JP2003257613A - Inverter device for microwave oven - Google Patents

Inverter device for microwave oven

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JP2003257613A
JP2003257613A JP2002051508A JP2002051508A JP2003257613A JP 2003257613 A JP2003257613 A JP 2003257613A JP 2002051508 A JP2002051508 A JP 2002051508A JP 2002051508 A JP2002051508 A JP 2002051508A JP 2003257613 A JP2003257613 A JP 2003257613A
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JP
Japan
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power supply
circuit
voltage
inverter
switching
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Application number
JP2002051508A
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Japanese (ja)
Inventor
Hidetake Hayashi
秀竹 林
Teruya Tanaka
照也 田中
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Toshiba Corp
Original Assignee
Toshiba Corp
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Publication date
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    • Y02TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02BCLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B40/00Technologies aiming at improving the efficiency of home appliances, e.g. induction cooking or efficient technologies for refrigerators, freezers or dish washers

Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To provide an inverter device for a microwave oven capable of properly controlling an anode current of a magnetron at lower cost than a conventional inverter device. <P>SOLUTION: A voltage rectified by a rectification circuit 2 in a direct current power supply circuit 31 is divided by voltage dividing resistances 17a and 17b. A control circuit 37 detects changes of a power supply voltage by referring to the divided voltage to change an output condition of an inverter circuit 32 based on its change condition in order to control an anode current of the magnetron 16. <P>COPYRIGHT: (C)2003,JPO

Description

【発明の詳細な説明】Detailed Description of the Invention

【0001】[0001]

【発明の属する技術分野】本発明は、マグネトロンに供
給する駆動電圧を二次側に発生させる高周波トランスの
一次巻線に、ハーフブリッジ型のインバータ回路によっ
て高周波電流を供給するように構成される電子レンジの
インバータ装置に関する。
BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to an electronic device configured to supply a high frequency current to a primary winding of a high frequency transformer for generating a drive voltage to be supplied to a magnetron on a secondary side by a half bridge type inverter circuit. The present invention relates to a range inverter device.

【0002】[0002]

【発明が解決しようとする課題】電子レンジに使用さ
れ、マイクロ波を発生させるマグネトロンを駆動する回
路には、出力の連続可変制御が容易であるインバータ方
式が広く採用されている。インバータ方式の駆動回路で
は、商用交流電源より生成した直流電源を高周波電源に
変換して高周波トランスの一次巻線に供給する。そし
て、トランスの二次巻線に発生する高周波電圧を倍電圧
整流回路などで整流し、整流した電圧をマグネトロンの
アノード,カソード間に印加することでマグネトロンを
駆動するようになっている。
The inverter system, which is used in a microwave oven and which drives a magnetron for generating a microwave, is widely adopted because of its easy continuous variable output control. In the inverter type drive circuit, the DC power source generated from the commercial AC power source is converted into a high frequency power source and supplied to the primary winding of the high frequency transformer. Then, the high frequency voltage generated in the secondary winding of the transformer is rectified by a voltage doubler rectifier circuit and the rectified voltage is applied between the anode and cathode of the magnetron to drive the magnetron.

【0003】また、近年は、電子レンジの大容量化が進
むことに伴って要請される高出力化に対応するため、ハ
ーフブリッジ型のインバータ回路が採用されることが多
い。 ハーフブリッジ型のインバータ回路は、高耐圧の
スイッチング素子を用いずとも高出力化することができ
ると共に、高周波トランスの一次巻線に直流電流成分が
残らないので磁気飽和が生じ難いという利点を有してい
る。
In recent years, a half-bridge type inverter circuit is often used in order to meet the demand for higher output as the capacity of microwave ovens increases. The half-bridge type inverter circuit has the advantages that high output can be achieved without using a high-voltage switching element, and that no DC current component remains in the primary winding of the high-frequency transformer, so that magnetic saturation is unlikely to occur. ing.

【0004】ところで、マグネトロンの出力はアノード
電流の平均値に比例するが、アノード電流のピーク値が
高すぎる場合は、「モーディング」と称される異常動作
(ヒータ電流の過小,アノード電流の過大,負荷インピ
ーダンスの不良などにより、マグネトロンが異常な発振
モードで動作する現象)が発生する場合がある。この
「モーディング」の発生を回避する従来技術の1つとし
て、特開平11−329707号公報に開示されている
電子レンジ用高周波電源装置がある。
The output of the magnetron is proportional to the average value of the anode current, but if the peak value of the anode current is too high, an abnormal operation called "moding" (heater current is too small, anode current is too large) , The phenomenon that the magnetron operates in an abnormal oscillation mode may occur due to defective load impedance. As one of the conventional techniques for avoiding the occurrence of this "moding", there is a high frequency power supply device for a microwave oven disclosed in Japanese Patent Laid-Open No. 11-329707.

【0005】この従来技術は、高周波トランスの一次巻
線に流れる電流を変流器により検出し、その検出電流に
基づいて得られる電圧とマグネトロンの出力設定により
決定された基準電圧との差に相当する誤差電圧を得る。
そして、誤差電圧に比例する周波数でハーフブリッジ型
のインバータ回路をスイッチングさせることで、電流の
ピークを抑制するようにしている。
This prior art is equivalent to the difference between the voltage obtained based on the current detected by the current transformer flowing through the primary winding of the high frequency transformer and the reference voltage determined by the output setting of the magnetron. Error voltage to obtain.
Then, the half-bridge type inverter circuit is switched at a frequency proportional to the error voltage to suppress the current peak.

【0006】しかしながら、上記従来技術では、トラン
スの一次巻線に流れる電流を変流器によって検出する構
成であるため、その分だけコストが上昇してしまうとい
う問題があった。
However, in the above-mentioned conventional technique, the current flowing through the primary winding of the transformer is detected by the current transformer, so that there is a problem that the cost increases accordingly.

【0007】本発明は上記事情に鑑みてなされたもので
あり、その目的は、より低コストでマグネトロンのアノ
ード電流を適切に制御することができる電子レンジのイ
ンバータ装置を提供することにある。
The present invention has been made in view of the above circumstances, and an object thereof is to provide an inverter device for a microwave oven capable of appropriately controlling the anode current of a magnetron at a lower cost.

