JP2003533945A - 伝送チャネルの係数の再推定と結合された、受信シンボルを繰り返し検出し、かつ復号化する方法及びシステム - Google Patents

伝送チャネルの係数の再推定と結合された、受信シンボルを繰り返し検出し、かつ復号化する方法及びシステム

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Abstract

(57)【要約】 本発明は、符号化され、かつインターリーブされたシンボルを、検出し、かつ反復して復号化する方法及びシステムに関する。それらは、反復の前に、特定の伝送されたシンボルから、伝送チャネル 【数１】 の線形推定(A)を実行し、次に、反復して、復号化処理に由来する等化処理(B)のためのシンボルのビット上、及び、等化処理(B)に由来する復号化処理(C)のための符号化されたビット(D1)上で、等化(B)及び復号化(C)処理を事前情報の交換(D 2)にかけ、かつ、等化(B)及び復号化(C)処理によって供給されるデータに基づいて、伝送チャネルの更新された反復再評価(G,E2)を実行することを可能にする。反復lによって実行されたステップは、次の反復l+1で繰り返される。本発明は、GSM及びEDGE移動電話システムに適用可能である。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、伝送チャネルの係数の再推定と結合された、受信シンボルを、繰り
返し検出し、かつ復号化する方法及びシステムに関する。
【０００２】
【従来の技術】
移動無線電話通信の分野で、チャネル符号化および搬送波の変調によって、送
信されたシンボルを検出し、かつ復号化するために用いられる処理において、伝
送チャネルの相互作用を考慮することは、相互作用の影響を最小限にし、かつ満
足な受信品質を得るために、避けられない。
【０００３】 シンボル伝送の間、伝送チャネルが無線電気特性を示し、これにより伝達関数
が時間と共に変化するが、最近利用可能な受信器は、最適な検出及び復号化の処
理の両方を用いている。このような場合には、この伝送チャネルの影響のほぼ完
全な等化が得られる。すなわち、準最適な検出及び復号化処理による、検出及び
復号化方法の反復が、伝送チャネルの影響のほぼ完全な等化への接近を可能にす
る。
【０００４】 例えば、都市の環境における場合のような、特に、長すぎるパルス応答を持つ
伝送チャネルの場合には、非常に高度で複雑な計算が必要とされるので、現在で
は、最適な検出及び復号化処理を用いることは、ほとんど不可能であることが証
明されている。
【０００５】 現在の使用における進化したGSM型(EDGE)の受信器に用いられる可能性がある
、準最適な検出及び復号化処理は、例えば、DDFSE(これは、Delayed Decision F
eedback Sequence Estimatorを表す)として知られている準最適な等化処理に基
づいている。この処理は、事前のフィルタリングの使用を伴い、その目的は、推
定された伝送チャネルを最小のフェーズに置くことである。最小のフェーズの伝
送チャネルを、最も短い遅延に対応する、そのエネルギーが、このフィルタの第
1の係数に凝縮されている、時間成分の伝送を可能にするフィルタに例えること
ができることが思い出されるであろう。DDFSE等化処理を更に詳細に説明するた
めには、以下の表題が付けられた論文を参照するのが有益である。 - "Delayed Decision-Feedback Sequence Estimation"、A. DUEL-HALLEN, C. HE
EGARD - IEEE Trans. on Commun.、vol.37、428-436頁、1989年5月。 - "Filtre correcteur de phase pour egaliseurs sous-optimaux"、A. WAUTIER
, J.C. DANY, C. MOUROT, Annales de Telecommunications, n° 9-10, 1992. 上記の論文を参照すると、図1aは、重み付けされた出力と、ビタビ型の畳み込み
復号器とによるDDFSE等化処理のために用いられる可能性がある受信器の例を示
す図である。Π-1と表示される、重み付けされた出力をデインターリーブするモ
ジュールは、シンボルを伝送するのに用いられた処理と同様に、符号化の前にシ
ンボルをインターリーブするのに用いられた処理が考慮されることを可能にする
。
【０００６】 「ターボ検出」としても知られている、反復による検出および復号化の原理は
、European Transactions on Telecommunicationsの、vol.6、507〜511頁、1995
年9月に載せられた、"Iterative Correction of Intersequential Interference
: Turbo-Equalization"と題された論文の中で、C. DOUILLARD, M. JEZEQUEL, C.
BERROU, A. PICART, P. DIDIER, A. GLAVIEUXによって最初に提案された。 この検出及び復号化方法において、等化処理は、SISO MLSEとして参照される、
重み付けされた入力及び出力を持つ、最尤等化器に基づいている。同時に、用い
られる畳み込み復号化処理は、SOVAとして知られている、重み付けされた入力お
よび出力を持つビタビ処理に基づいている。SOVA復号化処理は、"A Low Complex
ity Soft Output Viterbi Decoder Architecture"と題された、ICC'93、733-740
頁、ジュネーブ、スイス、1993年5月の発表で述べられている。
【０００７】 その時以来、上記の検出及び復号化処理に対する広範囲にわたる発展があった
。これは、最大事後確率(MAP)に基づく、最適な検出器の使用に通じるものであ
った。これらの型の最適な検出器の更に詳細な説明のためには、以下の表題がつ
けられた論文を参照するべきである。 - L.R. BAHL, J. COCKE, F. JELINEK, J. RAVIVによって発表され、IEEE Transa
ctions on Information Theory、vol. IT-20、284-287頁、1994年3月に編集され
た、"Optimal Decoding of Linear Codes for Minimizing Symbol Error Rate"
- G. BAUCH, H. KHORRAM, J. HAGENAUERによって、Proc. EPMCC'97、307-312頁
、ボン、ドイツ、1997年9月に発表された、"Iterative Equalization and Decod
ing in Mobile Communications Systems"
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】
上述したターボ検出処理が、効果的に、伝送チャネルの影響によってもたらさ
れるシンボル間干渉(ISI)を消すのに対して、チャネル係数の完全な推定、及び
、シンボルの十分なインタリーブ深さを仮定しても、伝送チャネルの係数が、最
初は、雑音と共に推定されるならば、2.5〜3dBの不可逆劣化が、それでもなおバ
イナリ誤り率において発生する。以下の表題がつけられた論文を参照すべきであ
る。G. BAUCH, V. FRANZによって、International Conference on Telecommunic
ations (ICT)、vol.2、259〜263頁、Portos Caras、ギリシア、1998年6月に発表
された、"A Comparison of Soft-In-Soft-Out Algorithms for Turbo-Detection
"
【０００９】 最後に、ターボ等化処理として知られていて、上記のターボ検出処理とは本質
的に異なる、反復してシンボル検出及びチャネル復号化を適用する新しい方法は
、1997年に提案された。以下の表題がつけられた論文を参照すべきである。"Tur
bo-Equalization over Frequency Selective Channel" - International Sympos
ium on Turbo-Codes、ブレスト、フランス、1997年9月。 一般的に言えば、上記のターボ等化処理は、本質的に、伝送チャネルの雑音の推
定を想定していると言えるかもしれない。このターボ等化処理は、高いスペクト
ル効率を持つ変調の場合に、見込みがあるように思われるのだが、雑音推定を持
つターボ検出処理と比較すると、それでもなお、第1の反復のために用いられる
等化処理の型に大きく依存している性能の劣化をもたらすように思われる。以下
の表題がつけられた論文を参照すべきである。A. ROUMY, I. FIGALKOW, D. PIRE
ZによってIEEEVTC'1999Fall、アムステルダム、オランダ、1999年9月に発表され
た"Joint Equalization and Decoding: Why Choose the Iterative Solution ?"
