JP2003524977A - 電圧制御発振器 - Google Patents
電圧制御発振器Info
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- H03B5/00—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input
- H03B5/08—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance
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- Inductance-Capacitance Distribution Constants And Capacitance-Resistance Oscillators (AREA)
Abstract
(57)【要約】
広帯域チューニング用の電圧制御発振器はトランジスタ（Ｔ１）を有しており、この電圧制御発振器は電圧調整可能な共振回路（Ｄ１、Ｄ２、Ｌ１）および誘導素子（Ｌ３、Ｌ４）を備えており、共振回路はトランジスタ（Ｔ１）のエミッタに接続されており、誘導素子はトランジスタ（Ｔ１）のコレクタに接続されている。コレクタはトランジスタ（Ｔ１）のベースにフィードバックされる。フィードバック路は２つのキャパシタ（Ｃ１、Ｃ２）および抵抗（Ｒ１）の直列接続部を有する。キャパシタ（Ｃ１、Ｃ２）間の回路ノード（Ｎ３）は誘導的にトランジスタ（Ｔ１）のベースに結合されている。
Description
【０００１】
本発明はトランジスタとこのトランジスタに接続された周波数可変共振回路と
を有する電圧制御発振器に関する。
を有する電圧制御発振器に関する。
【０００２】
多数のＲＦシステムおよびマイクロ波システムでは広い範囲の周波数にわたっ
てチューニング可能な送受信機が要求される。回路コストおよび複雑性は単一の
電圧制御発振器ＶＣＯまたは僅かな数のＶＣＯを使用するだけでかなり低減する
ことができる。例えばマイクロ波センサに対して位相掃引形の広帯域連続周波数
変調法が使用されており、ここでは単一の発振器を使用することが重要である。
またＶＣＯは実際には全てのタイプのＲＦおよびマイクロ波システムに適用され
ており、殊に重要な広帯域の電圧制御発振器の適用は線形の周波数掃引を行うマ
イクロ波センサでの使用である。これは通常周波数変調連続波またはＦＭ‐ＣＷ
変調と称される。変調を作用させるために掃引は位相連続的に行わなくてはなら
ず、最大の効率でこのような掃引を行う手段として掃引駆動電圧をＶＣＯのチュ
ーニング端子に印加することが挙げられる。このようなセンサのレンジ分解能は
ＶＣＯの帯域幅に比例する。したがって多くのケースできわめて広い掃引周波数
が要求される。
てチューニング可能な送受信機が要求される。回路コストおよび複雑性は単一の
電圧制御発振器ＶＣＯまたは僅かな数のＶＣＯを使用するだけでかなり低減する
ことができる。例えばマイクロ波センサに対して位相掃引形の広帯域連続周波数
変調法が使用されており、ここでは単一の発振器を使用することが重要である。
またＶＣＯは実際には全てのタイプのＲＦおよびマイクロ波システムに適用され
ており、殊に重要な広帯域の電圧制御発振器の適用は線形の周波数掃引を行うマ
イクロ波センサでの使用である。これは通常周波数変調連続波またはＦＭ‐ＣＷ
変調と称される。変調を作用させるために掃引は位相連続的に行わなくてはなら
ず、最大の効率でこのような掃引を行う手段として掃引駆動電圧をＶＣＯのチュ
ーニング端子に印加することが挙げられる。このようなセンサのレンジ分解能は
ＶＣＯの帯域幅に比例する。したがって多くのケースできわめて広い掃引周波数
が要求される。
【０００３】
電位の潜在的なチューニングレンジは、特に上方の周波数と下方周波数との比
が２：１（いわゆる“オクターブチューニング”）以上となる場合、実際にはほ
とんど達成されない。これはトランジスタのゲインが周波数の増大につれて低下
することに起因している。したがって回路は共振器のチューニングレンジの上方
部分を超えると発振を停止してしまう。
が２：１（いわゆる“オクターブチューニング”）以上となる場合、実際にはほ
とんど達成されない。これはトランジスタのゲインが周波数の増大につれて低下
することに起因している。したがって回路は共振器のチューニングレンジの上方
部分を超えると発振を停止してしまう。
【０００４】
達成可能な周波数レンジはトランジスタのゲインの増大によって拡張すること
ができる。これは例えばコレクタ電流を増大することにより行われる。ただしこ
の手法はしばしば低周波数で過剰ゲインを発生させ、これにより不安定性ないし
寄生発振を引き起こす。この一般的な例として“副高調波ポンピング”が挙げら
れ、予測される共振周波数の１／２で大きな信号が形成される。
ができる。これは例えばコレクタ電流を増大することにより行われる。ただしこ
の手法はしばしば低周波数で過剰ゲインを発生させ、これにより不安定性ないし
寄生発振を引き起こす。この一般的な例として“副高調波ポンピング”が挙げら
