費電力化に大きく貢献する。
【００３５】
次に、直交信号生成回路で生成された信号ＶＩ，ＶＱを用いて動作する回路や装置について説明する。図５は、直交信号生成回路を用いた通信装置、例えば携帯電話の概略構成の一形態を示している。
【００３６】
マイクロフォン６１で生成された音声信号Ｓｍｉｃは、信号処理部８０に供給される。信号処理部８０では、音声信号Ｓｍｉｃを所定の信号レベルに増幅したのちディジタル信号に変換する。さらに、データ量を削減するため符号化処理や誤り訂正用データの付加処理等を行い、例えば時分割多元接続方式等の接続方式に応じたベースバンドの送信信号ＤＳを生成して変調回路６２に供給する。
【００３７】
図６は、変調回路６２の構成を示している。なお、図６ではπ／４−ＱＰＳＫ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）方式の変調回路の簡単な構成を示している。ベースバンドの送信信号ＤＳは直列並列変換回路６２１，６２５に供給される。直列並列変換回路６２１では、連続する送信信号ＤＳを交互に分離して、上側１ビット，下側１ビットの２ビットからなるグループで１つのシンボルとする。さらに、上側１ビットに応じて「１」あるいは「−１」をとるように信号ＢＡａを生成して周波数変換器６２２に供給する。また下側１ビットに応じて「１」あるいは「−１」をとるように信号ＢＡｂを生成して周波数変換器６２３に供給する。また、直列並列変換回路６２５では、連続する送信信号ＤＳを交互に分離して、上側１ビット，下側１ビットの２ビットからなるグループで１つのシンボルとする。さらに、上側１ビットに応じて「０」あるいは「√２」又は「−√２」をとるように信号ＢＢａを生成して周波数変換器６２６に供給する。また上側１ビットが「０」のときには下側１ビットに応じて「√２」又は「−√２」、上側１ビットが「√２」又は「−√２」のときには下側１ビットを「０」とするように信号ＢＢｂを生成して周波数変換器６２７に供給する。
【００３８】
直交信号生成回路６３０では、搬送波周波数の信号Ｖｉｎ−ＣＲを用いて位相差がほぼ９０°の信号ＶＩ−ＣＲ，ＶＱ−ＣＲを生成する。また、生成した信号ＶＩ−ＣＲを周波数変換器６２２，６２６に供給すると共に、信号ＶＱ−ＣＲを周波数変換器６２３，６２７に供給する。
【００３９】
周波数変換器６２２では、信号ＢＡａに信号ＶＩ−ＣＲを掛け合わせることで信号ＢＡａのアップコンバートを行って加算器６２４に供給する。また周波数変換器６２３では、信号ＢＡｂに信号ＶＱ−ＣＲを掛け合わせることで信号ＢＡｂのアップコンバートを行って加算器６２４に供給す。加算器６２４では、供給された信号を加算して変調信号ＭＡを生成して信号切換器６２９の端子ａに供給する。
【００４０】
周波数変換器６２６では、信号ＢＢａと信号ＶＩ−ＣＲを掛け合わせることで信号ＢＢａのアップコンバートを行って加算器６２８に供給する。また周波数変換器６２７では、信号ＢＢｂに信号ＶＱ−ＣＲを掛け合わせることで信号ＢＢｂのアップコンバートを行って加算器６２８に供給す。加算器６２８では、供給された信号を加算して変調信号ＭＢを生成して信号切換器６２９の端子ｂに供給する。
【００４１】
なお、周波数変換器６２２や周波数変換器６２６で信号の掛け合わせを行う場合、信号ＶＩ−ＣＲと信号ＶＱ−ＣＲの信号レベルが異なるときには振幅制限を行って、信号ＶＩ−ＣＲ，ＶＱ−ＣＲの振幅を等しくしてから掛け合わせを行う。この振幅制限は、直交信号生成回路６３０あるいは周波数変換器６２２，６２６の一方あるいは双方で行うものとする。また、後述する場合にも、周波数変換器で直交信号を用いるときには、振幅が等しくされている直交信号を用いて信号の掛け合わせを行う。
【００４２】
信号切換器６２９では、変調信号ＭＡとＭＢを切り換えて用いることにより、π／４−ＱＰＳＫ方式の変調信号ＭＱを得ることができる。このようにして生成した変調信号ＭＱは、図５に示すように周波数変換器６４に供給する。
【００４３】
周波数変換器６４には、発振回路７９から局部発振周波数の信号Ｖｉｎ−ＬＯが供給されており、変調信号ＭＱと信号Ｖｉｎ−ＬＯを掛け合わせて変調信号ＭＱのアップコンバートを行い送信信号ＴＡを生成する。さらに、生成した送信信号ＴＡを帯域フィルタ６５に供給する。なお、発振回路７９では、搬送波周波数の信号Ｖｉｎ−ＣＲも生成して変調回路６２や後述する復調回路７７に供給するものとしても良い。
【００４４】
帯域フィルタ６５では、送信信号ＴＡに対して帯域制限を行うことで、予め割り当てられている周波数帯域の送信信号ＴＢを生成してパワーアンプ６６に供給する。パワーアンプ６６では送信信号ＴＢを増幅して送信信号ＴＣとして、送受信切換回路６７に供給する。送受信切換回路６７では、分波あるいはスイッチ切換等を行い送信信号ＴＣをアンテナ７０に供給する。このような処理を行うことで、マイクロフォン６１で集音された音声を送信信号ＴＣとして送信できる。
【００４５】
アンテナ７０で受信された受信信号ＲＡは送受信切換回路６７を介して帯域フィルタ７１に供給される。帯域フィルタ７１では受信信号ＲＡの帯域制限を行い、予め割り当てられている周波数帯域の受信信号ＲＢとすることで、他の周波数帯域の妨害信号を除去する。低雑音アンプ７２では受信信号ＲＢを増幅して受信信号ＲＣとしてイメージキャンセルミキサ７３に供給する。
【００４６】
イメージキャンセルミキサ７３では、受信信号ＲＣと、局部発振周波数である位相差がほぼ９０°の信号ＶＩ−ＬＯ，ＶＱ−ＬＯを用いて、中間周波信号ＲＩＦを生成するとともにイメージ信号の除去を行う。
【００４７】
図７は、イメージキャンセルミキサ７３の概略構成を示している。受信信号ＲＣは、周波数変換器７３１，７３２に供給する。
【００４８】
直交信号生成部７３３では、発振回路７９から供給された局部発振周波数の信号Ｖｉｎ−ＬＯを用いて位相差がほぼ９０°の信号ＶＩ−ＬＯ，ＶＱ−ＬＯを生成する。この信号ＶＩ−ＬＯを周波数変換器７３１に供給するとともに、信号ＶＱ−ＬＯを周波数変換器７３２に供給する。
【００４９】
周波数変換器７３１では、受信信号ＲＣと信号ＶＩ−ＬＯを掛け合わせて受信信号ＲＣのダウンコンバートを行い信号ＲＤａを生成する。さらに、生成した信号ＲＤａを低域フィルタ７３４に供給する。低域フィルタ７３４では、信号ＲＤａから高調波成分を除去して９０°位相シフト部７３５に供給する。９０°位相シフト部７３５では、供給された信号を９０°だけ位相をシフトさせて信号ＲＤｂとして加算器７３７に供給する。
【００５０】
周波数変換器７３２では、受信信号ＲＣと信号ＶＱ−ＬＯを掛け合わせて受信信号ＲＣのダウンコンバートを行い信号ＲＤｃを生成する。さらに、生成した信号ＲＤｃを低域フィルタ７３６に供給する。低域フィルタ７３６では、信号ＲＤｃから高調波成分を除去して加算器７３７に供給する。加算器７３７では信号ＲＤｂと低域フィルタ７３６を介して供給された信号ＲＤｃを加算する。
【００５１】
このとき、信号ＶＩ−ＬＯ，ＶＱ−ＬＯの直交性が良好なものとされており信号ＲＤｂと信号ＲＤｃのイメージ信号成分は逆極性となっているので、信号ＲＤｂと信号ＲＤｃを加算することによりイメージ信号成分を正しくキャンセルして、加算器７３７からイメージ信号成分の含まれていない良好な中間周波信号ＲＩＦを得ることができる。
【００５２】
なお、図７に示すイメージキャンセルミキサ７３では、加算器７３７に供給される２つの信号の一方を位相シフトするものである。このため、例えば９０°位相シフト部７３５で信号の利得が変化したときには、信号ＲＤｂと信号ＲＤｃのイメージ信号成分が異なる信号レベルとなってしまうことから、加算器７３７で２つの信号を加算してもイメージ信号をキャンセルできない。このため、低域フィルタ７３４，７３６の一方に＋４５°の位相シフトを行う位相シフト部を接続するとともに、他方には−４５°の位相シフトを行う位相シフト部を接続するものとして、各位相シフト部からの出力を加算する。この場合、加算器７３７に供給される信号は共に位相シフト部で利得が等しく変化されたものとすることができるので、イメージ信号を正しくキャンセルできる。
【００５３】
