JP2004014218A - Induction heating device - Google Patents

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Masayuki Isogai
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Junpei Uruno
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河野 恭彦
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Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To provide an induction heating device preventing the generation of interference sound when driving a plurality of inverters at one time. <P>SOLUTION: The induction heating device comprises the inverter supplying high frequency electric power from a power source to a circuit including an object to be heated, a heating coil, and a resonant capacitor. The inverter comprises a switching circuit converting direct current voltage supplied from the power source into an alternating current voltage, and a resonance circuit arranged between the output terminal of the switching circuit and at least one electrode of the power source. A bypass circuit connected in parallel with the resonance circuit is formed. <P>COPYRIGHT: (C)2004,JPO

Description

【0001】
【発明の属する技術分野】
本発明は、複数の加熱部を有する電磁誘導加熱装置に関するものである。
【0002】
【従来の技術】
近年、火を使わずに鍋などの被加熱物を加熱するインバータ方式の電磁誘導加熱装置が広く用いられるようになってきている。電磁誘導加熱装置は、加熱コイルに高周波電流を流し、コイルに近接して配置された鉄やステンレスなどの材質で作られた被加熱物に渦電流を発生させ、被加熱物自体の電気抵抗により発熱させる。被加熱物の温度制御が可能で安全性が高いことから、新しい熱源として認知されている。
【0003】
従来、システムキッチン等に組み込まれる電気調理器には、シーズヒータやプレートヒータ、ハロゲンヒータ等の抵抗体を熱源としたものが使われていたが、近年では、一部を誘導加熱調理器に置き換えたもの、あるいは2口以上を誘導加熱調理器にしたものに代わりつつある。電磁誘導加熱装置の入力電力を変化させ被加熱物の温度制御を行う方法としては、インバータの駆動周波数を変化させる方法が一般的である。しかし、加熱コイルを複数個備えてそれぞれ別々の被加熱物を加熱する場合、インバータ間の差分周波数に起因して被加熱物から干渉音が発生するという問題がある。
【0004】
このような問題を解決する従来例として、特許第2532565号公報に開示されるような誘導加熱調理器がある。この調理器は、一定の駆動周波数でスイッチング素子の導通期間を変化させ入力電力を制御するものである。
【0005】
【発明が解決しようとする課題】
上記の従来例では、複数個のインバータを作動しても同一の駆動周波数で入力電力を変えることができるため、干渉音の発生を防ぐことができる。しかしながら、低電力で駆動する場合には、一方のスイッチング素子に発生する損失が大きくなる問題点がある。
【0006】
本発明の課題は、スイッチング素子の損失発生を抑え、複数のインバータを同時に駆動した場合に干渉音の発生を防止して各々の入力電力を制御する電磁誘導加熱装置を提供することである。
【0007】
【課題を解決するための手段】
本発明の電磁誘導加熱装置は、直流電圧を高周波の交流電圧に変換するインバータ回路を有し、該インバータ回路はスイッチング回路と共振回路を含み、共振回路は加熱コイルと該加熱コイルに直列接続される共振コンデンサを含み、前記直流電源の両端子(p/o)のいずれか一方とスイッチング回路の出力端子(t)との間に前記共振回路を接続し、前記共振コンデンサに並列に接続されるバイパス回路を有することを特徴とする
【0008】
【発明の実施の形態】
(実施例1)
図1は本発明の第1の実施形態である電磁誘導加熱装置のブロック図である。図1において、インバータ100はスイッチング回路20と加熱コイル5、共振コンデンサ6から成る共振回路60及びバイパス回路30によって構成されている。
【0009】
スイッチング回路20は電源10の正電極p点と負電極o点との間に接続されており、電源10から供給される電圧を高周波電圧に変換して共振回路60に印加し、加熱コイル5に高周波電力を供給する。バイパス回路30は共振コンデンサ6に並列に接続されており、共振コンデンサ6に流れる電流をバイパスすることによって、共振回路60の負荷特性を制御する。一般に共振型のインバータでは、共振負荷の特性が誘導性になるように駆動周波数fsを共振周波数frよりも高くなるように設定し、インバータの出力電圧に対し共振回路に流れる電流が遅れ位相になるように制御する。図1においては、スイッチング回路20と共振回路60の接続点t点の電圧に対して共振回路60に流れる電流IL5が遅れ位相になるように制御することになる。
【0010】
しかしながら、駆動周波数fsを一定にしてスイッチング素子の導通期間を変化させ電力制御を行うと、スイッチング回路20の導通期間に電流の極性が反転し出力電圧より電流が進み位相になる進相モードへ移行する場合が生じる。これは、スイッチング回路20の損失増加を招くため、共振型のインバータでは避けなければならないモードである。本発明においては、被加熱物の材質や状態及び設定された入力電力の大きさに応じてバイパス回路の導通状態を変えて、共振コンデンサーの電圧を制御することにより、共振回路60の負荷特性を誘導性に維持することができる。即ち、共振回路60の共振周波数をスイッチング回路20の駆動周波数より常に低くすることができる。
【0011】
これにより、インバータ100は駆動周波数fsを一定にしてスイッチング回路20の導通期間を変化させ、入力電力を制御することが可能となる。このように、バイパス回路30は、一定の駆動周波数fsで動作を実現するための補助スイッチング回路としての役割を果たす。スイッチング回路20及びバイパス回路30はそれぞれドライブ回路61、62によって駆動され、ドライブ回路61、62は制御回路70によってコントロールされる。入力電力設定部75は、使用者が入力電力を設定するためのインターフェースであり、設定された出力に応じて制御回路70に信号を送る。制御回路70は入力電力設定部75からの信号に応じてスイッチング回路20及びバイパス回路30を制御する。
【0012】
(実施例2)
図2は本発明の第2の実施形態である電磁誘導加熱装置の回路構成図である。図2において、電源10は商用電源1の交流電圧を整流する整流回路2とインダクタ3及びコンデンサ4で構成された平滑回路からなり、交流電圧を直流電圧に変換してインバータ100に電力を供給する。コンデンサ4の正電極p点と負電極o点との間にはパワー半導体スイッチング素子であるIGBT11とIGBT12が直列に接続されスイッチング回路20を構成している。IGBT11,12にはそれぞれダイオード21,22が逆方向に並列接続されている。
【0013】
また、IGBT11,12にはそれぞれ並列にスナバコンデンサ31,32が接続されている。スナバコンデンサ31、32は、IGBT11又はIGBT12のターンオフ時の遮断電流によって充電あるいは放電される。スナバコンデンサ31,32の容量は、IGBT11,12のコレクタとエミッタ間の出力容量より十分に大きいため、ターンオフ時に両IGBTに印加される電圧の変化は低減され、ターンオフ損失は抑制される。IGBT11,12の接続点、即ち出力端子をt点とすると、t点とo点間には加熱コイル5と共振コンデンサ6で構成された共振回路60が接続されている。
【0014】
共振コンデンサ6には並列にバイパス回路30が接続されており、バイパス回路30は直列接続されたIGBT13とIGBT13の逆電流を阻止するダイオード25、及びIGBT13に逆方向に並列接続されたダイオード23によって構成されている。ここで、t点から共振コンデンサ6に向かって流れる共振電流IL5を正とすると、バイパス回路30に流れるバイパス電流Ic3は負の一方向である。本実施例では、入力電力を下げる場合、上アームの導通期間を絞り下アームの導通期間を延ばすため、下アームの導通期間内に共振電流IL5の極性が負から正に反転し易くなる。従って、負の方向に共振電流IL5が流る場合にバイパス電流Ic3を流すことによって、共振電流IL5の極性が負から正に反転することを防止することができる。
【0015】
スイッチング回路20及びバイパス回路30はそれぞれドライブ回路61、62によって駆動され、ドライブ回路61、62は制御回路70によってコントロールされる。本実施例では、共振コンデンサ6をインバータ100のt点側に接続することにより、バイパス回路30のIGBT13はt点を基準に駆動することができる。従って、ドライブ回路62の電源はIGBT11を駆動するドライブ回路61の電源と共用することが可能となる。
【0016】
電流検出素子71は、共振回路に流れる電流を検出し、共振電流検出回路72は、電流検出素子71の出力信号レベルを制御回路70の入力レベルに適した信号に変換する。また、電流検出素子73(電流検出手段)は、商用電源1から入力する電流を検出し、入力電流検出回路74は電流検出素子73の出力信号レベルを制御回路70の入力レベルに適した信号に変換する。制御回路70は入力電流と共振電流の関係から被加熱物の材質や状態を判断し、加熱動作の開始又は停止を行う。
【0017】
また、入力電力設定部75からの信号に応じてスイッチング回路20のIGBT11,12及びバイパス回路30のIGBT13の導通期間を設定し入力電力を制御する。材質の検知は、過電流や過電圧の発生を防ぐために低電力かつ短時間で実施する必要がある。本実施例において材質検知の初期段階では、バイパス回路30を導通状態にすることにより、共振回路のインピーダンスを大きくすることができ、過電流や過電圧の発生及び入力電力の急増を防ぐことができる。
【0018】
次に図3を用いて本実施例の動作について説明する。図2、3において、スイッチング回路20の上アームに流れる電流をIc1、下アームに流れる電流をIc2、バイパス回路30に流れる電流をIc3、共振電流をIL5とする。また、上アームのIGBT11のコレクタ、エミッタ間の電圧をVc1、下アームのIGBT12のコレクタ、エミッタ間の電圧をVc2、共振コンデンサ6の共振電圧をVc3、インバータの電源電圧をVpとする。
【0019】
(モード1)図3において、IGBT11の駆動信号がオンになり加熱コイル5の蓄積エネルギーがゼロになると共振電流IL5の極性が負から正に変わり、IGBT11、共振コンデンサ6、加熱コイル5の経路で共振電流IL5が流れる。共振コンデンサC6は共振電流IL5によって放電され、Vc3は減少する。
(モード2)次にIGBT11の駆動信号がオフになると、共振電流IL5は正の極性を有しており、この電流はスナバコンデンサ31、共振コンデンサ6、加熱コイル5の経路とスナバコンデンサ32、共振コンデンサ6、加熱コイル5の経路で流れ続け、上アームのスナバコンデンサ31は充電、下アームのスナバコンデンサ32は放電される。
【0020】
従って、IGBT11のコレクタ、エミッタ間の電圧Vc1は徐々に増加し、IGBT12のコレクタ、エミッタ間の電圧Vc2、即ち出力電圧は徐々に減少する。その後、Vc1の電圧がインバータの電源電圧Vpに達し、下アームのダイオード22に順方向の電圧が印加されると共振電流IL5は環流電流として加熱コイル5、ダイオード22、共振コンデンサ6の経路で流れ続ける。この期間、IGBT12、13の駆動信号はオンになるが、電流の極性が変わらない限り、ダイオード22を流れ続ける。
【0021】
(モード3)次に加熱コイル5の蓄積エネルギーがゼロになり共振電流IL5の極性が正から負に変わると、既にIGBT12はオンしている為、共振電流IL5は加熱コイル5、共振コンデンサ6、IGBT12の経路で流れ、共振コンデンサ6はIL5によって充電される。
【0022】
(モード4)電圧Vc3が増加しバイパス回路30のダイオード25に順方向の電圧が印加されると、既にIGBT13はオンしている為、共振電流IL5は加熱コイル5、ダイオード25、IGBT13、IGBT12の経路で流れ、共振コンデンサ6の充電は一時停止する。
【0023】
(モード5)次にIGBT13の駆動信号がオフになると、共振電流IL5は再び加熱コイル5、共振コンデンサ6、IGBT12の経路で流れ、共振コンデンサ6はIL5によって充電を開始する。
【0024】
(モード6)次にIGBT12の駆動信号がオフになると、共振電流IL5は負の極性を有しており、この電流は加熱コイル5、共振コンデンサ6、スナバコンデンサ31の経路と加熱コイル5、共振コンデンサ6、スナバコンデンサ32の経路で流れ続け、上アームのスナバコンデンサ31は放電、下アームのスナバコンデンサ32は充電される。従って、IGBT11のコレクタ、エミッタ間の電圧Vc1は徐々に減少し、IGBT12のコレクタ、エミッタ間の電圧Vc2、即ち出力電圧は徐々に増加する。その後、Vc2の電圧がインバータの電源電圧Vpに達し、上アームのダイオード21に順方向の電圧が印加されると共振電流IL5は環流電流として加熱コイル5、共振コンデンサ6、ダイオード21の経路で流れ続ける。この期間、IGBT11の駆動信号はオンになるが、電流の極性が変わらない限り、ダイオード21を流れ続ける。
【0025】