。
【００１０】
【課題を解決するための手段】
本発明の目的は、検出及び復号化の方法及びシステムを適用することによって
、従来から知られていたターボ検出処理の欠点及び制限を改善することである。
その中で、等化及び復号化処理は、事前(a priori)情報の交換から成る反復処理
にかけられる。第一に、等化器の場合に、復号器からのシンボルビット上でかけ
られ、第二に、等化器から発せられる、復号器のための符号化されたビット上で
かけられる。更に、その中で、チャネルのインパルス応答の係数は、この反復等
化及び復号化処理から提供される情報に基づいて、繰り返し再推定される。
【００１１】 本発明の別の目的は、DDFSEまたはGSOVA(Generalized Soft Output Viterbi A
lgorithm)処理のような、個別の準最適な等化処理を実行可能な、反復検出及び
復号化システムを提供することである。
【００１２】 本発明の別の目的は、さらに、最適な反復処理、或いは、ブートストラップ型
の準最適な処理(線形再推定ループ)によって、チャネルのインパルス応答の係数
の再推定のための処理を実行可能な反復検出及び復号化システムを実現すること
である。
【００１３】 本発明によって提案される、伝送チャネル上に伝送された、符号化され、かつ
インターリーブされたシンボルを繰り返し検出し、かつ復号化する方法及びシス
テムにおいて、これらのシンボルは、バイナリシンボルのシーケンスに基づいて
伝送され、データ、保持及びキューシンボルに加えて、少なくとも特定の学習シ
ンボルを含む、受信された各シンボルシーケンスに注目すべきであり、この方法
は、このシステムによって可能になった、以下のステップから成る。反復の前に
、特定の送信された学習シンボルに基づいて、伝送チャネルのインパルス応答の
係数の初期線形推定を実行し、次に、反復によって、等化及び復号化処理を、事
前情報を交換する反復処理にかける。第一に、等化処理の場合に、復号化処理か
ら発せられるシンボルビット上でかけ、第二に、復号化処理の場合に、等化処理
から発せられる符号化されたビット上でかける。そして、反復等化及び復号化処
理によって提供された情報に基づいて、伝送チャネルのインパルス応答係数の更
新された反復再推定を実行する。 反復によって実行されたステップは、次の反復で繰り返される。
【００１４】
【発明の実施の形態】
本発明によって提案された方法及びシステムは、特に、GSM及びEnhanced Data
Rates for GSM Evolutionを表すEDGEシステムを用いる、チャネル変調がGMSKま
たはM元型の変調である、移動電話通信の受信の分野で利用される。
【００１５】 本発明の対象を形成する、伝送チャネル係数を再推定することによって、シン
ボルを繰り返し検出し、かつ復号化する、本発明によって提案された方法及びシ
ステムの説明に移る前に、図1b〜1dに関連する従来技術に関して、様々な注意が
、以下で与えられる。
【００１６】 GSMもしくはEDGE型の標準の受信器のための、ベースバンドにおけるデジタル
通信チェーン(chain)と関連する表記は、次のとおりである。 -
【数１３】 は、送信されるためのバイナリシンボルのシーケンスを示す。 -
【数１４】 は、畳み込み型のチャネル符号化器から供給される、符号化されたバイナリシン
ボルのシーケンスを示す。チャネル符号化の目的は、送信されるビット及びシン
ボルのシーケンスに、冗長性を導入することである。 -
【数１５】 は、変調器による変調の後に生成されるシンボルのシーケンスを示す。変調器は
M-PSK型の変調器であり、シンボルのシーケンスはMDP8シンボルのシーケンスに
よって構成されている。ただし、これは一例であり、あらゆる点において、これ
に限定されるものではない。変調されたシンボルのシーケンスは、インタリーブ
にかけられた、符号化されたシンボルのシーケンスから得られる。インタリーブ
は、Πによって表示される。上で概説された変調処理は、図1bに示されたような
配列の点と、送信にかけられなければならない連続したビットの三つ組(triplet
)との間の対応を行うということが思い出されるであろう。 -
【数１６】 は、
【数１７】 と標記され、複素シンボルシーケンス
【数１８】 に対応する、MPD8シンボルの各シーケンスを有する、PSK変調器から発せられる
各シンボルと関連するベースバンドにおける複素シンボルのシーケンスを示す。
【００１７】 送信される、符号化されたシーケンスは、末尾ビットを含めて、バイナリ長が
m×114×3であることが思い出されるであろう。チャネルインターリーブすなわ
ち動作Πの後に、シーケンスは、EDGEもしくはGSM型のシンボルのm個のパケット
に分割される。図1cに示したように、各パケットは、114個のMDP8ペイロード(pa
yload)シンボルで構成され、これに対して、CAZAC型の一般的なシンボルにおい
ては、学習(learning)シーケンスの26個のシンボルが加えられ、6個の末尾(tail
)シンボルは2掛ける3個の末尾シンボルに分けられ、9個の保持(hold)シンボルが
加えられる。
【００１８】 図1dに、ベースバンドで上述したEDGEまたはGSMシンボルのパケットを伝送す
るための等価個別(discrete)モデルを示す。
【００１９】 上述したシンボルのパケットは、線形にされたGMSKインパルス応答によってフ
ィルタリングされ、対応する信号は、それから、周波数無線選択性チャネル上に
送信される。これは、等価レイリーマルチパスチャネルによってモデル化するこ
とができる。図1dにおいて、個別の時間における等価チャネルは、フィルタTX及
びRXを含むことが知られている。更に、伝送フィルタによって占有されている帯
域上で、一定のスペクトル密度を持つガウス白色雑音を考慮しなければならない
。復調器の受信フィルタは、ロールオフナイキストルート(root)(スペクトル占
有に関する係数)α=0.5を持つフィルタである。復調器は、時間シンボルと共に
受信した受信オーバーサンプル信号に同期して、これを減衰させる(decimate)。
【００２０】 図1dに示した個別の時間(シンボル)における等価モデルは、復調器が、
【数１９】 と表記される一連のサンプルを送り出すようなものである。また、送り出された
サンプルytを、個別の畳み込みの形で、下記の方程式に基づいて記述することも
可能である。
【数２０】 この方程式において: ・
【数２１】 は、チャネルの送信フィルタ及び受信フィルタの畳み込みに対応する等価個別チ
ャネルの複素係数を表す。 ・
【数２２】 は、それらの複素形における、フィルタリングの前にMDP8変調器から発せられる
シンボルのシーケンスを表す。 ・Kchは、等価個別チャネルの拘束長を表す。 ・btは、ガウス白色雑音サンプル、すなわち白色化動作を保証するナイキストル
ートによるフィルタリングを表す。
【００２１】 本発明によって提案された、伝送チャネルの係数の再推定と結合した、受信シ
ンボルを検出し、かつ復号化する反復方法を、以下で、図2aを参照して、更に詳
細に説明する。
【００２２】 一般的に言って、シンボルは、バイナリシンボルのシーケンスに基づいて伝送
され、従って、受信シンボルの各シーケンスは、符号化され、かつインターリー
ブされ、そして、データ、保持及び末尾シンボルに加えて、図1cに示したような
特定の学習シンボルを少なくとも含むことが思い出されるであろう。
【００２３】 図2aへ移り、本発明によって提案された方法では、反復の前に、ステップAで
、伝送された特定の学習シンボルに基づいて、伝送チャネル
【数２３】 のインパルス応答の係数の初期線形推定を行う。
【００２４】 図2aに示した初期推定動作は、推定によって与えられた伝送データという観点
から、これらのデータを等化処理に送るための切替点Iに対応している。従って
、受信器宛ての受信シンボル
【数２４】 のシーケンスに基づいて、推定が行われる。学習シンボル、すなわちCAZACシン
ボルが、そういうものとして知られているので、伝送において知られているシン
ボルと、伝送されたシンボルパケットに組み込まれたCAZACシーケンスと、対応
するシンボルと、受信したシンボルのパケットとの間の比較を用いて、反復の前
に、線型推定によって、伝送のインパルス応答の係数を決定することが可能であ
る。このような理由により、初期線形推定動作は、
【数２５】 のように表記される。
【００２５】 上述した初期推定動作に続いて、本発明によって提案された方法では、等化及
び復号化処理を、これらの2つの処理の間で事前情報を交換することを反復する
処理にかける。
【００２６】 図2aにおいては、等化処理はBによって表示され、復号化処理はCによって表示
されている。
【００２７】 一般的に言って、参照符号B及びCによって示された等化処理及び復号化処理は
、重み付けされた入力及び出力を持つ等化及び復号化処理であることに注意すべ
きである。これは、それらが、各々、Soft-Input Soft-Output等化及びSoft-Inp
ut Soft-Output復号化を表す、SISO等化及びSISO復号化と呼ばれる所以である。
【００２８】 更に詳細には、様々なSISO等化処理及びSISO復号化処理を、本発明の目的が実
現される範囲からはずれずに、それぞれ用いることができる。
【００２９】 一般的に言って、事前情報の交換の反復処理が、第一に、等化処理の場合に、
復号化処理から発せられるシンボルビット上で、第二に、復号化の場合に、符号
化されたビット、等化処理から発せられる符号化されたビット上で行われる。
【００３０】 事前情報の、この二重の交換は、図2aにおける破線で示された矢印によって示
されていて、この記述において、更に詳細に、のちほど説明されるであろう。
【００３１】 事前情報の交換の反復処理は、上記の事前情報を得る際に、伝送チャネルの寄
与と、復号化の寄与とを区別することにある。対応する区別の動作は、図2aでは
、それぞれ、D1及びD2によって示されている。
【００３２】 最後に、上記の反復の一部として、本発明によって提案された方法は、ステッ
プEとして、反復等化及び復号化処理によって供給される情報に基づく、伝送チ
ャネルのインパルス応答の係数の更新された反復再推定をも含んでいる。
【００３３】 伝送チャネルのインパルス応答の係数の、この更新された反復再推定を実行す
るために、反復等化及び復号化処理によって供給された情報は、選択動作E1にか
けられ、次に実際の再推定動作E2にかけられる。この実際の再推定は、階数l+1
の各反復のために伝送チャネル
【数２６】 のインパルス応答の係数を再推定することにある。この反復動作の間、この新た
に再推定されたデータに基づいて、SISO等化処理がステップBで実行されること
を可能にするために、ステップE2における実際の再推定から得られたデータが、
図2aに示した1,2または3において、情況に応じて切り替えられる。
【００３４】 反復等化B及び復号化C処理によって供給される情報に基づく、更新された反復
再推定処理に関しては、図2aにおける選択位置1、2及び3に対応する、個別の実
施形態が、後ほど、この記述において説明されるであろう。この記述において、
のちほど説明するが、再推定入力データを選択するための、これらのモードは、
第一に、用いられる等化の型によって変わり、第二に、用いられる再推定の型に
よって変わる。
【００３５】 等化処理Bと復号化処理Cとの間での事前情報の交換を反復する性質は、第一に