さらに、イメージ信号の除去だけでなくチャネル選択を容易とするためダウンコンバート処理を２段階に行うものとしてもよい。この場合のイメージキャンセルミキサの構成を図８に示す。
【００５４】
受信信号ＲＣは、周波数変換器７４１，７４２に供給する。直交信号生成部７４３では、発振回路から供給された第１の局部発振周波数の信号Ｖｉｎ−ＬＯ１を用いて位相差がほぼ９０°の信号ＶＩ−ＬＯ１，ＶＱ−ＬＯ１を生成する。この信号ＶＩ−ＬＯ１を周波数変換器７４１に供給するとともに、信号ＶＱ−ＬＯ１を周波数変換器７４２に供給する。
【００５５】
周波数変換器７４１では、受信信号ＲＣと信号ＶＩ−ＬＯ１を掛け合わせて受信信号ＲＣのダウンコンバートを行い信号ＲＥａを生成する。さらに、生成した信号ＲＥａを低域フィルタ７４４に供給する。低域フィルタ７４４では、信号ＲＥａから高調波成分を除去して信号ＲＥｂとして周波数変換器７４６に供給する。
【００５６】
周波数変換器７４２では、受信信号ＲＣと信号ＶＱ−ＬＯ１を掛け合わせて受信信号ＲＣのダウンコンバートを行い信号ＲＥｄを生成する。さらに、生成した信号ＲＥｄを低域フィルタ７４５に供給する。低域フィルタ７４５では、信号ＲＥｄから高調波成分を除去して信号ＲＥｅとして周波数変換器７４７に供給する。
【００５７】
直交信号生成部７４８では、発振回路から供給された第２の局部発振周波数の信号Ｖｉｎ−ＬＯ２を用いて位相差がほぼ９０°の信号ＶＩ−ＬＯ２，ＶＱ−ＬＯ２を生成する。この信号ＶＩ−ＬＯ２を周波数変換器７４６に供給するとともに、信号ＶＱ−ＬＯ２を周波数変換器７４７に供給する。
【００５８】
周波数変換器７４６では、信号ＲＥｂと信号ＶＩ−ＬＯ２を掛け合わせて信号ＲＥｂのダウンコンバートを行い信号ＲＥｃを生成して減算器７４９に供給する。また、周波数変換器７４７では、信号ＲＥｅと信号ＶＱ−ＬＯ２を掛け合わせて信号ＲＥｅのダウンコンバートを行い信号ＲＥｆを生成して減算器７４９に供給する。
【００５９】
減算器７４９では、信号ＲＥｃと信号ＲＥｆの減算を行う。このとき、信号ＲＥｃにおけるイメージ信号成分と信号ＲＥｆにおけるイメージ信号成分は同相となっており、減算を行うことでイメージ信号成分が除去された中間周波信号ＲＩＦを得ることができる。
【００６０】
図５のチャネル選択フィルタ７５では、中間周波信号ＲＩＦから所望のチャネル帯域の信号を選択して中間周波増幅回路７６に供給する。中間周波増幅回路７６では、供給された信号を増幅して中間周波信号ＲＩＦｓとして復調回路７７に供給する。
【００６１】
復調回路７７では、中間周波信号ＲＩＦｓの復調処理を行いベースバンド信号を生成する。図９は復調回路７７の構成を示す図である。中間周波信号ＲＩＦｓは、周波数変換器７７１，７７２に供給される。直交信号生成部７７３では、搬送波周波数の信号Ｖｉｎ−ＣＲに基づいて位相差がほぼ９０°の信号ＶＩ−ＣＲ，ＶＱ−ＣＲを生成する。この信号ＶＩ−ＣＲを周波数変換器７７１に供給するとともに、信号ＶＱ−ＣＲを周波数変換器７７２に供給する。周波数変換器７７１では、中間周波信号ＲＩＦｓと信号ＶＩ−ＣＲを掛け合わせて中間周波信号ＲＩＦｓのダウンコンバートを行い、ベースバンドの復調信号ＰＩを生成して識別再生回路７７４に供給する。また、周波数変換器７７２では、中間周波信号ＲＩＦｓと信号ＶＱ−ＣＲを掛け合わせて中間周波信号ＲＩＦｓのダウンコンバートを行いベースバンドの復調信号ＰＱを生成して識別再生回路７７４に供給する。
【００６２】
識別再生回路７７４では、中間周波信号ＲＩＦｓに基づいたタイミング信号で、復調信号ＰＩ，ＰＱの識別を行い、識別結果に基づいて受信データ信号ＤＲを生成して信号処理部８０に供給する。
【００６３】
信号処理部８０では受信データ信号ＤＲからデータ抽出や復号化処理及び誤り検出訂正処理等を行って音声データを生成する。さらに、音声データをアナログの音声信号に変換して信号レベルを調整したのち音声出力信号Ｓｏｕｔとしてスピーカ８１に供給する。このような処理を行うことで、無線信号を受信して送話側の音声をスピーカ８１得ることができる。
【００６４】
なお、信号処理部８０には、操作部８３や表示部８４が接続されており、信号処理部８０では、操作部８３の操作に応じて携帯電話機の動作、例えばダイヤル設定やオンフック、オフフック処理、種々の情報入力処理等を行う。また表示部８４に携帯電話機の動作状態を表示させる処理や蓄積している情報を表示させる処理等も行う。
【００６５】
ところで、図５に示す通信装置では、変調信号ＭＱのアップコンバートや受信信号ＲＣのダウンコンバートと変復調処理を別個に行う場合を示したが、例えば変復調処理における搬送波周波数を局部発振周波数と等しくした所謂ダイレクトコンバージョン方式の通信装置等であってもよい。
【００６６】
さらに、通信装置は受信機能のみを有するもの、例えば複数の衛生から送信された信号を受信して緯度や経度及び高度を測定するＧＰＳ（Ｇｌｏｂａｌ Ｐｏｓｉｔｉｏｎｉｎｇ Ｓｙｓｔｅｍ）受信機等でも良い。
【００６７】
このように、発振回路から出力された信号の位相を可変して、この位相が可変された信号と発振回路から出力された信号とを加算及び減算することにより、簡単な構成で広い周波数範囲で直交性の精度が良好な直交信号を生成できる。また消費電力も少ないものとすることができる。さらに、このようにして生成した直交性の精度が良好な直交信号を用いることで、イメージ信号の除去や信号のアップコンバートやダウンコンバートを正しく行うことができる。
【００６８】
【発明の効果】
この発明によれば、信号源から出力された信号と、この信号源からの信号の位相を可変させた信号との加算及び減算が行われて第１及び第２の出力信号が生成される。このため、第１及び第２の出力信号の直交性を広い周波数範囲に渡って良好に保つことができる。また、後段に設けられたバッファ回路の特性の影響を受けるという欠点もない。さらに、移相回路はポリフェーズフィルタのように多段接続するものでないことから入力インピーダンスをかなり高くすることができるため、信号源のタンク回路のＱを著しく劣化させないので直接接続が可能である。
【００６９】
また、信号源からの信号の位相を可変する移相手段は受動素子のみで構成されるので、構成を簡単にできる。また、能動素子を用いないことから、消費電力を少なくできる。
【００７０】
また、信号源から出力された信号と、この信号源からの信号の位相を可変させた信号との加算及び減算を行い第１及び第２の出力信号を生成して、入力信号に対して所定振幅とした第１の出力信号を掛け合わせて得られた信号と、入力信号に対して所定振幅とした第２の出力信号を掛け合わせて得られた信号に対して、別々の位相シフトを行い加算することで、イメージ信号が除去された所望の中間周波信号が生成される。このため、広い周波数範囲に渡って第１及び第２の出力信号の直交性が良好なものとなり、イメージ信号を精度良く除去することができる。
【００７１】
さらに、信号源から出力された信号と、この信号源からの信号の位相を可変させた信号との加算及び減算を行い第１及び第２の出力信号を生成して、受信信号あるいは受信信号に基づいて生成した中間周波信号に対して所定振幅とした第１の出力信号を掛け合わせるとともに、受信信号あるいは中間周波信号に対して所定振幅とした第２の出力信号を掛け合わせることで、ベースバンド信号の生成が行われる。また、第１のベースバンド信号に対して所定振幅とした第１の出力信号を掛け合わせるとともに、第２のベースバンド信号に対して所定振幅とした第２の出力信号を掛け合わせて、得られた信号を加算して送信用信号が生成されるので、復調処理や変調処理を良好に良く行うことができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】直交信号生成回路の基本原理を説明するための図である。
【図２】直交信号生成回路の動作を説明するための図である。
【図３】直交信号生成回路の構成を示す図である。
【図４】直交信号生成回路の他の構成を示す図である。
【図５】通信装置の概略構成を示す図である。
【図６】変調回路の構成を示す図である。
【図７】イメージキャンセルミキサの構成を示す図である。
