JP2003509898A

JP2003509898A - 光情報伝送装置および方法

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Publication number: JP2003509898A
Application number: JP2001522709A
Authority: JP
Inventors: ノエラインホルト
Original assignee: Siemens AG
Current assignee: Siemens AG
Priority date: 1999-09-08
Filing date: 2000-09-05
Publication date: 2003-03-11
Also published as: CN1373950A; WO2001019009A1; DE50011700D1; EP1210785B1; EP1210785A1

Abstract

(57)【要約】この装置および対応する方法では、種々異なって偏光された光学的部分信号（ＯＳ１，ＯＳ２）に対して受信側においてこれら光学的部分信号（ＯＳ１，ＯＳ２）間に発生する干渉（ＩＮＴ１，ＩＮＴ２）が検出され、そこから少なくとも制御信号（Ｌ１，Ｌ２，Ｌ１２）が形成されかつ固定の偏光素子が後置接続されている偏光変換器を制御するために使用される。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】本発明は、独立請求項１と１６の上位概念による、光情報の伝送装置および伝
送方法に関する。

【０００２】偏光された種々の光学的部分信号を用いた光情報伝送のための偏光マルチプレ
クサ、装置並びに方法が光学的伝送システムの容量を高めるために使用される。
European Conference on Optical Communications の会議、1993, Montrux, Sch
weiz, pp.401-404, 講演 WeP9.3, F. Heismann et al. "Automatic Polarizatio
n Demultiplexer for Polarization-Multiplexed Transmission Systems" には
、光学的偏光マルチプレクス伝送システムが記載されている。この構成の重大な
欠点は、受信側での偏光変換器の制御が、２つの偏光マルチプレクスチャネルが
後置接続された偏光ビームスプリッタの２つの出力側で分配されるように行われ
ることである。このために再生されたクロックの補正信号が受信信号により形成
され、この受信信号が偏光変換器の調整によって最大化される。

【０００３】この従来技術による手段は複数の欠点を有する：まず補正積が、交流電圧結合された純粋な擬似ランダムシーケンスを設定する
場合に時間平均において消失する。このことは制御を困難にするか、不可能にす
る。

【０００４】２つの偏光マルチプレクスチャネルを区別するために、さらに異なるビット速
度を選択しなければならない。このことは実際には許容できない。また明確に異
なる光学的波長を選択しなければならない。このことは同様に実際には許容でき
ない。

【０００５】本発明の課題は、従来技術の欠点を回避した、光情報伝送のための装置並びに
方法を提供することである。

【０００６】この課題は請求項１記載の装置、並びに請求項１６記載の方法によって解決さ
れる。

【０００７】本発明の有利な改善形態は従属請求項に記載されている。

【０００８】上記問題の解決は、異なって偏光された２つの光学的偏光マルチプレクス信号
の発生する干渉を信号処理モジュールで検知し、制御可能な偏向素子の制御のた
めに用いることによって解決される。このためにこの干渉を送信側でランダム化
する。相応するスペクトル部分信号は偏光制御器によって最小化され、これによ
り偏光マルチプレクスの際のクロストークは最小になる。従来技術の前記欠点は
すべて回避される。

【０００９】本発明の実施例では、偏光マルチプレクス信号が送信側でレーザ信号から形成
され、このレーザ信号はまず２つの信号経路に分配され、そこでそれぞれ別個に
強度変調される。この信号経路は続いて偏光ビームスプリッタで直交偏光により
まとめられる。同時にレーザの周波数が変調される。この経路の伝搬時間差によ
って周波数変調がマルチプレクス信号間の差分位相変調になる。

【００１０】受信側では信号がカプラにより２つの受信経路に分配される。各受信経路では
入力側偏光制御部、それぞれ不所望の偏光マルチプレクスチャネルを抑圧するた
めの偏光器、各１つのフォトダイオードを備える従来のフォト受信器、そしてフ
ォトダイオードに後置接続された電気データ信号再生器が続いている。それぞれ
１つのフィルタによってスペクトル部分信号が検出される。この部分信号は、マ
ルチプレクス信号の１つが偏光器によって完全に抑圧された場合のみ消失する。
このことにより簡単で同時に効率の良い制御基準がそれぞれの偏光変換器の調整
に対して得られる。この場合、再生器の各々は偏光マルチプレクスチャネルだけ
を受信し、これにだけ応答する。このことは信号の所望の受信側分離に相当する
。

【００１１】改善形態では、フィルタに到達する前に有利には、それぞれ他方のチャネルの
再生されたデータ信号の時間的導関数と相関される。このようにして高精度の制
御基準が、偏光モード分散の補償のために得られる。

【００１２】本発明を実施例に基づき詳細に説明する。

【００１３】図１は、ただ１つのレーザを有する偏光マルチプレクス送信器を示す。

【００１４】図２は、２つのレーザを有する偏光マルチプレクス送信器を示す。

【００１５】図３は、本発明の受信器を示す。

【００１６】図４は、セパレータ／検出器を示す。

【００１７】図５は、図３の一部の変形を示す。

【００１８】図６は、線形偏光状態のベクトル線図である。

【００１９】図７は、セパレータ／検出器の実施例を示す。

【００２０】図８は、フィルタユニットの実施例を示す。

【００２１】図９は、フィルタユニットの別の実施例を示す。

【００２２】図１０は、本発明の受信器の別の構成を示す。

【００２３】図１１は、図１０の一部の変形を示す。

【００２４】図１２は、相関素子を示す。

【００２５】図１３は、相関素子の有利な構成を示す。

【００２６】図１４は、別の相関素子を示す。

【００２７】図１の送信装置では、送信レーザＬＡの出力信号が送信側出力分配器ＰＭＣに
よってほぼ同じ出力で２つの光波導体に分配される。場合により必要な光学的お
よび／または電気的増幅器はここで以降の図面には分かり易くするため図示され
ていない。送信側出力分配器ＰＭＣは例えば偏光特性のあるファイバカップラと
することができる。このようにして得られた信号は各変調器ＭＯ１，ＭＯ２を通
して導かれる。変調器は有利には強度変調器として、または例えば位相変調器と
して構成されており、ここで送信側変調信号ＳＤＤ１ないしＳＤＤ２が重畳され
、光学的部分信号ＯＳ１，ＯＳ２が形成される。これらの信号は変調されている
。ＯＳ１は第１の光学的部分信号であり、ＯＳ２は第２の光学的部分信号である
。これらの信号は送信側変調ビームスプリッタＰＢＳＳにより有利には直交変調
により組み合わされる。送信側偏光ビームスプリッタＰＢＳＳの代わりに、簡単
な光学的指向性カプラを使用することもできる。

【００２８】変調器ＭＯ１，ＭＯ２と送信側変調ビームスプリッタＰＢＳＳとの間の接続に
対しては例えば同様に偏光特性のある光導波体をそれぞれ設けることができる。
これら光導波体の一方は９０゜だけ回転している。これとは択一的にこの接続の
一方にモード変換器を設けることもできる。

【００２９】光学的部分信号ＯＳ１，ＯＳ２を組み合わせた後に所望のコヒーレンスを得る
ため、差分位相変調器ＤＰＭがこれら２つの光学的部分信号ＯＳ１，ＯＳ２の間
に設けられており、この位相変調器は位相差変調手段によって形成される。第１
の位相差変調手段ＰＤＭ１，ＰＤＭ２，ＰＤＭ１２，ＰＤＭ２１は択一的にあｍ
たは補充的に使用することができる。これらの位相差変調手段は、光学的信号Ｏ
Ｓ１，ＯＳ２の角度変調器ＰＨＭＯ１，ＰＨＭＯ２、または差分角度変調器ＰＨ
ＭＯ１２，ＰＨＭＯ２１である。ここで差分とは、理想的な場合に相互に直交す
る偏光光学的部分信号ＯＳ１，ＯＳ２間の角度変調が作用することを意味する。
ここで周波シフトが形成される場合には、出力光導波体に周波数差ＦＤが存在す
る。第１の位相差変調手段ＰＤＭ１，ＰＤＭ２，ＰＤＭ１２，ＰＤＭ２１を実現
するのに適する周波数シフタ（やはり差分）はとりわけ音響光学的または電子光
学的に動作することができる。ただし有利には完全なモード変換を行う位相差変
調手段ＰＤＭ１，ＰＤＭ２，ＰＤＭ１２が同時に出力分配に用いられない場合で
ある。送信側出力分配器ＰＭＣもまた、例えば周波数シフトとして動作する音響
光学的モード変換器（半分の出力変換）により実現される場合には、位相差変調
手段ＰＤＭ２１として用いることができる。このモード変換器には偏光ビームス
プリッタが続いている。

