JP2003524305A - 温度補償発振器 - Google Patents
温度補償発振器Info
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03L—AUTOMATIC CONTROL, STARTING, SYNCHRONISATION OR STABILISATION OF GENERATORS OF ELECTRONIC OSCILLATIONS OR PULSES
- H03L1/00—Stabilisation of generator output against variations of physical values, e.g. power supply
- H03L1/02—Stabilisation of generator output against variations of physical values, e.g. power supply against variations of temperature only
-
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- H03K—PULSE TECHNIQUE
- H03K3/00—Circuits for generating electric pulses; Monostable, bistable or multistable circuits
- H03K3/01—Details
- H03K3/011—Modifications of generator to compensate for variations in physical values, e.g. voltage, temperature
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- H—ELECTRICITY
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- H01L—SEMICONDUCTOR DEVICES NOT COVERED BY CLASS H10
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- H01L27/04—Devices consisting of a plurality of semiconductor or other solid-state components formed in or on a common substrate including semiconductor components specially adapted for rectifying, oscillating, amplifying or switching and having potential barriers; including integrated passive circuit elements having potential barriers the substrate being a semiconductor body
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- H01L27/0802—Resistors only
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Abstract
(57)【要約】
本発明は、所定周波数(f)の周期的な電圧(V0)を供給するための発振器(20)に関する。発振器は、基準電圧(Vref)を提供でき、前記基準電圧の電源に接続される抵抗(R)を含む基準電源(23)と、前記基準電圧を受けることができ、前記所定周波数の前記周期的な電圧を供給し、前記所定の周波数を温度の影響に基づいて変更できるよう第1の温度係数(α24)を有している供給手段(24)とを備えている。この発振器は、温度が前記基準電圧と前記供給手段に同じ影響を与えて温度に無関係に周期的な電圧を供給できるように、前記抵抗(R)が、前記第1の温度特性(α24)に等しい第2の温度特性(α23)の基準電圧を与えるよう構成されていることを特徴とする。
Description
【0001】
本発明は集積回路に関し、さらに詳細には温度補償発振器に関する。
本明細書において、発信器は実質的に一定の所定周波数を有する周期信号を出
力することができる回路として形成されている。 このような周波数を提供する際に遭遇する一つの問題点は、周波数が固有の温
度係数(発振器の)によって温度の関数として変化してしまうことであり、発振