【0008】[0008]

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するた
め、請求項1記載の電子レンジのインバータ装置は、交
流電源を整流すると共に平滑して直流電源を生成する直
流電源回路と、この直流電源回路の正,負端子間に直列
に接続される2個のスイッチング素子で構成されるイン
バータ回路と、この直流電源回路の正,負端子間に直列
に接続される2個の共振コンデンサの直列回路と、前記
インバータ回路の出力端子と前記2個の共振コンデンサ
の共通接続点との間に一次巻線が接続されると共に、マ
グネトロンの駆動電圧を二次側に発生させる高周波トラ
ンスと、前記交流電源が変化する状態に基づいて、前記
インバータ回路の出力状態を変化させるように制御する
制御回路とで構成されることを特徴とする。
In order to achieve the above object, an inverter device for a microwave oven according to claim 1 rectifies an AC power source and smoothes it to generate a DC power source, and a DC power source. A series circuit of an inverter circuit composed of two switching elements connected in series between the positive and negative terminals of the circuit, and two resonant capacitors connected in series between the positive and negative terminals of this DC power supply circuit And a high frequency transformer for generating a magnetron drive voltage on the secondary side, the primary winding being connected between the output terminal of the inverter circuit and the common connection point of the two resonance capacitors, and the AC power supply. And a control circuit for controlling the output state of the inverter circuit to change based on the changing state.

【0009】即ち、交流電源は、直流電源回路によって
整流・平滑されるが、一般に、電子レンジに使用される
直流電源回路における平滑作用は、力率の低下を防止
し、電源効率を向上させる目的で抑制されている(即
ち、平滑コンデンサの容量が比較的小さく設定されてい
る)。そのため、直流電源回路より出力される直流電源
電圧は、交流電源電圧の振幅変動が比較的大きく反映さ
れた脈流に近い状態となっており、そのような電源をス
イッチングすることで生成される高周波電流の波形振幅
もその振幅変動の影響を受けている。
That is, the AC power supply is rectified and smoothed by the DC power supply circuit. Generally, the smoothing action in the DC power supply circuit used in the microwave oven is intended to prevent the reduction of the power factor and improve the power supply efficiency. Is suppressed (that is, the capacity of the smoothing capacitor is set to be relatively small). Therefore, the DC power supply voltage output from the DC power supply circuit is in a state close to a pulsating current in which the amplitude fluctuations of the AC power supply voltage are reflected relatively large, and the high frequency generated by switching such a power supply. The waveform amplitude of the current is also affected by the amplitude fluctuation.

【0010】従って、交流電源が変化する状態を参照し
て、前記インバータ回路の出力状態を変化させるように
制御することが可能である。そして、交流電源の変化状
態を参照する構成は、従来とは異なり、変流器のような
高価なデバイスを使用することなく簡単に構成できるの
で、より低いコストでマグネトロンのアノード電流を適
切に制御することができる。また、交流電源の変化状態
を参照するので、当該電源電圧に歪等が生じた場合でも
その変化に迅速に応答して制御することが可能となる。
Therefore, it is possible to control so as to change the output state of the inverter circuit with reference to the state where the AC power source changes. And unlike the conventional configuration, the configuration that refers to the changing state of the AC power supply can be easily configured without using expensive devices such as current transformers, so that the anode current of the magnetron can be controlled appropriately at a lower cost. can do. Further, since the changed state of the AC power supply is referred to, even when the power supply voltage is distorted, it is possible to control the change in quick response to the change.

【0011】この場合、請求項2に記載したように、制
御回路を、スイッチング素子のスイッチング周波数を変
化させることでインバータ回路の出力状態を変化させる
ように構成すると良い。即ち、ハーフブリッジ型のイン
バータ回路では、スイッチング素子のスイッチング周波
数に応じて出力状態を容易に変化させることが可能であ
り、制御系を簡単に構成することができる。
In this case, as described in claim 2, the control circuit may be configured to change the output state of the inverter circuit by changing the switching frequency of the switching element. That is, in the half-bridge type inverter circuit, the output state can be easily changed according to the switching frequency of the switching element, and the control system can be easily configured.

【0012】また、請求項3に記載したように、直流電
源回路において整流された電圧を分圧する分圧抵抗を備
えて、制御回路を、前記分圧抵抗により分圧された電圧
を参照することで交流電源の変化を検出するように構成
するのが好ましい。斯様に構成すれば、交流電源電圧の
変化を極めて簡単且つ安価に検出することができる。
Further, as described in claim 3, the control circuit is provided with a voltage dividing resistor for dividing the voltage rectified in the DC power supply circuit, and the voltage divided by the voltage dividing resistor is referred to. It is preferable to detect the change of the AC power source. With such a configuration, it is possible to detect a change in the AC power supply voltage extremely easily and inexpensively.

【0013】以上の場合において、請求項4に記載した
ように、制御回路を、交流電源電圧のゼロクロス点付近
ではインバータ回路の出力を上昇させるように構成する
と良い。即ち、交流電源電圧のゼロクロス点付近では、
高周波トランスの一次巻線に供給される高周波電流の振
幅も低下するのでマグネトロンに供給されるアノード電
流も低下する。斯様な期間が存在するとアノード電流の
平均値が低下してマグネトロンの出力も低下することに
なる。従って、当該期間においてインバータ回路の出力
を上昇させるように制御すれば、交流電源電圧の低下に
伴う高周波電流量の低下を補い、マグネトロンの出力レ
ベルがより平均的となるように維持することができる。
In the above case, as described in claim 4, the control circuit may be configured to increase the output of the inverter circuit near the zero cross point of the AC power supply voltage. That is, near the zero cross point of the AC power supply voltage,
Since the amplitude of the high frequency current supplied to the primary winding of the high frequency transformer also decreases, the anode current supplied to the magnetron also decreases. If such a period exists, the average value of the anode current will decrease and the output of the magnetron will also decrease. Therefore, if the output of the inverter circuit is controlled to increase during the period, it is possible to compensate for the decrease in the amount of high frequency current due to the decrease in the AC power supply voltage and maintain the output level of the magnetron to be more average. .