【００３０】偏光マルチプレクス送信器の別の実施例では、送信レーザＬＡに光学的周波数
変調信号ＦＭＳが印加される。この周波数変調信号は別の位相差変調手段ＰＤＭ
Ｏにより生成される。例えば約１００ＭＨｚの偏移による正弦波状の光学的周波
数変調ＦＭは１０Ｇｂ／ｓ送信器の送信バンド幅にはほとんど影響しない。変調
器ＭＯ１，ＭＯ２を通る光学的部分信号の光学的伝搬時間ＤＴ１，ＤＴ２の間の
伝搬時間差絶対値｜ＤＴ１−ＤＴ２｜が送信側出力分配器ＰＭＣと送信側変調ビ
ームスプリッタＰＢＳＳとの間でゼロとは異なるように選択することによって、
周波数変調が光学的部分信号ＯＳ１，ＯＳ２の所望の差分位相変調ＤＰＭに、送
信側偏光ビームスプリッタＰＢＳＳの後方で変換される。この差分位相変調は光
学的周波数変調ＦＭに依存するスペクトルを有している。

【００３１】最も簡単な場合、外部光学的周波数変調ＦＭを省略することができ、その代わ
りに送信レーザの自然な周波数変動、すなわちそのライン幅を使用する。この周
波数変動によっても、光学的伝搬時間ＤＴ１，ＤＴ２の間の伝搬時間差絶対値｜
ＤＴ１−ＤＴ２｜が光学的部分信号ＯＳ１，ＯＳ２間の差分位相変調ＤＰＭに変
化する。

【００３２】さらに光学的部分信号ＯＳ１とＯＳ２との間の差分位相変調ＤＰＭは、図１と
は択一的に２つの光学的送信器ＴＸ１，ＴＸ２を有する図２の送信装置が使用さ
れる場合にも存在する。光学的送信器ＴＸ１，ＴＸ２は直交偏光光学的部分信号
ＯＳ１，ＯＳ２を出力する。これら信号は送信側偏光ビームスプリッタＰＢＳＳ
で組み合わされる。この場合、光学的送信器ＴＸ１，ＴＸ２が送信側位相差変調
手段ＰＢＳＳと共に別の位相差変調手段ＰＤＭＬとして作用する。これにより発
生する差分位相変調ＤＰＭは静的位相角差ＥＰＳに加算される。この静的位相角
差ＥＰＳは所定の時点で光学的部分信号間に発生するものである。光学的送信器
ＴＸ１，ＴＸ２は、光学的送信器ＴＸ１に対する送信側変調信号ＳＤＤ１と、光
学的送信器ＴＸ２に対するＳＤＤ２によって変調される。

【００３３】図１と図２の送信装置の目的はそれぞれ、干渉位相角のランダム化である。す
なわち周波数差ＦＤが光学的部分信号ＯＳ１，ＯＳ２間に存在する場合には、光
学的部分信号ＯＳ１とＯＳ２間の差分位相変調ＤＰＭのｃｏｓ関数とｓｉｎ関数
とがそれぞれ平均値ゼロを有することができ、その結果、後で説明するようにし
て得られる入力側制御信号Ｌ１，Ｌ２，Ｌ３が静的位相角差ＥＰＳに依存しなく
なる。

【００３４】図２は、偏光マルチプレクスを有する伝送システムの基本構造を示す。光学的
部分信号ＯＳ１，ＯＳ２を送信側偏光ビームスプリッタＰＢＳＳによりまとめた
後、信号は続いて光導波体ＬＷＬを介して、入力側ＥＩを有する受信器ＲＸに伝
送される。光導波体ＬＷＬは偏光特性を有していないから、２つの光学的部分信
号ＯＳ１，ＯＳ２を再び分離するのが困難である。

【００３５】図３では受信器ＲＸが例えば、セパレータ／検出器ＳＤと後置接続された受信
器電子回路とからなる。

【００３６】偏光マルチプレクスに対するセパレータ／検出器ＳＤが図４に示されている。
受信された光学的部分信号は入力側ＥＩから制御可能な偏光素子ＳＵＢに導かれ
る。この偏光素子は有利にはエンドレスに制御可能に構成された偏光変換器ＰＴ
を含んでおり、この偏光変換器は少なくとも１つの第１の出力側制御信号ＳＴ１
，有利には第２の出力側制御信号ＳＴ２も受信する。第１の出力側制御信号ＳＴ
１も第２の出力側制御信号ＳＴ２も、１つまたは複数の信号からなることができ
る。偏光変換器ＰＴの出力側には、固定の偏光素子ＥＰＢＳが取り付けられてい
る。この偏光素子は偏光ビームスプリッタとして構成することができ、第１と第
２の信号成分ＯＵＴ１，ＯＵＴ２を出力側に出力する。信号成分ＯＵＴ１，ＯＵ
Ｔ２は理想的な場合、直交偏光された光学的部分信号ＯＳ１ないしＯＳ２とすべ
きである。しかしこのことが当てはまるのは、制御可能な偏光変換器ＰＴが適切
に調整されているときだけである。この偏光変換器は、ＰＭＤ補償器に適するよ
う構成された第１の入力側偏光変換器ＰＭＤＣ、前記ＰＭＤ補償器、および光学
的信号ＯＳ１，ＯＳ２の伝播方向で補償器に続く出力側偏光変換器ＳＰＴを有す
る。ＰＭＤ補償器はその制御のために形成された出力側制御信号ＳＴＷ１，ＳＴ
Ｗ２により制御される。また前記出力側偏光変換器はその制御のために形成され
た制御信号ＳＴ１，ＳＴ２により制御される。これに対して制御可能な偏光変換
器ＰＴが理想的に調整されていないと、クロストークがそれぞれ不所望の光学的
部分信号ＯＳ２ないしＯＳ１によって生じる。本発明の基本思想では、この場合
に発生する２つの光学的部分信号ＯＳ１，ＯＳ２の干渉ＩＮＴ１ないしＩＮＴ２
を検知する。これらの信号成分ＯＵＴ１ないしＯＵＴ２にはこの干渉ＩＮＴ１な
いしＩＮＴ２が発生し、ここでは光学的フィールド強度または光学的出力によっ
て知ることができる。

【００３７】信号成分ＯＵＴ１ないしＯＵＴ２はフォト検知器ＰＤ１１ないしＰＤ２１で検
出され、これらのフォト検知器は第１の検出信号ＥＤ１と第２の検出信号ＥＤ２
を形成する。これらの検出信号は再び、干渉ＩＮＴ１ないしＩＮＴ２を含む。し
かしここではフォト検知器ＰＤ１１ないしＰＤ２１のフォト電流によって知るこ
とができる。

【００３８】入力側偏光変換器ＰＭＤＣ、すなわちＰＭＤ補償器ＰＭＤＣは、例えばドイツ
特許願１９８４１７５５．１および１９８３０９９０．２に記載されているよう
に構成することができる。同様に少なくとも近似的に周波数に依存せずに制御可
能な偏光変換器の構成も重要であり、この偏光変換器には、周波数に強く依存す
る固定の偏光変換器が後置されている。この固定の偏光変換器は例えば第１次の
偏光モード拡散だけを有する。後者は、２つのモード間で差のある群伝搬時間を
有する一体的偏光特性ファイバからなることができる。このような構成はＩＥＥ
Ｅ J. Light wave Technology, 17 (1999) 9, pp.1602-1616 およびそこに引用
された文献から公知である。制御可能な偏光素子ＳＵＢまたはその一部、とりわ
け制御可能な偏光変換器ＰＴは、例えばニオブ酸リチウムからなる基板上に集積
することができる。集積構造の代わりに、例えば入力側偏光変換器ＰＭＤＣを省
略し、出力側偏光変換器ＳＰＴと、偏光ビームスプリッタとして構成された固定
の偏光素子ＥＰＢＳを、European Conference on Optical Communications の会
議、1993, Montrux, Schweiz, pp.401-404, 講演 WeP9.3,に記載のように構成す
ることもできる。ドイツ特許願１９８５８１４８．３，１９９１９５７６．５に
記載のような実施形態も可能である。

【００３９】検出信号ＥＤ１，ＥＤ２は有利には図３に示すようにデジタル受信器Ｄ１，Ｄ
２に供給される。これらのデジタル受信器は判定器およびクロック再生ユニット
を含むことができ、データ出力信号ＤＤ１，ＤＤ２を出力する。このデータ出力
信号は理想的な場合、送信側変調信号ＳＤＤ１ないしＳＤＤ２と論理的に同じで
ある。