器を時間基準として使用しようとする場合には有害である。
力することができる回路として形成されている。 このような周波数を提供する際に遭遇する一つの問題点は、周波数が固有の温
度係数(発振器の)によって温度の関数として変化してしまうことであり、発振
器を時間基準として使用しようとする場合には有害である。
【0002】
このような問題を解決するために多数の温度補償発振器が、特に米国特許第5
,604,467号と米国特許第5,180,995号のような従来技術に見ら
れる。 本明細書の図1aと1bには、各々米国特許第5,604,467号と米国特
許第5,180,995号に説明された発振器1と10が示されている。 図1aに示すように、発振器1は基準電源3と供給手段5とを含む。基準電源
3は供給手段5に電流Iを供給するよう配置されており、温度に無関係に電流I
が一定になるように温度補償されている。供給手段5は、電流Iの流入によって
充電されるコンデンサ6を含み、コンデンサ6の両端の電圧を基準電圧と比較し
、これに応じて周期信号CLKを供給するようになっている。
,604,467号と米国特許第5,180,995号のような従来技術に見ら
れる。 本明細書の図1aと1bには、各々米国特許第5,604,467号と米国特
許第5,180,995号に説明された発振器1と10が示されている。 図1aに示すように、発振器1は基準電源3と供給手段5とを含む。基準電源
3は供給手段5に電流Iを供給するよう配置されており、温度に無関係に電流I
が一定になるように温度補償されている。供給手段5は、電流Iの流入によって
充電されるコンデンサ6を含み、コンデンサ6の両端の電圧を基準電圧と比較し
、これに応じて周期信号CLKを供給するようになっている。
【0003】
このような発振器の一つの欠点は、発振器が供給手段5の温度の影響を補償し
ていないことであり、後者は固有の温度係数を有している。その結果として、信
号CLKの周波数は、供給手段5の温度係数によって温度の影響を受けて変化す
ることがある。
ていないことであり、後者は固有の温度係数を有している。その結果として、信
号CLKの周波数は、供給手段5の温度係数によって温度の影響を受けて変化す
ることがある。
【0004】
図1bに示すように、発振器10は、インバータ15aから15gを備える供
給手段14と、定電圧発生器13と2個の抵抗R1およびR2を備える基準電源
12とを含んでおり、後者は各々正の温度係数と負の温度係数とを有するよう作
られている。つまり、温度の上昇に応じて、信号周波数φ0は発振器自体と抵抗
R1の温度特性に基づいて低くなり、抵抗R2の温度特性に基づいて高くなる。 発振器10の一つの欠点は、寄生周波数に固定されることがないよう、素数の
インバータ(この例では7個の)を含む必要があることであり、これは相当な表
面積を占有してしまう。
給手段14と、定電圧発生器13と2個の抵抗R1およびR2を備える基準電源
12とを含んでおり、後者は各々正の温度係数と負の温度係数とを有するよう作
られている。つまり、温度の上昇に応じて、信号周波数φ0は発振器自体と抵抗
R1の温度特性に基づいて低くなり、抵抗R2の温度特性に基づいて高くなる。 発振器10の一つの欠点は、寄生周波数に固定されることがないよう、素数の
インバータ(この例では7個の)を含む必要があることであり、これは相当な表
面積を占有してしまう。
【0005】
抵抗R2の一つの欠点は、負の温度係数をもつ必要があるにもかかわらず、集
積回路で製造される抵抗が一般的に正の温度係数をもっていることである。 抵抗R2の他の欠点は、低い抵抗率の材料である多結晶シリコン領域に形成さ
れることである。つまり、高い基準電圧をもつためには、相当な表面積を必要と
する大きな抵抗値の抵抗を形成するか、または高レベルの損失を引き起こす基準
電源12のための大きな電流(典型的にμAのオーダー)を用意するかのいずれ
かである。
積回路で製造される抵抗が一般的に正の温度係数をもっていることである。 抵抗R2の他の欠点は、低い抵抗率の材料である多結晶シリコン領域に形成さ
れることである。つまり、高い基準電圧をもつためには、相当な表面積を必要と
する大きな抵抗値の抵抗を形成するか、または高レベルの損失を引き起こす基準
電源12のための大きな電流(典型的にμAのオーダー)を用意するかのいずれ
かである。
【0006】
本発明の目的は、温度に無関係に所定の周波数で周期的な電圧を供給できるよ
うに、全ての発振器の構成要素に亘って温度の影響を補償できる発振器を提供す
ることである。 本発明の別の目的は、集積回路の業界では普通であるスペース要求と電力消費