れ、予測される共振周波数の１／２で大きな信号が形成される。
【０００５】
本発明の課題は簡単な回路構成で実現され広帯域のチューニングが可能な電圧
制御発振器を提供することである。
制御発振器を提供することである。
【０００６】
この課題は、トランジスタと、周波数可変共振回路と、第１の誘導素子および
第２の誘導素子を含む直列回路と、周波数依存性のフィードバック路とを有して
おり、トランジスタは第１の端子、第２の端子および制御端子を有する制御路を
備えており、共振回路はチューニング電圧に対する入力端子を有しており、かつ
トランジスタの制御路の第１の端子と基準電位用の端子との間に接続されており
、直列回路の誘導素子はトランジスタの制御路の第２の端子と基準電位用の端子
との間に接続されており、フィードバック路は第１の誘導素子および第２の誘導
素子間の回路ノードとトランジスタの制御端子とに結合されており、フィードバ
ック路は第１の容量素子、第２の容量素子および抵抗を有しており、このフィー
ドバック路は第１の誘導素子および第２の誘導素子間の回路ノードと基準電位用
の端子とに接続されており、かつ容量素子間の回路ノードとトランジスタの制御
端子とに接続された第３の誘導素子を有していることを特徴とする電圧制御発振
器により解決される。
第２の誘導素子を含む直列回路と、周波数依存性のフィードバック路とを有して
おり、トランジスタは第１の端子、第２の端子および制御端子を有する制御路を
備えており、共振回路はチューニング電圧に対する入力端子を有しており、かつ
トランジスタの制御路の第１の端子と基準電位用の端子との間に接続されており
、直列回路の誘導素子はトランジスタの制御路の第２の端子と基準電位用の端子
との間に接続されており、フィードバック路は第１の誘導素子および第２の誘導
素子間の回路ノードとトランジスタの制御端子とに結合されており、フィードバ
ック路は第１の容量素子、第２の容量素子および抵抗を有しており、このフィー
ドバック路は第１の誘導素子および第２の誘導素子間の回路ノードと基準電位用
の端子とに接続されており、かつ容量素子間の回路ノードとトランジスタの制御
端子とに接続された第３の誘導素子を有していることを特徴とする電圧制御発振
器により解決される。
【０００７】
発振器のフィードバック路はＡＣ信号に対する分圧器を有する。この分圧器は
ポテンショメータチェーン回路を形成しており、ＶＣＯの出力信号をトランジス
タのベース端子へ供給する。フィードバック量は周波数に応じて変化する。フィ
ードバック量は周波数と共に増大するので高周波数でゲインが増大する。利点と
して副高調波ポンピングが回避される。フィードバック量はフィードバック路の
素子に対して適切な値を選定することにより調整可能である。これにより全体で
発振器に対する広いチューニングレンジが得られる。
ポテンショメータチェーン回路を形成しており、ＶＣＯの出力信号をトランジス
タのベース端子へ供給する。フィードバック量は周波数に応じて変化する。フィ
ードバック量は周波数と共に増大するので高周波数でゲインが増大する。利点と
して副高調波ポンピングが回避される。フィードバック量はフィードバック路の
素子に対して適切な値を選定することにより調整可能である。これにより全体で
発振器に対する広いチューニングレンジが得られる。
【０００８】
フィードバック路は直列接続された第１のキャパシタ、第２のキャパシタ、お
よび抵抗を有する。キャパシタ間の回路ノードは発振器のトランジスタの制御入
力側へ誘導素子を介して接続されている。トランジスタはＮＰＮバイポーラトラ
ンジスタ、ＰＮＰバイポーラトランジスタまたは電界効果トランジスタのいずれ
のタイプのものであってもよい。
よび抵抗を有する。キャパシタ間の回路ノードは発振器のトランジスタの制御入
力側へ誘導素子を介して接続されている。トランジスタはＮＰＮバイポーラトラ
ンジスタ、ＰＮＰバイポーラトランジスタまたは電界効果トランジスタのいずれ
のタイプのものであってもよい。
【０００９】
共振素子はバイポーラトランジスタのエミッタまたは電界効果トランジスタの
ソースに接続されており、制御電圧を受け取るためのチューニング端子を有する
。この電圧は共振回路の特性を変化させる。共振回路は２つのバラクタダイオー
ドの直列接続部を有しており、これらのダイオードは並列接続された誘導素子を
備えている。チューニング電圧はバラクタ間の接続ノードに印加される。
ソースに接続されており、制御電圧を受け取るためのチューニング端子を有する
。この電圧は共振回路の特性を変化させる。共振回路は２つのバラクタダイオー
ドの直列接続部を有しており、これらのダイオードは並列接続された誘導素子を
備えている。チューニング電圧はバラクタ間の接続ノードに印加される。
【００１０】
本発明の電圧制御発振器の利点として、広い範囲の周波数にわたって副高調波
ポンピングなくチューニングが可能となることが挙げられる。唯一の電圧制御発
振器のみで線形の周波数掃引を行うマイクロ波センサのチューニングレンジをカ
バーすることができる。この回路は比較的僅かな素子しか使用せず、比較的単純
な形態となる。