【0014】また、請求項5に記載したように、制御回
路を、交流電源電圧が所定レベル以上となる期間におい
てインバータ回路の出力を低下させるように構成すると
良い。即ち、上述したように、マグネトロンのアノード
電流のピーク値が上昇し過ぎると「モーディング」が発
生するおそれがあるため、ピーク値を適当なレベルで抑
制する必要がある。この制御についても、交流電源電圧
を参照し、その電圧が所定レベル以上となる期間でイン
バータ回路の出力を低下させれば、高周波トランスの一
次側に供給される高周波電流量を低下させてピークの上
昇を適切に抑制することができる。そして、この場合
も、マグネトロンの出力レベルをより平均的にすること
ができる。
Further, as described in claim 5, it is preferable that the control circuit is configured to reduce the output of the inverter circuit during a period in which the AC power supply voltage is equal to or higher than a predetermined level. That is, as described above, if the peak value of the anode current of the magnetron rises too much, "moding" may occur, so it is necessary to suppress the peak value at an appropriate level. Also for this control, if the output of the inverter circuit is reduced in a period in which the AC power supply voltage is equal to or higher than a predetermined level, the amount of high-frequency current supplied to the primary side of the high-frequency transformer is reduced, and the peak The rise can be suppressed appropriately. Also in this case, the output level of the magnetron can be made more average.

【0015】更に、以上の場合において、請求項6に記
載したように、制御回路に供給するための制御用電源を
交流電源より生成するスイッチング電源回路を備えて、
前記スイッチング電源回路の動作周波数の発振基準タイ
ミングを、インバータ回路のスイッチング周波数の発振
基準タイミングに周期的に同期させるように構成すると
良い。
Further, in the above case, as described in claim 6, a switching power supply circuit for generating a control power supply for supplying to the control circuit from an AC power supply is provided,
The oscillation reference timing of the operating frequency of the switching power supply circuit may be periodically synchronized with the oscillation reference timing of the switching frequency of the inverter circuit.

【0016】一般に、これらの周波数は何れも可聴周波
数よりも十分高くなるように設定されており、単独では
人間の聴覚によって認識されることはない。また、夫々
が可聴周波数より十分高く設定されている場合でも、両
者の周波数が非常に接近していると、それらの差分とな
る周波数が可聴周波数域に属することもあるので、両者
の周波数差は十分大きくなるように設定される。
Generally, all of these frequencies are set to be sufficiently higher than the audible frequency, and are not recognized by human hearing alone. Also, even if each is set sufficiently higher than the audible frequency, if the frequencies are very close to each other, the frequency that is the difference between them may belong to the audible frequency range. It is set to be sufficiently large.

【0017】ところが、斯様に設定されている場合であ
っても、夫々の発振信号が高調波成分を含んでいると、
一方の基本波成分と他方の高調波成分とが接近している
場合があり、その様な場合には、やはり差分の周波数が
不快な発振音として認識されてしまう。そこで、請求項
6のように構成すれば、スイッチング電源回路の動作周
波数の周期性が低下させることができる。尚、ここで言
う「発振基準タイミング」とは、発振信号波形の振幅が
各周期において所定のレベルを示す時(位相)を基準と
するタイミングであり、例えば、振幅が最大値や最小値
を示す時点などである。そして、「一方の発振基準タイ
ミングを、他方の発振基準タイミングに周期的に同期さ
せる」とは、例えば、一方の発振信号波形が最小値を示
す時点で、他方の発振信号波形も同時に最小値を示すよ
うに調整することを意味する。
However, even in such a setting, if each oscillation signal includes a harmonic component,
In some cases, one fundamental wave component and the other harmonic component are close to each other, and in such a case, the difference frequency is recognized as an unpleasant oscillation sound. Therefore, according to the sixth aspect, the periodicity of the operating frequency of the switching power supply circuit can be reduced. The "oscillation reference timing" referred to here is a timing with reference to the time (phase) when the amplitude of the oscillation signal waveform shows a predetermined level in each cycle. For example, the amplitude indicates the maximum value or the minimum value. Such as the time. Then, "to periodically synchronize one oscillation reference timing with the other oscillation reference timing" means, for example, that when one oscillation signal waveform has a minimum value, the other oscillation signal waveform also has a minimum value at the same time. Means to adjust as shown.

【0018】斯様に調整を行うと、被同期側の発振信号
には、同期側の発振周波数成分(基本波若しくはその高
調波)が含まれるようになり、その結果、被同期側の本
来の発振周波数が有している周期性は実質的に低下する
ことになる。尚、スイッチング電源回路においては、動
作周波数が多少変動したとしても電源生成動作に及ぼす
影響は少ない。従って、それに伴って高調波成分のレベ
ルも低下し、結果として、一方の基本波成分と他方の高
調波成分との関係において発生する干渉音のレベルを低
下させることができる。
With this adjustment, the oscillated signal on the synchronized side includes the oscillation frequency component on the synchronized side (fundamental wave or its harmonic), and as a result, the original synchronized signal on the synchronized side. The periodicity of the oscillation frequency will be substantially reduced. It should be noted that in the switching power supply circuit, even if the operating frequency fluctuates to some extent, it has little influence on the power generation operation. Therefore, the level of the higher harmonic wave component is accordingly reduced, and as a result, the level of the interference sound generated in the relationship between the one fundamental wave component and the other higher harmonic wave component can be reduced.

【0019】また、請求項7に記載したように、制御回
路に供給するための制御用電源を交流電源より生成する
スイッチング電源回路を備え、前記スイッチング電源回
路の動作周波数を、インバータ回路の出力状態が最大と
なる場合に対応するスイッチング周波数に一致させるよ
うに構成しても良い。
Further, as described in claim 7, a switching power supply circuit for generating a control power supply for supplying to the control circuit from an AC power supply is provided, and the operating frequency of the switching power supply circuit is determined by the output state of the inverter circuit. It may be configured to match the switching frequency corresponding to the case where is the maximum.

【0020】即ち、インバータ回路のスイッチング周波
数は電子レンジの調理状態に応じて変化するので、スイ
ッチング電源回路の動作周波数を、出力状態が最大とな
る場合に対応するスイッチング周波数に一致させれば、
上述したような一方の基本波成分と他方の高調波成分と
の関係において発生する干渉音のレベルを低下させるこ
とができる。
That is, since the switching frequency of the inverter circuit changes according to the cooking state of the microwave oven, if the operating frequency of the switching power supply circuit matches the switching frequency corresponding to the maximum output state,
It is possible to reduce the level of the interference sound generated in the relationship between the one fundamental wave component and the other harmonic component as described above.

