JP2004007818A - 無線機 - Google Patents

Abstract

【課題】無線機の低消費電力化、出力電力の高効率化、出力電力制御および直接変換方式の無線機で問題となる直流オフセットを除去する。
【解決手段】通話中に比べ、空きチャネルサーチ中におけるシンセサイザのループフィルタの帯域を狭くする。また電波環境を観測し、電波環境に応じた無線機に必要とされる特性を自ら判定し、性能に応じた低消費電力化を行なうと共に、電力増幅器ＰＡの消費電流を観測してアンテナ１０１の整合回路（ＬＮＡまたはＭＩＸ）を調節することでアンテナの損失を小さくする。また送信時の送信電力と反射波とから直流オフセットを除去する。またＡＣカップリング用のキャパシタを用いて直流オフセットを除去する場合は、キャパシタを含めた受信系の周波数特性の劣化をデジタル処理で補正する。送信電力検出部をＩＣ内に取り込み、検出する信号はＩＣの電源やグランドに漏洩する電力とする。
【選択図】図１

Description

　本発明は、例えば携帯型無線端末等の無線機に関する。

　近年、携帯型無線端末（以下携帯端末と称す）は、需要が増加する傾向にあり高性能なものの商品化が盛んに行なわれている。

　商品化の傾向としては、人が持ち運びやすいような小型化、消費電流を下げ通話時間を長くするような低消費電力化、妨害波に強い高線形化などである。

　このような商品を市場に提供する上で、全ての問題が解決したわけではなく、現在、個々の問題の解決のためのさらなる研究が進められている。

　以下、図３５〜図４３を参照して従来の無線機について説明する。

　図３５に従来のヘテロダイン方式の無線機の送受信の構成を示す。

　なお、この無線機の説明を行うにあたり、受信系については、直交復調方式を用いて直交準同期検波の構成として盛んに使用されているものを一例として挙げる。また、この無線機は、例えばＰＨＳ等で用いられている線形変調方式（π／４シフトＱＰＳＫ変調方式）を用いることを前提にしている。

　この無線機の場合、アンテナ１０１で受信された高周波信号は、無線部のＮＦを改善する目的の高周波増幅器１０２にて所定の利得が与えられ、その後、イメージ抑圧用の高周波フィルタ１０３を通過し、ローカル発振器１２５から供給される基準搬送波信号と周波数変換器１０４にて乗算され、中間周波数に周波数変換される。この後、周波数変換器１０５、１０６、ローカル発振器１０７、π／２移相器１０８から構成される直交復調部によってベースバンド周波数へ周波数が変換される。すなわち、ローカル発振器１０７から送出される中間周波数とほぼ同じ周波数で互いにπ／２の位相差のある基準信号と二つの周波数変換器１０５、１０６によってΙＱのベースバンド信号が得られる。このΙＱベースバンド信号には、低周波フィルタ１０９、１１０によって後段のＡ／Ｄ変換器１１３、１１４のためのアンチエリアジング処理が施される（フィルタリング）。なお、この低周波フィルタ１０９、１１０によってチャネル選択を行う場合もある。

　フィルタリングされたＩＱ信号は、低周波増幅器１１１、１１２によって所定の利得が与えられる。この後、Ａ／Ｄ変換器１１３、１１４によってディジタル信号に変換され、検波器１１７によってデータ信号に復調される。図３５において、周波数変換器１０５、１０６の後段のコンデンサ１１９〜１２４は、ＤＣ（直流）成分除去の目的で挿入されている。

　次に、従来の無線機の送信系について説明する。

　ベースバンド信号発生部からの直交したデジタル信号ＩｃｈおよびＱｃｈは、それぞれのデジタルアナログ変換器Ｄ／Ａ１６１、１６２によりアナログ信号に変換される。ここで変換されたそれぞれの信号は、各ルートロールオフフィルタ１５９、１６０に入力され、これによりＤ／Ａ１６１、１６２で発生した不要波が取り除かれると共にシンボル間の干渉を取り除くための第１の操作が行われる。この第１の操作の後の第２の操作は受信系のロールオフフィルタで行われる。

　乗算器１５７、１５８、ローカル発振器１６３（シンセサイザ）、π／２移相器１６３および加算器１５６からなる直交変調器により、ローカル発振器の出力は、ベースバンド信号により変調され、ＩＦ信号が生成される。

　このＩＦ信号は、送信周波数と同じ周波数へ周波数変換するため、ローパスフィルタ１５５を介してローカル発振器１２５および周波数変換器１５４に入力されてＲＦ信号に周波数変換される。ＲＦ信号は、バンドパスフィルタ１５３、可変減衰器１５２、電力増幅器１５１、方向性結合器１７２、バンドパスフィルタ１５０、送受切り替えスイッチ１７０を介してアンテナ１０１から出力される。送信電力は、電力増幅器１５１とフィルタ１５０の間にある方向性結合器１７２により感知され、電力検出器１７３により検出された電力を基に、制御信号部１７１から送信電力制御信号が可変減衰器１５２に入力される。低域フィルタおよびバンドパスフィルタ１５５、１５３、１５０は、不要輻射を避けるために用いられるものである。

　以下、このような従来の無線機の問題点を、受信系、シンセサイザ（上記に記したローカル発振器を意味する）、送信系、アンテナの順に説明する。

　まず、従来の受信系の問題点について説明する。

　従来の受信系の問題点は二つあり、第１の問題点は、消費電流が大きくなっしまうことであり、第２の問題点は受信時に直流オフセット（以下ＤＣオフセットと称す）が発生し受信特性を劣化させることである。

　まず、第１の問題点について説明する。無線機の受信特性は、そのシステムに要求される性能を常に満たす必要があるため、無線機がおかれる最悪の電波環境に対応できるように設計されている。ここで言う最悪の電波環境の一例としては、例えば相互変調特性または隣接チャネル選択度で定義した不要波が存在する場合である。つまり、所望信号以外の不要信号がシステム帯域内に存在する場合、不要信号のレベルがシステムで定義された所要のビット誤り率を満足すべき最大値である場合である。

　一般に、この最悪の電波環境でもシステムで定義された規格値を満足するため、無線機は、この最悪条件で常に動作させることを行なっている。したがって、この最悪な電波環境以外でも、この最悪条件を満たす性能で無線機を動作させている。ここで言う最悪の電波環境におかれた場合でも規格を満たすには、無線機の受信系の線形性を保つ必要がある。言い換えれば、受信系の歪みを規格を満足するように小さくする必要がある。これは、結果的に受信系を構成する回路ブロック、主に低雑音増幅器および周波数変換器の動作電流に関係することになる。

　一般に、回路の線形性を高めるためには回路の動作電流を大きくする必要がある。このため、最悪な電波環境を常に想定した無線機は、必要以上の消費電力を費すことになる。なぜならば、無線機は常に最悪の電波環境にいることはなく、無線機が動作しているほとんどの時間は最悪の電波環境以外であるためである。次に、受信時に直流オフセット（以下ＤＣオフセットと称す）が生じ受信特性を劣化させるという受信系の第２の問題点について説明する。

　一般に、上述した周波数変換器、低周波フィルタ、低周波増幅器等のアクティブ回路においては、その出力に所望信号と重畳してＤＣ成分が発生する。また、このＤＣ成分はセルフミキシングによっても発生する。

　ここで、セルフミキシングの現象を図３６で説明する。

　図３６（ａ）に示すように、ローカル発振器１０７の出力が漏洩して周波数変換器１０４で反射し、反射成分４０１が周波数変換器１０５でローカル発振器１０７と再度乗算される。反射成分４０１とローカル発振器１０７から発振される信号は同一周波数であるため、周波数変換器１０５の出力にＤＣ成分が発生する。図３７は、ＤＣ出力３０５が重畳した周波数変換器１０５の出力（所望信号）３０１を示している。なお、符号３０４で示されている線は熱雑音のレベルを示す。

　このＤＣオフセット出力は、受信誤り率の著しい劣化を生じるため、従来の無線機の受信部では、このＤＣ出力を削除する目的で、通常ＡＣカップリング（交流結合）用のコンデンサ（図３５では符号１１９〜１２４）をベースバンド段に挿入している。

　図３８（ａ）で、ＡＣカップル周波数特性が３０２となる様にコンデンサを挿入することにより、ＤＣ出力３０５を除去することができる。しかし、所望信号３０１の内の所望信号成分の一部３０３が削除されてしまう。すなわち図３８（ｂ）に示すノッチ３０６を生じる。このノッチは、当然熱雑音３０４にも生じる（３０７）。そのため、ＤＣ付近に所望信号成分の少ない変調指数の高いＦＳＫ信号などに対しては、返ってＣ／Ｎ特性が改善される場合もあった。

　このＡＣカップルを有効に用いてＤＣオフセット除去を行う方式は、既に提案されており、この方式は、特に従来ページャ等で使用されていた変調指数の高い２値ＦＳＫにおいて有効に活用できる。これは、ＤＣ付近の信号成分が少ないので、ＡＣカップルによる信号成分の減衰が少なくて済むためである。

　しかし、近年の高速データ伝送に用いられる変調指数の低いＦＳＫや４値ＦＳＫにおいては、ＤＣ付近の信号成分が多く、実用上は問題がある。

　受信部で発生するＤＣオフセットは、上述したように上記ヘテロダイン方式において問題視されていたが、昨今、移動通信分野等で使用されているダイレクト変換方式の場合には特に問題になる。このダイレクト変換方式におけるＤＣオフセットの問題は、へテロダイン方式とは異なる要素を持つため、以下に詳細に説明する。

　従来のダイレクト変換方式の無線機（以下ダイレクトコンバージョン無線機と称す）は、外部からの無線入力信号（ＲＦ信号）とこれと同じ周波数のローカル信号とをミクサに与えることによって、無線周波数の信号を、直接、ベースバンド信号に変換する信号変換形態の無線機である。このダイレクトコンバージョン無線機の構成を図３９に示す。

　ダイレクトコンバージョン無線機において、ヘテロダイン方式と異なる部分は、図３９に示すように、ＲＦ信号の中心周波数と同一の周波数を発振するローカル発振器１３０と、ミキサとしての周波数変換器２１３１、２１３２と、ローカル発振器からのローカル信号をπ／２だけ移相（位相をシフト）する移相器２１３３とを有していることであり、これによりＲＦ信号を直接ベースバンド信号に変換することができる。

　次に、このダイレクトコンバージョン無線機の動作を説明する。

　図３９に示すように、受信時に、アンテナ１０１で受信された高周波信号は、送受切り替えスイッチ１７０を介して高周波増幅器１０２に導かれる。ここで増幅された信号は、周波数変換器２１３１、２１３２にローカル発振器１３０および移相器２１３３よりのローカル信号と共に加えられる。周波数変換器２１３１、２１３２は基本的に３ポートのデバイスであって、ＲＦ、ＬＯ、そしてベースバンド信号の三つの端子を有している（端子名は図示せず）。高周波信号はＲＦに加えられ、また、ローカル信号はＬＯに加えられる。この結果、周波数変換された信号がベースバンド出力端子に発生することになる。

