JP2004006608A - Laminate structure for high frequency signal transmission, and high frequency signal semiconductor package using the same - Google Patents
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Abstract
Description
【0001】
【発明の属する技術分野】
本発明はマイクロ波帯・ミリ波帯といった高周波において使用される積層構造および半導体素子を収容する高周波半導体パッケージに関し、特に高周波の伝送特性が良好な高周波信号伝送積層構造およびそれを用いた高周波半導体パッケージに関する。
【0002】
【発明の背景】
上記高周波信号伝送積層構造として、本発明者は既に特願2001−365134号ならびに特願2002−20774号において提案した。例えば、図7に示すような構造はその一例である。この図の(a)は平面図、(b)は(a)のA−A’線断面図である。
【0003】
図7において、1は誘電体層であり、それぞれを積層することで積層板としている。11および21は信号配線導体であり、13および23の信号配線接続導体を介して、14および24の表層信号用貫通導体にそれぞれ接続している。内層には34の内層信号用貫通導体とそれらを接続する33の信号用貫通導体接続導体が形成され、表層信号用貫通導体14,24との間を接続しており、32の内層接地導体の内側には36に示す円形状の内層接地導体非形成領域が形成され、内層接地導体非形成領域36の外周近傍に35に示す内層接地用貫通導体が形成されている。そして、内層接地導体非形成領域36は上下に互いに重なるように配置し、表層信号用貫通導体14,24の間を内層信号用貫通導体34および信号用貫通導体接続導体33によりなめらかに接続するように順次ずらして配置することにより、高周波信号伝送用積層構造としている。
【0004】
しかしながら、上記高周波信号伝送用積層構造では、内層部において内層接地導体および内層接地用貫通導体で取り囲まれた電磁遮蔽空間が形成されているために、この電磁遮蔽空間が円筒誘電体共振器として働く結果、共振による使用可能周波数帯域の制限が生じることが考えられる。
【0005】
本発明者は、例えば、図7の構造をなす高周波信号伝送用積層構造として、比誘電率が9.2で厚みが0.2mmの誘電体層1を9層積層して積層板とし、信号配線導体11の幅を0.21mmで形成し、信号配線接続導体13,23の幅を0.21mmで信号配線導体11,21と表面信号用貫通導体14,24までの距離を0.13mmにて形成し、表層信号用貫通導体14,24および内層信号用貫通導体34を直径0.1mmの円形状に形成し、信号用貫通導体接続導体を幅0.16mmの矩形状とし、内層接地内層接地導体非形成領域36は直径が1.24mmの円形状に、内層接地用貫通導体35は直径0.1mmの円形状にて内層接地導体非形成領域36の外周より中心が0.08mmだけ離れた位置の円周上の8箇所に配置することで構成し、そして、表層信号用貫通導体14,24および内層信号用貫通導体34の9層間のずれを表面側から0.195mm, 0.115mm, 0.075mm, 0.055mm, 0.055mm, 0.075mm, 0.115mm, 0.195mmとした。
【0006】
表層信号配線導体11,21の信号配線接続導体13,23と反対側の端部間を上方から見て2.0mmとして、この間の高周波特性を電磁界シミュレーションにて抽出すると、図10に線図で示すような周波数特性の特性曲線が得られた。図10において、横軸は周波数(単位:GHz)、縦軸は入力した信号のうちの反射された量の評価指標としての反射係数(単位:dB)を示しており、特性曲線は反射係数の周波数特性を示している。図10における特性曲線は、45.2GHz付近に共振が生じていることを示しており、共振による使用可能周波数帯域の制限が生じていることが判明した。
【0007】
そこで本発明は、上記高周波信号伝送用積層構造における問題点に鑑みてなされたものであり、その目的は、共振周波数を高周波側へ移動させることにより使用可能周波数の広帯域化がなされた高周波信号伝送用積層構造およびそれを用いた高周波半導体パッケージを提供することにある。
【0008】
【課題を解決するための手段】
本発明の請求項1に係る高周波信号伝送用積層構造は、4層以上の誘電体層を積層して成る積層基板の最上層および最下層のそれぞれに形成した信号配線導体が、互いに一端から逆方向に延びる関係にあり、これら各信号配線導体の一端と、前記最上層および前記最下層の誘電体層を上下に貫く表層信号用貫通導体とを、信号配線接続導体を介して接続し、前記最上層および前記最下層を除く内層の各層に、平面形状が2軸対称形状を成す内層接地導体非形成領域と、内層接地導体とを形成し、前記内層接地導体非形成領域には、前記内層の各層を上下に貫く内層信号用貫通導体に接続する信号用貫通導体接続導体を形成し、前記内層接地導体非形成領域の外周部に、前記内層の各層を上下に貫く内層接地用貫通導体を形成することで前記内層接地導体間を接続し、前記表層信号用貫通導体を前記信号配線接続導体の長さが短くなるように、前記内層接地導体非形成領域の外周部に配置し、前記内層信号用貫通導体を前記表層信号用貫通導体間がなめらかに接続されるように順次ずらして配置した高周波信号伝送用積層構造において、前記内層を成す各層のうち中間層近傍の前記内層接地導体非形成領域は他層よりも小さくしたことを特徴とする。
【0009】
これにより、内層部において内層接地導体および内層接地用貫通導体で取り囲まれた電磁遮蔽空間が形成されているために、この電磁遮蔽空間が円筒誘電体共振器として働く結果、共振による使用可能周波数帯域の制限が生じる場合と比較して、中間層近傍の内層接地導体非形成領域が小さくなっていることで共振制御層として働く。すなわち、共振制御層における円筒導波管モード(TE11モード)の遮断周波数が他層の円筒導波管モード(TE11モード)の遮断周波数よりも高いためにリアクタンス減衰器とみなされることから高次モード伝搬が抑圧される結果、円筒誘電体共振モードに準じた共振は高周波側へ移動するために、使用可能周波数帯域が広くなる。その結果、使用可能周波数帯域の広帯域化がなされた高周波信号伝送用積層構造となる。
【0010】
また、請求項2に係る高周波信号伝送用積層構造は、上記請求項1の構造において、前記積層基板の上面および/または下面において、前記表層信号用貫通導体および前記信号配線接続導体を取囲む状態で、前記信号配線導体に対し所定間隔をあけて表面接地導体を形成し、且つ該表面接地導体と前記内層接地導体との間を上下に貫く表層接地用貫通導体により接続したことを特徴とする。
【0011】
これにより、請求項1の場合と同様な作用・効果に加えて、入出力線路としてコプレナ線路として構成することで、外部配線がコプレナ線路の場合に、外部配線との接続におけるインピーダンスの不連続性を小さくすることができる構造となる上、共振周波数は表面接地導体および表層接地用貫通導体が設けられない場合と比較して、一方面、さらに両面に設けるにしたがって高くなる。その結果、使用可能周波数帯域の広帯域化がなされた高周波信号伝送用積層構造となる。
【0012】
また、請求項3に係る高周波信号伝送用積層構造は、上記請求項1の構造において、前記積層基板の上面および/または下面において、前記信号配線導体に対し所定間隔をあけて表面接地導体を形成し、且つ該表面接地導体と前記内層接地導体との間を上下に貫く表層接地用貫通導体により接続したことを特徴とする。
【0013】