以上のように、共振電流IL5の一周期の間に上記の動作が行われ、以後、この動作を繰り返す。このように本実施例は共振コンデンサ6に並列にバイパス回路30を設け、負荷の特性を誘導性に維持することによって進相モードを回避することができる。これにより、スイッチング回路20の導通期間を変化させることにより入力電力を制御することが可能となる。
【0026】
次に入力電力の制御方法について説明する。図3にIGBT11,12,13の導通期間をt1、t2、t3で表し、共振電流の一周期、即ち駆動周期をtsで表す。図4は、例えば材質が鉄製の被加熱物を高出力で加熱する場合の制御条件を示しており、横軸はIGBT13の導通期間t3、縦軸は入力電力Pinを表している。ここでは、t1、t2は変えず、t3を変化させ入力電力Pinを制御する場合について説明する。図4より、t3を長くすることにより入力電力Pinを減少させることができる。これは、図3より共振電圧Vc3の電圧振幅値Vcpがt3の増加に伴い減少し、加熱コイル5に印加される電圧が減少するため共振電流IL5が小さくなるからである。入力電力Pinはt3が約25μs以上になると約1.1kWで一定になる。これは、IGBT13のオンしているt3の期間に、実際に共振電流がバイパス回路30を流れる期間は、共振コンデンサ6の電圧Vc3が負から正に変わり、バイパス回路30のダイオード25に順方向の電圧が印加されてから、IGBT13がオンの状態で共振電流の極性が負から正に反転するまでの期間に限られるからである。
【0027】
従って、図4においてt1、t2を変えずにt3のみで調整できる入力電力Pinの下限値は約1.1kWとなり、この値以下に設定する場合は、t1、t2を変化させることになる。
【0028】
次に、t3を約25μs以上とし、t1、t2を変化させ入力電力Pinを制御する場合について説明する。図5は、被加熱物を低出力で加熱する場合の制御条件を示しており、横軸は駆動周期tsに対する上アーム導通期間t1の導通比を示すDuty(=t1/ts)、縦軸は入力電力Pinを表している。図5より、バイパス回路30を導通状態にしてDutyを変えることにより、入力電力Pinを変化させることができる。本実施例において、Dutyを絞り入力電力を小さくしていくと、スイッチング回路20がターンオン損失を発生する場合が生じる。
【0029】
次に図6を用いてターンオン損失が発生する条件について説明する。図6において、IGBT12がtoffの時刻でターンオフすると、遮断電流Ioffによってスナバコンデンサ31、32はそれぞれ放電、充電される。
【0030】
しかし、Ioffが小さいと、スナバコンデンサ32の電圧、即ちIGBT12の電圧Vc2の電圧立ち上がりが遅くなる。IGBT11,12のデッドタイムtdが経過した後、IGBT11がtonの時刻にターンオンすると、Vc2がインバータの電源電圧Vpよりも低いため、IGBT11にはスナバコンデンサ31、32をそれぞれ放電、充電する大きな電流が流れ、ターンオン損失が発生する。同様に、IGBT11の遮断電流が小さい場合においても、IGBT12のターンオン時にスナバコンデンサ31,32を充放電する大きな電流が流れ、ターンオン損失が発生することになる。
【0031】
従って、入力電力を所望の電力以下にする場合、Dutyの最小値を設定し、数秒間インバータを駆動した後、数秒間インバータを停止させる間欠制御に切り替えて入力電力をコントロールすることになる。しかしながら、上記間欠制御では、インバータ駆動時に所望する電力より大きな電力を入力することになり被加熱物を常に一定の温度で加熱することが不可能となる。本実施例では図2に示すように、スナバコンデンサ31,32がスイッチング回路20に常時接続されるため、低出力で加熱する場合にターンオン損失が発生する場合が生じる。
【0032】
(実施例3)
図7は本発明の第3の実施形態である電磁誘導加熱装置の回路構成図である。図2と同一部分については同一符号を付しており説明は省略する。図7において前記実施例2と異なる点は、インバータ100のt点とo点間に、スナバコンデンサ33とIGBT14を直列に接続したスナバコンデンサ切替回路40を接続し、IGBT14をオフすることによってスナバコンデンサ33をスイッチング回路20から切り離すことができる点である。IGBT14にはダイオード24が逆方向に並列接続されており、スナバコンデンサ33の電荷を放電する場合に使用される。IGBT14はドライブ回路63により駆動され、ドライブ回路63は制御回路70によってコントロールされる。
【0033】
次に図8を用いて本実施例の動作について説明する。図8において、IGBT12がtoffの時刻でターンオフすると、遮断電流IoffによってIGBT11,12のコレクタとエミッタ間の出力容量(図示せず)はそれぞれ放電、充電される。ここでは、Ioffが小さくても、IGBT11,12の出力容量が小さいためIGBT12の電圧Vc2の電圧立ち上がりは早く、Vc2がインバータの電源電圧Vpに達するまでに要す時間trはデッドタイムtdよりも短くなる。IGBT11の並列ダイオード21に順方向の電圧が印加されるとダイオード21には還流電流が流れ、還流期間であるtonの時刻にIGBT11がターンオンすることになる。そのため、ターンオン時はゼロボルトスイッチングを実現することができ、遮断電流が小さくなる場合においてもターンオン損失を無くすことができる。
【0034】
従って、低出力時においても間欠制御のようにインバータの駆動を停止することなく連続してインバータを駆動することができ、被加熱物を常に一定の温度で加熱することが可能となる。
【0035】
一方、高出力で加熱を行う場合には、IGBT14をオンすることによりコンデンサ33はインバータ100のt点とo点間に接続され、前記実施例2と同様にターンオフ時に両IGBTに印加される電圧の変化は低減され、ターンオフ損失は抑制される。図7において、スナバコンデンサ33とIGBT14及びダイオード24は上アームのIGBT11に接続しても、前述のような効果は得られる。
【0036】
(実施例4)
図9は本発明の第4の実施形態である電磁誘導加熱装置の回路構成図である。電源10、スイッチング回路20は省略しバイパス回路30及び共振回路60のみ示す。また、図2と同一部分については同一符号を付しており説明は省略する。
【0037】
図9において加熱コイル5と共振コンデンサ6で構成された共振回路60はインバータ100のp点とt点との間に接続されている。共振コンデンサ6には並列にバイパス回路30が接続されており、バイパス回路30は直列接続されたIGBT13とIGBT13の逆電流を阻止するダイオード25、及びIGBT13に逆方向に並列接続されたダイオード23によって構成されている。ここで、p点から共振コンデンサ6に向かって流れる共振電流IL5を正とすると、バイパス回路30に流れるバイパス電流Ic3は負の一方向である。本実施例では、入力電力を下げる場合、下アームの導通期間を絞り上アームの導通期間を延ばすため、上アームの導通期間内に共振電流IL5の極性が負から正に反転し易くなる。
【0038】
従って、負の方向に共振電流IL5が流る場合にバイパス電流Ic3を流すことによって、共振電流IL5の極性が負から正に反転することを防止することができる。本実施例では、バイパス回路30のIGBT13はp点を基準に駆動することになり、バイパス回路30のドライブ回路はスイッチング回路20のドライブ回路61と別に新たな駆動電源を設ける必要がある。
【0039】
本実施例の動作は、前記実施例2の上下アームの制御が逆転することになるが、その他は実施例2と同様であり、説明は省略する。
【0040】
(実施例5)
図10は本発明の第5の実施形態である電磁誘導加熱装置の回路の一部である。電源10、スイッチング回路20は省略しバイパス回路30及び共振回路60のみ示す。また、図2と同一部分については同一符号を付しており説明は省略する。図10において、バイパス回路30のスイッチング素子は逆方向の耐圧を有する逆電流阻止形のIGBT16であり、前記図2のIGBT13と逆電流阻止用のダイオード25が1個のIGBT16に置き換えられた構成となる。前記図2のバイパス回路30では、IGBT13とダイオード25でそれぞれ損失が発生するが、本実施例ではIGBT16の損失分となるため、インバータ100における回路損失は低減し変換効率は向上する。本実施例の動作について、前記実施例2と同様であり、説明は省略する。
【0041】
(実施例6)
図11は本発明の第6の実施形態である電磁誘導加熱装置の回路の一部である。電源10、スイッチング回路20は省略しバイパス回路30及び共振回路60のみ示す。また、図2と同一部分については同一符号を付しており説明は省略する。図11において共振コンデンサ6には並列にバイパス回路30が接続されており、バイパス回路30はIGBT18とIGBT18に逆方向に並列接続されたダイオード28によって構成されている。前記実施例2と異なる点は、バイパス回路30に正負のバイパス電流が流れる点である。本実施例では、入力電力を下げる場合、上アームの導通期間を絞り下アームの導通期間を延ばすため、下アームの導通期間内に共振電流IL5の極性が負から正に反転し易くなる。
【0042】
従って、負の方向に共振電流IL5が流る場合にダイオード28を介してバイパス電流Ic4を流すことによって、共振電流IL5の極性が負から正に反転することを防止することができる。
【0043】
次に図12を用いて本実施例の動作について説明する。図12において、スイッチング回路20の上アームに流れる電流をIc1、下アームに流れる電流をIc2、バイパス回路30に流れる電流をIc4、共振電流をIL5とする。また、上アームのIGBT11のコレクタ、エミッタ間の電圧をVc1、下アームのIGBT12のコレクタ、エミッタ間の電圧をVc2、共振コンデンサ6の共振電圧をVc4、インバータの電源電圧をVpとする。
【0044】
(モード1)図12において、IGBT11の駆動信号がオンの状態でIGBT18の駆動信号がオフになると、共振電流IL5はIGBT11、加熱コイル5、共振コンデンサ6の経路で流れ、共振コンデンサC6は共振電流IL5によって充電が開始され、Vc4は増加する。
【0045】
(モード2)次にIGBT11の駆動信号がオフになると、共振電流IL5は正の極性を有しており、この電流はスナバコンデンサ31、加熱コイル5、共振コンデンサ6の経路とスナバコンデンサ32、加熱コイル5、共振コンデンサ6の経路で流れ続け、上アームのスナバコンデンサ31は充電、下アームのスナバコンデンサ32は放電される。従って、IGBT11のコレクタ、エミッタ間の電圧Vc1は徐々に増加し、IGBT12のコレクタ、エミッタ間の電圧Vc2、即ち出力電圧は徐々に減少する。その後、Vc1の電圧がインバータの電源電圧Vpに達し、下アームのダイオード22に順方向の電圧が印加されると共振電流IL5は環流電流として加熱コイル5、共振コンデンサ6、ダイオード22の経路で流れ続ける。この期間、IGBT12の駆動信号はオンになるが、電流の極性が変わらない限り、ダイオード22を流れ続ける。
【0046】
(モード3)次に加熱コイル5の蓄積エネルギーがゼロになり共振電流IL5の極性が正から負に変わると、既にIGBT12はオンしている為、共振電流IL5は共振コンデンサ6の電圧Vc4を電圧源として加熱コイル5、IGBT12の経路で流れVc4は減少する。
【0047】
(モード4)Vc4が減少しバイパス回路30のダイオード28に順方向の電圧が印加されると、共振電流IL5は加熱コイル5、IGBT12、ダイオード28の経路で流れる。
【0048】
(モード5)次にIGBT12の駆動信号がオフになると、共振電流IL5は負の極性を有しており、この電流はダイオード28、加熱コイル5、スナバコンデンサ31の経路とダイオード28、加熱コイル5、スナバコンデンサ32の経路で流れ続け、上アームのコンデンサ31は放電、下アームのコンデンサ32は充電される。従って、IGBT11のコレクタ、エミッタ間の電圧Vc1は徐々に減少し、IGBT12のコレクタ、エミッタ間の電圧Vc2、即ち出力電圧は徐々に増加する。その後、Vc2の電圧がインバータの電源電圧Vpに達し、上アームのダイオード21に順方向の電圧が印加されると共振電流IL5は環流電流としてダイオード28、加熱コイル5、ダイオード21の経路で流れ続ける。IGBT12がオフするタイミングをトリガーとしてIGBT18の駆動信号はオンするが、共振電流の極性が変わらない限り、ダイオード28を流れ続ける。同様に、この環流期間にIGBT11の駆動信号はオンになるが、共振電流の極性が変わらない限り、ダイオード21を流れ続ける。
【0049】
(モード6)次に加熱コイル5の蓄積エネルギーがゼロになり共振電流IL5の極性が負から正に変わると、既にIGBT11、18はオンしている為、共振電流IL5はIGBT11、加熱コイル5、IGBT18の経路で流れる。
【0050】
以上のように、共振電流IL5の一周期の間に上記の動作が行われ、以後、この動作を繰り返す。このように本実施例は共振コンデンサ6に並列にバイパス回路30を設け、負荷の特性を誘導性に維持することによって進相モードを回避することができる。これにより、スイッチング回路20の導通期間を変化させることにより入力電力を制御することが可能となる。
【0051】
次に入力電力の制御方法について説明する。図12にIGBT11,12,18の導通期間をt1、t2、t4で表し、共振電流の一周期、即ち駆動周期をtsで表す。図12において、t4を制御すると共振電圧Vc4の電圧振幅値Vcpは変化する。前述のモード3において、負の方向の共振電流IL5は共振コンデンサ6の電圧Vc4を電圧源として加熱コイル5、IGBT12の経路で流れるため、共振電流IL5はVc4の大きさに応じて変化する。従って、t4を変化させ入力電力Pinを制御することができる。また、実施例2と同様にt1、t2の導通期間を変えて入力電力Pinを制御することも可能であり、設定された入力電力の大きさに応じて導通期間を制御する。
【0052】
(実施例7)
図13は本発明の第7の実施形態である電磁誘導加熱装置の回路の一部である。電源10、スイッチング回路20は省略しバイパス回路30及び共振回路60のみ示す。また、図2と同一部分については同一符号を付しており説明は省略する。図13において前記実施例2と異なる点は、バイパス回路30のダイオード25に並列にIGBT15が接続されているため、バイパス回路30に正負のバイパス電流を流すことができる点である。前記実施例6では、バイパス回路30に正負の電流が流れるが、負方向はダイオード28を流れるため、IGBT18で制御できる電流は正方向のみである。本実施例ではIGBT13,15を駆動することにより正負のバイパス電流を制御することが可能であり、共振回路60の負荷特性を誘導性に維持しながら共振電圧及びスイッチング回路のDutyを制御し入力電力を変える。制御方法については、IGBT13は前記実施例2と同様の制御となり、IGBT15は前期実施例6のIGBT18と同様となるため、説明は省略する。