【００４０】検出信号ＥＤ１，ＥＤ２は信号処理モジュールＤＲに供給される。基本的にそ
の代わりに、制御可能な偏光素子ＳＵＢを通過した信号成分ＯＵＴ１，ＯＵＴ２
をこの信号処理モジュールＤＲに供給することもできる。この場合は、この信号
成分ＯＵＴ１，ＯＵＴ２の処理のために構成され、フォト検知器ＰＤ１１，ＰＤ
２１は省略される。

【００４１】この信号モジュールＤＲは、光学的部分信号ＯＳ１，ＯＳ２間で発生する干渉
ＩＮＴ１，ＩＮＴ２を検知し、制御器ＲＧ１，ＲＧ２を含むことができる。信号
処理モジュールＤＲではこの目的のために、検出信号ＥＤ１，ＥＤ２として形成
された処理可能な信号ＥＤＶ１，ＥＤＶ２が処理される。そして出力側制御信号
ＳＴ１，ＳＴ２を出力する。この信号は出力側偏光変換器ＳＰＴ１，ＳＰＴ２を
制御する。この処理可能な信号ＥＤＶ１，ＥＤＶ２はこのためにフィルタＬＥＤ
１ないしＬＥＤ２に供給される。コストを低く押さえるために、フォトダイオー
ドにおけるデータ信号の取り出されない電極での電流を測定することができる。
このことの利点は、データ信号に誤差が生じないことであり、またフォトダイオ
ードの他方の電極に存在する、アースへの容量性ブロックによってすでに少なく
とも部分的に所望のフィルタリングが行われることである。検出信号ＥＤ１，Ｅ
Ｄ２はこの場合それぞれ、一方の線路においては広帯域のデータ信号から、他方
の線路においては低周波の信号からなる。前者はデジタル受信器Ｄ１ないしＤ２
でさらに処理され、後者はフィルタＬＥＤ１ないしＬＥＤ２に供給される。これ
とは択一的に広帯域データ信号が一方の線路で、低周波データ信号が他方の線路
でそれぞれ２つの異なるフォトダイオードで発生し、これらがそれぞれ前置接続
された別の光学的出力分配器と共働してフォト検知器ＰＤ１１ないしＰＤ２１を
形成することもできる。

【００４２】フィルタＬＥＤ１，ＬＥＤ２は有利にはシンボル速度と比較して低周波のバン
ドパスフィルタとして構成されており、これによりスペクトル部分信号ＦＩＯ１
，ＦＩＯ２を選択する。この周波数領域においては、図１または図２の送信装置
の特別の構成によって制御可能な偏光素子ＳＵＢに、光学的部分信号ＯＳ１とＯ
Ｓ２との間の干渉ＩＮＴ１，ＩＮＴ２が発生する。光学的周波数変調器ＦＭを使
用する場合には、これはそれぞれ変調周波数ＭＯである。すなわち周波数変調偏
移（例えば１ＭＨｚ）とは等しくなく、約０．１Ｈｚから１ＧＨｚの領域の他の
変調周波数も少なくとも原則的に適する。変調周波数と整数ｎとの倍数ｎ＊ＭＯ
も単独でまたは整数と共に評価することができる。フィルタＬＥＤ１，ＬＥＤ２
は有利にはバンドパスフィルタとして構成される。直流成分を通過させるローパ
スフィルタとして構成することも可能である。周波数変調信号ＦＭＳが非周期的
である場合、または光学的送信器ＴＸ１，ＴＸ２の線形幅によって、光学的部分
信号ＯＳ１，ＯＳ２間の周波数差ＦＤが大きく変動する場合には、フィルタＬＥ
Ｄ１，ＬＥＤ２は有利には検出信号ＥＤ１，ＥＤ２中の干渉ＩＮＴ１，ＩＮＴ２
のスペクトル最大を通過させる。

【００４３】フィルタＬＥＤ１，ＬＥＤ２の出力側で選択されたスペクトル部分信号ＦＩＯ
１，ＦＩＯ２は検知器ＤＥＴ１ないしＤＥＴ２に供給される。この検知器は、場
合によりローパスフィルタＬＰＦ１，ＬＰＦ２でのローパスフィルタリング後に
、入力側制御信号Ｌ１，Ｌ２を形成する。これらの検知器ＤＥＴ１，ＤＥＴ２は
有効値検知器または出力検知器として構成することができる。出力検知器として
構成されている場合は、そうおうのスペクトル部分信号ＦＩＯ１，ＦＩＯ２の２
次のモーメントＳＯＭＤ１，ＳＯＭＤ２が評価される。入力側制御信号Ｌ１，Ｌ
２はこの場合、この２次モーメントＳＯＭＤ１，ＳＯＭＤ２の線形に構成された
関数Ｆである。有効値検知器として構成された場合、入力側制御信号Ｌ１，Ｌ２
は、このスペクトル部分信号ＦＩＯ１，ＦＩＯ２の２次モーメントＳＯＭＤ１，
ＳＯＭＤ２の、二乗根関数として構成された関数Ｆである。場合によりピーク値
検知器および類似の装置を使用することができる。これはとりわけ、実質的に単
周波数のスペクトル部分信号ＦＩＯ１，ＦＩＯ２が存在し、そのピーク値がここ
でも少なくとも近似的に、二乗根関数として形成された出力の関数Ｆである。す
なわちこのスペクトル部分信号ＦＩＯ１，ＦＩＯ２のこの２次モーメントＳＯＭ
Ｄ１，ＳＯＭＤ２である。入力側制御信号Ｌ１，Ｌ２は制御器ＲＧ１，ＲＧ２に
供給され、制御器の出力信号は出力側制御信号ＳＴ１，ＳＴ２として、セパレー
タ／検出器ＳＤにおける制御可能な偏光素子ＳＵＢの制御に用いられる。この実
施例ではセパレータ／検出器ＳＤに含まれる偏光変換器ＰＴの制御に用いられる
。制御器ＲＧ１，ＲＧ２は、入力側制御信号Ｌ１，Ｌ２が最小絶対値を取るよう
に、すなわち光学的部分信号ＯＳ１とＯＳ２間の干渉ＩＮＴ１，ＩＮＴ２が最小
であるように構成される。これにより最適の受信器機能が保証される。

【００４４】図３の受信器ＲＸの、すでに説明した本発明の信号処理モジュールＤＲは、図
５に示した本発明の別の変形実施例によって構成することもできる。このことが
可能であるのは、制御可能な偏光素子ＳＵＢを備えるセパレータ／検出器ＳＤが
設けられており、この制御可能な偏光素子が出力側に信号成分ＯＵＴ１，ＯＵＴ
２を出力し、それらの信号成分が少なくとも近似的に、偏光素子に供給される部
分信号ＯＳ１，ＯＳ２の直交成分に相当する場合である。従って例えば制御可能
な偏光変換器ＰＴを有しており、これには偏光ビームスプリッタが固定の偏光素
子ＥＰＢＳとして後置されている。このことは図４に示されている。干渉ＩＮＴ
１，ＩＮＴ２、および同じ周波数バンドを選択した場合にはスペクトル部分信号
ＦＩＯ１，ＦＩＯ２も２つの受信器分岐路で常に対抗させられるから、受信器分
岐路の電気信号極性が同じであると仮定すれば、図５ではこのような場合に対し
て、第１の減算器ＳＵＢＥＤ１２において、第１ないし第２の検出信号ＥＤ１，
ＥＤ２として形成され、処理可能な信号ＥＤＶ１，ＥＤＶ２の差が、別の検出信
号ＥＤ１−ＥＤ２として、および同時に別の処理可能な信号ＥＤＶ１２として処
理される。この信号はフィルタＬＥＤ１，ＬＥＤ２と同じように構成されたフィ
ルタＬＥＤ１２に供給され、このフィルタは別のスペクトル部分信号ＦＩＯ１２
を通過させる。通過した信号は、検知器ＤＥＴ１，ＤＥＴ２と同じように構成さ
れた検知器ＤＥＴ１２に供給され、この検知器ＤＥＴ１２はそこから別の入力側
制御信号Ｌ１２を形成する。この制御信号Ｌ１２は例えば２次モーメントＳＯＭ
Ｄ１２に等しく、別のスペクトル部分信号ＦＩＯ１２である。この検知器ＤＥＴ
１２にはローパスフィルタＬＰＦ１，ＬＰＦ２と同じように構成されたローパス
フィルタＬＰＦ１２が後置されている。制御器ＲＧは出力側制御信号ＳＴ１と、
場合によりＳＴ２を形成する。制御器ＲＧは、これに供給される入力側制御信号
Ｌ１２が最小となり、ひいては干渉ＩＮＴ１，ＩＮＴ２が最小になるように構成
されている。基本的にただ１つの検知器ＤＥＴ１２の入力信号を作成するにはた
だ１つの別のフィルタＬＥＤ１２で十分である。しかし広帯域減算器ＳＵＢＥＤ
１２は面倒であるので、相応の狭帯域第１減算器ＳＵＢＥＤ１２の入力側にまず
フィルタＬＥＤ１ないしＬＥＤ２を設け、その出力側に別のフィルタＬＥＤ１２
を設けると有利である。この別のフィルタＬＥＤ１２はフィルタＬＥＤ１ないし
ＬＥＤ２とカスケードされており、検出信号ＥＤ１，ＥＤ２の差を所望のように
スペクトル整形する。