【0021】[0021]

【発明の実施の形態】以下、本発明の第1の実施例につ
いて図1及び図2を参照して説明する。電子レンジに使
用されるインバータ装置の電気的構成を示す図1におい
て、商用交流電源1の両端には、ダイオードブリッジ整
流回路2の交流入力端子が接続されており、その直流出
力端子間には、チョークコイル3及び平滑コンデンサ4
で構成されるフィルタが接続されている。これらは、直
流電源回路31を構成している。
BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION A first embodiment of the present invention will be described below with reference to FIGS. In FIG. 1 showing an electrical configuration of an inverter device used in a microwave oven, an AC input terminal of a diode bridge rectifier circuit 2 is connected to both ends of a commercial AC power source 1, and a DC output terminal thereof has a Choke coil 3 and smoothing capacitor 4
A filter consisting of is connected. These form the DC power supply circuit 31.

【0022】平滑コンデンサ4の両端には、IGBT
(スイッチング素子)5a及び5bの直列回路と、共振
コンデンサ7a及び7bの直列回路が接続されている。
また、IGBT5a,5bの各コレクタ−エミッタ間に
は、帰還用のダイオード6a,6bが夫々逆並列に接続
されている。2つのIGBT5a,5bは、インバータ
回路32を構成している。
An IGBT is connected to both ends of the smoothing capacitor 4.
A series circuit of (switching elements) 5a and 5b and a series circuit of resonance capacitors 7a and 7b are connected.
Further, feedback diodes 6a and 6b are respectively connected in antiparallel between the collectors and the emitters of the IGBTs 5a and 5b. The two IGBTs 5a and 5b form an inverter circuit 32.

【0023】IGBT5a,5bの共通接続点(インバ
ータ回路32の出力端子)と、共振コンデンサ7a,7
bの共通接続点との間には、高周波トランス10の一次
巻線8が接続されており、この一次巻線8と共振コンデ
ンサ7a,7bによって直列共振回路33が構成されて
いる。
A common connection point of the IGBTs 5a and 5b (output terminal of the inverter circuit 32) and the resonance capacitors 7a and 7b.
A primary winding 8 of the high-frequency transformer 10 is connected between the common connection point of b and the primary winding 8 and the resonance capacitors 7a and 7b form a series resonance circuit 33.

【0024】高周波トランス10の二次巻線9には、ダ
イオード12及び13,コンデンサ13及び14からな
る倍電圧整流回路34が接続されており、マグネトロン
16に直流高電圧を供給するようになっている。また、
高周波トランス10の二次側には、マグネトロン16の
フィラメントに電流を供給するためのヒータ巻線11が
配置されている。
The secondary winding 9 of the high frequency transformer 10 is connected to a voltage doubler rectifier circuit 34 including diodes 12 and 13 and capacitors 13 and 14, so that a high DC voltage is supplied to the magnetron 16. There is. Also,
A heater winding 11 for supplying a current to the filament of the magnetron 16 is arranged on the secondary side of the high frequency transformer 10.

【0025】また、整流回路2の直流出力端子間には、
分圧抵抗17a及び17bの直列回路が接続されてお
り、それらの共通接続点(分圧電圧V1を示す)は抵抗
34を介してオペアンプ20の反転入力端子に接続され
ている。オペアンプ20の非反転入力端子には基準電圧
V2が与えられている。オペアンプ20の出力端子は、
逆方向のダイオード21を介して電圧制御発振器(VC
O)22の電圧入力端子に接続されていると共に、ダイ
オード35を介して反転入力端子に接続されている。ま
た、ダイオード21のアノードは、抵抗36を介して反
転入力端子に接続されている。
Further, between the DC output terminals of the rectifier circuit 2,
A series circuit of the voltage dividing resistors 17a and 17b is connected, and their common connection point (indicating the divided voltage V1) is connected to the inverting input terminal of the operational amplifier 20 via the resistor 34. A reference voltage V2 is applied to the non-inverting input terminal of the operational amplifier 20. The output terminal of the operational amplifier 20 is
A voltage controlled oscillator (VC
O) 22 and the inverting input terminal through the diode 35. Further, the anode of the diode 21 is connected to the inverting input terminal via the resistor 36.

【0026】オペアンプ20は、分圧電圧V1のレベル
が基準電圧V2のレベルより低い場合は、出力端子がハ
イレベルとなってダイオード35を導通させる。また、
分圧電圧V1のレベルが基準電圧V2のレベルよりも高
くなると、出力端子がロウレベルとなってダイオード2
1を導通させる。
When the level of the divided voltage V1 is lower than the level of the reference voltage V2, the operational amplifier 20 sets the output terminal to the high level to bring the diode 35 into conduction. Also,
When the level of the divided voltage V1 becomes higher than the level of the reference voltage V2, the output terminal becomes low level and the diode 2
Make 1 conductive.

【0027】電圧制御発振器(VCO)22は、入力電
圧の増加に伴って出力信号の発振周波数が低下するよう
に構成されており、その電圧入力端子には抵抗25を介
して基準電圧Vpが与えられている。電圧制御発振器2
2の出力信号は、駆動制御部23に与えられている。駆
動制御部23の出力端子は、ドライバ24a,24bを
介してIGBT5a,5bのゲートに接続されている。
The voltage controlled oscillator (VCO) 22 is constructed so that the oscillation frequency of the output signal decreases as the input voltage increases, and a reference voltage Vp is applied to its voltage input terminal via a resistor 25. Has been. Voltage controlled oscillator 2
The output signal of 2 is given to the drive control unit 23. The output terminal of the drive control unit 23 is connected to the gates of the IGBTs 5a and 5b via the drivers 24a and 24b.

【0028】また、スイッチング電源回路26は、商用
交流電源1から制御用電源を生成して電圧制御発振器2
2及び駆動制御部23に供給すると共に、ゲート駆動用
電源を生成してドライバ24a,24bに供給するよう
に構成されている。尚、以上の構成において、オペアン
プ20,電圧制御発振器22及び駆動制御部23は、制
御回路37を構成している。
The switching power supply circuit 26 also generates a control power supply from the commercial AC power supply 1 to generate a voltage controlled oscillator 2.
2 and the drive control unit 23, and also generates a gate drive power source and supplies it to the drivers 24a and 24b. In the above configuration, the operational amplifier 20, the voltage controlled oscillator 22, and the drive controller 23 form a control circuit 37.