【0053】
(実施例8)
図14は本発明の第8の実施形態である電磁誘導加熱装置の回路の一部である。電源10、スイッチング回路20は省略しバイパス回路30及び共振回路60のみ示す。また、図2と同一部分については同一符号を付しており説明は省略する。図14において、バイパス回路30は逆方向の耐圧を有する逆電流阻止形のIGBT16とIGBT17を逆方向に並列接続した構成となる。前記図13のバイパス回路30では、正方向の電流がダイオード23とIGBT15に流れ、負方向の電流がダイオード25とIGBT13に流れるため、ダイオード及びIGBTの各々で損失が発生する。本実施例ではIGBT16とIGBT17の損失となるため、インバータ100における回路損失は低減し変換効率は向上する。本実施例の動作について、前記実施例7と同様であり、説明は省略する。
【0054】
(実施例9)
図15は本発明の第9の実施形態である電磁誘導加熱装置の回路の一部である。電源10、スイッチング回路20は省略しバイパス回路30及び共振回路60のみ示す。また、図2と同一部分については同一符号を付しており説明は省略する。図15において共振コンデンサ6には直列接続されたIGBT19と補助共振コンデンサ7が並列に接続されており、IGBT19にはダイオード29が逆方向に並列接続されている。前記実施例2と異なる点は、バイパス回路30は補助共振コンデンサ7とIGBT19あるいはダイオード29を介してバイパス電流を流すことができる点である。
【0055】
これにより、IGBT19を導通状態にすると、共振コンデンサ6と補助共振コンデンサ7が並列に接続されるため、共振回路60の共振周波数が低くなり、誘導性の負荷特性を維持し易くなる。また、非磁性ステンレスやアルミのように低抵抗の材質で作られた被加熱物が負荷となって等価インダクタンスが小さくなった場合においても、補助共振コンデンサ7を導通状態にすることで共振周波数の増加を抑制することができ、誘導性の負荷特性を維持することが可能となる。IGBT13の制御方法については前記実施例2と同様であり、説明は省略する。
【0056】
(実施例10)
図16は本発明の第10の実施形態である電磁誘導加熱装置のブロック図である。図16において、インバータ100及びインバータ200はそれぞれドライブ回路61,62,63及びドライブ回路64,65,66により駆動され、各ドライブ回路は制御回路70によってコントロールされる。制御回路70はインバータ100及び200のスイッチング回路とバイパス回路及びスナバコンデンサ切替回路の導通期間を設定する導通期間設定部80,81とインバータの駆動周波数を設定する可変周波数発振器82を備えている。本発明では図16に示すようにインバータを複数個備えてそれぞれ別々の被加熱物を加熱する場合、干渉音の発生を防ぐために、各インバータは可変周波数発振器82から出力される同一周波数で駆動され、導通期間設定部80,81でスイッチング回路、バイパス回路及びスナバコンデンサ切替回路の導通期間を制御し入力電力をコントロールする。
【0057】
図17は本実施例において、可変周波数発振器82の発振周波数、即ち駆動周波数fsが変動せず概略一定に制御された場合の共振電流IL5を表している。図17において、IL5の振幅値は、商用交流電圧Vacを整流平滑して得られたインバータの電源電圧に応じて変化しており、IL5の包絡線はインバータの電源電圧とほぼ相似となる。この場合、インバータから外部に放射されるノイズレベルは、図18に示すような周波数特性となり、駆動周波数fsにおけるノイズレベルNpを最大値として高次高調波になるに従って減少する。
【0058】
本実施例において、可変周波数発振器82の発振周波数を変化させ、駆動周波数fsを可変することにより、ノイズの周波数成分を拡散しノイズレベルを低減することができる。図19は駆動周波数をインバータの電源電圧に同期して変化させた場合の共振電流IL5を表している。図19において、駆動周波数はfsを基準に±Δfs分だけ変動させており、インバータの電源電圧が高くなると駆動周波数が高くなり、電圧が低くなると周波数が低くなるように設定している。共振型のインバータでは共振周波数より高い駆動周波数で動作させるため、駆動周波数を高くすると共振電流は減る。
【0059】
従って、インバータの電源電圧が高いときに駆動周波数を高めにシフトすることにより、共振電流IL5を小さくすることができ、駆動周波数を一定に制御した場合のIL5の最大値をIpとすると図19に示すようにIL5の最大値をIpからIdに低減することが可能となる。一方、インバータの電源電圧が低いときは駆動周波数を低めにシフトするため、共振電流IL5を大きくすることができ、駆動周波数を一定に制御した場合よりIL5を増加させることが可能となる。この場合、インバータから外部に放射されるノイズレベルは、図20に示すような周波数特性となり、駆動周波数を一定に制御した場合より、駆動周波数fs付近におけるノイズレベルの最大値をNpからNdのレベルに低減することができる。
【0060】
【発明の効果】
本発明によれば、共振コンデンサにバイパス回路を備えて共振電流の一部をバイパスすることにより、共振回路の負荷特性を誘導性に維持することができ、Duty制御によって入力電力を制御でき、スイッチング素子の損失発生を抑えることができる。複数のインバータを同時に駆動した場合においても、全てのインバータの駆動周波数を同一にすることができるため、干渉音が発生しない電磁誘導加熱装置を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【図1】本発明の第1の実施形態である電磁誘導加熱装置のブロック図である。
【図2】本発明の第2の実施形態である電磁誘導加熱装置の回路構成図である。
【図3】図2の実施形態における動作説明図である。
【図4】図2の実施形態における制御方法の説明図である。
【図5】図2の実施形態における制御方法の説明図である。
【図6】図2の実施形態における動作説明図である。
【図7】本発明の第3の実施形態である電磁誘導加熱装置の回路構成図である。
【図8】図7の実施形態における動作説明図である。
【図9】本発明の第4の実施形態である電磁誘導加熱装置の回路構成図である。
【図10】本発明の第5の実施形態である電磁誘導加熱装置の回路の一部である。
【図11】本発明の第6の実施形態である電磁誘導加熱装置の回路の一部である。
【図12】図11の実施形態における動作説明図である。
【図13】本発明の第7の実施形態である電磁誘導加熱装置の回路の一部である。
【図14】本発明の第8の実施形態である電磁誘導加熱装置の回路の一部である。
【図15】本発明の第7の実施形態である電磁誘導加熱装置の回路の一部である。
【図16】本発明の第10の実施形態である電磁誘導加熱装置のブロック図である。
【図17】図16の実施形態における動作説明図である。
【図18】図16の実施形態における説明図である。
【図19】図16の実施形態における動作説明図である。
【図20】図16の実施形態における説明図である。
【符号の説明】
1…商用交流電源、2…整流回路、3…インダクタ、4,6,7,31,32,33…コンデンサ、5…加熱コイル、10…電源、11,12,13,14,15,16,17,18,19…半導体スイッチング素子、20…スイッチング回路、21,22,23,24,25,28,29…ダイオード、30…バイパス回路、40…スナバコンデンサ切換回路、60…共振回路、61,62,63,64,65,66…ドライブ回路、70…制御回路、71,73…電流検出素子、72…共振電流検出回路、74…入力電流検出回路、75…入力電力設定部、80,81…導通期間設定部、82…可変周波数発振器、100,200…インバータ。
[0001]
TECHNICAL FIELD OF THE INVENTION
The present invention relates to an electromagnetic induction heating device having a plurality of heating units.
[0002]
[Prior art]
2. Description of the Related Art In recent years, an inverter-type electromagnetic induction heating device that heats an object to be heated such as a pot without using a fire has been widely used. An electromagnetic induction heating device applies a high-frequency current to a heating coil to generate an eddy current in an object to be heated made of a material such as iron or stainless steel arranged close to the coil, and to generate an eddy current by an electric resistance of the object to be heated. Generate heat. Since the temperature of an object to be heated can be controlled and safety is high, it is recognized as a new heat source.
[0003]
Conventionally, electric cookers incorporated in system kitchens, etc., used heaters with heat sources such as sheathed heaters, plate heaters, and halogen heaters. In recent years, some have been replaced with induction heating cookers. Or two or more induction heating cookers. As a method of changing the input power of the electromagnetic induction heating device to control the temperature of the object to be heated, a method of changing the drive frequency of the inverter is generally used. However, when a plurality of heating coils are provided to heat different objects to be heated, there is a problem that an interference sound is generated from the object to be heated due to a difference frequency between the inverters.
[0004]
As a conventional example which solves such a problem, there is an induction heating cooker as disclosed in Japanese Patent No. 2532565. This cooker controls the input power by changing the conduction period of the switching element at a constant drive frequency.
[0005]
[Problems to be solved by the invention]
In the above conventional example, even if a plurality of inverters are operated, the input power can be changed at the same driving frequency, so that the generation of interference noise can be prevented. However, when driving with low power, there is a problem that the loss generated in one switching element increases.
[0006]
SUMMARY OF THE INVENTION An object of the present invention is to provide an electromagnetic induction heating device that suppresses the occurrence of loss of a switching element, prevents the occurrence of interference noise when simultaneously driving a plurality of inverters, and controls each input power.
[0007]
[Means for Solving the Problems]
The electromagnetic induction heating device of the present invention has an inverter circuit that converts a DC voltage to a high-frequency AC voltage, the inverter circuit includes a switching circuit and a resonance circuit, and the resonance circuit is connected in series with the heating coil and the heating coil. And the resonance circuit is connected between one of both terminals (p / o) of the DC power supply and the output terminal (t) of the switching circuit, and is connected in parallel to the resonance capacitor. Having a bypass circuit
