JP2007149445A - Power control device for high frequency induction heating, and its control method - Google Patents

Power control device for high frequency induction heating, and its control method Download PDF

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Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To provide an electric power control device for high frequency induction heating which is not affected by variations in a kind of magnetron, its characteristics, and power supply voltage fluctuations or the like. <P>SOLUTION: Input current detecting parts 71, 72 to detect an input current of an inverter circuit 10 to convert an alternate current power supply voltage 20 into high frequency electric power by rectifying 31 and high-frequency switching are provided, ON voltage information 92 is output by mixing input current waveform information 90 of the input current detecting part and electric power control information 91 to control by a mixing circuit 81 so that output of the input current detecting part becomes to have a prescribed value, it is compared with a saw-tooth wave from a saw-tooth wave generating circuit 83 by a PWM converter 82 and pulse width modulation, and a driving signal to on/off control a switching transistor 39 of the inverter circuit is output. <P>COPYRIGHT: (C)2007,JPO&amp;INPIT

Description

本発明は、電子レンジなどのように、マグネトロンを用いた高周波誘電加熱用電力制御に関するものであり、特にマグネトロンの特性のバラツキや種類、それにマグネトロンのアノードの温度等の差異に影響されない高周波誘電加熱に関するものである。   The present invention relates to power control for high-frequency dielectric heating using a magnetron, such as a microwave oven, and in particular, high-frequency dielectric heating that is not affected by differences in the characteristics and types of magnetron characteristics and the temperature of the magnetron anode. It is about.

従来の公知の高周波加熱装置は、マグネトロンに供給する電力の調節をインバータ制御回路の出力パルス幅によって行っている。信号重畳手段の出力電圧が高くなると前記インバータ制御回路の出力パルス幅は広くなり、マグネトロンに供給する電力は大きくなる構成となっていた。この構成によって信号重畳手段の出力電圧を変えマグネトロンの加熱出力を連続的に変化させることが可能となっていた。   Conventional known high-frequency heating devices adjust the power supplied to the magnetron by the output pulse width of the inverter control circuit. When the output voltage of the signal superimposing means is increased, the output pulse width of the inverter control circuit is increased, and the power supplied to the magnetron is increased. With this configuration, it is possible to change the heating output of the magnetron continuously by changing the output voltage of the signal superimposing means.

また、ヒータはマグネトロンのカソードを兼ねていたので、マグネトロンに電力を供給するトランスは、ヒータにも電力を供給しているため、マグネトロンに供給する電力の変化に応じてヒータに供給する電力も変化していた。このためヒータ温度を適正な範囲に入れようとすると、僅かな加熱出力の変化幅しか取れず、加熱出力を連続的に変えることができなくなる問題があった。   In addition, since the heater also served as the cathode of the magnetron, the transformer that supplies power to the magnetron also supplies power to the heater, so the power supplied to the heater also changes as the power supplied to the magnetron changes. Was. For this reason, if the heater temperature is set within an appropriate range, only a slight change in the heating output can be obtained, and the heating output cannot be changed continuously.

これを解決する高周波加熱装置としては、特許文献1に開示された制御方式がある。図8はこの制御方式を実施する高周波加熱装置を説明する図である。図8において、この加熱制御方式は、マグネトロン701と、マグネトロン701に2次巻電力を供給する高圧整流回路702に高圧電力を供給すると同時に前記マグネトロン701のヒータ715に電力を供給するトランス703と、交流電源704を整流しそれを所定周波数の交流に変換しトランス703に供給するインバータ回路705と、インバータ回路705の入力電力あるいは出力電力を検知する電力検知手段706と、所望する加熱出力設定に対応した出力設定信号を出力する出力設定部707と、電力検知手段706の出力と前記出力設定信号を比較し所望する加熱出力となるよう電力調節信号の直流レベルをコントロールする電力調節部708と、電力検知手段706の出力が基準電圧発生手段の出力レベル718以上になると出力である発振検知信号がLOからHIとなる発振検知手段719と、前記出力設定信号に対応した電圧を発生する比較電圧発生回路716と、出力設定信号をレベル変換回路720によって比較した波形整形信号と、交流電源電圧704を整流する整流回路710の出力を前記波形整形信号と前記発振検知信号に基づいて整形する波形整形回路721と、波形整形回路721の出力信号を前記比較電圧発生回路の出力と比較し小さいときは比較基準電圧を出力し、大きいときは反転増幅する比較回路711と、比較回路711の出力の変動信号を前記電力調節信号に重畳しパルス幅制御信号を出力する信号重畳手段712と、発振回路713と、発振回路713の出力を前記パルス幅制御信号によりパルス幅変調しこの変調出力により前記インバータ回路5を駆動するインバータ制御回路714を備える構成となっている。   As a high-frequency heating apparatus that solves this, there is a control method disclosed in Patent Document 1. FIG. 8 is a diagram for explaining a high-frequency heating apparatus that implements this control method. In FIG. 8, this heating control system includes a magnetron 701, a transformer 703 that supplies high-voltage power to a high-voltage rectifier circuit 702 that supplies secondary winding power to the magnetron 701, and simultaneously supplies power to the heater 715 of the magnetron 701, Inverter circuit 705 that rectifies AC power supply 704, converts it into alternating current of a predetermined frequency and supplies it to transformer 703, power detection means 706 that detects input power or output power of inverter circuit 705, and a desired heating output setting An output setting unit 707 for outputting the output setting signal, a power adjustment unit 708 for comparing the output of the power detection means 706 with the output setting signal and controlling the DC level of the power adjustment signal so as to obtain a desired heating output, The output of the detecting means 706 is higher than the output level 718 of the reference voltage generating means. Then, an oscillation detection means 719 in which the oscillation detection signal as an output changes from LO to HI, a comparison voltage generation circuit 716 that generates a voltage corresponding to the output setting signal, and a waveform in which the output setting signal is compared by the level conversion circuit 720. A waveform shaping circuit 721 that shapes the shaping signal and the output of the rectifier circuit 710 that rectifies the AC power supply voltage 704 based on the waveform shaping signal and the oscillation detection signal, and the output signal of the waveform shaping circuit 721 is the comparison voltage generation circuit. A comparison reference voltage is output when the output is smaller than the output of the comparator, and a comparison circuit 711 that inverts and amplifies the output when the output is larger. The output of the superimposing means 712, the oscillation circuit 713, and the oscillation circuit 713 is subjected to pulse width modulation by the pulse width control signal, and this modulation output is used. It has a structure comprising an inverter control circuit 714 for driving the inverter circuit 5.

上記高周波加熱装置は、マグネトロン701に供給する電力の調節をインバータ制御回路714の出力パルスの幅によって行なっている。信号重畳手段712の出力電圧が高くなると前記インバータ制御回路714の出力パルス幅は広くなり、マグネトロン701に供給する電力は大きくなる。この装置において信号重畳手段712の出力電圧を連続的に変えることによってマグネトロン701の加熱出力を連続的に変化させることが可能となっている。   The high-frequency heating device adjusts the power supplied to the magnetron 701 based on the output pulse width of the inverter control circuit 714. When the output voltage of the signal superimposing means 712 increases, the output pulse width of the inverter control circuit 714 increases, and the power supplied to the magnetron 701 increases. In this apparatus, it is possible to continuously change the heating output of the magnetron 701 by continuously changing the output voltage of the signal superimposing means 712.

この構成によると、交流電源704の整流電圧を入力し比較回路711へ出力する波形整形回路721によって出力設定に応じて整形される。この波形整形回路721の出力を、加熱出力設定信号に対応したレベルの基準信号を発生する比較電圧発生回路716を基準電圧として持つ比較回路711によって反転増幅し、この反転増幅信号と電力調節部708の出力を重畳することによって、信号重畳手段712の出力信号である前記パルス幅制御信号は、加熱出力設定が高出力時と比較して低出力時には交流電源704の振幅最大付近のレベルはより低くなり、前記マグネトロン非発振部分のレベルはより高くなるため、マグネトロンの電源一周期あたりの発振期間は長くなる。これによりヒータへ供給される電力は大きくなる。さらに高出力時にはインバータの入力電流波形が、エンベロープピーク付近で上に凸であり正弦波の整流波形に近い波形となり、高調波電流が抑えられる。   According to this configuration, the waveform shaping circuit 721 that inputs the rectified voltage of the AC power supply 704 and outputs the rectified voltage to the comparison circuit 711 performs shaping according to the output setting. The output of the waveform shaping circuit 721 is inverted and amplified by a comparison circuit 711 having, as a reference voltage, a comparison voltage generation circuit 716 that generates a reference signal of a level corresponding to the heating output setting signal, and the inverted amplification signal and the power adjustment unit 708. When the heating output setting is low, the level near the maximum amplitude of the AC power supply 704 is lower in the pulse width control signal, which is the output signal of the signal superimposing means 712. Thus, the level of the non-oscillating portion of the magnetron becomes higher, so that the oscillation period per one power supply cycle of the magnetron becomes longer. This increases the power supplied to the heater. Further, when the output is high, the input current waveform of the inverter is convex near the envelope peak and becomes a waveform close to a sine wave rectified waveform, thereby suppressing the harmonic current.

このように、波形整形回路721によりパルス幅制御信号を低出力時にはヒータ電流が多くはいるように、高出力時には電源電流高調波が小さくなるように制御することにより、電源電流高調波を低く抑えなおかつヒータ電流の変化を小さくすることができ、信頼性の高い高周波加熱装置を実現することができる、というものである。   In this way, the waveform shaping circuit 721 controls the power supply current harmonics to be low by controlling the power supply current harmonics to be small at high output so that the heater current is large at low output when the pulse width control signal is low output. In addition, the change in the heater current can be reduced, and a highly reliable high-frequency heating device can be realized.

しかしながらこの制御においては、スイッチングトランジスタのON/OFF駆動パルスに、商用電源波形を加工・整形した変調波形を用いてパルス幅変調し、入力電流波形が正弦波に近づくように「見込み制御方式」による波形整形を実施しているので、マグネトロンの特性のバラツキや種類、それにマグネトロンのアノードの温度や電子レンジ内の負荷によるebm(アノード・カソード間電圧)変動、さらに電源電圧変動に対してまでは波形整形が追従しきれていない、ということが判明した。   However, in this control, the ON / OFF drive pulse of the switching transistor is subjected to pulse width modulation using a modulation waveform obtained by processing and shaping the commercial power supply waveform, and the “expected control method” is used so that the input current waveform approaches a sine wave. Since waveform shaping is performed, the waveform is not affected by variations or types of magnetron characteristics, ebm (anode-cathode voltage) fluctuations due to magnetron anode temperature or load in the microwave oven, and even power supply voltage fluctuations. It turned out that shaping did not follow.

ここで、本発明の動機づけとなったマグネトロンの特性のバラツキや種類について簡単に説明する。マグネトロンのVAK(アノード・カソード電圧)−Ib特性は図9で示すように非線形負荷のため、商用電源の位相に応じてON幅を変調して、入力電流波形を正弦波に近づけて力率向上をさせていた。   Here, the variations and types of the characteristics of the magnetron that have motivated the present invention will be briefly described. Since the magnetron VAK (anode-cathode voltage) -Ib characteristic is a non-linear load as shown in FIG. 9, the ON width is modulated according to the phase of the commercial power supply and the input current waveform is made closer to a sine wave to improve the power factor. I was letting.

そして、マグネトロンのこの非線形特性は、マグネトロンの種類により異なり、またマグネトロン温度や、電子レンジ内の被加熱物(負荷)によっても変動するものである。   The nonlinear characteristics of the magnetron vary depending on the type of magnetron, and also vary depending on the magnetron temperature and the object to be heated (load) in the microwave oven.