【0029】次に、本実施例の作用について図2を参照
して説明する。図2は、交流電源電圧(a),電圧制御
発振器22の入力電圧V3(b),及びマグネトロン1
6のアノード電流(c)の波形を示すものである。
Next, the operation of this embodiment will be described with reference to FIG. FIG. 2 shows the AC power supply voltage (a), the input voltage V3 (b) of the voltage controlled oscillator 22, and the magnetron 1.
6 shows a waveform of the anode current (c) of No. 6.

【0030】商用交流電源1の電圧レベルが低い期間、
即ちゼロクロス点付近では、分圧電圧V1のレベルが基
準電圧V2のレベルより低くなるので、オペアンプ20
がダイオード35を導通させて入力電圧V3は基準電圧
V2に等しくなる。そして、商用交流電源1の電圧レベ
ルが高い期間では、分圧電圧V1のレベルが基準電圧V
2のレベルよりも高くなりオペアンプ20がダイオード
21を導通させ、自身を反転増幅器として作用させ入力
電圧V3を基準電圧V2よりも低下させる。
While the voltage level of the commercial AC power supply 1 is low,
That is, in the vicinity of the zero-cross point, the level of the divided voltage V1 becomes lower than the level of the reference voltage V2.
Makes the diode 35 conductive, and the input voltage V3 becomes equal to the reference voltage V2. Then, during the period when the voltage level of the commercial AC power supply 1 is high, the level of the divided voltage V1 is the reference voltage V1.
The voltage becomes higher than the level of 2 and the operational amplifier 20 makes the diode 21 conductive, and acts as an inverting amplifier to lower the input voltage V3 below the reference voltage V2.

【0031】その結果、商用交流電源1の電圧レベルが
低い期間では電圧制御発振器22の発振周波数が低下し
て、インバータ回路32におけるスイッチング周波数が
低下する。すると、高周波トランス10の一次側に供給
される高周波電流量は増加するので、マグネトロン16
のアノード電流は増加する。また、商用交流電源1の電
圧レベルが高い期間では、電圧制御発振器22の発振周
波数が上昇するので、インバータ回路32におけるスイ
ッチング周波数も上昇してアノード電流は減少する。
As a result, the oscillation frequency of the voltage controlled oscillator 22 is lowered and the switching frequency in the inverter circuit 32 is lowered during the period when the voltage level of the commercial AC power supply 1 is low. Then, since the amount of high frequency current supplied to the primary side of the high frequency transformer 10 increases, the magnetron 16
The anode current of increases. Further, since the oscillation frequency of the voltage controlled oscillator 22 rises during the period when the voltage level of the commercial AC power supply 1 is high, the switching frequency in the inverter circuit 32 also rises and the anode current decreases.

【0032】ここで、直流電源回路31より出力される
直流電源電圧は、平滑コンデンサ4の容量が小さく設定
されているため、交流電源電圧の振幅変動が比較的大き
く反映された脈流に近い状態となっている。従って、そ
のような電源をスイッチングすることで生成される高周
波電流の波形振幅もその振幅変動の影響を受けている。
即ち、交流電源電圧のゼロクロス点付近では、高周波ト
ランス10の一次巻線8に供給される高周波電流量も低
下するのでマグネトロン16に供給されるアノード電流
は低下する。
Here, the DC power supply voltage output from the DC power supply circuit 31 is in a state close to a pulsating current in which the amplitude fluctuation of the AC power supply voltage is reflected relatively large because the capacity of the smoothing capacitor 4 is set small. Has become. Therefore, the waveform amplitude of the high frequency current generated by switching such a power supply is also affected by the amplitude fluctuation.
That is, near the zero-cross point of the AC power supply voltage, the amount of high frequency current supplied to the primary winding 8 of the high frequency transformer 10 also decreases, so that the anode current supplied to the magnetron 16 decreases.

【0033】そして、図2(c)において破線で示すよ
うに、本実施例の制御を行わない場合は、商用交流電源
1の電圧レベルが低い期間においてほぼゼロであったア
ノード電流が、本実施例の制御を行うことで実線で示す
ように増加したことになる。従って、マグネトロン16
の駆動が可能となる期間がより長くなっている。
Then, as shown by the broken line in FIG. 2C, when the control of the present embodiment is not performed, the anode current which was almost zero during the period when the voltage level of the commercial AC power supply 1 was low is the present embodiment. By performing the control of the example, it is increased as shown by the solid line. Therefore, the magnetron 16
The period during which it can be driven is longer.

【0034】尚、以上のように制御するため、基準電圧
V2のレベルは通常の制御レベルよりも高めとなるよう
に設定しておく。そして、ダイオード21が導通して入
力電圧V3が低下した場合に、通常の制御レベルとなる
ように設定する。
In order to control as described above, the level of the reference voltage V2 is set to be higher than the normal control level. Then, when the diode 21 becomes conductive and the input voltage V3 drops, the control level is set to the normal control level.

【0035】以上のように本実施例によれば、直流電源
回路31における整流回路2により整流された電圧を分
圧抵抗17a及び17bによって分圧し、制御回路37
は、前記分圧された電圧を参照することで電源電圧の変
化を検出し、その変化状態に基づいてインバータ回路3
2の出力状態を変化させるようにした。
As described above, according to this embodiment, the voltage rectified by the rectifying circuit 2 in the DC power supply circuit 31 is divided by the voltage dividing resistors 17a and 17b, and the control circuit 37 is operated.
Detects a change in the power supply voltage by referring to the divided voltage, and based on the change state, the inverter circuit 3
The output state of No. 2 is changed.

【0036】従って、従来とは異なり、変流器のような
高価なデバイスを使用することなく、分圧抵抗17a及
び17bを用いてより低いコストでマグネトロン16の
アノード電流を適切に制御することができる。また、交
流電源1の変化状態を参照することで、当該電源電圧に
歪等が生じた場合でもその変化に迅速に応答して制御す
ることが可能となる。
Therefore, unlike the prior art, it is possible to appropriately control the anode current of the magnetron 16 at a lower cost by using the voltage dividing resistors 17a and 17b without using an expensive device such as a current transformer. it can. Further, by referring to the changed state of the AC power supply 1, even when the power supply voltage is distorted, it is possible to quickly respond to the change and control.