【図８】イメージキャンセルミキサの他の構成を示す図である。
【図９】復調回路の構成を示す図である。
【図１０】移相回路を示すの図である。
【図１１】移相回路の他の構成を示す図である。
【図１２】ポリフェーズフィルタを用いた直交信号生成回路の構成を示す図である。
【符号の説明】
１０・・・直交信号生成回路、１５，１６，７９，９２，９３，９４，１５１，１５２・・・発振回路、２０，９１・・・移相回路、３１，３２・・・並列回路、４０，５０・・・演算回路、６１・・・マイクロフォン、６２・・・変調回路、６４・・・周波数変換器、６５，７１・・・帯域フィルタ、６６・・・パワーアンプ、６７・・・送受信切換回路、７０・・・アンテナ、７２・・・低雑音アンプ、７３・・・イメージキャンセルミキサ、７５・・・チャネル選択フィルタ、７６・・・中間周波増幅回路、７７・・・復調回路、８０・・・信号処理部、８１・・・スピーカ、８３・・・操作部、８４・・・表示部
【発明の属する技術分野】
この発明は、直交信号生成回路とイメージキャンセルミキサ及び通信装置に関する。詳しくは、信号源から出力された信号と移相手段で位相が可変されている信号との加算及び減算を行ってアップコンバートやダウンコンバートを行うものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来、通信装置では、位相差がほぼ９０°（π／２ラジアン）である直交信号を用いて種々の信号処理が行われている。例えば、ディジタル変調方式では、搬送波周波数の直交信号を用いて、所望のデータをＩ軸とＱ軸の二次元直交平面上にマッピングすることで、変調信号が生成される。また、受信した変調信号から所望のデータを得る場合、搬送周波数の直交信号を用いて変調信号からベースバンドのＩ軸信号とＱ軸信号を生成して、この信号に対して符号判定処理等を行うことで所望のデータを得ることができる。
【０００３】
また、直交信号はイメージ信号の除去にも用いられる。このイメージ信号除去では、直交信号を用いて所望の信号とイメージ信号に対して別々の位相シフト操作を行い、位相シフト後の信号を加算あるいは減算することでイメージ信号をキャンセルすることができる。
【０００４】
一方、このような直交信号の生成は、図１０に示すように、コンデンサと抵抗器の直列回路を用いた移相回路９０や、図１１に示すように、コンデンサと抵抗器の直列回路を並列接続した「Ａｌｌ Ｐａｓｓ Ｆｉｌｔｅｒ」とも呼ばれる移相回路９１等を用いて行われている。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、上述のような変復調処理やイメージ信号の除去では、直交信号の直交性が高くなければ、変復調処理を行ったときに正しい信号を得ることができないとともに、イメージ信号の除去を良好に行うことができない。
【０００６】
また、直交信号の生成回路をＩＣ（Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ Ｃｉｒｃｕｉｔ）化した場合、コンデンサの容量値や抵抗器の抵抗値が大きくばらつくので、容量値や抵抗値がばらついても所望の周波数帯域で直交性が保たれることが必要である。
【０００７】
ここで、図１０に示す移相回路で直交信号を生成する場合、図１０Ａに示すように、発振回路９２からの信号Ｖｉｎをコンデンサ９０１と抵抗器９０２の直列回路に供給したとき、コンデンサ９０１の両端には信号ＶＣが発生するとともに、抵抗器９０２の両端には信号ＶＲが発生する。この信号ＶＣと信号ＶＲは、信号Ｖｉｎの周波数によらず図１０Ｂに示すように９０°の位相差を有するものとなる。しかし、信号ＶＲ，ＶＣの振幅は信号Ｖｉｎの周波数に応じて変化してしまう。この振幅の変化は振幅制限回路を設けることで等しくすることが可能であるが、後段にバッファ回路等を設けたときには、このバッファ回路の入力インピーダンスによる影響によって移相回路の精度が低下してしまう。また信号ＶＣと信号ＶＲは純粋な差動信号ではなく、大きな同相成分を有するため、後段に設けられるバッファ回路の同相信号除去特性の影響も受けてしまう。さらに、この移相回路９０では、コンデンサ９０１や抵抗器９０２の寄生成分の影響等によって位相差が正確に９０°とならない場合も生じてしまう。
【０００８】
次に、図１１に示す移相回路で直交信号を生成する場合、図１１Ａに示すように、コンデンサ９１１と抵抗器９１２の直列回路と抵抗器９１３とコンデンサ９１４の直列回路を並列接続して、並列接続された直列回路間に発振回路９２からの信号Ｖｉｎを供給する。このとき、コンデンサ９１１と抵抗器９１２の接続点及び抵抗器９１３とコンデンサ９１４の接続点間に生ずる信号Ｖｑは、信号Ｖｉｎの周波数に依らず一定振幅となる。しかし、信号Ｖｑが信号Ｖｉｎに対して９０°の位相差を有するのは、特定周波数に限られるものであることから、信号Ｖｉｎの周波数が変化すると、信号Ｖｑは信号Ｖｉｎに対する位相差が９０°でなくなってしまう。このため、所望の周波数帯域で、信号Ｖｑが信号Ｖｉｎに対して９０°の位相差を有するようにコンデンサ９１１，９１４の容量値や抵抗器９１２，９１３の抵抗値を設定しても、ＩＣ化した場合のようにコンデンサの容量値や抵抗器の抵抗値が大きくばらついてしまうと、所望の周波数帯域で、信号Ｖｑと信号Ｖｉｎは９０°の位相差を有しなくなってしまう。
【０００９】
さらに、一定の周波数帯域において、位相差がほぼ９０°であるとともに振幅が一定である直交信号を得ることができる所謂ポリフェーズフィルタが実現されている。図１２は２段のポリフェーズフィルタで構成した直交信号生成回路の構成を示している。
【００１０】
この場合、発振回路９３，９４の一方の端子を接地して、他方の端子間から差動信号として信号Ｖｉｎを１段目のポリフェーズフィルタ９５に供給する。この１段目のポリフェーズフィルタ９５は任意の１点の周波数でほぼ９０°の位相差が得られる。また、２段目のポリフェーズフィルタ９６は任意の２点の周波数でほぼ９０°の位相差が得られるものとなる。このようにポリフェーズフィルタを２段とすることで、１段の構成よりも広い周波数範囲でほぼ９０°の位相差を有した信号ＶＩ，ＶＱを得ることができる。さらに、ポリフェーズフィルタの縦続接続段数を増やすことで更に広い周波数範囲でほぼ９０°の直交性を有した信号を得ることができる。
【００１１】
しかし、ポリフェーズフィルタを縦続接続すると出力信号の信号レベルが減衰してしまうので、それを補償するために増幅器が必要になる。また後段のポリフェーズフィルタが前段のポリフェーズフィルタの負荷とならないためには、前段に行くほど低インピーダンスに設計しなければならない。すなわち、最前段のポリフェーズフィルタを駆動するためには駆動能力の大きなバッファが必要となり、消費電力が大きくなってしまう。また、バッファを設けることで構成が複雑となってしまう。
【００１２】
そこで、この発明では、直交性が広い周波数範囲にわたって良好である信号を簡単な構成であると共に少ない消費電力で生成できる直交信号生成回路を提供するものである。また、この直交信号生成回路を用いてイメージ信号を除去するイメージキャンセルミキサや、この直交信号生成回路を用いた通信装置を提供するものである。
【００１３】
【課題を解決するための手段】
この発明に係る直交信号生成回路は、所定周波数の信号を出力する信号源と、前記信号源から出力された信号の位相を可変する移相手段と、前記信号源から出力された信号と前記移相手段で位相が可変されている信号との加算を行い第１の出力信号を生成する第１の演算手段と、前記信号源から出力された信号と前記移相手段で位相が可変されている信号との減算を行い第２の出力信号を生成する第２の演算手段とを有するものである。
【００１４】
