JPH08227790A - High-frequency heating device - Google Patents

High-frequency heating device

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JPH08227790A
JPH08227790A JP7032134A JP3213495A JPH08227790A JP H08227790 A JPH08227790 A JP H08227790A JP 7032134 A JP7032134 A JP 7032134A JP 3213495 A JP3213495 A JP 3213495A JP H08227790 A JPH08227790 A JP H08227790A
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JP
Japan
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unit
output
magnetron
power supply
semiconductor element
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Makoto Mihara
誠 三原
Kazuho Sakamoto
和穂 坂本
Haruo Suenaga
治雄 末永
Shinichi Sakai
伸一 酒井
Yoshiaki Ishio
嘉朗 石尾
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Matsushita Electric Industrial Co Ltd
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    • HELECTRICITY
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Abstract

PURPOSE: To provide a high-frequency heating device in which the reliability at the excessive temperature rise of a magnetron is enhanced in input current constant control. CONSTITUTION: This device has a switching rate detecting means 17 for detecting the switching rate of the switching transistor 15 of an inverter 1, and a control part 16 for driving the transistor so as to control the input current constant. Since the control part 16 detects the output of the switching rate detecting means 17 reduced according to the temperature rise of a magnetron 7 in a certain threshold to reduce the input current, the anode current never exceed the maximum rating, and the reliability of the magnetron 7 can be improved.

Description

【発明の詳細な説明】Detailed Description of the Invention

【0001】[0001]

【産業上の利用分野】本発明は食品や流体等を加熱する
ための高周波加熱装置に関し、さらに詳しく言えば、そ
の電源装置に高周波電力を発生する半導体電力変換器を
用いた高周波加熱装置に関するものである。
BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a high frequency heating device for heating foods, fluids and the like, and more particularly to a high frequency heating device using a semiconductor power converter for generating high frequency power in its power supply device. Is.

【0002】[0002]

【従来の技術】従来例を特開昭64−12491号公報
を引用して示す。図9はその高周波加熱装置の回路図。
家庭用の高周波加熱装置の電源回路において図9に示す
ような構成のものが多く用いられている。
2. Description of the Related Art A conventional example is shown by citing JP-A-64-12491. FIG. 9 is a circuit diagram of the high frequency heating device.
A power supply circuit of a household high-frequency heating device often has a structure as shown in FIG.

【0003】商用電源2、ダイオードブリッジ9及びチ
ョークコイル10とコンデンサ11よりなるフィルター
回路とで単方向電源部20を構成しており、共振コンデ
ンサ12、昇圧トランス3、トランジスタ15、転流ダ
イオード14、コンデンサ5、ダイオード6、及びマグ
ネトロン7よりなる電力変換器21に電力を供給する。
電力変換器21は、共振コンデンサ12、昇圧トランス
3、トランジスタ15、転流ダイオード14よりなるイ
ンバータと、昇圧トランス3の出力を整流するコンデン
サ5と、ダイオード6よりなる高圧整流回路と、高周波
電力を発生するマグネトロン7とで構成されている。
A commercial power supply 2, a diode bridge 9, a choke coil 10 and a filter circuit composed of a capacitor 11 constitute a unidirectional power supply unit 20, which includes a resonance capacitor 12, a step-up transformer 3, a transistor 15, a commutation diode 14, Power is supplied to the power converter 21 including the capacitor 5, the diode 6, and the magnetron 7.
The power converter 21 includes an inverter including a resonance capacitor 12, a step-up transformer 3, a transistor 15, and a commutation diode 14, a capacitor 5 that rectifies the output of the step-up transformer 3, a high-voltage rectifier circuit including a diode 6, and high-frequency power. It is composed of a magnetron 7 for generating.

【0004】トランジスタ15は、制御部16より20
〜50KHzのスイッチング制御信号を与えられスイッチ
ング動作する。従って、昇圧トランス3の1次巻線13
には高周波電圧が発生し、この高周波電圧が昇圧されマ
グネトロン7が発振する。制御部16にはカレントトラ
ンス等で構成される入力電流検知器19により商用電源
2から供給される入力電流に比例した信号が送られる。
制御部16は入力電流が定められた値になるようにトラ
ンジスタ15の導通時間と非導通時間を制御する、いわ
ゆるパルス幅制御によってマグネトロン7の電磁波出力
を一定制御する構成となっている。
The transistor 15 is connected to the
A switching control signal of ˜50 KHz is given to perform switching operation. Therefore, the primary winding 13 of the step-up transformer 3
A high-frequency voltage is generated in the high-frequency voltage, the high-frequency voltage is boosted, and the magnetron 7 oscillates. A signal proportional to the input current supplied from the commercial power supply 2 is sent to the control unit 16 by an input current detector 19 composed of a current transformer or the like.
The control unit 16 is configured to constantly control the electromagnetic wave output of the magnetron 7 by so-called pulse width control, which controls the conduction time and the non-conduction time of the transistor 15 so that the input current has a predetermined value.

【0005】[0005]

【発明が解決しようとする課題】しかし、マグネトロン
の特性上、一定の電磁波出力を連続して動作させると、
温度上昇に伴い永久磁石によって発生している磁界が弱
まり陽極電圧が低下することになる。これは永久磁石に
使用されるフェライト等の磁性体がもつ温度特性として
如何ともしがたいものである。
However, due to the characteristics of the magnetron, when a constant electromagnetic wave output is continuously operated,
As the temperature rises, the magnetic field generated by the permanent magnet weakens and the anode voltage decreases. This is extremely difficult as a temperature characteristic of a magnetic material such as ferrite used for a permanent magnet.

【0006】当然、入力電力を一定に制御している関係
上、電力変換効率が不変とするとマグネトロンに供給さ
れる電力(陽極電流×陽極電圧)も一定になるため、陽
極電圧は低下することにより、陽極電流は逆に増加す
る。さらに温度が上昇し続けると陽極電流がマグネトロ
ンの絶対最大定格をオーバーし寿命を著しく短縮化させ
るという課題があった。当然それを考慮した設計をする
と電磁波出力を低く抑えざるをえず加熱装置としての能
力を低下させる要因となっていた。
Naturally, because the input power is controlled to be constant, the power supplied to the magnetron (anode current × anode voltage) also becomes constant if the power conversion efficiency is unchanged, so that the anode voltage decreases. , The anode current increases conversely. Further, if the temperature continues to rise, there is a problem that the anode current exceeds the absolute maximum rating of the magnetron and the life is remarkably shortened. Naturally, if designing in consideration of it, the electromagnetic wave output must be suppressed to a low level, which has been a factor of reducing the capability as a heating device.