　ところで、数学的に理想的なミキサは、それぞれの端子間のアイソレーションが無限大であり、ある特定の端子に加えられた信号は、それ以外の端子には現れない。

　しかしながら、現実のミキサ、つまり周波数変換器２１３１、２１３２は、無限大のアイソレーションを取れるわけではないため、図３６（ｂ）のように、ローカル発振器１３０で発生したローカル信号は、破線４０２ａの経路を辿ってアンテナ１０１に発生する。したがって、ダイレクトコンバージョン無線機は、受信時にアンテナ１０１からローカル信号を放射する。

　このアンテナ１０１から放射されたローカル信号は、外部の反射体によって反射し、これがまたアンテナ１０１に受信され、図中、破線４０２ｂの経路を辿って、再び周波数変換器２１３１、２１３２に入力されることになる。各周波数変換器２１３１、２１３２に再び入力された信号とローカル信号とは全く等しい周波数の信号であるため、周波数変換器２１３１、２１３２のミキシング機能である乗算処理によって、各周波数変換器２１３１、２１３２のベースバンド出力端子には直流成分の出力が生じることになる。すなわち、所望の高周波信号が周波数変換されると同時に、自分自身のローカル信号の同士の乗算によって直流成分、すなわちＤＣオフセットが生じる。

　また、増幅器１０２での反射およびフィルタ１０３での反射が起こった場合は、へテロダイン方式の場合と同様に、図３６（ｂ）の破線４０３、４０４の経路で直流オフセットが発生する。

　図３６（ｂ）の破線４０２ａの経路で発生したＤＣオフセットは、外部からのローカル信号の反射量、つまりアンテナ１０１の周りの反射物体によって変化してしまうので、破線４０３、破線４０４の経路で発生したＤＣオフセットまたは能動素子固有のＤＣオフセットよりも問題は大きい。

　ダイレクトコンバージョン無線機の中でも、特に小型化の対象の携帯電話機などは、人が手で持って使用したり、かばんやポケット等に入れて持ち歩かれるためアンテナ１０１の外部の反射体の状況が時々刻々と変化する。したがって、ローカル信号の反射量も時変であり、ＤＣオフセットも時々刻々と変化し、これが抑えきれずに受信感度の低下を招く。

　このＤＣオフセットを補償するために、後段の回路上にキャパシタを設けているが、キャパシタの容量が固定であるため、時変であるＤＣオフセットの過渡応答によって受信誤り率が劣化してしまう。

　このように従来の受信系では、低消費電流化と受信特性の改善というの二つの問題に全く対応できていないのが現状であり、特にダイレクト変換方式の場合はヘテロダイン方式に比べて問題が大きい。

　次に、従来の無線機のシンセサイザについて説明する。

　従来の無線機には、周波数シンセサイザが使用されるが、これは、外部から制御信号を与えることによって、安定かつ正確な周波数信号を容易に得ることができる信号発生器である。

　従来の周波数シンセサイザの構成を図４０に示す。

　同図において、１１０１は温度補償型水晶発振器（以下ＴＣＸＯ）などの高安定な基準発振器、１１０３は基準分周器、１１０５は位相比較器、１１０７はループフィルタ、１１０９は電圧制御発振器（以下ＶＣＯ）、１１１１は比較分周器である。

　次に、この周波数シンセサイザの動作について説明する。

　この周波数シンセサイザの場合、高安定な基準発振器１１０１の出力を基準分周器１１０３で分周し、この分周された信号を基準信号としている。この基準信号と、ＶＣＯ１１０９の出力を比較分周器１１１１により分周した信号との位相は位相比較器１１０５によって位相比較され、二つの入力信号の位相差に応した電圧が出力される。ループフィルタ１１０７は、前記位相比較器１１０５の出力電圧を平滑化してＶＣＯ１１０９の制御電圧を発生する。このように位相同期ループ（以下ＰＬＬ）を構成することでＶＣＯ１１０９から安定した周波数の出力信号が得られる。

　さて、ここで、比較分周器１１１１の分周数をＮ１からＮ２にして周波数切替を行うと、位相比較器１１０５からは、二つの信号の位相差に応じた電圧が出力され、ループフィルタ１１０７を介して周波数同期及び位相同期がおこなわれる。この時の同期に至る時間は、ループフィルタ１１０７によって定められるループの自然角周波数ωｎとダンピング係数ζによって決まる。一般に発振周波数が安定で雑音が少ない自然角周波数とダンピング係数を選択すると周波数切替時間が長くなる。

　ところで、この種の周波数シンセサイザには、低位相雑音特性が要求されることから、周波数切替に時間がかかる。このため従来の周波数シンセサイザをＴＤＭＡ方式の無線機に適用した場合、通話中に空きスロットの合間を利用して空きチャネルサーチを行うことができないという重大な欠点を有していた。

　次に、従来の無線機の送信系について説明する。

　図３５において、周波数変換器１５４、可変減衰器１５２、電力増幅器１５１、送信電力制御回路１７１、送受切り替えスイッチ１７０等はそれぞれＩＣ化が容易であり、ＩＣ化技術によりこれらの部品は小形化が行われてきた。

　しかしながら、バンドパスフィルタ１５０、１５３、方向性結合器１７２および電力検出器１７３はＩＣ化が困難であるため部品を単独でマザーボード上に実装する必要があった。このため、実装面積が増大した。例えば、方向性結合器は５ｍｍ×５ｍｍ程度のチップ部品である。また、電力検出器ＤＥＴは、図４１に示すようなダイオードスイッチによるものが用いられるが、ダイオードＤ１やキャパシタＣ１、Ｃ２、抵抗ＲＥＳの実装面積を考えると、やはり５ｍｍ×５ｍｍ以上になってしまう。このため、小型化が必須である携帯型の無線機の体積が大きくなってしまうという問題があった。さらに、方向性結合器１７２による出力電力の損失を補償するように電力増幅器１５１の出力電力を大きくする必要があり、送信系の消費電力が大きくなってしまう欠点もあった。

　次に、従来の無線機のアンテナについて説明する。

　無線機を構成する部品の中では、携帯性を向上するという点から無線回路の小型化、中でもバッテリーとアンテナの小型化は急速に進んでいるものの、回路部自体の小型化のスピードは遠く及ばない。したがって、無線機全体として考えると、アンテナは、小形化および薄型化をよりいっそう進めていかなければならないものの一つである。

　一方、携帯型の無線機では、アンテナに対する人体の影響が問題になっている。人体は、無線周波数の電波に対して、吸収または散乱を生じさせる。さらに人体は、近接するアンテナの動作インピーダンスを変動させる。これは、人体というものは、高周波的にみると、高誘電率を有する電波吸収体としてはたらいているからである。結果として人体によってアンテナの放射特性の劣化が生じてしまうことになる。

　また近年の無線機の小型化、薄型化によってアンテナに耳がさらに近接する傾向にある。この近接は、人体によるアンテナ特性の劣化をさらに深刻なものにしている。

　ここで、従来のＰＨＳ端末のアンテナ特性を測定した結果を図４２、４３に示す。なお、ここに示した実験データは、周波数２ＧＨｚ程度の携帯無線機（ＰＨＳ端末）のモデルを作って実験した結果である。

　図４２、４３は、共に通話時の状態において水平面内の垂直偏波のパターンを示しているが、図４３は図４２に比べて小形したアンテナと筐体を用いた場合の図である。図４３と図４２の垂直偏波のパターンを比較すると、小形したアンテナと筐体を用いた場合（図４３）、通常の大きさのアンテナと筐体とを用いた場合（図４２）よりも利得がほぼ８ｄＢ程度劣化してしまうことが判る。

　先に述べた通り、この劣化の原因のーつは、アンテナのインピーダンスが人体により変動することにある。ここで劣化する様子を詳しく説明する。なお説明にあたっては、アンテナを送信用として用いた場合を想定している。

　アンテナから電波を放射させるためには、まずアンテナに電力が入力されなくてはならない。アンテナへの電力入力の最適条件は、給電線のインピーダンスとアンテナのインピーダンスが同じ値となっていることである。アンテナのインピーダンスが最適値から変動すると給電線を伝わってきた電力は、アンテナの入力端で反射してしまい送信アンプへ戻ってしまう。従ってアンプから出力された電力がアンテナへ入力されないことになる。また、この反射は場合によってはアンプを発振させるなど悪い影響を与えることになる。

　以下、上記した問題を解決する手法として容易に類推可能なものと、その解決策に含まれる問題点を説明する。

　アンテナの入力端における反射を抑圧する方法としてまず思い付くのは、アンテナを広帯域化することである。つまり人体の近接によって入力インピーダンスが変動しても、狭帯域なアンテナに比べて広帯域アンテナの方が変動が小さいことを利用する方法である。しかしながらアンテナの広帯域化はアンテナの体積を大きくさせることを要求する。従ってアンテナを広帯域化する方法は、最初に述べたアンテナの小型化、ひいては無線機全体の小型化と相反する結果を引き起こすことになる。

　別の方法としては、人体に近接させたときに最適となるようにアンテナのインピーダンスを調整しておくことが考えられる。しかしながら、この手法は一概に良い方法とは言えない。なぜなら携帯無線機が使用されるのは、人体近接時ばかりとは限らないからである。人は携帯無線機を手で持ち歩いたりかばんの中に入れて持ち歩いたりするため、携帯無線機の使用状態が様々に変化する。この使用状態によって、アンテナのインピーダンスの変動量は変わる。これは使用状態によって近接する物質や距離が異なるからである。このように変動量がさまざまに変化する場合、すべての状態において最適な状態にアンテナのインピーダンスを調整することは非常に困難である。

　さらに、アンテナに最も近接する人体部位として耳が上げられるが、耳の大きさは個人差が大きい。この耳の大きさの個人差によってもアンテナの性能が影響を受ける。耳の影響は、アンテナのインピーダンスを大きく変動させる。なぜなら耳の誘電率は80前後と非常に高く、これがアンテナに近接するとアンテナの電気的な長さが大きく変化してしまうからである。耳がアンテナに付いているか付いていないか、付いていなくても近いか離れているかによりアンテナのインピーダンスは大きく変化する。この耳のアンテナの相対位置は、耳の大きさによって左右される。このように、人体近接時にインピーダンスを最適化しようとしても、ある人に対して最適設計したアンテナが、別の人にとっては最適ではないというように、人により性能のばらつきが発生してしまう。

　上記二つ以外の手法としては、アンテナの整合回路を使用状態に併せて最適制御することがいくつか考えられている。

　その１つとして、通話ボタンの入り切りによりアンテナの整合回路を変更する方法である。これは、通話ボタンを入れている。つまり、通話しているのだからアンテナは耳に近接しているはずであるという推測によって成立する。