【００４５】図３と図５の制御器ＲＧ１，ＲＧ２，ＲＧは有利にはロックイン法に従って動
作し、有利には積分制御素子または比例積分制御素子を有している。制御器ＲＧ
１，ＲＧ２，ＲＧは場合により省略することができ、従って入力側制御信号Ｌ１
，Ｌ２，Ｌ１２は同時に出力側制御信号ＳＴ１，ＳＴ２として用いられる。

【００４６】入力側制御信号Ｌ１，Ｌ２，Ｌ１２も、制御器ＲＧ１，ＲＧ２，ＲＧの出力側
制御信号ＳＹ１，ＳＴ２も、制御信号Ｌ１，Ｌ２，Ｌ１２，ＳＴ１，ＳＴ２であ
る。

【００４７】光学的周波数変調ＦＭが半導体レーザの有利には正弦波状の直接変調によって
形成される場合、光学的部分信号ＯＳ１，ＯＳ２は所望の、光学的周波数変調Ｆ
Ｍによって形成された差分位相変調ＤＰＭの他に不所望の振幅変調も有している
。前記差分位相変調ＤＰＭは、以下、放射のピーク偏移として理解される偏移Ｅ
ＴＡを有している。前記不所望の振幅変調は受信側で選択された偏光状態に依存
せず、従って制御可能な偏光素子ＳＵＢ，ＳＵＢ１，ＳＵＢ２、とりわけ制御可
能な偏光変換器ＰＴ、ＰＴ１，ＰＴ２での偏光の調整を困難にする。このような
場合、変調周波数ＯＭの倍数ｎ＊ＯＭ、例えばｎ＝２，３，４，．．．を評価す
ると有利である。

【００４８】周波数変調ＦＭが少なくとも正弦波状である場合には、受信側で検出された変
調周波数ＯＭの偶数（ｎ＝０，２，４，．．）および奇数（ｎ＝１，３，５，．
．）倍数ｎ＊ＯＭの振幅が静的位相差角ＥＰＳのｃｏｓないしｓｉｎに比例する
。この静的位相差角は光学的伝搬時間ＤＴ１，ＤＴ２間の伝搬時間差絶対値｜Ｄ
Ｔ１−ＤＴ２｜に鋭敏に依存する。

【００４９】しかし本発明によれば、変調周波数ＯＭの奇数倍数を評価する。フィルタＬＥ
Ｄ１，ＬＥＤ２，ＬＥＤ１２が適切に構成されていれば、それぞれのフィルタ出
力は２次モーメントＳＯＭＤ１，ＳＯＭＤ２，ＳＯＭＤ１２であり、従って入力
側制御信号Ｌ１，Ｌ２，Ｌ１２はcos^2 (EPS) + sin^2 (EPS) = 1 に比例する。
すなわち静的位相差角ＥＰＳには依存しない。

【００５０】ＬＯＭｎを倍数ｎ＊ＯＭでの出力伝達係数とする。第１のこのような例では、
変調周波数ＯＭがベッセルラインＪ１に相当する。ここで整数ｎを備えるＪｎは
ｎ次のベッセル関数とする。２倍の変調周波数２＊ＯＭはベッセルラインＪ２に
相当する。これらの変調周波数はフィルタＬＥＤ１，ＬＥＤ２，ＬＥＤ１２によ
って導かれ、検知器ＤＥＴ１，ＤＥＴ２，ＤＥＴ１２は出力検知器または有効値
検知器である。ＬＯＭ１＊Ｊ１（ＥＴＡ）＾２＝ＬＯＭ２＊Ｊ２（ＥＴＡ）＾２
が調整される。このことは例えば、｜Ｊ１（ＥＴＡ）｜＝｜Ｊ２（ＥＴＡ）｜に
より、ＥＴＡ＝２．６３並びにＬＯＭ１＝ＬＯＭ２を用いて少なくとも近似的に
達成される。

【００５１】この構成の基礎となる本発明の基本の別の構成は、検出された（または検出が
周波数に依存しない場合にはすでに検出可能な）第１の出力ＰＥＶＥＮないし第
２の出力ＰＯＤＤ（これらの出力は変調周波数ＯＭの偶数倍ないし奇数倍だけの
検出によって入力側制御信号Ｌ１，Ｌ２，Ｌ１２で測定される）が、静的位相差
角ＥＰＳに依存しない和ＰＥＶＥＮ＋ＰＯＤＤを有していることである。この場
合これらは同じ予測値を有する。

【００５２】別の実施例をこの原則に従って説明する。

【００５３】変調偏移ＥＴＡは時間の経過と共に、例えばレーザの老化によって変動するこ
ともあり得る。それでもなお一次近似で位相差角ＥＰＳに依存しないで検出する
ことができるようにするためには、入力側制御信号Ｌ１，Ｌ２，Ｌ１２が一次近
似で変調偏移ＥＴＡに依存してはならない。このことは例えばフィルタＬＥＤ１
，ＬＥＤ２，ＬＥＤ１２によって達成され、これらのフィルタはバンドパスフィ
ルタとして構成されており、それぞれ変調周波数ＯＭ、その２倍２＊ＯＭ、その
３倍３＊ＯＭを通過させる。ここで所要の出力伝達係数の値は少なくとも近似的
にＬＯＭ１＝０．７５８５２＊ＬＯＭ２、およびＬＯＭ３＝１．６０３６＊ＬＯ
Ｍ２であり、少なくとも近似的にＥＴＡ＝３．０５４３が選択される。

【００５４】上に述べたように、単純な変調周波数ＯＭでの検出には問題がある。そのため
有利にはその代わりに２＊ＯＭ，３＊ＯＭ，４＊ＯＭにおいて検出する。ここで
必要な出力伝達係数の値は少なくとも近似的にＬＯＭ２＝０．６４０６６＊ＬＯ
Ｍ３およびＬＯＭ４＝１．３２０５＊ＬＯＭ３であり、少なくとも近似的にＥＴ
Ａ＝４．２０１１が選択される。上に示さなかった出力伝達係数、すなわちこの
例では周波数０，Ｍ，５＊ＯＭ，６＊ＯＭ，７＊ＯＭ，．．．に対するＬＯＭ０
，ＬＯＭ１，ＬＯＭ５，ＬＯＭ６，ＬＯＭ７，．．．は少なくとも近似的にゼロ
である。

【００５５】光学的周波数変調ＦＭの他に振幅変調が発生する場合には、所要の出力伝達係
数ＬＯＭｎ（ｎ＝０，１，２，．．）が上記の値と異なっていても良く、振幅変
調が大きければ大きいほど値も大きくなる。

【００５６】このようなバンドパスフィルタの設計は困難である。本発明の別の構成では、
有利にはバンドパスフィルタとして構成された複数または単数のフィルタＬＥＤ
ＯＭｎを周波数ｎ＊ＯＭに対して設けることができる。これらの信号は周波数ｎ
＊ＯＭの場合、数学的に直交するから、それらの個別出力を直接加算することが
でき、相互出力項の生じることはない。これらのフィルタＬＥＤＯＭｎはそれぞ
れ有利には出力測定器として構成された検出器ＤＥＴＯＭｎを有している。図３
と図５に示した素子のこのような実施形態、すなわちフィルタユニットＦＥ１，
ＦＥ２，ＦＥ１２に統合することのできるフィルタＬＥＤ１，ＬＥＤ２，ＬＥＤ
１２の構成は図８に示されている。ここでは最後の実施例ｎ＝２，３，４，に相
応してｎを他の数に選択することも可能である。図８に実現された択一的フィル
タユニットＦＥ１２は減算ユニットＳＥを含むことができる。ここでは線形関数
ブロックが交換則および分配則に従って入れ替え、または分配される。