に関する制約に適する発振器を提供することである。 本発明の別の目的は、通常の集積回路製造プロセスによって製造できる発振器
を提供することである。
うに、全ての発振器の構成要素に亘って温度の影響を補償できる発振器を提供す
ることである。 本発明の別の目的は、集積回路の業界では普通であるスペース要求と電力消費
に関する制約に適する発振器を提供することである。 本発明の別の目的は、通常の集積回路製造プロセスによって製造できる発振器
を提供することである。
【0007】
これらの目的と、他の目的とはクレーム1による発振器によって達成される。
このような発振器の抵抗の一つの利点は、基準電源に供給手段と温度係数に等
しい温度係数を与え、温度が基準電源と供給手段とに同じように影響するように
したことである。その結果、所望の周波数での周期的な電圧供給が温度に無関係
になる。すなわち、これにより作られる抵抗が、供給手段の温度の影響を受けて
周波数変動の補償を行うことができる。
しい温度係数を与え、温度が基準電源と供給手段とに同じように影響するように
したことである。その結果、所望の周波数での周期的な電圧供給が温度に無関係
になる。すなわち、これにより作られる抵抗が、供給手段の温度の影響を受けて
周波数変動の補償を行うことができる。
【0008】
本発明による発振器の別の利点は、公知の構成要素で形成できることであり、
スペース要求と複雑性に関する心配に答えることができるモノリシック法で作る
ことができる。 本発明のこれらの目的、特徴および利点等は、本発明の例示的な好適な実施形
態の詳細な説明を添付図面と関連させて読むことで明らかになるであろう。
スペース要求と複雑性に関する心配に答えることができるモノリシック法で作る
ことができる。 本発明のこれらの目的、特徴および利点等は、本発明の例示的な好適な実施形
態の詳細な説明を添付図面と関連させて読むことで明らかになるであろう。
【0009】
本発明による発振器の好適な実施形態を所定の周波数fで周期的な電圧V0を
提供できる発振器20を示す図2を参照して説明する。 この目的のために、発振器20は、基準電圧Vrefを提供できる基準電源2
3と、基準電圧Vrefを受けて周波数fで周期的な電圧V0を供給することが
できる供給手段24とを含んでいる。 供給手段24が、周波数fが温度の影響を受けて変化できるように温度係数α 24 を有していることに注目されたい。この意味で、固有の変動が、供給手段24
の温度の影響のもとで周波数fの変動として決められる。
提供できる発振器20を示す図2を参照して説明する。 この目的のために、発振器20は、基準電圧Vrefを提供できる基準電源2
3と、基準電圧Vrefを受けて周波数fで周期的な電圧V0を供給することが
できる供給手段24とを含んでいる。 供給手段24が、周波数fが温度の影響を受けて変化できるように温度係数α 24 を有していることに注目されたい。この意味で、固有の変動が、供給手段24
の温度の影響のもとで周波数fの変動として決められる。
【0010】
基準電源23は供給手段24に接続される出力端子23aを含んでおり、基準
電圧Vrefを供給する。 この目的のために、図2に示されるように、基準電源23は4個の電界効果ト
ランジスタT1〜T4と抵抗Rとを含んでいる。これらの構成要素は基準電源を
形成するよう配置されており、基準電源は、特に、E.VittozとJ.Fe
llrathによる論文「ウイーク・インバージョン・オペレーションに基づく
CMOSアナログ集積回路」(半導体回路、Vol.SC−12、No.3、1
977年6月、224頁から231頁、IEEEジャーナル)で知られている。
電圧Vrefを供給する。 この目的のために、図2に示されるように、基準電源23は4個の電界効果ト
ランジスタT1〜T4と抵抗Rとを含んでいる。これらの構成要素は基準電源を
形成するよう配置されており、基準電源は、特に、E.VittozとJ.Fe
llrathによる論文「ウイーク・インバージョン・オペレーションに基づく
CMOSアナログ集積回路」(半導体回路、Vol.SC−12、No.3、1
977年6月、224頁から231頁、IEEEジャーナル)で知られている。
【0011】
トランジスタT3とT4との間の接続点に現れる電圧は、基準電圧に一致して
いるとに注目されたい。さらに、基準電圧Vrefの供給が抵抗Rに関連づけら
れることに注目されたい。 供給手段24は、基準電源23の端子23aに接続される入力端子24aを含
んでおり、基準電圧Vrefを受けるようになっている。更に、供給手段24は
周期的な電圧V0を受ける出力端子24bを含んでいる。