[0008]
BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION
(Example 1)
FIG. 1 is a block diagram of an electromagnetic induction heating device according to a first embodiment of the present invention. In FIG. 1, the inverter 100 includes a switching circuit 20, a heating coil 5, a resonance circuit 60 including a resonance capacitor 6, and a bypass circuit 30.
[0009]
The switching circuit 20 is connected between the positive electrode p point and the negative electrode o point of the power supply 10, converts a voltage supplied from the power supply 10 into a high frequency voltage, applies the high frequency voltage to the resonance circuit 60, Supply high frequency power. The bypass circuit 30 is connected in parallel with the resonance capacitor 6, and controls a load characteristic of the resonance circuit 60 by bypassing a current flowing through the resonance capacitor 6. Generally, in a resonance type inverter, the drive frequency fs is set to be higher than the resonance frequency fr so that the characteristic of the resonance load becomes inductive, and the current flowing through the resonance circuit becomes a lag phase with respect to the output voltage of the inverter. Control. In FIG. 1, the current IL5 flowing through the resonance circuit 60 is controlled so as to have a lag phase with respect to the voltage at the connection point t between the switching circuit 20 and the resonance circuit 60.
[0010]
However, if the power control is performed by changing the conduction period of the switching element while keeping the drive frequency fs constant, the polarity of the current is inverted during the conduction period of the switching circuit 20 and the phase shifts to the advanced mode in which the current is advanced in phase with the output voltage. May occur. This is a mode that must be avoided in a resonance-type inverter because loss of the switching circuit 20 increases. In the present invention, the load characteristic of the resonance circuit 60 is controlled by controlling the voltage of the resonance capacitor by changing the conduction state of the bypass circuit according to the material and state of the object to be heated and the magnitude of the set input power. It can be kept inductive. That is, the resonance frequency of the resonance circuit 60 can be always lower than the drive frequency of the switching circuit 20.
[0011]
Accordingly, the inverter 100 can control the input power by changing the conduction period of the switching circuit 20 while keeping the drive frequency fs constant. Thus, the bypass circuit 30 plays a role as an auxiliary switching circuit for realizing operation at a constant drive frequency fs. The switching circuit 20 and the bypass circuit 30 are driven by drive circuits 61 and 62, respectively, and the drive circuits 61 and 62 are controlled by a control circuit 70. The input power setting unit 75 is an interface for the user to set the input power, and sends a signal to the control circuit 70 according to the set output. The control circuit 70 controls the switching circuit 20 and the bypass circuit 30 according to a signal from the input power setting unit 75.
[0012]
(Example 2)
FIG. 2 is a circuit configuration diagram of an electromagnetic induction heating device according to a second embodiment of the present invention. 2, a power supply 10 includes a rectifying circuit 2 for rectifying an AC voltage of a commercial power supply 1, a smoothing circuit including an inductor 3 and a capacitor 4, and converts an AC voltage into a DC voltage to supply power to an inverter 100. . IGBT11 and IGBT12, which are power semiconductor switching elements, are connected in series between the positive electrode p point and the negative electrode o point of the capacitor 4 to form a switching circuit 20. Diodes 21 and 22 are connected in parallel to the IGBTs 11 and 12, respectively, in opposite directions.
[0013]
In addition, snubber capacitors 31 and 32 are connected in parallel to the IGBTs 11 and 12, respectively. The snubber capacitors 31 and 32 are charged or discharged by a cutoff current when the IGBT 11 or IGBT 12 is turned off. Since the capacitance of the snubber capacitors 31 and 32 is sufficiently larger than the output capacitance between the collector and the emitter of the IGBTs 11 and 12, the change in the voltage applied to both IGBTs at the time of turn-off is reduced, and the turn-off loss is suppressed. Assuming that the connection point of the IGBTs 11 and 12, that is, the output terminal is a point t, a resonance circuit 60 including the heating coil 5 and the resonance capacitor 6 is connected between the points t and o.
[0014]
A bypass circuit 30 is connected to the resonance capacitor 6 in parallel. The bypass circuit 30 includes an IGBT 13 connected in series, a diode 25 for blocking a reverse current of the IGBT 13, and a diode 23 connected in parallel to the IGBT 13 in the reverse direction. Have been. Here, assuming that the resonance current IL5 flowing from the point t toward the resonance capacitor 6 is positive, the bypass current Ic3 flowing through the bypass circuit 30 is in one negative direction. In this embodiment, when lowering the input power, the conduction period of the upper arm is narrowed and the conduction period of the lower arm is extended, so that the polarity of the resonance current IL5 is easily inverted from negative to positive during the conduction period of the lower arm. Therefore, by flowing the bypass current Ic3 when the resonance current IL5 flows in the negative direction, it is possible to prevent the polarity of the resonance current IL5 from being inverted from negative to positive.
[0015]
The switching circuit 20 and the bypass circuit 30 are driven by drive circuits 61 and 62, respectively, and the drive circuits 61 and 62 are controlled by a control circuit 70. In this embodiment, the IGBT 13 of the bypass circuit 30 can be driven based on the point t by connecting the resonance capacitor 6 to the point t of the inverter 100. Therefore, the power supply of the drive circuit 62 can be shared with the power supply of the drive circuit 61 that drives the IGBT 11.
