【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、電磁誘導加熱調理器、高周波加熱装置、又は、定着装置など商用電源を使用するインバータ回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】小型の誘導加熱用又は高周波加熱用インバータは、図１に示すような１個のスイッチング素子を使用した電圧共振型インバータが一般的に使用されている。このインバータ回路は、交流電源１を整流回路２により整流した後、チョークコイル３と第１のコンデンサ４により整流して直流電源を得る構成となっており、この直流電源に共振用コンデンサ７と加熱コイル８の並列回路、及び、この並列回路に直列にフライホイールダイオードを内蔵するＩＧＢＴ９が接続される。しかし、家庭の交流電源に接続する機器の場合、電源高調波の低減・機器の収納容積・コストの点から、この直流電源を平滑するコンデンサの容量は例えば９μＦ程度の比較的小さいものを使用するのが一般的であり、直流電源は脈流の状態である。
【０００３】図２は電圧共振型インバータの動作波形図である。図２（ａ）は駆動回路６の出力信号でありＴ時間高電位（以下Ｈと記す）を発生するパルス波形であり、（ｂ）は駆動回路により駆動されるＩＧＢＴ９のコレクタに流れる電流波形、（ｃ）はその両端に加わる電圧波形である。ＩＧＢＴ９の電流波形は周知のように鋸状の波形を示し、ＩＧＢＴが遮断した後、加熱コイル８に蓄えられたエネルギが共振コンデンサ７と電圧共振を行い、共振電圧がゼロに成った時点で再度ＩＧＢＴが通電されるような帰還回路５を有する構造を持つインバータである。図２（ｂ）に示すようにＩＧＢＴの遮断には所定の遮断時間ｔｄが必要であり、この所定ｔｄ時間の間にＩＧＢＴ９のコレクターエミッタ間電圧が立ち上がり始めるので、図２（ｄ）に示すようにＩＧＢＴが遮断する際に大きなスイッチング損失を発生する。
【０００４】本発明者は電圧共振型インバータのスイッチング素子の損失を低減する方法として特開平１１−１４４８５９を出願した。図３はこの低損失電圧共振型インバータの動作波形図であり、直流電源に接続されたチョークコイルとコンデンサの特性を利用してＩＧＢＴの電流が最大電流を経過したｔ後、小さくなったコレクタ電流を遮断する事により損失を低減する回路である。
【０００５】他の従来例として特開平４−３３７２８１が開示されている。この方法は電圧変動の小さい直流電源に２個の共振回路を用いて一方の共振回路で電流共振回路を構成し、他方の共振回路で電圧共振回路を構成することによりスイッチング素子が遮断する時の遮断電流を低減することを目的としたものである。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
家庭の電源で使用されるインバータの直流電圧は電源高調波の低減・機器の収納容積低減・低コスト化からほとんど平滑されていない脈流を使用しており、脈流電圧の谷部分と山部分でＩＧＢＴ９に供給される電圧が大きく異なる。特開平４−３３７２８１に示される方法は直流電源にたいして２個の共振回路を必要とするので従来の電圧共振型インバータに比べて構成が複雑となるばかりか、直流電源は電圧変動が小さい直流電源を用いる旨記載されており、従来一般的に用いられる脈流電源での動作には適さないなど実用的でない。また、特開平１１−１４４８５９に示される方法は特別な共振回路を使用する必要がなく構造的には従来と同様の構成であり実用的であるが、インバータの電源を脈流電源で使用した場合、特開平１１−１４４８５９に示されるように単にＩＧＢＴの通電時間を一定にする制御方法では直流電源電圧の低い場合と高い場合では第１のコンデンサの充電状況が異なるため第１のコンデンサ容量を小さくするとインバータの安定性が悪くなり、異常音を発生し、最悪の場合スイッチング素子の破壊を招くことがある。
【０００７】本発明は上記事情に鑑みてなされたものであり、スイッチング素子の電流が低減したところでスイッチング素子を遮断する構成とすることによりスイッチング素子の損失の低減をはかるとともにスイッチング素子の電流を検出してスイッチング素子の遮断を行う構成とする事によりインバータ動作の安定を図った低損失電圧共振インバータを提供する。そして、電源高調波の増加・高力率を保ち、冷却ファンの小型化または冷却ファンを不要とすることにより電子制御回路の容積を低減し、かつ、冷却ファンの小型化または冷却ファンを不要とすることにより静音化を図り、更に、インバータシステムの低コスト化を図ることが出来るインバータ回路を提供する事を目的とする。
【０００８】
【課題を解決する手段】
上記目的を達成するために請求項１の発明は、電圧共振型インバータのチョークコイル３と第１のコンデンサ４が構成するローパスフィルタの第１のコンデンサ容量を小さくすることによりスイッチング素子が遮断するときの最大電流を抑えてスイッチング損失を低減すると共に各遮断動作ごとにスイッチング素子が遮断されるタイミングの最適化を図ることによってスイッチング動作の安定化を行う。そのためスイッチング素子の電流と基準値とを比較して、スイッチング素子に流れる電流が最大値を経過した後、所定の基準値より低く成った時、スイッチング素子を強制的にオフする。これによりスイッチング損失が小さく、かつ、安定したスイッチングを行うことを目的とする。
【０００９】請求項２の発明は、インバータ電源は交流電源を全波整流した脈流で駆動することにより、電源高調波を低減する構造となっている。そこで前記スイッチオフのタイミングを検出するための基準電圧をこの脈流電圧に同期して変動する電圧とすることにより脈流電源でも安定したインバータ動作を行うことが出来る構造とした実用的なインバータ回路を提供する事を目的とする。