また、直交信号生成回路は、正相出力端子と逆相出力端子間から所定周波数の差動信号を出力する信号源と、正相入力端子と正相出力端子間に接続された第１の抵抗素子、逆相入力端子と逆相出力端子間に接続された第２の抵抗素子、前記正相入力端子と前記逆相出力端子間に接続された第１の容量素子、前記逆相入力端子と前記正相出力端子間に接続された第２の容量素子で構成されて、前記正相入力端子と前記逆相入力端子間に入力された前記所定周波数の差動信号の位相を可変して、前記正相出力端子と前記逆相出力端子間から出力する移相手段と、前記信号源から出力された前記所定周波数の差動信号を第１の差動入力端子に供給するとともに、前記移相手段で位相が可変されている差動信号を第２の差動入力端子に供給するものとして、前記所定周波数の差動信号と前記位相が可変されている差動信号を加算して前記第１の出力信号を得る第１の演算手段と、前記信号源から出力された前記所定周波数の差動信号を第１の差動入力端子に供給するとともに、前記移相手段で位相が可変されている差動信号を、第２の差動入力端子に供給するものとして、前記信号源から出力された前記所定周波数の差動信号あるいは前記移相手段で位相が可変されている差動信号のいずれか一方の極性を反転して前記差動入力端子に供給することで、前記所定周波数の差動信号と前記位相が可変されている差動信号との減算を行い、第２の出力信号を得る第２の演算手段とを有するものである。
【００１５】
また、イメージキャンセルミキサは、所定周波数の信号を出力する信号源と、前記信号源から出力された信号の位相を可変する移相手段と、前記信号源から出力された信号と前記移相手段で位相が可変されている信号との加算を行い第１の出力信号を生成する第１の演算手段と、前記信号源から出力された信号と前記移相手段で位相が可変されている信号との減算を行い、第２の出力信号を生成する前記第２の演算手段と、入力信号に対して所定振幅とした前記第１の出力信号を掛け合わせて得られた信号と、前記入力信号に対して前記所定振幅とした前記第２の出力信号を掛け合わせて得られた信号に対して、別々の位相シフトを行い加算することで、イメージ信号が除去された所望の中間周波信号を生成するイメージ除去手段とを有するものである。
【００１６】
また、通信装置は、所定周波数の信号を出力する信号源と、前記信号源から出力された信号の位相を可変する移相手段と、前記信号源から出力された信号と前記移相手段で位相が可変されている信号との加算を行い第１の出力信号を生成する第１の演算手段と、前記信号源から出力された信号と前記移相手段で位相が可変されている信号との減算を行い、第２の出力信号を生成する前記第２の演算手段と、受信信号あるいは前記受信信号に基づいて生成した中間周波信号に対して所定振幅とした前記第１の出力信号を掛け合わせるとともに、前記受信信号あるいは前記中間周波信号に対して前記所定振幅とした前記第２の出力信号を掛け合わせることで、ベースバンド信号を生成するダウンコンバート手段とを有するものである。
【００１７】
さらに、通信装置は、所定周波数の信号を出力する信号源と、前記信号源から出力された信号の位相を可変する移相手段と、前記信号源から出力された信号と前記移相手段で位相が可変されている信号との加算を行い第１の出力信号を生成する第１の演算手段と、前記信号源から出力された信号と前記移相手段で位相が可変されている信号との減算を行い、第２の出力信号を生成する前記第２の演算手段と、第１のベースバンド信号に対して所定振幅とした前記第１の出力信号を掛け合わせるとともに、第２のベースバンド信号に対して前記所定振幅とした前記第２の出力信号を掛け合わせて、得られた信号を加算して送信用信号を生成するアップコンバート手段とを有するものである。
【００１８】
この発明においては、信号源から出力された所定周波数の信号の位相を移相手段で可変して、信号源から出力された信号と移相手段で位相が可変されている信号との加算や減算を行うことで、位相差がほぼ９０°の直交信号が生成される。また、この直交信号に対する例えば振幅制限を行って所定振幅としたのち入力信号と掛け合わせて、別々の位相シフトを行い加算することで、イメージ信号の除去が行われる。また、所定振幅の直交信号を用いてダウンコンバートを行うことでベースバンド信号の生成が行われる。さらに、所定振幅の直交信号を用いてアップコンバートを行うことで送信用信号の生成が行われる。
【００１９】
【発明の実施の形態】
以下、図を参照しながら、この発明の実施の一形態について説明する。図１は、本願発明の直交信号生成回路の基本的原理を示している。発振回路１５は、正弦波の信号Ｖｉｎを移相回路２０と演算回路４０，５０に供給する。移相回路２０では、信号Ｖｉｎの位相を「θ」だけ可変して、信号Ｖｘとして演算回路４０と演算回路５０に供給する。演算回路４０では、信号Ｖｉｎと信号Ｖｘを加算して信号ＶＩを生成する。演算回路５０では、信号Ｖｘから信号Ｖｉｎを減算して信号ＶＱを生成する。
【００２０】
図２は、直交信号生成回路の動作を説明するためのものであり、各信号の関係をベクトルで示している。信号ＶＩは、信号Ｖｉｎと位相が「θ」だけ変更された信号Ｖｘとの合成であることから、信号Ｖｉｎに対して「θ／２」だけの位相差を持つ。一方、信号ＶＱは、信号Ｖｘから信号Ｖｉｎを減算した信号、すなわち信号Ｖｘと信号−Ｖｉｎを合成した信号であることから、信号Ｖｉｎに対して「（π＋θ）／２」の位相差を持つ。このため、信号ＶＩと信号ＶＱは、位相「θ」に係らず位相差が完全に９０°である直交性の良好な信号となる。信号Ｖｉｎが「θ＝π／２」となる周波数のとき、信号ＶＩと信号ＶＱは、９０°の直交性が保たれるとともに等振幅となる。信号Ｖｉｎが「θ＝π／２」となる周波数からずれると、信号ＶＩと信号ＶＱは、９０°の直交性が保たれるが振幅は等しく無くなる。そのため、必要に応じて後段の回路で振幅制限を行い信号ＶＩと信号ＶＱの振幅を等しくする。一般的に、後段のミキサは、ミキサ自身がある程度の振幅制限作用を有するので、この振幅制限は必須の機能ではない。
【００２１】
図３は、直交信号生成回路１０の構成を示している。発振回路１５１，１５２の一方の端子はそれぞれ接地する。また発振回路１５１の他方の端子は正相出力端子１５ａとするとともに発振回路１５２の他方の端子は逆相出力端子１５ｂとする。この正相出力端子１５ａと逆相出力端子１５ｂ間に生じた差動信号である信号Ｖｉｎは、移相回路２０に供給されるとともに並列回路３１，３２を介して演算回路４０，５０に供給される。
【００２２】
移相回路２０は、抵抗器２０１とコンデンサ２０４の直列回路とコンデンサ２０２と抵抗器２０３の直列回路が並列接続されて構成されており、抵抗器２０１とコンデンサ２０２の接続点を正相入力端子２０ａ、抵抗器２０３とコンデンサ２０４の接続点を逆相入力端子２０ｂ、抵抗器２０１とコンデンサ２０４の接続点を正相出力端子２０ｃ、コンデンサ２０２と抵抗器２０３の接続点を逆相出力端子２０ｄとする。この移相回路２０の正相入力端子２０ａと逆相入力端子２０ｂ間に信号Ｖｉｎを供給すると、信号Ｖｉｎに対して位相差θを有する信号Ｖｘが正相出力端子２０ｃと逆相出力端子２０ｄとの間から出力される。
【００２３】
抵抗器３１１とコンデンサ３１２で構成された並列回路３１における一方の端子は、発振回路の正相出力端子１５ａに接続されるとともに、他方の端子は演算回路４０を構成する電界効果トランジスタ（以下「トランジスタ」という）４１のゲート、及び演算回路５０を構成するトランジスタ５２のゲートと接続される。抵抗器３２１とコンデンサ３２２で構成された並列回路３２における一方の端子は発振回路の逆相出力端子１５ｂに接続されるとともに、他方の端子は演算回路４０を構成するトランジスタ４２のゲート、及び演算回路５０を構成するトランジスタ５１のゲートと接続される。なお、並列回路３１，３２を介して演算回路４０，５０に供給される信号をＶｉｎ’とする。
【００２４】
移相回路２０の正相出力端子２０ｃは、演算回路４０を構成するトランジスタ４３のゲート、及び演算回路５０を構成するトランジスタ５３のゲートと接続される。また、逆相出力端子２０ｄは、演算回路４０を構成するトランジスタ４４のゲート、及び演算回路５０を構成するトランジスタ５４のゲートと接続される。
【００２５】
演算回路４０において、トランジスタ４１，４３のドレインは抵抗器４５を介して正電源端子ＶＤＤと接続されるとともに、トランジスタ４２，４４のドレインは抵抗器４６を介して正電源端子ＶＤＤと接続される。また、トランジスタ４１，４２のソースは定電流源４７を介して負電源端子ＶＳＳと接続されるとともに、トランジスタ４３，４４のソースは定電流源４８を介して負電源端子ＶＳＳと接続される。