【0007】そこで、本発明は昇圧トランスの2次側で
生じているマグネトロンの陽極電流の異常増加を電流検
出器等を一切使用せずにトランスの1次側で遠隔的に検
出し、速やかに電磁波出力を低下させマグネトロンの陽
極電流の絶対最大定格オーバーによる寿命短縮を防止す
るとともに冷却条件にあった最大限の電磁波出力を得る
ことを第1の目的としている。
Therefore, the present invention detects the abnormal increase in the anode current of the magnetron occurring on the secondary side of the step-up transformer remotely on the primary side of the transformer without using any current detector or the like, and promptly detects it. The first purpose is to reduce the electromagnetic wave output, prevent the shortening of the life due to exceeding the absolute maximum rating of the anode current of the magnetron, and obtain the maximum electromagnetic wave output that meets the cooling conditions.

【0008】また、マグネトロンへの入力電力を一定と
すると陽極電流は陽極電圧に反比例することは既に述べ
たが、マグネトロンの製造上のバラツキにより定格陽極
電圧(ある条件下で規定した代表特性)も相応の許容範
囲を有している。従って、マグネトロンへの入力電力を
一定とした時の陽極電流の温度特性は図10の様にな
る。(a)は陽極電圧最大のマグネトロン、(b)は陽極電圧
最小の場合のマグネトロンである。全製造物は(a)と(b)
の範囲に存在することになる。ここで所定の陽極電流値
で異常温度状態を検知すると、(a)の場合T2で検出でき
る。しかし(b)の場合はT1で検出することになる。従っ
て、そこには△Tの温度検出誤差が生じることになる。
It has already been described that the anode current is inversely proportional to the anode voltage when the input power to the magnetron is constant, but the rated anode voltage (representative characteristic defined under a certain condition) is also caused by variations in manufacturing the magnetron. It has a corresponding tolerance range. Therefore, the temperature characteristics of the anode current when the input power to the magnetron is constant are as shown in FIG. (a) is a magnetron with the maximum anode voltage, and (b) is a magnetron with the minimum anode voltage. All products are (a) and (b)
Will exist in the range of. If an abnormal temperature condition is detected with a predetermined anode current value, it can be detected at T2 in the case of (a). However, in the case of (b), it is detected at T1. Therefore, there is a temperature detection error of ΔT.

【0009】そこで本発明は、マグネトロンの定格陽極
電圧が製造上ばらついても正確にマグネトロンの陽極温
度をマグネトロンへの密着型あるいは近接型の温度検出
装置などを一切使用せず遠隔的に検出し、所定値に達す
ると速やかに電磁波出力を低下させマグネトロンを熱的
ダメージから保護するとともに冷却条件にあった最大限
の電磁波出力を得ることを第2の目的としている。
Therefore, the present invention remotely detects the anode temperature of the magnetron accurately even if the rated anode voltage of the magnetron varies due to manufacturing without using any contact type or proximity type temperature detecting device to the magnetron. A second object is to promptly reduce the electromagnetic wave output when reaching a predetermined value, protect the magnetron from thermal damage, and obtain the maximum electromagnetic wave output that meets the cooling conditions.

【0010】[0010]

【発明を解決するための手段】そこで、前記第1の目的
を達成するために本発明は、商用電源を単方向に変換す
る単方向電源部と、少なくとも1個の半導体素子を有
し、半導体素子を高周波でON/OFFすることにより
単方向電源部からの電力を高周波電力に変換するインバ
ータ部と、インバータ部の出力電圧を昇圧する昇圧トラ
ンスと、昇圧トランスの出力電圧を整流する高圧整流部
と、高圧整流部の出力を電磁波として放射するマグネト
ロンと、単方向電源部への電流を検出する入力電流検出
手段と、半導体素子を制御する制御部と、半導体素子の
ON/OFFのデューティー比を検出するスイッチング
レート検出手段とを設けたものである。
In order to achieve the first object, the present invention has a unidirectional power supply section for converting a commercial power supply into a unidirectional power supply, and at least one semiconductor element. An inverter unit that converts electric power from a unidirectional power supply unit into high-frequency power by turning on / off elements at high frequencies, a step-up transformer that steps up the output voltage of the inverter unit, and a high-voltage rectifier unit that rectifies the output voltage of the step-up transformer. A magnetron that radiates the output of the high-voltage rectification unit as an electromagnetic wave; an input current detection unit that detects a current to the unidirectional power supply unit; a control unit that controls the semiconductor element; and an ON / OFF duty ratio of the semiconductor element. A switching rate detecting means for detecting is provided.

【0011】また、第2の目的を達成するために本発明
は、商用電源を単方向に変換する単方向電源部と、少な
くとも1個の半導体素子を有し、半導体素子を高周波で
ON/OFFすることにより単方向電源部からの電力を
高周波電力に変換するインバータ部と、インバータ部の
出力電圧を昇圧する昇圧トランスと、昇圧トランスの出
力電圧を整流する高圧整流部と、高圧整流部の出力を電
磁波として放射するマグネトロンと、単方向電源部への
電流を検出する入力電流検出手段と、半導体素子を制御
する制御部と、半導体素子のON/OFFのデューティ
ー比を検出するスイッチングレート検出手段と、マグネ
トロンがある所定温度で動作している時のスイッチング
レート検出手段の出力を所定値に調整するスイッチング
レート調整手段とを備えたものである。
In order to achieve the second object, the present invention has a unidirectional power supply section for unidirectionally converting a commercial power supply and at least one semiconductor element, and the semiconductor element is turned on / off at a high frequency. The inverter unit that converts the power from the unidirectional power supply unit into high-frequency power, the step-up transformer that steps up the output voltage of the inverter unit, the high-voltage rectifier unit that rectifies the output voltage of the step-up transformer, and the output of the high-voltage rectifier unit A magnetron that radiates electromagnetic waves as electromagnetic waves, an input current detection unit that detects a current to a unidirectional power supply unit, a control unit that controls a semiconductor element, and a switching rate detection unit that detects an ON / OFF duty ratio of the semiconductor element. A switching rate adjusting means for adjusting the output of the switching rate detecting means to a predetermined value when the magnetron is operating at a predetermined temperature. It includes those were.