【００１０】請求項３の発明は、インバータ回路の整流スタック出力側電流は高周波の電流振動を持つことになる。これは電源入力側の電流振動として発生することになり、インバータのスイッチング周波数を基準とする高調波を発生することになる。そこで、前記チョークコイルの入力側端子または整流スタックの入力側に第２のコンデンサ１７などから成るローパスフィルタを構成することにより、機器外部に高調波電流が流れることを防止する構造とした実用的なインバータ回路を提供する事を目的とする。
【００１１】請求項４は炭化シリコンを基盤としたスイッチング素子を使用することにより飽和損失を約１／３以下とすることが出来るので冷却ファンを全く必要としない実用的なインバータ回路を提供する事を目的とする。
【００１２】
【作用】
請求項１の場合のインバータ回路は直流電源と前記直流電源の正負電極間に接続されたチョークコイルと第１のコンデンサの直列回路と前記第１のコンデンサの両端に接続された電圧共振回路を構成する誘導加熱用コイルまたは高周波トランスの一次側コイルと並列に接続された電圧共振用コンデンサと前記電圧共振回路に直列に接続されたスイッチング素子を有するインバータ回路において、前記チョークコイルと第１のコンデンサの容量を前記スイッチング素子に流れる電流の最大電流は前記スイッチング素子が遮断されるタイミング以前にあり、前記スイッチング素子の電流が最大値を超え所定値まで減少したことを検出してスイッチング素子を強制的に遮断する電流帰還回路を有するインバータ回路であるのでスイッチング損失を非常に小さくすることが出来、かつ、動作の安定化を図る事が出来る。
【００１３】請求項２の場合のインバータ回路は、前記直流電圧が商用電源を整流した脈流電圧であり、前記所定値は電源電圧に同期して変動する電源を用いたインバータであるので、交流入力電流波形が略サインカーブとなり、高調波の発生を最小限にすることが出来るとともに脈流電源の谷部分でも十分に安定したインバータ動作を行う事が出来る。
【００１４】請求項３の家庭用インバータ回路は前記脈流電圧の入力側に高周波を遮断するフィルタ回路を有するインバータ回路であり、インバータのスイッチング周波数を基準とする高周波電流を遮断する事が出来るので外部に雑音を発生することがない。
【００１５】請求項４は炭化シリコン基盤を用いたスイッチング素子を用いることにより、飽和損失を小さくすることが可能となり放熱フィンのみで十分冷却が可能となるので機器の静音化をすることができる。
【００１６】
【発明の実施の形態】以下、本発明の実施の形態のインバータ回路を図４乃至図５に基づいて説明する。本実施の形態のインバータ回路は誘導加熱用インバータに適応されており、前記図１乃至図３における機器および素子など同一ないし均等なものは前記と同一の符号をもって示し重複した説明を省略する。まず、図４本発明インバータ回路について説明をする。本実施の形態では第１のコンデンサ４の容量値が２．５μＦと整流回路２の入力側に接続された第２のコンデンサ１７（９μＦ）よりも小さな値に設定されている。図１における第１のコンデンサ４は、直流電源電圧を十分に平滑する事を目的としているのに対して、本実施の形態の第１のコンデンサ４は、放電時定数を短くしてＩＧＢＴ９の遮断時の電流の低減を目的としているので比較的小さな容量に設定されている。図４の制御回路はＩＧＢＴ９を駆動するドライバ１３、このドライバにインバータ出力に見合った駆動信号を供給する出力決定回路１２、出力決定回路に接続された発振器１０と出力設定回路１１が接続され、発振器１０には発振器の同期を取るための帰還回路５が接続される。帰還回路５はＩＧＢＴ９と加熱コイル８、共振コンデンサ７の接続点及びチョークコイル３の入力側に接続され、後述するようにＩＧＢＴ９のコレクタ電圧の後端部においてパルスを発生するように帰還回路が構成される。また、帰還回路５の出力端子はＲ／Ｓフリップフロップ１４のＳ端子に接続される。Ｒ／Ｓフリップフロップ１４のＲ入力端子は電流帰還回路１５に接続され、Ｒ／ＳフリップフロップのＱ出力端子は出力決定回路１２の出力設定回路からの入力部に図示方向のダイオード１８を介して接続される。この入出力端子の動作を図６Ｒ／Ｓフリップフロップ真理値表に示す。また、電流帰還回路１５の入力端子は出力設定回路１１とＩＧＢＴ９のエミッタに接続された電流検出回路１６の出力端子に接続された構成と成っている。
【００１７】図５は、図４インバータ回路の動作説明図である。発振器１０は無安定マルチ発振器であり、図示しないが発振回路中に有するコンデンサの充放電により発振動作を行う。その発振波形を第５図（ａ）の（α）に示す。出力決定回路１２には発振器の出力信号（α）と出力設定回路からの信号（β）が供給される。出力設定回路の信号は所定値の電圧（Ｖ１）を有する信号であるが、後述するＲ／Ｓフリップフロップからの出力信号がダイオード１８を介して接続されているため、所定値の電圧（Ｖ１）は（γ）に示すようにＲ／Ｓフリップフロップの出力信号に従って所定値の電圧（Ｖ１）を有するパルス状の波形となる。
【００１８】電流帰還回路の動作がない場合には、発振器からの鋸波形状の波形（α）の電圧が所定値（β）よりも小さいとき、即ち、ｔ２乃至ｔ３’期間高電位となるが電流帰還回路の動作に従い、ｔ３’以前のｔ３時間に電流帰還回路により強制的に低電位（以下Ｌと記す）とされる。そこで、出力決定回路の出力は図５（ｂ）に示すようなパルス波形をＴ１期間発生する。