、反復lから反復l+1にシフトするステップFに示され、反復再推定Eを反復する性
質は、第二に、反復lから反復l+1までシフトするステップGに示されている。
【００３６】 等化処理Bと復号化処理Cとの間での事前情報の交換の反復処理を実行する具体
的な方法を、更に詳細に、図2bを参照して、以下で説明する。この記述において
説明するが、この実施形態は、用いられる等化及び復号化処理に関係なく、実現
される。
【００３７】 上述した図2bに示したように、事前情報の交換の反復処理は、伝送チャネルの
寄与と、復号化の寄与とを区別することにある。この区別は、第一に、区別処理
D1から成り、その中で、シンボルビット上の事前情報S"2が、等化されたシンボ
ルビット上の重み付けされた出力シーケンスから抽出され、このシーケンスはS1 で表され、S'1と表記される付帯的な(extrinsic)シーケンスまたは情報を生成す
るために、等化処理Bから獲得される。
【００３８】 付帯的なシーケンスS'1は、次に、チャネルからの情報と等化からの符号化さ
れたビット上の事前情報とを含む、S"1と表記される重み付けされた入力シーケ
ンスを生成するために、Π-1と表記されるデインターリーブ処理にかけられる。
図2a及び2bにおいて、要素区別(elementary differentiation)ステップに示され
た減算は、D11と表記される。デインターリーブステップは、D12と表記される。
【００３９】 更に、事前情報の交換の反復処理は、区別ステップD2における、SISO復号化処
理Cから得られる復号化されたビット上の重み付けされた出力シーケンスS2から
、復号化処理Cの入力における重み付けされた入力シーケンスS"1を引き、これに
よりS'2と表記される復号化されたビットにおける付帯的な情報シーケンスを生
成する処理を含む。要素区別ステップに対応する上記の減算ステップは、図2b及
び図2aにおいては、参照符号D21によって示されている。
【００４０】 復号化されたビット上の付帯的な情報シーケンスS'2は、次に、デインターリ
ーブ処理にかけられ、これにより、この記述の最初の方で述べたシンボルビット
上の事前情報S"2が生成される。このデインターリーブステップΠは、図2a及び
図2bにおいては、参照符号D22によって示されている。
【００４１】 本発明によって提案された、符号化され、かつインターリーブされたシンボル
を繰り返し検出し、かつ復号化する方法は、様々な個別の等化処理及び様々な再
推定処理を用いて実行され得る。このことは、後に、この記述において示される
であろう。用いられるチャネル符号に関するかぎり、それは、畳み込み符号、ま
たは、線形、直列、並列または混成の符号の組み合わせであってもよい。復号化
処理に関しては、符号化処理を扱うことが可能な、あらゆる復号化処理を用いる
ことができる。復号化は、それ自体が反復性のものであってもよい。
【００４２】 より詳細には、本発明による、繰り返し検出し、かつ復号化する方法は、各反
復において、伝送チャネルのインパルス応答係数の初期線形推定の後に続けて、
それぞれの現在の反復のために、以下のステップを含む。 - 前の反復の復号化に起因するシンボルのビット上の事前情報から状態の数が減
少されたチャネルのトレリス上で動作する準最適な等化を実行する。 - 事前情報からの重み付けされた入力及び出力による復号化を、現在の反復の準
最適な等化動作からの符号化されたビット上で実行する。 伝送チャネルのインパルス応答係数の反復再推定は、準最適な等化及び復号化の
反復処理から発せられる情報に基づいて実行され、かつ更新される。
【００４３】 一般的に言って、図2cに示したように、等化処理は、ブートストラップ型の再
推定B-STと組み合わされた、重み付けされた入力/出力を持つDDFSE処理から成る
。
【００４４】 図2cにおいて、図2aで用いたのと同じステップは、同じ参照符号によって示さ
れている。
【００４５】 図2cに示した、本発明によって提案された方法を実現するためのアプローチに
関して、等化処理は、ノードにつき1つの生き残りが保持されるDDFSE型の処理で
ある。
【００４６】 これらの条件の下で、本発明によって提案された方法は、また、反復の前に、
ステップA1で、伝送チャネルのインパルス応答の係数のためにステップAで得ら
れた初期線形推定値を用いて、最小フェーズフィルタ(minimum phase filter)
【数２７】 及び非因果的フィルタ(anticausal filter)
【数２８】 の各々を計算する過程を含む。最小フェーズ及び非因果的フィルタは、下記の式
を満たす。
【数２９】
【００４７】 反復の前に、フィルタ
【数３０】 が、初期最小フェーズを持つ伝送チャネルであると定義される。
【００４８】 更に、本発明によって提案され、かつ図2cに示した方法は、受信シンボルのシ
ーケンスを、反復して、最小フェーズフィルタ
【数３１】 の値が、反復すなわち連続する階数l=l+1の反復が行われている間、連続する最
小フェーズ伝送チャネルであると定義されるという条件付きで、等化処理にかけ
る過程を含む。
【００４９】 本発明によって提案された方法は、また、更新された線形推定値
【数３２】 を用いて、次の反復の間、連続する最小フェーズ伝送チャネルであると定義され
る最小フェーズフィルタ
【数３３】 と、後者と関連する非因果的フィルタ
【数３４】 とを更新する過程を含む。
【００５０】 最小フェーズフィルタ
【数３５】 及び
【数３６】 を更新する動作は、図2cのステップE21に示されている。
【００５１】 この反復を反復する性質は、ステップGにl=l+1として示されている。同時に、
最初に伝送チャネルのインパルス応答の係数を推定する処理、及び、等化及び復
号化処理B,C間の事前情報の交換を反復する性質も、ステップFと表示された同じ
処理によって示されている。
【００５２】 図2cに示した、最小フェーズフィルタ及び非因果的フィルタが計算されるステ
ップA1を実行し、かつ、これらのフィルタのそれぞれの値がステップE21で更新
されることに関しては、これらの計算ステップは、ケプストラム法によって実行
されることに注意すべきであり、これは、更に詳細に、後ほど、この記述の中で
説明するが、この計算方法は、図2dに示したように、例えば、256個の係数を持
つ高速フーリエ変換に基づく、特定の計算モードが用いられるステップA10及び
ステップE210の各々から成る。
【００５３】 次の反復のために伝送チャネルのインパルス応答の係数の更新された推定を実
行することを伴うステップEは、特に前述したブートストラップ型の処理の場合
に、図2eに示したように、復号化されたビット上の重み付けされた出力シーケン
スを、すなわち復号化処理の出力で、Eaと表記されたデインターリーブ処理にか
け、次に、ステップEaから得られた、再インターリーブされ、重み付けされた出
力シーケンスの流れを、受信シンボルを再構成するために、Ebと表記された硬判
定にかけ、そして、最後に、再構成された受信シンボルを、全ての再構成された
受信シンボルにわたって、Ecと表記された線形疑似反転処理にかける過程から成
る。
【００５４】 本発明によって提案された実行方法は、図2c〜2eと共に上述されたDDFSEの等
化処理に限定されない。
【００５５】 実際に、ブートストラップ型の再推定を実現する一つの方法として、DDFSE処
理以外の等化処理を用いることも可能である。従って、様々な等化処理を用いる
ことができ、例えば、ノードにつき1を超える生き残りが保持されるDFSE処理か
ら成る、Generalized Soft Viterbi Algorithmを表すGSOVAとして知られている
処理を用いることができる。
【００５６】 この技術は、誤り伝播を抑制する効果的な方法である。誤り伝播は、DDFSE型
処理と共に起こることが一般に知られていて、この理由のために、信号を白色化
するための適切なフィルタを用いることが必要になる。
【００５７】 GSOVA処理は、そのようなフィルタリングの導入を必要としないが、大きな欠
点を持っている。それは、重み付けされた出力の等化処理におけるソフトな(sof
t)出力を計算するための、「前方(forward)後方(backward)」型の計算に役立た
ないことである。しかしながら、他の計算処理を、上記の重み付けされた出力を
計算するために用いることができる。これらの計算処理、例えば、SOVA処理は、
「前方」通路１つのみを必要とする。
【００５８】 GVA処理すなわちGeneralized Viterbi Algorithm及びGSOVAの説明を得るため
に、それぞれ、T. HASHIMOTOによって、IEEE Trans. Info Theory vol.33、866-
876頁、1987年11月に発表された、"A List-type reduced Constraint Generaliz
ation of the Viterbi Algorithm"と題された出版物、及び、J. HAGUENAUER及び
P. HOEHERによって、Globcom 89、ダラス、米国、1680-1686頁に発表された、"A
Viterbi Algorithm with soft Decision Outputs and its Applications"と題
された出版物を参照することができる。
【００５９】 最後に、次の反復のために伝送チャネルのインパルス応答の係数の更新された
推定を行うステップは、伝送チャネル
【数３７】 のインパルス応答の係数の推定された現在の値と同様に、実行されている反復に
おける等化処理によって生成された、ISI伝送チャネルのマルコフのモデルと結
合した、トレリスの状態の上での事後確率を用いる、Expectation Maximization
を表すEM型の反復を実行するものであってもよいことに注意すべきである。EM型
の反復の更に詳細な説明のために、Mohamed SIALA, Rafael BRU GIBERTによって
、IEEE VTS、50th Vehicular Technology Conference、アムステルダム、オラン
ダ、1999年9月19〜22日に発表された、"SEMIBLIND MAXIMUM A POSTERIORI MULTI
PATH FAST FADING CHANNEL ESTIMATION FOR TDMA SYSTEMS"と題された論文を参
照することができる。
【００６０】 特に、EM反復と、実行されている反復における等化処理によって得られるトレ
リスの状態の上での事後確率の使用と、伝送チャネルのインパルス応答の係数の
実行されている推定値とによって生成される、前記の更新された推定は、図2aに
おける位置1,2の選択に都合よく対応する。同時に、ブートストラップ型の処理
によって、伝送チャネルのインパルス応答係数の更新された推定ステップを実行
することは、例えば、同じ図2aにおける位置3の選択に対応する。
【００６１】 伝送チャネルの係数を再推定する処理と結合された、伝送チャネル上の符号化
され、かつインターリーブされたシンボルを、反復して検出し、かつ復号化する
システムが、いかに実現されるかを、以下で、図3a〜3d及びその次の図を参照し
て、更に詳細に説明する。
【００６２】 図3aに移り、本発明によって提案されたシステムは、
【数３８】 と表記される、受信シンボルのシーケンスを受け取る。受信シンボルのシーケン
スは、この記述の最初の方で説明され、図1cに示したようなシンボルのパケット
