JP2003524977A - 電圧制御発振器 - Google Patents
電圧制御発振器Info
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- H03B5/124—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance active element in amplifier being semiconductor device comprising means for varying the frequency of the generator the means comprising a voltage dependent capacitance
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- Inductance-Capacitance Distribution Constants And Capacitance-Resistance Oscillators (AREA)
Abstract
Description
を有する電圧制御発振器に関する。
てチューニング可能な送受信機が要求される。回路コストおよび複雑性は単一の
電圧制御発振器VCOまたは僅かな数のVCOを使用するだけでかなり低減する
ことができる。例えばマイクロ波センサに対して位相掃引形の広帯域連続周波数
変調法が使用されており、ここでは単一の発振器を使用することが重要である。
またVCOは実際には全てのタイプのRFおよびマイクロ波システムに適用され
ており、殊に重要な広帯域の電圧制御発振器の適用は線形の周波数掃引を行うマ
イクロ波センサでの使用である。これは通常周波数変調連続波またはFM‐CW
変調と称される。変調を作用させるために掃引は位相連続的に行わなくてはなら
ず、最大の効率でこのような掃引を行う手段として掃引駆動電圧をVCOのチュ
ーニング端子に印加することが挙げられる。このようなセンサのレンジ分解能は
VCOの帯域幅に比例する。したがって多くのケースできわめて広い掃引周波数
が要求される。
が2:1(いわゆる“オクターブチューニング”)以上となる場合、実際にはほ
とんど達成されない。これはトランジスタのゲインが周波数の増大につれて低下
することに起因している。したがって回路は共振器のチューニングレンジの上方
部分を超えると発振を停止してしまう。
ができる。これは例えばコレクタ電流を増大することにより行われる。ただしこ
の手法はしばしば低周波数で過剰ゲインを発生させ、これにより不安定性ないし
寄生発振を引き起こす。この一般的な例として“副高調波ポンピング”が挙げら
れ、予測される共振周波数の1/2で大きな信号が形成される。
制御発振器を提供することである。
第2の誘導素子を含む直列回路と、周波数依存性のフィードバック路とを有して
おり、トランジスタは第1の端子、第2の端子および制御端子を有する制御路を
備えており、共振回路はチューニング電圧に対する入力端子を有しており、かつ
トランジスタの制御路の第1の端子と基準電位用の端子との間に接続されており
、直列回路の誘導素子はトランジスタの制御路の第2の端子と基準電位用の端子
との間に接続されており、フィードバック路は第1の誘導素子および第2の誘導
素子間の回路ノードとトランジスタの制御端子とに結合されており、フィードバ
ック路は第1の容量素子、第2の容量素子および抵抗を有しており、このフィー
ドバック路は第1の誘導素子および第2の誘導素子間の回路ノードと基準電位用
の端子とに接続されており、かつ容量素子間の回路ノードとトランジスタの制御
端子とに接続された第3の誘導素子を有していることを特徴とする電圧制御発振
器により解決される。
ポテンショメータチェーン回路を形成しており、VCOの出力信号をトランジス
タのベース端子へ供給する。フィードバック量は周波数に応じて変化する。フィ
ードバック量は周波数と共に増大するので高周波数でゲインが増大する。利点と
して副高調波ポンピングが回避される。フィードバック量はフィードバック路の
素子に対して適切な値を選定することにより調整可能である。これにより全体で
発振器に対する広いチューニングレンジが得られる。
よび抵抗を有する。キャパシタ間の回路ノードは発振器のトランジスタの制御入
力側へ誘導素子を介して接続されている。トランジスタはNPNバイポーラトラ