【００１９】この出力決定回路の出力信号はドライバ１３に供給されＩＧＢＴ９が導通する。ＩＧＢＴ９の電流は電流検出回路により検出されるが、その波形を図５（ｃ）に示す。ＩＧＢＴ９が導通した当初ＩＧＢＴ９に流れる電流は鋸状の波形を示して上昇するが、図５（ｇ）の第１のコンデンサ４の端子電圧に示すように第１のコンデンサの電荷が減少してくるとチョークコイル３から供給される電流よりもＩＧＢＴ９により加熱コイルに流される電流の方が大きくなり十分な電流を第１のコンデンサ４は供給することが出来ず、図５（ｃ）のｔ４時間をピークに電流が減少し始める。ＩＧＢＴ９のエミッタには電流検出回路１６としてカーレントトランスが設けられており、このカーレントトランスはＩＧＢＴ９に流れる電流に見合った電圧を発生する。電流帰還回路１５は電流検出回路１６の出力電圧と出力設定回路の値（Ｖ２）を比較しており、電流検出回路１６の出力電圧が出力設定回路の値より小さくなるとその出力信号として図５（ｄ）に示すようにＬレベルのパルス信号を出力する。通常Ｒ／Ｓフリップフロップの入力端子はともにＨレベルに保持されており、図６からその出力は変化しないで前の状態を保っている。これに対して、Ｓ入力端子に接続された電流帰還回路１５からＳ入力端子にＬレベルのパルスが入力されるので図６に示すようにＲ／ＳフリップフロップがＬレベルの出力を発生する。この出力はダイオード１８を介して出力決定回路に接続されており、出力設定回路からの電圧Ｖ１をＬレベル出力とするので図５（γ）ｔ３タイミングに示すように出力決定回路にＬレベル出力を入力する事となる。出力決定回路１２は発振回路１０の出力波形とこの（γ）波形を比較して（γ）波形が発振器出力波形（α）よりも低いとき図５（ｂ）に示すように出力決定回路の出力図５（ｂ）の出力をＬレベル出力とするのでＩＧＢＴ９のゲートにＬレベル出力を供給することになりＩＧＢＴ９は遮断動作を開始する。
【００２０】ＩＧＢＴが遮断状態になると加熱コイルと共振コンデンサにより共振電圧が発生する。この共振電圧波形（δ）とチョークコイル入力側電圧が基準電圧（Ｖ３）として帰還回路に供給され、共振電圧波形の後端、図５（ｄ）に示すようにｔ１タイミングで（δ）が（Ｖ３）以下に成ったとき図５（ｆ）に示すパルスを発生する。帰還回路から発生されたこのパルスにより発振器の出力はｔ１タイミングで反転して図５（ａ）発振器出力波形（α）は実線に示すように動作を行う。同時にこのＬレベルのパルスはＲ／ＳフリップフロップＳ端子に供給されており図６に示す真理値表のようにその出力ＱにはＨレベルの出力を発生することになる。そこでＲ／Ｓフリップフロップの出力に接続されたダイオード１８により強制的にＬレベルとされていた出力設定回路からの電圧Ｖ１は解放され出力決定回路にＶ１レベルの電圧をｔ１タイミングで供給することになる。発振器の出力電圧（α）は下降を初めｔ２でＶ１より低くなるので出力決定回路の出力は図５（ｂ）に示すようにｔ２でＨレベルとなる。
【００２１】このようにインバータはＩＧＢＴに流れる電流及び共振電圧を検出して確実なスイッチング動作を行うことが出来るので、電源電圧に従いＴ１期間が変更され安定なインバータ動作を行うことが出来る。尚、出力設定回路の所定値（Ｖ１）、（Ｖ２）及び帰還回路の所定値はチョークコイルの入力側端子からの入力に従い適切な電圧を発生するように構成されている。また、インバータ回路の出力を可変とするときには出力設定回路が出力決定回路に供給する電圧（Ｖ１）のレベルを変えることにより出力調整する。さらに、説明には記さなかったが従来と同様入力電流を設定した所定値に保つため交流入力電流を検出して、この電流が設定値に成るように制御することは周知の技術である。
【００２２】また、加熱コイルと共振コンデンサを並列に接続した構成で説明したが、図１０に示すように共振コンデンサ７をＩＧＢＴ９に並列に接続した回路構成でも加熱コイルと共振コンデンサが電圧共振回路として動作を行い、図４と同様の動作となる。
【００２３】図７は負荷の部分を加熱コイルに変えマグネトロン駆動用の昇圧トランス２０とした昇圧トランス部の回路図である。共振コンデンサ７と並列に昇圧トランス２０の一次コイル２０ａが接続される。そして二次側には従来と同様に倍整流用コンデンサ２１とダイオード２２とダイオードの両端にはマグネトロン２３が接続される。マグネトロン２３のヒータは昇圧トランスのヒータ用巻き線に接続される。動作については加熱コイルを負荷とした場合と同様である。
【００２４】この様に小さな電流を遮断するので遮断時間ｔ１は第１図の方法に比べて格段に早くなり、従来のＩＧＢＴ損失が３７Ｗに対して３０Ｗと約２０％の損失低減を図った。さらに、ＩＧＢＴのコレクターエミッタ間電圧は加熱コイルに蓄積されたエネルギが共振コンデンサ７を介して電圧共振する事により発生するが、従来に比べて小さな電流を遮断することになり加熱コイルに蓄えられたエネルギは小さい。そこでＩＧＢＴのコレクターエミッタ間電圧は従来より小さくなる。
【００２５】図５（ｇ）に示すように第１のコンデンサの端子間電圧は大きく変化する。この電圧変動はチョークコイルにより抑制されるが従来よりも大きな電圧変動が整流回路２を介して交流電源側に漏れる。そこで、整流回路２の入力側に９μＦと比較的大きな第２のコンデンサ１７を設けることによってフィルタ回路を構成する。
【００２６】ＩＧＢＴの飽和損失とスイッチング損失を分離して測定することは出来ないがＩＧＢＴの飽和損失は特性表から約２５Ｗ程度と考えられるのでスイッチング損失は約３Ｗと非常に小さな損失となる。
【００２７】また、ＩＧＢＴ９は一般にＩＧＢＴと並列に回生電流を流すためのダイオードを接続した構成を持って説明したが、ＩＧＢＴ９とダイオードを直列に接続した構成のインバータでも良い。