【0012】[0012]

【作用】本発明は上記構成によって以下の作用を果たす
ものである。
The present invention has the following functions due to the above configuration.

【0013】まず第1の目的を達成するために本発明の
高周波加熱装置は、制御部によって入力電流検出手段の
出力を所望値に一定制御すべく前記半導体素子をON/
OFF制御するとともに、スイッチングレート検出手段
の出力が所定しきい値以下になったとき、一定に制御し
ていた入力電流値を低く変更する。それによって、昇圧
トランスの2次側で生じているマグネトロンの陽極電流
の異常増加を、電流検出器等を一切使用せずにトランス
の1次側で遠隔的に検出して速やかに電磁波出力を低下
させることができる。
In order to achieve the first object, in the high frequency heating apparatus of the present invention, the semiconductor element is turned on / off in order to control the output of the input current detecting means to a desired value by the controller.
In addition to the OFF control, when the output of the switching rate detecting means becomes equal to or lower than a predetermined threshold value, the input current value which is controlled to be constant is changed to a low value. As a result, an abnormal increase in the magnetron anode current occurring on the secondary side of the step-up transformer is remotely detected on the primary side of the transformer without using any current detector, and the electromagnetic wave output is promptly reduced. Can be made.

【0014】また、第2の目的を達成するために本発明
の高周波加熱装置は、制御部によって入力電流検出手段
の出力を所望値に一定制御すべく前記半導体素子をON
/OFF制御するとともに、スイッチングレート調整手
段によってマグネトロン間の偏差なく調整されたスイッ
チングレート検出手段の出力が所定しきい値以下になっ
たとき、一定に制御していた入力電流値を低く変更す
る。それによって、マグネトロンの定格陽極電圧が製造
上ばらついても正確にマグネトロンの陽極温度をマグネ
トロンへの密着型あるいは近接型の温度検出装置などを
一切使用せず遠隔的に検出し、所定値に達すると速やか
に電磁波出力を低下させることができる。
In order to achieve the second object, in the high frequency heating apparatus of the present invention, the semiconductor element is turned on so that the output of the input current detecting means is controlled to a desired value by the control section.
When the output of the switching rate detecting means adjusted by the switching rate adjusting means without any deviation between the magnetrons is equal to or less than a predetermined threshold value, the input current value which is controlled to be constant is changed to a low value. As a result, even if the rated anode voltage of the magnetron varies due to manufacturing, the anode temperature of the magnetron can be accurately detected remotely without using any contact type or proximity type temperature detector to the magnetron, and when it reaches a predetermined value. The electromagnetic wave output can be promptly reduced.

【0015】[0015]

【実施例】以下本発明の実施例を図面に基づいて説明す
る。
Embodiments of the present invention will be described below with reference to the drawings.

【0016】図1は本発明の一実施例における回路図で
ある。ここで、図9と同一要素番号については制御部1
6を除いて機能・動作が同一であり詳述を割愛する。単
方向電源部20からの直流電圧を高周波電力に変換する
インバータ部1はコンデンサ12と昇圧トランスの1次
巻線13からなる共振タンク回路と、それに接続された
トランジスタ15とダイオード14からなる半導体スイ
イッチング手段からなり、制御部16からのON/OF
F指令でトランジスタ15を駆動することにより上記機
能を実現している。17は制御部16からのON/OF
F指令を受けそのスイッチングレートに比例した電圧レ
ベルを出力するスイッチングレート検出手段である。
FIG. 1 is a circuit diagram of an embodiment of the present invention. Here, for the same element numbers as in FIG. 9, the control unit 1
Except for 6, the functions and operations are the same, and detailed description is omitted. The inverter unit 1 for converting the DC voltage from the unidirectional power supply unit 20 into high frequency power is a semiconductor tank including a resonant tank circuit including a capacitor 12 and a primary winding 13 of a step-up transformer, and a transistor 15 and a diode 14 connected to the resonant tank circuit. ON / OF from the control unit 16
The above function is realized by driving the transistor 15 by the F command. 17 is ON / OF from the control unit 16
The switching rate detecting means receives the F command and outputs a voltage level proportional to the switching rate.

【0017】ここで、制御部16は入力電流検知器19
で検出した信号を受け、それが一定値となるようにトラ
ンジスタ15へのON/OFF指令信号を制御する。こ
れによって機器は入力電流を一定で動作する。さらに動
作中の力率及び効率が概ね変化しないことを考慮する
と、電磁波出力一定で動作することになる。
Here, the control unit 16 controls the input current detector 19
The signal detected by the above is received, and the ON / OFF command signal to the transistor 15 is controlled so that it becomes a constant value. This allows the device to operate at a constant input current. Further, considering that the power factor and the efficiency during operation do not substantially change, the electromagnetic wave output is constant.

【0018】さらに、制御回路16は上記動作条件下
(入力電流一定)でマグネトロンのアノード電圧に比例
するスイッチングレート検出手段17の出力を受け、そ
の値が所定出力以下になったとき入力電流を軽減する動
作となっている。
Further, the control circuit 16 receives the output of the switching rate detection means 17 which is proportional to the anode voltage of the magnetron under the above operating conditions (constant input current), and reduces the input current when the value becomes a predetermined output or less. It is an operation to do.

【0019】従って、入力電流一定とするとマグネトロ
ンへの入力電力もほぼ一定となるためマグネトロンの陽
極電流Ib、陽極電圧ebm、入力電力Pinは各々 Pin=Ib×ebm の式で関連づけられることになる。この式からすると図
2(a)のごとくマグネトロンの温度(陽極温度Ta)が
上昇するにつれ陽極電圧ebmは低下する。さらに図2
(b)のごとく陽極電圧ebmは低下するにつれて陽極電
流Ibが増加することになる。従って、トランジスタ15
へのON/OFF指令信号によるスイッチングレートは
陽極電圧ebm比例関係にあること鑑みると陽極電流Ibと
の関係は図3(c)の様な関係になる。
Therefore, when the input current is constant, the input power to the magnetron is also substantially constant, and therefore the anode current Ib of the magnetron, the anode voltage ebm, and the input power Pin are related by the equation Pin = Ib × ebm. From this equation, the anode voltage ebm decreases as the magnetron temperature (anode temperature Ta) increases as shown in FIG. Further FIG.
As shown in (b), as the anode voltage ebm decreases, the anode current Ib increases. Therefore, the transistor 15
Considering that the switching rate according to the ON / OFF command signal to the anode voltage is proportional to the anode voltage ebm, the relationship with the anode current Ib is as shown in FIG. 3 (c).