【００５７】分配はフィルタＬＥＤＯＭｎで整数ｎにより行われる。このフィルタＬＥＤＯ
Ｍｎの出力信号は整数ｎを備えるスペクトル部分信号ＦＩＯＯＭｎであり、実質
的に周波数ｎ＊ＯＭでのスペクトル成分からなる。整数ｎを有するこのスペクト
ル部分信号ＦＩＯＯＭｎは整数ｎを有する検知器ＤＥＴＯＭｎに供給される。

【００５８】出力伝達係数ＬＯＭｎはそれぞれ、フィルタＬＥＤＯＭｎの出力伝達係数と重
み付けＧｎとの乗算によって得られる。このフィルタは所属の検知器ＤＥＴＯＭ
ｎの一部であるか、またはこれに後置接続されている。重み付けＧｎはポテンシ
オメータにより実現することができる。遅くとも重み付けＧｎによる重み付けの
後にそれぞれ整数ｎを有する２次モーメントが得られる。すなわちスペクトル部
分信号ＦＩＯＯＭｎの出力が得られる。それぞれ出力伝達係数ＬＯＭｎを備える
この２次モーメントＳＯＭｎは加算器ＡＤＤで加算される。ここで本発明では、
偶数ｎを備える少なくとも１つのスペクトル成分の第１出力ＰＥＶＥＮと、奇数
ｎを備える少なくとも１つのスペクトル成分の第２出力ＰＯＤＤとが加算される
。加算器ＡＤＤの出力側および場合によりローパスフィルタＬＰＦ１，ＬＰＦ２
，ＬＰＦ１２の通過後に、所望の入力側制御信号Ｌ１，Ｌ２、またはＬ１２が図
３と図５のフィルタユニットＦＥ１，ＦＥ２，ＦＥ１２実施例に相応して得られ
る。この制御信号もまた本発明では静的位相角差ＥＰＳ、および一次近似で変調
偏移ＥＴＡに依存しない。なぜなら、偶数スペクトル成分の第１出力ＰＥＶＥＮ
と奇数スペクトル成分の第２出力ＰＯＤＤの和ＰＥＶＥＮ＋ＰＯＤＤが一定だか
らである。

【００５９】入力側制御信号Ｌ１，Ｌ２，Ｌ１２はこのスペクトル部分信号ＦＩＯＯＭｎの
２次モーメントＳＯＭｎの関数Ｆである。この関数は線形である。すなわちこの
スペクトル部分信号ＦＩＯＯＭｎの個別出力の重み付けした和である。検出と加
算も入れ替えることができる。この場合図８では、検知器ＤＥＴＯＭｎｒと場合
により重み付けＧｎとが直接接続によって置換され、一方加算器ＡＤＤの後方に
、出力検知器または有効値検知器である検知器ＤＥＴ１，ＤＥＴ２，ＤＥＴ１２
が設けられる。これら検知器は図８ではこれまで不要であったので直接接続によ
って置換されていた。

【００６０】実際には、図８のフィルタユニットＦＥ１，ＦＥ２，ＦＥ１２または図３と図
５の一部を、マイクロプロセッサによるデジタル信号処理によって実現すると有
利である。このマイクロプロセッサは制御器ＲＧ、ＲＧ１，ＲＧまたはその一部
も実現することができる。

【００６１】本発明の原則のさらなる変形が次のようにして可能である。すなわち、２つの
光学的部分信号ＯＳ１，ＯＳ２間の差分位相変調ＤＰＭの別の時間経過を設ける
のである。有利にはこのような時間経過は入力側制御信号Ｌ１，Ｌ２，Ｌ１２が
できるだけ、差分位相変調ＤＰＭの振幅に依存しないように、またはこれを形成
する送信レーザＬＡの光学的位相変調ＦＭの振幅に依存しないように構成する。

【００６２】実際には正弦波状の電流変調が送信レーザＬＡの周波数変調信号ＦＭＳとして
得られ、いずれにしろ光学的部分信号ＯＳ１，ＯＳ２間の非正弦波状周波数変調
ＦＭおよび非正弦波状の差分位相変調ＤＰＭが得られる。従って検出信号ＥＤ１
，ＥＤ２には純粋なベッセルスペクトルも生じない。これはとりわけ変調周波数
ＯＭが強く存在する場合である。上に述べたように比較的に高い高調波ｎ＊ＯＭ
、例えばｎ＝４まで、に切り替える必要がないようにするため、スペクトル部分
信号ＤＥＴＯＭｎの適切な２次モーメントおよび／または場合により、整数ｍ，
ｎと混合された２次モーメントＳＯＭｍｎをそれらの間で検出することができる
。

【００６３】図９にはさらにフィルタユニットＦＥ１，ＦＥ２，ＦＥ１２が締めさえており
、このフィルタユニットには検出信号ＥＤ１，ＥＤ２，ＥＤ１−ＥＤ２が供給さ
れる。後置された検知器ＤＥＴを有するフィルタＬＥＤが設けられており、これ
らは入力側アナログ／デジタル変換器を備えるマイクロプロセッサにより実現さ
れる。この検知器ＤＥＴではフーリエ成分が変調週蓮ＯＭとその２倍２＊ＯＭに
おいてスペクトル部分信号ＦＩＯＯＭ１，ＦＩＯＯＭ２として計算される。この
ことは、フィルタＬＥＤ内にバンドパスフィルタとして構成されたフィルタＬＥ
ＤＯＭ１，ＬＥＤＯＭ２でのフィルタリングとして理解することができる。混合
２次モーメントＳＯＭ１２を形成するので、２つのスペクトル部分信号ＦＩＯＯ
Ｍ１，ＦＩＯＯＭ２は前もってその伝搬時間に関して処理される。この伝搬時間
は、フーリエ係数の形成が必ずしも時間的に周波数変調ＦＭの振動と一致しない
ことによって発生する。例えばスペクトル部分信号のフーリエ成分ＦＩＯＯＭ１
が変調周波数ＯＭにおいて複素位相指数を有する場合、検出されたすべてのフー
リエ成分ＦＩＯＯＭ１，ＦＩＯＯＭ２，．．．ＦＩＯＯＭｎはフーリエ変換の変
位則に従い、この位相指数の複素共役の１乗、２乗、．．ｎ乗の累乗と乗算され
る。続いてこれら２つのスペクトル部分信号ＦＩＯＯＭ１，ＦＩＯＯＭ２の２次
モーメントＳＯＭ１，ＳＯＭ２，ＳＯＭ１２と、これら２つのスペクトル部分信
号ＦＩＯＯＭ１，ＦＩＯＯＭ２間の混合２次モーメントとの重み付けされた和が
形成される。この重み付けされた和は入力側制御信号Ｌ１，Ｌ２，Ｌ１２として
用いられる。ここで使用される重み付けは同時に、この２次モーメントＳＯＭ１
，ＳＯＭ２，ＳＯＭ１２の相応の出力伝達係数ＬＯＭ１，ＬＯＭ２，ＬＯＭ１２
である。これらは、静的位相角差ＥＰＳに依存しない入力側制御信号Ｌ１，Ｌ２
，Ｌ１２が得られるように選択される。このことは３×３マトリクスの逆変換に
よって可能である。

【００６４】純粋なベッセルスペクトルが存在する場合には、例えば混合２次モーメントＳ
ＯＭ１２の出力伝達係数ＬＯＭ１２がゼロに選択され、上に述べたＬＯＭ１＊Ｊ
１（ＥＴＡ）＾２＝ＬＯＭ２＊Ｊ２（ＥＴＡ）＾２が調整される。このことは例
えば｜Ｊ１（ＥＴＡ）｜＝｜Ｊ２（ＥＴＡ）｜をＥＴＡ＝２．６３並びにＬＯＭ
１＝ＬＯＭ２を用いて少なくとも近似的に達成される。これに対して実際には光
学的周波数変調ＦＭに歪みが発生するため、混合２次モーメントＳＯＭ１２の、
ゼロとは異なる出力伝達係数ＬＯＭ１２が必要である。この伝達係数は負または
複素数とすることもできる。