これにより、請求項2と同様な作用・効果に比べて、表層接地導体を信号配線導体の両脇のみに形成したことから、表層から内層へ(もしくは内層から表層へ)向かう電磁波の直進性に対して伝搬モードを安定に維持したままに伝搬方向を変えることが安定してできるので、反射が生じにくく、インピーダンス整合が良好に行なえるという作用・効果が期待できる。
【0014】
さらに請求項4の高周波半導体パッケージによれば、請求項1乃至請求項3のいずれかに記載の高周波信号伝送用積層構造を備えた前記積層基板の上面に枠体および蓋体を設けることにより、高周波半導体素子を収容する構造としたことを特徴とする。
【0015】
ここで、本発明の高周波信号伝送用積層構造においては、特に、内層における誘電体層の厚みおよび内層接地用貫通導体の間隔を、使用する最高周波数の管内波長の半分よりも小さく設定するのが望ましい。この理由は、発明の背景で説明したように、内層に電磁遮蔽空間を形成しない場合に内層において電磁波が漏れてしまい、放射損失となってしまうことを防止するためである。すなわち、内層の上下の接地導体と接地用貫通導体がなす矩形を矩形導波管として捉えると、矩形導波管の最低次の伝送モード(基本モード)はTE10モードであり、このモードの遮断波長は矩形における長辺の2倍の実効長に等しい。このため、使用する周波数帯域内において内層部に電磁遮蔽空間を形成するためには、内層における誘電体層の厚みおよび内層接地用貫通導体の間隔は、使用する最高周波数の管内波長の半分よりも小さくすることが必要であり、より好適には4分の1波長以下に設定するのが望ましい。したがって、製造上の困難が生じない範囲で上記範囲を満たすことも重要である。
【0016】
【発明の実施の形態】
以下、模式的に示した図面に基づいて本発明を詳細に説明する。なお、本発明は以下の例に限定されるものではなく、本発明の主旨を逸脱しない範囲で変更・改良を施すことは何ら差し支えない。
【0017】
図1は本発明の請求項1に係る、第1の高周波信号伝送用積層構造の例を示す図であり、(a)は平面図、(b)は(a)のA−A’線断面図である。第1の高周波信号伝送用積層構造は、4層以上の誘電体層を積層して成る積層基板の最上層と最下層を除いた内層の各誘電体層は使用する最高周波数の管内波長の半分より小さい厚みとして成し、積層基板の上面および下面に互いに逆方向に延びる信号配線導体を形成し、信号配線導体の一端は誘電体層の最上層と最下層に設けられた各層を上下に貫く表層信号用貫通導体との間をそれぞれ信号配線接続導体を介して接続し、積層基板の上面および下面に表層信号用貫通導体を形成し、内層の各層には内層接地導体を円形状や楕円形状等の2軸対称形状に設けた内層接地導体非形成領域を除いて略全面に形成し、これらの内層接地導体非形成領域は互いに上下に重なり合うように配置し、内層接地導体非形成領域の内側には誘電体層の内層の各層を上下に貫く内層信号用貫通導体のそれぞれを接続する信号用貫通導体接続導体を形成するとともに、使用する最高周波数の管内波長の半分よりも短い間隔をあけて内層接地導体非形成領域の外周近傍に内層の各層を上下に貫く複数の内層接地用貫通導体を配設することにより内層部に電磁遮蔽空間を形成し、表層信号用貫通導体と内層信号用貫通導体との間を信号用貫通導体接続導体を介して接続することにより積層基板の上下面の間を電気的に接続し、表層信号用貫通導体は信号配線接続導体の長さが短くなるように内層接地導体非形成領域の外周近傍に配置するとともに、内層信号用貫通導体を表層信号用貫通導体間をなめらかに接続するように順次ずらして配置した高周波信号伝送用積層構造において、内層を成す各層のうち中間に位置する層に形成された前記内層接地導体非形成領域を、他の層よりも狭い領域に形成した。
【0018】
すなわち、図1において、1は誘電体層でありそれぞれを積層することで積層板としている。11および21は信号配線導体であり13および23の信号配線接続導体を介して14および24の表層信号用貫通導体にそれぞれ接続している。内層には34の内層信号用貫通導体とそれらを接続する33の信号用貫通導体接続導体が形成され、表層信号用貫通導体14,24との間を接続しており、32の内層接地導体の内側には36に示す円形状の内層接地導体非形成領域が形成され、内層接地導体非形成領域36の外周近傍に35に示す内層接地用貫通導体が形成されている。そして、内層接地導体非形成領域36は上下に互いに重なるように配置し、表層信号用貫通導体14,24の間を内層信号用貫通導体34および信号用貫通導体接続導体33によりなめらかに接続するように順次ずらして配置し、内層を成す各層のうち37に示す中間層近傍の内層接地導体非形成領域を他層の内層接地導体非形成領域36よりも小さい円形状にて共振制御用接地導体非形成領域として形成した。なお、信号配線接続導体13および23は、直下もしくは直上の内層接地導体32と重ならない信号導体領域をさすものとする。
【0019】
これにより、内層部において内層接地導体および内層接地用貫通導体で取り囲まれた電磁遮蔽空間が形成されているために、この電磁遮蔽空間が円筒誘電体共振器として働く結果、共振による使用可能周波数帯域の制限が生じる場合と比較して、中間層近傍の内層接地導体非形成領域が小さくなっていることで共振制御層として働く。すなわち、共振制御層における円筒導波管モード(TE11モード)の遮断周波数が他層の円筒導波管モード(TE11モード)の遮断周波数よりも高いためにリアクタンス減衰器とみなされることから高次モード伝搬が抑圧される結果、円筒誘電体共振モードに準じた共振は高周波側へ移動するために、使用可能周波数帯域が広くなる。その結果、使用可能周波数帯域の広帯域化がなされた高周波信号伝送用積層構造となる。
【0020】
次に、図2および図3は本発明の請求項2に係る、第2の高周波信号伝送用積層構造の例を示す図であり、各図において、(a)は平面図、(b)は(a)のA−A’線断面図である。第2の高周波信号伝送用積層構造は、上記第1の高周波信号伝送用積層構造において、前記積層基板の上面および/または下面において、表層信号用貫通導体および信号配線接続導体を取囲む状態で、信号配線導体に対し所定間隔をあけて表面接地導体を形成し、且つこの表面接地導体と内層接地導体との間を上下に貫く表層接地用貫通導体により接続した。
【0021】
図2および図3において、図1と同様の箇所には同じ符号を付してあり、1は誘電体層であり、11および21は信号配線導体、13および23は信号配線接続導体、14および24は表層信号用貫通導体、32は内層接地導体、33は信号用貫通導体接続導体、34は内層信号用貫通導体、35は内層接地用貫通導体、36は内層接地導体非形成領域、37は共振制御用接地導体非形成領域である。そして、図2は前記積層基板の上面において、表層信号用貫通導体14および信号配線接続導体13を取囲む状態で、信号配線導体に対し所定間隔をあけて12の表面接地導体を形成し、且つこの表面接地導体12と内層接地導体32との間を上下に貫く15の表層接地用貫通導体により接続している。また、図3は前記積層基板の上面および下面において、表層信号用貫通導体14,24および信号配線接続導体13,23を取囲む状態で、信号配線導体に対し所定間隔をあけて12,22の表面接地導体を形成し、且つこの表面接地導体12,22と内層接地導体32との間を上下に貫く15,25の表層接地用貫通導体により接続している。
【0022】