【００２８】図８は２個のスイッチング回路を用いたインバータ回路図である。従来整流器を用いて整流を行いその後ＩＧＢＴによってスイッチング動作を行うものであるが整流器の電力損失は約１０Ｗと比較的大きなものである。そこで、この整流器を除くことを目的として構成されたインバータ回路であり、図５インバータ回路図のＩＧＢＴ９に直列に極性を逆にしたＩＧＢＴ２４を接続して、そのゲートにドライバ２５を設けたものである。インバータ動作としては図５と同様の動作を行うが、図５のインバータ回路は整流器２で整流した脈流電源をＩＧＢＴ９によりスイッチングするのに対して、図８のインバータは交流電源の極性によりＩＧＢＴ９又はＩＧＢＴ２４の何れかがスイッチング動作を行う。
【００２９】図９はその動作を説明する動作波形図である。図９（Ａ）は交流電源波形を示しており、極性検出回路２６により極性を検出する。その極性検出回路の出力を図９（Ｂ）に示す。図９（ｃ）はドライバ１３の出力波形、（Ｄ）はドライバ２５の出力波形である。極性検出回路の出力はドライバ１３及び２５に供給され、交流電源が正極性のＴａ期間はドライバ１３が発振波形を供給し、Ｔｂ期間はドライバ２５が発振波形を供給する。Ｔａ期間中ドライバ２５はＨレベル状態を示し、Ｔｂ期間中ドライバ１３はＨレベル状態を示し、この間それぞれに接続されたＩＧＢＴ９、２４を導通状態に保つ。そこで、交流電源の正極性期間ＴａはＩＧＢＴ９がスイッチング動作を行い、ＩＧＢＴに流れる電流はＩＧＢＴ２４内に並列に接続されたダイオードを介して流れ、ＩＧＢＴ９に並列に接続されたダイオードに流れる回生電流はＩＧＢＴ２４を介して流れることになる。逆に交流電源が逆極性のＴｂ期間では、ＩＧＢＴ９とＩＧＢＴ２４が逆の動作を行う。この様にインバータ回路が構成される。
【００３０】また、誘導加熱コイルの負荷は単に調理用鍋に限らず、例えば家庭の電源に接続される印字装置の定着装置に用いられる定着ローラであっても良い。
【００３１】スイッチング素子の電流検出回路１６はＩＧＢＴ９のエミッタに接続したが、これに限らず例えば加熱コイルの電流を検出しても同様にスイッチング素子に流れる電流を検出することが出来る。更に、電流帰還回路はＲ／Ｓフリップフロップに接続して出力決定回路を動作させる構成としたが、これに限らずスイッチング素子に流れる電流が最大電流を越え所定値まで減少したことを検出してスイッチング素子を遮断する回路であればよい。
【００３２】更に、本実施例ではスイッチング素子をＩＧＢＴとして説明を行ったが、これに限らずバイポーラトランジスタでも良い。また、本インバータスイッチング損失は約３Ｗと小さくなり、ＩＧＢＴの損失は飽和損失に大きく影響されることになる。最近シリコン基盤に変え炭化シリコン（ＳｉＣ）基盤を用いたものが開発されてきている。このＳｉＣ基盤を用いたＩＧＢＴの飽和損失はシリコン基板を用いた物に比べて１／３から１／４に減少される事が分かっている。入力１．３ｋＷの誘導加熱調理器に本発明インバータを適応した場合、２５Ｗが飽和損失である。そこでＳｉＣ基盤を用いた場合には約８Ｗの損失となり、ＩＧＢＴ全体の損失は１１Ｗとなる。そこで従来使用されている程度の放熱版を用いても冷却ファンを必要としない。
【００３３】
【発明の効果】
以上の説明から明らかなように、本発明の調理器用インバータ回路は以下の効果を奏する。請求項１記載のインバータ回路は安定したインバータ動作を実現できるので従来以上にスイッチング損失を小さくできるので、冷却ファン及び放熱版など冷却構造を小型化、又は、冷却ファンレスをすることが出来る。卓上で使用する調理器、居室で使用する印刷装置内の定着装置の静音化及び省エネルギー化を図ることが出来る。
【００３４】請求項２のインバータ回路は脈流電源でも十分に安定してインバータ動作をすることが出来るので、力率は略１００％であり、高調波の発生がないので他の機器に高調波による悪影響を与えることがない。請求項３記載のインバータ回路は脈流電圧の入力側に高周波を遮断するためのフィルタを有するのでインバータ動作によるラジオ雑音の低減を図ることが出来る。請求項４に記載のインバータ回路はスイッチング損失・飽和損失ともに冷却ファンを必要としない程に小さくできるので不要な騒音を全く発生しない機器を提供できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】従来の電圧共振型インバータ
【図２】図１電圧共振型インバータの動作波形図
【図３】従来の低損失電圧共振型インバータ
【図４】本発明第１の実施例回路図
【図５】第１の実施例動作波形図
【図６】Ｒ／Ｓフリップフロップ真理値表
【図７】本発明第２の実施例回路図
【図８】本発明第３の実施例回路図
【図９】第３の実施例動作波形図
【図１０】本発明第１の実施例の変形回路図
【符号の説明】
１・・・交流電源
２・・・整流ブリッジ
３・・・チョークコイル
４・・・第１のコンデンサ
５・・・駆動回路
６・・・帰還回路
７・・・共振コンデンサ
８・・・加熱コイル
９・・・ＩＧＢＴ
１０・・・発振器
１１・・・出力設定回路
１２・・・出力決定回路
１３・・・ドライバ
１４・・・Ｒ／Ｓフリップフロップ
１５・・・電流帰還回路
１６・・・電流検出回路
１７・・・第２のコンデンサ
１８・・・ダイオード
１９・・・鍋
２０・・・昇圧トランス
２１・・・倍整流コンデンサ
２２・・・ダイオード
２３・・・マグネトロン
２４・・・ＩＧＢＴ
２５・・・駆動回路
２６・・・極性検出回路[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to an inverter circuit using a commercial power source such as an electromagnetic induction heating cooker, a high frequency heating device, or a fixing device.