【００６５】この実施例の拡張では、前記のスペクトル部分信号ＦＩＯＯＭ１，ＦＩＯＯＭ
２の他に別のスペクトル部分信号ＦＩＯＯＭｎ、その２次モーメントＳＯＭｎ、
および整数ｍ，ｎを備える、一方のスペクトル部分信号ＦＩＯＯＭｍと他方のス
ペクトル部分信号ＦＩＯＯＭｎとの間の可能な混合２次モーメントが形成され、
重み付けにより重み付けされ、入力側制御信号Ｌ１，Ｌ２，Ｌ１２に加算される
。これにより静的位相差角ＥＰＳに依存しない入力側制御信号Ｌ１，Ｌ２，Ｌ１
２が得られる。個々のスペクトル部分信号ＦＩＯＯＭｎのＳ／Ｎ比も考慮したオ
プションの重み付けはここでは例えばシンプレックス法による線形プログラミン
グにより求められる。ここで考えられるのは、変調周波数ＯＭの３倍３＊ＯＭで
のスペクトル部分信号ＦＩＯＯＭ３であるが、直流信号を表し、場合により変調
周波数ＯＭのゼロ倍０＊ＯＭでの、一定のオフセットの付されたスペクトル部分
信号ＦＩＯＯＭ０も考えられる。

【００６６】場合により寄生振幅変調が存在していても、エラーのない入力側制御信号Ｌ１
，Ｌ２，Ｌ１２が得られるように、スペクトル部分信号ＦＩＯＯＭ１および場合
によりＦＩＯＯＭ２，ＦＩＯＯＭ３，．．．（これらは振幅変調に還元される）
の実質的に一定の成分が、このスペクトル部分信号ＦＩＯＯＭ１および場合によ
りＦＩＯＯＭ２，ＦＩＯＯＭ３，．．．のさらなる処理の前に減算される。

【００６７】送信側偏光ビームスプリッタＰＢＳＳでの送信側での非理想的な乗算、または
光導波体ＬＷＬでの偏光に依存する減衰または増幅によって、受信された光学的
部分信号ＯＳ１，ＯＳ２の直交性が減少することがある。図６と図７によればこ
のような場合には、それぞれ１つの別の制御可能な偏光素子ＳＵＢ１，ＳＵＢ２
を設けると有利である。ここでは受信側出力分配器ＴＥによる出力分配が行われ
る。この出力分配器は別の制御可能な偏光素子ＳＵＢ１，ＳＵＢ２の一部とする
ことができ、またはそれに前置することができる。

【００６８】図７ではこの別の制御可能な偏光素子ＳＵＢ１，ＳＵＢ２は別の制御可能な偏
光変換器ＰＴ１，ＰＴ２からなる。これらは、ＰＭＤ補償に適するように構成さ
れたそれぞれ１つの別の入力側偏光変換器ＰＭＤＣ１，ＰＭＤＣ２、前記ＰＭＤ
補償器（これはその制御のために形成された出力側制御信号ＳＴＷ１，ＳＴＷ２
の少なくとも１つにより制御される）、およびこの補償器に光学的信号ＯＳ１，
ＯＳ２の伝播方向で後置された出力側偏光変換器ＳＰＴ１，ＳＰＴ２（これはそ
の制御のために形成された少なくとも１つの制御信号ＳＴ１，ＳＴ２によって制
御される）を含んでいる。このＰＭＤ補償に適するように構成された別の入力側
偏光変換器ＰＭＤＣ１，ＰＭＤＣ２の代わりにまたはこれに加えて、ＰＭＤ補償
に適するように構成された第１の入力側偏光変換器ＰＭＤＣ（これは入力側出力
分配器ＴＥに前置される）を使用することもできる。この別の制御可能な偏光変
換器ＰＴ１，ＰＴ２にはそれぞれ１つの別の第１ないし第２の固定偏光素子ＥＰ
ＢＳ１，ＥＰＢＳ２が後置されている。この第１ないし第２の固定偏光素子は偏
光ビームスプリッタまたは偏光器として構成することができる。別の制御可能な
偏光素子ＳＵＢ１，ＳＵＢ２またはその一部はさらに基板に集積することができ
る。入力側偏光変換器ＰＭＤＣ、ＰＭＤＣ１，ＰＭＤＣ２は取りあえず設けられ
ておらず、直接接続により置換されている。従ってセパレータ／検知器ＳＤの入
力側ＥＩは直接、入力側出力分配器ＴＥと接続されている。

【００６９】線形偏光の場合に対しては、図７の実施例により達成された偏光適合が図６に
示されている。受信側光学的部分信号ＯＳ１，ＯＳ２はこの実施例では相互に直
交偏光していない。第１の信号成分ＯＵＴ１は第１の固定偏光素子ＥＰＢＳ１に
よって伝送される。しかしこの第１の信号成分ＯＵＴ１はこの場合別の光学的部
分信号ＯＳ２と直交しており、第２の固定偏光素子ＥＰＢＳ２により伝送される
第２の信号成分ＯＵＴ２はこの第２の固定偏光素子において第１の光学的部分信
号ＯＳ１と直交する。図６の調整が得られるように、有利には図３の信号処理モ
ジュールＤＲの構成を使用する。

【００７０】光学的部分信号ＯＳ１とＯＳ２間の差分位相変調の形成形式に応じて、信号処
理モジュールＤＲおよびとりわけフィルタＬＥＤ１，ＬＥＤ２，ＬＥＤ１２と検
知器ＤＥＴ１，ＤＥＴ２，ＤＥＴ１２をさらに変形することができる。光学的伝
搬時間ＤＴ１，ＤＴ２間に伝搬時間絶対値差｜ＤＴ１−ＤＴ２｜が存在する場合
に、光学的周波数変調ＦＭを省略し、差分位相変調ＤＰＭを送信レーザＬＡの自
然な周波数変動によって形成するならば、フィルタＬＥＤ１，ＬＥＤ２，ＬＥＤ
１２は、数ＭＨｚにわたって発生する干渉スペクトルの大部分を通過させるよう
に構成する必要がある。図１に示した角度変調器ＰＨＭＯ１，ＰＨＭＯ２または
差分角度変調器ＰＨＭＯ１２を使用し、これを周波数シフタないし差分周波数シ
フタとして構成するか、または図２に示すように、周波数の異なる光学的送信器
ＴＸ１，ＴＸ２を使用するならば、フィルタＬＥＤ１，ＬＥＤ２，ＬＥＤ１２は
光学的部分信号ＯＳ１とＯＳ２間に発生する差周波数ＦＤに同調しなければなら
ない。周波数シフタまたは差分周波数シフタとして例えば、音響光学的素子また
は電子光学的素子を使用することができる。これとは択一的に、角度変調器ＰＨ
ＭＯ１，ＰＨＭＯ２または差分角度変調器ＰＨＭＯ１２として、位相変調器ない
し本発明の位相変調器を使用することができる。これらの位相変調器は、時間の
関数として少なくとも部分的に線形の差分位相変調ＤＰＭが生じるように制御さ
れる。ここで差分変調位相の時間的導関数は周波数差ＦＤの２＊π倍である。こ
れは例えば、鋸歯状の位相シフトによるセロダイン原理による位相変調器である
。

【００７１】角度変調器ＰＨＭＯ１，ＰＨＯＭ２ないし差分角度変調器ＰＨＭＯ１２が、位
相変調器ないしは正弦波状の差分位相変調ＤＰＭを行う差分位相変調器として構
成される場合には、ベッセルスペクトルが得られる。これは正弦波状光学的周波
数変調ＦＭの場合と同じである。これの検出についてはすでに上で説明した。

【００７２】さらに検出信号ＥＤ１，ＥＤ２の出力測定によって、または偏光変換器ＰＴが
制御されるにもかかわらず残る、第１の検出信号ＥＤ１と第２の検出信号ＥＤ２
との差から得られる別の制御入力信号Ｌ１２の残留成分の読み出しによって、送
信側偏光直交性の検査および場合により緩慢な追従制御または初期の事前等化に
使用される信号が得られる。このことにより伝送システムを最適化することが可
能になり、例えば光導波体の偏光に依存する減衰がクロストークに結び付かなく
なるだけではなく、光学的部分信号ＯＳ１，ＯＳ２の一方が他方に対して不利に
なるということがなくなる。

【００７３】例えば送信レーザＬＡのスペクトルに含まれる自然の光学的周波数変調（変調
周波数ＯＭとは異なる周波数を有する）を使用または利用することにより、また
は制御信号を評価することにより、変調偏移ＥＴＡの適合制御または出力伝達係
数ＬＯＭｎの適合制御を可能にする情報が得られる。