図9はマグネトロンのアノード・カソード印加電圧−アノード電流特性図であり、(a)はマグネトロンの種類による違い、(b)はマグネトロンの給電のマッチングの善し悪しによる違い、(c)はマグネトロンの温度による違い、をそれぞれ示す図であり、また(a)〜(c)に共通して縦軸はアノード−カソード間電圧、横軸はアノード電流である。   FIG. 9 is a graph showing the anode-cathode applied voltage-anode current characteristics of the magnetron, where (a) is different depending on the type of magnetron, (b) is different depending on whether the power supply matching of the magnetron is good or bad, and (c) is depending on the temperature of the magnetron. The vertical axis represents the anode-cathode voltage and the horizontal axis represents the anode current in common with (a) to (c).

そこで(a)について見ると、A,B,Cは3種類のマグネトロンの特性図で、マグネトロンAの場合、VAKがVAK1(=ebm)になるまでは電流はIA1以下の僅かな電流しか流れない。ところが、VAKがVAK1を超えると電流IAは急激に増加し始める。この領域ではVAKの僅かの違いでIAは大きく変化することとなる。次に、マグネトロンBの場合、VAK2(=ebm)はVAK1より低く、さらにマグネトロンCの場合、VAK3(=ebm)はVAK2よりさらに低くなっている。このようにマグネトロンのこの非線形特性は、マグネトロンの種類A,B,Cにより異なるので、ebmが低いマグネトロンに合わせた変調波形の場合、ebmが高いマグネトロンを使用した時に入力電流波形が歪んでしまった。従来装置ではこれらの問題に対処できなかった。そこで、それらの種類の影響を受けない高周波誘電加熱回路を作ることが課題となっている。   Therefore, looking at (a), A, B, and C are characteristic diagrams of three types of magnetrons. In the case of magnetron A, the current flows only as little as IA1 until VAK becomes VAK1 (= ebm). . However, when VAK exceeds VAK1, the current IA starts to increase rapidly. In this region, IA changes greatly with a slight difference in VAK. Next, in the case of magnetron B, VAK2 (= ebm) is lower than VAK1, and in the case of magnetron C, VAK3 (= ebm) is lower than VAK2. As described above, the non-linear characteristics of the magnetron differ depending on the types A, B, and C of the magnetron. Therefore, in the case of a modulation waveform adapted to a magnetron having a low ebm, the input current waveform is distorted when a magnetron having a high ebm is used. . Conventional devices could not cope with these problems. Therefore, it has been a challenge to make a high-frequency dielectric heating circuit that is not affected by these types.

同じく(b)について見ると、3種類のマグネトロンの特性図はマグネトロンから見た加熱室のインピーダンスマッチングの良、悪を示している。インピーダンスマッチングが良の場合、VAK1(=ebm)が最大で、以下悪くなるにしたがって小さくなってゆく。このようにマグネトロンのこの非線形特性は、インピーダンスマッチングの良、不良でも大きく異なるので、それらの種類の影響を受けない高周波誘電加熱回路を作ることが課題となっている。   Similarly, regarding (b), the characteristic diagrams of the three types of magnetrons show good and bad impedance matching of the heating chamber as seen from the magnetron. When the impedance matching is good, VAK1 (= ebm) is the maximum and becomes smaller as it gets worse. As described above, since the nonlinear characteristics of the magnetron greatly differ depending on whether the impedance matching is good or bad, it is a problem to produce a high-frequency dielectric heating circuit that is not affected by these types.

同じく(c)について見ると、3種類のマグネトロンの特性図はマグネトロンの温度の高低を示している。温度が低い場合、VAK1(=ebm)が最大で、以下次第に温度が高くなるにしたがってebmは低くなってゆく。したがって、マグネトロンの温度を低い方に合わせると、マグネトロンの温度が高くなったときに入力電圧波形が歪んでしまうことが起きた。   Similarly, looking at (c), the characteristics of the three types of magnetrons show the temperature of the magnetron. When the temperature is low, VAK1 (= ebm) is maximum, and ebm gradually decreases as the temperature gradually increases. Therefore, when the temperature of the magnetron is adjusted to the lower side, the input voltage waveform may be distorted when the temperature of the magnetron is increased.

このようにマグネトロンの非線形特性は、マグネトロンの温度の違いでも大きく異なるので、それらの種類の影響を受けない高周波誘電加熱回路を作ることが課題となっている。   As described above, the non-linear characteristics of the magnetron are greatly different depending on the temperature difference of the magnetron. Therefore, it is an object to produce a high-frequency dielectric heating circuit which is not affected by the kind of the magnetron.

上述の課題に対応して、特許文献2に開示された制御方式がある。図10は当該制御方式を実施する高周波加熱装置を説明する構成図である。   In response to the above problem, there is a control method disclosed in Patent Document 2. FIG. 10 is a configuration diagram illustrating a high-frequency heating device that implements the control method.

図10において、交流電源220の交流電圧は4個のダイオード232からなるダイオードブリッジ型整流回路231で整流され、インダクタ234とコンデンサ235からなる平滑回路230を経て、直流電圧に変換される。その後、コンデンサ237とトランス241の1次巻線238からなる共振回路236とスイッチングトランジスタ239からなるインバータ回路で高周波交流に変換され、トランス241を介して、その2次側巻線243に高周波高圧が誘起される。   In FIG. 10, the AC voltage of the AC power supply 220 is rectified by a diode bridge type rectifier circuit 231 including four diodes 232, and converted to a DC voltage via a smoothing circuit 230 including an inductor 234 and a capacitor 235. After that, the resonance circuit 236 composed of the capacitor 237 and the primary winding 238 of the transformer 241 and the inverter circuit composed of the switching transistor 239 are converted into high frequency alternating current, and the high frequency high voltage is applied to the secondary winding 243 via the transformer 241. Induced.

2次巻線243に誘起された高周波高圧は、コンデンサ245、ダイオード246、コンデンサ247、ダイオード248からなる倍電圧整流回路244を介して、高電圧がマグネトロン250のアノード252とカソード251間に印加される。また、トランス241には3次巻線242があって、これによりマグネトロン250のヒータ(カソード)251を加熱する。以上がインバータ回路210である。   The high frequency and high voltage induced in the secondary winding 243 is applied between the anode 252 and the cathode 251 of the magnetron 250 through the voltage doubler rectifier circuit 244 including the capacitor 245, the diode 246, the capacitor 247, and the diode 248. The The transformer 241 has a tertiary winding 242, which heats the heater (cathode) 251 of the magnetron 250. The above is the inverter circuit 210.

次に、インバータのスイッチングトランジスタ239を制御する制御回路270について説明する。先ず、CT等の電流検知手段271でインバータ回路の入力電流を検知して、電流検知手段271からの電流信号を整流回路272で整流し、平滑回路273で平滑し、これと、他方の加熱出力設定に対応した出力設定信号を出力する出力設定部275からの信号を比較回路274で比較する。なお、比較回路274は電力の大きさを制御するための比較を行うので、前記入力信号の代わりにマグネトロン250のアノード電流信号や、あるいは、スイッチングトランジスタ239のコレクタ電流信号等が入力信号であっても有効である。   Next, the control circuit 270 that controls the switching transistor 239 of the inverter will be described. First, the current detection means 271 such as CT detects the input current of the inverter circuit, the current signal from the current detection means 271 is rectified by the rectification circuit 272, smoothed by the smoothing circuit 273, and the other heating output. The comparison circuit 274 compares the signal from the output setting unit 275 that outputs the output setting signal corresponding to the setting. Since the comparison circuit 274 performs comparison for controlling the magnitude of power, the anode current signal of the magnetron 250 or the collector current signal of the switching transistor 239 or the like is an input signal instead of the input signal. Is also effective.

他方、交流電源220をダイオード261で整流し、整形回路262で波形整形する。その後、整形回路262からの信号を反転・波形処理回路263で反転して、波形処理する。整形回路262からの出力信号は後述のゲイン可変アンプ回路291で可変して基準波形信号を出力し、整流回路272からの入力電流波形信号と、このゲイン可変アンプ回路291からの基準波形信号との差を、波形エラー検出回路292により波形誤差信号として出力する。この波形エラー検出回路292からの波形誤差信号と比較回路274からの電流誤差信号をミックスアンドフィルタ回路281(以下、「ミックス回路」という)でミックスしフィルタリングしてON電圧信号を出力し、ノコギリ波発生回路283からのノコギリ波とPWMコンパレータ282で比較して、パルス幅変調してインバータ回路のスイッチングトランジスタ239をオン・オフ制御するものである。   On the other hand, the AC power source 220 is rectified by the diode 261 and the waveform is shaped by the shaping circuit 262. Thereafter, the signal from the shaping circuit 262 is inverted by the inversion / waveform processing circuit 263 to perform waveform processing. The output signal from the shaping circuit 262 is changed by a gain variable amplifier circuit 291 to be described later, and a reference waveform signal is output. The input current waveform signal from the rectifier circuit 272 and the reference waveform signal from the gain variable amplifier circuit 291 are output. The difference is output as a waveform error signal by the waveform error detection circuit 292. The waveform error signal from the waveform error detection circuit 292 and the current error signal from the comparison circuit 274 are mixed and filtered by a mix and filter circuit 281 (hereinafter referred to as “mix circuit”) to output an ON voltage signal, and a sawtooth wave The sawtooth wave from the generation circuit 283 is compared with the PWM comparator 282, and the pulse width modulation is performed to control the switching transistor 239 of the inverter circuit on / off.

図11にそのミックス回路281の1例を示す。ミックス回路281の入力端子は3つあって、端子811に補助変調信号、端子812に波形誤差信号、端子813に電流誤差信号が加えられ、図のような内部回路でミックスされる。810は高周波カットフィルタで、高周波成分が不要な電流誤差信号の高周波成分を除去する機能を有する。高周波成分が存在すると波形誤差信号とミックスした時に波形誤差信号の変動分がきれいに出なくなってしまうからである。   FIG. 11 shows an example of the mix circuit 281. The mix circuit 281 has three input terminals. An auxiliary modulation signal is added to the terminal 811, a waveform error signal is added to the terminal 812, and a current error signal is added to the terminal 813, and they are mixed by an internal circuit as shown in the figure. A high frequency cut filter 810 has a function of removing a high frequency component of a current error signal that does not require a high frequency component. This is because if there is a high-frequency component, fluctuations in the waveform error signal will not appear cleanly when mixed with the waveform error signal.

以上のように、ゲイン可変アンプ回路291により入力電流の大きさに追従した波形基準を自動的に作成し、この波形基準と、電流検知手段271から得られた入力電流波形とを波形エラー検出回路292で比較して波形エラー情報を得るようにし、得られた波形エラー情報を入力電流制御の出力とミックスして、インバータ回路のスイッチングトランジスタ239のオン・オフ駆動信号に変換して使用するものである。   As described above, the waveform reference following the magnitude of the input current is automatically created by the variable gain amplifier circuit 291, and the waveform reference and the input current waveform obtained from the current detection means 271 are used as the waveform error detection circuit. In 292, the waveform error information is obtained by comparison, and the obtained waveform error information is mixed with the output of the input current control and converted into an on / off drive signal for the switching transistor 239 of the inverter circuit. is there.