[0002]
2. Description of the Related Art As a small induction heating or high frequency heating inverter, a voltage resonance type inverter using one switching element as shown in FIG. 1 is generally used. This inverter circuit is configured such that an AC power supply 1 is rectified by a rectifier circuit 2 and then rectified by a choke coil 3 and a first capacitor 4 to obtain a DC power supply. A parallel circuit of the coil 8 and an IGBT 9 containing a flywheel diode are connected in series with the parallel circuit. However, in the case of a device connected to a home AC power supply, a capacitor for smoothing the DC power supply should have a relatively small capacity of, for example, about 9 μF in terms of reduction of power supply harmonics, storage capacity of the device, and cost. Generally, the DC power supply is in a pulsating state.
FIG. 2 is an operation waveform diagram of a voltage resonance type inverter. FIG. 2A is an output signal of the drive circuit 6 and is a pulse waveform for generating a high potential (hereinafter, referred to as H) for T time, FIG. 2B is a current waveform flowing to the collector of the IGBT 9 driven by the drive circuit, (C) is a voltage waveform applied to both ends. As is well known, the current waveform of the IGBT 9 shows a sawtooth waveform. After the IGBT is cut off, the energy stored in the heating coil 8 performs voltage resonance with the resonance capacitor 7 and again when the resonance voltage becomes zero. This is an inverter having a structure having a feedback circuit 5 to which the IGBT is energized. As shown in FIG. 2B, a predetermined cut-off time td is required to cut off the IGBT, and during this predetermined time td, the collector-emitter voltage of the IGBT 9 starts to rise. When the IGBT is shut off, a large switching loss occurs.
The present inventor has filed Japanese Patent Application Laid-Open No. 11-144859 as a method for reducing the loss of the switching element of a voltage resonance type inverter. FIG. 3 is an operation waveform diagram of the low-loss voltage resonance type inverter. The collector current decreases after the IGBT current has passed the maximum current by using the characteristics of the choke coil and the capacitor connected to the DC power supply. This is a circuit that reduces the loss by shutting off.
As another conventional example, Japanese Patent Application Laid-Open No. 4-337281 is disclosed. This method uses two resonance circuits for a DC power supply with small voltage fluctuations, configures a current resonance circuit with one resonance circuit, and forms a voltage resonance circuit with the other resonance circuit. The purpose is to reduce the breaking current.
[0006]
[Problems to be solved by the invention]
The DC voltage of the inverter used in the home power supply uses a pulsating flow that is hardly smoothed due to the reduction of power supply harmonics, the storage capacity of the equipment, and the cost reduction. And the voltage supplied to the IGBT 9 differs greatly. The method disclosed in Japanese Patent Application Laid-Open No. 4-337281 requires two resonance circuits for the DC power supply, so that not only the configuration is complicated as compared with the conventional voltage resonance type inverter, but also the DC power supply uses a DC power supply with small voltage fluctuation. It is described to be used, and is not practical because it is not suitable for operation with a pulsating power supply generally used conventionally. The method disclosed in Japanese Patent Application Laid-Open No. H11-144859 does not require the use of a special resonance circuit and is structurally the same as the conventional one and is practical. As disclosed in Japanese Patent Application Laid-Open No. H11-144859, in the control method of simply keeping the IGBT energizing time constant, the charging state of the first capacitor is different between when the DC power supply voltage is low and when the DC power supply voltage is high. Then, the stability of the inverter is deteriorated, an abnormal sound is generated, and in the worst case, the switching element may be destroyed.
The present invention has been made in view of the above circumstances, and has a configuration in which the switching element is cut off when the current of the switching element is reduced, thereby reducing the loss of the switching element and detecting the current of the switching element. A low-loss voltage resonance inverter in which the switching element is cut off to stabilize the operation of the inverter is provided. The increase in power supply harmonics and the high power factor are maintained, and the size of the electronic control circuit is reduced by reducing the size of the cooling fan or eliminating the need for a cooling fan. Accordingly, an object of the present invention is to provide an inverter circuit capable of reducing noise and further reducing the cost of the inverter system.
[0008]
[Means to solve the problem]
In order to achieve the above object, a first aspect of the present invention is to reduce the first capacitor capacitance of a low-pass filter formed by a choke coil 3 and a first capacitor 4 of a voltage resonance type inverter when a switching element is cut off. The switching current is stabilized by suppressing the maximum current and reducing the switching loss and optimizing the timing at which the switching element is shut off for each shut-off operation. Therefore, the current of the switching element is compared with the reference value, and when the current flowing through the switching element becomes lower than a predetermined reference value after the maximum value, the switching element is forcibly turned off. Accordingly, it is an object to perform stable switching with small switching loss.