これにより、内層部において内層接地導体および内層接地用貫通導体で取り囲まれた電磁遮蔽空間が形成されているために、この電磁遮蔽空間が円筒誘電体共振器として働く結果、共振による使用可能周波数帯域の制限が生じる場合と比較して、中間層近傍の内層接地導体非形成領域が小さくなっていることで共振制御層として働く。すなわち、共振制御層における円筒導波管モード(TE11モード)の遮断周波数が他層の円筒導波管モード(TE11モード)の遮断周波数よりも高いためにリアクタンス減衰器とみなされることから高次モード伝搬が抑圧される結果、円筒誘電体共振モードに準じた共振は高周波側へ移動するために、使用可能周波数帯域が広くなる。さらに、入出力線路としてコプレナ線路として構成することで、外部配線がコプレナ線路の場合に、外部配線との接続におけるインピーダンスの不連続性を小さくすることができる構造となる上、共振周波数は表面接地導体および表層接地用貫通導体が設けられない場合と比較して、一方面(図2に相当)、さらに両面(図3に相当)に設けるにしたがって高くなる。その結果、使用可能周波数帯域の広帯域化がなされた高周波信号伝送用積層構造となる。
【0023】
次に、図11は本発明の請求項3に係る、第2の高周波信号伝送用積層構造の他の例を示す図であり、各図において、(a)は平面図、(b)は(a)のA−A’線断面図である。第2の高周波信号伝送用積層構造の他の例は、上記第1の高周波信号伝送用積層構造において、前記積層基板の上面および/または下面において、信号配線導体に対し所定間隔をあけて表面接地導体を形成し、且つこの表面接地導体と内層接地導体との間を上下に貫く表層接地用貫通導体により接続した。
【0024】
図11において、図1と同様の箇所には同じ符号を付してあり、1は誘電体層であり、11および21は信号配線導体、13および23は信号配線接続導体、14および24は表層信号用貫通導体、32は内層接地導体、33は信号用貫通導体接続導体、34は内層信号用貫通導体、35は内層接地用貫通導体、36は内層接地導体非形成領域、37は共振制御用接地導体非形成領域である。そして、前記積層基板の上面において、信号配線導体11に対し所定間隔をあけて12の表面接地導体を形成し、且つこの表面接地導体12と内層接地導体32との間を上下に貫く15の表層接地用貫通導体により接続している。
【0025】
これにより、内層部において内層接地導体および内層接地用貫通導体で取り囲まれた電磁遮蔽空間が形成されているために、この電磁遮蔽空間が円筒誘電体共振器として働く結果、共振による使用可能周波数帯域の制限が生じる場合と比較して、中間層近傍の内層接地導体非形成領域が小さくなっていることで共振制御層として働く。すなわち、共振制御層における円筒導波管モード(TE11モード)の遮断周波数が他層の円筒導波管モード(TE11モード)の遮断周波数よりも高いためにリアクタンス減衰器とみなされることから高次モード伝搬が抑圧される結果、円筒誘電体共振モードに準じた共振は高周波側へ移動するために、使用可能周波数帯域が広くなる。さらに、入出力線路としてコプレナ線路として構成することで、外部配線がコプレナ線路の場合に、外部配線との接続におけるインピーダンスの不連続性を小さくすることができる構造となる上、共振周波数は表面接地導体および表層接地用貫通導体が設けられない場合と比較して、一方面(図11に相当)、さらに両面に設けるにしたがって高くなる。さらに、表層接地導体を信号配線導体の両脇のみに形成したことから、表層から内層へ(もしくは内層から表層へ)向かう電磁波の直進性に対して伝搬モードを安定に維持したままに伝搬方向を変えることが安定してできるので、反射が生じにくく、インピーダンス整合が良好に行なえる。その結果、使用可能周波数帯域の広帯域化がなされた高周波信号伝送用積層構造となる。
【0026】
また、上記高周波信号伝送用積層構造を高周波半導体パッケージに適用が可能である。すなわち、図12に示すように、上記高周波信号伝送用積層構造を構成する積層基板Sの上面に、高周波半導体素子を収容する枠体41および枠体41の上面を覆う蓋体42を形成し、積層基板の下面における信号配線導体の信号配線接続導体と反対側に、外部との信号入出力のための入出力信号配線接続導体を形成することにより、高周波の伝送特性が良好な高周波半導体パッケージとなる。
【0027】
このような本発明の高周波半導体パッケージにおいて、誘電体基板としては、例えばアルミナやムライト、窒化アルミ等のセラミックス材料、いわゆるガラセラ(ガラス+セラミック)材料が広く用いられ、信号配線導体や接地導体といった導体パターンは、高周波配線導体用の金属材料、例えば、Cuなどの単体金属やMoMn+Ni+Au、W+Ni+Au、Cr+Cu、Cr+Cu+Ni+Au、Ta2N+NiCr+Au、Ti+Pd+Au、NiCr+Pd+Auなどの合金を用いて厚膜印刷法あるいは各種の薄膜形成方法やメッキ処理法などにより形成される。また、その厚みや幅も伝送される高周波信号の周波数や使用する特性インピーダンスなどに応じて誘電体の誘電率や厚みとともに設定される。また、枠体や蓋体に金属を用いる場合には、Fe−Ni−CoやFe−Ni42アロイ等のFe−Ni合金・無酸素銅・アルミニウム・ステンレス・Cu−W合金・Cu−Mo合金などから成る材料を用い、金属構造物間の接合には、ハンダ・AuSnロウやAuGeロウ等の高融点金属ロウ・シームウェルド(溶接)等により取着することによって気密封止し、また、誘電体基板と金属構造物とは、AgCuロウ・AuSnロウ・AuGeロウ等の高融点金属ロウにより接合することによって、半導体素子を収容することで良好な伝送特性を有する高周波半導体パッケージを提供できる。
【0028】
【実施例】
次に、本発明の高周波信号伝送用積層構造について具体例を説明する。
〔例1〕
まず、本発明の請求項1に係る第1の高周波信号伝送用積層構造を示す図1と同様の構成にて、比誘電率が9.2で厚みが0.2mmの誘電体層1を9層積層して積層板とし、信号配線導体11の幅を0.21mmで形成し、信号配線接続導体13,23の幅を0.21mmで信号配線導体11,21と表面信号用貫通導体14,24までの距離を0.13mmにて形成し、表層信号用貫通導体14,24および内層信号用貫通導体34を直径0.1mmの円形状に形成し、信号用貫通導体接続導体を幅0.16mmの矩形状とし、内層接地内層接地導体非形成領域36は直径が1.24mmの円形状に、共振制御用接地導体非形成領域37は直径が1.04mmの円形状に、内層接地用貫通導体35は直径0.1mmの円形状にて内層接地導体非形成領域36および共振制御用接地導体非形成領域37の外周より中心が0.08mmだけ離れた位置の円周上の8箇所に配置することで構成し、そして、表層信号用貫通導体14,24および内層信号用貫通導体34の9層間のずれを表面側から0.195mm, 0.115mm, 0.075mm, 0.055mm, 0.055mm, 0.075mm, 0.115mm, 0.195mmとし、表層信号配線導体11,21の信号配線接続導体13,23と反対側の端部間を上方から見て2.0mmとすることにより、本発明の高周波信号伝送用積層構造の試料Aを得た。
【0029】
また、比較例としての高周波信号伝送用積層構造を示す図7と同様の構成にて、上記試料Aに対して共振制御用接地導体非形成領域を設けず、内層接地導体非形成領域36を全ての層で同一形状とすることにより、比較例としての高周波信号伝送用積層構造の試料Bを得た。
【0030】
そして、これらの試料A・Bについて、下面における信号配線導体21の端部から上面における信号配線導体11の端部間の電気的特性を電磁界シミュレーションにより抽出すると、図4に線図で示すような周波数特性の特性曲線が得られた。図4において、横軸は周波数(単位:GHz)、縦軸は入力した信号のうちの反射された量の評価指標としての反射係数(単位:dB)を示しており、特性曲線は反射係数の周波数特性を示している。また、特性曲線に付記したA・Bは各々試料A・Bの特性曲線であることを示している。
【0031】
この結果から、本発明の高周波信号伝送用積層構造である試料Aは共振周波数が47.4GHzであり、比較例としての高周波信号伝送用積層構造である試料Bの共振周波数が45.3GHzであるのに対して、共振周波数が高周波側に移動しており、広帯域化がなされた高周波信号伝送用積層構造であることが分かる。