このように、入力電流の大きさに追従して波形基準に入力電流波形が合致するように制御ループが動作するので、マグネトロンの種類やその特性にバラツキがあっても、また、マグネトロンのアノードの温度や電子レンジ内の負荷によるebm(アノード・カソード間電圧)変動、さらに電源電圧変動があっても、それらの影響を受けない入力電流波形整形が可能になる。
特開平7−136375号公報 特開2004−30981号公報
In this way, the control loop operates so that the input current waveform matches the waveform reference following the magnitude of the input current, so that even if there are variations in the type and characteristics of the magnetron, Even if there is ebm (anode-cathode voltage) fluctuation due to temperature or load in the microwave oven, and even power supply voltage fluctuation, the input current waveform can be shaped without being affected by them.
JP-A-7-136375 JP 2004-30981 A

しかしながら、特許文献2記載の構成では、図11に示したように、反転・波形処理回路263からの補助変調信号811を用いて、波形整形を行っていた。これは波形整形に際して、実際に流れる電流を反映した波形誤差信号812に加えて補助変調信号811を用いることにより、波形整形がうまく行えるという理由に基づくものであった。しかしながら反転・波形処理回路263の採用、更に整流回路272等が必要となるため、構造が複雑、大規模になるという問題があった。   However, in the configuration described in Patent Document 2, as shown in FIG. 11, waveform shaping is performed using the auxiliary modulation signal 811 from the inversion / waveform processing circuit 263. This is based on the reason that the waveform shaping can be performed well by using the auxiliary modulation signal 811 in addition to the waveform error signal 812 reflecting the actually flowing current. However, since the inversion / waveform processing circuit 263 and the rectifier circuit 272 are required, there is a problem that the structure is complicated and large-scale.

また、補助変調信号811の採用に伴い、結局マグネトロンの種類やその特性に応じて、今度は補助変調信号811の調整が必要となり、結局対象となるマグネトロンに応じた回路毎の個別設計が必要となるという問題があった。   In addition, with the adoption of the auxiliary modulation signal 811, eventually the adjustment of the auxiliary modulation signal 811 is required according to the type and characteristics of the magnetron, and eventually individual design for each circuit corresponding to the target magnetron is required. There was a problem of becoming.

更に、トランジスタ239の最初のオン動作開始直前の平滑回路30の出力電圧波形は商用電源の位相に関係なく直流になるので、補助変調信号811の採用に伴い、上記オン動作開始の商用電源位相を補助変調信号811の最も小さくなる、すなわち最もトランジスタ239のオン時間幅が狭くなる90度、270度付近に制御して、マグネトロンに過大電圧が掛かることを防止する必要があり、このための制御調整が複雑になるという問題があった。   Further, since the output voltage waveform of the smoothing circuit 30 immediately before the start of the first on-operation of the transistor 239 becomes a direct current regardless of the phase of the commercial power supply, the use of the auxiliary modulation signal 811 changes the commercial power supply phase at the start of the on-operation. It is necessary to control the auxiliary modulation signal 811 to be the smallest, that is, to control the vicinity of 90 degrees and 270 degrees where the on-time width of the transistor 239 is the smallest, to prevent an excessive voltage from being applied to the magnetron. There was a problem that became complicated.

そこで、本発明は、装置の構成を簡易にして、装置のより小型化を可能にし、マグネトロンの種類やその特性にバラツキがあっても、またマグネトロンのアノードの温度や電子レンジ内の負荷によるebm(アノード・カソード間電圧)変動、さらに電源電圧変動があっても、それらの影響を受けることが無く、運転効率を向上させることができる高周波誘電加熱用電力制御装置およびその制御方法を提供することにある。   Therefore, the present invention simplifies the configuration of the apparatus and enables further downsizing of the apparatus. Even if there are variations in the type and characteristics of the magnetron, the ebm depends on the temperature of the anode of the magnetron and the load in the microwave oven. To provide a power control device for high-frequency dielectric heating and its control method capable of improving operating efficiency without being affected by fluctuations in (anode-cathode voltage) and even power supply voltage fluctuations. It is in.

本発明は、交流電源の電圧を整流し、スイッチングトランジスタの高周波スイッチングのオン時間を変調して高周波電力に変換するインバータ回路を制御する高周波誘電加熱用電力制御装置を提供し、当該装置は、前記交流電源からの前記インバータ回路への入力電流を検知し、入力電流波形情報を出力する入力電流検出部と、前記入力電流波形情報の瞬時変動が抑制されるように、前記入力電流波形情報を前記インバータ回路のスイッチングトランジスタの駆動信号に変換する変換部と、を備える。   The present invention provides a high-frequency dielectric heating power control device that controls an inverter circuit that rectifies the voltage of an AC power supply and modulates the on-time of high-frequency switching of a switching transistor to convert it to high-frequency power, An input current detector that detects an input current from the AC power source to the inverter circuit and outputs the input current waveform information; and the input current waveform information is set so that instantaneous fluctuation of the input current waveform information is suppressed. A conversion unit that converts the drive signal to the switching transistor of the inverter circuit.

前記入力電流検出部及び前記変換部の間に接続され、前記入力電流波形情報と、前記インバータ回路の任意の箇所における電流又は電圧が所定値になるように制御する電力制御情報とをミックスし、オン電圧信号を生成するミックス回路を更に設けることができる。この場合、前記変換部は、前記入力電流が大きい部分はオン時間が短く、前記入力電流が小さい部分はオン時間が長くなるように、前記オン電圧信号を前記駆動信号に変換する。また、ミックス回路は、前記入力電流波形情報と、前記入力電流検出部の出力が所定値になるように制御する電力制御情報とをミックスし、オン電圧信号を生成するよう構成され得る。   It is connected between the input current detection unit and the conversion unit, and mixes the input current waveform information and power control information for controlling the current or voltage at an arbitrary position of the inverter circuit to be a predetermined value, A mix circuit for generating an on-voltage signal can be further provided. In this case, the conversion unit converts the on-voltage signal into the drive signal so that a portion where the input current is large has a short on-time and a portion where the input current is small has a long on-time. The mix circuit may be configured to mix the input current waveform information and power control information for controlling the output of the input current detection unit to have a predetermined value to generate an on-voltage signal.

前記入力電流波形情報は、直接前記ミックス回路に入力され、当該ミックス回路は直接入力された入力電流波形情報を反転し、前記電力制御情報とミックスすることが好ましい。   Preferably, the input current waveform information is directly input to the mix circuit, and the mix circuit inverts the input current waveform information input directly and mixes the input current waveform information with the power control information.

前記入力電流検出部は、前記入力電流を検知する変流器と、検知された前記入力電流を整流し、出力する整流回路とを有するものより構成されうる。   The input current detector may include a current transformer that detects the input current, and a rectifier circuit that rectifies and outputs the detected input current.

本装置には、前記入力電流と出力設定信号と比較して前記電力制御情報を出力する比較回路を更に設けることができる。   The apparatus may further include a comparison circuit that outputs the power control information in comparison with the input current and the output setting signal.

また、前記入力電流検出部は、前記インバータ回路の入力電流を整流した後の単一方向電流を検知して出力するように構成することができる。ここで、前記入力電流検出部には、前記インバータ回路の入力電流を整流した後の単一方向電流を検知するシャント抵抗と、当該シャント抵抗の両端に生ずる電圧を増幅する増幅回路とを設けることができ、前記増幅回路により得られた出力を、前記入力電流波形情報として直接前記ミックス回路に入力する。そして前記増幅回路により得られた出力と出力設定信号と比較して前記電力制御情報を出力する比較回路を更に設けることができる。   Further, the input current detection unit can be configured to detect and output a unidirectional current after rectifying the input current of the inverter circuit. Here, the input current detection unit is provided with a shunt resistor for detecting a unidirectional current after rectifying the input current of the inverter circuit, and an amplifier circuit for amplifying a voltage generated at both ends of the shunt resistor. The output obtained by the amplifier circuit is directly input to the mix circuit as the input current waveform information. A comparison circuit that outputs the power control information by comparing the output obtained by the amplifier circuit with an output setting signal can be further provided.

更に、前記ミックス回路は、前記電力制御情報の高域成分をカットする構成を備え得る。   Furthermore, the said mix circuit can be equipped with the structure which cuts the high frequency component of the said power control information.

更に、前記ミックス回路は、前記入力電流が増加するように制御する場合(以下、「増加制御時」という)と、減少するように制御する場合(以下、「減少制御時」という)との間で回路構成が切り替わるようにすることができる。この場合、前記ミックス回路は、前記入力電流の増加制御時には時定数が増加し、前記入力電流の減少制御時には時定数が減少する。   Further, the mix circuit is controlled between when the input current is controlled to increase (hereinafter referred to as “increase control”) and when it is controlled to decrease (hereinafter referred to as “decrease control”). In this way, the circuit configuration can be switched. In this case, the time constant of the mix circuit increases during the increase control of the input current, and the time constant decreases during the decrease control of the input current.

また、前記ミックス回路には、前記スイッチングトランジスタのコレクタ電圧を所定値に制御するコレクタ電圧制御情報が入力され、前記コレクタ電圧の大きさに応じて回路構成が切り替わるようにすることができる。この場合、前記ミックス回路は、前記コレクタ電圧が低い場合には時定数が増加し、前記コレクタ電圧が高い場合には時定数が減少する。   In addition, collector voltage control information for controlling the collector voltage of the switching transistor to a predetermined value is input to the mix circuit, and the circuit configuration can be switched according to the magnitude of the collector voltage. In this case, the time constant of the mix circuit increases when the collector voltage is low, and decreases when the collector voltage is high.

さらに、前記入力電流検出部には、商用電源の高次周波数部分および高周波スイッチング周波数等の高周波部分を減衰するフィルタ回路を設けることができる。前記フィルタ回路に位相進み補償を付加してもよい。   Further, the input current detection unit can be provided with a filter circuit for attenuating high-frequency portions such as a high-order frequency portion and a high-frequency switching frequency of a commercial power supply. Phase lead compensation may be added to the filter circuit.

また、前記変換部は、前記オン電圧信号と所定の搬送波を重ね合わせて、前記スイッチングトランジスタの駆動信号を生成するパルス幅変調回路より構成され得る。   In addition, the conversion unit may be configured by a pulse width modulation circuit that generates a drive signal for the switching transistor by superimposing the ON voltage signal and a predetermined carrier wave.

更に本発明は、交流電源の電圧を整流し、スイッチングトランジスタの高周波スイッチングのオン時間を変調して高周波電力に変換するインバータ回路を制御する高周波誘電加熱用電力制御方法を提供し、該方法は、前記交流電源からの前記インバータ回路への入力電流を検知するステップと、前記入力電流に対応した入力電流波形情報を取得するステップと、当該入力電流波形情報の瞬時変動が抑制されるように、前記入力電流波形情報を前記インバータ回路のスイッチングトランジスタの駆動信号に変換するステップと、を備える。   Furthermore, the present invention provides a high-frequency dielectric heating power control method for controlling an inverter circuit that rectifies the voltage of an AC power source and modulates the on-time of high-frequency switching of the switching transistor to convert it to high-frequency power. Detecting the input current from the AC power source to the inverter circuit, obtaining the input current waveform information corresponding to the input current, and so as to suppress instantaneous fluctuations of the input current waveform information. Converting input current waveform information into a drive signal for the switching transistor of the inverter circuit.