【0020】この関係から、スイッチングレートに比例
したスイッチングレート検出手段17の出力を検出し、
ある所定値(マグネトロンの陽極電流の絶対最大定格に
匹敵する出力値)をしきい値として、それを下回った時
入力電流を低下させるような制御にしておけば過度の温
度上昇が生じた際にもマグネトロンの陽極電流が絶対最
大定格を超え寿命を短縮化させることはない。また陽極
電流の増加をみこして電磁波出力の定格を低く設計する
必要もなくなる冷却条件にあった最大限の電磁波出力を
得ることができる。
From this relationship, the output of the switching rate detecting means 17 proportional to the switching rate is detected,
If a certain value (output value comparable to the absolute maximum rating of the magnetron's anode current) is used as a threshold value and the control is such that the input current is reduced when it falls below that value, an excessive temperature rise will occur. However, the anode current of the magnetron does not exceed the absolute maximum rating and the life is not shortened. Further, it is possible to obtain the maximum electromagnetic wave output that meets the cooling conditions, which eliminates the need to design the rated electromagnetic wave output to be low due to the increase in the anode current.

【0021】それではスイッチングレート検出手段17
の動作を図3、制御回路16の動作を図4及び図5を用
いて説明する。
Then, the switching rate detecting means 17
3 and the operation of the control circuit 16 will be described with reference to FIGS. 4 and 5.

【0022】まずスイッチングレート検出手段17の動
作を説明する。図3でトランジスタ15へのON/OF
F指令信号(DRIVE)は抵抗71及び抵抗72から
なるローパスフィルターを通過して概ね直流化される。
さらに後段の制御回路16との電圧レベルの整合を図る
ため抵抗73、74、オペアンプ75からなる非反転増
幅器によってレベルシフトし電流制限抵抗76を通じて
出力される。この信号はON/OFF指令信号によるト
ランジスタ15のスイッチングの比率を直流値で表した
信号(DUTY/DC)である。このDUTY/DC信
号と陽極電流Ibの関係は図2(c)と同じであることは
自明である。
First, the operation of the switching rate detecting means 17 will be described. ON / OF to the transistor 15 in FIG.
The F command signal (DRIVE) passes through a low-pass filter composed of a resistor 71 and a resistor 72, and is converted into a direct current.
Further, in order to match the voltage level with the control circuit 16 in the subsequent stage, the level is shifted by a non-inverting amplifier composed of resistors 73 and 74 and an operational amplifier 75, and output through the current limiting resistor 76. This signal is a signal (DUTY / DC) in which the switching ratio of the transistor 15 according to the ON / OFF command signal is represented by a DC value. It is obvious that the relationship between the DUTY / DC signal and the anode current Ib is the same as in FIG. 2 (c).

【0023】次ぎに、制御回路16の動作を説明する。
図4で入力電流検知器19を介して伝達された入力電流
信号はダイオードブリッジ70によって全波整流され
る。ここで抵抗39は入力電流検知器19の負荷抵抗で
ある。抵抗39の両端に発生した入力電流信号は抵抗3
8とコンデンサ40からなるローパスフィルターで高周
波成分を除去され概ね直流化された入力電流の平均値に
相当する信号(Iin/DC信号)が通過する。
Next, the operation of the control circuit 16 will be described.
In FIG. 4, the input current signal transmitted through the input current detector 19 is full-wave rectified by the diode bridge 70. Here, the resistor 39 is a load resistor of the input current detector 19. The input current signal generated across the resistor 39 is the resistor 3
A high-frequency component is removed by a low-pass filter composed of 8 and a capacitor 40, and a signal (Iin / DC signal) corresponding to an average value of the input current, which has been converted into a direct current, passes therethrough.

【0024】抵抗36、37オペアンプ34から入力電
流制御のための負帰還増幅器が構成される。抵抗36に
入ったIin/DCはオペアンプ34の非反転端子に入
力される入力電流制御信号(Vref)を基準電位とし
て負帰還増幅される。オペアンプ34の出力はトランジ
スタ15のON/OFF指令信号のパルス幅を決定する
しきい値信号(Ton)となる。Ton信号はオペアン
プ35の非反転端子に入力される。一方、反転端子には
後述する三角波信号が入力され、オペアンプ35がコン
パレータ動作しHighでトランジスタ15をON、L
OWでOFFするDRIVE信号を出力する。
Resistors 36 and 37 The operational amplifier 34 constitutes a negative feedback amplifier for controlling the input current. Iin / DC that has entered the resistor 36 is negatively feedback-amplified using the input current control signal (Vref) input to the non-inverting terminal of the operational amplifier 34 as a reference potential. The output of the operational amplifier 34 becomes a threshold signal (Ton) that determines the pulse width of the ON / OFF command signal of the transistor 15. The Ton signal is input to the non-inverting terminal of the operational amplifier 35. On the other hand, a triangular wave signal, which will be described later, is input to the inverting terminal, the operational amplifier 35 operates as a comparator, and turns the transistor 15 ON and
It outputs a DRIVE signal that turns off at OW.

【0025】Vref信号はマグネトロンの正常発振時
には抵抗28と抵抗29の分圧で決定される電圧である
がマグネトロンの過度の温度上昇により陽極電流が増加
し、ある限度値を超えるとトランジスタ77がオンして
抵抗27が抵抗29に並列に挿入される形となりVre
fの値は低下する。するとオペアンプ34の出力信号で
あるTon信号は減少しトランジスタ15のON期間が
短くなって入力電流が低下するしくみとなっている。
The Vref signal is a voltage determined by the voltage division of the resistor 28 and the resistor 29 during normal oscillation of the magnetron, but the anode current increases due to the excessive temperature rise of the magnetron, and when it exceeds a certain limit value, the transistor 77 turns on. Then, the resistor 27 is inserted in parallel with the resistor 29, and Vre
The value of f decreases. Then, the Ton signal which is the output signal of the operational amplifier 34 decreases, and the ON period of the transistor 15 is shortened, so that the input current decreases.