〔例2〕
まず、本発明の請求項2に係る第2の高周波信号伝送用積層構造を示す図2と同様の構成にて、上記〔例1〕の試料Aと同様に、ただし、上面の信号配線導体11の線幅を0.14mmとし、上面の信号配線接続導体13の線幅を0.16mmとし、積層基板1の上面には表層信号用貫通導体14および信号配線接続導体13を取囲む状態で内層接地導体非形成領域36と形状を一致させて、信号配線導体11に対し0.10mmの間隔をあけて表面接地導体12を形成し、さらにこの表面接地導体12と内層接地導体32との間を上下に貫く直径0.1mmの表層接地用貫通導体15により接続することにより、本発明の高周波信号伝送用積層構造の試料Cを得た。
【0032】
また、比較例としての高周波信号伝送用積層構造を示す図8と同様の構成にて、上記試料Cに対して共振制御用接地導体非形成領域を設けず、内層接地導体非形成領域36を全ての層で同一形状とすることにより、比較例としての高周波信号伝送用積層構造の試料Dを得た。
【0033】
そして、これらの試料C・Dについて、下面における信号配線導体21の端部から上面における信号配線導体11の端部間の電気的特性を電磁界シミュレーションにより抽出すると、図5に線図で示すような周波数特性の特性曲線が得られた。図5において、横軸は周波数(単位:GHz)、縦軸は入力した信号のうちの反射された量の評価指標としての反射係数(単位:dB)を示しており、特性曲線は反射係数の周波数特性を示している。また、特性曲線に付記したC・Dは各々試料C・Dの特性曲線であることを示している。
【0034】
この結果から、本発明の高周波信号伝送用積層構造である試料Cは共振周波数が48.3GHzであり、比較例としての高周波信号伝送用積層構造である試料Dの共振周波数が45.8GHzであるのに対して、共振周波数が高周波側に移動しており、広帯域化がなされた高周波信号伝送用積層構造であることが分かる。
〔例3〕
まず、本発明の請求項2に係る第3の高周波信号伝送用積層構造を示す図3と同様の構成にて、上記〔例1〕の試料Aと同様に、ただし、上面および下面の信号配線導体11,21の線幅を0.14mmとし、上面および下面の信号配線接続導体13,23の線幅を0.16mmとし、積層基板1の上面および下面には表層信号用貫通導体14,24および信号配線接続導体13,23を取囲む状態で内層接地導体非形成領域36と形状を一致させて、信号配線導体11,21に対し0.10mmの間隔をあけて表面接地導体12,22を形成し、さらにこの表面接地導体12,22と内層接地導体32との間を上下に貫く直径0.1mmの表層接地用貫通導体15,25により接続することにより、本発明の高周波信号伝送用積層構造の試料Eを得た。
【0035】
また、上記試料Eと同様に、ただし、共振制御用接地導体非形成領域37を直径が0.84mmの円形状とすることにより、本発明の高周波信号伝送用積層構造の試料Fを得た。
【0036】
さらに、比較例としての高周波信号伝送用積層構造を示す図9と同様の構成にて、上記試料Eに対して共振制御用接地導体非形成領域を設けず、内層接地導体非形成領域36を全ての層で同一形状とすることにより、比較例としての高周波信号伝送用積層構造の試料Gを得た。
【0037】
そして、これらの試料E・F・Gについて、下面における信号配線導体21の端部から上面における信号配線導体11の端部間の電気的特性を電磁界シミュレーションにより抽出すると、図6に線図で示すような周波数特性の特性曲線が得られた。図6において、横軸は周波数(単位:GHz)、縦軸は入力した信号のうちの反射された量の評価指標としての反射係数(単位:dB)を示しており、特性曲線は反射係数の周波数特性を示している。また、特性曲線に付記したE・F・Gは各々試料E・F・Gの特性曲線であることを示している。
【0038】
この結果から、本発明の高周波信号伝送用積層構造である試料Eは共振周波数が49.1GHzであり、また、本発明の高周波信号伝送用積層構造である試料Fは共振周波数が52.6GHzであり、比較例としての高周波信号伝送用積層構造である試料Gの共振周波数が46.8GHzであるのに対して、共振周波数が高周波側に移動しており、広帯域化がなされた高周波信号伝送用積層構造であることが分かる。特に、共振制御用接地導体非形成領域37が最も小さい試料Fはその傾向は顕著であり、より広帯域化がなされた。
【0039】
なお、以上はあくまで本発明の実施形態の例示であって、本発明はこれらに限定されるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲で種々の変更や改良を加えることは何ら差し支えない。
【0040】
例えば、本発明の実施形態の例示では、表面接地導体非形成領域ならびに内層接地導体非形成領域、共振制御用接地導体非形成領域の形状として、円形状を示したが、その他、楕円形状・偶多角形状等の2軸対称形状を用いることも可能である。さらに、内層接地導体非形成領域と共振制御用接地導体非形成領域とは相似関係である必要はなく、各々が異なる2軸対称形状であってもよい。しかし、これらの構造について、導波管の遮断周波数に対しては同等の領域を占有する場合において、円形状を用いることが最も高い遮断周波数を有することから、広帯域化に対しては円形状が最も良い。すなわち、例えば、接地導体が直径1.26mmの円形でその中心に直径0.10mmの信号導体があり、その間を比誘電率9.2の誘電体を充填した断面を持つ特性インピーダンスが50Ωのいわゆる同軸線路における高次モード(TE11モード)の遮断周波数は45.5GHzであり、一方、比較として接地導体が一辺1.17mmの正方形でその中心に直径0.10mmの信号導体があり、その間を比誘電率9.2の誘電体を充填した断面を持つ特性インピーダンスが50Ωの伝送線路における高次モード(TE10モード)の遮断周波数は41.8GHzであるから、円形状を用いた方が、より遮断周波数を高くすることができると言える。
【0041】
また、共振制御用接地導体非形成領域が設けられる層が増加すれば伝送距離が増加するためにリアクタンス減衰量は増加するので、遮断効果が期待できるが、その距離が長くなり過ぎると、遮断周波数までの周波数においては容量が増加するために特性インピーダンスの低下が顕著に現れるために、反射の増大を招くという悪影響があるので、その距離すなわち共振制御用接地導体非形成領域が設けられる層は適宜決定すれば良い。
【0042】
また、積層基板の上面および/または下面に表面接地導体を設ける場合には、表面接地導体は信号配線導体の両側に所定幅をあけて形成することで高周波伝送線路として成すことが主たる目的であり、必ずしも信号配線接続導体を取り囲んでいなくとも高周波特性に優れるが、信号配線接続導体を取り囲んだ構造に近づけることでより好適な高周波伝送特性を有する構造となる。
【0043】
【発明の効果】