[0016]
The current detection element 71 detects a current flowing through the resonance circuit, and the resonance current detection circuit 72 converts an output signal level of the current detection element 71 into a signal suitable for an input level of the control circuit 70. The current detection element 73 (current detection means) detects a current input from the commercial power supply 1, and the input current detection circuit 74 converts the output signal level of the current detection element 73 into a signal suitable for the input level of the control circuit 70. Convert. The control circuit 70 determines the material and state of the object to be heated from the relationship between the input current and the resonance current, and starts or stops the heating operation.
[0017]
In addition, according to a signal from the input power setting unit 75, the conduction period of the IGBTs 11 and 12 of the switching circuit 20 and the IGBT 13 of the bypass circuit 30 is set to control the input power. The detection of the material needs to be performed with low power and in a short time in order to prevent occurrence of overcurrent or overvoltage. In the present embodiment, in the initial stage of material detection, the impedance of the resonance circuit can be increased by making the bypass circuit 30 conductive, thereby preventing the occurrence of overcurrent or overvoltage and the rapid increase in input power.
[0018]
Next, the operation of this embodiment will be described with reference to FIG. 2 and 3, the current flowing to the upper arm of the switching circuit 20 is Ic1, the current flowing to the lower arm is Ic2, the current flowing to the bypass circuit 30 is Ic3, and the resonance current is IL5. The voltage between the collector and the emitter of the upper arm IGBT 11 is Vc1, the voltage between the collector and the emitter of the lower arm IGBT 12 is Vc2, the resonance voltage of the resonance capacitor 6 is Vc3, and the power supply voltage of the inverter is Vp.
[0019]
(Mode 1) In FIG. 3, when the drive signal of the IGBT 11 is turned on and the energy stored in the heating coil 5 becomes zero, the polarity of the resonance current IL5 changes from negative to positive, and the path of the IGBT 11, the resonance capacitor 6, and the heating coil 5 The resonance current IL5 flows. The resonance capacitor C6 is discharged by the resonance current IL5, and Vc3 decreases.
(Mode 2) Next, when the drive signal of the IGBT 11 is turned off, the resonance current IL5 has a positive polarity, and this current flows through the snubber capacitor 31, the resonance capacitor 6, the path of the heating coil 5 and the snubber capacitor 32, the resonance The flow continues through the path of the condenser 6 and the heating coil 5, so that the upper arm snubber condenser 31 is charged and the lower arm snubber condenser 32 is discharged.
[0020]
Therefore, the voltage Vc1 between the collector and the emitter of the IGBT 11 gradually increases, and the voltage Vc2 between the collector and the emitter of the IGBT 12, that is, the output voltage gradually decreases. After that, when the voltage of Vc1 reaches the power supply voltage Vp of the inverter and a forward voltage is applied to the diode 22 of the lower arm, the resonance current IL5 flows through the path of the heating coil 5, the diode 22, and the resonance capacitor 6 as a circulating current. to continue. During this period, the drive signals of the IGBTs 12 and 13 are turned on, but continue to flow through the diode 22 unless the polarity of the current changes.
[0021]
(Mode 3) Next, when the energy stored in the heating coil 5 becomes zero and the polarity of the resonance current IL5 changes from positive to negative, the IGBT 12 has already been turned on. Flowing on the path of the IGBT 12, the resonance capacitor 6 is charged by the IL5.
[0022]
(Mode 4) When the voltage Vc3 increases and a forward voltage is applied to the diode 25 of the bypass circuit 30, the IGBT 13 has already been turned on. Therefore, the resonance current IL5 is applied to the heating coil 5, the diode 25, the IGBT 13, and the IGBT 12. Flowing through the path, charging of the resonance capacitor 6 is temporarily stopped.
[0023]
(Mode 5) Next, when the drive signal of the IGBT 13 is turned off, the resonance current IL5 flows again through the path of the heating coil 5, the resonance capacitor 6, and the IGBT 12, and the resonance capacitor 6 starts charging by the IL5.
[0024]
(Mode 6) Next, when the drive signal of the IGBT 12 is turned off, the resonance current IL5 has a negative polarity, and this current flows through the path of the heating coil 5, the resonance capacitor 6, the snubber capacitor 31, the heating coil 5, the resonance The capacitor 6 and the snubber capacitor 32 continue to flow, and the upper arm snubber capacitor 31 is discharged and the lower arm snubber capacitor 32 is charged. Therefore, the voltage Vc1 between the collector and the emitter of the IGBT 11 gradually decreases, and the voltage Vc2 between the collector and the emitter of the IGBT 12, that is, the output voltage gradually increases. Thereafter, when the voltage of Vc2 reaches the power supply voltage Vp of the inverter and a forward voltage is applied to the diode 21 of the upper arm, the resonance current IL5 flows as a circulating current through the path of the heating coil 5, the resonance capacitor 6, and the diode 21. to continue. During this period, the drive signal of the IGBT 11 is turned on, but continues to flow through the diode 21 unless the polarity of the current changes.
[0025]
As described above, the above operation is performed during one cycle of the resonance current IL5, and thereafter, this operation is repeated. As described above, in the present embodiment, the bypass circuit 30 is provided in parallel with the resonance capacitor 6, and the phase characteristic can be avoided by maintaining the load characteristics inductive. This makes it possible to control the input power by changing the conduction period of the switching circuit 20.
[0026]
Next, a control method of the input power will be described. In FIG. 3, the conduction periods of the IGBTs 11, 12, and 13 are represented by t1, t2, and t3, and one cycle of the resonance current, that is, the drive cycle is represented by ts. FIG. 4 shows a control condition in a case where a material to be heated made of iron, for example, is heated at a high output. The horizontal axis represents the conduction period t3 of the IGBT 13, and the vertical axis represents the input power Pin. Here, the case where the input power Pin is controlled by changing t3 without changing t1 and t2 will be described. From FIG. 4, it is possible to reduce the input power Pin by increasing t3. This is because, as shown in FIG. 3, the voltage amplitude value Vcp of the resonance voltage Vc3 decreases as t3 increases, and the voltage applied to the heating coil 5 decreases, so that the resonance current IL5 decreases. The input power Pin becomes constant at about 1.1 kW when t3 becomes about 25 μs or more. This is because the voltage Vc3 of the resonance capacitor 6 changes from negative to positive during the period when the resonance current actually flows through the bypass circuit 30 during the period t3 when the IGBT 13 is on, and the diode 25 of the bypass circuit 30 This is because it is limited to a period from when the voltage is applied to when the polarity of the resonance current is inverted from negative to positive while the IGBT 13 is on.
[0027]
Therefore, in FIG. 4, the lower limit value of the input power Pin that can be adjusted only at t3 without changing t1 and t2 is about 1.1 kW, and when set below this value, t1 and t2 are changed.
[0028]
Next, a case will be described in which t3 is set to about 25 μs or more, and t1 and t2 are changed to control the input power Pin. FIG. 5 shows control conditions in the case where the object to be heated is heated at a low output. The horizontal axis represents Duty (= t1 / ts) representing the conduction ratio of the upper arm conduction period t1 to the drive cycle ts, and the vertical axis represents the control cycle. Represents the input power Pin. As shown in FIG. 5, the input power Pin can be changed by changing the Duty by setting the bypass circuit 30 to the conductive state. In this embodiment, when the duty is reduced and the input power is reduced, the switching circuit 20 may generate a turn-on loss.
[0029]
Next, the conditions under which turn-on loss occurs will be described with reference to FIG. In FIG. 6, when the IGBT 12 is turned off at the time of toff, the snubber capacitors 31 and 32 are discharged and charged by the cutoff current Ioff.
[0030]
However, when Ioff is small, the voltage of the snubber capacitor 32, that is, the voltage Vc2 of the IGBT 12 rises slowly. When the IGBT 11 is turned on at the time of ton after the dead time td of the IGBTs 11 and 12 has elapsed, a large current for discharging and charging the snubber capacitors 31 and 32 respectively is supplied to the IGBT 11 because Vc2 is lower than the power supply voltage Vp of the inverter. Flow and turn-on losses occur. Similarly, even when the cutoff current of the IGBT 11 is small, a large current for charging and discharging the snubber capacitors 31 and 32 flows when the IGBT 12 is turned on, and a turn-on loss occurs.
[0031]
Therefore, when the input power is set to be equal to or lower than the desired power, the input power is controlled by setting the minimum value of the duty, driving the inverter for several seconds, and then switching to intermittent control for stopping the inverter for several seconds. However, in the intermittent control described above, electric power larger than desired electric power is input at the time of driving the inverter, and it becomes impossible to always heat the object to be heated at a constant temperature. In the present embodiment, as shown in FIG. 2, since the snubber capacitors 31 and 32 are always connected to the switching circuit 20, a turn-on loss may occur when heating at a low output.
[0032]
(Example 3)
FIG. 7 is a circuit configuration diagram of an electromagnetic induction heating device according to a third embodiment of the present invention. The same parts as those in FIG. 2 are denoted by the same reference numerals, and description thereof will be omitted. 7 is different from the second embodiment in that a snubber capacitor switching circuit 40 in which a snubber capacitor 33 and an IGBT 14 are connected in series is connected between points t and o of the inverter 100, and the snubber capacitor is turned off by turning off the IGBT 14. 33 can be separated from the switching circuit 20. The diode 24 is connected to the IGBT 14 in parallel in the reverse direction, and is used when discharging the charge of the snubber capacitor 33. The IGBT 14 is driven by a drive circuit 63, and the drive circuit 63 is controlled by a control circuit 70.
[0033]
Next, the operation of this embodiment will be described with reference to FIG. In FIG. 8, when the IGBT 12 is turned off at the time of toff, the output capacitance (not shown) between the collector and the emitter of the IGBTs 11 and 12 is discharged and charged by the cutoff current Ioff. Here, even if Ioff is small, the voltage rise of the voltage Vc2 of the IGBT 12 is fast because the output capacitance of the IGBTs 11 and 12 is small, and the time tr required for Vc2 to reach the power supply voltage Vp of the inverter is shorter than the dead time td. Become. When a forward voltage is applied to the parallel diode 21 of the IGBT 11, a return current flows through the diode 21, and the IGBT 11 is turned on at the time ton, which is a return period. Therefore, at the time of turn-on, zero volt switching can be realized, and even when the cutoff current becomes small, the turn-on loss can be eliminated.