【００２６】
この演算回路４０では、トランジスタ４１，４２のゲートが第１の差動入力端子、トランジスタ４３，４４のゲートが第２の差動入力端子とされており、第１の差動入力端子に供給された信号Ｖｉｎ’と、第２の差動入力端子に供給された信号Ｖｘの加算を行い、トランジスタ４２（４４）のドレインとトランジスタ４１（４３）のドレイン間から、信号Ｖｉｎ’と信号Ｖｘを加算した信号ＶＩを出力する。
【００２７】
演算回路５０において、トランジスタ５１，５３のドレインは抵抗器５５を介して正電源端子ＶＤＤと接続されるとともに、トランジスタ５２，５４のドレインは抵抗器５６を介して正電源端子ＶＤＤと接続される。また、トランジスタ５１，５２のソースは定電流源５７を介して負電源端子ＶＳＳと接続されるとともに、トランジスタ５３，５４のソースは定電流源５８を介して負電源端子ＶＳＳと接続される。
【００２８】
この演算回路５０では、トランジスタ５１，５２のゲートが第１の差動入力端子、トランジスタ５３，５４のゲートが第２の差動入力端子とされている。ここで、第１の差動入力端子には極性を反転させて信号Ｖｉｎ’が供給されていることから、演算回路５０では、第２の差動入力端子に供給された信号Ｖｘから信号Ｖｉｎ’を減算する演算を行う。この演算結果は、トランジスタ５２（５４）のドレインとトランジスタ５１（５３）のドレイン間から信号ＶＱとして出力される。
【００２９】
このようにして、演算回路４０では、図２に示す信号ＶＩを生成できるとともに、演算回路５０では、信号ＶＩに対して直交する信号ＶＱを生成できる。
【００３０】
また、並列回路３１，３２を設けることで、信号Ｖｉｎ’から見たインピーダンス、すなわち端子２０ｃ，２０ｄ間インピーダンスと、信号Ｖｘ端間から見たインピーダンス、すなわち端子３１ａ，３１ｂ間インピーダンスを等しくすることができる。その結果、演算回路４０，５０の各トランジスタの全てのゲートには、抵抗器およびコンデンサの並列回路が接続されることとなり、演算回路４０，５０の入力インピーダンスの影響が無視できないような場合、例えば信号Ｖｘの位相や振幅が影響を受けても、信号Ｖｘと同様に信号Ｖｉｎ’も影響を受けることから、入力インピーダンスの影響を信号Ｖｉｎ’側と信号Ｖｘ側とによって打ち消すことができるので、入力インピーダンスの影響を少なくして直交性の良好な信号ＶＩ，ＶＱを得る。なお、演算回路４０，５０の入力インピーダンスが充分高くて、入力インピーダンスの影響が無視できる場合には、並列回路３１，３２を設けなくても良いことは勿論である。
【００３１】
ところで、直交信号生成回路をＩＣ化する場合、移相回路や演算回路だけでなく発振回路も一体化することで、高密度実装や低コスト化を図ることができる。そこで、発振回路も一体化した場合の構成を図４に示す。なお、図４において、図３と対応する部分については同一符号を付し、詳細な説明は省略する。
【００３２】
発振回路１６は、トランジスタが交差接続された対称負性抵抗回路と、インダクタと容量素子の並列回路からなるタンク回路を具備した差動出力発振回路で構成されている。
【００３３】
この発振回路１６において、コイル１６１とコンデンサ１６２が並列接続されてなるＬＣタンク１６３の一方の端子は、正相出力端子１６ａとトランジスタ１６４，１６５のゲート及びトランジスタ１６６，１６７のドレインに接続される。また、ＬＣタンク１６３の他方の端子は、逆相出力端子１６ｂとトランジスタ１６４，１６５のドレイン及びトランジスタ１６６，１６７のゲートに接続される。トランジスタ１６４，１６６のソースは正電源端子ＶＤＤと接続されるとともに、トランジスタ１６５，１６７のソースは負電源端子ＶＳＳと接続される。この発振回路１６では、ＬＣタンク１６３の両端子間に所定周波数の差動信号を生成する。この発振回路１６で生成された差動信号である信号Ｖｉｎを移相回路２０や演算回路４０，５０に供給する。
【００３４】
このように、発振回路１６を形成すると、移相回路２０の抵抗成分でＬＣタンク１６３のＱ値が若干低下することになる。しかし、発振回路１６では、信号Ｖｉｎのランダムな位相ずれである位相雑音を抑圧する等のため、大きな電圧や電流で動作が行われているので、移相回路２０が接続されたことによる影響は大きなものではない。また、ＬＣタンク１６３に移相回路２０を直接接続することで、移相回路２０を駆動するための能動回路が不要であり、低消費電力化に大きく貢献する。
【００３５】
次に、直交信号生成回路で生成された信号ＶＩ，ＶＱを用いて動作する回路や装置について説明する。図５は、直交信号生成回路を用いた通信装置、例えば携帯電話の概略構成の一形態を示している。
【００３６】
マイクロフォン６１で生成された音声信号Ｓｍｉｃは、信号処理部８０に供給される。信号処理部８０では、音声信号Ｓｍｉｃを所定の信号レベルに増幅したのちディジタル信号に変換する。さらに、データ量を削減するため符号化処理や誤り訂正用データの付加処理等を行い、例えば時分割多元接続方式等の接続方式に応じたベースバンドの送信信号ＤＳを生成して変調回路６２に供給する。
【００３７】
図６は、変調回路６２の構成を示している。なお、図６ではπ／４−ＱＰＳＫ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）方式の変調回路の簡単な構成を示している。ベースバンドの送信信号ＤＳは直列並列変換回路６２１，６２５に供給される。直列並列変換回路６２１では、連続する送信信号ＤＳを交互に分離して、上側１ビット，下側１ビットの２ビットからなるグループで１つのシンボルとする。さらに、上側１ビットに応じて「１」あるいは「−１」をとるように信号ＢＡａを生成して周波数変換器６２２に供給する。また下側１ビットに応じて「１」あるいは「−１」をとるように信号ＢＡｂを生成して周波数変換器６２３に供給する。また、直列並列変換回路６２５では、連続する送信信号ＤＳを交互に分離して、上側１ビット，下側１ビットの２ビットからなるグループで１つのシンボルとする。さらに、上側１ビットに応じて「０」あるいは「√２」又は「−√２」をとるように信号ＢＢａを生成して周波数変換器６２６に供給する。また上側１ビットが「０」のときには下側１ビットに応じて「√２」又は「−√２」、上側１ビットが「√２」又は「−√２」のときには下側１ビットを「０」とするように信号ＢＢｂを生成して周波数変換器６２７に供給する。
【００３８】
直交信号生成回路６３０では、搬送波周波数の信号Ｖｉｎ−ＣＲを用いて位相差がほぼ９０°の信号ＶＩ−ＣＲ，ＶＱ−ＣＲを生成する。また、生成した信号ＶＩ−ＣＲを周波数変換器６２２，６２６に供給すると共に、信号ＶＱ−ＣＲを周波数変換器６２３，６２７に供給する。
【００３９】
周波数変換器６２２では、信号ＢＡａに信号ＶＩ−ＣＲを掛け合わせることで信号ＢＡａのアップコンバートを行って加算器６２４に供給する。また周波数変換器６２３では、信号ＢＡｂに信号ＶＱ−ＣＲを掛け合わせることで信号ＢＡｂのアップコンバートを行って加算器６２４に供給す。加算器６２４では、供給された信号を加算して変調信号ＭＡを生成して信号切換器６２９の端子ａに供給する。
【００４０】
周波数変換器６２６では、信号ＢＢａと信号ＶＩ−ＣＲを掛け合わせることで信号ＢＢａのアップコンバートを行って加算器６２８に供給する。また周波数変換器６２７では、信号ＢＢｂに信号ＶＱ−ＣＲを掛け合わせることで信号ＢＢｂのアップコンバートを行って加算器６２８に供給す。加算器６２８では、供給された信号を加算して変調信号ＭＢを生成して信号切換器６２９の端子ｂに供給する。
【００４１】
なお、周波数変換器６２２や周波数変換器６２６で信号の掛け合わせを行う場合、信号ＶＩ−ＣＲと信号ＶＱ−ＣＲの信号レベルが異なるときには振幅制限を行って、信号ＶＩ−ＣＲ，ＶＱ−ＣＲの振幅を等しくしてから掛け合わせを行う。この振幅制限は、直交信号生成回路６３０あるいは周波数変換器６２２，６２６の一方あるいは双方で行うものとする。また、後述する場合にも、周波数変換器で直交信号を用いるときには、振幅が等しくされている直交信号を用いて信号の掛け合わせを行う。