いるとに注目されたい。さらに、基準電圧Vrefの供給が抵抗Rに関連づけら
れることに注目されたい。 供給手段24は、基準電源23の端子23aに接続される入力端子24aを含
んでおり、基準電圧Vrefを受けるようになっている。更に、供給手段24は
周期的な電圧V0を受ける出力端子24bを含んでいる。
【0012】
この目的のために、供給手段24は2つの比較手段26および28と、各手段
のループに接続されるフリップフロップ29とを含んでいる。 フリップフロップ29は、それぞれ比較手段26および28に接続された2つ
の入力端子29aおよび29bを含んでおり、それぞれ2つの比較電圧U1およ
びU2を受けるようになっている。更に、フリップフロップ29は2つの出力端
子29cおよび29dを含んでおり、それぞれ2つの出力電圧QおよびQ(バー
)を与えるようになっている。
のループに接続されるフリップフロップ29とを含んでいる。 フリップフロップ29は、それぞれ比較手段26および28に接続された2つ
の入力端子29aおよび29bを含んでおり、それぞれ2つの比較電圧U1およ
びU2を受けるようになっている。更に、フリップフロップ29は2つの出力端
子29cおよび29dを含んでおり、それぞれ2つの出力電圧QおよびQ(バー
)を与えるようになっている。
【0013】
この目的のために、フリップフロップ29は公知のRSフリップフロップで構
成されることが好ましい。この例においては、供給手段24の端子24bが、フ
リップフロップ29の端子29Cに接続されており、発振器20によって供給さ
れる電圧V0が電圧Qに一致していることに注目されたい。無論、供給手段24
の端子24bは、フリップフロップ29の端子29cの代わりに端子29dに接
続されてもよい。
成されることが好ましい。この例においては、供給手段24の端子24bが、フ
リップフロップ29の端子29Cに接続されており、発振器20によって供給さ
れる電圧V0が電圧Qに一致していることに注目されたい。無論、供給手段24
の端子24bは、フリップフロップ29の端子29cの代わりに端子29dに接
続されてもよい。
【0014】
比較手段26は、供給手段24の端子24aに接続される入力端子26aを含
んおり、基準電圧Vrefを受けるようになっている。更に、比較手段26はフ
リップフロップ29の端子29cに接続される入力端子26bを含んおり、出力
電圧Qを受けるようになっている。更に、比較手段26はフリップフロップ29
の端子29aに接続される出力端子26cを含んおり、比較電圧U1を供給する
ようになっている。比較手段26は、基準電圧Vrefを電圧Qに関連づけられ
た電圧と比較するようになっている。
んおり、基準電圧Vrefを受けるようになっている。更に、比較手段26はフ
リップフロップ29の端子29cに接続される入力端子26bを含んおり、出力
電圧Qを受けるようになっている。更に、比較手段26はフリップフロップ29
の端子29aに接続される出力端子26cを含んおり、比較電圧U1を供給する
ようになっている。比較手段26は、基準電圧Vrefを電圧Qに関連づけられ
た電圧と比較するようになっている。
【0015】
つまり、図3を参照すると、比較手段26はアキュムレータC1、比較器35
および2個のスイッチT6およびT7を含んでいる。 アキュムレータC1の一端はシステムのアースに接続されており、他端はスイ
ッチT6を介してシステムの供給端子に接続されるとともに、スイッチT7を介
してシステムのアースに接続される。アキュムレータC1は公知のコンデンサと
して構成される。以下の説明において、表示VC1はアキュムレータC1の両端
の電圧を表わしており、表示Vssは発振器20のアース電圧を表していること
に注目されたい。
および2個のスイッチT6およびT7を含んでいる。 アキュムレータC1の一端はシステムのアースに接続されており、他端はスイ
ッチT6を介してシステムの供給端子に接続されるとともに、スイッチT7を介
してシステムのアースに接続される。アキュムレータC1は公知のコンデンサと
して構成される。以下の説明において、表示VC1はアキュムレータC1の両端
の電圧を表わしており、表示Vssは発振器20のアース電圧を表していること
に注目されたい。
【0016】
スイッチT6およびT7は、それぞれ出力電圧Qと基準電圧Vrefによって
制御されるように接続されている。各々のスイッチT6およびT7は、公知の電
界効果トランジスタによって構成されることが好ましい。これらの2つのトラン
ジスタは正反対の形式(例えば、トランジスタT6はPMOS形式、トランジス
タT7はNMOS形式)であることに注目されたい。