[0034]
Therefore, even at the time of low output, the inverter can be driven continuously without stopping the drive of the inverter as in the case of the intermittent control, and the object to be heated can always be heated at a constant temperature.
[0035]
On the other hand, when heating at high output, the capacitor 33 is connected between the point t and the point o of the inverter 100 by turning on the IGBT 14, and the voltage applied to both IGBTs at the time of turn-off as in the second embodiment. Is reduced, and the turn-off loss is suppressed. In FIG. 7, even if the snubber capacitor 33, the IGBT 14, and the diode 24 are connected to the upper arm IGBT 11, the above-described effects can be obtained.
[0036]
(Example 4)
FIG. 9 is a circuit configuration diagram of an electromagnetic induction heating device according to a fourth embodiment of the present invention. The power supply 10 and the switching circuit 20 are omitted, and only the bypass circuit 30 and the resonance circuit 60 are shown. In addition, the same parts as those in FIG. 2 are denoted by the same reference numerals, and description thereof will be omitted.
[0037]
In FIG. 9, a resonance circuit 60 composed of a heating coil 5 and a resonance capacitor 6 is connected between a point p and a point t of the inverter 100. A bypass circuit 30 is connected to the resonance capacitor 6 in parallel. The bypass circuit 30 includes an IGBT 13 connected in series, a diode 25 for blocking a reverse current of the IGBT 13, and a diode 23 connected in parallel to the IGBT 13 in the reverse direction. Have been. Here, assuming that the resonance current IL5 flowing from the point p toward the resonance capacitor 6 is positive, the bypass current Ic3 flowing through the bypass circuit 30 is in one negative direction. In this embodiment, when the input power is reduced, the conduction period of the lower arm is narrowed to extend the conduction period of the upper arm, so that the polarity of the resonance current IL5 is easily inverted from negative to positive during the conduction period of the upper arm.
[0038]
Therefore, by flowing the bypass current Ic3 when the resonance current IL5 flows in the negative direction, it is possible to prevent the polarity of the resonance current IL5 from being inverted from negative to positive. In the present embodiment, the IGBT 13 of the bypass circuit 30 is driven based on the point p, and the drive circuit of the bypass circuit 30 needs to provide a new drive power supply separately from the drive circuit 61 of the switching circuit 20.
[0039]
The operation of this embodiment is the same as that of the second embodiment except that the control of the upper and lower arms of the second embodiment is reversed.
[0040]
(Example 5)
FIG. 10 shows a part of a circuit of an electromagnetic induction heating apparatus according to a fifth embodiment of the present invention. The power supply 10 and the switching circuit 20 are omitted, and only the bypass circuit 30 and the resonance circuit 60 are shown. In addition, the same parts as those in FIG. 2 are denoted by the same reference numerals, and description thereof will be omitted. In FIG. 10, the switching element of the bypass circuit 30 is a reverse current blocking type IGBT 16 having a reverse withstand voltage. The configuration in which the IGBT 13 and the reverse current blocking diode 25 in FIG. Become. In the bypass circuit 30 shown in FIG. 2, losses occur in the IGBT 13 and the diode 25, respectively. However, in the present embodiment, the loss is the loss of the IGBT 16, so that the circuit loss in the inverter 100 is reduced and the conversion efficiency is improved. The operation of this embodiment is the same as that of the second embodiment, and the description is omitted.
[0041]
(Example 6)
FIG. 11 shows a part of a circuit of an electromagnetic induction heating device according to a sixth embodiment of the present invention. The power supply 10 and the switching circuit 20 are omitted, and only the bypass circuit 30 and the resonance circuit 60 are shown. In addition, the same parts as those in FIG. 2 are denoted by the same reference numerals, and description thereof will be omitted. In FIG. 11, a bypass circuit 30 is connected to the resonance capacitor 6 in parallel, and the bypass circuit 30 includes an IGBT 18 and a diode 28 connected in parallel in the opposite direction to the IGBT 18. The difference from the second embodiment is that positive and negative bypass currents flow through the bypass circuit 30. In this embodiment, when lowering the input power, the conduction period of the upper arm is narrowed and the conduction period of the lower arm is extended, so that the polarity of the resonance current IL5 is easily inverted from negative to positive during the conduction period of the lower arm.
[0042]
Therefore, when the resonance current IL5 flows in the negative direction, by flowing the bypass current Ic4 through the diode 28, the polarity of the resonance current IL5 can be prevented from being inverted from negative to positive.
[0043]
Next, the operation of this embodiment will be described with reference to FIG. In FIG. 12, the current flowing in the upper arm of the switching circuit 20 is Ic1, the current flowing in the lower arm is Ic2, the current flowing in the bypass circuit 30 is Ic4, and the resonance current is IL5. The voltage between the collector and the emitter of the upper arm IGBT 11 is Vc1, the voltage between the collector and the emitter of the lower arm IGBT 12 is Vc2, the resonance voltage of the resonance capacitor 6 is Vc4, and the power supply voltage of the inverter is Vp.
[0044]
(Mode 1) In FIG. 12, when the drive signal of the IGBT 18 is turned off while the drive signal of the IGBT 11 is on, the resonance current IL5 flows through the path of the IGBT 11, the heating coil 5, and the resonance capacitor 6, and the resonance capacitor C6 is the resonance current. Charging is started by IL5, and Vc4 increases.
[0045]
(Mode 2) Next, when the drive signal of the IGBT 11 is turned off, the resonance current IL5 has a positive polarity, and this current flows through the path of the snubber capacitor 31, the heating coil 5, the resonance capacitor 6 and the snubber capacitor 32, The coil 5 and the resonance capacitor 6 continue to flow, and the snubber capacitor 31 of the upper arm is charged and the snubber capacitor 32 of the lower arm is discharged. Therefore, the voltage Vc1 between the collector and the emitter of the IGBT 11 gradually increases, and the voltage Vc2 between the collector and the emitter of the IGBT 12, that is, the output voltage gradually decreases. Thereafter, when the voltage of Vc1 reaches the power supply voltage Vp of the inverter and a forward voltage is applied to the diode 22 of the lower arm, the resonance current IL5 flows as a circulating current through the path of the heating coil 5, the resonance capacitor 6, and the diode 22. to continue. During this period, the drive signal of the IGBT 12 is turned on, but continues to flow through the diode 22 as long as the polarity of the current does not change.
[0046]
(Mode 3) Next, when the energy stored in the heating coil 5 becomes zero and the polarity of the resonance current IL5 changes from positive to negative, the IGBT 12 has already been turned on, and the resonance current IL5 changes the voltage Vc4 of the resonance capacitor 6 to the voltage. The flow Vc4 in the path of the heating coil 5 and the IGBT 12 as a source decreases.
[0047]
(Mode 4) When Vc4 decreases and a forward voltage is applied to the diode 28 of the bypass circuit 30, the resonance current IL5 flows through the path of the heating coil 5, the IGBT 12, and the diode 28.
[0048]
(Mode 5) Next, when the drive signal of the IGBT 12 is turned off, the resonance current IL5 has a negative polarity, and this current flows through the diode 28, the heating coil 5, the path of the snubber capacitor 31 and the diode 28, the heating coil 5 , Continue to flow through the path of the snubber capacitor 32, the capacitor 31 of the upper arm is discharged, and the capacitor 32 of the lower arm is charged. Therefore, the voltage Vc1 between the collector and the emitter of the IGBT 11 gradually decreases, and the voltage Vc2 between the collector and the emitter of the IGBT 12, that is, the output voltage gradually increases. Thereafter, when the voltage of Vc2 reaches the power supply voltage Vp of the inverter and a forward voltage is applied to the diode 21 of the upper arm, the resonance current IL5 continues to flow as a circulating current through the path of the diode 28, the heating coil 5, and the diode 21. . The drive signal of the IGBT 18 turns on with the timing of turning off the IGBT 12 as a trigger, but continues to flow through the diode 28 unless the polarity of the resonance current changes. Similarly, the drive signal of the IGBT 11 is turned on during this reflux period, but continues to flow through the diode 21 as long as the polarity of the resonance current does not change.
[0049]
(Mode 6) Next, when the energy stored in the heating coil 5 becomes zero and the polarity of the resonance current IL5 changes from negative to positive, the IGBTs 11 and 18 have already been turned on. It flows on the path of the IGBT 18.
[0050]
As described above, the above operation is performed during one cycle of the resonance current IL5, and thereafter, this operation is repeated. As described above, in the present embodiment, the bypass circuit 30 is provided in parallel with the resonance capacitor 6, and the phase characteristic can be avoided by maintaining the load characteristics inductive. This makes it possible to control the input power by changing the conduction period of the switching circuit 20.
[0051]
Next, a control method of the input power will be described. In FIG. 12, conduction periods of the IGBTs 11, 12, and 18 are represented by t1, t2, and t4, and one cycle of the resonance current, that is, a drive cycle is represented by ts. In FIG. 12, when t4 is controlled, the voltage amplitude value Vcp of the resonance voltage Vc4 changes. In the mode 3 described above, the resonance current IL5 in the negative direction flows through the path of the heating coil 5 and the IGBT 12 using the voltage Vc4 of the resonance capacitor 6 as a voltage source, so that the resonance current IL5 changes according to the magnitude of Vc4. Therefore, input power Pin can be controlled by changing t4. Further, similarly to the second embodiment, it is also possible to control the input power Pin by changing the conduction period of t1 and t2, and to control the conduction period according to the set magnitude of the input power.
[0052]
(Example 7)
FIG. 13 shows a part of a circuit of an electromagnetic induction heating apparatus according to a seventh embodiment of the present invention. The power supply 10 and the switching circuit 20 are omitted, and only the bypass circuit 30 and the resonance circuit 60 are shown. In addition, the same parts as those in FIG. 2 are denoted by the same reference numerals, and description thereof will be omitted. 13 differs from the second embodiment in that the IGBT 15 is connected in parallel with the diode 25 of the bypass circuit 30, so that positive and negative bypass currents can flow through the bypass circuit 30. In the sixth embodiment, positive and negative currents flow through the bypass circuit 30. However, since the current flows through the diode 28 in the negative direction, the current that can be controlled by the IGBT 18 is only the positive direction. In this embodiment, it is possible to control the positive and negative bypass currents by driving the IGBTs 13 and 15, and to control the resonance voltage and the duty of the switching circuit while maintaining the load characteristics of the resonance circuit 60 inductive, thereby controlling the input power. change. The control method of the IGBT 13 is the same as that of the second embodiment, and the IGBT 15 is the same as the IGBT 18 of the sixth embodiment.