で構成されたフォーマットに従っている。
【００６３】 図3aから分かるように、本発明によって提案されたシステムは、受信シンボル
のシーケンスを受け取り、かつS1と表記された等化シンボルビット上に重み付け
された出力のシーケンスを送り出す、SISOと表記された、ソフトな入力及び出力
を持つ等化モジュール1を備えている。
【００６４】 本発明によって提案されたシステムは、更に、事前情報を計算し、かつ交換す
るモジュール2も備えている。この事前情報は、第一に、復号化されたシンボル
ビットのシンボルビット上、すなわち復号化処理から発せられるシーケンスS2上
でで計算される。この事前情報は、等化処理に送られることになっていて、ソフ
トな入力及び出力を持つ前記等化モジュール1の入力におけるシーケンスS"2内に
送り出される。第二に、事前情報を計算し、かつ交換するモジュールは、事前情
報が、等化されたシンボルビット、すなわちシーケンスS1からの、この事前情報
を表すシーケンスS"1内の、符号化されたビット上で計算されることを可能にす
る。符号化されたビットS"1上の事前情報は、復号化処理に送られることになっ
ていて、前記復号化処理のための入力変数として送り出される。
【００６５】 最後に、図3aに示した、本発明によって提案されたシステムは、更に、SISO復
号器と表記されている、ソフトな入力及び出力を持つ復号化モジュール3も備え
ている。この復号化モジュール3は、符号化されたビット上のシーケンスS"1で表
された事前情報を受け取り、S2で表された復号化されたビット上に重み付けされ
た出力のシーケンスを送り出す。すなわち、前記S2は、復号化処理から得られる
ものであり、換言すれば、ソフトな入力及び出力を持つ復号化モジュール3から
発せられるものである。
【００６６】 最後に、本発明によって提案されたシステムは、好都合にも、反復等化及び復
号化処理から得られた情報に基づいて、伝送チャネルのインパルス応答の係数の
更新された反復推定値を生成するモジュール4を備えている。
【００６７】 伝送チャネルのインパルス応答の係数の更新された反復推定値を生成するモジ
ュール4は、使用される、重み付けされた入力/出力を持つ等化器及び復号器の型
の各々の選択によって決まる、等化器モジュール1または復号器モジュール3から
情報を受け取ることに特に注意すべきである。この選択は、それぞれ、図2aにお
ける位置1、2及び3に対応していて、前記図3aにおいては、上述した位置間の切
替素子の記号によって表示されている。
【００６８】 本発明によって提案されたシステムが、どのように動作するかに関しては、参
照符号3が記載されているSISO復号器モジュールの入力に与えられる、シーケン
スS"1で表された、符号化されたビット上で計算され、かつ交換された事前情報
と、復号器モジュール3から発せられる復号化されたビットからSISO等化器モジ
ュール1の入力に与えられる、シーケンスS"2で表されたシンボルビット上の事前
情報とが、第一に、SISO等化器モジュール1の性能を改良し、第二に、SISO復号
器モジュール3の性能を改良している。この改良は、特に、本発明によって提案
された方法及び装置を実現するために最終的に選択された、復号化処理及びSISO
復号器モジュール3に加えて等化処理及びSISO等化器モジュールの選択された型
に各々固有な特定の状態の下で、反復等化及び復号化処理から得られる情報に基
づく伝送チャネルのインパルス応答の係数の再推定と結合した反復処理から得ら
れる。明らかに、処理の型及び伝送チャネルのインパルス応答の係数の更新され
た反復推定値は、各々選択された等化器モジュール及びSISO復号器モジュールの
型と関連付けられている。
【００６９】 事前情報を計算し、かつ繰り返し交換するために用いられるモジュール2の動
作に対する、好ましいが本発明を限定するわけではないアプローチが、以下で、
同じ図3aを参照して与えられる。
【００７０】 前記の図に示したように、事前情報を計算し、かつ繰り返し交換するモジュー
ル2は、都合よく、SISO等化器モジュール1から発せられる等化シンボルビットS1 上の重み付けされた出力のシーケンスから復号化処理に起因するシンボルビット
に関する事前情報S"2を引く第1のモジュール20を備えていてもよい。第1の減算
モジュール20は、S'1と表記された付帯的なシーケンスが生成されることを可能
にし、この付帯的なシーケンスは、実質的に、等化シンボルビットから発せられ
る潜在的(potential)かつ事前の情報と一致する。実質的に、シーケンスS'1は、
送信され、最終的には受信される、シンボルビットのシーケンスの送出に加えら
れるインターリーブ処理のおかげで、この潜在的かつ事前の情報を表している。
【００７１】 情報を計算し、かつ繰り返し交換するモジュール2は、更に、前記潜在的かつ
事前の情報を表す付帯的なシーケンスS'1をデインターリーブするモジュール21
も備えている。このデインターリーブモジュール21は、Π-1と表記され、チャネ
ルからの情報と、等化処理からの符号化されたビット上の事前情報とを含む重み
付けされた入力のシーケンスS"1が生成されることを可能にする。
【００７２】 更に、情報を計算し、かつ繰り返し交換するモジュール2は、SISO復号器3から
送り出された復号化されたビットS2上の重み付けされた出力のシーケンスから、
重み付けされた入力の前記シーケンスS"1を引く第2のモジュール22を備えている
。この第2の減算モジュール22は、S'2と表記された、復号化されたビット上の付
帯的な情報のシーケンスが生成されることを可能にする。これは、復号化された
ビット上の事前情報が、復号化処理のために必要なデインターリーブ処理を考慮
していることを示している。
【００７３】 最後に、事前情報を計算し、かつ繰り返し交換するモジュール2は、Πと表記
されたインターリーブモジュール23を備えている。このインターリーブモジュー
ル23は、復号化されたビットにおける付帯的な情報のシーケンスS'2を受け取り
、シンボルビットにおける事前情報S"2が生成されることを可能にする。これは
、第一に、SISO等化器モジュール1に与えられ、第二に、もちろん、第1の減算モ
ジュール20へのループ中に与えられる。
【００７４】 図3aに示した、事前情報を計算し、かつ繰り返し交換するモジュール2の実施
形態の場合には、計算された、シーケンスS"1と表記された事前情報、SISO復号
器モジュール及びSISO等化器モジュールに与えられる、それぞれのS"2は対称で
あり、前記事前情報の計算において実行される反復は、等化器1及びSISO復号器3
のうちのどちらが最終的に選択されても、最終的に、性能を高め、かつ改良する
。
【００７５】 本発明によって提案された型のシステムと共に用いられる第1の具体的な実行
方法を、以下で、図3bを参照して説明する。ただし、これは、本発明を限定する
ものではない。この方法においては、第一に、SISO等化器モジュール1は、ソフ
トな入力/出力を持つMLSE等化器モジュールであり、かつ、SISO復号器モジュー
ル3は、ソフトな入力/出力を持つBCJR復号器モジュールである。かつ、更新され
た反復推定を行うモジュール4は、伝送チャネルのインパルス応答の係数の期待
値最大化を得るために、EM型の更新された反復推定を行うモジュール41に加えて
、伝送チャネルのインパルス応答の係数の初期推定を行うモジュール40を備えて
いる。
【００７６】 等化器モジュール1に関しては、重み付けされた出力及び入力を持つMLSE型の
、従ってSISO型の等化器モジュールであってもよい。
【００７７】 これらの条件の下で、図1dに示したような、しかし選択された等化器モジュー
ル及び復号器モジュールを考慮している等価個別チャネルが、時間と共に変化す
る、拘束長Kchの、非組織的、非循環的畳み込み符号として見られるかもしれな
い。この拘束長は、個別チャネルの係数の数を表している。
【００７８】 これらの条件の下で、シンボル間干渉ISIを起こす、対応する個別チャネルは
、このチャネルのマルコフモデルと関連する、規則的な(regular)トレリスと結
合していて、このトレリスは、Tch(S,B,θ)と表記される。時間区分tにおける、
このトレリスの各枝もしくは遷移b∈Bは、3つの領域(field)を含んでいる。 ・初期状態s'∈S ・到着時の状態s∈S ・整数で表された
【数３９】 で記述される受信バイナリシーケンスが、変調シンボルである。
【００７９】 階数lで、伝送チャネルの係数の推定値
【数４０】 を条件としている、実行されている反復のために、SISO MLSE型の重み付けされ
た入力及び出力を持つ最尤等化器モジュール1は、式(1)を検証する、M元変調型
の各シンボルの各ビット上での事前確率の概略の比率を計算する。
【数４１】 この式において、
【数４２】 は、長さτchを持つ受信シンボルの複素シーケンスを表し、Pr<.|.>は、受信シ
ンボル及びチャネルパラメータを知っていることを条件とする確率を表している
。遷移
【数４３】 と関連する固有の(inherent)確率
【数４４】 は、3つの確率密度の積に分解することができ、これは式(2)と一致している。
【数４５】 ここで、
【数４６】 である。
【００８０】 SISO MLSE等化器モジュール1は、次に、式(3)による二重の前方-後方への反復
を用いて、繰り返し、他の確率密度
【数４７】 及び
【数４８】 を計算する。
【数４９】
【００８１】 存在する遷移のために、評価基準(metric)は、式(4)によって与えられるよう
に表される。
【数５０】 ここで、 ・
【数５１】 は、反復τにおけるチャネルの推定値を表す。 ・
【数５２】 は、枝bによって運ばれるM元シンボル数
【数５３】 と関連する複素数である。 ・
【数５４】 は、ISI項である。すなわち、
【数５５】 である。 ・σ2は、雑音の分散を表す。 上記で与えられた式(4)において、シンボル間干渉の項を表す項
【数５６】 は、M元シンボルのシーケンスを意味し、このシーケンスは、{xl-1,xl-2,...,xl -Kch+1 }と記述され、注目したトレリスの先祖(ancestor)状態s'に必須的に(inte
grally)含まれている。
【００８２】 デインターリーブ後の復号化されたシーケンスのビットの完全な非相関(de-co
rrelation)を考慮することによって、その場合に、条件付確率間の関係は、式(5
)を検証する。
【数５７】 上記の式(1)は、式(6)に基づいて、最終的に、シーケンスS1を表す2つの項に細
分化することができる。
【数５８】 これは、
【数５９】 を与え、そして、
【数６０】 である。
【００８３】 より詳細には、SISO MLSE等化器モジュールは、次の2つの規則を適用すること
によって、対数領域に置き換えることができる。 規則1 Q≧0のときの指数値e-Qは、Q←-lne-Qに変換される。 規則2 形式
【数６１】 の式は、
【数６２】 に変換され、繰り返し計算される。 これらの式において、lnはネーパー(neperian)対数を表し、max及びmimは、それ
ぞれ、対応する量の最大値及び最小値を表す。
【００８４】 本発明によって提案されたシステムの第2の具体的な実施形態を、以下で、図3
cを参照して説明する。この実施形態においては、SISO等化器モジュール1は、SI
SO DDFSE等化器モジュールであり、SISO復号器モジュール3は、ソフトな入力/出