ポンピングなくチューニングが可能となることが挙げられる。唯一の電圧制御発
振器のみで線形の周波数掃引を行うマイクロ波センサのチューニングレンジをカ
バーすることができる。この回路は比較的僅かな素子しか使用せず、比較的単純
な形態となる。
【００１１】
次に本発明を有利な実施例に則して説明する。広帯域の電圧制御発振器ＶＣＯ
の回路図が図１に示されている。図１にはＡＣコンポーネントしか示されていな
い。ＤＣバイアスを行うコンポーネントは簡単化のために省略してあるので簡単
化のために省略してある。共振回路へのＤＣバイアスを行うコンポーネントは当
業者には周知である。ＤＣバイアスを行うコンフィグレーションは使用可能な給
電電力に依存する。
の回路図が図１に示されている。図１にはＡＣコンポーネントしか示されていな
い。ＤＣバイアスを行うコンポーネントは簡単化のために省略してあるので簡単
化のために省略してある。共振回路へのＤＣバイアスを行うコンポーネントは当
業者には周知である。ＤＣバイアスを行うコンフィグレーションは使用可能な給
電電力に依存する。
【００１２】
図１に示された回路はＮＰＮバイポーラトランジスタＴ１を有しており、この
トランジスタは素子を所定のゲインで増幅する。他のタイプのトランジスタ、例
えばＰＮＰバイポーラトランジスタまたは電界効果トランジスタも使用可能であ
る。コレクタエミッタ区間またはドレイン‐ソース区間はトランジスタの制御路
である。トランジスタのベース端子またはゲート端子は制御端子である。発振器
の共振器は並列の共振回路によって構成されており、インダクタンスＬ１および
２つのバラクタダイオードＤ１、Ｄ２によって形成される。これらのダイオード
はカソード側で直列接続されており、かつ共通の回路ノードＮ１に接続されてい
る。インダクタンスＬ１はダイオードＤ１、Ｄ２の直列接続部に対して並列に接
続されている。共振回路の一方の端部はトランジスタＴ１のエミッタ端子に接続
されている。共振回路の他方の端子は基準電位用の端子ＧＮＤに接続されている
。基準電位はグラウンドである。周波数チューニングはチューニング電圧をダイ
オードＤ１、Ｄ２間の共通の回路ノードＮ１に接続された入力端子Ｔに適切な抵
抗を介してバイアスすることにより行われる。この抵抗によってチューニング電
圧と共振回路との間でＲＦ分離が達成される。チューニング電圧に依存してバラ
クタダイオードの容量も変化し、これにより周波数可変共振回路の共振特性も変
化する。
トランジスタは素子を所定のゲインで増幅する。他のタイプのトランジスタ、例
えばＰＮＰバイポーラトランジスタまたは電界効果トランジスタも使用可能であ
る。コレクタエミッタ区間またはドレイン‐ソース区間はトランジスタの制御路
である。トランジスタのベース端子またはゲート端子は制御端子である。発振器
の共振器は並列の共振回路によって構成されており、インダクタンスＬ１および
２つのバラクタダイオードＤ１、Ｄ２によって形成される。これらのダイオード
はカソード側で直列接続されており、かつ共通の回路ノードＮ１に接続されてい
る。インダクタンスＬ１はダイオードＤ１、Ｄ２の直列接続部に対して並列に接
続されている。共振回路の一方の端部はトランジスタＴ１のエミッタ端子に接続
されている。共振回路の他方の端子は基準電位用の端子ＧＮＤに接続されている
。基準電位はグラウンドである。周波数チューニングはチューニング電圧をダイ
オードＤ１、Ｄ２間の共通の回路ノードＮ１に接続された入力端子Ｔに適切な抵
抗を介してバイアスすることにより行われる。この抵抗によってチューニング電
圧と共振回路との間でＲＦ分離が達成される。チューニング電圧に依存してバラ
クタダイオードの容量も変化し、これにより周波数可変共振回路の共振特性も変
化する。
【００１３】
直列接続された２つのインダクタンスＬ３、Ｌ４は発振器のＲＦ負荷を形成す
る。インダクタンスＬ３、Ｌ４の直列接続部はトランジスタＴ１のコレクタとグ
ラウンド端子との間に接続される。発振器回路の出力側はトランジスタＴ１のコ
レクタにブロッキングキャパシタＣ３を介して接続されている。周波数依存性の
フィードバック回路がこの発振器に適用される。周波数依存性のフィードバック
回路は２つのキャパシタＣ１、Ｃ２および抵抗Ｒ１の直列接続部を有する。キャ
パシタＣ１はインダクタンスＬ３、Ｌ４間の回路ノードＮ２に接続されている。
抵抗Ｒ１の一方の端子はキャパシタＣ２に接続されており、抵抗Ｒ１の他方の端
子はグラウンド端子に接続されている。キャパシタＣ１、Ｃ２間の共通の回路ノ
ードＮ３はトランジスタＴ１のベース端子にインダクタンスＬ２を介して接続さ
れている。
る。インダクタンスＬ３、Ｌ４の直列接続部はトランジスタＴ１のコレクタとグ
ラウンド端子との間に接続される。発振器回路の出力側はトランジスタＴ１のコ
レクタにブロッキングキャパシタＣ３を介して接続されている。周波数依存性の
フィードバック回路がこの発振器に適用される。周波数依存性のフィードバック
回路は２つのキャパシタＣ１、Ｃ２および抵抗Ｒ１の直列接続部を有する。キャ
パシタＣ１はインダクタンスＬ３、Ｌ４間の回路ノードＮ２に接続されている。