　しかしながら、この場合、簡単な構成で実現できるという利点があるが、先に述べた耳の大きさの個人差に対して対応することができない。

　２つ目としては、アンテナから反射してくる反射波のレベルを調べ、反射量によってアンテナの整合回路を変更する手法である。

　しかしながら、この場合、反射量を調べるためにアンテナと無線回路の間にプローブを挿入することが必要となり、このプローブによって、反射損が生じたり、導体損失が発生し、送受信される高周波信号の損失を引き起こす。

　このように上述した従来の無線機では、受信系においては、無線機の消費電流は、常時、利用最大値の電流を流す必要があり、必要以上に消費されてしまう。またＡＣカップルによるＤＣオフセット除去では、所望信号成分も減衰してしまう。さらにＡＣカップルによっても除去できないアンテナ外部の反射体等に起因する時変ＤＣオフセットがあり、受信感度の劣化を抑えることができない等の問題があった。

　また、シンセサイザにおいては、通話中に空きチャネルスロットの合間を利用して空きチャネルサーチをすることができないという問題点があった。

　さらに、送信系においては、アンテナ以外の回路部品、例えば方向性結合器または電力検出器等の実装面積が大きく、さらなる小型化が難しい。

　また、アンテナにおいては、無線機を携帯する際に、アンテナと人体の近接によってアンテナ特性が劣化し、これを改善するためにはアンテナを大きくしたり、使用者を選ぶ必要があるといった問題点があった。

　本発明はこのような課題を解決するためになされたもので、その第１の目的は消費電力を低減することにある。また第２の目的は、時変ＤＣオフセットを除去し、受信感度を向上することにある。さらに、第３の目的は、アンテナを大きくすることなく、使用者を選ぶことなく、アンテナ本来の性能を維持することにある。

　上記した目的を達成するために、請求項１記載の発明の無線機は、無線システムにおいて使用するシステム帯域内の無線信号を受信する受信部と、前記システム帯域内を少なくとも網羅する帯域内で消費される電力を検出する電力検出手段と、前記電力検出手段により検出された電力量が規定値以下であった場合、前記受信部の消費電流を低く制御する制御手段とを具備している。

　請求項２記載の発明の無線機は、請求項１記載の無線機において、前記制御手段は、前記電力検出手段により検出された電力量と所望チャネルの帯域で検出された電力量との差または比を求め、求めた差または比の値と予め設定された規定値と比較することによって前記受信部の消費電流を制御することを特徴としている。

　請求項３記載の発明の無線機は、請求項１記載の無線機において、前記電力検出手段が検出する電力量は、前記システム帯域内を少なくとも網羅する帯域内全ての電力量と所望チャネルの帯域の電力量とを検出し、前記全ての電力量から所望チャネルの帯域の電力量を減算し、その減算値からさらに前記システム帯域で発生する熱雑音を減算して得られた電力量であることを特徴としている。

　請求項４記載の発明の無線機は、請求項１記載の無線機において、空きチャネルサーチの結果、検出された空きチャネル数が規定数以上であった場合、前記受信部内に設けられている低雑音増幅器または周波数変換器の少なくとも一方の消費電流を小さくするよう制御する電力制御手段を具備している。

　請求項５記載の発明の無線機は、アンテナへ無線信号を供給し送信するための電力増幅器を備えた送信系と、前記アンテナから無線信号を受信する受信系と、前記受信系または前記送信系のいずれかへ回路を切り替える送受切り替えスイッチとを備えた無線機において、前記送信系の電力増幅器の電源系に接続され、送信時に前記電源系の変動から送信電力を検出する送信電力検出手段と、前記送信電力検出手段により検出された送信電力に応じて前記受信系または前記送信系の消費電流を低く制御する制御手段とを具備している。

　請求項６記載の発明の無線機は、請求項５記載の無線機において、前記送信電力検出手段が、前記電源系の変動量を感知する感知手段であることを特徴としている。

　請求項７記載の発明の無線機は、請求項５記載の無線機において、前記送信電力検出手段が、前記電源系の変動量を感知する感知手段と、前記感知手段により感知された信号を低周波に変換する周波数変換手段とを具備している。

　請求項８記載の発明の無線機は、請求項６、７いずれか記載の無線機において、前記感知手段は、ダイオード、キャパシタ、抵抗のうちいずれかであることを特徴としている。

　請求項９記載の発明の無線機は、請求項５乃至８いずれか一記載の無線機において、前記電力増幅器を主とするＩＣまたは送受切り替えスイッチを主とするＩＣのうち、いずれか一方に前記送信電力検出手段を設けたことを特徴としている。

　請求項１０記載の発明の無線機は、請求項９記載の無線機において、前記送受切り替えスイッチとしてSingle-Pole-Dual-Throw回路をＩＣ化し、前記送信電力検出手段は前記Single-Pole-Dual-Throw回路の漏れ電流を検出することを特徴としている。

　請求項１１記載の発明の無線機は、請求項１０記載の無線機において、前記Single-Pole-Dual-Throw回路の漏れ電流を検出する上で、送信電力入力端子とシャント用トランジスタのドレイン（ソース）端子とを接続し、ソース（ドレイン）端子と抵抗またはキャパシタまたはインダクタからなる２端子のインピーダンス回路の第１の端子を接続し、インピーダンス回路の第２の端子をグランドに接続し、シャント用トランジスタのゲートＴ端子は、制御信号が入力される構成を有するSingle-Pole-Dual-Throwスイッチを用い、前記第１の端子から漏れる電流に比例した信号を検出することを特徴としている。

　請求項１２記載の発明の無線機は、請求項９記載の無線機において、前記電力増幅器または送受切り替えスイッチのうちいずれかをＩＣ化するにあたり、前記感知手段については、前記ＩＣ表面に形成された電源系の配線に絶縁層を介して金属配線を形成して構成したことを特徴とを具備している。

　本発明の場合、受信系の第１の課題に対しては、無線機に必須である所望波帯域内の電力を検出する機能のほかに、システム帯域内の電力を検出する機能を付加することで、最悪な電波環境に無線機がいるか否かを判断する。その結果から、受信系の消費電流を制御する。さらに上記判断は、記憶装置を参照して行なう。
　また、受信系の第２の課題に対しては、ＡＣキャパシタを付加することにより、各周波数の減衰量に応じた増幅をデジタル信号処理部に備える。

　受信系の第３の課題に対しては、前記制御信号検出部は送信時のアンテナの反射係数、もしくは電力増幅器の反射電力を検出し、検出した信号に応じて周波数変換器、低周波数増幅器、またはアナログ／デジタル変換器の直流オフセットを制御する制御部を有する。

　さらに、送信時に検出されたアンテナの反射係数もしくは電力増幅器の反射電力信号を記憶装置に記憶しておき、受信時に記憶装置に記憶された反射係数もしくは反射電力信号に応じて周波数変換器、低周波増幅器またはアナログ／デジタル変換器の直流オフセットを制御する。

　さらに、制御信号検出部により検出されたアンテナの反射係数、もしくは電力増幅器の反射電力に応じた値を、前記アナログ／デジタル変換器で検出した値から減算または加算する。したがって、この発明によれば、アンテナ外部の反射体の状況が変化した場合にもＤＣオフセットの変化を抑圧し受信感度の低下を防ぐことができる。

　シンセサイザの課題に対しては、システム帯域内の空きチャネルを検出する際に、ループ帯域を通話時の帯域より広げる。

　送信系の第１の課題に対しては、方向性結合器、電力検出器の実装面積を小さくするために、電力増幅器ＩＣからアンテナまでの部品の中で、ＩＣ化できる部品である電力増幅器ＩＣまたは送受切り替えスイッチＩＣ内に、必ずしも方向性をもたない電力結合器、電力検出器を製作する。これにより、小型化を達成する。
　また、送信電力を検出する信号として、上記ＩＣ内で発生する送信電力に比例した信号を用いる。送信系の第２の課題に対しては、電源系の変動量を検出する。アンテナに関しては、送信アンプの給電線に流れる電流を測定し、測定した電流値に基づいてアンテナの整合特性を可変する。

　以上説明したように本発明によれば、無線機の受信系においては、システム帯域内の電力と所望波の電力を検出し、その結果を基に消費電流制御を行うので、無線機を低消費電力化することができる。またＡＣカップリング用のキャパシタを受信部に設けているような場合、キャパシタの特性を含んで周波数特性の劣化を補正するので、受信誤り率を劣化させるＤＣオフセットを除去できる。さらに反射体から戻る反射電力を方向性結合器で検出し、検出した反射電力と送信電力とに基づいてＤＣオフセットを発生する各部を制御するので、時変のＤＣオフセットを除去することができる。

　シンセサイザ系においては、空きチャネルサーチ用にループフィルタの帯域を広げる制御を行うので、高速に空きチャネルサーチが可能になる。また空きチャネルをサーチした結果、空きチャネル数が多ければ、無線機の電力消費量を低減して動作させるので、無線機を低消費電力化することができる。

　送信系においては、電力の感知手段および検出手段をＩＣ内に形成することで、小型化を達成できる共に、従来用いていた送信電力の損失が生じてしまう方向性結合器を省くことができ、無線機を低消費電力化することができる。

　アンテナにおいては、電力増幅器の動作電流を検出し、アンテナの整合回路を動作電流に応じて可変するようにしたので、無線機の使用状態によりアンテナ特性劣化を補償でき、従来に比べ無線機の低消費電力化および性能の向上を図ることができる。

　以下、本発明の実施の形態を図面を参照して詳細に説明する。

　図１は本発明に係る一つの実施形態の直接復調方式の無線機の受信系の構成を示す図である。なおここでは本発明の一実施形態として直接復調方式の無線機を例に挙げて説明するが、この他、ヘテロダイン方式等にも応用できる。