力を持つSISO BCJRモジュールであり、かつ、更新された反復推定モジュール4は
、ブートストラップ型のモジュールの形とされている。
【００８５】 前記図3cを参照し、注目したモードを実行するために、本発明によって提案さ
れたシステムは、計算された非因果的フィルタのパラメータ
【数６３】 を受け取る、参照符号0によって示された、非因果的フィルタリングモジュール
によって完成される。この非因果的フィルタは、この記述の最初の方で述べた条
件の下で、受信シンボルの、シンボルのシーケンス
【数６４】 を受け取り、
【数６５】 と表記された、受信シンボルの変換されたシーケンスを送り出す。前述した受信
シンボルの変換されたシーケンスは、次に、本来のところにあるSISO DDFSE等化
器モジュール1によって、シンボルのシーケンス
【数６６】 の代りに、受け取られる。
【００８６】 再び同じ図3cを参照すると、SISO DDFSE等化器モジュール1は、最小フェーズ
フィルタからの計算された値
【数６７】 を受け取る。前記最小フェーズフィルタは、再び、各反復による新しい最小フェ
ーズチャネルに対応し、その上で、SISO DDFSE型の等化器モジュール1が動作す
る。
【００８７】 ブートストラップ型のモジュールを動作させるために、チャネルのインパルス
応答の係数の更新された反復推定を提供するモジュール4は、図3cに示したよう
に、復号化処理に起因し、SISQ BCJR復号器モジュール3から送り出される、復号
化されたビット上の重み付けされた出力のシーケンスS2をデインターリーブする
モジュール41を含んでいる。このデインターリーブ処理は、Πによって示されて
いる。このデインターリーブモジュール41は、再インターリーブされ、復号化さ
れたビット上に重み付けされた出力のシーケンスを送り出す。更に、前記モジュ
ール4は、再構成された受信シンボルの、復号化され、かつ再インターリーブさ
れたビット上の重み付けされた出力のシーケンスを受け取る硬判定モジュール42
を備えている。特に、モジュール42は、再構成された受信シンボルビットのシー
ケンスを、上記のしきい値との比較に基づいて送り出すことを可能にする、しき
い値比較器の形とされていてもよい。
【００８８】 最後に、更新された反復推定モジュール4は、更に、全ての再構成された受信
シンボル上に線形疑似反転を加えるモジュール43を備えている。このモジュール
43は、伝送チャネルのインパルス応答の係数の更新された推定値
【数６８】 を生成することを可能にする。
【００８９】 図3cに示した、更新された反復推定モジュール4は、更に、受信シンボルのシ
ーケンス
【数６９】 を受け取り、チャネルのインパルス応答の推定値すなわち値
【数７０】 を反復の前に生成することを可能にする初期推定器40を備えている。計算モジュ
ール44は、最初に、モジュール40及びモジュール43、すなわち初期推定器及び線
形再推定器の各々から発せられる情報を受け取り、これにより、非因果的フィル
タ
【数７１】 及び最小フェーズフィルタ
【数７２】 の計算値を生成する。
【００９０】 これは、全ての点において、本発明を限定するものではないが、前記計算モジ
ュール44は、ケプストラム法(CEPSTRUM method)を用いて計算を行うモジュール
であると都合がよいことに注意すべきである。
【００９１】 この型の計算モジュール及び前記方法の更に詳細な説明のために、A. VAUTIER
, J.C. DANY, C. MOUROTによって、Annales de Telecomunications, n°9-10, 1
992年に発表された、"Filtre correcteur de phase pour egaliseurs sous-opti
maux"と題された論文を参照することができる。
【００９２】 従って、図3cに示した装置は、次のように動作する。ターボ検出器を構成する
、SISO DDFSE型の等化器モジュール1を含むユニットと、SISO BCJR型の復号器モ
ジュール3とは、最小フェーズフィルタの値
【数７３】 を条件にして各反復を行う。
【００９３】 各々の前記反復のために、連続するステップ1及び2が、以下に示す方法で実行
される。 ステップ1 等化器モジュール1によって生成された、重み付けされた出力から出発すると、
情報の付帯的な部分が、バイナリレベルで鎖状シンボル(concatenated symbol)
のパケットの各々のために計算される。この付帯的な情報は、第1の減算モジュ
ール20によって生成され、シーケンスS'1と表記されたものに対応している。 ステップ2 デインターリーブモジュール21によるデインターリーブの後に、対応する事前情
報が、復号器モジュール3のために符号化されたビット上の尤度表示器として用
いられる。後者は、この記述の最初の方で述べたシーケンスS2内の各々の符号化
されたビットにおける信頼性を評価する。そして、第2の減算モジュール22は、
情報の付帯的な部分を抽出する。これは、モジュール23による再インターリーブ
の後に、新しい反復の目的で受信シンボルを構成するビット上の事前情報として
等化器モジュール1によって用いられる。 等化器モジュール1及び復号器モジュール3の間の事前情報の交換によって実行さ
れる階数lの各反復の終わりに、更新された反復推定モジュール4は、シーケンス
S2に基づいて、前記シーケンスS2によって表された信頼性の値に基づく各々の符
号化されたビット上で硬判定を行う。モジュール41による再インターリーブの後
に、再構成され、かつ推定された、符号化されたビットの流れは、鎖状シンボル
のm個のパケットの各々を再組立するために用いられる。次に、ブートストラッ
プ処理が、パケット毎に加えられる。全ての構成(component)シンボルに加えら
れる線形疑似反転によって、線形再推定モジュール43は、
【数７４】 と表記された、注目した各パケットmのための伝送チャネルの係数の新しい推定
値を生成することが可能になる。それから、非因果的フィルタ及び最小フェーズ
フィルタのパラメータが、階数l+1の今度の反復の間、階数mの注目したパケット
のために導き出される。
【００９４】 復号器モジュール3の出力において生成されたビット、すなわちシーケンスS2
を用いることは、送信時になされたインタリーブによって導入された時間ダイバ
ーシティを利用することが可能であることを意味する。更に、各反復の間、再イ
ンタリーブの後に再評価され、ブートストラップ処理によって再推定目的のため
に用いられるシンボルは、等化器モジュール1の出力で得られたものより、はる
かに信頼できる。なぜなら、後の方のものには、復号化処理によって導入される
訂正能力の利点が与えられるからである。
【００９５】 SISO DDFSE等化器モジュール1及びブートストラップ処理として知られている
ものによって用いられる動作モードの理論上の正当化に関して、様々な様相が、
以下で論じられる。ブートストラップ処理は、復号器モジュール3の出力におけ
る符号化されたビットの信頼性に基づいて、受信シンボルの鎖状パケットの各々
の155個のシンボルを再推定することにある。
【００９６】 M元変調及びKch係数を持つ伝送チャネルのために、状態の数に関する復号化ト
レリスの複雑度は、下記の式によって表される。 Wmlse=MKch-1
【００９７】 正規化のために用いられるテスト伝送チャネルの大部分は、わずかにKch=6の
係数しか持っていない。
【００９８】 MLSE等化アプローチ、すなわちシーケンス毎の最適化は、M=8であるMDP8変調
の場合に、32768の状態を含むトレリスの使用を必要とする。この変調は、進化
したGSM、EDGEの場合に用いられる。そのようなトレリスは、実用的な見地から
、実行可能ではない。
【００９９】 従って、準最適な等化処理を用いることが必要になる。
【０１００】 簡素化されたトレリスに基づく等化器及び等化方法、すなわちDFSE型等化器は
、性能と複雑さのバランスがとれているように思われる。実際に、DFSE等化器が
動作するトレリスの状態は、チャネルインパルス応答の最初の係数のみを考慮す
ることによって計算され、必要なトレリスにおける状態の複雑度は、下記の値ま
で減少する。 Wdfse=MLch-1 ここで、Lchは、考慮された伝送チャネルのインパルス応答の最初の係数を表し
ている。
【０１０１】 有効なDFSE等化アプローチは、生き残っている経路に適用される処理によって
評価基準を計算するときに、残りの係数の影響を回復させることにある。シンボ
ル間干渉の大部分がチャネルインパルス応答の最後のKch-Lch個の係数に含まれ
る状況において、性能の劣化は、等化器すなわち最適なMLSE等化処理と比較する
と顕著である。
【０１０２】 最適な性能に近い平均性能を保証するために、誤りを訂正するための事前フィ
ルタリングが、等化器モジュール1の上流で適用される。この事前フィルタリン
グの目的は、等価個別チャネルのインパルス応答を最小フェーズフィルタの応答
に対応するものに変換することである。この中で、信号のエネルギーは、最初の
Lch個の係数に集中する。この事前フィルタリングは、等化器モジュール1によっ
て評価される遷移評価基準の妥当性を、かなり増加させる。
【０１０３】 DFSE等化処理とMLSE等化処理との間の本質的な違いは、遷移評価基準の計算に
あり、他の点では、全ての他の式及び関係は有効である。
【０１０４】 従って、条件付確率の値は、式(7)によって記述される。
【数７５】 ここで、 ・
【数７６】 は、反復lのケプストラム法によって再評価される最小フェーズフィルタの推定
値を表す。 ・
【数７７】 は、最小フェーズフィルタのj番目の係数を表す。 ・
【数７８】 は、枝bによって運ばれるM元シンボル数
【数７９】 と関連する複素数である。 ・
【数８０】 は、ISI項の最初の部分である。すなわち、
【数８１】 であり、これは、M元シンボル{xl-1,xl-2,...,xl-Lch+1}のシーケンスを意味し
、サブトレリス(sub-trellis)の先祖状態s'に必須的に含まれている。 ・
【数８２】 は、IES項の2番目の部分である。すなわち、
【数８３】 である。
【数８４】 に関しては、シンボル間干渉を表す項の2番目の部分であり、それは、サブトレ
リスの先祖状態s'からスタートしていて、さかのぼり(trace back)行列に格納さ
れている、生き残り経路I(S')をさかのぼることによって得られるM元シンボル{xl-Lch ,xl-Lch-1,...,xl-Kch+1}のシーケンスを意味する。
【０１０５】 ブートストラップ型の再推定処理を実行することに関しては、それは、復号器
モジュール3の出力の符号化されたビットにおける信頼性に基づいて、すなわち
シーケンスS2に基づいて、鎖状シンボルのm個のパケットの各々の155個のシンボ
ルを再推定することにある。
【０１０６】 従って、モジュール41及び42による処理の後で再推定された、符号化されたビ
ットの流れは、再インターリーブされ、そして、114×ペイロードビットのm個の
パケットに分解される。注目したパケットの各々において、ビットの各三つ組は
、ペイロードシンボルMDP8が再構成されることを可能にする。残りのシンボル、
すなわち末尾シンボル及び保持シンボルは、事前にわかっている。
【０１０７】 複素行列システムが、再推定されたパケットの各々から形成され、式(8)を検
証する。
【数８５】 この中で、式Aは、式(9)によって定義されるTOEPLITZ行列を定義している。