抵抗Ｒ１の一方の端子はキャパシタＣ２に接続されており、抵抗Ｒ１の他方の端
子はグラウンド端子に接続されている。キャパシタＣ１、Ｃ２間の共通の回路ノ
ードＮ３はトランジスタＴ１のベース端子にインダクタンスＬ２を介して接続さ
れている。
【００１４】
インダクタンスＬ２はトランジスタのベース端子を誘導的にキャパシタＣ２お
よび抵抗Ｒ１を介してグラウンドへ結合している。インダクタンスＬ２およびト
ランジスタＴ１の等価回路は効率的な負性抵抗を形成し、この抵抗は共振器Ｌ１
、Ｄ１、Ｄ２に並列接続されている。負性抵抗の値が少なくとも共振器での抵抗
損失に等しくなるようにインダクタンスＬ２の値が選定されている場合に、発振
が開始される。
よび抵抗Ｒ１を介してグラウンドへ結合している。インダクタンスＬ２およびト
ランジスタＴ１の等価回路は効率的な負性抵抗を形成し、この抵抗は共振器Ｌ１
、Ｄ１、Ｄ２に並列接続されている。負性抵抗の値が少なくとも共振器での抵抗
損失に等しくなるようにインダクタンスＬ２の値が選定されている場合に、発振
が開始される。
【００１５】
Ｃ１、Ｃ２、Ｒ１を有するフィードバック路はポテンショメータチェーン回路
を形成しており、この回路は発振器の出力信号をトランジスタＴ１のベース端子
へインダクタンスＬ２を介して供給する。このポテンショメータはインダクタン
スＬ４によって駆動される。インダクタンスＬ４はフィードバック路と出力端子
Ｏに接続された出力負荷との間を分離している。フィードバック路のパラメータ
Ｃ１、Ｒ１、Ｃ２を適切に選定することにより、フィードバック量を周波数と共
に増大するように適切に調整することができる。結果として増大されたゲインは
トランジスタＴ１のベース端子へ高周波数で供給され、これにより副高調波ポン
ピングの危険が回避される。例えば電圧減衰の規模はポテンショメータチェーン
回路によって定められ、１以下の比較的低い周波数ではＣ１／（Ｃ１＋Ｃ２）で
あり、比較的高い周波数では１である。
を形成しており、この回路は発振器の出力信号をトランジスタＴ１のベース端子
へインダクタンスＬ２を介して供給する。このポテンショメータはインダクタン
スＬ４によって駆動される。インダクタンスＬ４はフィードバック路と出力端子
Ｏに接続された出力負荷との間を分離している。フィードバック路のパラメータ
Ｃ１、Ｒ１、Ｃ２を適切に選定することにより、フィードバック量を周波数と共
に増大するように適切に調整することができる。結果として増大されたゲインは
トランジスタＴ１のベース端子へ高周波数で供給され、これにより副高調波ポン
ピングの危険が回避される。例えば電圧減衰の規模はポテンショメータチェーン
回路によって定められ、１以下の比較的低い周波数ではＣ１／（Ｃ１＋Ｃ２）で
あり、比較的高い周波数では１である。
【００１６】
チューニング帯域幅はバラクタダイオードのチューニング容量レンジによって
定められる。市販で入手可能なハイパーアブラプトダイオード：hyper abrupt d
iode は共振回路のチューニングが比２：１のチューニングレンジの上方の周波
数および下方の周波数で可能となるだけの充分な容量レンジを有している。こう
したチューニングをオクターブチューニングと称する。
定められる。市販で入手可能なハイパーアブラプトダイオード：hyper abrupt d
iode は共振回路のチューニングが比２：１のチューニングレンジの上方の周波
数および下方の周波数で可能となるだけの充分な容量レンジを有している。こう
したチューニングをオクターブチューニングと称する。
【００１７】
広帯域のＶＣＯを使用するシステムでは次のようなコンフリクトによる設計上
の制約が存在する。
の制約が存在する。
【００１８】
すなわち第１にチューニングダイオードの制限やトランジスタのゲイン、また
回路損失などのために、達成可能なチューニング帯域幅が中心周波数の一部に制
限される。効率的な実際の限界は一般にオクターブチューニングであるが、多く
のＶＣＯ設計ではオクターブチューニングほど広いチューニングレンジを達成で
きない。したがって要求されるチューニング帯域幅が増大するのにしたがって、
ＶＣＯの設定された中心周波数も増大させなければならない。
回路損失などのために、達成可能なチューニング帯域幅が中心周波数の一部に制
限される。効率的な実際の限界は一般にオクターブチューニングであるが、多く
のＶＣＯ設計ではオクターブチューニングほど広いチューニングレンジを達成で
きない。したがって要求されるチューニング帯域幅が増大するのにしたがって、
ＶＣＯの設定された中心周波数も増大させなければならない。
【００１９】
第２に能力上の理由やコンポーネントコスト、また使用可能性の点に関して、
大抵の場合に信号形成およびおよび操作機能が便利な中間周波数で行われること
が挙げられる。したがってＶＣＯ中心周波数が増大すると、システムの中間周波
数も増大させなければならないかまたは付加的な中間周波数を導入しなければな
らなくなり、これによりシステム設計がより複雑かつ高価になる。
大抵の場合に信号形成およびおよび操作機能が便利な中間周波数で行われること
が挙げられる。したがってＶＣＯ中心周波数が増大すると、システムの中間周波