以上のように、請求項1の高周波信号伝送用積層構造によれば、4層以上の誘電体層を積層して成る積層基板の最上層および最下層のそれぞれに形成した信号配線導体が、互いに一端から逆方向に延びる関係にあり、これら各信号配線導体の一端と、前記最上層および前記最下層の誘電体層を上下に貫く表層信号用貫通導体とを、信号配線接続導体を介して接続し、前記最上層および前記最下層を除く内層の各層に、平面形状が2軸対称形状を成す内層接地導体非形成領域と、内層接地導体とを形成し、前記内層接地導体非形成領域には、前記内層の各層を上下に貫く内層信号用貫通導体に接続する信号用貫通導体接続導体を形成し、前記内層接地導体非形成領域の外周部に、前記内層の各層を上下に貫く内層接地用貫通導体を形成することで前記内層接地導体間を接続し、前記表層信号用貫通導体を前記信号配線接続導体の長さが短くなるように、前記内層接地導体非形成領域の外周部に配置し、前記内層信号用貫通導体を前記表層信号用貫通導体間がなめらかに接続されるように順次ずらして配置するとともに、前記内層を成す各層のうち中間に位置する層に形成された前記内層接地導体非形成領域を、他の層よりも狭い領域に形成したことから、内層部において内層接地導体および内層接地用貫通導体で取り囲まれた電磁遮蔽空間が形成されているために、この電磁遮蔽空間が円筒誘電体共振器として働く結果、共振による使用可能周波数帯域の制限が生じる場合と比較して、中間層近傍の内層接地導体非形成領域が小さくなっていることで共振制御層として働く。すなわち、共振制御層における円筒導波管モード(TE11モード)の遮断周波数が他層の円筒導波管モード(TE11モード)の遮断周波数よりも高いためにリアクタンス減衰器とみなされることから高次モード伝搬が抑圧される結果、円筒誘電体共振モードに準じた共振は高周波側へ移動するために、使用可能周波数帯域が広くなる。その結果、使用可能周波数帯域の広帯域化がなされた高周波信号伝送用積層構造となる。
【0044】
また、請求項2の高周波信号伝送用積層構造によれば、請求項1の高周波信号伝送用積層構造において、前記積層基板の上面および/または下面において、前記表層信号用貫通導体および前記信号配線接続導体を取囲む状態で、前記信号配線導体に対し所定間隔をあけて表面接地導体を形成し、且つ該表面接地導体と前記内層接地導体との間を上下に貫く表層接地用貫通導体により接続したことから、内層部において内層接地導体および内層接地用貫通導体で取り囲まれた電磁遮蔽空間が形成されているために、この電磁遮蔽空間が円筒誘電体共振器として働く結果、共振による使用可能周波数帯域の制限が生じる場合と比較して、中間層近傍の内層接地導体非形成領域が小さくなっていることで共振制御層として働く。すなわち、共振制御層における円筒導波管モード(TE11モード)の遮断周波数が他層の円筒導波管モード(TE11モード)の遮断周波数よりも高いためにリアクタンス減衰器とみなされることから高次モード伝搬が抑圧される結果、円筒誘電体共振モードに準じた共振は高周波側へ移動するために、使用可能周波数帯域が広くなる。さらに、入出力線路としてコプレナ線路として構成することで、外部配線がコプレナ線路の場合に、外部配線との接続におけるインピーダンスの不連続性を小さくすることができる構造となる上、共振周波数は表面接地導体および表層接地用貫通導体が設けられない場合と比較して、一方面、さらに両面に設けるにしたがって高くなる。その結果、使用可能周波数帯域の広帯域化がなされた高周波信号伝送用積層構造となる。
【0045】
また、請求項3の高周波信号伝送用積層構造によれば、請求項1の高周波信号伝送用積層構造において、前記積層基板の上面および/または下面において、前記信号配線導体に対し所定間隔をあけて表面接地導体を形成し、且つ該表面接地導体と前記内層接地導体との間を上下に貫く表層接地用貫通導体により接続したことから、内層部において内層接地導体および内層接地用貫通導体で取り囲まれた電磁遮蔽空間が形成されているために、この電磁遮蔽空間が円筒誘電体共振器として働く結果、共振による使用可能周波数帯域の制限が生じる場合と比較して、中間層近傍の内層接地導体非形成領域が小さくなっていることで共振制御層として働く。すなわち、共振制御層における円筒導波管モード(TE11モード)の遮断周波数が他層の円筒導波管モード(TE11モード)の遮断周波数よりも高いためにリアクタンス減衰器とみなされることから高次モード伝搬が抑圧される結果、円筒誘電体共振モードに準じた共振は高周波側へ移動するために、使用可能周波数帯域が広くなる。さらに、入出力線路としてコプレナ線路として構成することで、外部配線がコプレナ線路の場合に、外部配線との接続におけるインピーダンスの不連続性を小さくすることができる構造となる上、表層接地導体を信号配線導体の両脇のみに形成したことから、表層から内層へ(もしくは内層から表層へ)向かう電磁波の直進性に対して伝搬モードを安定に維持したままに伝搬方向を変えることが安定してできるので、反射が生じにくく、インピーダンス整合が良好に行なえる。その結果、使用可能周波数帯域の広帯域化がなされた高周波信号伝送用積層構造となる。
【0046】
さらに、請求項4の高周波半導体パッケージによれば、例えば請求項1乃至2の高周波信号伝送用積層構造を有する積層基板の上面に高周波半導体素子を収容するように枠体および蓋体を形成し、積層基板の下面における信号配線導体の信号配線接続導体と反対側に外部との信号入出力のための入出力信号配線接続導体を形成したことにより、高周波の伝送特性が良好な高周波半導体パッケージとして提供できる。
【図面の簡単な説明】
【図1】本発明に係る第1の高周波信号伝送用積層構造の一例を模式的に示す図であり、(a)は平面図、(b)は(a)のA−A’線断面図である。
【図2】本発明に係る第2の高周波信号伝送用積層構造の一例を模式的に示す図であり、(a)は平面図、(b)は(a)のA−A’線断面図である。
【図3】本発明に係る第3の高周波信号伝送用積層構造の一例を模式的に示す図であり、(a)は平面図、(b)は(a)のA−A’線断面図である。
【図4】本発明の第1の高周波信号伝送用積層構造および比較例としての高周波信号伝送用積層構造の高周波特性を比較した線図である。
【図5】本発明の第2の高周波信号伝送用積層構造および比較例としての高周波信号伝送用積層構造の高周波特性を比較した線図である。
【図6】本発明の第3の高周波信号伝送用積層構造および比較例としての高周波信号伝送用積層構造の高周波特性を比較した線図である。
【図7】高周波信号伝送用積層構造の一比較例を示す平面図ならびに断面図である。
【図8】高周波信号伝送用積層構造の他の比較例を示す平面図ならびに断面図である。
【図9】高周波信号伝送用積層構造のさらに他の比較例を示す平面図ならびに断面図である。
【図10】高周波信号伝送用積層構造(比較例)の高周波特性例を示す線図である。
【図11】本発明に係る第2の高周波信号伝送用積層構造の他の一例を模式的に示す図であり、(a)は平面図、(b)は(a)のA−A’線断面図である。
【図12】本発明に係る高周波信号伝送用積層構造を用いた高周波半導体パッケージの一例を模式的に示す断面図である。
【符号の説明】
1・・・・・誘電体層
11,21・・・・・信号配線導体
12,22・・・・・表面接地導体
13,23・・・・・信号配線接続導体
14,24・・・・・表層信号用貫通導体
15,25・・・・・表層接地用貫通導体
16,26・・・・・表面接地導体非形成領域
32・・・・・内層接地導体
33・・・・・信号用貫通導体接続導体
34・・・・・内層信号用貫通導体
35・・・・・内層接地用貫通導体
36・・・・・内層接地導体非形成領域
37・・・・・共振制御用接地導体非形成領域[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a laminated structure used at high frequencies such as a microwave band and a millimeter wave band, and a high-frequency semiconductor package containing a semiconductor element, and particularly to a high-frequency signal transmission laminated structure having good high-frequency transmission characteristics and a high-frequency semiconductor package using the same. About.