【数８６】
【０１０８】 疑似反転処理によって、誤り確率またはユークリッド距離を最小限にする解答
を与えることが可能になり、これは式(10)に対応している。
【数８７】 チャネルの係数ベクトル
【数８８】 は、チャネル係数
【数８９】 の値の推定値として用いられる。
【０１０９】 復号化処理の更に詳細な説明及びSISO BJCR復号器3の実現のために、A.P. DEM
STER, N.M. LAIRD, D.B. RUBIN, J. ROYによって、Stat. Soc., Sor. 39、1-38
頁、1977年に発表された、"Maximum Likelihood from incomplete Data via the
Idem Algorithms"と題された論文を参照することができる。
【０１１０】 最後に、本発明によって提案されたシステムの第3の具体的な実施形態を、図3
dを参照して説明する。この実施形態においては、等化器モジュール1は、GSOVA
型の等化器であり、復号化モジュール3は、モジュールは、ソフトな入力/出力を
持つBCJRモジュールである。
【０１１１】 これらの条件の下で、図3cに示したように、モジュール4は、ブートストラッ
プ型の伝送チャネルのインパルス応答の係数を再推定する反復モジュールであっ
てもよい。
【０１１２】 様々なテストが、本発明によって提案された方法及びシステムをシミュレート
することによって行なわれた。
【０１１３】 従って、図4aに示すように、考慮された伝送フィルタは、線形にされたGMSKの
それであった。受信時の、ナイキストルートフィルタリングのロールオフ率は、
0.5に設定された。冗長な値を送信シンボルビット内に導入するために送信時に
用いられた畳み込み符号は、拘束長が5の組織的かつ循環的な符号であり、16の
状態を持つトレリス線図を生成するものであった。畳み込み符号を生成する多項
式は、式(11)によって与えられるような形であった。
【数９０】 これらの符号化の条件は、自由(free)距離が7であることを意味する。インタリ
ーブ処理Πは、進化したGSN型、EDGEのm=8のシンボルパケット、すなわち深さN=
3×114×8を意味する。選択されたMDP8変調は、CAZACシーケンスの自己相関特質
を用いることが可能なように、MDP2変調を含むものであった。これらの条件の下
で、最初の反復のためのチャネル同期化及び推定アルゴリズムは、GSMシステム
において用いられるものと同じである。
【０１１４】 伝送速度は、Rs=270.8kbauds/sであり、テストされた移動無線チャネルは、標
準GSM 05.05に対応する典型的な都市の(Typical Urban)チャネルであった。この
伝送チャネルは、多重レイリー経路の形でモデル化された周波数選択性チャネル
であり、そのインパルス応答係数は、複素ガウス分布に従うものであり、その変
化は、正規化されたドップラー特性によって与えられる。
【０１１５】 チャネルがシンボルパケットの期間の間ずっと一定であるとみなされる状況に
おいては、ドップラー特性は、いかなる点でもユニットの性能に影響を与えない
。これは、3km/hのスピードを選択してシミュレーションを実行した状況におけ
る場合であった。更に、シミュレーション実行の一部として、伝送チャネルは、
1つのパケットから次までが独立しているものとした。これは、前提として理想
的な周波数シフトをとることと同等である。
【０１１６】 図4aは、縦座標上にバイナリ誤り率の値を示し、横座標上にデシベルで表され
た信号対雑音比を示した図である。
【０１１７】 上記の図から、反復が実行されるときに、ビット誤り率に関する性能を向上さ
せる著しい改良が、本発明によって提案された方法及びシステムを適用すること
によって達成されることがわかる。特に、最初の反復が、標準の受信器の性能と
ほぼ一致するのに対して、4回の反復を超えても、性能の向上は見られない。
【０１１８】 従って、本発明によって提案された方法及びシステムは、差し引かれるべき雑
音と共に伝送チャネル係数を推定することによって導入される、著しい比率、す
なわち2.7dB低下を1.7dBにすることを可能にする。この特性は、再推定、特にブ
ートストラップ再推定処理を適用することの利益を正当化する。階数が4の反復
における性能曲線は、反復3の前提の下でプロットされた完全な推定曲線の約1dB
に位置している。
【０１１９】 下記の表は、標準の受信器と比較して、本発明によって提案された方法及びシ
ステムによって、進化したGSMシーケンス、EDGEで得られる、デシベルで表され
た利得を示している。
【表１】
【０１２０】 図4bを参照すると、EDGE標準のNCS5変調が、典型的な都市の、理想的な周波数
シフトで推定されている。 - 空白(blank)誤り率:10-2 - dBで表された利得/標準EDGE受信器のMCS5符号化:3dB
【０１２１】 図4cに示した例では、GMSK変調が用いられ、送信(emission)フィルタは同じま
まとされ、用いられた受信(reception)フィルタは、スペクトル占有(spectral o
ccupancy)BT=0.6のバターワース型であった。インターリーブは、36個のセル、
すなわち36×114個の符号化されたビットのために選択され、畳み込み符号及び
典型的な都市の伝送チャネルは、図4aに示したものと同じである。また、理想的
な周波数シフトの条件が、同様に考慮されている。図4bからわかるように、2dB
の実質的な利得が、10-2のバイナリ誤り率で得られる。
【０１２２】 最後に、本発明は、この記述における図2a〜2f及び図3a〜3dに示したフローチ
ャートに対応する、本発明によって提案された方法及びシステムを実現すること
を可能にする、あらゆるソフトウェア製品と関連する。
【図面の簡単な説明】
【図１ａ】 従来から知られている様相に関する図である。
【図１ｂ】 従来から知られている様相に関する図である。
【図１ｃ】 従来から知られている様相に関する図である。
【図１ｄ】 従来から知られている様相に関する図である。
【図２ａ】 本発明によって提案された方法を実現可能にするステップの一
般的なフローチャートである。
【図２ｂ】 事前情報が、どのようにして等化及び復号化処理の間で交換さ
れるかを示す、個別のフローチャートである。逆もまた同じである。
【図２ｃ】 用いられる等化処理がブートストラップ型の再推定と結合され
たDDFSE型の処理である、1つの特定の実施形態において、いかにして本発明によ
って提案された方法が実行されるかを示す、特定のフローチャートである。
【図２ｄ】 ケプストラム計算法が用いられるときに、本発明によって提案
され、かつ図示された方法が、いかにして実行されるかの別の変形を示す図であ
る。
【図２ｅ】 ブートストラップ型の伝送チャネルのインパルス応答係数の更
新された再推定処理が、いかにして実行されるかを示す、特定のフローチャート
である。
【図２ｆ】 いかにして、本発明によって提案された方法が、等化処理が反
復EM処理による再推定と結合された重み付けされたSISO MLSE入力を持つビタビ
処理である、特定の実施形態において実行されるかを示す、特定のフローチャー
トである。
【図３ａ】 本発明によって提案されたシステムが、どのように動作するか
を示す動作図である。
【図３ｂ】 特に、SISO等化器がSISO MLSE等化器であり、SISO復号器がSIS
O BCJR復号器であり、反復チャネル推定器が反復EM推定器である、本発明によっ
て提案され、かつ図3aに示されたシステムの第1の変形例を示す。
【図３ｃ】 等化器がSISO DDFSE等化器であり、復号器がSISO BCJR復号器
であり、反復チャネル推定器がブートストラップ型の推定器である、本発明によ
って提案され、かつ図3aに示されたシステムの第2の変形例を示す。
【図３ｄ】 等化器がGSOVA等化器であり、復号器がSISO BCJR復号器であり
、反復チャネル推定器がブートストラップ型の推定器である、本発明によって提
案され、かつ図3aに示されたシステムの第3の変形例を示す。
【図４ａ】 本発明によって提案された方法の動作をシミュレートし、進化
したGSM、EDGEに適用されたMDP8変調、及び、GSMに適用されたガウス最小シフト
キーイングのためのGMSK変調の各々の状況における、ブートストラップ処理によ
るインパルス応答係数の再推定のための、dBで表された信号対雑音比の関数とし
てのBER(Binary Error Rate；バイナリ誤り率)の値を示す図である。
【図４ｂ】 本発明によって提案された方法の動作をシミュレートし、進化
したGSM、EDGEに適用されたMDP8変調、及び、GSMに適用されたガウス最小シフト
キーイングのためのGMSK変調の各々の状況における、ブートストラップ処理によ
るインパルス応答係数の再推定のための、dBで表された信号対雑音比の関数とし
てのBER(Binary Error Rate；バイナリ誤り率)の値を示す図である。
【図４ｃ】 本発明によって提案された方法の動作をシミュレートし、進化
したGSM、EDGEに適用されたMDP8変調、及び、GSMに適用されたガウス最小シフト
キーイングのためのGMSK変調の各々の状況における、ブートストラップ処理によ
るインパルス応答係数の再推定のための、dBで表された信号対雑音比の関数とし
てのBER(Binary Error Rate；バイナリ誤り率)の値を示す図である。
【符号の説明】 1 等化モジュール 2 事前情報を計算し、かつ交換するモジュール 3 復号化モジュール 4 伝送チャネルのインパルス応答の係数の更新された反復推定値を生成する
モジュール

Claims (14)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 符号化され、かつインターリーブされて、伝送チャネル上に
    伝送されたシンボルを、減少された複雑さで、繰り返し検出し、かつ復号化する
    方法において、これらのシンボルは、バイナリシンボルのシーケンスに基づいて
    伝送され、受信シンボルの各シーケンスは、データ、保持および末尾シンボルに
    加えて、少なくとも、特定の学習シンボルを含み、状態の数が減少されたチャネ
    ルのトレリス上で動作する、重み付けされた入力及び出力を持つ準最適な等化器
    からのものであり、 ・反復の前に、 - 伝送された特定の学習シンボルに基づいて、伝送チャネル 【数１】 のインパルス応答の係数の初期線形推定を実行し、 ・反復によって、それぞれの現在の反復のために、 - 前の反復の復号化から発せられたシンボルビット上の事前情報から状態の数が
    減少されたチャネルのトレリス上で動作する準最適な等化を実行し、 - 現在の反復の準最適な等化処理から、符号化されたビット上での事前情報から
    の重み付けされた入力及び出力を持つ復号化を実行し、 - 等化及び復号化の反復処理から発せられた情報に基づいて、伝送チャネルのイ
    ンパルス応答係数の更新された反復再推定を実行し、 - 次の反復において、反復によって実行されるステップを繰り返す ことを特徴とする方法。
  2. 【請求項２】 前記等化処理は、復号器からの符号化されたビット上の付帯
    的な情報から、準最適な等化器が動作するものと同じチャネルのトレリス上で動
    作する、EM型の反復処理である ことを特徴とする請求項1に記載の方法。