【0037】また、本実施例によれば、制御回路37
は、IGBT5a,5bのスイッチング周波数を変化さ
せることでインバータ回路32の出力状態を変化させる
ようにした。即ち、ハーフブリッジ型のインバータ回路
15は、IGBT5a,5bのスイッチング周波数に応
じて出力状態を容易に変化させることが可能であるか
ら、制御系を簡単に構成することができる。
Further, according to the present embodiment, the control circuit 37
Changes the output state of the inverter circuit 32 by changing the switching frequency of the IGBTs 5a and 5b. That is, since the half-bridge type inverter circuit 15 can easily change the output state according to the switching frequency of the IGBTs 5a and 5b, the control system can be easily configured.

【0038】更に、本実施例によれば、制御回路37
は、交流電源電圧のゼロクロス点付近ではインバータ回
路32の出力を上昇させるので、交流電源電圧の変化に
伴い高周波トランス10の一次巻線8に供給される高周
波電流の振幅が低下する期間においてインバータ回路3
2の出力を上昇させることで、交流電源電圧の低下に伴
う高周波電流量の低下を補い、マグネトロン16の出力
レベルがより平均的となるように維持することができ
る。従って、駆動効率を向上させることが可能となる。
Further, according to this embodiment, the control circuit 37
Causes the output of the inverter circuit 32 to rise near the zero crossing point of the AC power supply voltage, so that the inverter circuit is reduced during the period in which the amplitude of the high frequency current supplied to the primary winding 8 of the high frequency transformer 10 decreases as the AC power supply voltage changes. Three
By increasing the output of No. 2, it is possible to compensate for the decrease in the amount of high frequency current due to the decrease in the AC power supply voltage, and to maintain the output level of the magnetron 16 at a more average level. Therefore, it is possible to improve the driving efficiency.

【0039】図3は本発明の第2実施例を示すものであ
り、第1実施例と同一部分には同一符号を付して説明を
省略し、以下異なる部分についてのみ説明する。第2実
施例の構成は基本的に第1実施例と同様であるが、制御
思想が異なっている。
FIG. 3 shows a second embodiment of the present invention. The same parts as those of the first embodiment are designated by the same reference numerals and the description thereof will be omitted. Only different parts will be described below. The configuration of the second embodiment is basically the same as that of the first embodiment, but the control concept is different.

【0040】即ち、第1実施例では、基準電圧V2を通
常の制御レベルよりも高めに設定し、ダイオード21が
導通して入力電圧V3が低下した場合に、通常の制御レ
ベルとなるように設定することで、交流電源電圧のゼロ
クロス点付近におけるアノード電流量の低下を補うよう
に制御した。これに対して、第2実施例では、基準電圧
V2を通常の制御レベルに設定し、交流電源電圧のレベ
ルが所定値以上となる期間(例えば、AC100Vの場
合に、30〜50V以上)においてダイオード21が導
通した場合に、入力電圧V3を、通常の制御レベルより
も低下させるようにする。
That is, in the first embodiment, the reference voltage V2 is set higher than the normal control level, and is set to the normal control level when the diode 21 conducts and the input voltage V3 decreases. By doing so, the control was performed so as to compensate for the decrease in the anode current amount near the zero cross point of the AC power supply voltage. On the other hand, in the second embodiment, the reference voltage V2 is set to a normal control level, and the diode is operated during a period in which the level of the AC power supply voltage is a predetermined value or more (for example, 30 to 50 V or more in the case of AC100V). When 21 becomes conductive, the input voltage V3 is made lower than the normal control level.

【0041】即ち、交流電源電圧のレベルが上昇する
と、それに伴ってインバータ回路32の出力が上昇しマ
グネトロン16のアノード電流が上昇するので、マグネ
トロン16の駆動効率が低下したり、前述した「モーデ
ィング」が発生するおそれもある。そこで、交流電源電
圧のレベルが所定値以上となる期間では、インバータ回
路32の出力を低下させ、図3(c)に示すようにアノ
ード電流のピークを低下させる。
That is, when the level of the AC power supply voltage rises, the output of the inverter circuit 32 rises accordingly and the anode current of the magnetron 16 rises, so that the driving efficiency of the magnetron 16 is lowered or the above-mentioned "moding" is performed. May occur. Therefore, during a period in which the level of the AC power supply voltage is equal to or higher than a predetermined value, the output of the inverter circuit 32 is reduced and the peak of the anode current is reduced as shown in FIG.

【0042】以上のように第2実施例によれば、制御回
路37は、交流電源電圧が所定レベル以上となる期間に
おいてインバータ回路32の出力を低下させるので、当
該期間に高周波トランス10の一次側に供給される高周
波電流量を低下させてピークの上昇を適切に抑制するこ
とができ、「モーディング」の発生を抑制すると共に、
マグネトロン16の駆動効率を向上させることができ
る。
As described above, according to the second embodiment, the control circuit 37 lowers the output of the inverter circuit 32 during the period when the AC power supply voltage is above the predetermined level, so that the primary side of the high frequency transformer 10 during that period. It is possible to reduce the amount of high-frequency current supplied to the device and suppress the rise of the peak appropriately, while suppressing the occurrence of "moding",
The driving efficiency of the magnetron 16 can be improved.

【0043】本発明は上記し且つ図面に記載した実施例
に限定されるものではなく、以下のような変形または拡
張が可能である。スイッチング電源回路26の動作周波
数の発振基準タイミングを、インバータ回路32のスイ
ッチング周波数の発振基準タイミングに周期的に同期さ
せるように構成しても良い。一般に、これらの周波数は
何れも可聴周波数よりも十分高くなるように設定されて
おり、単独では人間の聴覚によって認識されることはな
い。また、夫々が可聴周波数より十分高く設定されてい
る場合でも、両者の周波数が非常に接近していると、そ
れらの差分となる周波数が可聴周波数域に属することも
あるので、両者の周波数差は十分大きくなるように設定
される。ところが、斯様に設定されている場合であって
も、夫々の発振信号が高調波成分を含んでいると、一方
の基本波成分と他方の高調波成分とが接近している場合
があり、その様な場合には、やはり差分の周波数が不快
な発振音として認識されてしまう。そこで、上記のよう
に構成すれば、スイッチング電源回路26の動作周波数
の周期性を低下させることができる。
The present invention is not limited to the embodiments described above and shown in the drawings, but the following modifications and expansions are possible. The oscillation reference timing of the operating frequency of the switching power supply circuit 26 may be periodically synchronized with the oscillation reference timing of the switching frequency of the inverter circuit 32. In general, all of these frequencies are set to be sufficiently higher than the audible frequency, and are not recognized by human hearing alone. Also, even if each is set sufficiently higher than the audible frequency, if the frequencies are very close to each other, the frequency that is the difference between them may belong to the audible frequency range. It is set to be sufficiently large. However, even in such a case, if each oscillation signal contains a harmonic component, one fundamental wave component and the other harmonic component may be close to each other, In such a case, the difference frequency is still recognized as an unpleasant oscillation sound. Therefore, if configured as described above, the periodicity of the operating frequency of the switching power supply circuit 26 can be reduced.