制御されるように接続されている。各々のスイッチT6およびT7は、公知の電
界効果トランジスタによって構成されることが好ましい。これらの2つのトラン
ジスタは正反対の形式(例えば、トランジスタT6はPMOS形式、トランジス
タT7はNMOS形式)であることに注目されたい。
【0017】
比較器35は、電圧VC1と、閾値供給手段(図3には図示せず)から供給さ
れる閾値Vth1とを受けることができるようになっている。また、比較器35
は、電圧VC1と閾値Vth1とを比較し、比較に応じて電圧U1を供給するよ
うになっている。比較器35は公知の演算増幅器により構成できる。 比較手段28は、比較手段26と同様に構成される。つまり、比較手段28は
、特にアキュムレータつまりコンデンサC2と、閾値Vth2とコンデンサC2
両端の電圧VC2とを比較できる比較器36とを含んでいる。 当業者であれば、供給手段24のそれぞれの構成要素が供給手段に結果として
の温度係数(つまりα24)を与えることが分かる。つまり、基準電源23から供
給される電圧Vrefが一定であると仮定すると、当然、電圧V0は温度の影響
を受けて温度係数α1で変化する傾向にある。
れる閾値Vth1とを受けることができるようになっている。また、比較器35
は、電圧VC1と閾値Vth1とを比較し、比較に応じて電圧U1を供給するよ
うになっている。比較器35は公知の演算増幅器により構成できる。 比較手段28は、比較手段26と同様に構成される。つまり、比較手段28は
、特にアキュムレータつまりコンデンサC2と、閾値Vth2とコンデンサC2
両端の電圧VC2とを比較できる比較器36とを含んでいる。 当業者であれば、供給手段24のそれぞれの構成要素が供給手段に結果として
の温度係数(つまりα24)を与えることが分かる。つまり、基準電源23から供
給される電圧Vrefが一定であると仮定すると、当然、電圧V0は温度の影響
を受けて温度係数α1で変化する傾向にある。
【0018】
この影響をなくすために、基準電源23は、温度が基準電圧Vrefと供給手
段24とに同じように影響し、これにより周期的な供給電圧V0が温度と無関係
になるように、温度係数α24に等しい温度係数α23をもつように構成される。
段24とに同じように影響し、これにより周期的な供給電圧V0が温度と無関係
になるように、温度係数α24に等しい温度係数α23をもつように構成される。
【0019】
基本的に、抵抗Rは温度係数α23が温度係数α24と等しいように構成される。
つまり、抵抗Rは供給手段24の温度の影響のもとで周波数fにおける固有の変
動の補償ができる温度係数をもつよう構成される。 抵抗Rは、温度係数α23が温度係数α24と等しい温度係数を有するように、各
々それ自身の温度係数を有する一つまたはそれ以上の材料から作られることが好
ましい。
つまり、抵抗Rは供給手段24の温度の影響のもとで周波数fにおける固有の変
動の補償ができる温度係数をもつよう構成される。 抵抗Rは、温度係数α23が温度係数α24と等しい温度係数を有するように、各
々それ自身の温度係数を有する一つまたはそれ以上の材料から作られることが好
ましい。
【0020】
例示のために以下の説明において、抵抗Rは2つの抵抗R1とR2とを含んで
おり、互いに異なるそれぞれ温度係数α1およびα2を有する2つの材料M1およ
びM2で構成されている。 この抵抗の断面を詳細に示す図4を参照して、抵抗Rの好適な実施形態を以下
に説明する。
おり、互いに異なるそれぞれ温度係数α1およびα2を有する2つの材料M1およ
びM2で構成されている。 この抵抗の断面を詳細に示す図4を参照して、抵抗Rの好適な実施形態を以下
に説明する。
【0021】
図2との関係で説明されたものには図4でも同じ符号が付与されていることに
注目されたい。 図4に示すように、ウエル領域42が、軽くドープされた第1導電型(例えば
P−)の半導体基板40に、第2のタイプの軽くドープされた第2導電型(つま
り、前記の例を用いてN−)の不純物を注入することによって形成されている。
次に、温度係数α1の抵抗Rがその間に存在する、2つの接続ターミナル42a
と42bがウエル領域42に形成される。同様に、他のウエル領域44が、軽く
ドープされた第2導電型(つまり、前記の例を用いてN−)の不純物を注入する
ことによって形成される。さらに、拡散領域46が、深くドープされた第1導電
型(つまり、前記の例を用いてP+)の不純物を注入することでウエル領域に形
成される。その後、温度係数α2の抵抗R2がその間に存在する2つの接続端子
46aと46bが拡散領域46に形成される。