　同図において、ＬＮＡは低雑音増幅器、ＢＰＦはバンドパスフィルタ、ＭＩＸは周波数変換器、ＢＵＦＦ１、２はそれぞれ緩衝増幅器、ＬＰＦ１またはＢＰＦ１とＬＰＦ２は低域フィルタ（またはＢＰＦ２はバンドパスフィルタ）、ＲＳＳＩ１とＲＳＳＩ２は電力検出器、１０は減算器（または割算器）、１１は判定装置（decision）、１２は遅延器（deley）、１３は電流制御手段（current-contol）である。ＬＰＦ１またはＢＰＦ１は、信号帯域のみを通過させる特性を有するフィルタであり、ＲＳＳＩ１は信号帯域内の電力を検出するものである。ＬＰＦ２またはＢＰＦ２は、システム全体の帯域を通過させる特性を有するフィルタであり、ＲＳＳＩ２はシステム帯域内の電力を検出するものである。ＬＰＦ２およびＢＰＦ２の通過帯域は、システム帯域の全ての周波数を網羅する必要があるため、最低でもシステム帯域を通過するフィルタが必要となる。遅延装置１２は、例えば電流制御を判定した時間から１フレーム分または１スロット分、入力信号を遅延させて出力する。受信系の回路ブロックの電流を減らすためには、無線機が現在、最悪な電波環境に存在しないことを検出する必要がある。これを行なうためにＲＳＳＩ１とＲＳＳＩ２とを設けている。ＲＳＳＩ１では所望波帯域内の電力を検出し、ＲＳＳＩ２ではシステム帯域内電力を検出する。判定装置１１は、ＲＳＳＩ１で検出した電力とＲＳＳＩ２で検出した電力の差分または比をとることによって無線機が存在する電波環境が最悪な状態か否かを判断する。実際上、電波環境が最悪でない場合に電流を例えば半分程度に減少しても回路が問題なく動作するという保証は全くないので、ＲＳＳＩ１とＲＳＳＩ２との差または比をとった結果、得られた数値をいくつかの段階に割付け、その割付けた段階毎に電流を設定し低雑音増幅器ＬＮＡおよび周波数変換器ＭＩＸに流すようにする。上記ＲＳＳＩ１とＲＳＳＩ２の差または比から設定される電流は、前もって回路ブロックの歪み特性を検査し、得られた結果を判定装置１１内のメモリ上（図示せず）に作成したテーブルに書き込んでおくものとする。そして、そのテーブルの設定電流値を参照して低雑音増幅器ＬＮＡおよび周波数変換器ＭＩＸへ電流を流すものとする。なお割付ける電流の段階の数が少ない場合は、必ずしもテーブルを参照する必要はない。

　続いて、図２のフローチャートを参照して、この受信系の動作を説明する。

　なおこの受信系の動作を説明するにあたり、受信スロットは１フレームに一回のみの場合とし、その受信スロットのみを用いて制御を行なうものとする。また、説明を簡単にするため、割付ける電流の段階は、通常電流（最悪な電波環境用）と低電流モードの２段階のみとする。

　この受信系の場合、図２に示すように、受信スロットの始まりから（slot start）、受信スロットの終了まで（slot end）、つまりslot endになってから（S201）、ＲＳＳＩ１により所望帯域内の電力を検出すると共に、ＲＳＳＩ２によりシステム帯域内の電力を検出し、互いの電力検出結果を減算（ＲＳＳＩ２−ＲＳＳＩ１）または除算（ＲＳＳＩ２／ＲＳＳＩ１）し、その減算結果（または除算結果）がある設定値Ａ以上であるか否かを判定する（S202）。

　ここで、例えば減算結果がある設定値Ａ以上である場合（S202のYES）、判定装置が電波環境が悪いと判定し、通常電流を流す（normal mode)と判定する（S203）。その判定結果を次の受信スロットに適用する（S204）。

　また、次の受信スロットで検出された減算値（ＲＳＳＩ２−ＲＳＳＩ１）または除算値（ＲＳＳＩ２／ＲＳＳＩ１）が設定値Αよりも小さい場合（S202のNO）、判定装置１１は低電流モード（low current mode）と判定し（S205）、低雑音増幅器ＬＮＡおよび周波数変換器ＭＩＸの電流を減少させる（S206）。

　電流を減少させる上では、例えば低雑音増幅器ＬＮＡおよび周波数変換器ＭＩＸのバイアス電流を設定するバイアス回路（図示せず）内の抵抗値または規定電圧を変えるようにする。以下同様に電流を調節する。なおこの実施形態では、１フレーム前に検出する場合について説明したが、この他、１スロット前に検出するようにもできる。この場合、１フレーム前の検出した所望波の出力レベルと現在のシステム帯域内の出力の差分または比をとることで判定を行うようにする。また発明を実施するにあたり、初期値の電流設定は通常電流モードとすることが望ましいが、前に述べた空きチャネル検出によって、全てのチャネルが空いていた場合、明らかにシステム内の不要波がない推定できるので、初期値を低電流モードとしても良い。

　次に、ＬＰＦ２およびＢＰＦ２は帯域がシステム全体の帯域であるため、所望波の帯域に比べてその帯域比分、白色雑音（熱雑音）が多くなってしまう。この白色雑音（熱雑音）が多くなった場合、判定装置１１が誤ってシステム内に規定値以上の電波が存在すると判断してしまう恐れがある。これを回避するためにＲＳＳＩ２から得られた電力検出値から、帯域の広がった分の白色雑音の電力成分を引き、ＲＳＳＩ２の電力検出値を補正する必要がある。この補正の手法としては、ＲＳＳＩ２で検出された電力値から白色雑音の電力成分を単に引いても良く、またＲＳＳＩ２で検出された電力値を、白色雑音の電力分を書き込んだテーブルを用いて補正しても良い。

　図３は本発明の無線機の受信系に関する他の実施形態を示す図である。

　図３に示すように、この受信系は、図３５の従来の受信系の構成に、Ｉチャネルの乗算器１１５、Ｑチャネルの乗算器１１６および記憶手段としてのメモリ１１８などを付加したものである。

　メモリ１１８には、周波数変換器１０５からＡ／Ｄ変換器１１３に至るまでのベースバンド部のＡＣカップルの総合周波数特性の逆特性のデータと、周波数変換器１０６からＡ／Ｄ変換器１１４に至るまでのベースバンド部のＡＣカップルの総合周波数特性の逆特性のデータとが格納されている。そして、各逆特性のデータが各乗算器１１５、１１６にて所望信号と乗算される。Ａ／Ｄ変換器１１３、１１４）の出力である所望信号には、図３８（ｂ）に示したように、ノッチ３０６が生じているが乗算器１１５、１１６でメモリ１１８の内容を乗算することにより原信号が再生される。

　次に、図４〜図６を参照してメモリ１１８に記憶されている周波数特性について説明する。

　図４（ａ）において、符号８０１は周波数変換器１０５出力からＡ／Ｄ変換器１１３出力までのベースバンド部のＡＣカップルの周波数特性である。このＡＣカップルの周波数特性８０１は、直流（ＤＣ）で０となる。この周波数特性８０１の逆特性は、図４（ｂ）に示す特性８０２となり、直流周波数で無限大となる。この周波数特性（逆特性）８０２は、このままではメモリ１１８にデータとして格納することはできない。

　そこで、この逆特性８０２のうち、要求される補償精度に応じて、直流成分の所定レベル以上を取り除いて逆特性として用いる。

　図４（ｂ）の例では、ＡＣカップルの逆特性８０２のＤＣ成分の一部分８０３を取り除き、残りの部分を逆特性８０４としている。したがって、この逆特性８０４をＡ／Ｄ変換器１１３、１１４の出力信号に乗算した後の所望波には、逆特性８０４の直流成分を打ち切った分の補償誤差が生じる。つまり、逆特性８０４のＤＣ成分の打ち切り分の補償誤差によって、図５に示すように、所望波３０１と熱雑音３０４にそれぞれノッチ７０１、７０２が生じる。

　しかし、不要ＤＣ出力は、完全に除去されており、信号成分のノッチ７０１も補償前の図３８（ｂ）に示したノッチ３０６と比べれば改善されることは明らかである。なお、基本的にＩチャネルとＱチャネルとのＤＣオフセット出力は異なるため、この自己補償本操作はＩＱ両チャネルについて行う必要がある。このＤＣ出力の自己補償機能の利点は、図３でローカル発振器１０７から供給される基準搬送波周波数が所望値からオフセットした場合でも全く効果を損なわない点である。

　例えばローカル発振器１０７の周波数が所望値からオフセットした場合、周波数変換器１０５、１０６からのベースバンド所望信号出力は、中心周波数が直流からオフセットする。この様子を図６に示す。

　図６に示すように、所望信号６０１は、中心周波数が直流成分から符号６０２で示す幅だけオフセットしている。これはローカル発振器１０７の所望周波数からの周波数オフセットに相当する。しかし、この図６から分かるように、ベースバンドに周波数変換された信号の中心周波数が直流からオフセットした場合でも、原理的にＤＣ出力３０５の周波数は、直流からオフセットすることはない。従って、コンデンサ１１９〜１２４のＡＣカップル周波数特性３０２によって、ＤＣ出力３０５は、完全に除去される。その後に、メモリ１１８に格納されている逆特性８０４を乗算すれば良い。したがって、ローカル発振器１０７に周波数オフセットがない場合と同様に、所望信号３０１にノッチを生じることなくＤＣ出力３０５を除去することができる。なお、この逆特性８０４のデータは、予め測定したデータをメモリ１１８に格納しておけば良い。

　次に、図７を用いて本発明に関する無線機の受信系の別の実施形態について説明する。この実施形態の受信系は、図３に示した受信系にさらにスイープ発振器９０１および切替スイッチ９０２、演算器９０７を付加したものである。スイープ発振器９０１は、切替スイッチ９０２を介してＩチャネルおよびＱチャネルのそれぞれの回路系に接続されている。スイープ発振器９０１は、周波数変換器１０５、１０６出力からＡ／Ｄ変換器１１３、１１４出力までのＡＣカップルの周波数特性８０１がフラットとなる周波数範囲までをスイープする。このスイープ操作によって、ＩチャネルとＱチャネルのＡＣカップルの周波数特性８０１を求めることができ、各Ａ／Ｄ変換器１１３、１１４の後段に回路を分岐させて設けた演算器９０７に送られる。演算器９０７では、測定されたＡＣカップルの周波数特性８０１から、図４の逆特性８０４を計算してメモリ１１８に格納する。スイープ発振器９０１を用いて周波数特性を測定する操作は、受信動作が行われていない時間区間に行うことができる。

　このようにこの実施形態によれば、温度特性等によってＡＣカップルの周波数特性８０１が変化した場合でも、より柔軟に逆特性８０４を求めてＤＣオフセット補償を行うことができる。

　なおこの受信系は、へテロダイン方式のもので説明したが、直接変調方式においても用いることができる。但し、反射体による時変のＤＣオフセットの過渡応答には対応できない。しかし、無線システムによってはこの対策で十分な特性が得られることもある。

　次に、直接変換方式で問題とされる反射体に起因する時変ＤＣオフセットを除去する方法について説明する。

　図８は本発明の無線機の一つの実施形態である直接変換方式の無線機（以下ダイレクトコンバージョン無線機と称す）の構成を示す図である。

　同図において、１０１はアンテナ、１７０は送受信切り替えスイッチ、１０２は高周波増幅器、１０５、１０６は周波数変換器である。周波数変換器１０５、１０６は直流オフセット制御端子１３２−１を備えている。１３０はローカル発信器、１３１はπ／２移相器、１０９はベースバンドフィルタ、１１１、１１２は低周波増幅器である。低周波増幅器１１１、１１２は直流オフセット制御端子１３２−２を備えている。１３５、１３６はベースバンド信号処理回路であり内部に直流オフセット制御端子１３２−３を備えている。各ベースバンド信号処理回路１３５、１３６にはそれぞれ内部にアナログ／ディジタル変換器１１３、１１４および加算・減算回路１３３、１３４が設けられている。