[0053]
(Example 8)
FIG. 14 shows a part of a circuit of an electromagnetic induction heating apparatus according to an eighth embodiment of the present invention. The power supply 10 and the switching circuit 20 are omitted, and only the bypass circuit 30 and the resonance circuit 60 are shown. In addition, the same parts as those in FIG. 2 are denoted by the same reference numerals, and description thereof will be omitted. In FIG. 14, the bypass circuit 30 has a configuration in which a reverse current blocking IGBT 16 and an IGBT 17 having a reverse breakdown voltage are connected in parallel in the reverse direction. In the bypass circuit 30 shown in FIG. 13, since a positive current flows through the diode 23 and the IGBT 15, and a negative current flows through the diode 25 and the IGBT 13, a loss occurs in each of the diode and the IGBT. In the present embodiment, since the loss is caused by the IGBT 16 and the IGBT 17, the circuit loss in the inverter 100 is reduced and the conversion efficiency is improved. The operation of this embodiment is the same as that of the seventh embodiment, and the description is omitted.
[0054]
(Example 9)
FIG. 15 shows a part of a circuit of an electromagnetic induction heating apparatus according to a ninth embodiment of the present invention. The power supply 10 and the switching circuit 20 are omitted, and only the bypass circuit 30 and the resonance circuit 60 are shown. In addition, the same parts as those in FIG. 2 are denoted by the same reference numerals, and description thereof will be omitted. In FIG. 15, an IGBT 19 and an auxiliary resonance capacitor 7 connected in series are connected to the resonance capacitor 6 in parallel, and a diode 29 is connected in parallel to the IGBT 19 in the reverse direction. The difference from the second embodiment is that the bypass circuit 30 allows a bypass current to flow through the auxiliary resonance capacitor 7 and the IGBT 19 or the diode 29.
[0055]
Accordingly, when the IGBT 19 is turned on, the resonance capacitor 6 and the auxiliary resonance capacitor 7 are connected in parallel, so that the resonance frequency of the resonance circuit 60 is reduced, and it is easy to maintain inductive load characteristics. Further, even when the object to be heated made of a low-resistance material such as non-magnetic stainless steel or aluminum acts as a load and the equivalent inductance becomes small, the auxiliary resonance capacitor 7 is made conductive to reduce the resonance frequency. The increase can be suppressed, and the inductive load characteristics can be maintained. The control method of the IGBT 13 is the same as that of the second embodiment, and the description is omitted.
[0056]
(Example 10)
FIG. 16 is a block diagram of an electromagnetic induction heating device according to a tenth embodiment of the present invention. 16, inverters 100 and 200 are driven by drive circuits 61, 62, 63 and drive circuits 64, 65, 66, respectively, and each drive circuit is controlled by a control circuit 70. The control circuit 70 includes conduction period setting units 80 and 81 for setting the conduction periods of the switching circuits, bypass circuits and snubber capacitor switching circuits of the inverters 100 and 200, and a variable frequency oscillator 82 for setting the drive frequency of the inverter. In the present invention, when a plurality of inverters are provided to heat different objects to be heated as shown in FIG. 16, each inverter is driven at the same frequency output from the variable frequency oscillator 82 in order to prevent the generation of interference sound. The conduction period setting sections 80 and 81 control the conduction period of the switching circuit, bypass circuit and snubber capacitor switching circuit to control the input power.
[0057]
FIG. 17 shows the resonance current IL5 when the oscillation frequency of the variable frequency oscillator 82, that is, the drive frequency fs is controlled to be substantially constant without fluctuating in this embodiment. In FIG. 17, the amplitude value of IL5 changes in accordance with the power supply voltage of the inverter obtained by rectifying and smoothing the commercial AC voltage Vac, and the envelope of IL5 is substantially similar to the power supply voltage of the inverter. In this case, the noise level radiated from the inverter to the outside has frequency characteristics as shown in FIG. 18, and decreases as the noise level Np at the drive frequency fs becomes the maximum value and becomes higher harmonics.
[0058]
In this embodiment, by changing the oscillation frequency of the variable frequency oscillator 82 and changing the drive frequency fs, the frequency component of noise can be diffused and the noise level can be reduced. FIG. 19 shows the resonance current IL5 when the drive frequency is changed in synchronization with the power supply voltage of the inverter. In FIG. 19, the drive frequency is varied by ± Δfs with respect to fs. The drive frequency is set to be higher when the power supply voltage of the inverter is higher, and to be lower when the voltage is lower. Since the resonance type inverter operates at a drive frequency higher than the resonance frequency, the resonance current decreases when the drive frequency is increased.
[0059]
Therefore, by shifting the drive frequency higher when the power supply voltage of the inverter is high, the resonance current IL5 can be reduced. Assuming that the maximum value of IL5 when the drive frequency is controlled to be constant is Ip, FIG. As shown, the maximum value of IL5 can be reduced from Ip to Id. On the other hand, when the power supply voltage of the inverter is low, the driving frequency is shifted lower, so that the resonance current IL5 can be increased, and it is possible to increase IL5 as compared with the case where the driving frequency is controlled to be constant. In this case, the noise level radiated from the inverter to the outside has a frequency characteristic as shown in FIG. Can be reduced.
[0060]
【The invention's effect】
According to the present invention, by providing a bypass circuit in a resonance capacitor and bypassing a part of the resonance current, the load characteristics of the resonance circuit can be maintained inductive, the input power can be controlled by the Duty control, and the switching can be performed. The occurrence of element loss can be suppressed. Even when a plurality of inverters are driven at the same time, the drive frequency of all the inverters can be made the same, so that an electromagnetic induction heating device that does not generate interference noise can be provided.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a block diagram of an electromagnetic induction heating device according to a first embodiment of the present invention.
FIG. 2 is a circuit configuration diagram of an electromagnetic induction heating device according to a second embodiment of the present invention.
FIG. 3 is an operation explanatory diagram in the embodiment of FIG. 2;
FIG. 4 is an explanatory diagram of a control method in the embodiment of FIG.
FIG. 5 is an explanatory diagram of a control method in the embodiment of FIG.
FIG. 6 is an operation explanatory diagram in the embodiment of FIG. 2;
FIG. 7 is a circuit configuration diagram of an electromagnetic induction heating device according to a third embodiment of the present invention.
FIG. 8 is an operation explanatory diagram in the embodiment of FIG. 7;
FIG. 9 is a circuit configuration diagram of an electromagnetic induction heating device according to a fourth embodiment of the present invention.
FIG. 10 is a part of a circuit of an electromagnetic induction heating device according to a fifth embodiment of the present invention.
FIG. 11 is a part of a circuit of an electromagnetic induction heating device according to a sixth embodiment of the present invention.
FIG. 12 is an operation explanatory diagram in the embodiment of FIG. 11;
FIG. 13 shows a part of a circuit of an electromagnetic induction heating apparatus according to a seventh embodiment of the present invention.
FIG. 14 is a part of a circuit of an electromagnetic induction heating device according to an eighth embodiment of the present invention.
FIG. 15 shows a part of a circuit of an electromagnetic induction heating device according to a seventh embodiment of the present invention.
FIG. 16 is a block diagram of an electromagnetic induction heating device according to a tenth embodiment of the present invention.
FIG. 17 is an operation explanatory diagram in the embodiment of FIG. 16;
FIG. 18 is an explanatory diagram in the embodiment of FIG.
FIG. 19 is an operation explanatory diagram in the embodiment of FIG. 16;
FIG. 20 is an explanatory diagram in the embodiment of FIG. 16;
[Explanation of symbols]
DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 ... Commercial AC power supply, 2 ... Rectifier circuit, 3 ... Inductor, 4, 6, 7, 31, 32, 33 ... Capacitor, 5 ... Heating coil, 10 ... Power supply, 11, 12, 13, 14, 15, 16, 17, 18, 19: semiconductor switching element, 20: switching circuit, 21, 22, 23, 24, 25, 28, 29: diode, 30: bypass circuit, 40: snubber capacitor switching circuit, 60: resonance circuit, 61, 62, 63, 64, 65, 66 drive circuit, 70 control circuit, 71, 73 current detection element, 72 resonance current detection circuit, 74 input current detection circuit, 75 input power setting section, 80, 81 ... Conduction period setting unit, 82, variable frequency oscillator, 100, 200, inverter.

Claims (18)

直流電源と、該直流電源から供給される直流電圧を高周波の交流電圧に変換するインバータ回路とを有し、該インバータ回路はスイッチング回路と共振回路を含み、共振回路は加熱コイルと該加熱コイルに直列接続される共振コンデンサを含み、前記直流電源の両端子(p/o)のいずれか一方とスイッチング回路の出力端子(t)との間に前記共振回路を接続し、前記共振コンデンサに並列に接続されるバイパス回路を有することを特徴とする電磁誘導加熱装置。A DC power supply, and an inverter circuit that converts a DC voltage supplied from the DC power supply into a high-frequency AC voltage, the inverter circuit includes a switching circuit and a resonance circuit, and the resonance circuit includes a heating coil and a heating coil. Including a resonance capacitor connected in series, connecting the resonance circuit between one of both terminals (p / o) of the DC power supply and an output terminal (t) of a switching circuit, and connecting the resonance circuit in parallel with the resonance capacitor. An electromagnetic induction heating device having a bypass circuit to be connected. 直流電源と、該直流電源から供給される直流電圧を高周波の交流電圧に変換するインバータ回路とを有し、該インバータ回路はスイッチング回路と共振回路を含み、共振回路は加熱コイルと該加熱コイルに直列接続される共振コンデンサを含み、前記直流電源の両端子(p/o)のいずれか一方とスイッチング回路の出力端子(t)との間に前記共振回路を接続し、前記共振コンデンサに並列に接続されるバイパス回路を有し、
前記バイパス回路の導通期間を可変して前記共振回路に供給する電力を制御する第1の制御方法と、前記スイッチング回路の導通期間を可変して前記共振回路に供給する電力を制御する第2の制御方法を有し、前記第1、第2の制御方法の少なくとも一つを選択して電力を制御することを電磁誘導加熱装置の運転制御方法。
A DC power supply, and an inverter circuit that converts a DC voltage supplied from the DC power supply into a high-frequency AC voltage, the inverter circuit includes a switching circuit and a resonance circuit, and the resonance circuit includes a heating coil and a heating coil. Including a resonance capacitor connected in series, connecting the resonance circuit between one of both terminals (p / o) of the DC power supply and an output terminal (t) of a switching circuit, and connecting the resonance circuit in parallel with the resonance capacitor. Having a bypass circuit to be connected,
A first control method for varying the conduction period of the bypass circuit to control power supplied to the resonance circuit, and a second control method for varying the conduction period of the switching circuit to control power supplied to the resonance circuit. An operation control method for an electromagnetic induction heating device, comprising a control method, wherein at least one of the first and second control methods is selected to control electric power.