本発明によれば、交流電源電圧を整流して所定周波数の交流に変換するインバータ回路の入力電流波形情報が、その瞬時変動が抑制されるようなインバータ回路のスイッチングトランジスタの駆動信号に変換される。例えば、入力電流波形情報をオン時間変調方式によりインバータ回路のスイッチングトランジスタのオン・オフ駆動信号に変換して使用する。従って、入力電流が大きい部分は小さく、小さい部分は大きくなるように反転して入力電流を補正する制御ループが構成される。従って、マグネトロンの種類やその特性にバラツキがあっても、またマグネトロンのアノードの温度や電子レンジ内の負荷によるebm(アノード・カソード間電圧)変動、更に電源電圧変動があっても、これらの影響を受けない入力電流波形整形が、より簡単な構成で得られるようになり、マグネトロンの安定出力が簡単な構成で達成される。   According to the present invention, the input current waveform information of the inverter circuit that rectifies the AC power supply voltage and converts it into alternating current of a predetermined frequency is converted into the drive signal of the switching transistor of the inverter circuit so that the instantaneous fluctuation is suppressed. . For example, input current waveform information is converted into an on / off drive signal for a switching transistor of an inverter circuit using an on-time modulation method. Therefore, a control loop for correcting the input current by inverting so that the portion where the input current is large is small and the small portion is large is configured. Therefore, even if there are variations in the type of magnetron and its characteristics, ebm (anode-cathode voltage) fluctuations due to magnetron anode temperature and load in the microwave oven, and even power supply voltage fluctuations, these effects The input current waveform shaping that is not subject to this can be obtained with a simpler configuration, and the stable output of the magnetron can be achieved with a simple configuration.

以下、本発明の実施の形態について、添付図面を用いて詳細に説明する。   Hereinafter, embodiments of the present invention will be described in detail with reference to the accompanying drawings.

(実施の形態1)
図1は本発明の実施の形態1に係る高周波加熱装置を説明するブロック図である。図1において、高周波加熱装置はインバータ回路10と、インバータのスイッチングトランジスタ39を制御する制御回路70と、マグネトロン50とからなる。インバータ回路10は、交流電源20と、ダイオードブリッジ型整流回路31と、平滑回路30と、共振回路36と、スイッチングトランジスタ39、倍電圧整流回路44とを含む。
(Embodiment 1)
FIG. 1 is a block diagram illustrating a high frequency heating apparatus according to Embodiment 1 of the present invention. In FIG. 1, the high-frequency heating device includes an inverter circuit 10, a control circuit 70 that controls a switching transistor 39 of the inverter, and a magnetron 50. The inverter circuit 10 includes an AC power supply 20, a diode bridge rectifier circuit 31, a smoothing circuit 30, a resonance circuit 36, a switching transistor 39, and a voltage doubler rectifier circuit 44.

交流電源20の交流電圧は4個のダイオード32から成るダイオードブリッジ型整流回路31で整流され、インダクタ34とコンデンサ35から成る平滑回路30を経て、直流電圧に変換される。その後、コンデンサ37とトランス41の1次巻線38から成る共振回路36とスイッチングトランジスタ39により高周波交流に変換され、トランス41を介してその2次側巻線43に高周波高圧が誘起される。   The AC voltage of the AC power supply 20 is rectified by a diode bridge type rectifier circuit 31 including four diodes 32, and is converted into a DC voltage through a smoothing circuit 30 including an inductor 34 and a capacitor 35. After that, the resonance circuit 36 including the capacitor 37 and the primary winding 38 of the transformer 41 and the switching transistor 39 convert the high frequency alternating current, and a high frequency high voltage is induced in the secondary winding 43 through the transformer 41.

2次側巻線43に誘起された高周波高圧は、コンデンサ45、ダイオード46、コンデンサ47、ダイオード48から成る倍電圧整流回路44を介して、高電圧がマグネトロン50のアノード52とカソード51間に印加される。また、トランス41には3次巻線42があって、これによりマグネトロン50のヒータ(カソード)51を加熱する。以上がインバータ回路10である。   The high-frequency and high-voltage induced in the secondary winding 43 is applied with a high voltage between the anode 52 and the cathode 51 of the magnetron 50 through the voltage doubler rectifier circuit 44 including the capacitor 45, the diode 46, the capacitor 47, and the diode 48. Is done. Further, the transformer 41 has a tertiary winding 42 to heat the heater (cathode) 51 of the magnetron 50. The above is the inverter circuit 10.

次に、インバータのスイッチングトランジスタ39を制御する制御回路70について説明する。まず、交流電源20とダイオードブリッジ型整流回路31との間に設けられたCT(Current Transformer;変流器)71等より構成される電流検知部が、整流回路72に接続され、CT71と整流回路72よりインバータ回路への入力電流を検知する入力電流検出部が構成される。インバータ回路への入力電流はCT71で絶縁・検出され、その出力は整流回路72で整流され、入力電流波形情報90が生成される。   Next, the control circuit 70 that controls the switching transistor 39 of the inverter will be described. First, a current detection unit including a CT (Current Transformer) 71 provided between the AC power supply 20 and the diode bridge type rectifier circuit 31 is connected to the rectifier circuit 72, and the CT 71 and the rectifier circuit. 72 constitutes an input current detector for detecting the input current to the inverter circuit. The input current to the inverter circuit is insulated and detected by CT 71, and its output is rectified by rectifier circuit 72, and input current waveform information 90 is generated.

整流回路72により得られた電流信号は、平滑回路73で平滑化され、これと、他方の加熱出力設定に対応した出力設定信号を出力する出力設定部75からの信号を比較回路74で比較する。なお、比較回路74は電力の大きさを制御するため、平滑回路73で平滑化された入力電流信号と出力設定部75からの設定信号の比較を行う。従って、平滑回路73で平滑化された入力電流信号の代わりにマグネトロン50のアノード電流信号や、スイッチングトランジスタ39のコレクタ電流信号、あるいはスイッチングトランジスタ39のコレクタ電圧信号等を入力信号として用いることもできる。すなわち、比較回路74は、入力電流検出部の出力が所定値になるように制御する電力制御情報91を出力するが、比較回路74、電力制御情報91は後述するように本発明にとって必須ではない。   The current signal obtained by the rectifier circuit 72 is smoothed by the smoothing circuit 73, and the signal from the output setting unit 75 that outputs the output setting signal corresponding to the other heating output setting is compared by the comparison circuit 74. . Note that the comparison circuit 74 compares the input current signal smoothed by the smoothing circuit 73 with the setting signal from the output setting unit 75 in order to control the magnitude of power. Therefore, instead of the input current signal smoothed by the smoothing circuit 73, an anode current signal of the magnetron 50, a collector current signal of the switching transistor 39, a collector voltage signal of the switching transistor 39, or the like can be used as an input signal. That is, the comparison circuit 74 outputs the power control information 91 for controlling the output of the input current detection unit to be a predetermined value, but the comparison circuit 74 and the power control information 91 are not essential for the present invention as will be described later. .

同様に、図2に示されるようにダイオードブリッジ型整流回路31と平滑回路30間に設けたシャント抵抗86よりなる電流検知部と、その両端電圧を増幅する増幅回路85とで入力電流検出部を構成し、その出力を入力電流波形情報90としてもよい。シャント抵抗86は、ダイオードブリッジ型整流回路31により単一方向に整流された後の入力電流を検知する。   Similarly, as shown in FIG. 2, the input current detection unit is composed of a current detection unit composed of a shunt resistor 86 provided between the diode bridge type rectifier circuit 31 and the smoothing circuit 30, and an amplifier circuit 85 that amplifies the voltage at both ends thereof. The output may be the input current waveform information 90. The shunt resistor 86 detects the input current after being rectified in a single direction by the diode bridge type rectifier circuit 31.

本実施の形態では、入力電流波形情報90と比較回路74からの電力制御情報91をミックス回路81でミックスしフィルタリングしてON(オン)電圧信号92を出力し、ノコギリ波発生回路83からのノコギリ波とPWMコンパレータ82で比較して、パルス幅変調し、インバータ回路のスイッチングトランジスタ39をオン・オフ制御するというように、入力電流波形情報検出系を簡略化している。特に本実施の形態では、入力電流波形情報90が直接ミックス回路81に入力されるという簡略化された構成を採用している。   In the present embodiment, the input current waveform information 90 and the power control information 91 from the comparison circuit 74 are mixed by the mix circuit 81 and filtered to output the ON voltage signal 92, and the sawtooth wave generation circuit 83 receives the sawtooth signal. The input current waveform information detection system is simplified by comparing the wave with the PWM comparator 82, performing pulse width modulation, and controlling on / off of the switching transistor 39 of the inverter circuit. In particular, the present embodiment employs a simplified configuration in which the input current waveform information 90 is directly input to the mix circuit 81.

尚、PWMコンパレータ82は、ON電圧情報92と所定の搬送波であるノコギリ波とを重ね合わせて、スイッチングトランジスタ39の駆動信号を生成するパルス幅変調回路である。ただし、この部分は、交流電源20からの入力電流が大きい部分はオン時間が短く、入力電流が小さい部分はオン時間が長くなるように、ON電圧情報92をインバータ回路のスイッチングトランジスタの駆動信号に変換する変換部として構成されていればよく、この構成には限定されない。   The PWM comparator 82 is a pulse width modulation circuit that generates a drive signal for the switching transistor 39 by superimposing the ON voltage information 92 and a sawtooth wave that is a predetermined carrier wave. However, in this portion, the ON voltage information 92 is used as a drive signal for the switching transistor of the inverter circuit so that the ON time is short when the input current from the AC power supply 20 is large and the ON time is long when the input current is small. What is necessary is just to be comprised as a conversion part to convert, and it is not limited to this structure.

また入力電流波形情報に対するスイッチングトランジスタ39のオン・オフ制御は、入力電流が大きい時はオン時間を短く、逆に小さい時は長くする極性で変換される。従って、そのような波形とするべく、入力電流波形情報は後述するミックス回路81内で反転処理して使用される。   The on / off control of the switching transistor 39 with respect to the input current waveform information is converted with a polarity that shortens the on-time when the input current is large and conversely increases it when the input current is small. Therefore, in order to obtain such a waveform, the input current waveform information is used after being inverted in the mix circuit 81 described later.

図4(a)にミックス回路81の1例を示す。ミックス回路81の入力端子は2つあり、一方に電力制御情報91、他方に入力電流波形情報90が加えられ、図のような内部回路でミックスされる。入力電流波形情報90はミックス回路81に入力して反転回路で反転処理され、補正信号となる。   FIG. 4A shows an example of the mix circuit 81. The mix circuit 81 has two input terminals. The power control information 91 is added to one of them, and the input current waveform information 90 is added to the other, and they are mixed by an internal circuit as shown in the figure. The input current waveform information 90 is input to the mix circuit 81 and inverted by the inverting circuit to become a correction signal.

また、図4(b)のように、電力制御情報91から出力間には、ミックス回路81に交流等価回路で示されるように、高周波カットフィルタが構成される。これによって入力電流波形を整形するための入力電流波形情報90に対して妨害になっていた電力制御に含まれる高周波成分は、このフィルタによりカットされる。   Further, as shown in FIG. 4B, a high-frequency cut filter is configured between the power control information 91 and the output as shown in the AC equivalent circuit in the mix circuit 81. As a result, the high-frequency component included in the power control that has interfered with the input current waveform information 90 for shaping the input current waveform is cut by this filter.

また、図4(c)に示すように、入力電流波形情報90から出力間には、ミックス回路81に交流等価回路で示されるように、低周波カットフィルタが構成される。したがって、電力制御情報91はミックス回路81出力の直流成分に、また入力電流波形情報90は交流成分に変換されることになる。   Further, as shown in FIG. 4C, a low frequency cut filter is configured between the input current waveform information 90 and the output as shown by an AC equivalent circuit in the mix circuit 81. Therefore, the power control information 91 is converted into a DC component of the output of the mix circuit 81, and the input current waveform information 90 is converted into an AC component.