According to a second aspect of the present invention, the inverter power supply has a structure in which a power supply harmonic is reduced by driving an AC power supply with a pulsating flow obtained by full-wave rectification. Therefore, a practical inverter circuit having a structure capable of performing a stable inverter operation even with a pulsating power supply by setting a reference voltage for detecting the switch-off timing to a voltage that fluctuates in synchronization with the pulsating voltage. The purpose is to provide.
According to the third aspect of the present invention, the rectifying stack output side current of the inverter circuit has a high-frequency current oscillation. This occurs as a current oscillation on the power supply input side, and generates a harmonic based on the switching frequency of the inverter. Therefore, a practical structure is adopted in which a low-pass filter including the second capacitor 17 is provided on the input side terminal of the choke coil or on the input side of the rectifying stack to prevent a harmonic current from flowing outside the device. An object is to provide an inverter circuit.
A fourth aspect of the present invention is to provide a practical inverter circuit which does not require a cooling fan at all because a saturation loss can be reduced to about 1/3 or less by using a switching element based on silicon carbide. With the goal.
[0012]
[Action]
2. The inverter circuit according to claim 1, comprising a series circuit of a DC power supply, a choke coil connected between positive and negative electrodes of the DC power supply, a first capacitor, and a voltage resonance circuit connected to both ends of the first capacitor. In the inverter circuit having a voltage resonance capacitor connected in parallel with the induction heating coil or the primary coil of the high-frequency transformer and a switching element connected in series to the voltage resonance circuit, the choke coil and the first capacitor The maximum current of the current flowing through the switching element through the capacitor is before the timing when the switching element is shut off, and detects that the current of the switching element has exceeded the maximum value and has decreased to a predetermined value, and forcibly switches the switching element. Inverter circuit with current feedback circuit to cut off Can be reduced to, and, it is possible to stabilize the operation.
In the inverter circuit according to the present invention, the DC voltage is a pulsating voltage obtained by rectifying a commercial power supply, and the predetermined value is an inverter using a power supply that fluctuates in synchronization with the power supply voltage. The input current waveform becomes substantially a sine curve, and the generation of harmonics can be minimized, and a sufficiently stable inverter operation can be performed even in the trough of the pulsating power supply.
A home inverter circuit according to a third aspect of the present invention is an inverter circuit having a filter circuit for cutting off a high frequency on the input side of the pulsating voltage, and can cut off a high frequency current based on a switching frequency of the inverter. No external noise is generated.
According to a fourth aspect of the present invention, by using a switching element using a silicon carbide substrate, the saturation loss can be reduced, and cooling can be sufficiently performed only by the radiation fins, so that the noise of the device can be reduced.
[0016]
DETAILED DESCRIPTION OF THE PREFERRED EMBODIMENTS An inverter circuit according to an embodiment of the present invention will be described below with reference to FIGS. The inverter circuit according to the present embodiment is adapted to an inverter for induction heating, and the same or equivalent components as those shown in FIGS. 1 to 3 such as the devices and elements are denoted by the same reference numerals as those described above, and redundant description will be omitted. First, the inverter circuit of the present invention shown in FIG. 4 will be described. In the present embodiment, the capacitance value of the first capacitor 4 is set to 2.5 μF, which is smaller than that of the second capacitor 17 (9 μF) connected to the input side of the rectifier circuit 2. While the first capacitor 4 in FIG. 1 aims at sufficiently smoothing the DC power supply voltage, the first capacitor 4 of the present embodiment has a short discharge time constant to cut off the IGBT 9. The capacity is set to be relatively small because the purpose is to reduce the current at the time. The control circuit shown in FIG. 4 includes a driver 13 for driving the IGBT 9, an output determining circuit 12 for supplying a driving signal corresponding to the output of the inverter to the driver, an oscillator 10 connected to the output determining circuit, and an output setting circuit 11, which are connected to each other. A feedback circuit 5 for synchronizing the oscillator is connected to 10. The feedback circuit 5 is connected to a connection point between the IGBT 9 and the heating coil 8 and the resonance capacitor 7 and to an input side of the choke coil 3, and the feedback circuit is configured to generate a pulse at the rear end of the collector voltage of the IGBT 9 as described later. Is done. The output terminal of the feedback circuit 5 is connected to the S terminal of the R / S flip-flop 14. The R input terminal of the R / S flip-flop 14 is connected to the current feedback circuit 15, and the Q output terminal of the R / S flip-flop is connected to the input from the output setting circuit of the output decision circuit 12 via the diode 18 in the direction shown. Connected. The operation of this input / output terminal is shown in the truth table of FIG. 6 R / S flip-flop. The input terminal of the current feedback circuit 15 is connected to the output setting circuit 11 and the output terminal of a current detection circuit 16 connected to the emitter of the IGBT 9.
FIG. 5 is an explanatory diagram of the operation of the inverter circuit of FIG. The oscillator 10 is an astable multi-oscillator, and performs an oscillating operation by charging and discharging a capacitor included in an oscillating circuit (not shown). The oscillation waveform is shown at (α) in FIG. The output determination circuit 12 is supplied with the output signal (α) of the oscillator and the signal (β) from the output setting circuit. Although the signal of the output setting circuit is a signal having a predetermined voltage (V1), since an output signal from an R / S flip-flop described later is connected via the diode 18, the predetermined voltage (V1) Has a pulse-like waveform having a predetermined value voltage (V1) according to the output signal of the R / S flip-flop as shown in (γ).
When the current feedback circuit does not operate, when the voltage of the sawtooth waveform (α) from the oscillator is smaller than the predetermined value (β), that is, during the period from t2 to t3 ′, the potential becomes high. In accordance with the operation of the current feedback circuit, the potential is forcibly set to a low potential (hereinafter referred to as L) by the current feedback circuit at time t3 before t3 '. Therefore, the output of the output determination circuit generates a pulse waveform as shown in FIG.