【００４２】
信号切換器６２９では、変調信号ＭＡとＭＢを切り換えて用いることにより、π／４−ＱＰＳＫ方式の変調信号ＭＱを得ることができる。このようにして生成した変調信号ＭＱは、図５に示すように周波数変換器６４に供給する。
【００４３】
周波数変換器６４には、発振回路７９から局部発振周波数の信号Ｖｉｎ−ＬＯが供給されており、変調信号ＭＱと信号Ｖｉｎ−ＬＯを掛け合わせて変調信号ＭＱのアップコンバートを行い送信信号ＴＡを生成する。さらに、生成した送信信号ＴＡを帯域フィルタ６５に供給する。なお、発振回路７９では、搬送波周波数の信号Ｖｉｎ−ＣＲも生成して変調回路６２や後述する復調回路７７に供給するものとしても良い。
【００４４】
帯域フィルタ６５では、送信信号ＴＡに対して帯域制限を行うことで、予め割り当てられている周波数帯域の送信信号ＴＢを生成してパワーアンプ６６に供給する。パワーアンプ６６では送信信号ＴＢを増幅して送信信号ＴＣとして、送受信切換回路６７に供給する。送受信切換回路６７では、分波あるいはスイッチ切換等を行い送信信号ＴＣをアンテナ７０に供給する。このような処理を行うことで、マイクロフォン６１で集音された音声を送信信号ＴＣとして送信できる。
【００４５】
アンテナ７０で受信された受信信号ＲＡは送受信切換回路６７を介して帯域フィルタ７１に供給される。帯域フィルタ７１では受信信号ＲＡの帯域制限を行い、予め割り当てられている周波数帯域の受信信号ＲＢとすることで、他の周波数帯域の妨害信号を除去する。低雑音アンプ７２では受信信号ＲＢを増幅して受信信号ＲＣとしてイメージキャンセルミキサ７３に供給する。
【００４６】
イメージキャンセルミキサ７３では、受信信号ＲＣと、局部発振周波数である位相差がほぼ９０°の信号ＶＩ−ＬＯ，ＶＱ−ＬＯを用いて、中間周波信号ＲＩＦを生成するとともにイメージ信号の除去を行う。
【００４７】
図７は、イメージキャンセルミキサ７３の概略構成を示している。受信信号ＲＣは、周波数変換器７３１，７３２に供給する。
【００４８】
直交信号生成部７３３では、発振回路７９から供給された局部発振周波数の信号Ｖｉｎ−ＬＯを用いて位相差がほぼ９０°の信号ＶＩ−ＬＯ，ＶＱ−ＬＯを生成する。この信号ＶＩ−ＬＯを周波数変換器７３１に供給するとともに、信号ＶＱ−ＬＯを周波数変換器７３２に供給する。
【００４９】
周波数変換器７３１では、受信信号ＲＣと信号ＶＩ−ＬＯを掛け合わせて受信信号ＲＣのダウンコンバートを行い信号ＲＤａを生成する。さらに、生成した信号ＲＤａを低域フィルタ７３４に供給する。低域フィルタ７３４では、信号ＲＤａから高調波成分を除去して９０°位相シフト部７３５に供給する。９０°位相シフト部７３５では、供給された信号を９０°だけ位相をシフトさせて信号ＲＤｂとして加算器７３７に供給する。
【００５０】
周波数変換器７３２では、受信信号ＲＣと信号ＶＱ−ＬＯを掛け合わせて受信信号ＲＣのダウンコンバートを行い信号ＲＤｃを生成する。さらに、生成した信号ＲＤｃを低域フィルタ７３６に供給する。低域フィルタ７３６では、信号ＲＤｃから高調波成分を除去して加算器７３７に供給する。加算器７３７では信号ＲＤｂと低域フィルタ７３６を介して供給された信号ＲＤｃを加算する。
【００５１】
このとき、信号ＶＩ−ＬＯ，ＶＱ−ＬＯの直交性が良好なものとされており信号ＲＤｂと信号ＲＤｃのイメージ信号成分は逆極性となっているので、信号ＲＤｂと信号ＲＤｃを加算することによりイメージ信号成分を正しくキャンセルして、加算器７３７からイメージ信号成分の含まれていない良好な中間周波信号ＲＩＦを得ることができる。
【００５２】
なお、図７に示すイメージキャンセルミキサ７３では、加算器７３７に供給される２つの信号の一方を位相シフトするものである。このため、例えば９０°位相シフト部７３５で信号の利得が変化したときには、信号ＲＤｂと信号ＲＤｃのイメージ信号成分が異なる信号レベルとなってしまうことから、加算器７３７で２つの信号を加算してもイメージ信号をキャンセルできない。このため、低域フィルタ７３４，７３６の一方に＋４５°の位相シフトを行う位相シフト部を接続するとともに、他方には−４５°の位相シフトを行う位相シフト部を接続するものとして、各位相シフト部からの出力を加算する。この場合、加算器７３７に供給される信号は共に位相シフト部で利得が等しく変化されたものとすることができるので、イメージ信号を正しくキャンセルできる。
【００５３】
さらに、イメージ信号の除去だけでなくチャネル選択を容易とするためダウンコンバート処理を２段階に行うものとしてもよい。この場合のイメージキャンセルミキサの構成を図８に示す。
【００５４】
受信信号ＲＣは、周波数変換器７４１，７４２に供給する。直交信号生成部７４３では、発振回路から供給された第１の局部発振周波数の信号Ｖｉｎ−ＬＯ１を用いて位相差がほぼ９０°の信号ＶＩ−ＬＯ１，ＶＱ−ＬＯ１を生成する。この信号ＶＩ−ＬＯ１を周波数変換器７４１に供給するとともに、信号ＶＱ−ＬＯ１を周波数変換器７４２に供給する。
【００５５】
周波数変換器７４１では、受信信号ＲＣと信号ＶＩ−ＬＯ１を掛け合わせて受信信号ＲＣのダウンコンバートを行い信号ＲＥａを生成する。さらに、生成した信号ＲＥａを低域フィルタ７４４に供給する。低域フィルタ７４４では、信号ＲＥａから高調波成分を除去して信号ＲＥｂとして周波数変換器７４６に供給する。
【００５６】
周波数変換器７４２では、受信信号ＲＣと信号ＶＱ−ＬＯ１を掛け合わせて受信信号ＲＣのダウンコンバートを行い信号ＲＥｄを生成する。さらに、生成した信号ＲＥｄを低域フィルタ７４５に供給する。低域フィルタ７４５では、信号ＲＥｄから高調波成分を除去して信号ＲＥｅとして周波数変換器７４７に供給する。
【００５７】
直交信号生成部７４８では、発振回路から供給された第２の局部発振周波数の信号Ｖｉｎ−ＬＯ２を用いて位相差がほぼ９０°の信号ＶＩ−ＬＯ２，ＶＱ−ＬＯ２を生成する。この信号ＶＩ−ＬＯ２を周波数変換器７４６に供給するとともに、信号ＶＱ−ＬＯ２を周波数変換器７４７に供給する。
【００５８】
周波数変換器７４６では、信号ＲＥｂと信号ＶＩ−ＬＯ２を掛け合わせて信号ＲＥｂのダウンコンバートを行い信号ＲＥｃを生成して減算器７４９に供給する。また、周波数変換器７４７では、信号ＲＥｅと信号ＶＱ−ＬＯ２を掛け合わせて信号ＲＥｅのダウンコンバートを行い信号ＲＥｆを生成して減算器７４９に供給する。
【００５９】
減算器７４９では、信号ＲＥｃと信号ＲＥｆの減算を行う。このとき、信号ＲＥｃにおけるイメージ信号成分と信号ＲＥｆにおけるイメージ信号成分は同相となっており、減算を行うことでイメージ信号成分が除去された中間周波信号ＲＩＦを得ることができる。
【００６０】
図５のチャネル選択フィルタ７５では、中間周波信号ＲＩＦから所望のチャネル帯域の信号を選択して中間周波増幅回路７６に供給する。中間周波増幅回路７６では、供給された信号を増幅して中間周波信号ＲＩＦｓとして復調回路７７に供給する。
【００６１】
復調回路７７では、中間周波信号ＲＩＦｓの復調処理を行いベースバンド信号を生成する。図９は復調回路７７の構成を示す図である。中間周波信号ＲＩＦｓは、周波数変換器７７１，７７２に供給される。直交信号生成部７７３では、搬送波周波数の信号Ｖｉｎ−ＣＲに基づいて位相差がほぼ９０°の信号ＶＩ−ＣＲ，ＶＱ−ＣＲを生成する。この信号ＶＩ−ＣＲを周波数変換器７７１に供給するとともに、信号ＶＱ−ＣＲを周波数変換器７７２に供給する。周波数変換器７７１では、中間周波信号ＲＩＦｓと信号ＶＩ−ＣＲを掛け合わせて中間周波信号ＲＩＦｓのダウンコンバートを行い、ベースバンドの復調信号ＰＩを生成して識別再生回路７７４に供給する。また、周波数変換器７７２では、中間周波信号ＲＩＦｓと信号ＶＱ−ＣＲを掛け合わせて中間周波信号ＲＩＦｓのダウンコンバートを行いベースバンドの復調信号ＰＱを生成して識別再生回路７７４に供給する。
【００６２】
識別再生回路７７４では、中間周波信号ＲＩＦｓに基づいたタイミング信号で、復調信号ＰＩ，ＰＱの識別を行い、識別結果に基づいて受信データ信号ＤＲを生成して信号処理部８０に供給する。
【００６３】