実施の形態1は、以上のように、入力電流波形情報をインバータ回路のスイッチングトランジスタ39のオン・オフ駆動信号に変換して使用するものである。一般に電子レンジ等に使用されるインバータは周知であり、50〜60サイクルの商用交流電源を整流して直流に変換し、変換した直流電源をインバータにより、例えば、20〜50KHz程度の高周波に変換し、変換した高周波を昇圧トランスで昇圧し、さらに倍電圧整流回路で整流した高電圧をマグネトロンに印加するものである。   In the first embodiment, as described above, the input current waveform information is converted into an on / off drive signal for the switching transistor 39 of the inverter circuit and used. In general, inverters used in microwave ovens are well known. 50 to 60 cycles of commercial AC power is rectified and converted to DC, and the converted DC power is converted to high frequency of, for example, about 20 to 50 KHz by the inverter. The converted high frequency is boosted by a step-up transformer, and a high voltage rectified by a voltage doubler rectifier circuit is applied to the magnetron.

インバータの回路方式としては、例えば、商用電源が230V地域等でよく使用されるような直列接続された二つのスイッチングトランジスタを交互にオンさせ、そのスイッチング周波数を制御して出力を変化させる(ハーフ)ブリッジ回路方式と、本発明の図1や、特許文献2の図1等に示すような、スイッチングトランジスタ39を1つ使用してスイッチングを行い、スイッチングパルスのオン時間を変えて出力を変える、いわゆる一石式電圧共振型回路を用いたオン時間変調方式の2通りがある。一石式電圧共振型回路方式は、スイッチングトランジスタ39は1個で済み、オン時間を短くすれば出力は低下し、オン時間を長くすれば出力が増加する、というようにシンプルな構成・制御が可能な方式である。   As an inverter circuit system, for example, two switching transistors connected in series such that a commercial power supply is often used in a 230V region or the like are alternately turned on, and the output is changed by controlling the switching frequency (half). Switching is performed using a bridge circuit system and one switching transistor 39 as shown in FIG. 1 of the present invention, FIG. 1 of Patent Document 2, etc., and the output is changed by changing the ON time of the switching pulse. There are two types of on-time modulation methods using a one-stone voltage resonant circuit. The monolithic voltage resonance type circuit system requires only one switching transistor 39. The output can be reduced if the on-time is shortened, and the output can be increased if the on-time is lengthened. It is a simple method.

図5は本発明の実施の形態1により得られる波形を説明する図で、(a)は入力電流が大きい場合、(b)は入力電流が小さい場合である。また、後述するように、実線は以下の説明で主に用いられる本発明の電力制御装置による補正後の信号形状を表わし、破線は交流電源20からの補正前の瞬時変動する出力の信号形状を表わす。   5A and 5B are diagrams for explaining waveforms obtained by the first embodiment of the present invention. FIG. 5A shows a case where the input current is large, and FIG. 5B shows a case where the input current is small. As will be described later, the solid line represents the signal shape after correction by the power control apparatus of the present invention, which is mainly used in the following description, and the broken line represents the signal shape of the instantaneously changing output from the AC power supply 20 before correction. Represent.

図5(a)において、上から(イ)の入力電流波形情報の波形は、図1では整流回路72の出力で、図2ではアンプ85の出力である入力電流波形情報90であって、破線はマグネトロンの非線形負荷特性に起因する補正前の波形を示している。図5(a)の(ロ)は、ミックス回路81の補正出力であるON電圧情報92で、このON電圧情報92は入力電流波形情報90、電力制御情報91に追従してその大きさが変化し、更に、入力電流の歪み分を相補・補正するために(イ)の反転波形として出力されている。   5A, the waveform of the input current waveform information from (a) from the top is the input current waveform information 90 which is the output of the rectifier circuit 72 in FIG. 1 and the output of the amplifier 85 in FIG. Shows the waveform before correction resulting from the non-linear load characteristics of the magnetron. (B) in FIG. 5A is ON voltage information 92 which is a correction output of the mix circuit 81. The ON voltage information 92 changes in magnitude following the input current waveform information 90 and the power control information 91. Further, in order to complement and correct the distortion of the input current, it is output as the inverted waveform of (a).

図5(a)の(ハ)は、(ロ)で示したON電圧情報92と同等のものを示し、このON電圧情報と、(二)で示す変調用のノコギリ波発生回路83からのノコギリ波がPWMコンパレータ82により比較され、スイッチングトランジスタ39のオン・オフ信号であるPWM信号が生成される。つまり図示のように、PWMコンパレータ82にPWM指令信号として(ハ)のON電圧情報92と、(ニ)のノコギリ波を入力して比較し、ノコギリ波とON電圧情報92が交叉する期間を、オン時間のパルス幅とするパルスのオン時間変調を行う。指令信号(ON電圧情報)92の振幅値が大きい部分(0度、180度近傍、入力電流は小さい部分)では、ノコギリ波との交叉期間も大きいのでオン時間が長く、パルス幅が広くなり、入力電流を上げる極性に補正される。又、ON電圧情報92の振幅値が小さい部分(90度、270度近傍、入力電流は逆に大きい部分)は、ノコギリ波との交叉期間も小さいのでオン時間が短くパルス幅も狭くなり、入力電流を下げる極性に補正するという(ホ)のようなオン・オフ期間のパルス列をPWM信号として出力する。つまり、入力電流波形情報(イ)に対してON電圧情報(ロ)は補正波形として反転しているので、入力電流波形情報(イ)の入力が大きい(90度、270度近傍)部分では、(ニ)のパルス列信号のようにオン時間を短くし、入力電流波形情報(イ)の入力が小さい(0度、180度のゼロクロス近傍)部分では、オン時間を長くして大きくするという、(イ)とは逆の反転出力に変換するものである。これによって入力波形の補正効果が得られるが、特にこの効果はゼロクロス近辺にて大きい。   (C) in FIG. 5A shows the equivalent of the ON voltage information 92 shown in (B), and this ON voltage information and the sawtooth from the modulation sawtooth wave generation circuit 83 shown in (2). The waves are compared by the PWM comparator 82, and a PWM signal that is an on / off signal of the switching transistor 39 is generated. That is, as shown in the figure, the PWM comparator 82 is input with the (c) ON voltage information 92 and the (D) sawtooth wave as a PWM command signal for comparison, and the period in which the sawtooth wave and the ON voltage information 92 cross each other is On-time modulation of a pulse having an on-time pulse width is performed. In the portion where the amplitude value of the command signal (ON voltage information) 92 is large (0 °, near 180 °, the portion where the input current is small), since the crossing period with the sawtooth wave is also large, the on time is long and the pulse width is widened. The polarity is corrected to increase the input current. In addition, the portion where the amplitude value of the ON voltage information 92 is small (near 90 °, 270 °, the portion where the input current is large) has a short crossing period with a sawtooth wave, so the on time is short and the pulse width is narrowed. A pulse train having an on / off period such as (e) for correcting the polarity to decrease the current is output as a PWM signal. That is, since the ON voltage information (b) is inverted as a correction waveform with respect to the input current waveform information (b), in the portion where the input of the input current waveform information (b) is large (near 90 degrees and 270 degrees), In the part where the ON time is shortened as in the pulse train signal of (D) and the input of the input current waveform information (A) is small (near the zero cross of 0 degrees and 180 degrees), the on time is lengthened and increased ( (B) is the reverse of the inverted output. As a result, an effect of correcting the input waveform can be obtained, but this effect is particularly great in the vicinity of the zero cross.

下段の(ト)の波形は、スイッチングトランジスタ39のON幅を示し、(イ)に示す50Hz(あるいは60Hz)の入力電流波形情報が、これを反転した補正波形のON電圧情報(ハ)を(ニ)の高周波のノコギリ波と比較することで、20KHz〜50KHz等の高周波にインバータ変換されて、(ホ)のオン・オフ信号が生成される。このオン・オフ信号(ホ)に応じてスイッチングトランジスタ39は駆動され、高周波電力を昇圧トランス1次側に入力し、昇圧トランス2次側に昇圧された高圧を発生する。(ト)はこのオン・オフ信号(ホ)の各パルスのオン時間が商用電源の周期内でどのように変化しているかを視覚化するために、それぞれのオン時間情報をY軸にプロットし、その各点を結んだものである。   The lower waveform (G) shows the ON width of the switching transistor 39, and the input current waveform information of 50 Hz (or 60 Hz) shown in (A) shows the ON voltage information (C) of the corrected waveform obtained by inverting the input current waveform information. By comparing with the high-frequency sawtooth wave of (d), the inverter is converted to a high frequency of 20 KHz to 50 KHz, etc., and the on / off signal of (e) is generated. In response to the on / off signal (e), the switching transistor 39 is driven to input high frequency power to the primary side of the step-up transformer and generate a high voltage boosted to the secondary side of the step-up transformer. (G) plots each on-time information on the Y-axis to visualize how the on-time of each pulse of this on / off signal (e) changes within the cycle of the commercial power supply. , It connects the points.

上述の説明は、交流電源20からの入力電流が理想的な状態(例えばサイン波)で得られる場合の状態と同一の信号を示している。しかしながら、一般的に交流電源20からの入力電流は、瞬時的に見れば理想的なサイン波から乖離し、変動している。このような現実的な状態を示すのが破線の信号である。この破線で示すように、商用電源の半周期(0から180度)という瞬時の期間でみても、現実の信号は理想信号の状態から乖離し、瞬時変動が生じているのが一般である。このような信号形状は、トランス、倍電圧回路による昇圧作用、倍電圧回路の平滑特性、かつ電圧がebm以上のみのときだけアノード電流が流れるマグネトロン特性等により発生する。すなわち、マグネトロン用のインバータ回路においては不可避的な変動ということができる。   The above description shows the same signal as that when the input current from the AC power supply 20 is obtained in an ideal state (for example, a sine wave). However, generally, the input current from the AC power supply 20 deviates from an ideal sine wave and fluctuates when viewed instantaneously. A broken line signal indicates such a realistic state. As indicated by the broken line, even in an instantaneous period of a half cycle (0 to 180 degrees) of the commercial power supply, the actual signal generally deviates from the ideal signal state, and instantaneous fluctuations are generally generated. Such a signal shape is generated by a transformer, a boosting action by a voltage doubler circuit, a smoothing characteristic of the voltage doubler circuit, and a magnetron characteristic in which an anode current flows only when the voltage is only ebm or higher. That is, it can be said that it is an unavoidable variation in an inverter circuit for a magnetron.

本発明の電力制御装置では、入力電流の変動状態を反映した破線で示された入力電流波形情報((イ)参照)が入力電流検出部より得られ、この入力電流波形情報を元にその後の制御がなされる。この制御は、例えば半周期の如き期間で発現する入力電流波形情報の瞬時変動が、矢印で示すように理想的な信号に近づくよう抑制されるように行なわれる。そして、この抑制はスイッチングトランジスタ39の駆動信号を調整することにより達成される。具体的には、入力電流波形情報が理想信号より小さい場合は、上述したオン時間がより長く、パルス幅がより広くなる。入力電流波形情報が理想信号より大きい場合は、上述したオン時間がより短く、パルス幅がより狭くなる。さらに短い期間の瞬時変動においても、その変動した波形がオン時間情報に反映されて、上記同様の補正がなされる。   In the power control apparatus of the present invention, the input current waveform information (see (A)) indicated by the broken line reflecting the fluctuation state of the input current is obtained from the input current detection unit, and the subsequent input current waveform information is based on this input current waveform information. Control is made. This control is performed so that the instantaneous fluctuation of the input current waveform information that appears in a period such as a half cycle is suppressed so as to approach an ideal signal as indicated by an arrow. This suppression is achieved by adjusting the drive signal of the switching transistor 39. Specifically, when the input current waveform information is smaller than the ideal signal, the above-described on-time is longer and the pulse width is wider. When the input current waveform information is larger than the ideal signal, the above-described ON time is shorter and the pulse width is narrower. Even in the case of instantaneous fluctuations for a shorter period, the changed waveform is reflected in the on-time information, and the same correction as described above is performed.