　１３７はこのダイレクトコンバージョン無線機の送信系である。この送信系１３７は、バンドパスフィルタ１５０、方向性結合器１７２、電力増幅器１５１、可変減衰器１５２、電力検出器１７３、電力制御回路１７１、加算器１５６、周波数変換器１５７、１５８、低域フィルタ１５９、１６０、デジタル／アナログ変換器、送信信号発生器１３８等から構成されている。１３９は直流オフセット制御回路であり、上記方向性結合器１７２と各制御端子１３２−２、１３２−２、１３２−３に接続されている。

　続いて、このダイレクトコンバージョン無線機の動作について説明する。まず、送信の基本的な動作について説明する。

　このダイレクトコンバージョン無線機において、送信時には、送受切り替えスイッチ１０２が送信系１３７側に切り替えられる。そして、送信信号発生器１３８からの送信波は、電力増幅器１５１で増幅され、方向性結合器１７２、送受切り替えスイッチ１７０を介して、アンテナ１０１から送信される。

　ここでは、送信と受信とで同じ周波数を使用するΤＤＤ方式を例に挙げて説明する。送信時には方向性結合器１７２によってアンテナ１０１からの反射電力が計測される。また、この方向性結合器１７２によりアンテナ１０１への進行電力も測定される。これらの測定結果は、直流オフセット制御回路１３９へ出力される。そして、直流オフセット制御回路１３９において入力された反射電力と進行電力とから送信時のアンテナ１０１の反射係数が求められる。ＴＤＤ方式では送信と受信とで同じ周波数を使用するので、送信時の反射電力が大きい場合には、受信時のアンテナ１０１よりのローカル信号の反射が大きいことが分かる。逆に反射電力が少ない場合には、受信時のローカル信号の反射の大きさも小さいことになる。このため、送信動作を行うことにより、アンテナ１０１からの送信時の反射電力が分かり、これにより、受信系へのローカル信号の反射量の大きさを求めることができる。

　直流オフセット制御回路１３９は、反射波が大きい場合には、直流オフセットを低下させる方向の極性で、かつ反射電力に比例した大きさの制御信号を周波数変換器１０５、１０６の直流オフセット制御端子１３２−１に出力する。これにより受信系におけるＤＣオフセットを低減することができる。

　このようにこの実施形態のダイレクトコンバージョン無線機によれば、ＴＤＤ方式で送受信を行う上で、送信時に方向性結合器１７２でアンテナ１０１への進行電力とアンテナ１０１からの反射電力とを測定し、それらを基にアンテナ１０１の反射係数を求め、それを受信系に反映させるので、送信直後の受信時から、外部の反射体による直流オフセットが軽減された状態で受信動作を開始でき、このような処埋を行わない場合と比較すると、受信開始時点の受信感度を改善することができる。また直流オフセットが軽減された状態から受信できるので、ＡＣカップリング用のキャパシタを回路上に多数設ける必要もなくなる。

　以上の説明では、周波数変換器１０５、１０６に対する制御を説明したが、低周波増幅器１１１、１１２、アナログ／デジタル変換器１１３、１１４に設けた直流オフセット制御端子１３２−２、１３２−３のうち、いずれか一方へ制御信号を出力することにより、周波数変換器１０５、１０６に対して制御した場合と同様の効果を得ることができる。これはミキサ、つまり周波数変換器１０５、１０６の後段で必要に応じて直流オフセットの補償を行っても良いからである。

　次に、図９を参照して上記図８の実施形態の無線機の変形例について説明する。 図９は上記図８の実施形態の変形例を示す図である。

　この変形例は、直流オフセット制御回路１３９と方向性結合器１７２とに間にメモリ１４１を設けたものである。このメモリ１４１は、アンテナ１０１からの反射電力もしくは反射係数に応じて、予め定められた制御電圧を発生するものである。したがって、アンテナ１０１の反射電力に応じて、この直流オフセットを低減する制御電圧を予め記憶させておけば、直流オフセット制御回路１３９には制御電圧が入力されるだけになり、直流オフセット制御回路１３９は、反射係数の演算を行うことがなくなり、図８の実施形態よりも短時間で直流オフセットの低減を行うことができる。

　次に、図１０を参照して上記図８の実施形態の無線機の他の変形例について説明する。図１０は上記図８の実施形態の変形例を示す図である。

　この変形例は、直流オフセット制御回路１３９を設けずに、ベースバンド信号処理回路１３５にて一括してＤＣオフセット低減処理を行う場合の例である。なお、この図１０では、ベースバンド信号処理回路１３５のみを例示しているが、ベースバンド信号処理回路１３６の部分も同様である。

　この場合、方向性結合器１７２により計測された電力増幅器１５１の進行電力やアンテナ１０１の反射電力に応じた値と、アナログ／ディジタル変換器１１３、１１４から出力された値とを加算・減算回路１３３、１３４で減算または加算することにより直流オフセットの低減を行うものである。これはアナログ／ディジタル変換器１１３、１１４の出力値から減算あるいは加算を行うことは、直流的な値のオフセットを行うこと、つまりアナログ的に直流オフセットを行うことと等価であるからである。

　このようにこの変形例によれば、特別な直流オフセット制御回路１３９を周波数変換器や低周波増幅器というアナログ回路に接続することなく、上記同等の効果を得ることができる。なお、ここでは通信方式としてＴＤＤ方式を例に挙げて説明したが、同一の周波数帯を送受信で使用する場合にも送信時の反射量の計測によって同様の効果を得ることができる。

　次に、無線機のシンセサイザについて説明する。

　図１１はこの無線機のシンセサイザの第１の実施形態を示す構成図である。

　同図において、１１０１は基準発振器、１１０３は基準分周器、１１０５は位相比較器、１１５１は通常モード用ループフィルタ、１１５２は高速モード用ループフィルタ、１１５３はスイッチ、１１０９はＶＣＯ、１１１１は比較分周器である。なお基本的なループ動作については従来のシンセサイザと同じなのでその説明は省略する。

　図１１に示すように、このシンセサイザは、通常モード用ループフィルタ１、高速モード用ループフィルタ２およびスイッチ１１５３を備えている。スイッチ１１５３を通常モード用ループフィルタ１に切替えると、ループは通常モードとなり、ＶＣＯ１１０９の出力は、低位相雑音特性のものとなるが、周波数の切替え時間は長い。

　一方、スイッチ１１５３を高速モード用ループフィルタ２に切替えると、ループは高速モード（空きチャネルサーチモード）となり、ＶＣＯ１１０９の出力の位相雑音特性は劣化するが、周波数切替え時間は高速になる。

　次に、本発明の一実施例の無線機に用いるシンセサイザの動作について説明する。図１２はＴＤＭＡ方式のスロット構成を示す概念図である。

　図１２において、１１６０はフレーム、１１６１はスロットである。ここでは受信スロットＲ１と送信スロットΤ１を用いて通話を行うものとする。また、通話を行っている周波数をＦ１とする。

　このシンセサイザの場合、以下のように空きチャネルのサーチを行う。

　まず、受信スロットＲ１の期間は、位相雑音特性の良好な通常モードで動作する。この受信スロットＲ１の期間が終了すると同時にスイッチ１１５３によりループは高速モードに切替えられる。

　そして、シンセサイザを通話チャネルとは異なる周波数Ｆ２に設定することによって空きチャネルサーチを行う。このとき、ループは高速モードになっているので所望の周波数へは高速で切替わり、速やかに空きチャネルサーチが行われる。この周波数Ｆ２にて空きチャネルサーチを終えると、別の周波数Ｆ３へ切替えて再度空きチャネルサーチを行う。このような動作を繰り返し複数の周波数で空きチャネルのサーチを行った後、送信スロットΤ１が到達する前に元の通話チャネルの周波数Ｆ１に戻る。同時にモードを高速モードから通常モードに切替え、送信スロットΤ１の期間は、再び位相雑音特性の良好な通常モードで動作する。以上の動作を繰り返すことによって、通話中に空きチャネルサーチを行うことができる。なお、空きチャネルサーチの際には、ループが高速モードであるため、シンセサイザのＳ／Ｎ、つまり位相雑音特性が良くはなく、受信感度が低下するが、空きチャネルがあるかどうか程度を判定するために必要なシンセサイザの位相雑音特性は通話時に比べて緩和されるため、空きチャネルサーチを高速モードで行っても差支えがない。また、以上の説明ではループの特性の切替えに、ループフィルタの周波数特性を切替えることで実現していたが、この他、例えば位相比較器の感度を切替えることによってループ特性を切替えても良い。さらに、空きチャネルサーチを例えば１スロット内で全て行なっても良い。

　また、高速な空きチャネルサーチによって全てのチャネルが空いている状態であれば、システムの帯域近傍での干渉波がないと判定できるので、電波環境の検知する動作としてこの空きチャネルサーチを用いても良い。つまり、空きチャネルサーチの結果、例えば全てのチャネルが空いていれば、受信系の消費電流を小さくする制御が行える。

　この場合、図１に示した判定装置１１に空きチャネルサーチの結果を入力し、判定装置１１において電流モードを判定し、ＬＮＡやＭＩＸの電流を制御するようにする。

　次に、図１３〜図２３を参照して送信系について説明する。

　図１３は電力増幅器または送受切り替えスイッチをＩＣ化した場合の基本概念図、図１４は図１３の実施形態を拡張した他のＩＣ化の例を示す図である。

　図１３において、１２００はＩＣを示す。このＩＣ１２００が例えば電力増幅器ＩＣ（以下ＰΑ−ＩＣと称す）である場合、このＩＣ１２００の入力端子ＩＮには周波数変換器１０５、１０６からのＲＦ信号が入力される。出力端子ＯＵＴにはＰＡ−ＩＣ１２００で増幅したＲＦ信号が出力される。このＩＣ１２００内には、出力する電力を感知する感知手段（sensing means）１２０１が設けられており、感知手段（sensing means）１２０１からは感知した電力に比例した信号が出力端子ＯＵＴとは異なる端子から信号処理手段である電力検出器ＤＥＴ等に出力される。

　また同図において、ＩＣ１２００が例えば送受切り替えスイッチ（以下Ｔ／Ｒスイッチ）である場合、このＩＣ１２００の入力端子ＩＮには電力増幅器ＰΑから出力されたＲＦ信号が入力される。ＯＵＴ端子には、Ｔ／Ｒスイッチを介したＲＦ信号が出力される。感知手段（sensing means）１２０１では、ＰＡ−ＩＣと同様に、ＲＦ出力電力に比例した信号が感知され、その感知出力は、出力端子ＯＵＴとは別な端子から出力される。

　図１４を参照して図１３の形態を拡張したもう一つの形態について説明する。この図１４において、感知手段（sensing means）１２０１は、図１３と同じものであるが、この場合、感知した信号を同じＩＣ内に形成した信号処理手段である出力電力検出器ＤＥＴに入力する。この出力電力検出器ＤＥＴ１２０２では、感知信号の入力によって出力電力を低周波に変換し、出力電力に比例した信号を電力制御回路（ＣＯＮＴ）１７１に出力するものである。なお、ここで、出力電力検出器ＤＥＴ１２０２を信号処理手段であると述べているのは、出力電力検出器ＤＥＴが周波数変換等の信号処理も行うことによる。