[0002]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present inventors have already proposed in Japanese Patent Application No. 2001-365134 and Japanese Patent Application No. 2002-20774 as the high-frequency signal transmission laminated structure. For example, a structure as shown in FIG. 7 is an example. (A) of this figure is a top view, (b) is the sectional view on the AA 'line of (a).
[0003]
In FIG. 7,
[0004]
However, in the above-described laminated structure for high-frequency signal transmission, an electromagnetic shielding space surrounded by the inner layer ground conductor and the inner layer grounding through conductor is formed in the inner layer portion, so that this electromagnetic shielding space works as a cylindrical dielectric resonator. As a result, it is considered that the usable frequency band is restricted due to resonance.
[0005]
The present inventor, for example, as a laminated structure for high-frequency signal transmission having the structure shown in FIG. 7, nine
[0006]
When the distance between the ends of the surface
[0007]
Therefore, the present invention has been made in view of the problems in the above-described laminated structure for high-frequency signal transmission, and the object thereof is high-frequency signal transmission in which the usable frequency is widened by moving the resonance frequency to the high-frequency side. An object of the present invention is to provide a laminated structure for use and a high-frequency semiconductor package using the same.
[0008]
[Means for Solving the Problems]
In the laminated structure for high-frequency signal transmission according to
[0009]
As a result, an electromagnetic shielding space surrounded by the inner layer ground conductor and the inner layer grounding through conductor is formed in the inner layer portion. As a result of this electromagnetic shielding space acting as a cylindrical dielectric resonator, the usable frequency band due to resonance Compared with the case where this restriction occurs, the inner layer ground conductor non-formation region in the vicinity of the intermediate layer is reduced, thereby functioning as a resonance control layer. That is, since the cutoff frequency of the cylindrical waveguide mode (TE11 mode) in the resonance control layer is higher than the cutoff frequency of the cylindrical waveguide mode (TE11 mode) of the other layer, it is regarded as a reactance attenuator. As a result of the suppression of the propagation, the resonance according to the cylindrical dielectric resonance mode moves to the high frequency side, so that the usable frequency band is widened. As a result, a laminated structure for high-frequency signal transmission in which the usable frequency band is widened is obtained.
[0010]
The multilayer structure for high-frequency signal transmission according to claim 2 is a state in which the surface signal through conductor and the signal wiring connecting conductor are surrounded on the upper surface and / or the lower surface of the multilayer substrate in the structure according to
[0011]
Thereby, in addition to the same operation and effect as in the case of
[0012]
According to a third aspect of the present invention, there is provided a multilayer structure for high-frequency signal transmission in which the surface ground conductor is formed on the upper surface and / or the lower surface of the multilayer substrate at a predetermined interval from the signal wiring conductor. In addition, the surface ground conductor and the inner layer ground conductor are connected by a surface layer ground through conductor that passes vertically.
[0013]
As a result, the surface layer ground conductor is formed only on both sides of the signal wiring conductor, compared to the same actions and effects as in claim 2, so that the electromagnetic wave traveling straight from the surface layer to the inner layer (or from the inner layer to the surface layer) On the other hand, since it is possible to stably change the propagation direction while maintaining the propagation mode stably, it is possible to expect the action and effect that reflection hardly occurs and impedance matching can be performed satisfactorily.
[0014]
Furthermore, according to the high-frequency semiconductor package of claim 4, by providing a frame body and a lid on the upper surface of the multilayer substrate provided with the multilayer structure for high-frequency signal transmission according to any one of
[0015]
Here, in the laminated structure for high-frequency signal transmission according to the present invention, in particular, the thickness of the dielectric layer in the inner layer and the interval between the inner layer grounding through conductors are set to be smaller than half of the highest frequency in the tube used. desirable. This is because, as described in the background of the invention, when an electromagnetic shielding space is not formed in the inner layer, electromagnetic waves leak in the inner layer and prevent radiation loss. That is, if a rectangle formed by the upper and lower ground conductors of the inner layer and the grounding through conductor is regarded as a rectangular waveguide, the lowest-order transmission mode (basic mode) of the rectangular waveguide is the TE10 mode. Is equal to the effective length of twice the long side of the rectangle. For this reason, in order to form an electromagnetic shielding space in the inner layer within the frequency band to be used, the thickness of the dielectric layer in the inner layer and the interval between the inner layer grounding through conductors are less than half of the maximum frequency in the tube used. It is necessary to make it smaller, and it is desirable to set it to a quarter wavelength or less. Therefore, it is also important to satisfy the above range within a range where manufacturing difficulties do not occur.
[0016]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Hereinafter, the present invention will be described in detail with reference to the drawings schematically shown. In addition, this invention is not limited to the following examples, It does not interfere at all in the range which does not deviate from the main point of this invention.
[0017]
1A and 1B are diagrams showing an example of a first laminated structure for high-frequency signal transmission according to
[0018]
That is, in FIG. 1,
[0019]
As a result, an electromagnetic shielding space surrounded by the inner layer ground conductor and the inner layer grounding through conductor is formed in the inner layer portion. As a result of this electromagnetic shielding space acting as a cylindrical dielectric resonator, the usable frequency band due to resonance Compared with the case where this restriction occurs, the inner layer ground conductor non-formation region in the vicinity of the intermediate layer is reduced, thereby functioning as a resonance control layer. That is, since the cutoff frequency of the cylindrical waveguide mode (TE11 mode) in the resonance control layer is higher than the cutoff frequency of the cylindrical waveguide mode (TE11 mode) of the other layer, it is regarded as a reactance attenuator. As a result of the suppression of the propagation, the resonance according to the cylindrical dielectric resonance mode moves to the high frequency side, so that the usable frequency band is widened. As a result, a laminated structure for high-frequency signal transmission in which the usable frequency band is widened is obtained.
[0020]
Next, FIG. 2 and FIG. 3 are diagrams showing examples of the second laminated structure for high-frequency signal transmission according to claim 2 of the present invention, in which (a) is a plan view and (b) is a plan view. It is AA 'line sectional drawing of (a). In the first high-frequency signal transmission multilayer structure, the second high-frequency signal transmission multilayer structure surrounds the surface layer signal through conductor and the signal wiring connection conductor on the upper surface and / or the lower surface of the multilayer substrate. A surface ground conductor was formed at a predetermined interval with respect to the signal wiring conductor, and the surface ground conductor and the inner layer ground conductor were connected by a surface layer ground penetrating conductor extending vertically.