ンジスタ、PNPバイポーラトランジスタまたは電界効果トランジスタのいずれ
のタイプのものであってもよい。
ソースに接続されており、制御電圧を受け取るためのチューニング端子を有する
。この電圧は共振回路の特性を変化させる。共振回路は2つのバラクタダイオー
ドの直列接続部を有しており、これらのダイオードは並列接続された誘導素子を
備えている。チューニング電圧はバラクタ間の接続ノードに印加される。
ポンピングなくチューニングが可能となることが挙げられる。唯一の電圧制御発
振器のみで線形の周波数掃引を行うマイクロ波センサのチューニングレンジをカ
バーすることができる。この回路は比較的僅かな素子しか使用せず、比較的単純
な形態となる。
の回路図が図1に示されている。図1にはACコンポーネントしか示されていな
い。DCバイアスを行うコンポーネントは簡単化のために省略してあるので簡単
化のために省略してある。共振回路へのDCバイアスを行うコンポーネントは当
業者には周知である。DCバイアスを行うコンフィグレーションは使用可能な給
電電力に依存する。
トランジスタは素子を所定のゲインで増幅する。他のタイプのトランジスタ、例
えばPNPバイポーラトランジスタまたは電界効果トランジスタも使用可能であ
る。コレクタエミッタ区間またはドレイン‐ソース区間はトランジスタの制御路
である。トランジスタのベース端子またはゲート端子は制御端子である。発振器
の共振器は並列の共振回路によって構成されており、インダクタンスL1および
2つのバラクタダイオードD1、D2によって形成される。これらのダイオード
はカソード側で直列接続されており、かつ共通の回路ノードN1に接続されてい
る。インダクタンスL1はダイオードD1、D2の直列接続部に対して並列に接
続されている。共振回路の一方の端部はトランジスタT1のエミッタ端子に接続
されている。共振回路の他方の端子は基準電位用の端子GNDに接続されている
。基準電位はグラウンドである。周波数チューニングはチューニング電圧をダイ
オードD1、D2間の共通の回路ノードN1に接続された入力端子Tに適切な抵
抗を介してバイアスすることにより行われる。この抵抗によってチューニング電
圧と共振回路との間でRF分離が達成される。チューニング電圧に依存してバラ
クタダイオードの容量も変化し、これにより周波数可変共振回路の共振特性も変
化する。
る。インダクタンスL3、L4の直列接続部はトランジスタT1のコレクタとグ
ラウンド端子との間に接続される。発振器回路の出力側はトランジスタT1のコ
レクタにブロッキングキャパシタC3を介して接続されている。周波数依存性の
フィードバック回路がこの発振器に適用される。周波数依存性のフィードバック
回路は2つのキャパシタC1、C2および抵抗R1の直列接続部を有する。キャ
パシタC1はインダクタンスL3、L4間の回路ノードN2に接続されている。
抵抗R1の一方の端子はキャパシタC2に接続されており、抵抗R1の他方の端
子はグラウンド端子に接続されている。キャパシタC1、C2間の共通の回路ノ
ードN3はトランジスタT1のベース端子にインダクタンスL2を介して接続さ
れている。
よび抵抗R1を介してグラウンドへ結合している。インダクタンスL2およびト
ランジスタT1の等価回路は効率的な負性抵抗を形成し、この抵抗は共振器L1
、D1、D2に並列接続されている。負性抵抗の値が少なくとも共振器での抵抗
損失に等しくなるようにインダクタンスL2の値が選定されている場合に、発振
が開始される。
を形成しており、この回路は発振器の出力信号をトランジスタT1のベース端子
へインダクタンスL2を介して供給する。このポテンショメータはインダクタン
スL4によって駆動される。インダクタンスL4はフィードバック路と出力端子
Oに接続された出力負荷との間を分離している。フィードバック路のパラメータ
C1、R1、C2を適切に選定することにより、フィードバック量を周波数と共
に増大するように適切に調整することができる。結果として増大されたゲインは
トランジスタT1のベース端子へ高周波数で供給され、これにより副高調波ポン
ピングの危険が回避される。例えば電圧減衰の規模はポテンショメータチェーン
回路によって定められ、1以下の比較的低い周波数ではC1/(C1+C2)で
あり、比較的高い周波数では1である。
定められる。市販で入手可能なハイパーアブラプトダイオード:hyper abrupt d
iode は共振回路のチューニングが比2:1のチューニングレンジの上方の周波