　また、図１３および図１４の説明において、ＰＡ−ＩＣまたはＴ／ＲスイッチＩＣはそれぞれ単独のＩＣを仮定しているものではなく、どちらか一方が少なくとも備えられているＩＣであれば良い。

　図１５は図１３に示した本提案に関する基本概念図をより具体化した回路を示す図であり、ＰＡ−ＩＣを用いた例を示すものである。

　周波数変換器１０５、１０６からのＲＦ信号出力は、入力端子ＩＮに入力され、電力増幅器ＰΑ１５１に入力される。電力増幅器ＰＡ１５１の出力は出力端子ＯＵＴを介して次段のバンドパスフィルタＢＰＦに出力される。

　ＩＣ１２００内の電源端子ＶＤＤ１は電力増幅器ＰＡ１５１へ電源を供給する端子、グランド端子ＧＮＤ１は電力増幅器ＰＡ１５１のグランド端子である。外部電源端子ＶＤＤと外部グランド端子ＧＮＤを端子ＶＤＤ１および端子ＧＮＤ１というように分離したのは、実際にこのような構成のＩＣを実装するにあたり、回路間に寄生のインダクタ、抵抗、キャパシタ成分が生じることを示すためである。つまり、端子ＶＤＤと端子ＶＤＤ１間には寄生によりインピーダンスＺｖｄｄ１２０３が接続された状態と同様になり、端子ＧＮＤと端子ＧＮＤ１間には寄生によりインピーダンスＺｇｎｄ１２０４が接続された状態と同様になる。

　図中、端子ｓ１は電力増幅器ＰＡ１５１のＲＦ出力電力に比例した信号を取り出す端子であり、図１３で説明した感知手段（sensing means）１２０１を介して電源端子ＶＤＤ１に接続される。つまり、この例では、寄生インピーダンスＺｖｄｄ１２０３と電力増幅器ＰΑの瞬時電流の乗算に比例した信号を電源端子ＶＤＤ１で観測することを行っている。一般に電力増幅器ＰＡ１５１の瞬時電流の変化分は、電力増幅器ＰＡ１５１の出力電力に比例するので、端子ＶＤＤ１で観測される交流成分は、電力増幅器ＰＡ１５１の出力電力に比例する。

　上記感知手段（sensing means）１２０１を具体的に説明すると、端子ＶＤＤ１で観測される交流成分を得ることで電力増幅器ＰＡ１５１の出力電力に比例した信号が取り出せることを考慮すると、最も単純なものでは、例えば図１６（ａ）に示すように、端子ＶＤＤ１と端子ｓ１間にキャパシタＣ１等を設ければ良い。
　この場合、端子ｓ１の次段には、例えば従来例で示した電力検出回路ＤＥＴを接続する。キャパシタＣ１は、方向性を有していないが電力検出を目的とした場合、必ずしも方向性をもった結合器が必要とは限らないので問題なく利用できる。この図１６（ａ）の回路構成では、キャパシタＣ１を設けるだけの簡単な素子構成で感知手段（sensing means）１２０１を構成することにより、出力電力に比例した信号が取り出せる。なお、感知手段（sensing means）１２０１としては、この他、ダイオード、抵抗等の素子を利用しても良い。

　ところで、ＰＡ−ＩＣの実装の仕方によっては寄生インピーダンスＺｖｄｄ１２０３や寄生インピーダンスＺｇｎｄ１２０４の値が変わるため、比例係数が実装に依存することになる。このため、電力検出回路ＤＥＴから出力される電力検出値は実装により変わってしまうこともある。また、端子ＶＤＤ１から検出される信号は、ＲＦ信号出力電力の−50ｄＢ程度であり、信号レベルが比較的小さいため、電力検出回路ＤＥＴから出力される低周波の検出信号を電力制御回路（ＣＯＮＴ）１７１で受け取るには小さすぎる。

　そこで、図１６（ｂ）に示すように、キャパシタＣ１に利得可変な高周波増幅器（ＡＭＰ）１２０５を従属接続して端子ｓ１に接続することにより感知手段（sensing means）１２０１を構成しても良い。

　この場合、キャパシタＣ１の次段に可変利得高周波増幅器（ＡＭＰ）１２０５を接続するのは、電力検出回路ＤＥＴの出力信号を電力制御回路（ＣＯＮＴ）１７１のダイナミックレンジに合わせるためである。可変利得高周波増幅器（ＡＭＰ）１２０５には、利得制御用端子（gain adjustment）１２０６が設けられており、この利得制御用端子（gain adjustment）端子１２０６に電力制御回路（ＣＯＮＴ）１７１から制御信号を入力することにより、制御信号に応じた出力信号が得られ、実装による出力電力検出信号の振幅の変動を抑えることができる。これにより、電力制御回路（ＣＯＮＴ）１７１には信号レベルの高い安定した電力検出信号が入力され、電力制御回路（ＣＯＮＴ）１７１において電力検出信号を十分検出できるようになる。

　このようにこの図１６（ｂ）の回路構成では、キャパシタＣ１に可変利得高周波増幅器（ＡＭＰ）１２０５を従属接続して用いることにより、電力制御回路（ＣＯＮＴ）１７１では電力検出信号を十分検出でき、実用に耐え得るＩＣ化を行うことができる。

　なおＩＣ内に形成した可変利得高周波増幅器（ＡＭＰ）１２０５によって新たな消費電力が生まれ、全体の消費電力が幾分か増加するものの、この消費電力は、電力増幅器（ＰＡ）１５１で消費される電力に比べれば十分小さいので、送信系の消費電力としては問題にならないものである。

　ここで、図１７を参照して上記可変利得高周波増幅器（ＡＭＰ）１２０５の具体的な内部構成について説明する。

　図１７に示すように、ＶＤＤ２は電圧源である。この電圧源ＶＤＤ２には、陽極側がトランジスタＱ１のベース端子に、陰極側がＩＣ内のグランド端子ＧＮＤ１にそれぞれ接続されている。トランジスタＱ１のエミッタ端子は、入力端子ｉｎに接続されると共に、可変電流源Ｉ１を介してグランド端子ＧＮＤ１に接続されている。可変電流源Ｉ１には、上記利得制御用端子（gain adjustment）１２０６からの利得制御信号が入力される。トランジスタＱ１のコレクタは、負荷インピーダンスＺ１を介してＩＣ内の電源端子ＶＤＤ１に接続されている。また、このトランジスタＱ１のコレクタは、バッファ用のトランジスタＱ２のベース端子に接続されている。トランジスタＱ２のコレクタ端子は、電源端子ＶＤＤ１接続されている。トランジスタＱ２のエミッタ端子は、定電流源Ｉ２を介してグランド端子ＧＮＤ１に接続されると共に、ＤＣブロック用のキャパシタＣ３を介して出力端子ｏｕｔに接続されている。この回路構成において、利得Ｇは以下の式で近似して求めることができる。

　Ｇ＝ｇｍ（Ｑ１）×Ｚ１
　　＝ｉ１、ｄｃ×Ｚ１／Ｖｔ （式１）
この式１において、ｉ１、ｄｃは可変電流源Ｉ１に流れる電流であり、Ｖｔは熱電圧である。

　したがって、利得制御用端子（gain adjustment）１２０６から入力される利得制御信号によって可変電流源Ｉ１の電流値ｉ１、ｄｃを変えることで、可変利得高周波増幅器（ＡＭＰ）１２０５から出力する信号の利得を調整することができる。

　次に、図１３の基本概念に基づきＴ／Ｒスイッチと感知手段（sensing means）１２０１とをＩＣ化して製造した例をいくつか説明する。

　Ｔ／ＲスイッチをＩＣ化する最も一般的な回路の一つに、Single-Ploe-Dual-Throw（ＳＰＤＴ）スイッチがある。このＳＰＤＴｓｗｉｃｈＩＣの基本回路を図１８に示す。

　図１８において、Ｔｉｎは送信系入力端子、Ｒｉｎは受信系出力端子である。端子ＡＮＴは、送信系の出力端子であると共に受信系の入力端子であり、アンテナ１０１に接続される。ＧＮＤ１はこのＩＣのグランド端子である。端子cont1１と端子cont2には相補の制御信号が入力され、制御信号により送受切り替えが行われる。端子cont1がハイ“Η”、端子cont2がロー“Ｌ”である場合、スイッチ素子Ｑ１１、Ｑ１２か導通、スイッチ素子Ｑ１０、Ｑ１３が開放となり、端子ＡＮＴから入力された信号は、受信系出力端子Ｒｉｎに出力される。

　一方、端子cont１がロー“Ｌ”、端子cont2がハイ“Η”である場合、スイッチ素子Ｑ１１、Ｑ１２が開放、スイッチ素子Ｑ１０、Ｑ１３が導通となり、送信系入力端子Ｔｉｎに入力された信号が端子ＡＮＴに出力される。

　このＳＰＤＴｓｗｉｃｈＩＣ内に、送信出力電力に比例した信号を感知する感知手段としての感知回路を付加したものがＴ／ＲｓｗｉｃｈＩＣであり、図１９に示す。

　図１９に示すように、このＴ／ＲｓｗｉｃｈＩＣ１２００は、上記図１８のスイッチ素子Ｑ１２のソース端子とＩＣ内グランド端子ＧＮＤ１間に感知回路１２０１を接続したものである。感知回路１２０１の具体的な構成は図２０および図２１に示す。

　感知回路１２０１の一例としては、例えば図２０に示すように、スイッチ素子Ｑ１２のソース端子とグランド端子ＧＮＤ１間にインピーダンス回路Ｚを介挿して構成する。このインピーダンス回路Ｚは、抵抗、キャパシタ、インダクタ、それらの直列回路、並列回路などを含む。なお、ｏｕｔは出力端子である。

　以下、このＩＣ１２００の動作を説明する。

　送信時には、cont1はロー“Ｌ”、cont2はハイ“Η”であり、スイッチ素子Ｑ１２は開放状態となる。しかし、送信系入力端子ＴｉｎにはＲＦ信号が入力されるため、スイッチ素子Ｑ１２のソース、ドレイン間のキャパシタ、またはソース、ゲート間キャパシタとゲート、ドレイン間キャパシタの直列接続により、ＲＦ信号が端子ｏｕｔに漏れてくる。漏れ電流は、インピーダンスＺを流れるので、漏れ電流に比例した電圧が発生する。この漏れ電流は、ＲＦ信号の電力に比例するので、この方法でＲＦ電力に比例した信号を端子ｏｕｔから取り出すことができる。