【0026】一方、マグネトロンの非発振時すなわちマ
グネトロンの陰極が十分温まっていなくて陽極電流が流
れていない状態での動作について説明する。非発振時に
は入力電流は極めて低くIin/DC信号も同様に極低
いレベルとなっている。そのIin/DC信号は抵抗3
1、33の分圧で決定される発振しきい値とオペアンプ
30によって比較され、非発振時はHigh出力となり
抵抗32を介してトランジスタ22をONさせる。従っ
て抵抗29と並列に抵抗78が挿入される形となり非発
振時に最適なVref信号となる。そして一旦発振が開
始するとIin/DC信号は発振しきい値を超えトラン
ジスタ22はOFFする。
On the other hand, the operation when the magnetron is not oscillating, that is, when the cathode of the magnetron is not sufficiently warmed and the anode current is not flowing will be described. At the time of non-oscillation, the input current is extremely low and the Iin / DC signal is also at an extremely low level. The Iin / DC signal is resistor 3
The oscillation threshold value determined by the voltage division of 1 and 33 is compared by the operational amplifier 30, and when it is not oscillating, it becomes High output and the transistor 22 is turned on via the resistor 32. Therefore, the resistor 78 is inserted in parallel with the resistor 29, and the optimum Vref signal is obtained during non-oscillation. Then, once the oscillation starts, the Iin / DC signal exceeds the oscillation threshold and the transistor 22 is turned off.

【0027】次ぎにスイッチングレート検出手段17か
ら入力されるDUTY/DC信号はオペアンプ25、抵
抗23、24からなる比較器によって抵抗23、24の
分圧で決定される陽極電流限度値(Ib/MAX)と比
較される。マグネトロンの正常動作時にはIb/MAX
信号を超えるDUTY/DC信号が発生しておりオペア
ンプ25の出力はHighとなっているためトランジス
タ77はOFFとなり通常のVref信号となってい
る。
Next, the DUTY / DC signal input from the switching rate detecting means 17 is the anode current limit value (Ib / MAX) which is determined by the voltage division of the resistors 23 and 24 by the comparator including the operational amplifier 25 and the resistors 23 and 24. ) Is compared. Ib / MAX during normal operation of magnetron
Since the DUTY / DC signal exceeding the signal is generated and the output of the operational amplifier 25 is High, the transistor 77 is OFF and the normal Vref signal is obtained.

【0028】それではオペアンプ35の反転端子に入力
される三角波の発生メカニズムについて図5を交えて説
明する。図1におけるインバータ部のトランジスタ15
のコレクターエミッタ間電圧Vceとコンデンサ11の
両端の電圧Vc2の波形を図5(a)に示す。Vceと
Vc2が交差するタイミング(1)で(f)に示すパルス信号
(2)が発生する。これを図5で説明する。
Now, the generation mechanism of the triangular wave input to the inverting terminal of the operational amplifier 35 will be described with reference to FIG. Transistor 15 of the inverter unit in FIG.
Waveforms of the collector-emitter voltage Vce and the voltage Vc2 across the capacitor 11 are shown in FIG. The pulse signal shown in (f) at the timing (1) at which Vce and Vc2 intersect.
(2) occurs. This will be described with reference to FIG.

【0029】Vc2とVceは各々抵抗65、66及び
抵抗67、68でレベルシフト後オペアンプ69で比較
されVce>Vc2の時LowでVce<Vc2の時H
ighの矩形波信号を出力する。コンデンサ64、抵抗
63、ダイオード62は微分回路で矩形波信号の立ち上
がりと立ち下がりで各々正負のパルス信号を発生する。
ここでダイオード62の働きで負のパルスはカットされ
正のパルス信号が発生する。従って図5の(1)のタイミ
ングで(2)のパルスが発生することになる。
Vc2 and Vce are level-shifted by resistors 65 and 66 and resistors 67 and 68, respectively, and compared by an operational amplifier 69. When Vce> Vc2, it is Low, and when Vce <Vc2, it is H.
The high rectangular wave signal is output. The capacitor 64, the resistor 63, and the diode 62 generate positive and negative pulse signals at the rising and falling edges of the rectangular wave signal in the differentiating circuit.
Here, the negative pulse is cut by the action of the diode 62 and a positive pulse signal is generated. Therefore, the pulse (2) is generated at the timing (1) in FIG.

【0030】次ぎに図4で抵抗41とコンデンサ42か
らなる共振回路は抵抗43とトランジスタ44を介して
アースに接続されており、トランジスタ44はRSフリ
ップフロップ49のQ2出力から抵抗48を通じて駆動
される。ここでRSフリップフロップ49はS入力がL
owからHighへの移行時にQ1出力をHigh状態
に遷移させ、かつQ2出力はそれと逆の論理となる。こ
の状態はR入力に信号が入力されるまで保持される。抵
抗43と、抵抗41とコンデンサ42からなる共振回路
の接点(a)点の信号は抵抗45、抵抗47、オペアンプ
49からなる比較器に入力されその出力はRSフリップ
フロップ49のS入力に入力される。
Next, in FIG. 4, the resonance circuit composed of the resistor 41 and the capacitor 42 is connected to the ground through the resistor 43 and the transistor 44, and the transistor 44 is driven from the Q2 output of the RS flip-flop 49 through the resistor 48. . Here, the RS flip-flop 49 has an S input of L
At the time of transition from ow to High, the Q1 output is transited to the High state, and the Q2 output has the opposite logic. This state is maintained until a signal is input to the R input. The signal at the contact point (a) of the resonance circuit including the resistor 43, the resistor 41 and the capacitor 42 is input to the comparator including the resistor 45, the resistor 47 and the operational amplifier 49, and its output is input to the S input of the RS flip-flop 49. It