信号処理部８０では受信データ信号ＤＲからデータ抽出や復号化処理及び誤り検出訂正処理等を行って音声データを生成する。さらに、音声データをアナログの音声信号に変換して信号レベルを調整したのち音声出力信号Ｓｏｕｔとしてスピーカ８１に供給する。このような処理を行うことで、無線信号を受信して送話側の音声をスピーカ８１得ることができる。
【００６４】
なお、信号処理部８０には、操作部８３や表示部８４が接続されており、信号処理部８０では、操作部８３の操作に応じて携帯電話機の動作、例えばダイヤル設定やオンフック、オフフック処理、種々の情報入力処理等を行う。また表示部８４に携帯電話機の動作状態を表示させる処理や蓄積している情報を表示させる処理等も行う。
【００６５】
ところで、図５に示す通信装置では、変調信号ＭＱのアップコンバートや受信信号ＲＣのダウンコンバートと変復調処理を別個に行う場合を示したが、例えば変復調処理における搬送波周波数を局部発振周波数と等しくした所謂ダイレクトコンバージョン方式の通信装置等であってもよい。
【００６６】
さらに、通信装置は受信機能のみを有するもの、例えば複数の衛生から送信された信号を受信して緯度や経度及び高度を測定するＧＰＳ（Ｇｌｏｂａｌ Ｐｏｓｉｔｉｏｎｉｎｇ Ｓｙｓｔｅｍ）受信機等でも良い。
【００６７】
このように、発振回路から出力された信号の位相を可変して、この位相が可変された信号と発振回路から出力された信号とを加算及び減算することにより、簡単な構成で広い周波数範囲で直交性の精度が良好な直交信号を生成できる。また消費電力も少ないものとすることができる。さらに、このようにして生成した直交性の精度が良好な直交信号を用いることで、イメージ信号の除去や信号のアップコンバートやダウンコンバートを正しく行うことができる。
【００６８】
【発明の効果】
この発明によれば、信号源から出力された信号と、この信号源からの信号の位相を可変させた信号との加算及び減算が行われて第１及び第２の出力信号が生成される。このため、第１及び第２の出力信号の直交性を広い周波数範囲に渡って良好に保つことができる。また、後段に設けられたバッファ回路の特性の影響を受けるという欠点もない。さらに、移相回路はポリフェーズフィルタのように多段接続するものでないことから入力インピーダンスをかなり高くすることができるため、信号源のタンク回路のＱを著しく劣化させないので直接接続が可能である。
【００６９】
また、信号源からの信号の位相を可変する移相手段は受動素子のみで構成されるので、構成を簡単にできる。また、能動素子を用いないことから、消費電力を少なくできる。
【００７０】
また、信号源から出力された信号と、この信号源からの信号の位相を可変させた信号との加算及び減算を行い第１及び第２の出力信号を生成して、入力信号に対して所定振幅とした第１の出力信号を掛け合わせて得られた信号と、入力信号に対して所定振幅とした第２の出力信号を掛け合わせて得られた信号に対して、別々の位相シフトを行い加算することで、イメージ信号が除去された所望の中間周波信号が生成される。このため、広い周波数範囲に渡って第１及び第２の出力信号の直交性が良好なものとなり、イメージ信号を精度良く除去することができる。
【００７１】
さらに、信号源から出力された信号と、この信号源からの信号の位相を可変させた信号との加算及び減算を行い第１及び第２の出力信号を生成して、受信信号あるいは受信信号に基づいて生成した中間周波信号に対して所定振幅とした第１の出力信号を掛け合わせるとともに、受信信号あるいは中間周波信号に対して所定振幅とした第２の出力信号を掛け合わせることで、ベースバンド信号の生成が行われる。また、第１のベースバンド信号に対して所定振幅とした第１の出力信号を掛け合わせるとともに、第２のベースバンド信号に対して所定振幅とした第２の出力信号を掛け合わせて、得られた信号を加算して送信用信号が生成されるので、復調処理や変調処理を良好に良く行うことができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】直交信号生成回路の基本原理を説明するための図である。
【図２】直交信号生成回路の動作を説明するための図である。
【図３】直交信号生成回路の構成を示す図である。
【図４】直交信号生成回路の他の構成を示す図である。
【図５】通信装置の概略構成を示す図である。
【図６】変調回路の構成を示す図である。
【図７】イメージキャンセルミキサの構成を示す図である。
【図８】イメージキャンセルミキサの他の構成を示す図である。
【図９】復調回路の構成を示す図である。
【図１０】移相回路を示すの図である。
【図１１】移相回路の他の構成を示す図である。
【図１２】ポリフェーズフィルタを用いた直交信号生成回路の構成を示す図である。
【符号の説明】
１０・・・直交信号生成回路、１５，１６，７９，９２，９３，９４，１５１，１５２・・・発振回路、２０，９１・・・移相回路、３１，３２・・・並列回路、４０，５０・・・演算回路、６１・・・マイクロフォン、６２・・・変調回路、６４・・・周波数変換器、６５，７１・・・帯域フィルタ、６６・・・パワーアンプ、６７・・・送受信切換回路、７０・・・アンテナ、７２・・・低雑音アンプ、７３・・・イメージキャンセルミキサ、７５・・・チャネル選択フィルタ、７６・・・中間周波増幅回路、７７・・・復調回路、８０・・・信号処理部、８１・・・スピーカ、８３・・・操作部、８４・・・表示部
Claims (8)
- 所定周波数の信号を出力する信号源と、
前記信号源から出力された信号の位相を可変する移相手段と、
前記信号源から出力された信号と前記移相手段で位相が可変されている信号との加算を行い第１の出力信号を生成する第１の演算手段と、
前記信号源から出力された信号と前記移相手段で位相が可変されている信号との減算を行い第２の出力信号を生成する第２の演算手段とを有する
ことを特徴とする直交信号生成回路。 - 前記移相手段は受動素子のみで構成する
ことを特徴とする請求項１記載の直交信号生成回路。 - 正相出力端子と逆相出力端子間から所定周波数の差動信号を出力する信号源と、
正相入力端子と正相出力端子間に接続された第１の抵抗素子、逆相入力端子と逆相出力端子間に接続された第２の抵抗素子、前記正相入力端子と前記逆相出力端子間に接続された第１の容量素子、前記逆相入力端子と前記正相出力端子間に接続された第２の容量素子で構成されて、前記正相入力端子と前記逆相入力端子間に入力された前記所定周波数の差動信号の位相を可変して、前記正相出力端子と前記逆相出力端子間から出力する移相手段と、
前記信号源から出力された前記所定周波数の差動信号を第１の差動入力端子に供給するとともに、前記移相手段で位相が可変されている差動信号を第２の差動入力端子に供給するものとして、前記所定周波数の差動信号と前記位相が可変されている差動信号を加算して前記第１の出力信号を得る第１の演算手段と、
前記信号源から出力された前記所定周波数の差動信号を第１の差動入力端子に供給するとともに、前記移相手段で位相が可変されている差動信号を、第２の差動入力端子に供給するものとして、前記信号源から出力された前記所定周波数の差動信号あるいは前記移相手段で位相が可変されている差動信号のいずれか一方の極性を反転して前記差動入力端子に供給することで、前記所定周波数の差動信号と前記位相が可変されている差動信号との減算を行い、第２の出力信号を得る第２の演算手段とを有する
ことを特徴とする直交信号生成回路。 - 前記信号源の正相出力端子には、第３の抵抗素子と第３の容量素子からなる並列回路を接続するとともに、逆相出力端子には、第４の抵抗素子と第４の容量素子からなる並列回路を接続して、該並列回路を介して前記第１の演算手段の第１の差動入力端子と前記第２の演算手段の第１の差動入力端子に、前記所定周波数の差動信号を供給する
ことを特徴とする請求項３記載の直交信号生成回路。 - 前記信号源は、誘導素子と容量素子の並列回路から成るタンク回路にトランジスタを交差接続した負性抵抗回路を接続して構成し、前記タンク回路の一方の端子である正相出力端子と、前記タンク回路の他方の端子である逆相出力端子間から前記所定周波数の差動信号を出力する