請求項2に記載した電磁誘導加熱装置の運転制御方法にあって、
前記共振回路に流れる電流を検出する第1の電流検出手段と、前記直流電源に流れる入力電流を検出する第2の電流検出手段と、前記第1、第2の電流検出手段からの信号に応じて、被加熱物の材質及び状態を判断する制御回路を備え、
前記制御回路は前記第1、第2の制御方法の少なくとも一つを選択して電力を制御することを特徴とする電磁誘導加熱装置の運転制御方法。
In the operation control method of the electromagnetic induction heating device according to claim 2,
First current detecting means for detecting a current flowing through the resonance circuit, second current detecting means for detecting an input current flowing to the DC power supply, and a signal from the first and second current detecting means. A control circuit for determining the material and state of the object to be heated,
An operation control method for an electromagnetic induction heating apparatus, wherein the control circuit controls at least one of the first and second control methods to control electric power.
請求項1から3記載のいずれか一つにおいて、
前記バイパス回路は、直列に接続される第1のスイッチング素子と第2のダイオードを備え、前記第1のスイッチング素子は逆並列に接続される第1のダイオードを備えることを特徴とする電磁誘導加熱装置。
In any one of claims 1 to 3,
The bypass circuit includes a first switching element and a second diode connected in series, and the first switching element includes a first diode connected in anti-parallel. apparatus.
請求項1から3記載のいずれか一つにおいて、
前記バイパス回路は、第1の逆耐圧機能付きスイッチング素子を備えることを特徴とする電磁誘導加熱装置。
In any one of claims 1 to 3,
The electromagnetic induction heating device, wherein the bypass circuit includes a first switching element having a reverse withstand voltage function.
請求項1から3記載のいずれか一つにおいて、
前記バイパス回路は、第3のスイッチング素子と該第3のスイッチング素子に逆並列に接続される第3のダイオードを備えることを特徴とする電磁誘導加熱装置。
In any one of claims 1 to 3,
The electromagnetic induction heating device, wherein the bypass circuit includes a third switching element and a third diode connected in anti-parallel to the third switching element.
請求項1から3記載のいずれか一つにおいて、
前記バイパス回路は、逆直列に接続される第1のスイッチング素子と第2のスイッチング素子を備え、前記第1、第2のスイッチング素子はそれぞれ逆並列に接続される第1、第2のダイオードを備えることを特徴とする電磁誘導加熱装置。
In any one of claims 1 to 3,
The bypass circuit includes a first switching element and a second switching element connected in anti-series, and the first and second switching elements include first and second diodes connected in anti-parallel, respectively. An electromagnetic induction heating device, comprising:
請求項1から3記載のいずれか一つにおいて、
前記バイパス回路は、逆並列に接続される第1、第2の逆耐圧機能付きスイッチング素子を備えることを特徴とする電磁誘導加熱装置。
In any one of claims 1 to 3,
The electromagnetic induction heating device, wherein the bypass circuit includes first and second switching elements having a reverse withstand voltage function connected in anti-parallel.
請求項1から8記載のいずれか一つにおいて、
前記バイパス回路は、直列に接続される補助共振コンデンサと第4のスイッチング素子を備え、該第4のスイッチング素子に逆並列に接続される第4のダイオードを有することを特徴とする電磁誘導加熱装置。
In any one of claims 1 to 8,
The electromagnetic induction heating apparatus, wherein the bypass circuit includes an auxiliary resonance capacitor connected in series and a fourth switching element, and has a fourth diode connected in anti-parallel to the fourth switching element. .
請求項1から9記載のいずれか一つにおいて、
前記スイッチング回路は、直列に接続される第5、第6のスイッチング素子を備え、前記第5、第6のスイッチング素子はそれぞれ逆並列に接続される第5、第6のダイオードを備えることを特徴とする電磁誘導加熱装置。
In any one of claims 1 to 9,
The switching circuit includes fifth and sixth switching elements connected in series, and the fifth and sixth switching elements include fifth and sixth diodes connected in anti-parallel, respectively. And an electromagnetic induction heating device.
請求項10記載の電磁誘導加熱装置において、
前記スイッチング回路は、前記第5、第6のスイッチング素子の少なくとも一方と並列に第1のスナバコンデンサを備えることを特徴とする電磁誘導加熱装置。
The electromagnetic induction heating device according to claim 10,
The electromagnetic induction heating device, wherein the switching circuit includes a first snubber capacitor in parallel with at least one of the fifth and sixth switching elements.
請求項10記載の電磁誘導加熱装置において、
前記スイッチング回路は、前記第5、第6のスイッチング素子の少なくとも一方と並列にスナバコンデンサ切替回路を備え、該スナバコンデンサ切替回路は、直列接続される第2のスナバコンデンサと第7のスイッチング素子を備え、該第7のスイッチング素子は逆並列に接続された第7のダイオードを備えることを特徴とする電磁誘導加熱装置。
The electromagnetic induction heating device according to claim 10,
The switching circuit includes a snubber capacitor switching circuit in parallel with at least one of the fifth and sixth switching elements, and the snubber capacitor switching circuit includes a second snubber capacitor and a seventh switching element connected in series. An electromagnetic induction heating device, comprising: a seventh diode, wherein the seventh switching element includes a seventh diode connected in anti-parallel.
請求項12記載の電磁誘導加熱装置において、
前記スイッチング回路のスイッチング素子を駆動する第1のドライブ回路、前記バイパス回路のスイッチング素子を駆動する第2のドライブ回路及び前記スナバコンデンサ切替回路のスイッチング素子を駆動する第3のドライブ回路を備え、前記被加熱物に供給する電力を設定する入力電力設定部を備え、前記制御回路は前記入力電力設定部からの出力信号に応じて、前記第1、第2、第3のドライブ回路を制御することを特徴とする電磁誘導加熱装置。
The electromagnetic induction heating device according to claim 12,
A first drive circuit that drives a switching element of the switching circuit, a second drive circuit that drives a switching element of the bypass circuit, and a third drive circuit that drives a switching element of the snubber capacitor switching circuit, An input power setting unit for setting power to be supplied to the object to be heated, wherein the control circuit controls the first, second, and third drive circuits according to an output signal from the input power setting unit. An electromagnetic induction heating device characterized by the following.
請求項3から13記載の何れか一つにおいて、
前記制御回路は、発振する周波数を変更可能な可変周波数発振器と、前記各スイッチング素子の導通期間を設定する少なくとも一つの導通期間設定部を備え、少なくとも一つのインバータは、前記可変周波数発振器から出力される発振周波数で駆動されることを特徴とする電磁誘導加熱装置。
In any one of claims 3 to 13,
The control circuit includes a variable frequency oscillator capable of changing an oscillating frequency, and at least one conduction period setting unit that sets a conduction period of each switching element, and at least one inverter is output from the variable frequency oscillator. An electromagnetic induction heating device driven at an oscillation frequency.
請求項14記載の電磁誘導加熱装置において、
前記可変周波数発振器は、前記直流電源の電圧に応じて発振する周波数を変化させることを特徴とする電磁誘導加熱装置。
The electromagnetic induction heating device according to claim 14,
The variable frequency oscillator changes an oscillating frequency in accordance with a voltage of the DC power supply.
直流電源と、該直流電源から供給される直流電圧を高周波の交流電圧に変換するインバータ回路とを有し、該インバータ回路はスイッチング回路と共振回路を含み、共振回路は加熱コイルと該加熱コイルに直列接続される共振コンデンサを含み、前記直流電源の両端子(p/o)のいずれか一方とスイッチング回路の出力端子(t)との間に前記共振回路を接続し、該共振回路に供給する電力を制御する制御回路を備え、該制御回路は、発振する周波数を変更可能な可変周波数発振器と、前記スイッチング回路の各スイッチング素子の導通期間を設定する少なくとも一つの導通期間設定部を備え、少なくとも一つのインバータは、前記可変周波数発振器から出力される発振周波数で駆動されることを特徴とする電磁誘導加熱装置。A DC power supply, and an inverter circuit that converts a DC voltage supplied from the DC power supply into a high-frequency AC voltage, the inverter circuit includes a switching circuit and a resonance circuit, and the resonance circuit includes a heating coil and a heating coil. Including a resonance capacitor connected in series, the resonance circuit is connected between one of both terminals (p / o) of the DC power supply and an output terminal (t) of a switching circuit, and supplied to the resonance circuit. A control circuit that controls power, the control circuit includes a variable frequency oscillator capable of changing an oscillating frequency, and at least one conduction period setting unit that sets a conduction period of each switching element of the switching circuit. An electromagnetic induction heating device, wherein one inverter is driven at an oscillation frequency output from the variable frequency oscillator. 請求項16記載の電磁誘導加熱装置において、
前記可変周波数発振器は、前記直流電源の電圧に応じて発振する周波数を変化させることを特徴とする電磁誘導加熱装置。
The electromagnetic induction heating device according to claim 16,
The variable frequency oscillator changes an oscillating frequency in accordance with a voltage of the DC power supply.
直流電源と、該直流電源から供給される直流電圧を高周波の交流電圧に変換するインバータ回路とを有し、該インバータ回路はスイッチング回路と共振回路を含み、共振回路は加熱コイルと該加熱コイルに直列接続される共振コンデンサを含み、前記直流電源の両端子(p/o)のいずれか一方とスイッチング回路の出力端子(t)との間に前記共振回路を接続し、前記共振回路の共振周波数を前記インバータの駆動周波数より低くするように共振コンデンサの電圧を制御することを特徴とする電磁誘導加熱装置。A DC power supply, and an inverter circuit that converts a DC voltage supplied from the DC power supply into a high-frequency AC voltage, the inverter circuit includes a switching circuit and a resonance circuit, and the resonance circuit includes a heating coil and a heating coil. A resonance capacitor connected in series, the resonance circuit being connected between one of both terminals (p / o) of the DC power supply and an output terminal (t) of a switching circuit, and a resonance frequency of the resonance circuit being Wherein the voltage of the resonance capacitor is controlled so as to make the driving frequency lower than the driving frequency of the inverter.
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