【００７４】とりわけ有利には図９の構成において、整数ｎを備えるスペクトル部分信号Ｆ
ＩＯＯＭｎの複数または発生するすべてのモーメントの予測値を検出する。そし
てここから変調偏移ＥＴＡが計算される。帰還チャネルによって、周波数変調信
号ＥＭＳおよびこれにより光学的周波数変調ＦＭを送信レーザＬＡにおいて、得
られる入力側制御信号Ｌ１，Ｌ２，Ｌ１２の最適のＳ／Ｎ比が得られるように調
整することができる。この予測値を形成する付加的な周波数変調として、例えば
半導体により構成された送信レーザＬＡの緩慢な熱的周波数変調が適する。

【００７５】本発明のここまでの実施例はすべて有利には、出力側偏光変換器ＳＰＴ、ＳＰ
Ｔ１，ＳＰＴ２の調整に関連するものである。この出力側偏光変換器は、発生す
る偏光モード核酸を補償できないか、または僅かしか補償できない。

【００７６】これに対して本発明の以下の実施例は有利には、ＰＭＤ補償に適する入力側偏
光変換器ＰＭＤＣ、ＰＭＤＣ１，ＰＭＤＣ２の調整に関連する。図４のＰＭＤ補
償器ＰＭＤＣまたは図７のＰＭＤ補償器ＰＭＤＣ１，ＰＭＤＣ２に対する制御信
号を第１および第２の検出信号ＥＤ１，ＥＤ２から導出すると、最小の光学的コ
ストが得られる。このことは例えば単純な電気的スペクトル分析によって行われ
る。高周波信号成分の減衰は、ＰＭＤが補償されないことを意味するが、これは
入力側偏光変換器ＰＭＤＣ、ＰＭＤＣ１，ＰＭＤＣ２の適切な調整によって回避
される。

【００７７】本発明の有利な構成では、図１０の受信器ＲＸが信号処理モジュールＤＲの代
わりに、またはこれに付加的に別の信号処理モジュールＤＲＷを有する。この別
の信号処理モジュールＤＲＷは入力側に検出信号ＥＤ１，ＥＤ２を受け取る。こ
の検出信号は、相関素子ＭＥ１，ＭＥ２の各第１の相関入力側ＥＩＭＥ１１，Ｅ
ＩＭＥ２１に供給される。相関素子ＭＥ１，ＭＥ２の各１つの第２の相関入力側
にはデータ出力信号ＤＤ２，ＤＤ１が供給される。このデータ出力信号はそれぞ
れ他方の検出信号ＥＤ２，ＥＤ１から得られる。相関素子の各出力側には、相関
信号として形成され処理可能な別の信号ＥＤＷ１，ＥＤＷ２が発生する。この別
の処理可能な信号ＥＤＷ１，ＥＤＷ２は別のフィルタユニットＦＥＷ１，ＦＥＷ
２に供給される。この別のフィルタユニットは上に述べたフィルタユニットＦＥ
１，ＦＥ２，ＦＥ１２と同じように構成されている。これらフィルタユニットは
出力側に別の入力側制御信号ＬＷ１，ＬＷ２を出力し、この入力側制御信号は前
記の制御器ＲＧ１，ＲＧ２と同じように構成された別の制御器ＲＧＷ１，ＲＧＷ
２に供給される。これら別の制御器ＲＧＷ１，ＲＧＷ２は出力側に別の制御信号
ＳＴＷ１，ＳＴＷ２を出力し、この制御信号は入力側偏光変換器ＰＭＤＣ１，Ｐ
ＭＤＣ２，ＰＭＤＣを制御する。

【００７８】図１０の受信器ＲＸの別の信号処理モジュールＤＲＷは図１１に示した本発明
の変形実施例により実現することができる。この実施例が有利に可能であるのは
、共通の入力側偏光変換器ＰＭＤＣが１つしか設けられていない場合である。図
５と同様に、相関信号として形成された別の処理可能な信号ＥＤＷ１，ＥＤＷ２
から別の減算器ＳＵＢＥＤＷによって、相関信号として形成された処理可能な信
号ＥＤＷ１２が形成される。この信号は別のフィルタユニットＦＥＷ１２に供給
される。この別のフィルタユニットはフィルタユニットＦＥ１，ＦＥ２，ＦＥ１
２，ＦＥＷ１，ＦＥＷ２と同じように構成することができる。出力側にこの別の
フィルタユニットは別の入力側制御信号ＬＷ１２を出力する。この別の入力側制
御信号は別の制御器ＲＧＷに供給され、この別の制御器ＲＧＷは別の出力側制御
信号ＳＴＷ１，ＳＴＷ２を出力する。この別の制御器は制御器ＲＧ１，ＲＧ２，
ＲＧ、ＲＧ１，ＲＧ２と同じように構成することができる。相関素子ＭＥ１，Ｍ
Ｅ２とそれらの出力側に接続された別の減算器ＳＵＢＥＤＷは相関減算ユニット
ＳＥＷにまとめることができる。しかしこれらは別のように構成することもでき
る。

【００７９】相関減算ユニットＳＥＷの例としての別の構成が図１４に示されている。検出
信号ＥＤ１，ＥＤ２は、基本的に第１の減算器ＳＵＢＥＤ１２と同じように構成
すべきであるが、しかし引き続く相関のため、十分に広帯域に構成すべき別の減
算器ＳＵＢＥＤＷ１２において減算される。従って別の検出信号ＥＤ１−ＥＤ２
が得られる。この信号は別の相関素子ＭＥ１２の第１の入力側ＥＩＭＥ１に供給
される。この別の相関素子ＭＥ１２は相関素子ＭＥ１，ＭＥ２と同じように構成
することができる。データ出力信号ＤＤ２，ＤＤ１は付加的減算器ＳＵＢＤＤ２
１において減算される。その結果、２値のデータ出力信号ＤＤ１，ＤＤ２の場合
には有利には３値の別のデータ出力信号ＤＤ２−ＤＤ１が発生する。この信号は
別の相関素子ＭＥ１２の第２の入力側ＥＩＭＥ２に供給される。その出力側に別
の相関素子ＭＥ１２は付加的に相関信号として形成された処理可能な信号ＥＤＷ
１２を出力する。

【００８０】相関素子ＭＥ１，ＭＥ２，ＭＥ１２の構造が図１２に示されている。検出信号
ＥＤ１，ＥＤ２，ＥＤ１−ＥＤ２（これは干渉ＩＮＴ１，ＩＮＴ２を含む）は第
１の相関入力側ＥＩＭＥ１１，ＥＩＭＥ２１，ＥＩＭＥ１を介して、有利には乗
算器として構成されたスイッチ素子ＳＥＥの第１のスイッチ素子入力側ＥＩＳＥ
１に供給される。偏光モード拡散に分類すべき干渉ＩＮＴ１，ＩＮＴ２の成分は
有利には、送信側変調信号ＳＤＤ１，ＳＤＤ２の隣接情報ビットの移行に発生す
る。すなわちこの移行の方向に依存する極性を有する。従って本発明の基本の有
利な構成では、受信され再生されたデータ出力信号ＤＤ２，ＤＤ１（この信号は
それぞれ他方の検出信号ＥＤ２，ＥＤ１から得られる）は第２の相関入力側ＥＩ
ＭＥ１２，ＥＩＭＥ２２を介してまずスペクトル整形素子ＳＦに供給される。別
の相関素子ＭＥ１２が設けられている場合には、その代わりに別のデータ出力信
号ＤＤ２−ＤＤ１が相応の第２の相関有力側ＥＩＭＥ２に供給される。

【００８１】このスペクトル整形素子ＳＦは別の減算器ＳＵＢＭＥからなり、この減算器の
２つの入力側にはそれぞれデータ出力信号ＤＤ２，ＤＤ１，ＤＤ２−ＤＤ１が直
接、ないしは遅延素子ＤＥＬにより遅延されて印加される。遅延素子の出力側（
スペクトル整形素子ＳＦの出力側でもある）にこの別の減算器ＳＵＢＭＥはスペ
クトル整形された信号ＤＤＳＦ２，ＤＤＳＦ１，ＤＤＳＦを出力する。この信号
はスイッチ素子ＳＥＥの第２のスイッチ素子入力側ＥＩＳＥ２に供給される。