【0044】ここで言う「発振基準タイミング」とは、
発振信号波形の振幅が各周期において所定のレベルを示
す時(位相)を基準とするタイミングであり、例えば、
振幅が最大値や最小値を示す時点などである。即ち、
「スイッチング電源回路26の動作周波数の発振基準タ
イミングを、インバータ回路32のスイッチング周波数
の発振基準タイミングに周期的に同期させる」とは、例
えばインバータ回路32のスイッチング周波数を規定す
る発振信号波形が最小値を示す時点で、スイッチング電
源回路26の動作周波数を規定する発振信号波形も同時
に最小値を示すように調整することを意味する。斯様に
調整を行うと、被同期側の発振信号には同期側の発振周
波数成分(基本波若しくはその高調波)が含まれるよう
になり、その結果、被同期側の本来の発振周波数が有し
ている周期性は実質的に低下することになる。(尚、ス
イッチング電源回路26においては、動作周波数が多少
変動したとしても、電源生成動作に及ぼす影響は少な
い)、それに伴って高調波成分のレベルも低下し、結果
として、一方の基本波成分と他方の高調波成分との関係
において発生する干渉音のレベルを低下させることがで
きる。また、この場合の同期−非同期の関係が逆になる
ように設定しても良い。
The "oscillation reference timing" referred to here is
The timing is based on when the amplitude of the oscillation signal waveform shows a predetermined level in each cycle (phase).
For example, when the amplitude shows the maximum value or the minimum value. That is,
"Periodically synchronize the oscillation reference timing of the operating frequency of the switching power supply circuit 26 with the oscillation reference timing of the switching frequency of the inverter circuit 32" means, for example, that the oscillation signal waveform that defines the switching frequency of the inverter circuit 32 has a minimum value. Means that the oscillation signal waveform that defines the operating frequency of the switching power supply circuit 26 is also adjusted to show the minimum value at the same time. With such adjustment, the oscillation signal on the synchronized side includes the oscillation frequency component on the synchronization side (fundamental wave or its harmonic), and as a result, the original oscillation frequency on the synchronized side is present. The periodicity that is occurring will be substantially reduced. (In the switching power supply circuit 26, even if the operating frequency slightly fluctuates, the influence on the power generation operation is small.) As a result, the level of the harmonic component also decreases, and as a result, one of the fundamental wave components The level of the interference sound generated in relation to the other harmonic component can be reduced. Further, the synchronous-asynchronous relationship in this case may be set to be reversed.

【0045】また、スイッチング電源回路26の動作周
波数を、インバータ回路32の出力状態が最大となる場
合に対応するスイッチング周波数に一致させるように構
成しても良い。即ち、インバータ回路32のスイッチン
グ周波数は電子レンジの調理状態に応じて変化するの
で、スイッチング電源回路26の動作周波数を出力状態
が最大となる場合に対応するスイッチング周波数に一致
させれば、上述したような一方の基本波成分と他方の高
調波成分との関係において発生する干渉音のレベルを低
下させることができる。制御回路を1つのマイクロコン
ピュータとして構成しても良い。第1実施例において、
制御回路を、交流電源電圧のゼロクロス点付近におい
て、電圧制御発振回路22の入力電圧を上昇させる構成
としても良い。第1実施例と第2実施例の制御を同時に
行うようにしても良い。準E級のインバータ回路につい
て、同様の制御を適用しても良い。
Further, the operating frequency of the switching power supply circuit 26 may be made to coincide with the switching frequency corresponding to the maximum output state of the inverter circuit 32. That is, since the switching frequency of the inverter circuit 32 changes according to the cooking state of the microwave oven, if the operating frequency of the switching power supply circuit 26 is made to coincide with the switching frequency corresponding to the maximum output state, as described above. It is possible to reduce the level of the interference sound generated in the relationship between the one fundamental wave component and the other harmonic component. The control circuit may be configured as one microcomputer. In the first embodiment,
The control circuit may be configured to increase the input voltage of the voltage controlled oscillator circuit 22 near the zero cross point of the AC power supply voltage. The control of the first embodiment and the control of the second embodiment may be performed simultaneously. Similar control may be applied to the quasi-E class inverter circuit.

【0046】[0046]

【発明の効果】本発明の電子レンジのインバータ装置に
よれば、制御回路は、交流電源が変化する状態に基づい
てインバータ回路の出力状態を変化させるように制御す
るので、従来とは異なり、変流器のような高価なデバイ
スを使用することなく簡単に構成することができ、より
低いコストでマグネトロンのアノード電流を適切に制御
することができる。また、交流電源の変化状態を参照す
るので、当該電源電圧に歪等が生じた場合でもその変化
に迅速に応答して制御することが可能となる。
According to the inverter device for a microwave oven of the present invention, the control circuit controls so as to change the output state of the inverter circuit based on the state in which the AC power source changes. It can be easily constructed without the use of expensive devices such as current transformers, and the magnetron anode current can be properly controlled at a lower cost. Further, since the changed state of the AC power supply is referred to, even when the power supply voltage is distorted, it is possible to control the change in quick response to the change.

【図面の簡単な説明】[Brief description of drawings]

【図1】本発明の第1実施例であり、電子レンジに使用
されるインバータ装置の電気的構成を示す図
FIG. 1 is a diagram showing an electrical configuration of an inverter device used in a microwave oven according to a first embodiment of the present invention.