　また、上記感知回路１２０１の他の一例としては、図２１に示すように、上記インピーダンス回路Ｚと出力端子ｏｕｔ間に可変利得高周波増幅器（ＡＭＰ）１２０５を介挿した接続しものである。可変利得高周波増幅器（ＡＭＰ）１２０５は、インピーダンス回路Ｚに発生した信号を増幅するものであり、利得調整は、利得制御端子（gain adjustment）１２０６から利得制御信号、例えば印加電圧等を入力して行う。

　次に、図２２を参照して電力増幅器（ＰＡ）１５１の部分をＩＣ化した場合、つまりＰＡ−ＩＣについて説明する。図２２は電力増幅器（ＰＡ）１５１と感知手段（sensing means）１２０１と図１４で示した出力電力検出器ＤＥＴ１２０２などの検出手段（detect means）とを１チップのＩＣに形成したＰＡ−ＩＣを示す図である。このＰＡ−ＩＣ１２００において、検出すべき電力に比例する信号は、端子ｄ１から出力され、電力制御回路（ＣＯＮＴ）１７１に入力される。このように感知手段（sensing means）１２０１と出力電力検出器ＤＥＴ１２０２とを含む１チップのＰＡ−ＩＣ１２００を用いることにより、ＩＣ内部で電力を感知し検出する動作を行えるので、送信系を小型化することができる。

　次に、図２３を参照してＴ／ＲスイッチをＩＣ化した場合、つまりＴ／ＲｓｗｉｃｈＩＣについて説明する。図２３はＴ／Ｒスイッチ回路と感知手段（sensing means）１２０１と出力電力検出器ＤＥＴ１２０２とを１チップのＩＣに形成したＴ／ＲｓｗｉｃｈＩＣを示す図である。

　この場合も上記同様に端子ｄ１から出力電力に比例した信号が出力される。なお感知手段（sensing means）１２０１の具体的な構成は、例えば図１６、１７、２０、２１で示したものと同様である。また、ここでは図示していないが、このようなＩＣは、電力増幅器ＰΑやＴ／Ｒスイッチなどを単独にＩＣ化することだけに限らず、どちらか一方が含まれるＩＣであれば良い。

　このように感知手段（sensing means）１２０１と出力電力検出器ＤＥＴ１２０２とを内部に形成した１チップのＴ／ＲｓｗｉｃｈＩＣを用いることにより、ＩＣ内部で電力を感知し検出する動作を行えるので、送信系を小型化することができる。

　さらに、図１５、１９、２２、２３等で示した電力の感知手段および検出手段は、ＲＦ信号のラインに直接接続することなく、例えば電源またはグランドに漏洩する電力を検出するので、方向性結合器等にとられる電力損失が無くなり、その分、送信系を低消費電力化することができる。

　図２４は図１６で示した電力感知および検出用の素子をＩＣチップ上に形成した場合の一つの実施形態を示す図であり、図２４（ａ）は平面図、図２４（ｂ）は図２４（ａ）のＡ−Ａ断面図である。

　図２４において、１４０１は電力増幅器（ＰＡ）１５１に供給する第２層メタルの金属層を用いた電源配線でありＩＣ表層に形成されている。１４０２は第１層メタルの金属配線でありＩＣ内層に形成されている。電源配線１４０１とこの金属配線１４０２とで電力感知素子１４０２（sensing means）を構成する。１２０２は出力電力検出器ＤＥＴ（detect means）、１４０４は絶縁層である。

　このようにＩＣ内に電力感知および検出手段等を設ける場合、通常のＩＣでは、低損失性の面から表層の電源配線の上に絶縁層を介して金属層を形成し、容量成分を形成することが多い。

　しかし、この実施形態の場合、表層の電源配線１４０１の下、つまり内層に形成した第１層メタルの金属配線１４０２を加減して容量結合させる。

　一般に、電源配線１４０１は、電源のインピーダンスを小さくするため、広い面積で形成する。したがって、第１、２層で構成する電力検出用のキャパシタの面積は大きくでき漏洩電力を拾いやすくなる。この特性は、電力検出に好都合となる。なお、従来のように金属層の割り当てが逆の場合にも効果を損なうことなく適用できる。なお、結合させる容量の調整は、例えば図２５に示すように、内層に形成する第１層メタルの金属配線１４０２の線幅を電源配線１４０１よりも狭くして調整する。また図２６に示すように、第１層メタルの金属配線１４０２の線幅を電源配線１４０１よりも広くして調整しても良い。さらに、図２７に示すように、第１層メタルの金属配線１４０２の線長を調整しても良い。また、図２８に示すように、第１層メタルの金属配線１４０２の形成方向を変えて調整しても良い。

　最後に、図２９〜図３５を参照してこの発明の無線機の他の実施形態、例えば携帯型無線機のアンテナ部分について説明する。図２９は本発明の一実施例に係わる携帯型無線機の構成を示す図である。

　図２９において、１５００は筐体、１５０１は無線回路であり、例えば図８に示した周波数変換器１５７、１５８や可変減衰器１５２等が含まれるものである。１５０９は送信アンプ、１０１はアンテナ、１５０４は電流計、１５０３は制御回路、１５０２は整合回路、１５０５は電源回路、１５０６は電流測定用のプローブである。

　電源回路１５０５は、無線回路１５０１と送信アンプ１５０９並びに制御回路１５０３に電源供給を行う。無線回路１５０１は、供給された電源をもとに、変調ならびに送信周波数に混成された情報信号を生成し、送信アンプ１５０９に送る。送信アンプ１５０９では送られてきた信号を増幅しアンテナ１０１へと送出する。アンテナ１０１は、増幅された信号を空中へ送り出すが、その一部は、反射波となって送信アンプ１５０９へ送り返され、送信アンプ１５０９の利得ならびに効率が変動する。この変動は、消費電流の変動を引き起こす。この変動が、電流計１５０４によって計測され、電流のレベルが制御回路１５０３に送られる。送信アンプ１５０９の変動の仕方には、電流が増える場合と減る場合とがあるが、ここでは、どちらか単調に変化するものを用いることにする。制御回路１５０１は、電流計１５０４から送られてくる信号の値を読み込んで整合回路１５０２上の可変部分を電気的に調整する。なお、整合回路１５０２上の可変部分としては、例えば半導体スイッチ、半導体によるバリキャップ等の可変容量を用いれば良い。

　以下、実験により、携帯型無線機の使用状態によるアンテナ１０１の特性劣化を防ぐことができることを確かめたので、それを順に説明する。

　図３０は図２９の携帯型無線機の回路構成に基づいて作成した無線機モデルを示す図、図３１〜図３３は図３０の無線機モデルを用いて測定を行った結果のグラフである。

　図３０に示すように、無線機モデルは、筐体１５００表面にスピーカ１５１１、マイク１５１２、アンテナカバー１５１４等を備えると共に、筐体１５００内に送信アンプ１５０９を含んだ無線回路１５０１を備えている。アンテナカバー１５１４内には、コイル状のアンテナ（へリカルアンテナ）１０１が設けられている。

　この無線機モデルの無線回路１５０１への給電は、外部に設置した定電圧源１５１０から給電線を筐体１５００に接続して行った。この無線機モデルで消費される電流は、定電圧源１５１０が備える電流計１５１３の振れを読んで測定した。また整合回路１５０２は、アンテナ１０１のパラメータを直接変えることで簡易的に模擬した。無線機モデルの動作周波数は、２ＧＨｚ近傍で筐体１５００の大きさは、長さが一波長程度、幅が四分の一波長程度、厚さが二十分の一波長程度である。またアンテナ１０１は、十分の一波長程度の高さとした。

　図３１は、無線機モデルの使用状態と消費電流の関係を示している。図３２は使用状態毎のアンテナ１０１の入力端における反射係数を示している。図３３は使用状態と無線機モデルから放射される水平面内平均電力の関係を示す図である。図３１と図３２とをみると、アンテナ１０１の反射係数が使用状態によって変化し、使用状態に依存して送信アンプ１５０９の消費電流が増加していることが判る。また、図３３からは、単体から手持ち、さらに通話状態となるにしたがって、アンテナ１０１からの放射電力は低下していることが判る。これらの現象は、アンテナ１０１を送信アンプ１５０９の負荷と考えると説明できる。つまり、負荷が変動したことにより、電力増幅器ＰΑ等の動作状態が変化し、この結果、消費電流が増加したと考えられる。またこのときの負荷の変動は、明らかに人体によって引き起こされたものである。

　続いて、電流の値を読みながら、アンテナパラメータの最適化を行うことにした。消費電流は、単体から手持ちへ、さらに通話状態になるにつれて増加している。したがって、元の単体の状態に近づけるには、消費電流が低下するようにパラメータを設定し直せば良いと考え実行した。調整に用いたアンテナパラメータは、アンテナ長とした。これは、アンテナ長を変えることによってアンテナ１０１の共振周波数を変えることができるためである。アンテナ長を伸ばしたり縮めたりしたところ、アンテナ長を縮めることによって消費電流が減ることが判った。この状態で、アンテナ放射電力を測定したところ、アンテナ長を調整する前に比べて、放射電力も２ｄΒほど上昇することが判った。したがって、実験的に本提案方法によりアンテナ１０１の特性劣化が小さくなることが確かめられた。

　この実験では、アンテナ長の調整を行ったが、それと等価な方法としては、整合回路１５０２の特性を可変制御することが考えられる。その具体的な構成を図３４に示す。

　図３４において、１５２１は四分の一波長より短いアンテナ素子、１５２２は整合回路の一部である可変容量、１５２３は制御用の電源１５２６が直接高周波源１５２７に流れ込まないようにするためのパス用のコンデンサ、１５２４は高周波が制御回路１５０３に流れ込まないようにするためのインダクタンス、１５２５は可変容量１５２１へ与える電圧を制御する可変抵抗、１５２８は抵抗を示す。

　可変抵抗１５２５の値を変えることによって可変容量の値が変化する。可変容量の値が増えれば、アンテナ１０１は、等価的に伸びたように見え、これにより共振周波数が下がる。可変容量の値が下がれば、アンテナ１０１は縮んだようにみえ共振周波数は上がる。このようにして、アンテナ１０１の共振周波数を変化させることによって、整合条件を変えることが可能になる。

　このようにこの実施形態の携帯型無線機によれば、人体近接時におけるアンテナの特性を向上することができる。

　以上の各実施形態により、携帯型無線機の低消費電流化、高効率化を図ることができる。また、受信部の誤り率を増加させる時不変および時変の直流オフセットを除去することができる。さらに、携帯型無線機の小型化を図ることができる。また、空きチャネルサーチの高速化を図ることができる。