  3. 【請求項３】 前記再推定処理は、復号器からの符号化されたビット上の事
    前情報の固定されたバージョンを用いる、標準MSSEを満足させる、ブートストラ
    ップ型の線形処理である ことを特徴とする請求項1に記載の方法。
  4. 【請求項４】 前記準最適な等化処理は、チャネルを最小フェーズチャネル
    にし、すなわち等価個別チャネルの第1の係数上のエネルギーを最大にする事前
    フィルタリングと、柔軟な入力及び出力を持つDDFSE処理とを結合させることか
    ら成る ことを特徴とする請求項1から3のうちのいずれか一項に記載の方法。
  5. 【請求項５】 前記DDFSE処理は、往復反復に基づく、柔軟な出力の計算の
    ための手順を含み、遷移評価基準の計算は、1つの反復実行上での生き残りの計
    算である ことを特徴とする請求項4に記載の方法。
  6. 【請求項６】 前記準最適な等化処理は、状態の数が減少されたチャネルの
    トレリスではない各々のために、決められた数の生き残りを維持することから成
    る、生き残りの一般化された処置に基づいていて、柔軟な出力の計算は、1つの
    反復実行によって実行される ことを特徴とする請求項1から3のうちのいずれか一項に記載の方法。
  7. 【請求項７】 前記等化処理が、ノード当たり1つの生き残りが保持されるD
    DFSE型の等化処理であるならば、更に、 ・反復の前に、 - 伝送チャネルのインパルス応答 【数２】 の係数の前記初期線形推定から、最小フェーズフィルタ 【数３】 及び非因果的フィルタ 【数４】 の各々を計算し、ここで、 【数５】 であり、前記フィルタ 【数６】 は、初期最小フェーズを持つ伝送チャネルとして定義され、次に、 ・反復により、 - 現在の反復のための連続する最小フェーズ伝送チャネルとして定義される最小
    フェーズフィルタ 【数７】 の値を条件として、かつ、前記更新された線形推定 【数８】 に基づいて、次の反復の間、受信シンボルの前記シーケンスを前記等化処理にか
    け、 次の反復の間、連続する最小フェーズチャネルとして定義された最小フェーズフ
    ィルタ 【数９】 と、後者と関連する非因果的フィルタ 【数１０】 とを更新する ことを特徴とする請求項1、2または4のうちのいずれか一項に記載の方法。
  8. 【請求項８】 インパルス応答 【数１１】の係数の更新された推定を実行することから成る前記ステップは、次
    の反復のために、 - 復号化されたビット上の重み付けされた出力の前記シーケンスをインターリー
    ブ処理にかけ、 - 受信シンボルを再構成するために、再インターリーブされ、重み付けされた出
    力のシーケンスの前記の流れを硬判定にかけ、 - 全ての再構成された受信シンボル上で、再構成された受信シンボルを線形疑似
    反転処理にかける ことを特徴とする請求項1から8のうちのいずれか一項に記載の方法。
  9. 【請求項９】 伝送チャネル上の、符号化され、かつインターリーブされた
    シンボルを、検出し、かつ繰り返し復号化するシステムにおいて、これらのシン
    ボルは、バイナリシンボルのシーケンスから伝送され、受信されたバイナリシン
    ボルの各シーケンスは、データ、保持および末尾シンボルに加えて、少なくとも
    特定の学習シンボルを含み、少なくとも、 - 前記受信シンボルを受信し、かつ等化されたシンボルビット上に重み付けされ
    た出力のシーケンスを送り出す、ソフトな入力及び出力を持つ準最適な等化手段
    (1)と、 - 第一に、準最適な等化処理の場合に、復号化されたシンボルビットに起因する
    シンボルビット上で、第二に、復号化処理の場合に、準最適な等化シンボルビッ
    トに起因する符号化されたビット上で、事前情報を、計算し、かつ繰り返し交換
    する手段(2)と、 - 符号化されたビット上の前記事前情報を受け取り、かつ、復号化処理から生じ
    る復号化されたビット上に、重み付けされた出力のシーケンスを送り出す、ソフ
    トな入力及び出力を持つ復号化手段(3)と、 - 反復する準最適な等化及び復号化処理から生じる情報に基づいて、伝送チャネ
    ルのインパルス応答の係数の更新された反復推定値を生成する手段(4)とを含む
    ことを特徴とするシステム。
  10. 【請求項１０】 更新された反復推定を実行する前記手段(4)は、 - 伝送チャネルのインパルス応答の係数の初期推定を実行する手段(40)と、 - 伝送チャネルのインパルス応答の係数のEM型の更新された反復推定を実行する
    手段とを含む ことを特徴とする請求項9に記載のシステム。
  11. 【請求項１１】 前記システムにおいて、 - 前記準最適な等化手段(1)は、ソフトな入力/出力を持つMLSE等化手段であり、
    - 前記復号化手段(3)は、ソフトな入力/出力を持つBCJR復号化手段である ことを特徴とする請求項9または10に記載のシステム。
  12. 【請求項１２】 前記システムにおいて、 -前記準最適な等化手段(1)は、ソフトな入力/出力を持つDDFSE等化手段であり
    、 - 前記復号化手段(3)は、ソフトな入力/出力を持つBCJR復号化手段である ことを特徴とする請求項9または10に記載のシステム。
  13. 【請求項１３】 前記システムにおいて、 - 前記準最適な等化手段(1)は、GSOVA等化手段であり、 - 前記復号化手段(3)は、ソフトな出力を持つBCJR復号化手段である ことを特徴とする請求項9または10に記載のシステム。
  14. 【請求項１４】 前記更新された反復推定手段(4)は、 - 復号化処理から生じる復号化されたビット上の重み付けされた出力のシーケン
    ス(S2)を再インターリーブし、再インターリーブされ復号化されたビット上に、
    重み付けされた出力のシーケンスを送り出す手段(41)と、 - 再インターリーブされ復号化されたビット上の重み付けされた出力のシーケン
    スを受け取り、かつ、再構成された受信シンボルビットのシーケンスを送り出す
    硬判定手段(42)と、 - 全ての再構成された受信シンボル上に線形疑似反転を加え、伝送チャネル 【数１２】 のインパルス応答の係数の更新された推定を可能にする手段(43)とを含む ことを特徴とする請求項10、12、13のうちのいずれか一項に記載のシステム。
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Cited By (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2007515913A (ja) * 2003-12-22 2007-06-14 フラリオン　テクノロジーズ，インコーポレーテッド メッセージ通過デコーダにおいてエラーフロアを低下させる方法及び装置
US7698620B2 (en) 2004-02-27 2010-04-13 Nec Corporation Interleave parameter processing method
WO2021033488A1 (ja) * 2019-08-19 2021-02-25 株式会社日立国際電気 受信装置、無線システム及び受信方法

Families Citing this family (30)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
FR2829326A1 (fr) * 2001-09-06 2003-03-07 France Telecom Procede et systeme de reception iterative sous optimale pour systeme de transmission haut debit cdma
US7139336B2 (en) * 2002-04-05 2006-11-21 Nokia Corporation Method and system for channel estimation using iterative estimation and detection
AU2003903826A0 (en) * 2003-07-24 2003-08-07 University Of South Australia An ofdm receiver structure
US8005128B1 (en) * 2003-09-23 2011-08-23 Rambus Inc. Methods for estimation and interference cancellation for signal processing
US7715508B2 (en) 2005-11-15 2010-05-11 Tensorcomm, Incorporated Iterative interference cancellation using mixed feedback weights and stabilizing step sizes
GB2394389B (en) * 2002-10-15 2005-05-18 Toshiba Res Europ Ltd Equalisation apparatus and methods
GB0229320D0 (en) * 2002-12-17 2003-01-22 Koninkl Philips Electronics Nv Signal processing method and apparatus
US20040157626A1 (en) * 2003-02-10 2004-08-12 Vincent Park Paging methods and apparatus
US7434145B2 (en) * 2003-04-02 2008-10-07 Qualcomm Incorporated Extracting soft information in a block-coherent communication system
US8196000B2 (en) * 2003-04-02 2012-06-05 Qualcomm Incorporated Methods and apparatus for interleaving in a block-coherent communication system
WO2005027451A1 (en) * 2003-09-12 2005-03-24 Ems Technologies Canada, Ltd. Joint synchronizer and decoder
EP1589685B1 (fr) * 2004-04-22 2008-09-10 France Telecom Egalisation chip et détection multiutilisateur disjointes iteratives pour systèmes de communications CDMA sur canal MIMO
EP1589673B1 (fr) * 2004-04-22 2014-06-04 Orange Procédé de détection multiutilisateur iterative pour systèmes de communications CDMA sur canal MIMO