[0021]
2 and 3, the same reference numerals are assigned to the same parts as in FIG. 1, 1 is a dielectric layer, 11 and 21 are signal wiring conductors, 13 and 23 are signal wiring connecting conductors, 14 and 24 is a surface layer signal through conductor, 32 is an inner layer ground conductor, 33 is a signal through conductor connecting conductor, 34 is an inner layer signal through conductor, 35 is an inner layer ground through conductor, 36 is an inner layer ground conductor non-forming region, 37 is This is a resonance control ground conductor non-formation region. FIG. 2 shows that 12 surface ground conductors are formed at a predetermined interval with respect to the signal wiring conductor in a state of surrounding the surface signal through
[0022]
As a result, an electromagnetic shielding space surrounded by the inner layer ground conductor and the inner layer grounding through conductor is formed in the inner layer portion. As a result of this electromagnetic shielding space acting as a cylindrical dielectric resonator, the usable frequency band due to resonance Compared with the case where this restriction occurs, the inner layer ground conductor non-formation region in the vicinity of the intermediate layer is reduced, thereby functioning as a resonance control layer. That is, since the cutoff frequency of the cylindrical waveguide mode (TE11 mode) in the resonance control layer is higher than the cutoff frequency of the cylindrical waveguide mode (TE11 mode) of the other layer, it is regarded as a reactance attenuator. As a result of the suppression of the propagation, the resonance according to the cylindrical dielectric resonance mode moves to the high frequency side, so that the usable frequency band is widened. In addition, by configuring as a coplanar line as an input / output line, when the external wiring is a coplanar line, the impedance discontinuity in connection with the external wiring can be reduced, and the resonance frequency is surface grounded. Compared with the case where the conductor and the surface layer grounding through conductor are not provided, the height increases as they are provided on one surface (corresponding to FIG. 2) and further on both surfaces (corresponding to FIG. 3). As a result, a laminated structure for high-frequency signal transmission in which the usable frequency band is widened is obtained.
[0023]
Next, FIG. 11 is a figure which shows the other example of the 2nd laminated structure for high frequency signal transmission based on Claim 3 of this invention, (a) is a top view in each figure, (b) is ( It is AA 'line sectional drawing of a). Another example of the second laminated structure for high-frequency signal transmission is the surface grounding in the first laminated structure for high-frequency signal transmission with a predetermined distance from the signal wiring conductor on the upper surface and / or the lower surface of the laminated substrate. A conductor was formed, and the surface ground conductor and the inner layer ground conductor were connected by a surface layer ground through conductor that vertically penetrated.
[0024]
11, the same reference numerals are assigned to the same parts as in FIG. 1, 1 is a dielectric layer, 11 and 21 are signal wiring conductors, 13 and 23 are signal wiring connection conductors, and 14 and 24 are surface layers. Signal through conductor, 32 is an inner layer ground conductor, 33 is a signal through conductor connecting conductor, 34 is an inner layer signal through conductor, 35 is an inner layer ground through conductor, 36 is an inner layer ground conductor non-forming region, and 37 is for resonance control. This is a ground conductor non-formation region. Then, 12 surface ground conductors are formed on the upper surface of the multilayer substrate at a predetermined interval with respect to the
[0025]
As a result, an electromagnetic shielding space surrounded by the inner layer ground conductor and the inner layer grounding through conductor is formed in the inner layer portion. As a result of this electromagnetic shielding space acting as a cylindrical dielectric resonator, the usable frequency band due to resonance Compared with the case where this restriction occurs, the inner layer ground conductor non-formation region in the vicinity of the intermediate layer is reduced, thereby functioning as a resonance control layer. That is, since the cutoff frequency of the cylindrical waveguide mode (TE11 mode) in the resonance control layer is higher than the cutoff frequency of the cylindrical waveguide mode (TE11 mode) of the other layer, it is regarded as a reactance attenuator. As a result of the suppression of the propagation, the resonance according to the cylindrical dielectric resonance mode moves to the high frequency side, so that the usable frequency band is widened. In addition, by configuring as a coplanar line as an input / output line, when the external wiring is a coplanar line, the impedance discontinuity in connection with the external wiring can be reduced, and the resonance frequency is surface grounded. Compared to the case where the conductor and the surface layer grounding through conductor are not provided, the height increases as it is provided on one side (corresponding to FIG. 11) and further on both sides. Furthermore, since the surface ground conductor is formed only on both sides of the signal wiring conductor, the propagation direction is maintained while maintaining the propagation mode stably against the straightness of the electromagnetic wave traveling from the surface layer to the inner layer (or from the inner layer to the surface layer). Since the change can be performed stably, reflection hardly occurs and impedance matching can be performed satisfactorily. As a result, a laminated structure for high-frequency signal transmission in which the usable frequency band is widened is obtained.
[0026]
Further, the laminated structure for high frequency signal transmission can be applied to a high frequency semiconductor package. That is, as shown in FIG. 12, a frame body 41 that accommodates a high-frequency semiconductor element and a lid body 42 that covers the upper surface of the frame body 41 are formed on the upper surface of the multilayer substrate S constituting the multilayer structure for high-frequency signal transmission, By forming an input / output signal wiring connection conductor for signal input / output with the outside on the opposite side of the signal wiring conductor on the lower surface of the multilayer substrate, a high-frequency semiconductor package having good high-frequency transmission characteristics Become.
[0027]
In such a high-frequency semiconductor package of the present invention, as the dielectric substrate, ceramic materials such as alumina, mullite, and aluminum nitride, so-called glassera (glass + ceramic) materials, are widely used, and conductors such as signal wiring conductors and ground conductors. The pattern is made of a metal material for a high-frequency wiring conductor, for example, a single metal such as Cu, or an alloy such as MoMn + Ni + Au, W + Ni + Au, Cr + Cu, Cr + Cu + Ni + Au, Ta2N + NiCr + Au, Ti + Pd + Au, NiCr + Pd + Au, or various thin film forming methods or plating. It is formed by a processing method or the like. Further, the thickness and width are set together with the dielectric constant and thickness of the dielectric according to the frequency of the transmitted high-frequency signal, the characteristic impedance used, and the like. Moreover, when using a metal for a frame or a lid, Fe-Ni alloy such as Fe-Ni-Co and Fe-Ni42 alloy, oxygen-free copper, aluminum, stainless steel, Cu-W alloy, Cu-Mo alloy, etc. It is hermetically sealed by attaching with a high melting point metal solder such as solder, AuSn solder or AuGe solder, seam weld (welding), etc. The substrate and the metal structure are joined by a high melting point metal brazing such as AgCu solder, AuSn solder, or AuGe solder, so that a high frequency semiconductor package having good transmission characteristics can be provided by accommodating a semiconductor element.
[0028]
【Example】
Next, a specific example of the laminated structure for high frequency signal transmission according to the present invention will be described.
[Example 1]
First, a
[0029]
Further, in the same configuration as that of FIG. 7 showing the laminated structure for high frequency signal transmission as a comparative example, the resonance control ground conductor non-formation region is not provided for the sample A, and the inner-layer ground
[0030]
For these samples A and B, the electrical characteristics between the end of the
[0031]
From this result, the resonance frequency of the sample A which is the laminated structure for high frequency signal transmission of the present invention is 47.4 GHz, and the resonance frequency of the sample B which is the laminated structure for high frequency signal transmission as a comparative example is 45.3 GHz. On the other hand, the resonance frequency is shifted to the high frequency side, and it can be seen that this is a laminated structure for high frequency signal transmission with a wide band.