本発明による受信部低消費電力化のためのシステム帯域内電力と所望波の電力を検出するブロック図。 本提案による受信部低消費電力化のための制御フローの示す図。 本発明による自己補償機能を備えた受信機の一構成例を示す図。 本発明の自己補償に用いるＡＣカップリングの逆特性を示す図。 本発明による自己補償後の所望波を示す図。 ローカル発振器周波数が離調した場合のＤＣオフセット出力を示す図。 自己補償機能を備えた受信機の他の実施形態の構成を示す図。 本発明の一つの実施形態のダイレクトコンバージョン無線機の構成を示す図。 図８の実施形態の無線機の変形例を示す図。 図８の実施形態の無線機の他の変形例を示す図。 本発明の一つの実施形態の無線機のシンセサイザの構成を示す図。 このシンセサイザの高速空きチャネルサーチ動作を説明する図。 感知手段をフロントエンド高周波ＩＣに備えた場合の基本概念図。 感知手段と電力検出器とをフロントエンド高周波ＩＣに備えた場合の基本概念図。 本発明の一つの実施形態のＰＡ−ＩＣの構成を示す図。 （ａ）は図１５のＰＡ−ＩＣの感知手段（sensing means)の一例を示す図。（ｂ）は感知手段（sensing means)の他の例を示す図。 図１６（ｂ）に示した可変利得制御回路の一例を示す図。 一般的なＴ／Ｒスイッチの構成を示す図。 本発明の一実施形態のＴ／ＲｓｗｉｃｈＩＣの構成を示す図。 感知手段（sensing means)の一例を示す図。 感知手段（sensing means)の他の例を示す図。 本発明の一実施形態のＰＡ−ＩＣの構成を示す図。 本発明の一実施形態のＴ／ＲｓｗｉｃｈＩＣの構成を示す図。 （ａ）は図１６で示した電力感知および検出用の素子をＩＣチップ上に形成した場合の一つの実施形態を示す平面図。（ｂ）は図２４（ａ）のＡ−Ａ´断面図。 金属層の線幅を電源線よりも狭くして結合容量を調整した例を示す図。 金属層の線幅を電源線よりも広くして結合容量を調整した例を示す図。 金属層の線長を変えて結合容量を調整した例を示す図。 金属層の形成方向を変えて結合容量を調整した例を示す図。 本発明の他の実施形態の携帯型無線機の構成を示す図。 実験に用いた無線機モデルの外観図。 図２９の携帯型無線機の消費電流と動作状態との関係を示す図。 給電線側から見た場合のアンテナ入力端の反射係数と携帯型無線機の動作状態との関係を示す図。 この携帯型無線機の水平面内平均放射利得と動作状態との関係を示す図。 アンテナの整合回路の構成を示す図。 従来の無線機（ヘテロダイン方式）の構成を示す図。 （ａ）はローカル発振器から出力されたＬＯ信号の反射により生じるＤＣオフセットを示す図。（ｂ）は（ａ）以外に生じるＤＣオフセットを示す図。 ＤＣオフセット出力を示す図である。 ＡＣカップリングによる所望信号への影響を示す図である。 従来の無線機（ダイレクト変換方式）の構成を示す図。 従来の無線機のシンセサイザを示すブロック図。 従来の電力検出回路を示す図。 人体頭部装着時のＰＨＳ端末の垂直偏波放射パターンを示す図。 図４２のＰＨＳ端末に比べ小形したＰＨＳ端末の場合の垂直偏波放射パターンを示す図。

符号の説明

　１０１…アンテナ、１０２…高周波増幅器、１０３…高周波フィルタ、１０４、１０５、１０６、１５７、１５８…周波数変換器、１０８、１３１、２１３３…π／２移相器、１０９、１１０、１５９、１６０…低周波フィルタ、１１１、１１２…低周波増幅器、１１３、１１４…Ａ／Ｄ変換器、１１５、１１６、２１３１、２１３２…乗算器、１１７…検波器、１１８、１４１…記憶装置、１１９、１２０、１２１、１２２、１２３、１２４…コンデンサ、１０７、１２５、１３０…ローカル発振器、１２６…周波数変換部、１３２−１、１３２−２、１３２−３…直流オフセット制御信号入力端子、１３３、１３４…加算器または減算器、１３７…送信ブロック、１３８…送信信号発生器、１３９…直流オフセット制御回路、１５１…電力増幅器、１５２…可変減衰器、１５６…変調器用加算器、１６１、１６２…デジタル／アナログ変換器、１７０…送受切り替えスイッチ、１７１…送信電力制御回路（ＣＯＮＴ）、１７２…方向性結合器、３０１…所望信号、３０２…ＡＣカップル周波数特性、３０３…信号削除部分、３０４…熱雑音、３０５…ＤＣ出力、３０６、３０７…ノッチ、４０１、４０２、４０３、４０４…反射成分、６０１…所望信号、７０１、７０２…ノッチ、８０１…ＡＣカップルの周波数特性、８０２…ＡＣカップルの逆特性、８０３…逆特性のＤＣ成分の一部分、８０４…逆特性、９０１…スイープ発振器、９０２…切替スイッチ、９０３…Ｉチャネル試験信号入力、９０４…Ｑチャネル試験信号入力、９０５…Ｉチャネル周波数特性、９０６…Ｑチャネル周波数特性、９０７…演算装置、１１０１…基準発振器、１１０３…基準分周器、１１０５…位相比較器、１１０９…電圧制御発振器、１１１１…比較分周器、１１０７、１１５１…通常用ループフィルタ、１１５２…高速用ループフィルタ、１１５３…切り替えスイッチ、１１６０…ＴＤＭＡ方式に用いられる１フレーム、１１６１…ＴＤＭＡ方式に用いられる１スロット、１２００…ＰＡ−ＩＣ（または送受切り替えスイッチＩＣ）、１２０１…感知手段（sensing means)、１２０２…電力検出器ＤＥＴ（detect means）、１２０３…電源線に寄生するインピーダンスＺｖｄｄ、１２０４…グランド線に寄生するインピーダンスＺｇｎｄ、１２０５…可変利得高周波増幅器（ＡＭＰ）、１４０１…第２層（表層）の電源線、１４０２…第１層（内層）の金属層、１４０４…絶縁層、１５００…筐体、１５０１…無線回路、１５０４…電流計、１５０３…制御回路、１５０２…整合回路、１５０５…電源回路、１５０６…電流測定用のプローブ、１５０９…送信アンプ、１５２０…アンテナ素子、１５２１…可変容量素子、１５２３…容量素子、１５２４…インダクタンス素子、１５２５…可変抵抗素子、１５２６…直流電源、１５２７…高周波波源、１５１０…定電圧源、１５１１…スピーカ、１５１２…マイク、１５１３…電流計、１５１４…アンテナカバー、ＰＡ…電力増幅器、Ｔ／Ｒ…送受切り替えスイッチ、ＡＭＰ…可変利得高周波増幅器、Ｚ…インピーダンス回路、ＭＩＸ…周波数変換器、ＬＯ…ローカル信号発生器、ＢＰＦ…バンドパスフィルタ、ＣＰＬ…カプラ、…送信電力検出回路（ＤＥＴ）、ＡＮＴ…アンテナ、Ｄ１…ダイオード、ＲＥＳ…抵抗、Ｃｎ（ｎ＝整数）…キャパシタ、Ｑｎ（ｎ＝整数）…トランジスタ、Ｚｎ（ｎ＝整数）…インピーダンス回路、Ｉｎ（ｎ＝整数）…電流源。

Claims (12)

1. 　無線システムにおいて使用するシステム帯域内の無線信号を受信する受信部と、
   　前記システム帯域内を少なくとも網羅する帯域内で消費される電力を検出する電力検出手段と、
   　前記電力検出手段により検出された電力量が規定値以下であった場合、前記受信部の消費電流を低く制御する制御手段と
   を具備したことを特徴とする無線機。
2. 　請求項１記載の無線機において、前記制御手段は、前記電力検出手段により検出された電力量と所望チャネルの帯域で検出された電力量との差または比を求め、求めた差または比の値と予め設定された規定値と比較することによって前記受信部の消費電流を制御することを特徴とする無線機。
3. 　請求項１記載の無線機において、前記電力検出手段が検出する電力量は、前記システム帯域内を少なくとも網羅する帯域内全ての電力量と所望チャネルの帯域の電力量とを検出し、前記全ての電力量から所望チャネルの帯域の電力量を減算し、その減算値からさらに前記システム帯域で発生する熱雑音を減算して得られた電力量であることを特徴とする無線機。
4. 　請求項１記載の無線機において、空きチャネルサーチの結果、検出された空きチャネル数が規定数以上であった場合、前記受信部内に設けられている低雑音増幅器または周波数変換器の少なくとも一方の消費電流を小さくするよう制御する電力制御手段を具備したことを特徴とする無線機。
5. 　アンテナへ無線信号を供給し送信するための電力増幅器を備えた送信系と、前記アンテナから無線信号を受信する受信系と、前記受信系または前記送信系のいずれかへ回路を切り替える送受切り替えスイッチとを備えた無線機において、
   　前記送信系の電力増幅器の電源系に接続され、送信時に前記電源系の変動から送信電力を検出する送信電力検出手段と、
   　前記送信電力検出手段により検出された送信電力に応じて前記受信系または前記送信系の消費電流を低く制御する制御手段と
   を具備したことを特徴とする無線機。
6. 　請求項５記載の無線機において、前記送信電力検出手段が、前記電源系の変動量を感知する感知手段であることを特徴とする無線機。
7. 　請求項５記載の無線機において、前記送信電力検出手段が、前記電源系の変動量を感知する感知手段と、前記感知手段により感知された信号を低周波に変換する周波数変換手段とを具備したことを特徴とする無線機。
8. 　請求項６、７いずれか記載の無線機において、前記感知手段は、ダイオード、キャパシタ、抵抗のうちいずれかであることを特徴とする無線機。
9. 　請求項５乃至８いずれか一記載の無線機において、前記電力増幅器を主とするＩＣまたは送受切り替えスイッチを主とするＩＣのうち、いずれか一方に前記送信電力検出手段を設けたことを特徴とする無線機。
10. 　請求項９記載の無線機において、前記送受切り替えスイッチとしてSingle-Pole-Dual-Throw回路をＩＣ化し、前記送信電力検出手段は前記Single-Pole-Dual-Throw回路の漏れ電流を検出することを特徴とする無線機。
11. 　請求項１０記載の無線機において、前記Single-Pole-Dual-Throw回路の漏れ電流を検出する上で、送信電力入力端子とシャント用トランジスタのドレイン（ソース）端子とを接続し、ソース（ドレイン）端子と抵抗またはキャパシタまたはインダクタからなる２端子のインピーダンス回路の第１の端子を接続し、インピーダンス回路の第２の端子をグランドに接続し、シャント用トランジスタのゲートＴ端子は、制御信号が入力される構成を有するSingle-Pole-Dual-Throwスイッチを用い、前記第１の端子から漏れる電流に比例した信号を検出することを特徴とする無線機。
12. 　請求項９記載の無線機において、前記電力増幅器または送受切り替えスイッチのうちいずれかをＩＣ化するにあたり、前記感知手段については、前記ＩＣ表面に形成された電源系の配線に絶縁層を介して金属配線を形成して構成したことを特徴とする無線機。

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