【0031】図5に戻りQ2がLowの間トランジスタ
44はOFFで共振回路のコンデンサ42の電荷は抵抗
41を通じて放電され(a)点の電位は上昇していくが(2)
のパルスがRSフリップフロップ49のR入力に入力さ
れるとリセットがかかりQ2出力はHighになる
((e)図の(3)点)。そうするとトランジスタ44はON
し、今まで放電していたコンデンサ42は抵抗43を通
じて充電に転じ(a)点の電位は下降し始める((c)図の
(4)時点)。そして(a)点の電位が抵抗45と抵抗47の
分圧レベルをもった折り返し信号と交差した時点((c)
図の(5)時点)でオペアンプ46の出力はLowからH
ighに転じ再度Q2出力はLowとなり((e)図の(6)
時点)トランジスタ44はOFFして(a)点が上昇する
モードに戻る。このサイクルを繰り返して(c)図のよう
な三角波信号が(a)点に発生しオペアンプ35の反転端
子に入力される。そしてTon信号との比較がされ(d)
図に示すようなDRIVE信号が発生する。
Returning to FIG. 5, while Q2 is low, the transistor 44 is off, the electric charge of the capacitor 42 of the resonance circuit is discharged through the resistor 41, and the potential at point (a) rises (2).
When the pulse of is input to the R input of the RS flip-flop 49, it is reset and the output of Q2 becomes High (point (3) in the (e) diagram). Then transistor 44 turns on
Then, the capacitor 42, which has been discharged so far, starts charging through the resistor 43, and the potential at the point (a) begins to drop ((c) in FIG.
(Point (4)). When the potential at the point (a) crosses the folding signal having the voltage dividing level of the resistors 45 and 47 ((c)
At time (5) in the figure, the output of the operational amplifier 46 changes from Low to H.
Q2 output becomes Low again after turning to high ((e) figure (6)
(Time point) The transistor 44 is turned off and returns to the mode in which the point (a) rises. By repeating this cycle, a triangular wave signal as shown in FIG. 7C is generated at point (a) and input to the inverting terminal of the operational amplifier 35. Then it is compared with the Ton signal (d)
A DRIVE signal as shown is generated.

【0032】この動作メカニズムにより図1における電
流Icは図5(b)のように流れる。ここで負方向に流
れている電流はダイオード14に流れている電流で、こ
の期間に(d)図のようにDRIVE信号がHighにな
りトランジスタ15のVceがほぼ0電圧(実際にはダ
イオード14の順方向電圧が逆バイアスされている)で
がONになるため損失は極めて少なくなる。いわゆるZ
VS(Zero Volt Switting)動作が実現できる。
Due to this operation mechanism, the current Ic in FIG. 1 flows as shown in FIG. 5 (b). Here, the current flowing in the negative direction is the current flowing in the diode 14, and during this period, the DRIVE signal becomes High and Vce of the transistor 15 becomes almost 0 voltage as shown in FIG. When the forward voltage is reverse-biased) is turned on, the loss is extremely small. So-called Z
VS (Zero Volt Switting) operation can be realized.

【0033】それでは、各信号の動特性を図6に示す。
(b)図に示すようにDUTY/DC信号は時間の経過に
ともなうマグネトロンの温度上昇によって下降してい
く。その間当然(d)図に示すように陽極電流Ibは増加
を続ける。そして(b)図に示すように陽極電流限度値I
b/MAX信号にDUTY/DC信号が到達すると(C)
図に示すようにTon信号のレベルが低く変更される。
それにともなって(a)図の入力電流も減少して(d)図の陽
極電流も減少する。このように陽極電流限度値Ib/M
AX信号を適当に設定することによって陽極電流は絶対
最大定格を超えることがない。
The dynamic characteristics of each signal are shown in FIG.
As shown in (b), the DUTY / DC signal drops as the temperature of the magnetron rises over time. During that time, naturally, the anode current Ib continues to increase as shown in FIG. Then, as shown in Fig. (B), the anode current limit value I
When DUTY / DC signal reaches b / MAX signal (C)
As shown in the figure, the level of the Ton signal is changed to a low level.
As a result, the input current in Fig. (A) also decreases and the anode current in (d) also decreases. Thus, the anode current limit value Ib / M
By setting the AX signal appropriately, the anode current will not exceed the absolute maximum rating.

【0034】さらに本発明の一実施例における高周波加
熱装置について説明する。全体の構成は図1と同じであ
る。また制御回路16の構成も図4と同じである。図7
を用いてスイッチングレート検出手段17の構成につい
て説明する。ここで図3と同一符号の部品に関しては同
一機能であり説明を割愛する。本発明の特徴としてはス
イッチングレート調整手段たる半固定抵抗73が抵抗7
9と直列に配されている。この半固定抵抗を用いてマグ
ネトロンがある特定の温度で動作しているときのDUT
Y/DC信号が所定値になるように機器に装着されるマ
グネトロンごとに調整する。例えば若干の誤差は生じる
が十分室温に馴染んだ状態からマグネトロンを駆動し数
十秒以内に同調整を完了することにより、ある狭い範囲
の温度でマグネトロンが動作している状態でのDUTY
/DC信号を所定値に調整することが可能となる。そう
することにより図8の(a)図に示すように調整を行わず
DUTY/DC信号がIb/MAX信号と交差した時点
で入力電流を減少させていた時の温度誤差がマグネトロ
ンの定格陽極電圧最大のもの(a)と最小のもの(b)で△T
(T2−T1)あったものが(b)図に示すように調整を
行うことによって△T’(T2’−T1’)に縮小する
ことがわかる。△T’は調整時のマグネトロンの温度を
均一化することにより限りなく少なくすることが可能な
ことは自明である。
Further, the high frequency heating apparatus in one embodiment of the present invention will be described. The overall configuration is the same as in FIG. The configuration of the control circuit 16 is also the same as in FIG. Figure 7
The configuration of the switching rate detection means 17 will be described using. Here, the parts having the same reference numerals as those in FIG. 3 have the same functions and will not be described. A feature of the present invention is that the semi-fixed resistor 73, which is a switching rate adjusting means, is a resistor 7.
It is arranged in series with 9. DUT when the magnetron is operating at a certain temperature using this semi-fixed resistor
Adjustment is made for each magnetron attached to the device so that the Y / DC signal becomes a predetermined value. For example, a slight error will occur, but by driving the magnetron from a state in which it is sufficiently acclimatized to room temperature and completing the adjustment within a few tens of seconds, the DUTY in the state where the magnetron is operating in a certain narrow range of temperature
It becomes possible to adjust the / DC signal to a predetermined value. By doing so, the temperature error when the input current is reduced when the DUTY / DC signal crosses the Ib / MAX signal without adjustment as shown in FIG. 8 (a) is the rated anode voltage of the magnetron. △ T for the maximum (a) and the minimum (b)
It can be seen that what was (T2−T1) was reduced to ΔT ′ (T2′−T1 ′) by adjusting as shown in FIG. It is obvious that ΔT ′ can be reduced as much as possible by making the temperature of the magnetron during the adjustment uniform.