駆動信号が与えられたスイッチングトランジスタ39の瞬時変動抑制作用により、入力電流波形情報には、矢印で示すような補正がなされ、常時理想波に近い入力がマグネトロンに与えられることとなる。尚、修正後の(ハ)及び(ホ)の図示は省略している。ここで、上記した理想信号は仮想信号であるが、この信号は正弦波になる。   Due to the instantaneous fluctuation suppressing action of the switching transistor 39 to which the drive signal is given, the input current waveform information is corrected as indicated by an arrow, and an input close to the ideal wave is always given to the magnetron. The corrected (c) and (e) are not shown. Here, the ideal signal described above is a virtual signal, but this signal is a sine wave.

すなわち、商用電源の半周期如き短い期間において、理想信号波形と入力電流波形情報の瞬時誤差あるいは補正量の総和は、他の手段で入力電流の大きさ等が制御(電力制御)されているので略ゼロである。また、非線形負荷に起因して入力電流が流れない部分は流す方向に補正されるので、入力電流が大きい部分を減少させて上記略ゼロを成立させている。これは、非線形負荷であっても、その電流波形があたかも線形負荷とみなせるように補正することであり、商用電源電圧波形は正弦波なので、線形負荷に流れる電流波形と同じく、理想波形は正弦波になる。   That is, in a short period such as a half cycle of the commercial power supply, the instantaneous error or the sum of the correction amount of the ideal signal waveform and the input current waveform information is controlled (power control) by the other means. It is almost zero. In addition, since the portion where the input current does not flow due to the non-linear load is corrected in the flowing direction, the portion where the input current is large is decreased to establish the above substantially zero. This is to correct even the nonlinear load so that the current waveform can be regarded as a linear load.Since the commercial power supply voltage waveform is a sine wave, the ideal waveform is a sine wave. become.

このように入力電流波形の変化や、理想波形に対する過不足を打ち消すように、その波形の逆極性で入力電流が補正される。したがって、マグネトロンの非線形負荷によって生じる商用電源周期内の急激な電流変化、すなわち歪はこの制御ループで打ち消され、入力電流波形整形が行なわれることになる。   In this way, the input current is corrected with the reverse polarity of the waveform so as to cancel the change in the input current waveform and the excess or deficiency with respect to the ideal waveform. Therefore, a sudden current change in the commercial power supply cycle caused by the non-linear load of the magnetron, that is, distortion is canceled out by this control loop, and the input current waveform shaping is performed.

更に、このように、入力電流の瞬時値に追従した入力電流波形情報で制御ループが動作するので、マグネトロンの種類やその特性にバラツキがあっても、またマグネトロンのアノードの温度や電子レンジ内の負荷によるebm(アノード・カソード間電圧)変動、さらに電源電圧変動があっても、それらの影響を受けない入力電流波形整形がなされることができる。   Furthermore, since the control loop operates with the input current waveform information that follows the instantaneous value of the input current in this way, even if there are variations in the type and characteristics of the magnetron, the temperature of the anode of the magnetron and the microwave oven Even if there is an ebm (anode-cathode voltage) fluctuation due to the load and a power supply voltage fluctuation, the input current waveform can be shaped without being affected by them.

特に本発明では、瞬時変動する入力電流波形情報を元にスイッチングトランジスタの制御がなされる。入力電流の瞬時変動が、入力電流波形情報という形にて直接ミックス回路81に入力され、ON電圧情報にも反映されるため、入力電流波形歪の抑制や、瞬時変動に対する追随性の優れたスイッチングトランジスタの駆動信号を得ることができる。   In particular, in the present invention, the switching transistor is controlled based on instantaneously varying input current waveform information. Instantaneous fluctuations in input current are directly input to the mix circuit 81 in the form of input current waveform information and reflected in the ON voltage information. Therefore, suppression of input current waveform distortion and switching with excellent follow-up to instantaneous fluctuations are possible. A driving signal for the transistor can be obtained.

本発明の主題は、入力電流波形の歪や瞬時変動が抑制されるように、該情報を有する入力電流波形情報をインバータ回路のスイッチングトランジスタの駆動信号に変換するということである。当該目的達成のためには電力制御情報91は特に必須ではない。電力制御情報91は長期的な期間、すなわち商用電源周期程度より長い周期での電力変動を制御するための情報であり、本発明が狙う交流の半周期の如き短期間、瞬時の変動を補正する情報ではないからである。従って、ミックス回路81、PWMコンパレータ82の採用も実施形態の一例に過ぎず、上述した変換を行なう変換部に相当するものが、入力電流検出部とスイッチングトランジスタの間に存在すればよい。   The subject of the present invention is to convert input current waveform information having this information into a drive signal for a switching transistor of an inverter circuit so that distortion and instantaneous fluctuation of the input current waveform are suppressed. The power control information 91 is not essential for achieving the purpose. The power control information 91 is information for controlling power fluctuations in a long period, that is, a period longer than the commercial power supply period, and corrects instantaneous fluctuations for a short period such as a half cycle of AC targeted by the present invention. It is not information. Therefore, the use of the mix circuit 81 and the PWM comparator 82 is merely an example of the embodiment, and what corresponds to the conversion unit that performs the above-described conversion only needs to exist between the input current detection unit and the switching transistor.

また、電力制御情報を用いる場合においても、上述の実施形態の様に入力電流検出部の出力が所定値になるように制御する電力制御情報91をミックス回路81に入力することは必須ではない。すなわち上述の実施の形態では、電力制御情報91は、入力電流を検知する電流検知部71及び整流回路72(図1)又はシャント抵抗86及び増幅回路85(図2)をその起源としているが、インバータ回路10の任意の箇所における電流又は電圧が所定値になるように制御する情報を電力制御情報として、ミックス回路81に入力することができる。例えば、スイッチングトランジスタ39のコレクタからの情報をそのまま、又は平滑回路73を通じて平滑化して比較回路74に入力し、比較回路74における出力設定信号との比較を経た後の情報を電力制御情報として使用することができる。   Even when the power control information is used, it is not essential to input the power control information 91 for controlling the output of the input current detection unit to a predetermined value as in the above-described embodiment. That is, in the above-described embodiment, the power control information 91 originates from the current detector 71 and the rectifier circuit 72 (FIG. 1) or the shunt resistor 86 and the amplifier circuit 85 (FIG. 2) that detect the input current. Information for controlling the current or voltage at an arbitrary position of the inverter circuit 10 to be a predetermined value can be input to the mix circuit 81 as power control information. For example, information from the collector of the switching transistor 39 is input as it is or smoothed through the smoothing circuit 73 and input to the comparison circuit 74, and the information after comparison with the output setting signal in the comparison circuit 74 is used as power control information. be able to.

次に、図5(b)は図5(a)に対して入力電流の小さい場合を比較して示したもので、(チ)は入力が小さい場合の入力電流波形情報で、図5(a)の(イ)に対応し、(リ)はON電圧情報で、(ヌ)はスイッチングトランジスタのオン幅で、各々図5(a)の(ロ)、(ト)に対応している。また、図示は省略しているが、図5(a)の(ハ)、(ニ)、(ホ)、(ヘ)に示したノコギリ波の比較処理は、ここでも同一の処理が行なわれることは、勿論である。   Next, FIG. 5B shows a comparison with FIG. 5A when the input current is small. FIG. 5B is the input current waveform information when the input is small. ) Corresponds to (i), (ri) is ON voltage information, (nu) is the ON width of the switching transistor, and corresponds to (B) and (G) in FIG. Although not shown, the sawtooth wave comparison process shown in (c), (d), (e), and (f) in FIG. Of course.

(実施の形態2)
次に、本発明の実施の形態2について説明する。本発明の実施の形態2は、制御回路の構成についてのものであるが、図1に示すように、図10の従来例に比較して、反転回路はミックス回路81内に内蔵させた以外は、図10の整流ダイオード261、整形フィルタ262、ゲイン可変アンプ291、反転・波形処理回路263及び波形エラー検出回路292が省略されるので、大幅な削減になり、波形誤差検出ラインが大幅に簡略化され、機器構成の実用的な小型化が容易となり、制御手順が簡単化されて、処理時間が短縮できるので機器の信頼性の向上にもつながる。
(Embodiment 2)
Next, a second embodiment of the present invention will be described. The second embodiment of the present invention relates to the configuration of the control circuit. As shown in FIG. 1, the inversion circuit is incorporated in the mix circuit 81 as compared with the conventional example of FIG. Since the rectifier diode 261, the shaping filter 262, the gain variable amplifier 291, the inversion / waveform processing circuit 263, and the waveform error detection circuit 292 in FIG. 10 are omitted, the waveform error detection line is greatly simplified. In addition, practical downsizing of the device configuration is facilitated, the control procedure is simplified, and the processing time can be shortened, leading to improvement in device reliability.

ここでは、入力電流波形情報90と比較回路74からの電力制御情報91をミックスし、フィルタリング処理してインバータ回路のスイッチングトランジスタ39のオン・オフ駆動信号に変換して使用されるが、以上のように構成することで、入力電流波形情報90を用いる制御ループは入力電流の波形整形に特化し、電力制御情報91を用いる制御ループは電力制御に特化し、ミックス回路81で、お互いの制御自体は特に干渉しない構成として、変換効率を保持している。   Here, the input current waveform information 90 and the power control information 91 from the comparison circuit 74 are mixed, filtered, and converted into an on / off drive signal for the switching transistor 39 of the inverter circuit. With this configuration, the control loop using the input current waveform information 90 is specialized for waveform shaping of the input current, the control loop using the power control information 91 is specialized for power control, and the control circuit itself is controlled by the mix circuit 81. In particular, the conversion efficiency is maintained as a configuration that does not interfere.

(実施の形態3)
この実施の形態3は入力電流検出部に関するものであって、図1に示すように、前記入力電流検出部は、インバータ回路の入力電流をCT71などで検知して、整流回路72より整流出力するように構成したものである。この構成はCT等を用いて入力電流を検出するので絶縁性を保ちつつ大きい信号が取り出せるので、入力電流波形整形の効果は大きく、入力電流の品質が良くなる。
(Embodiment 3)
The third embodiment relates to an input current detection unit. As shown in FIG. 1, the input current detection unit detects an input current of an inverter circuit with a CT 71 or the like, and rectifies and outputs it from a rectification circuit 72. It is comprised as follows. In this configuration, since the input current is detected using CT or the like, a large signal can be extracted while maintaining insulation, so that the effect of shaping the input current waveform is great and the quality of the input current is improved.

また、図2に示す例では、入力電流検出部は、インバータ回路の整流回路31で整流後の単方向電流を、整流回路31と平滑回路30の間に配置されたシャント抵抗86を介して検知して、その両端に生ずる電圧を増幅回路(アンプ)85より増幅し、出力するように構成したものである。この構成はその検出部を電子回路と絶縁する必要がなく、また整流する必要もないので、入力電流検出部を安価に構成できる利点がある。   In the example illustrated in FIG. 2, the input current detection unit detects the unidirectional current rectified by the rectifier circuit 31 of the inverter circuit via the shunt resistor 86 disposed between the rectifier circuit 31 and the smoothing circuit 30. The voltage generated at both ends is amplified by an amplifier circuit (amplifier) 85 and output. This configuration has an advantage that the input current detection unit can be configured at low cost because the detection unit does not need to be insulated from the electronic circuit and does not need to be rectified.