数も増大させなければならないかまたは付加的な中間周波数を導入しなければな
らなくなり、これによりシステム設計がより複雑かつ高価になる。
【００２０】
第３にＶＣＯ中心周波数が増大するにつれて、発振器の位相ノイズも増大する
ことが挙げられる。これは回路損失の増大に起因しており、共振器の品質係数を
低下させる。位相ノイズが増大するとセンサの能力も低下する。
ことが挙げられる。これは回路損失の増大に起因しており、共振器の品質係数を
低下させる。位相ノイズが増大するとセンサの能力も低下する。
【００２１】
本発明によるＶＣＯ回路は広いチューニング帯域幅を有しており、簡単な回路
設計で実現できる。全体としてこれにより低コストで改善されたシステム能力が
得られる。
設計で実現できる。全体としてこれにより低コストで改善されたシステム能力が
得られる。
【図１】
広帯域の電圧制御発振器ＶＣＯの回路図である。
Claims (7)
- 【請求項１】 トランジスタ（Ｔ１）と、周波数可変共振回路（Ｄ１、Ｄ２
、Ｌ１）と、第１の誘導素子および第２の誘導素子（Ｌ３、Ｌ４）を含む直列回
路と、周波数依存性のフィードバック路（Ｃ１、Ｃ２、Ｒ１）とを有しており、 前記トランジスタは第１の端子、第２の端子および制御端子を有する制御路を
備えており、 前記共振回路はチューニング電圧に対する入力端子（Ｔ）を有しており、かつ
前記トランジスタ（Ｔ１）の制御路の第１の端子と基準電位用の端子（ＧＮＤ）
との間に接続されており、 前記直列回路の誘導素子はトランジスタ（Ｔ１）の制御路の第２の端子と前記
基準電位用の端子（ＧＮＤ）との間に接続されており、 前記フィードバック路は前記第１の誘導素子および第２の誘導素子（Ｌ３、Ｌ
４）間の回路ノード（Ｎ２）と前記トランジスタ（Ｔ１）の制御端子とに結合さ
れており、 前記フィードバック路は第１の容量素子（Ｃ１）、第２の容量素子（Ｃ２）お
よび抵抗（Ｒ１）を有しており、該フィードバック路は前記第１の誘導素子およ
び第２の誘導素子（Ｌ３、Ｌ４）間の回路ノード（Ｎ２）と前記基準電位用の端
子（ＧＮＤ）とに接続されており、かつ前記容量素子（Ｃ１、Ｃ２）間の回路ノ
ード（Ｎ３）と前記トランジスタ（Ｔ１）の制御端子とに接続された第３の誘導
素子（Ｌ４）を有している、 ことを特徴とする電圧制御発振器。 - 【請求項２】 出力端子（Ｏ）はブロックキングキャパシタ（Ｃ３）を介し
て前記トランジスタ（Ｔ１）の制御路の第２の端子に結合されている、請求項１
記載の電圧制御発振器。 - 【請求項３】 前記フィードバック路の第１の容量素子（Ｃ１）は前記第１
の誘導素子および第２の誘導素子（Ｌ３、Ｌ４）間の回路ノード（Ｎ２）に接続
されており、前記第２の容量素子（Ｃ２）は前記基準電位用の端子に抵抗（Ｒ１
）を介して接続されている、請求項２記載の電圧制御発振器。 - 【請求項４】 前記共振回路は直列接続された第１の可変容量および第２の
可変容量（Ｄ１、Ｄ２）と誘導素子（Ｌ１）とを有しており、該誘導素子は前記
可変容量（Ｄ１、Ｄ２）の直列接続部に対して並列に接続されており、前記共振
回路の入力端子（Ｔ）は前記可変容量（Ｄ１、Ｄ２）間の回路ノード（Ｎ１）に
結合されている、請求項１から３までのいずれか１項記載の電圧制御発振器。 - 【請求項５】 前記可変容量はバラクタダイオードであり、該ダイオードの
カソードは前記共振回路の回路ノード（Ｎ１）へ共通に接続されている、請求項
４記載の電圧制御発振器。 - 【請求項６】 前記トランジスタ（Ｔ１）はＮＰＮバイポーラトランジスタ
またはＰＮＰバイポーラトランジスタであり、該トランジスタは前記共振回路（
Ｄ１、Ｄ２、Ｌ１）に接続されたエミッタおよび前記第１の誘導素子（Ｌ４）に
接続されたコレクタを有する、請求項１記載の電圧制御発振器。 - 【請求項７】 前記トランジスタ（Ｔ１）は電界効果トランジスタであり、
該トランジスタは前記共振回路（Ｄ１、Ｄ２、Ｌ１）および前記第１の誘導素子
（Ｌ４）に接続されたドレイン‐ソース区間を有する、請求項１から５までのい
ずれか１項記載の電圧制御発振器。
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| PCT/EP2000/001576 WO2001063741A1 (en) | 2000-02-25 | 2000-02-25 | Voltage controlled oscillator |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2003524977A true JP2003524977A (ja) | 2003-08-19 |
| JP3654643B2 JP3654643B2 (ja) | 2005-06-02 |
Family
ID=8163855
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2001562817A Expired - Fee Related JP3654643B2 (ja) | 2000-02-25 | 2000-02-25 | 電圧制御発振器 |