[Example 2]
First, in the same configuration as in FIG. 2 showing the second laminated structure for high frequency signal transmission according to claim 2 of the present invention, as in the case of Sample A in [Example 1], except that the
[0032]
Further, in the same configuration as that of FIG. 8 showing the laminated structure for high-frequency signal transmission as a comparative example, the resonance control ground conductor non-formation region is not provided for the sample C, and the inner-layer ground
[0033]
For these samples C and D, the electrical characteristics between the end of the
[0034]
From this result, the resonance frequency of the sample C which is the laminated structure for high frequency signal transmission of the present invention is 48.3 GHz, and the resonance frequency of the sample D which is the laminated structure for high frequency signal transmission as a comparative example is 45.8 GHz. On the other hand, the resonance frequency is shifted to the high frequency side, and it can be seen that this is a laminated structure for high frequency signal transmission with a wide band.
[Example 3]
First, in the same configuration as in FIG. 3 showing the third laminated structure for high frequency signal transmission according to claim 2 of the present invention, as in the case of Sample A in [Example 1], except that the signal wiring on the upper and lower surfaces The line width of the
[0035]
Similarly to the sample E, except that the resonance control ground
[0036]
Further, in the same configuration as that of FIG. 9 showing the laminated structure for high frequency signal transmission as a comparative example, the resonance control ground conductor non-formation region is not provided for the sample E, and the inner-layer ground
[0037]
For these samples E, F, and G, the electrical characteristics between the end of the
[0038]
From this result, the resonance frequency of the sample E which is the laminated structure for high frequency signal transmission of the present invention is 49.1 GHz, and the sample F which is the laminated structure for high frequency signal transmission of the present invention has a resonance frequency of 52.6 GHz. Yes, the resonance frequency of the sample G, which is a laminated structure for high-frequency signal transmission as a comparative example, is 46.8 GHz, whereas the resonance frequency is shifted to the high-frequency side, and the bandwidth is increased. It turns out that it is a laminated structure. In particular, the tendency of the sample F having the smallest resonance control ground
[0039]
In addition, the above is an illustration of embodiment of this invention to the last, This invention is not limited to these, A various change and improvement can be added in the range which does not deviate from the summary of this invention.
[0040]
For example, in the illustration of the embodiment of the present invention, a circular shape is shown as the shape of the surface ground conductor non-forming region, the inner layer ground conductor non-forming region, and the resonance control ground conductor non-forming region. It is also possible to use a biaxially symmetric shape such as a polygonal shape. Furthermore, the inner-layer ground conductor non-forming region and the resonance control ground conductor non-forming region do not have to be similar to each other, and may have different biaxial shapes. However, when these structures occupy an equivalent region with respect to the cutoff frequency of the waveguide, since the circular shape has the highest cutoff frequency, the circular shape is The best. That is, for example, a ground conductor is a circle having a diameter of 1.26 mm, a signal conductor having a diameter of 0.10 mm is provided at the center thereof, and a characteristic impedance of 50Ω having a cross section filled with a dielectric having a relative permittivity of 9.2 is provided between them. The cutoff frequency of the higher-order mode (TE11 mode) in the coaxial line is 45.5 GHz. On the other hand, as a comparison, the ground conductor is a square with a side of 1.17 mm and a signal conductor with a diameter of 0.10 mm at the center. Since the cutoff frequency of the higher-order mode (TE10 mode) is 41.8 GHz in a transmission line with a characteristic impedance of 50Ω having a cross section filled with a dielectric material with a dielectric constant of 9.2, it is better to use a circular shape. It can be said that the frequency can be increased.
[0041]
In addition, if the number of layers in which the resonance control ground conductor non-formation region is increased, the transmission distance increases and the reactance attenuation amount increases.Therefore, a cutoff effect can be expected, but if the distance becomes too long, the cutoff frequency Since the capacitance increases and the characteristic impedance decreases remarkably at frequencies up to, there is an adverse effect of increasing reflection. Therefore, the distance, that is, the layer where the resonance control ground conductor non-formation region is formed is appropriately selected. Just decide.
[0042]
In addition, when the surface ground conductor is provided on the upper surface and / or the lower surface of the multilayer substrate, the main purpose is to form the surface ground conductor as a high-frequency transmission line by forming a predetermined width on both sides of the signal wiring conductor. Although it does not necessarily surround the signal wiring connection conductor, it is excellent in high frequency characteristics, but a structure having more preferable high frequency transmission characteristics can be obtained by approaching the structure surrounding the signal wiring connection conductor.
[0043]
【The invention's effect】
As described above, according to the laminated structure for high-frequency signal transmission according to
[0044]
According to the multilayer structure for high-frequency signal transmission according to claim 2, in the multilayer structure for high-frequency signal transmission according to
[0045]
According to the multilayer structure for high-frequency signal transmission according to claim 3, in the multilayer structure for high-frequency signal transmission according to
[0046]
Further, according to the high-frequency semiconductor package of claim 4, for example, the frame and the lid are formed so as to accommodate the high-frequency semiconductor element on the upper surface of the laminated substrate having the laminated structure for high-frequency signal transmission of
[Brief description of the drawings]
1A and 1B are diagrams schematically showing an example of a first laminated structure for high-frequency signal transmission according to the present invention, where FIG. 1A is a plan view and FIG. 1B is a cross-sectional view taken along line AA ′ in FIG. It is.
2A and 2B are diagrams schematically showing an example of a second laminated structure for high-frequency signal transmission according to the present invention, where FIG. 2A is a plan view, and FIG. 2B is a cross-sectional view taken along line AA ′ in FIG. It is.
3A and 3B are diagrams schematically showing an example of a third laminated structure for high-frequency signal transmission according to the present invention, in which FIG. 3A is a plan view, and FIG. 3B is a cross-sectional view taken along line AA ′ in FIG. It is.
FIG. 4 is a diagram comparing high-frequency characteristics of a first high-frequency signal transmission multilayer structure of the present invention and a high-frequency signal transmission multilayer structure as a comparative example.
FIG. 5 is a diagram comparing high-frequency characteristics of a second laminated structure for high-frequency signal transmission according to the present invention and a laminated structure for high-frequency signal transmission as a comparative example.
FIG. 6 is a diagram comparing high-frequency characteristics of a third high-frequency signal transmission multilayer structure of the present invention and a high-frequency signal transmission multilayer structure as a comparative example.
7A and 7B are a plan view and a cross-sectional view showing a comparative example of a laminated structure for high-frequency signal transmission.
FIGS. 8A and 8B are a plan view and a cross-sectional view showing another comparative example of a laminated structure for high-frequency signal transmission. FIGS.
FIG. 9 is a plan view and a cross-sectional view showing still another comparative example of the laminated structure for high-frequency signal transmission.
FIG. 10 is a diagram showing an example of high frequency characteristics of a laminated structure for high frequency signal transmission (comparative example).
11A and 11B are diagrams schematically showing another example of the second laminated structure for high-frequency signal transmission according to the present invention, in which FIG. 11A is a plan view and FIG. 11B is a line AA ′ in FIG. It is sectional drawing.
FIG. 12 is a cross-sectional view schematically showing an example of a high-frequency semiconductor package using the laminated structure for high-frequency signal transmission according to the present invention.
[Explanation of symbols]
1 ... Dielectric layer
11, 21 ... Signal wiring conductor
12, 22 ... Surface grounding conductor
13, 23 ... Signal wiring connection conductor
14, 24 ... Surface signal penetration conductor
15, 25 ... Surface layer ground through conductor
16, 26... Surface ground conductor non-formation region
32 ... Inner layer ground conductor
33 ... Signal through conductor connection conductor
34 ... Penetration conductor for inner layer signal
35 .. Penetration conductor for inner layer grounding
36... Inner layer ground conductor non-formation region
37 ...... Resonance control ground conductor non-formation region
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