The output signal of the output determination circuit is supplied to the driver 13 to make the IGBT 9 conductive. The current of the IGBT 9 is detected by the current detection circuit, and its waveform is shown in FIG. The current flowing in the IGBT 9 when the IGBT 9 is initially turned on rises with a sawtooth waveform, but as shown by the terminal voltage of the first capacitor 4 in FIG. 5 (g), the charge of the first capacitor decreases. The current supplied to the heating coil by the IGBT 9 is larger than the current supplied from the choke coil 3 and the first capacitor 4 cannot supply a sufficient current, and the time t4 in FIG. At the peak the current begins to decrease. A current transformer is provided as a current detection circuit 16 at the emitter of the IGBT 9, and the current transformer generates a voltage corresponding to the current flowing through the IGBT 9. The current feedback circuit 15 compares the output voltage of the current detection circuit 16 with the value (V2) of the output setting circuit. When the output voltage of the current detection circuit 16 becomes smaller than the value of the output setting circuit, the output signal is output as shown in FIG. An L level pulse signal is output as shown in d). Normally, both input terminals of the R / S flip-flop are held at the H level, and the output from FIG. 6 does not change, and the previous state is maintained. On the other hand, since an L-level pulse is input to the S input terminal from the current feedback circuit 15 connected to the S input terminal, the R / S flip-flop generates an L-level output as shown in FIG. This output is connected to an output determination circuit via a diode 18 and the voltage V1 from the output setting circuit is set to an L level output. Therefore, as shown at the timing t3 in FIG. Will be entered. The output determination circuit 12 compares the output waveform of the oscillation circuit 10 with this (γ) waveform, and when the (γ) waveform is lower than the oscillator output waveform (α), the output of the output determination circuit 12 as shown in FIG. Since the output of FIG. 5B is set to the L level output, the L level output is supplied to the gate of the IGBT 9 and the IGBT 9 starts the cutoff operation.
When the IGBT is turned off, a resonance voltage is generated by the heating coil and the resonance capacitor. The resonance voltage waveform (δ) and the input voltage of the choke coil are supplied to the feedback circuit as the reference voltage (V3), and (δ) becomes (δ) at the timing t1 at the rear end of the resonance voltage waveform, as shown in FIG. V3) The pulse shown in FIG. The output of the oscillator is inverted at the timing t1 by this pulse generated from the feedback circuit, and the oscillator output waveform (α) in FIG. 5A operates as shown by the solid line. At the same time, the L-level pulse is supplied to the R / S flip-flop S terminal, and an H-level output is generated at its output Q as shown in the truth table shown in FIG. Therefore, the voltage V1 from the output setting circuit, which has been forcibly set to the L level by the diode 18 connected to the output of the R / S flip-flop, is released and the V1 level voltage is supplied to the output determination circuit at the timing t1. Become. Since the output voltage (α) of the oscillator starts dropping and becomes lower than V1 at t2, the output of the output determination circuit goes high at t2 as shown in FIG. 5B.
In this way, the inverter can perform a reliable switching operation by detecting the current flowing through the IGBT and the resonance voltage, so that the period T1 is changed according to the power supply voltage, and a stable inverter operation can be performed. The predetermined values (V1) and (V2) of the output setting circuit and the predetermined value of the feedback circuit are configured to generate appropriate voltages in accordance with the input from the input terminal of the choke coil. When the output of the inverter circuit is made variable, the output is adjusted by changing the level of the voltage (V1) supplied to the output determination circuit by the output setting circuit. Further, although not described in the description, it is a well-known technique to detect an AC input current in order to keep the input current at a set predetermined value in the same manner as in the related art, and to control the input current to a set value.
Although the description has been given of the configuration in which the heating coil and the resonance capacitor are connected in parallel, the circuit configuration in which the resonance capacitor 7 is connected in parallel to the IGBT 9 as shown in FIG. The operation is performed, and the operation becomes similar to that of FIG.
FIG. 7 is a circuit diagram of a step-up transformer section in which a load portion is replaced with a heating coil and a step-up transformer 20 for driving a magnetron is used. A primary coil 20a of the step-up transformer 20 is connected in parallel with the resonance capacitor 7. On the secondary side, a double rectifying capacitor 21, a diode 22, and a magnetron 23 are connected to both ends of the diode as in the conventional case. The heater of the magnetron 23 is connected to the heater winding of the step-up transformer. The operation is the same as when the heating coil is used as a load.
Since such a small current is cut off, the cut-off time t1 is much shorter than that of the method shown in FIG. 1, and the conventional IGBT loss is reduced to 30 W from 37 W, which is about 20% reduction. Further, the voltage between the collector and the emitter of the IGBT is generated by the energy stored in the heating coil undergoing voltage resonance via the resonance capacitor 7. However, a smaller current is cut off than in the conventional case, and the voltage is stored in the heating coil. Energy is small. Therefore, the collector-emitter voltage of the IGBT becomes smaller than before.
As shown in FIG. 5G, the voltage between the terminals of the first capacitor greatly changes. This voltage fluctuation is suppressed by the choke coil, but a larger voltage fluctuation than before is leaked to the AC power supply via the rectifier circuit 2. Therefore, a filter circuit is configured by providing a relatively large second capacitor 17 of 9 μF on the input side of the rectifier circuit 2.
Although the saturation loss and the switching loss of the IGBT cannot be measured separately, the saturation loss of the IGBT is considered to be about 25 W from the characteristic table, so the switching loss is a very small loss of about 3 W.
Although the IGBT 9 is generally described as having a configuration in which a diode for flowing a regenerative current is connected in parallel with the IGBT, an inverter having a configuration in which the IGBT 9 and the diode are connected in series may be used.