注目されたい。 図4に示すように、ウエル領域42が、軽くドープされた第1導電型(例えば
P−)の半導体基板40に、第2のタイプの軽くドープされた第2導電型(つま
り、前記の例を用いてN−)の不純物を注入することによって形成されている。
次に、温度係数α1の抵抗Rがその間に存在する、2つの接続ターミナル42a
と42bがウエル領域42に形成される。同様に、他のウエル領域44が、軽く
ドープされた第2導電型(つまり、前記の例を用いてN−)の不純物を注入する
ことによって形成される。さらに、拡散領域46が、深くドープされた第1導電
型(つまり、前記の例を用いてP+)の不純物を注入することでウエル領域に形
成される。その後、温度係数α2の抵抗R2がその間に存在する2つの接続端子
46aと46bが拡散領域46に形成される。
【0022】
その後、接続線48によって端子42aと46aとを接続することで、抵抗R
1とR2が直列接続される。図2に示す構造と同様に、端子42bが発振器20
のアースに接続され、端子46aが端子30aに接続され、基準電源23におけ
る抵抗R1とR2が抵抗Rとして実現される。
1とR2が直列接続される。図2に示す構造と同様に、端子42bが発振器20
のアースに接続され、端子46aが端子30aに接続され、基準電源23におけ
る抵抗R1とR2が抵抗Rとして実現される。
【0023】
前記の例において、材料M1およびM2はそれぞれ、拡散層を形成するP+タ
イプのシリコンと、ウエル領域を形成するN−タイプのシリコンであることに注
目されたい。 当業者であれば、基準電源23と供給手段24とは、半導体回路を製造するた
めの通常のプロセスによってモノリシック法により単一の半導体基板上に形成で
きることが分かるであろう。 それぞれ電圧Q、VC1およびVC2を例示する3つのタイミング線図を示す
図5を参照して、発振器20の動作を以下に説明する。
イプのシリコンと、ウエル領域を形成するN−タイプのシリコンであることに注
目されたい。 当業者であれば、基準電源23と供給手段24とは、半導体回路を製造するた
めの通常のプロセスによってモノリシック法により単一の半導体基板上に形成で
きることが分かるであろう。 それぞれ電圧Q、VC1およびVC2を例示する3つのタイミング線図を示す
図5を参照して、発振器20の動作を以下に説明する。
【0024】
最初の時刻t0で電圧Qの値は「ゼロ」である。従って、トランジスタT7は
ブロックされコンデンサC1はトランジスタT6を介して充電される。つまり、
波形62で示されるように電圧VC1が時間tとともに直線的に大きくなる。時
間t0の後の時間t1で、電圧VC1が閾値電圧Vth1に達し、その結果電圧
U1の状態が変わる。これに応じて電圧Qも状態が変わり「1」になる。
ブロックされコンデンサC1はトランジスタT6を介して充電される。つまり、
波形62で示されるように電圧VC1が時間tとともに直線的に大きくなる。時
間t0の後の時間t1で、電圧VC1が閾値電圧Vth1に達し、その結果電圧
U1の状態が変わる。これに応じて電圧Qも状態が変わり「1」になる。
【0025】
Qが「1」になると、トランジスタT7が導電して電圧VC1が電圧Vssに
されて保持される。つまり、コンデンサC1は放電される。時間t1で、電圧Q
(バー)は「0」になり、電圧の状態が時刻t0のものと同じになる。つまり、
波形63で示されるように時間t1からコンデンサC2は、時間t0で機能した
C1と同じように機能する。波形61で示されるように、時間t2で電圧VC2
は閾値電圧Vth2に達し、その結果電圧U2の状態が変わる。これに応じて再
度電圧Qの状態が変わり再度「0」になる。従って、この状態は時間t0のもの
と同じであり、これが繰り返される。
されて保持される。つまり、コンデンサC1は放電される。時間t1で、電圧Q
(バー)は「0」になり、電圧の状態が時刻t0のものと同じになる。つまり、
波形63で示されるように時間t1からコンデンサC2は、時間t0で機能した
C1と同じように機能する。波形61で示されるように、時間t2で電圧VC2
は閾値電圧Vth2に達し、その結果電圧U2の状態が変わる。これに応じて再
度電圧Qの状態が変わり再度「0」になる。従って、この状態は時間t0のもの
と同じであり、これが繰り返される。
【0026】
つまり、供給電圧Qは矩形波を有しており、時間t0とt2の間の時間間隔は
この電圧の周期Tを定めることに注目されたい。 例示的に、本発明の出願人は、電圧Qの周波数f(周期Tに関連する)におけ
る変動を実験的に測定した。周波数fが1.2Mhzに等しい場合に、0.00
15%/℃のオーダーの変動が測定された。