Country Status (5)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US6614322B2 (ja) |
| EP (1) | EP1188227B1 (ja) |
| JP (1) | JP3654643B2 (ja) |
| DE (1) | DE60035688T2 (ja) |
| WO (1) | WO2001063741A1 (ja) |
Families Citing this family (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| GB0122983D0 (en) * | 2001-09-25 | 2001-11-14 | Zarlink Semiconductor Ltd | Rdio fequency tuner front end and tuner |
| US7330082B2 (en) * | 2004-08-23 | 2008-02-12 | Texas Instruments Incorporated | Oscillator system, method of providing a resonating signal and a communications system employing the same |
| US20090253386A1 (en) * | 2006-07-21 | 2009-10-08 | Ecole De Technologies Superieure | Voltage-controlled oscillator (vco) |
| DE102020100939A1 (de) * | 2020-01-16 | 2021-07-22 | Turck Holding Gmbh | Näherungsschalter und Verfahren zur Detektion eines zu erfassenden Objektes |
| CN117713812B (zh) * | 2024-02-04 | 2024-04-26 | 安徽矽磊电子科技有限公司 | 一种用于锁相环的宽带振荡器 |
Family Cites Families (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4621241A (en) * | 1985-06-07 | 1986-11-04 | Vari-L Company, Inc. | Wide range electronic oscillator |
| US5144264A (en) * | 1991-11-01 | 1992-09-01 | Motorola, Inc. | Wideband voltage controlled oscillator having open loop gain compensation |
| US5834983A (en) * | 1997-09-30 | 1998-11-10 | Hewlett-Packard Company | Wideband oscillator with automatic bias control |
| GB2336492B (en) * | 1998-04-15 | 2000-06-07 | Motorola Gmbh | Voltage controlled oscillator |
-
2000
- 2000-02-25 WO PCT/EP2000/001576 patent/WO2001063741A1/en active IP Right Grant
- 2000-02-25 DE DE60035688T patent/DE60035688T2/de not_active Expired - Lifetime
- 2000-02-25 JP JP2001562817A patent/JP3654643B2/ja not_active Expired - Fee Related
- 2000-02-25 EP EP00912507A patent/EP1188227B1/en not_active Expired - Lifetime
-
2001
- 2001-10-25 US US10/033,040 patent/US6614322B2/en not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| DE60035688D1 (de) | 2007-09-06 |
| JP3654643B2 (ja) | 2005-06-02 |
| US6614322B2 (en) | 2003-09-02 |
| US20020079979A1 (en) | 2002-06-27 |
| WO2001063741A1 (en) | 2001-08-30 |
| EP1188227A1 (en) | 2002-03-20 |
| EP1188227B1 (en) | 2007-07-25 |
| DE60035688T2 (de) | 2008-06-05 |
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| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
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|
| A601 | Written request for extension of time |
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|
| A602 | Written permission of extension of time |
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|
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| TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
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| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
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|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20090311 Year of fee payment: 4 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20090311 Year of fee payment: 4 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
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|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20110311 Year of fee payment: 6 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20110311 Year of fee payment: 6 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
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| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
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| S111 | Request for change of ownership or part of ownership |
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|
| S531 | Written request for registration of change of domicile |
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| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
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|
| R350 | Written notification of registration of transfer |
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| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
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| R350 | Written notification of registration of transfer |
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| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
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| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
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|
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