数および下方の周波数で可能となるだけの充分な容量レンジを有している。こう
したチューニングをオクターブチューニングと称する。
の制約が存在する。
回路損失などのために、達成可能なチューニング帯域幅が中心周波数の一部に制
限される。効率的な実際の限界は一般にオクターブチューニングであるが、多く
のVCO設計ではオクターブチューニングほど広いチューニングレンジを達成で
きない。したがって要求されるチューニング帯域幅が増大するのにしたがって、
VCOの設定された中心周波数も増大させなければならない。
大抵の場合に信号形成およびおよび操作機能が便利な中間周波数で行われること
が挙げられる。したがってVCO中心周波数が増大すると、システムの中間周波
数も増大させなければならないかまたは付加的な中間周波数を導入しなければな
らなくなり、これによりシステム設計がより複雑かつ高価になる。
ことが挙げられる。これは回路損失の増大に起因しており、共振器の品質係数を
低下させる。位相ノイズが増大するとセンサの能力も低下する。
設計で実現できる。全体としてこれにより低コストで改善されたシステム能力が
得られる。
Claims (7)
- 【請求項1】 トランジスタ(T1)と、周波数可変共振回路(D1、D2
、L1)と、第1の誘導素子および第2の誘導素子(L3、L4)を含む直列回
路と、周波数依存性のフィードバック路(C1、C2、R1)とを有しており、 前記トランジスタは第1の端子、第2の端子および制御端子を有する制御路を
備えており、 前記共振回路はチューニング電圧に対する入力端子(T)を有しており、かつ
前記トランジスタ(T1)の制御路の第1の端子と基準電位用の端子(GND)
との間に接続されており、 前記直列回路の誘導素子はトランジスタ(T1)の制御路の第2の端子と前記
基準電位用の端子(GND)との間に接続されており、 前記フィードバック路は前記第1の誘導素子および第2の誘導素子(L3、L
4)間の回路ノード(N2)と前記トランジスタ(T1)の制御端子とに結合さ
れており、 前記フィードバック路は第1の容量素子(C1)、第2の容量素子(C2)お
よび抵抗(R1)を有しており、該フィードバック路は前記第1の誘導素子およ
び第2の誘導素子(L3、L4)間の回路ノード(N2)と前記基準電位用の端
子(GND)とに接続されており、かつ前記容量素子(C1、C2)間の回路ノ
ード(N3)と前記トランジスタ(T1)の制御端子とに接続された第3の誘導
素子(L4)を有している、 ことを特徴とする電圧制御発振器。 - 【請求項2】 出力端子(O)はブロックキングキャパシタ(C3)を介し
て前記トランジスタ(T1)の制御路の第2の端子に結合されている、請求項1
記載の電圧制御発振器。 - 【請求項3】 前記フィードバック路の第1の容量素子(C1)は前記第1
の誘導素子および第2の誘導素子(L3、L4)間の回路ノード(N2)に接続
されており、前記第2の容量素子(C2)は前記基準電位用の端子に抵抗(R1
)を介して接続されている、請求項2記載の電圧制御発振器。 - 【請求項4】 前記共振回路は直列接続された第1の可変容量および第2の
可変容量(D1、D2)と誘導素子(L1)とを有しており、該誘導素子は前記
可変容量(D1、D2)の直列接続部に対して並列に接続されており、前記共振
回路の入力端子(T)は前記可変容量(D1、D2)間の回路ノード(N1)に
結合されている、請求項1から3までのいずれか1項記載の電圧制御発振器。 - 【請求項5】 前記可変容量はバラクタダイオードであり、該ダイオードの
カソードは前記共振回路の回路ノード(N1)へ共通に接続されている、請求項
4記載の電圧制御発振器。 - 【請求項6】 前記トランジスタ(T1)はNPNバイポーラトランジスタ
またはPNPバイポーラトランジスタであり、該トランジスタは前記共振回路(
D1、D2、L1)に接続されたエミッタおよび前記第1の誘導素子(L4)に
接続されたコレクタを有する、請求項1記載の電圧制御発振器。 - 【請求項7】 前記トランジスタ(T1)は電界効果トランジスタであり、
該トランジスタは前記共振回路(D1、D2、L1)および前記第1の誘導素子
(L4)に接続されたドレイン‐ソース区間を有する、請求項1から5までのい
ずれか1項記載の電圧制御発振器。
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