EP1589672B1 (fr) * 2004-04-22 2014-06-04 Orange Procédé d'égalisation vectorielle itérative pour systèmes de communications CDMA sur canal MIMO
US7706481B2 (en) 2004-08-20 2010-04-27 Broadcom Corporation Method and system for improving reception in wired and wireless receivers through redundancy and iterative processing
JP2006115100A (ja) * 2004-10-13 2006-04-27 Toshiba Corp 尤度算出方法および通信方法
US7711075B2 (en) 2005-11-15 2010-05-04 Tensorcomm Incorporated Iterative interference cancellation using mixed feedback weights and stabilizing step sizes
US7991088B2 (en) 2005-11-15 2011-08-02 Tommy Guess Iterative interference cancellation using mixed feedback weights and stabilizing step sizes
US7826516B2 (en) 2005-11-15 2010-11-02 Rambus Inc. Iterative interference canceller for wireless multiple-access systems with multiple receive antennas
FR2887713A1 (fr) * 2005-06-28 2006-12-29 France Telecom Traitement iteratif de salves de symboles dans un recepteur
US7877674B2 (en) * 2006-07-25 2011-01-25 Broadcom Corporation Method and system for redundancy-based decoding of voice content in a wireless LAN system
US7702048B2 (en) * 2005-11-15 2010-04-20 Tensorcomm, Incorporated Iterative interference cancellation using mixed feedback weights and stabilizing step sizes
US20070110135A1 (en) * 2005-11-15 2007-05-17 Tommy Guess Iterative interference cancellation for MIMO-OFDM receivers
US7623602B2 (en) * 2005-11-15 2009-11-24 Tensorcomm, Inc. Iterative interference canceller for wireless multiple-access systems employing closed loop transmit diversity
US8320441B2 (en) 2010-09-24 2012-11-27 Harris Corporation Efficient high performance demodulation of low BT value gaussian minimum shift keying incorporating turbo equalization
JP2014042141A (ja) * 2012-08-22 2014-03-06 Mitsubishi Electric Corp 受信装置及び受信方法
US9191256B2 (en) * 2012-12-03 2015-11-17 Digital PowerRadio, LLC Systems and methods for advanced iterative decoding and channel estimation of concatenated coding systems
US9165597B2 (en) * 2013-06-28 2015-10-20 Seagate Technology Llc Time-multiplexed single input single output (SISO) data recovery channel
CN111082902B (zh) * 2019-11-12 2022-05-17 杭州电子科技大学 基于大数据统计特性的大规模天线系统的信号检测方法
US11610597B2 (en) * 2020-05-29 2023-03-21 Shure Acquisition Holdings, Inc. Anti-causal filter for audio signal processing

Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH06196968A (ja) * 1992-09-25 1994-07-15 Alcatel Nv フィルタリング回路の透過率の決定方法及び該方法を実施するためのフィルタリング回路
JPH06216707A (ja) * 1992-09-25 1994-08-05 Alcatel Nv シーケンス推定イコライザ用のフィルタ装置
JPH10178373A (ja) * 1996-12-18 1998-06-30 N T T Ido Tsushinmo Kk 干渉キャンセラ
JP2000091967A (ja) * 1998-05-19 2000-03-31 Lucent Technol Inc 移動通信システムのための等化器およびデコ―ダ
JP2000124840A (ja) * 1998-10-13 2000-04-28 Nec Corp 適応等化器

Family Cites Families (10)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5263033A (en) * 1990-06-22 1993-11-16 At&T Bell Laboratories Joint data and channel estimation using fast blind trellis search
US5710792A (en) * 1993-12-15 1998-01-20 Ntt Mobile Communications Network, Inc. Adaptive equalizer
US5533063A (en) * 1994-01-31 1996-07-02 The Regents Of The University Of California Method and apparatus for multipath channel shaping
FR2719961B1 (fr) * 1994-05-11 1996-06-21 Alcatel Mobile Comm France Dispositif d'estimation de la qualité d'un canal de transmission et utilisation correspondante.
US5933462A (en) * 1996-11-06 1999-08-03 Qualcomm Incorporated Soft decision output decoder for decoding convolutionally encoded codewords
DE19749148C2 (de) * 1997-11-06 1999-12-02 Siemens Ag Verfahren und Einrichtung zur Datenübertragung in einem digitalen Übertragungssystem mit ARQ
CA2269925C (en) * 1998-04-30 2004-02-03 Lucent Technologies Inc. Iterative channel estimation
US6263030B1 (en) * 1998-07-01 2001-07-17 Ericsson Inc. Equalizer with channel tracker switching
US6570919B1 (en) * 1999-07-30 2003-05-27 Agere Systems Inc. Iterative decoding of data packets employing decision feedback equalization
US6690739B1 (en) * 2000-01-14 2004-02-10 Shou Yee Mui Method for intersymbol interference compensation

Patent Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH06196968A (ja) * 1992-09-25 1994-07-15 Alcatel Nv フィルタリング回路の透過率の決定方法及び該方法を実施するためのフィルタリング回路
JPH06216707A (ja) * 1992-09-25 1994-08-05 Alcatel Nv シーケンス推定イコライザ用のフィルタ装置
JPH10178373A (ja) * 1996-12-18 1998-06-30 N T T Ido Tsushinmo Kk 干渉キャンセラ
JP2000091967A (ja) * 1998-05-19 2000-03-31 Lucent Technol Inc 移動通信システムのための等化器およびデコ―ダ
JP2000124840A (ja) * 1998-10-13 2000-04-28 Nec Corp 適応等化器

Cited By (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2007515913A (ja) * 2003-12-22 2007-06-14 フラリオン　テクノロジーズ，インコーポレーテッド メッセージ通過デコーダにおいてエラーフロアを低下させる方法及び装置
JP4861192B2 (ja) * 2003-12-22 2012-01-25 クゥアルコム・インコーポレイテッド メッセージ通過デコーダにおいてエラーフロアを低下させる方法及び装置
US7698620B2 (en) 2004-02-27 2010-04-13 Nec Corporation Interleave parameter processing method
WO2021033488A1 (ja) * 2019-08-19 2021-02-25 株式会社日立国際電気 受信装置、無線システム及び受信方法
JPWO2021033488A1 (ja) * 2019-08-19 2021-02-25
JP7234383B2 (ja) 2019-08-19 2023-03-07 株式会社日立国際電気 受信装置、無線システム及び受信方法

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