【図2】(a)は交流電源電圧,(b)は電圧制御発振
器の入力電圧V3,(c)はマグネトロンのアノード電
流の波形を示す図
2A is a diagram showing an AC power supply voltage, FIG. 2B is a diagram showing an input voltage V3 of a voltage controlled oscillator, and FIG. 2C is a diagram showing a waveform of an anode current of a magnetron.

【図3】本発明の第2実施例を示す図2相当図FIG. 3 is a view corresponding to FIG. 2 showing a second embodiment of the present invention.

【符号の説明】[Explanation of symbols]

1は商用交流電源、5a及び5bはIGBT(スイッチ
ング素子)、7a及び7bは共振コンデンサ、8は一次
巻線、10は高周波トランス、16はマグネトロン、1
7a及び17bは分圧抵抗、26はスイッチング電源回
路、31は直流電源回路、32はインバータ回路、37
は制御回路を示す。
1 is a commercial AC power supply, 5a and 5b are IGBTs (switching elements), 7a and 7b are resonance capacitors, 8 is a primary winding, 10 is a high frequency transformer, 16 is a magnetron, 1
7a and 17b are voltage dividing resistors, 26 is a switching power supply circuit, 31 is a DC power supply circuit, 32 is an inverter circuit, 37
Indicates a control circuit.

フロントページの続き Fターム(参考) 3K086 AA01 AA09 BA08 CC02 CD11 DA02 DB15 FA02 FA03 FA04 5H730 AA02 AA14 AA15 AS04 BB26 BB57 BB76 CC01 DD02 DD12 EE06 EE07 EE72 EE79 FD11 FG07 FG26 XX03 XX15 Continued front page    F term (reference) 3K086 AA01 AA09 BA08 CC02 CD11                       DA02 DB15 FA02 FA03 FA04                 5H730 AA02 AA14 AA15 AS04 BB26                       BB57 BB76 CC01 DD02 DD12                       EE06 EE07 EE72 EE79 FD11                       FG07 FG26 XX03 XX15

Claims (7)

【特許請求の範囲】[Claims] 【請求項1】 交流電源を整流すると共に平滑して直流
電源を生成する直流電源回路と、 この直流電源回路の正,負端子間に直列に接続される2
個のスイッチング素子で構成されるインバータ回路と、 この直流電源回路の正,負端子間に直列に接続される2
個の共振コンデンサの直列回路と、 前記インバータ回路の出力端子と前記2個の共振コンデ
ンサの共通接続点との間に一次巻線が接続されると共
に、マグネトロンの駆動電圧を二次側に発生させる高周
波トランスと、 前記交流電源が変化する状態に基づいて、前記インバー
タ回路の出力状態を変化させるように制御する制御回路
とで構成されることを特徴とする電子レンジのインバー
タ装置。
1. A DC power supply circuit for rectifying and smoothing an AC power supply to generate a DC power supply, and a DC power supply circuit connected in series between positive and negative terminals of the DC power supply circuit.
An inverter circuit composed of switching elements and a DC power supply circuit connected in series between the positive and negative terminals 2
A primary winding is connected between the series circuit of the resonance capacitors and an output terminal of the inverter circuit and a common connection point of the two resonance capacitors, and a drive voltage of the magnetron is generated on the secondary side. An inverter device for a microwave oven, comprising: a high-frequency transformer; and a control circuit that controls the output state of the inverter circuit to change based on a state in which the AC power source changes.
【請求項2】 制御回路は、スイッチング素子のスイッ
チング周波数を変化させることでインバータ回路の出力
状態を変化させることを特徴とする請求項1記載の電子
レンジのインバータ装置。
2. The inverter device for a microwave oven according to claim 1, wherein the control circuit changes the output state of the inverter circuit by changing the switching frequency of the switching element.
【請求項3】 直流電源回路において整流された電圧を
分圧する分圧抵抗を備え、 制御回路は、前記分圧抵抗によって分圧された電圧を参
照することで交流電源の変化を検出することを特徴とす
る請求項1または2記載の電子レンジのインバータ装
置。
3. A voltage dividing resistor for dividing a voltage rectified in the DC power supply circuit, wherein the control circuit detects a change in the AC power supply by referring to the voltage divided by the voltage dividing resistor. 3. The inverter device for a microwave oven according to claim 1, wherein the inverter device is a microwave oven.
【請求項4】 制御回路は、交流電源電圧のゼロクロス
点付近では、インバータ回路の出力を上昇させることを
特徴とする請求項1乃至3の何れかに記載の電子レンジ
のインバータ装置。
4. The inverter device for a microwave oven according to claim 1, wherein the control circuit raises the output of the inverter circuit near the zero cross point of the AC power supply voltage.
【請求項5】 制御回路は、交流電源電圧が所定レベル
以上となる期間では、インバータ回路の出力を低下させ
ることを特徴とする請求項1乃至4の何れかに記載の電
子レンジのインバータ装置。
5. The inverter device for a microwave oven according to claim 1, wherein the control circuit reduces the output of the inverter circuit during a period when the AC power supply voltage is at a predetermined level or higher.
【請求項6】 制御回路に供給するための制御用電源を
交流電源より生成するスイッチング電源回路を備え、 前記スイッチング電源回路の動作周波数の発振基準タイ
ミングを、インバータ回路のスイッチング周波数の発振
基準タイミングに周期的に同期させるように構成されて
いることを特徴とする請求項1乃至5の何れかに記載の
電子レンジのインバータ装置。
6. A switching power supply circuit for generating a control power supply for supplying to a control circuit from an AC power supply, wherein an oscillation reference timing of an operating frequency of the switching power supply circuit is set to an oscillation reference timing of a switching frequency of an inverter circuit. The inverter device for a microwave oven according to claim 1, wherein the inverter device is configured to be periodically synchronized.
【請求項7】 制御回路に供給するための制御用電源を
交流電源より生成するスイッチング電源回路を備え、 前記スイッチング電源回路の動作周波数を、インバータ
回路の出力状態が最大となる場合に対応するスイッチン
グ周波数に一致させたことを特徴とする請求項1乃至5
の何れかに記載の電子レンジのインバータ装置。
7. A switching power supply circuit for generating a control power supply for supplying to the control circuit from an AC power supply, and switching the operating frequency of the switching power supply circuit when the output state of the inverter circuit is maximized. 6. Matching the frequency to the frequency.
An inverter device for a microwave oven according to any one of 1.
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