この電圧の周期Tを定めることに注目されたい。 例示的に、本発明の出願人は、電圧Qの周波数f(周期Tに関連する)におけ
る変動を実験的に測定した。周波数fが1.2Mhzに等しい場合に、0.00
15%/℃のオーダーの変動が測定された。
【0027】
もちろん、当業者であれば前述の詳細な説明は、本発明の範囲を逸脱すること
なく種々の変更が行えることが理解できる。例えば、基準電源の抵抗は、それぞ
れ3つの異なる温度係数をもつ3つの材料から構成できる。
なく種々の変更が行えることが理解できる。例えば、基準電源の抵抗は、それぞ
れ3つの異なる温度係数をもつ3つの材料から構成できる。
【図1a】
、
【図1b】
従来技術による2つの温度補償発振器を示す。
【図2】
本発明による発振器を示す。
【図3】
図2の発振器の比較手段を示す。
【図4】
図2の発振器の構成要素を詳細に示す。
【図5】
図2の発振器に現れる電圧の3つのタイミング線図を示す。
Claims (7)
- 【請求項1】 所定周波数(f)の周期的な電圧(V0)を供給するための
発振器(20)であって、 基準電圧(Vref)を提供でき、前記基準電圧の電源に接続される抵抗(R
)を含む基準電源(23)と; 前記基準電圧を受け取ることができ、前記所定周波数の前記周期的な電圧を供
給し、前記所定の周波数を温度の影響に基づいて変更できるよう第1の温度係数
(α24)を有している供給手段(24)と; を備え、 温度が前記基準電圧と前記供給手段に同じ影響を与えて温度に無関係に周期的
な電圧を供給できるように、前記抵抗(R)が、前記第1の温度特性(α24)に
等しい第2の温度特性(α23)の基準電圧を与えるよう構成されていることを特
徴とする発振器。 - 【請求項2】 前記抵抗(R)が、前記第2の温度特性(α23)が前記第1
の温度特性(α24)に等しい、各々適切な温度係数を有する1つまたはそれ以上
の材料で構成されていることを特徴とする請求項1に記載の発振器(20)。 - 【請求項3】 前記抵抗(R)が、 深くドープされた第1導電型(P)のシリコンから形成された第1の抵抗(R
1)と; 軽くドープされた第2導電型(N)のシリコンから形成された第2の抵抗(R
2)と; を備えることを特徴とする請求項2に記載の発振器(20)。 - 【請求項4】 前記供給手段(24)は、第1および第2の比較手段(26
,28)と、各々の前記手段のループに接続されたフリップフロップ(29)を
含み、前記第1および第2の比較手段は、第1および第2のそれぞれの出力電圧
(Q,Q(バー))と同じく前記基準電圧(Vref)を受けることができ、さ
らに前記フリップフロップは、前記第1および第2の比較電圧を受け、これに応
じて前記第1および第2の出力電圧を提供でき、その一方の電圧が前記周期的な
電圧(V0)に一致していることを特徴とする請求項1に記載の発振器(20)
。 - 【請求項5】 前記第1の比較手段(26)が、 一端がシステムのアースに接続されており、他端が前記第1の出力電圧(Q)
により制御される第1のスイッチ(T6)を介してシステムの供給端子に接続さ
れると同時に、前記基準電圧(Vref)により制御される第2のスイッチ(T
7)を介してシステムのアースに接続されているアキュムレータ(C1)と; 前記アキュムレータの両端の電圧(VC1)と、閾値供給手段から供給される
閾値(Vth1)とを比較して、前記第1の比較に応じて電圧(U1)を供給で
きる、第1の比較器5と; を備えることを特徴とする請求項4に記載の発振器(20)。 - 【請求項6】前記第2の比較手段(28)が、 一端がシステムのアースに接続されており、他端は前記第2の出力電圧(Q(
バー))により制御される第3のスイッチを介してシステムの供給端子に接続さ
れると同時に、前記基準電圧(Vref)により制御される第4のスイッチを介
してシステムのアースに接続されているアキュムレータ(C2)と; 前記アキュムレータの両端の電圧(VC2)と、閾値供給手段から供給される
閾値(Vth2)とを比較して、前記第1の比較に応じて電圧(U1)を供給で
きる、第1の比較器と; を備えることを特徴とする請求項4に記載の発振器(20)。 - 【請求項7】 前記基準電源(23)と前記供給手段(24)とがモノリシ
ック法により単一の半導体基板上に形成されていることを特徴とする請求項1に
記載の発振器(20)。
Applications Claiming Priority (3)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