FIG. 8 is an inverter circuit diagram using two switching circuits. Conventionally, rectification is performed using a rectifier and then switching operation is performed using an IGBT. However, the power loss of the rectifier is relatively large at about 10 W. Therefore, this is an inverter circuit configured for the purpose of eliminating this rectifier, in which an IGBT 24 having an inverted polarity is connected in series to the IGBT 9 in the inverter circuit diagram of FIG. 5, and a driver 25 is provided at the gate thereof. . The inverter circuit performs the same operation as that of FIG. 5, but the inverter circuit of FIG. 5 switches the pulsating power supply rectified by the rectifier 2 by the IGBT 9, whereas the inverter of FIG. 8 switches the IGBT 9 or the IGBT 9 depending on the polarity of the AC power supply. One of the IGBTs 24 performs a switching operation.
FIG. 9 is an operation waveform diagram for explaining the operation. FIG. 9A shows an AC power supply waveform, and the polarity is detected by the polarity detection circuit 26. FIG. 9B shows the output of the polarity detection circuit. FIG. 9C shows the output waveform of the driver 13, and FIG. 9D shows the output waveform of the driver 25. The output of the polarity detection circuit is supplied to the drivers 13 and 25. The driver 13 supplies an oscillation waveform during the Ta period when the AC power supply has the positive polarity, and the driver 25 supplies the oscillation waveform during the Tb period. During the Ta period, the driver 25 indicates the H level state, during the Tb period, the driver 13 indicates the H level state, and during this period, the IGBTs 9 and 24 connected to the respective drivers are kept conductive. Therefore, during the positive polarity period Ta of the AC power supply, the IGBT 9 performs the switching operation, the current flowing through the IGBT flows through the diode connected in parallel in the IGBT 24, and the regenerative current flowing through the diode connected in parallel with the IGBT 9 is the IGBT 24. Will flow through. Conversely, during the Tb period when the AC power supply has the opposite polarity, the IGBT 9 and the IGBT 24 perform the opposite operation. Thus, an inverter circuit is configured.
The load of the induction heating coil is not limited to a cooking pot, but may be, for example, a fixing roller used in a fixing device of a printing device connected to a household power supply.
Although the switching element current detection circuit 16 is connected to the emitter of the IGBT 9, the invention is not limited to this. For example, the current flowing through the switching element can be similarly detected by detecting the current of the heating coil. Further, the current feedback circuit is connected to the R / S flip-flop to operate the output determining circuit. However, the present invention is not limited to this, and it is detected that the current flowing through the switching element has exceeded the maximum current and has decreased to a predetermined value. Any circuit that cuts off the switching element may be used.
Further, in this embodiment, the switching element is described as an IGBT, but the switching element is not limited to this, and may be a bipolar transistor. Further, the inverter switching loss is as small as about 3 W, and the loss of the IGBT is greatly affected by the saturation loss. Recently, silicon carbide (SiC) substrates have been developed instead of silicon substrates. It has been found that the saturation loss of the IGBT using the SiC substrate is reduced from 1/3 to 1/4 as compared with the device using the silicon substrate. When the inverter of the present invention is applied to an induction heating cooker having an input of 1.3 kW, 25 W is a saturation loss. Therefore, when the SiC substrate is used, the loss is about 8 W, and the total loss of the IGBT is 11 W. Therefore, a cooling fan is not required even if a heat-dissipating plate of a degree conventionally used is used.
[0033]
【The invention's effect】
As is clear from the above description, the inverter circuit for a cooker of the present invention has the following effects. Since the inverter circuit according to the first aspect can realize a stable inverter operation, the switching loss can be reduced more than before, so that a cooling structure such as a cooling fan and a radiating plate can be reduced in size, or a cooling fan can be eliminated. The cooking device used on the table and the fixing device in the printing device used in the living room can be reduced in noise and energy consumption.
In the inverter circuit of the second aspect, the inverter operation can be performed sufficiently stably even with a pulsating power supply, so that the power factor is approximately 100%, and no harmonics are generated. No adverse effects due to The inverter circuit according to the third aspect has a filter on the input side of the pulsating current voltage for cutting off the high frequency, so that the radio noise can be reduced by the inverter operation. Since the switching circuit and the saturation loss of the inverter circuit according to the fourth aspect can be reduced so that a cooling fan is not required, a device that does not generate unnecessary noise at all can be provided.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a conventional voltage resonance type inverter. FIG. 2 is an operation waveform diagram of the voltage resonance type inverter. FIG. 3 is a conventional low loss voltage resonance type inverter. FIG. 4 is a circuit diagram of a first embodiment of the present invention. FIG. 5 is an operation waveform diagram of the first embodiment. FIG. 6 is an R / S flip-flop truth table. FIG. 7 is a circuit diagram of a second embodiment of the present invention. FIG. 8 is a circuit diagram of a third embodiment of the present invention. FIG. 9 is an operation waveform diagram of the third embodiment. FIG. 10 is a modified circuit diagram of the first embodiment of the present invention.
REFERENCE SIGNS LIST 1 AC power supply 2 Rectifier bridge 3 Choke coil 4 First capacitor 5 Drive circuit 6 Feedback circuit 7 Resonant capacitor 8 Heating coil 9 ... IGBT
Reference Signs List 10 oscillator 11 output setting circuit 12 output determination circuit 13 driver 14 R / S flip-flop 15 current feedback circuit 16 current detection circuit 17 -Second capacitor 18-Diode 19-Pot 20-Step-up transformer 21-Double rectifier capacitor 22-Diode 23-Magnetron 24-IGBT
25 drive circuit 26 polarity detection circuit