ことを特徴とする請求項３記載の直交信号生成回路 - 所定周波数の信号を出力する信号源と、
前記信号源から出力された信号の位相を可変する移相手段と、
前記信号源から出力された信号と前記移相手段で位相が可変されている信号との加算を行い第１の出力信号を生成する第１の演算手段と、
前記信号源から出力された信号と前記移相手段で位相が可変されている信号との減算を行い、第２の出力信号を生成する前記第２の演算手段と、
入力信号に対して所定振幅とした前記第１の出力信号を掛け合わせて得られた信号と、前記入力信号に対して前記所定振幅とした前記第２の出力信号を掛け合わせて得られた信号に対して、別々の位相シフトを行い加算することで、イメージ信号が除去された所望の中間周波信号を生成するイメージ除去手段とを有することを特徴とするイメージキャンセルミキサ。 - 所定周波数の信号を出力する信号源と、
前記信号源から出力された信号の位相を可変する移相手段と、
前記信号源から出力された信号と前記移相手段で位相が可変されている信号との加算を行い第１の出力信号を生成する第１の演算手段と、
前記信号源から出力された信号と前記移相手段で位相が可変されている信号との減算を行い第２の出力信号を生成する前記第２の演算手段と、
受信信号あるいは前記受信信号に基づいて生成した中間周波信号に対して所定振幅とした前記第１の出力信号を掛け合わせるとともに、前記受信信号あるいは前記中間周波信号に対して前記所定振幅とした前記第２の出力信号を掛け合わせることで、ベースバンド信号を生成するダウンコンバート手段とを有する
ことを特徴とする通信装置。 - 所定周波数の信号を出力する信号源と、
前記信号源から出力された信号の位相を可変する移相手段と、
前記信号源から出力された信号と前記移相手段で位相が可変されている信号との加算を行い第１の出力信号を生成する第１の演算手段と、
前記信号源から出力された信号と前記移相手段で位相が可変されている信号との減算を行い第２の出力信号を生成する前記第２の演算手段と、
第１のベースバンド信号に対して所定振幅とした前記第１の出力信号を掛け合わせるとともに、第２のベースバンド信号に対して前記所定振幅とした前記第２の出力信号を掛け合わせて、得られた信号を加算して送信用信号を生成するアップコンバート手段とを有する
ことを特徴とする通信装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2002195125A JP2004040503A (ja) | 2002-07-03 | 2002-07-03 | 直交信号生成回路とイメージキャンセルミキサ及び通信装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2002195125A JP2004040503A (ja) | 2002-07-03 | 2002-07-03 | 直交信号生成回路とイメージキャンセルミキサ及び通信装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2004040503A true JP2004040503A (ja) | 2004-02-05 |
Family
ID=31703635
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2002195125A Pending JP2004040503A (ja) | 2002-07-03 | 2002-07-03 | 直交信号生成回路とイメージキャンセルミキサ及び通信装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2004040503A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN112165303A (zh) * | 2020-10-16 | 2021-01-01 | 中国电子科技集团公司第三十八研究所 | 一种基于层叠变压器的宽带正交相位生成网络 |
-
2002
- 2002-07-03 JP JP2002195125A patent/JP2004040503A/ja active Pending
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN112165303A (zh) * | 2020-10-16 | 2021-01-01 | 中国电子科技集团公司第三十八研究所 | 一种基于层叠变压器的宽带正交相位生成网络 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| Mirabbasi et al. | Classical and modern receiver architectures | |
| KR0178685B1 (ko) | 주파수 변환기 | |
| KR101066054B1 (ko) | 주파수 변환을 위한 시스템, 방법 및 장치 | |
| US7477886B1 (en) | Cascading-synchronous mixer and method of operation | |
| US6510185B2 (en) | Single chip CMOS transmitter/receiver | |
| US6236688B1 (en) | Receiving circuit | |
| JP4335135B2 (ja) | 複数の局部発振器を有する改善されたミキサおよびこれに基づくシステム | |
| US20070264943A1 (en) | Translation and filtering techniques for wireless receivers | |
| CA2338564C (en) | Single chip cmos transmitter/receiver and vco-mixer structure | |
| EP2587679B1 (en) | Rf receiver with voltage sampling | |
| KR20110039285A (ko) | 고조파 배제 믹서를 구현하기 위한 시스템 및 방법 | |
| JP2006157866A (ja) | 複素フィルタ回路および受信回路 | |
| JP2009527942A (ja) | Ｖｈｆ／ｕｈｆ／ｇｓｍ／ｇｐｓ／ｂｌｕｅｔｏｏｔｈ／コードレス電話におけるトランシーバの開発 | |
| JP2001284968A (ja) | 移相器、加算器、イメージリジェクションミキサ及びそれを用いた受信機 | |
| JP5360210B2 (ja) | ポリフェーズフィルタ及びそれを有するシングルサイドバンドミキサ | |
| US7804911B2 (en) | Dual demodulation mode AM radio | |
| US20070200618A1 (en) | IQ Demodulator | |
| JPH11168516A (ja) | Ｄｃオフセットキャンセラーおよびこれを備えた受信機と通信システムとｄｃオフセットキャンセル方法 | |
| JP3480492B2 (ja) | 無線受信器 | |
| EP1425845B1 (en) | Harmonic mixer | |
| US7751303B2 (en) | Demodulation circuit for use in receiver using if directing sampling scheme | |
| JP5445591B2 (ja) | ミキサ回路およびばらつき抑制方法 | |
| JP2004040503A (ja) | 直交信号生成回路とイメージキャンセルミキサ及び通信装置 | |
| US7356320B2 (en) | Apparatus and method for removing DC offset in a frequency direct-conversion device | |
| JP2001024728A (ja) | 直交変調器及びそれを備える移動体通信機、通信システム |