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CH9800024 | 1998-01-23 | ||
CH9800024 | 1998-01-23 | ||
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---|---|
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US6917658B2 (en) * | 2002-09-16 | 2005-07-12 | Silicon Labs Cp, Inc. | Clock recovery method for bursty communications |
US6924709B2 (en) * | 2003-10-10 | 2005-08-02 | Standard Microsystems Corporation | Integrated relaxation oscillator with improved sensitivity to component variation due to process-shift |
KR100613079B1 (ko) * | 2004-05-11 | 2006-08-16 | 에스티마이크로일렉트로닉스 엔.브이. | 반도체 소자의 오실레이터 회로 |
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JPH06169237A (ja) | 1991-09-13 | 1994-06-14 | Mitsubishi Electric Corp | リングオシレータ回路 |
JPH0653417A (ja) | 1992-05-19 | 1994-02-25 | Texas Instr Inc <Ti> | 抵抗器回路およびそれを形成する方法 |
US5604467A (en) * | 1993-02-11 | 1997-02-18 | Benchmarg Microelectronics | Temperature compensated current source operable to drive a current controlled oscillator |
DE4340924C2 (de) * | 1993-12-01 | 1995-10-05 | Telefunken Microelectron | Frequenzstabiler RC-Oszillator |
US5699024A (en) | 1996-05-06 | 1997-12-16 | Delco Electronics Corporation | Accurate integrated oscillator circuit |
US5870004A (en) * | 1997-10-16 | 1999-02-09 | Utron Technology Inc. | Temperature compensated frequency generating circuit |
-
1999
- 1999-01-21 KR KR1020007007974A patent/KR20010034272A/ko not_active Application Discontinuation
- 1999-01-21 DE DE69901684T patent/DE69901684T2/de not_active Expired - Fee Related
- 1999-01-21 US US09/600,807 patent/US6337605B1/en not_active Expired - Fee Related
- 1999-01-21 AT AT99900428T patent/ATE218769T1/de not_active IP Right Cessation
- 1999-01-21 CA CA002317482A patent/CA2317482A1/en not_active Abandoned
- 1999-01-21 WO PCT/CH1999/000028 patent/WO1999038260A1/fr not_active Application Discontinuation
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- 1999-01-21 JP JP2000529038A patent/JP2003524305A/ja active Pending
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