また図2に示す前記入力電流検出部の増幅回路85は商用電源の高次周波数部分や、高周波スイッチング周波数等の高周波部分を減衰するように構成して不要な共振を防止している。具体的には、図3の入力電流検出部の詳細図に示すように、図3(a)のように増幅回路85は、高域カット用のコンデンサを用いて、商用電源の高次周波数部分や、高周波スイッチング周波数等の高周波部分を減衰させている。   Further, the amplifier circuit 85 of the input current detection unit shown in FIG. 2 is configured to attenuate high-frequency portions such as high-order frequency portions of commercial power supplies and high-frequency switching frequencies, thereby preventing unnecessary resonance. Specifically, as shown in the detailed diagram of the input current detection unit in FIG. 3, the amplification circuit 85 uses a high-frequency cut capacitor as shown in FIG. In addition, high-frequency portions such as a high-frequency switching frequency are attenuated.

更に、増幅回路85の高域カット用コンデンサの挿入により、図3(b)の位相特性図に示すように、発生する位相遅れをコンデンサに直列に抵抗を挿入して、位相進み補償を付加して過渡な時間遅れを防止し、制御ループの安定性を確保している。図1の整流回路72においても高周波部分を減衰するような構成や、位相進み補償を付加して過渡な時間遅れを防止する構成を用いることができる。   Further, by inserting a high-frequency cut capacitor of the amplifier circuit 85, a phase delay compensation is added by inserting a resistor in series with the capacitor to generate a phase delay as shown in the phase characteristic diagram of FIG. This prevents transient time delays and ensures the stability of the control loop. The rectifier circuit 72 of FIG. 1 can also use a configuration that attenuates the high-frequency portion or a configuration that adds phase lead compensation to prevent a transient time delay.

(実施の形態4)
実施の形態4は、図1、図2に示すミックス回路81に関するもので、図4(a)に示すミックス回路の構成図に示すように、ミックス回路81には入力波形情報90と、電力制御情報91が2端子に各々入力されている。入力電流波形情報90は補正出力のために反転回路で反転処理される。両信号は、各々C、R1、R2で構成されるフィルタ回路に入力して、フィルタリングの後、ON電圧情報92としてPWMコンパレータ82へ出力される。フィルタ回路は、図4(b)の等価回路図に示すように、電力制御出力91の高域成分をカットするように構成している。このように構成することで入力電流波形整形の妨げとなる高域成分はカットされるので、入力電流波形の品質が向上する。一方、図4(c)の等価回路図に示すように、入力電流波形情報90に対しては低域カットフィルタを構成して、波形保全を行っている。
(Embodiment 4)
The fourth embodiment relates to the mix circuit 81 shown in FIGS. 1 and 2. As shown in the configuration diagram of the mix circuit shown in FIG. 4A, the mix circuit 81 includes input waveform information 90 and power control. Information 91 is input to each of the two terminals. The input current waveform information 90 is inverted by an inverting circuit for correction output. Both signals are input to a filter circuit composed of C, R1, and R2, respectively, and after filtering, are output to the PWM comparator 82 as ON voltage information 92. The filter circuit is configured to cut the high frequency component of the power control output 91 as shown in the equivalent circuit diagram of FIG. With this configuration, the high frequency component that hinders the shaping of the input current waveform is cut, so that the quality of the input current waveform is improved. On the other hand, as shown in the equivalent circuit diagram of FIG. 4C, a low-frequency cut filter is configured for the input current waveform information 90 to perform waveform maintenance.

(実施の形態5)
本発明の実施の形態5は、図6の実施の形態5に関わるミックス回路の構成図に示すように、入力電流検出部の入力電流波形情報と、該入力電流検出部の出力が所定値になるように制御する電力制御情報を合成するミックス回路の特性を、入力電流増加制御時と減少制御時とで差を設けて制御するものである。
(Embodiment 5)
In the fifth embodiment of the present invention, as shown in the configuration diagram of the mix circuit according to the fifth embodiment in FIG. 6, the input current waveform information of the input current detector and the output of the input current detector are set to a predetermined value. The characteristic of the mix circuit that synthesizes the power control information to be controlled is controlled with a difference between the input current increase control and the decrease control.

図6(a)の構成図では、電力制御情報91でSW1をオン/オフして、ON電圧情報92を下降/上昇させる。入力電流の増加制御時は、SW1をオフして図6(b)の等価回路に示すように、C*R2の時定数でON電圧情報を徐々に上げてスイッチングトランジスタのオン幅が広くなるように制御している。   In the configuration diagram of FIG. 6A, SW1 is turned on / off by the power control information 91, and the ON voltage information 92 is lowered / increased. At the time of input current increase control, SW1 is turned off, and the ON voltage information is gradually increased with the time constant of C * R2, as shown in the equivalent circuit of FIG. Is controlling.

入力電流の減少制御時は、SW1をオンして、図6(c)の等価回路に示すように、C*{R1*R2/(R1+R2)}の時定数でON電圧情報を急速に下げてスイッチングトランジスタのオン幅が狭くなるように制御している。すなわち、入力電流の増加制御時と入力電流の減少制御時との間で、ミックス回路81の回路構成が切り替わるものである。特に入力電流の増加制御時には時定数を大きく設定し、入力電流の減少制御時には時定数を小さく設定する。   At the time of input current reduction control, the SW1 is turned on and the ON voltage information is rapidly reduced with the time constant of C * {R1 * R2 / (R1 + R2)} as shown in the equivalent circuit of FIG. Control is performed so that the ON width of the switching transistor is narrowed. That is, the circuit configuration of the mix circuit 81 is switched between the input current increase control and the input current decrease control. In particular, the time constant is set large during input current increase control, and the time constant is set small during input current decrease control.

このように差を設けることで、通常は緩やかに応答する制御特性と、何らかの要因で入力電流が過渡に上昇した場合、素早い応答で入力電流を減少させて部品破壊等を防止する制御特性を実現できる。また、マグネトロンの非直線性負荷に対する制御特性の安定性も確保できる。   By providing a difference in this way, a control characteristic that normally responds gently and a control characteristic that reduces the input current with a quick response when the input current rises transiently for some reason to prevent component destruction, etc. it can. In addition, the stability of the control characteristics against the non-linear load of the magnetron can be ensured.

(実施の形態6)
本発明の実施の形態6は、図7の実施の形態6に関わるミックス回路の構成図に示すように、前記スイッチングトランジスタ39のコレクタ電圧を所定値に制御するコレクタ電圧制御情報を、前記ミックス回路81に入力する。
(Embodiment 6)
In the sixth embodiment of the present invention, as shown in the configuration diagram of the mix circuit according to the sixth embodiment in FIG. 7, the collector voltage control information for controlling the collector voltage of the switching transistor 39 to a predetermined value is stored in the mix circuit. 81.

図7に示すように、コレクタ電圧と基準値とを比較したコレクタ電圧制御情報93でSW2をオン/オフ制御している。コレクタ電圧が低い場合は、SW2をオフしてC*R2の時定数でON電圧情報を徐々に上げてスイッチングトランジスタのオン幅が広くなるように制御している。コレクタ電圧が高い場合は、SW2をオンしてC*{R2*R3/(R2+R3)}の時定数でON電圧情報を急速に下げてスイッチングトランジスタのオン幅が狭くなるように制御している。すなわち、スイッチングトランジスタ39のコレクタ電圧の大きさに応じて、ミックス回路81の回路構成が切り替わるものである。特に、コレクタ電圧が低い場合には時定数が増加し、コレクタ電圧が高い場合には時定数が減少する。   As shown in FIG. 7, the SW2 is on / off controlled by the collector voltage control information 93 that compares the collector voltage with the reference value. When the collector voltage is low, the SW2 is turned off and the ON voltage information is gradually increased with the time constant of C * R2 so that the ON width of the switching transistor is increased. When the collector voltage is high, the SW2 is turned on and the ON voltage information is rapidly lowered with the time constant of C * {R2 * R3 / (R2 + R3)} so that the ON width of the switching transistor is narrowed. That is, the circuit configuration of the mix circuit 81 is switched according to the magnitude of the collector voltage of the switching transistor 39. In particular, the time constant increases when the collector voltage is low, and decreases when the collector voltage is high.

この制御はマグネトロンが発振していないとき、すなわち前記電力制御が機能していないときのマグネトロンへの過大電圧印加防止に効果がある。また、マグネトロンの発振開始以降は、この制御を無効化して電力制御に影響しないようにするため、コレクタ電圧と比較される基準値をマグネトロン発振開始以前に比べて大きく設定するのが好ましい。   This control is effective in preventing application of an excessive voltage to the magnetron when the magnetron is not oscillating, that is, when the power control is not functioning. Further, after the start of oscillation of the magnetron, it is preferable to set a larger reference value compared with the collector voltage than before the start of the magnetron oscillation in order to disable this control and not affect the power control.

以上、本発明の各種実施形態を説明したが、本発明は前記実施形態において示された事項に限定されず、明細書の記載、並びに周知の技術に基づいて、当業者がその変更・応用することも本発明の予定するところであり、保護を求める範囲に含まれる。   Although various embodiments of the present invention have been described above, the present invention is not limited to the matters shown in the above-described embodiments, and those skilled in the art can make modifications and applications based on the description and well-known techniques. This is also the scope of the present invention, and is included in the scope for which protection is sought.

本発明の高周波誘電加熱用電力制御によれば、入力電流が大きい部分は小さく、小さい部分は大きくなるように反転して入力電流を補正する制御ループが構成される。従って、マグネトロンの種類、特性によるバラツキ、アノード・カソード間電圧変動、電源電圧変動等があっても、これらの影響を受けない入力電流波形整形が、より簡単な構成で得られるようになり、マグネトロンの安定出力が簡単な構成で達成される。   According to the power control for high-frequency dielectric heating of the present invention, a control loop is configured that corrects the input current by inverting so that the portion where the input current is large is small and the small portion is large. Therefore, even if there are variations due to magnetron types and characteristics, anode-cathode voltage fluctuations, power supply voltage fluctuations, etc., input current waveform shaping that is not affected by these effects can be obtained with a simpler configuration. Can be achieved with a simple configuration.

本発明の実施の形態1に係る高周波誘電加熱用電力制御装置の構成図。1 is a configuration diagram of a high-frequency dielectric heating power control apparatus according to Embodiment 1 of the present invention. FIG. 本発明の実施の形態3に係る入力電流検出部をアンプで構成した高周波誘電加熱用電力制御装置の構成図。The block diagram of the high frequency dielectric heating power control apparatus which comprised the input current detection part which concerns on Embodiment 3 of this invention with amplifier. 図2に示す増幅回路の詳細を示す回路図。FIG. 3 is a circuit diagram showing details of the amplifier circuit shown in FIG. 2. 本発明の実施の形態4に係るミックス回路の回路図。The circuit diagram of the mix circuit which concerns on Embodiment 4 of this invention. 図1に示す高周波誘電加熱用電力制御装置の各部の波形図。The wave form diagram of each part of the power control apparatus for high frequency dielectric heating shown in FIG. 本発明の実施の形態5に係るミックス回路の構成図。The block diagram of the mix circuit which concerns on Embodiment 5 of this invention. 本発明の実施の形態6に係るミックス回路の構成図。The block diagram of the mix circuit which concerns on Embodiment 6 of this invention. 従来の高周波加熱装置の構成図。The block diagram of the conventional high frequency heating apparatus. 図8に示す高周波加熱装置のアノード・カソード印加電圧−アノード電流特性図。The anode-cathode applied voltage-anode current characteristic view of the high-frequency heating device shown in FIG. 従来の高周波誘電加熱用電力制御装置の構成図。The block diagram of the conventional electric power control apparatus for high frequency dielectric heating. 図10に示すミックス回路の構成図。FIG. 11 is a configuration diagram of a mix circuit shown in FIG. 10.