【0035】このようにすることで、マグネトロンの定
格陽極電圧が製造上ばらついても正確にマグネトロンの
陽極温度をマグネトロンへの密着型あるいは近接型の温
度検出装置などを一切使用せず遠隔的に検出し、所定温
度に達すると速やかに入力電流を低下させることでマグ
ネトロンを熱的ダメージから保護することことなく冷却
条件に応じた最大限の電磁波出力を提供することができ
る。
By doing so, even if the rated anode voltage of the magnetron varies due to manufacturing, the anode temperature of the magnetron can be accurately detected remotely without using a temperature detecting device such as a contact type or a proximity type to the magnetron. However, when the temperature reaches the predetermined temperature, the input current is promptly reduced to provide the maximum electromagnetic wave output according to the cooling condition without protecting the magnetron from thermal damage.

【0036】[0036]

【発明の効果】本発明の高周波加熱装置によると以下の
ような効果を得ることができる。
According to the high frequency heating apparatus of the present invention, the following effects can be obtained.

【0037】(1)入力電流を一定に制御する高周波加
熱装置において、昇圧トランスの2次側で生じているマ
グネトロンの過剰温度上昇による陽極電流の異常増加を
電流検出器等を一切使用せずにトランスの1次側で遠隔
的に検出し、速やかに電磁波出力を低下させマグネトロ
ンの陽極電流の絶対最大定格オーバーによる寿命短縮を
防止することが可能であり、かつ冷却条件にあった最大
限の電磁波出力を得ることができる。これによってユー
ザーが誤って食品の収納を忘れるという異常使用や吸気
口が塵埃で閉塞されたような冷却条件が極めて厳しい動
作環境下の時でもマグネトロンが劣化して寿命が短縮化
することがない高信頼性で高出力の高周波加熱装置を提
供することができる。
(1) In the high-frequency heating device for controlling the input current at a constant level, the abnormal increase in anode current due to the excessive temperature rise of the magnetron occurring on the secondary side of the step-up transformer is prevented without using any current detector or the like. It is possible to detect remotely on the primary side of the transformer and quickly reduce the electromagnetic wave output to prevent shortening of the life due to exceeding the absolute maximum rating of the magnetron anode current, and the maximum electromagnetic wave that meets the cooling conditions. You can get the output. This prevents the magnetron from deteriorating and shortening the service life even under abnormal operating conditions where the user accidentally forgets to store food or when the cooling conditions are extremely severe, such as when the intake port is clogged with dust. It is possible to provide a reliable and high-power high-frequency heating device.

【0038】(2)マグネトロンの定格陽極電圧が製造
上ばらついても正確にマグネトロンの陽極温度をマグネ
トロンへの密着型あるいは近接型の温度検出装置などを
一切使用せず遠隔的に検出し、所定値に達すると速やか
に電磁波出力を低下させマグネトロンを熱的ダメージか
ら保護することができ、かつ冷却条件にあった最大限の
電磁波出力を得ることができる。これによってユーザー
が誤って食品の収納を忘れるという異常使用や吸気口が
塵埃で閉塞されたような冷却条件が極めて厳しい動作環
境下の時でもマグネトロンが異常温度上昇して熱破壊す
るというよう不具合が生じない高信頼性で高出力の高周
波加熱装置を提供することができる。
(2) Even if the rated anode voltage of the magnetron varies due to manufacturing, the anode temperature of the magnetron is accurately detected remotely without using a temperature detecting device of a close contact type or a proximity type to the magnetron, and a predetermined value is obtained. Then, the electromagnetic wave output can be promptly reduced to protect the magnetron from thermal damage, and the maximum electromagnetic wave output suitable for the cooling conditions can be obtained. Due to this, even if the user accidentally forgets to store foods or the operating environment is extremely severe under cooling conditions such as the intake port being blocked by dust, the magnetron will rise to an abnormal temperature and cause thermal damage. It is possible to provide a high-reliability and high-output high-frequency heating device that does not occur.

【図面の簡単な説明】[Brief description of drawings]

【図1】本発明の一実施例における高周波加熱装置の要
部回路図
FIG. 1 is a circuit diagram of a main part of a high-frequency heating device according to an embodiment of the present invention.

【図2】(a)同高周波加熱装置のマグネトロンの陽極
電圧と陽極温度との関係を示す図 (b)同高周波加熱装置のマグネトロンの陽極電流と陽
極電圧との関係を示す図 (c)同高周波加熱装置のマグネトロンの陽極電流とト
ランジスタのスイッチングレートとの関係を示す図
FIG. 2A is a diagram showing a relationship between an anode voltage and an anode temperature of a magnetron of the same high-frequency heating apparatus, and FIG. 2B is a diagram showing a relationship between an anode current and an anode voltage of a magnetron of the same high-frequency heating apparatus. The figure which shows the relationship between the anode current of the magnetron of a high frequency heating apparatus, and the switching rate of a transistor.

【図3】同高周波加熱装置のスイッチングレート検出回
路の回路図
FIG. 3 is a circuit diagram of a switching rate detection circuit of the high frequency heating device.

【図4】同高周波加熱装置の制御回路の回路図FIG. 4 is a circuit diagram of a control circuit of the high frequency heating device.

【図5】同高周波加熱装置の制御回路の動作を表す回路
各部の波形のタイミングチャート
FIG. 5 is a timing chart of waveforms of various parts of the circuit showing the operation of the control circuit of the high-frequency heating device.

【図6】同高周波加熱装置の入力電流の変化に付随した
回路各部の波形のタイミングチャート
FIG. 6 is a timing chart of waveforms of various parts of the circuit accompanying changes in the input current of the high-frequency heating device.

【図7】本発明の他の実施例における高周波加熱装置の
スイッチングレート検出回路の回路図
FIG. 7 is a circuit diagram of a switching rate detection circuit of a high frequency heating device according to another embodiment of the present invention.

【図8】(a)同高周波加熱装置のDUTY/DC信号
の調整を行なわない時の特性図 (b)同高周波加熱装置のDUTY/DC信号の調整を
行なった時の特性図
FIG. 8 (a) is a characteristic diagram of the same high-frequency heating device when the DUTY / DC signal is not adjusted. (B) is a characteristic diagram of the same high-frequency heating device when the DUTY / DC signal is adjusted.

【図9】従来の高周波加熱装置の要部回路図FIG. 9 is a circuit diagram of a main part of a conventional high-frequency heating device.

【図10】同高周波加熱装置の不具合点を示す特性図FIG. 10 is a characteristic diagram showing defects of the high-frequency heating device.

【符号の説明】[Explanation of symbols]

1 インバータ部 2 商用電源 3 昇圧トランス 7 マグネトロン 15 トランジスタ(半導体素子) 16 制御部 17 スイッチングレート検出手段 18 高圧整流部 19 入力電流検出手段 20 単方向電源部 79 スイッチングレート調整手段 DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 Inverter section 2 Commercial power source 3 Booster transformer 7 Magnetron 15 Transistor (semiconductor element) 16 Control section 17 Switching rate detecting means 18 High voltage rectifying section 19 Input current detecting means 20 Unidirectional power source section 79 Switching rate adjusting means

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 酒井 伸一 大阪府門真市大字門真1006番地 松下電器 産業株式会社内 (72)発明者 石尾 嘉朗 大阪府門真市大字門真1006番地 松下電器 産業株式会社内 ─────────────────────────────────────────────────── ─── Continuation of the front page (72) Inventor Shinichi Sakai 1006 Kadoma, Kadoma City, Osaka Prefecture Matsushita Electric Industrial Co., Ltd.

Claims (2)

【特許請求の範囲】[Claims] 【請求項1】商用電源を単方向に変換する単方向電源部
と、少なくとも1個の半導体素子を有し、前記半導体素
子を高周波でON/OFFすることにより前記単方向電
源部からの電力を高周波電力に変換するインバータ部
と、前記インバータ部の出力電圧を昇圧する昇圧トラン
スと、前記昇圧トランスの出力電圧を整流する高圧整流
部と、前記高圧整流部の出力を電磁波として放射するマ
グネトロンと、前記単方向電源部への電流を検出する入
力電流検出手段と、前記半導体素子を制御する制御部
と、前記半導体素子のON/OFFのデューティー比を
検出するスイッチングレート検出手段とを備え、前記制
御部は、前記入力電流検出手段の出力を所望値に一定制
御すべく前記半導体素子をON/OFF制御し、かつ前
記スイッチングレート検出手段の出力が所定しきい値以
下になったとき、一定に制御していた入力電流値を低く
変更する構成とした高周波加熱装置。
1. A unidirectional power supply unit for converting a commercial power supply to a unidirectional power supply, and at least one semiconductor element. By turning on / off the semiconductor device at a high frequency, the power from the unidirectional power supply unit is supplied. An inverter unit for converting to high-frequency power, a step-up transformer for stepping up the output voltage of the inverter unit, a high-voltage rectifier unit for rectifying the output voltage of the step-up transformer, and a magnetron for radiating the output of the high-voltage rectifier unit as electromagnetic waves, An input current detection unit that detects a current to the unidirectional power supply unit, a control unit that controls the semiconductor element, and a switching rate detection unit that detects an ON / OFF duty ratio of the semiconductor element are provided. The unit controls ON / OFF of the semiconductor element so as to constantly control the output of the input current detection means to a desired value, and the switching rate. When the output of the detection means is equal to or lower than a predetermined threshold value, constituting a high-frequency heating device for changing a low input current value was controlled to be constant.
【請求項2】商用電源を単方向に変換する単方向電源部
と、少なくとも1個の半導体素子を有し、前記半導体素
子を高周波でON/OFFすることにより前記単方向電
源部からの電力を高周波電力に変換するインバータ部
と、前記インバータ部の出力電圧を昇圧する昇圧トラン
スと、前記昇圧トランスの出力電圧を整流する高圧整流
部と、前記高圧整流部の出力を電磁波として放射するマ
グネトロンと、前記単方向電源部への電流を検出する入
力電流検出手段と、前記半導体素子を制御する制御部
と、前記半導体素子のON/OFFのデューティー比を
検出するスイッチングレート検出手段と、前記マグネト
ロンがある所定温度で動作している時の前記スイッチン
グレート検出手段の出力を所定値に調整するスイッチン
グレート調整手段とを備え、前記制御部は、前記入力電
流検出手段の出力を所望値に一定制御すべく前記半導体
素子をON/OFF制御し、かつ前記スイッチングレー
ト検出手段の出力が所定しきい値以下になったとき、一
定に制御していた入力電流値を低く変更する構成とした
高周波加熱装置。
2. A unidirectional power supply unit for converting a commercial power supply to a unidirectional power supply, and at least one semiconductor element. By turning on / off the semiconductor element at a high frequency, the power from the unidirectional power supply unit is supplied. An inverter unit for converting to high-frequency power, a step-up transformer for stepping up the output voltage of the inverter unit, a high-voltage rectifier unit for rectifying the output voltage of the step-up transformer, and a magnetron for radiating the output of the high-voltage rectifier unit as electromagnetic waves, There are an input current detection unit that detects a current to the unidirectional power supply unit, a control unit that controls the semiconductor element, a switching rate detection unit that detects an ON / OFF duty ratio of the semiconductor element, and the magnetron. And a switching rate adjusting means for adjusting the output of the switching rate detecting means to a predetermined value when operating at a predetermined temperature. The control unit controls ON / OFF of the semiconductor element so as to constantly control the output of the input current detecting means to a desired value, and when the output of the switching rate detecting means becomes a predetermined threshold value or less. , A high-frequency heating device configured to change the input current value, which was controlled to be constant, to a low value.
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