符号の説明Explanation of symbols

10 インバータ回路
20 交流電源
30 平滑回路
31 ダイオードブリッジ型整流回路
32 ダイオード
34 インダクタ
35 コンデンサ
36 共振回路
37 コンデンサ
38 1次巻線
39 スイッチングトランジスタ
41 トランス
42 3次巻線
43 2次巻線
45 コンデンサ
46 ダイオード
47 コンデンサ
48 ダイオード
50 マグネトロン
51 カソード
52 アノード
70 制御回路
71 電流検知部
72 整流回路
73 平滑回路
74 比較回路
75 出力設定部
81 ミックス回路
82 PWMコンパレータ
83 ノコギリ波発生回路
85 増幅回路
86 シャント抵抗
90 入力電流波形情報
91 電力制御情報
92 ON電圧情報
93 コレクタ電圧制御情報
DESCRIPTION OF SYMBOLS 10 Inverter circuit 20 AC power supply 30 Smoothing circuit 31 Diode bridge type rectifier circuit 32 Diode 34 Inductor 35 Capacitor 36 Resonant circuit 37 Capacitor 38 Primary winding 39 Switching transistor 41 Transformer 42 Tertiary winding 43 Secondary winding 45 Capacitor 46 Diode 47 capacitor 48 diode 50 magnetron 51 cathode 52 anode 70 control circuit 71 current detection unit 72 rectifier circuit 73 smoothing circuit 74 comparison circuit 75 output setting unit 81 mix circuit 82 PWM comparator 83 sawtooth wave generation circuit 85 amplification circuit 86 shunt resistor 90 input current Waveform information 91 Power control information 92 ON voltage information 93 Collector voltage control information

Claims (17)

交流電源の電圧を整流し、スイッチングトランジスタの高周波スイッチングのオン時間を変調して高周波電力に変換するインバータ回路を制御する高周波誘電加熱用電力制御装置であって、
前記交流電源からの前記インバータ回路への入力電流を検知し、入力電流波形情報を出力する入力電流検出部と、
前記入力電流波形情報の瞬時変動が抑制されるように、前記入力電流波形情報を前記インバータ回路のスイッチングトランジスタの駆動信号に変換する変換部と、
を備える高周波誘電加熱用電力制御装置。
A power control device for high-frequency dielectric heating that controls an inverter circuit that rectifies the voltage of an AC power supply, modulates the on-time of high-frequency switching of a switching transistor, and converts it into high-frequency power,
An input current detection unit that detects an input current from the AC power source to the inverter circuit and outputs input current waveform information;
A converter that converts the input current waveform information into a drive signal of a switching transistor of the inverter circuit so that instantaneous fluctuation of the input current waveform information is suppressed;
A power control apparatus for high frequency dielectric heating comprising:
請求項1記載の高周波誘電加熱用電力制御装置であって、
前記入力電流検出部及び前記変換部の間に接続され、前記入力電流波形情報と、前記インバータ回路の任意の箇所における電流又は電圧が所定値になるように制御する電力制御情報とをミックスし、オン電圧信号を生成するミックス回路を更に有し、
前記変換部は、前記入力電流が大きい部分はオン時間が短く、前記入力電流が小さい部分はオン時間が長くなるように、前記オン電圧信号を前記駆動信号に変換する高周波誘電加熱用電力制御装置。
A power control apparatus for high frequency dielectric heating according to claim 1,
It is connected between the input current detection unit and the conversion unit, and mixes the input current waveform information and power control information for controlling the current or voltage at an arbitrary position of the inverter circuit to be a predetermined value, A mix circuit for generating an on-voltage signal;
The converter is a high-frequency dielectric heating power control device that converts the on-voltage signal into the drive signal so that a portion with a large input current has a short on-time and a portion with a small input current has a long on-time. .
請求項2記載の高周波誘電加熱用電力制御装置であって、
前記ミックス回路は、前記入力電流波形情報と、前記入力電流検出部の出力が所定値になるように制御する電力制御情報とをミックスし、オン電圧信号を生成する高周波誘電加熱用電力制御装置。
A power control apparatus for high frequency dielectric heating according to claim 2,
The high-frequency dielectric heating power control device, wherein the mix circuit mixes the input current waveform information and power control information for controlling the output of the input current detection unit to have a predetermined value to generate an on-voltage signal.
請求項2記載の高周波誘電加熱用電力制御装置であって、
前記入力電流波形情報は、直接前記ミックス回路に入力され、当該ミックス回路は直接入力された入力電流波形情報を反転し、前記電力制御情報とミックスする高周波誘電加熱用電力制御装置。
A power control apparatus for high frequency dielectric heating according to claim 2,
The input current waveform information is directly input to the mix circuit, and the mix circuit inverts the input current waveform information input directly and mixes it with the power control information.
請求項1記載の高周波誘電加熱用電力制御装置であって、
前記入力電流検出部は、前記入力電流を検知する変流器と、検知された前記入力電流を整流し、出力する整流回路とを有する高周波誘電加熱用電力制御装置。
A power control apparatus for high frequency dielectric heating according to claim 1,
The power control device for high frequency dielectric heating, wherein the input current detection unit includes a current transformer that detects the input current, and a rectifier circuit that rectifies and outputs the detected input current.
請求項3記載の高周波誘電加熱用電力制御装置であって、
前記入力電流と出力設定信号と比較して前記電力制御情報を出力する比較回路を更に備える高周波誘導加熱用電力制御装置。
A power control apparatus for high frequency dielectric heating according to claim 3,
A power control apparatus for high frequency induction heating, further comprising a comparison circuit that outputs the power control information in comparison with the input current and an output setting signal.
請求項3記載の高周波誘電加熱用電力制御装置であって、
前記入力電流検出部は、前記インバータ回路の入力電流を整流した後の単一方向電流を検知して出力するように構成した高周波誘電加熱用電力制御装置。
A power control apparatus for high frequency dielectric heating according to claim 3,
The high-frequency dielectric heating power control device configured to detect and output a unidirectional current after rectifying the input current of the inverter circuit.
請求項7記載の高周波誘電加熱用電力制御装置であって、
前記入力電流検出部は、前記インバータ回路の入力電流を整流した後の単一方向電流を検知するシャント抵抗と、当該シャント抵抗の両端に生ずる電圧を増幅する増幅回路を有し、
前記増幅回路により得られた出力を、前記入力電流波形情報として直接前記ミックス回路に入力し、
前記増幅回路により得られた出力と出力設定信号と比較して前記電力制御情報を出力する比較回路を更に備える高周波誘導加熱用電力制御装置。
The power control device for high frequency dielectric heating according to claim 7,
The input current detection unit includes a shunt resistor that detects a unidirectional current after rectifying the input current of the inverter circuit, and an amplifier circuit that amplifies a voltage generated at both ends of the shunt resistor.
The output obtained by the amplifier circuit is directly input to the mix circuit as the input current waveform information,
A power control apparatus for high frequency induction heating, further comprising a comparison circuit that outputs the power control information by comparing an output obtained by the amplifier circuit with an output setting signal.
請求項2記載の高周波誘電加熱用電力制御装置であって、
前記ミックス回路は、前記電力制御情報の高域成分をカットする構成を有する高周波誘電加熱用電力制御装置。
A power control apparatus for high frequency dielectric heating according to claim 2,
The high-frequency dielectric heating power control apparatus has a configuration in which the mix circuit cuts a high frequency component of the power control information.
請求項2記載の高周波誘電加熱用電力制御装置であって、
前記ミックス回路は、前記入力電流の増加制御時と前記入力電流の減少制御時との間で回路構成が切り替わる高周波誘電加熱用電力制御装置。
A power control apparatus for high frequency dielectric heating according to claim 2,
The mixing circuit is a high-frequency dielectric heating power control device in which a circuit configuration is switched between when the input current is increased and when the input current is decreased.
請求項10記載の高周波誘電加熱用電力制御装置であって、
前記ミックス回路は、前記入力電流の増加制御時には時定数が増加し、前記入力電流の減少制御時には時定数が減少する高周波誘電加熱用電力制御装置。
A power control apparatus for high frequency dielectric heating according to claim 10,
The power control apparatus for high frequency dielectric heating, wherein the mix circuit has a time constant that increases when the input current is increased and decreases when the input current is decreased.
請求項2記載の高周波誘電加熱用電力制御装置であって、
前記ミックス回路には、前記スイッチングトランジスタのコレクタ電圧を所定値に制御するコレクタ電圧制御情報が入力され、前記コレクタ電圧の大きさに応じて回路構成が切り替わる高周波誘電加熱用電力制御装置。
A power control apparatus for high frequency dielectric heating according to claim 2,
A power control apparatus for high-frequency dielectric heating in which collector voltage control information for controlling a collector voltage of the switching transistor to a predetermined value is input to the mix circuit, and a circuit configuration is switched according to the magnitude of the collector voltage.
請求項12記載の高周波誘電加熱用電力制御装置であって、
前記ミックス回路は、前記コレクタ電圧が低い場合には時定数が増加し、前記コレクタ電圧が高い場合には時定数が減少する高周波誘電加熱用電力制御装置。
The power control device for high frequency dielectric heating according to claim 12,
The mix circuit is a high frequency dielectric heating power control apparatus in which a time constant increases when the collector voltage is low and a time constant decreases when the collector voltage is high.
請求項1記載の高周波誘電加熱用電力制御装置であって、
前記入力電流検出部は、商用電源の高次周波数部分および高周波スイッチング周波数等の高周波部分を減衰するフィルタ回路を有する高周波誘電加熱用電力制御装置。
A power control apparatus for high frequency dielectric heating according to claim 1,
The input current detection unit is a high-frequency dielectric heating power control apparatus having a filter circuit that attenuates high-frequency parts such as a high-order frequency part and a high-frequency switching frequency of a commercial power supply.
請求項14記載の高周波誘電加熱用電力制御装置であって、
前記入力電流検出部は、前記フィルタ回路に位相進み補償を付加した構成とした高周波誘電加熱用電力制御装置。
The power control device for high frequency dielectric heating according to claim 14,
The input current detection unit is a high frequency dielectric heating power control apparatus in which phase lead compensation is added to the filter circuit.
請求項2記載の高周波誘電加熱用電力制御装置であって、
前記変換部が、前記オン電圧信号と所定の搬送波を重ね合わせて、前記スイッチングトランジスタの駆動信号を生成するパルス幅変調回路より構成された高周波誘電加熱用電力制御装置。
A power control apparatus for high frequency dielectric heating according to claim 2,
A power control apparatus for high frequency dielectric heating, wherein the conversion unit includes a pulse width modulation circuit that superimposes the ON voltage signal and a predetermined carrier wave to generate a drive signal for the switching transistor.
交流電源の電圧を整流し、スイッチングトランジスタの高周波スイッチングのオン時間を変調して高周波電力に変換するインバータ回路を制御する高周波誘電加熱用電力制御方法であって、
前記交流電源からの前記インバータ回路への入力電流を検知するステップと、
前記入力電流に対応した入力電流波形情報を取得するステップと、
当該入力電流波形情報の瞬時変動が抑制されるように、前記入力電流波形情報を前記インバータ回路のスイッチングトランジスタの駆動信号に変換するステップと、
を備える高周波誘電加熱用電力制御方法。
A power control method for high-frequency dielectric heating that controls an inverter circuit that rectifies the voltage of an AC power supply, modulates the on-time of high-frequency switching of a switching transistor, and converts it into high-frequency power,
Detecting an input current from the AC power source to the inverter circuit;
Obtaining input current waveform information corresponding to the input current;
Converting the input current waveform information into a drive signal for the switching transistor of the inverter circuit so that instantaneous fluctuation of the input current waveform information is suppressed;
A power control method for high-frequency dielectric heating comprising:
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