【００８２】スペクトル整形素子ＳＦはこの実施例ではスペクトル整形された信号としてＤ
ＤＳＦ２，ＤＤＳＦ１，ＤＤＳＦとして少なくとも近似的に、それぞれのデータ
出力信号ＤＤ２，ＤＤ１，ＤＤ２−ＤＤ１の時間的導関数であり、従ってハイパ
スフィルタリングに相当する。遅延素子ＤＥＬは固定のまたは可変の遅延時間を
有するように構成することができる。歪みを比較的に短い差分遅延時間により検
出すべき場合には遅延時間として短い、例えば１ビット持続時間または１つの送
信側変調信号ＳＤＤ１，ＳＤＤ２より短い時間が適し、歪みを比較的に長い差分
遅延時間により検知すべき場合には比較的に長い、１つまたは複数のビット持続
時間に達する、またはそれを越える遅延時間が適する。それぞれのデータ出力信
号ＤＤ２，ＤＤ１，ＤＤ２−ＤＤ１はデジタル信号であるから、遅延素子ＤＥＬ
も同様にデジタルで、とりわけ２進データ出力信号ＤＤ２，ＤＤ１の場合は有利
には２進で動作する。信号整形を改善するために、これを例えばフリップフロッ
プＤＦＦとして構成することができる。このフリップフロップは供給されるクロ
ック信号ＣＬのエッジにより制御される。遅延素子ＤＥＬの遅延時間を拡大する
ために複数のＤフリップフロップをチェーン接続することも考えられる。３値デ
ータ出力信号ＤＤ２−ＤＤ１の場合には、これに対して遅延素子ＤＥＬを例えば
遅延線路としてアナログに構成するのが有利である。相関素子ＭＥ１，ＭＥ２，
ＭＥ１２に供給されるデータ出力信号ＤＤ２，ＤＤ１，ＤＤ２−ＤＤ１はそれぞ
れの検出信号ＥＤ２，ＥＤ１，ＥＤ１−ＥＤ２から、通常はデジタル受信器Ｄ２
，Ｄ１の不可避の遅延時間によって遅延されて得られ、スペクトル整形素子ＳＦ
でさらに遅延されるから、図１２の実施例では遅延素子ＤＥＬの遅延時間の半分
を中心にして、スイッチ素子ＳＥＥの第１のスイッチ素子入力側ＥＩＳＥ１と第
２のスイッチ素子入力側ＥＩＳＥ２との間に発生する信号の伝搬時間調整が必要
である。このことは別の遅延素子ＤＤＥＬによって行われる。この別の遅延素子
はそれぞれ検出信号ＥＤ１，ＥＤ２，ＥＤ１−ＥＤ２を有利にはスイッチ素子Ｓ
ＥＥへの線路の前で遅延する。スイッチ素子ＳＥＥと従って相関素子ＭＥ１，Ｍ
Ｅ２，ＭＥ１２は出力側に相関信号として形成された処理可能な信号ＥＤＷ１，
ＥＤＷ２，ＥＤＷ１２を出力する。

【００８３】本発明の択一的構成はそれぞれ複数の相関素子を、偏光モード拡散を示す干渉
ＩＮＴ１，ＩＮＴ２の各々を検出するために、および／または固定のまたは可変
のハイパスフィルタ、バンドパスフィルタ、ローパスフィルタとして構成された
スペクトル整形素子ＳＦを有することができる。

【００８４】相関素子ＭＥ１，ＭＥ２の有利な構成が図１３に示されている。この相関素子
はとりわけ２進データ出力信号ＤＤ２，ＤＤ１が存在する場合に適する。電圧供
給は供給電圧Ｕ＋により行われる。それぞれの検出信号ＥＤ１，ＥＤ２は差分形
式で存在する。例えば２つの同じ長さの遅延線路ＤＤＥＬ１，ＤＤＥＬ２からな
る別の遅延素子ＤＤＥＬを通過した後、この信号は２つの差分増幅器ＤＦ１，Ｄ
Ｆ２に到達する。この差分増幅器の入力側および出力側は反対の極性で並列に接
続されている。これら差分増幅器ＤＦ１，ＤＦ２はそれぞれの差分入力信号を、
この差分増幅器に２つの電流Ｉ１，Ｉ２のそれぞれ一方が流れるとき増幅する。
この２つの電流は有利には同じように構成された定電流源から形成される。しか
し第１のスイッチングトランジスタＴＴ１は、そのベースにデータ出力信号ＤＤ
２，ＤＤ１（ここではこの機能のために正のレベルが必要である）が供給されて
いるときに第１の電流Ｉ１を導通する。このデータ出力信号はそれぞれ他方の検
出信号ＥＤ２，ＥＤ１から得られる。第２のスイッチングトランジスタＴＴ２は
そのベースに、前もって遅延素子ＤＥＬで遅延されたデータ出力信号ＤＤ２，Ｄ
Ｄ１が供給されるときに第２の電流Ｉ２を導通する。このデータ出力信号ＤＤ２
，ＤＤ１は、第１および第２の検出信号ＥＤ１，ＥＤ２のそれぞれ他方から検出
信号ＥＤ２，ＥＤ１から得られる。並列接続された差動増幅器ＤＦ１，ＤＦ２の
差分出力電圧として、有利には同じように構成された抵抗Ｒ１，Ｒ２間の差電圧
として別の、相関信号として形成された処理可能な信号ＥＤＷ１，ＥＤＷ２が発
生する。差動増幅器ＤＦ１，ＤＦ２の並列接続された出力側間に設けられたコン
デンサＣがすでにローパスフィルタとして用いられる。このローパスフィルタは
少なくとも部分的にフィルタＬＥＤ１，ＬＥＤ２である。図１３には、別の減算
器ＳＵＢＭＥ、スイッチ素子ＳＳＥ、およびコンデンサＣによって少なくとも部
分的に形成されるフィルタＬＥＤ１，ＬＥＤ２が相互に分離されずに示されてい
る。このことは有利には複雑性を低減し、処理可能なデータ速度を高める。

【００８５】本発明の基本の変形ではこのことにより、スペクトル整形素子ＳＦが省略され
、スイッチ素子ＳＳＥが乗算器とは別に構成され、その第２入力側に信号ＤＤＳ
Ｆ２，ＤＤＳＦ１が供給される。この信号は、それぞれ他方の検出信号ＥＤ２，
ＥＤ１から得られるデータ出力信号ＤＤ２，ＤＤ１から得られるのではなく、例
えばスイッチ素子の第１入力側に供給される検出信号ＥＤ１，ＥＤ２から得らる
、および／または少なくとも１つの検出信号ＥＤ１，ＥＤ２から得られるデータ
出力信号ＤＤ１，ＤＤ２から得られる。このような実施例はすでに図１４に示し
た相関減算器ＳＥＷの実施例により得られる。

【００８６】ここまで説明した図１０から図１４の本発明の実施例は、デジタル受信器Ｄ１
，Ｄ２から取り出されるデータ出力信号ＤＤ１，ＤＤ２が送信側変調信号ＳＤＤ
１，ＳＤＤ２に相当することに基づくものである。しかし調整された入力側偏光
変換器ＰＭＤＣ，ＰＭＤＣ１，ＰＭＤＣ２にエラーがある場合には上記のことが
当てはまらないこともある。これは検出信号ＥＤ１，ＥＤ２が近似的に送信側変
調信号ＳＤＤ１，ＳＤＤ２に相当しないため、または２つの検出信号ＥＤ１，Ｅ
Ｄ２がそれぞれ同じ送信側変調信号ＳＤＤ１，ＳＤＤ２に相当するためである。
このような場合を除外するために、このような場合には別の制御器ＲＧＷ１，Ｒ
ＧＷ２，ＲＧＷが別の出力側制御信号ＳＴＷ１，ＳＴＷ２を変化させて、入力側
偏光変換器ＰＭＤＣ１，ＰＭＤＣ２，ＰＭＤＣを異なる状態にもたらすことがで
きる。同時に制御器ＲＧ１，ＲＧ２，ＲＧから出力される出力側制御信号ＳＴ１
，ＳＴ２が変化することも必要である。このことは、デジタル受信器Ｄ１，Ｄ２
から得られる少なくとも１つ、有利には２つのデータ出力信号ＤＤ１，ＤＤ２が
少なくとも近似的にそれぞれ送信側変調信号ＳＤＤ１，ＳＤＤ２に相当するまで
システマチックにまたはランダムに実行する。

【００８７】これとは択一的にまたは付加的に、偏光モード拡散に起因する歪みを検出する
他の方法を使用することができる。図１０ではこの目的で歪み分析器ＤＡＮＡ１
，ＤＡＮＡ２が設けられており、これらには検出信号ＥＤ１，ＥＤ２が供給され
る。歪み分析器ＤＡＮＡ１，ＤＡＮＡ２は例えば１つまたは複数のハイパスフィ
ルタまたはバンドパスフィルタによって検出信号のスペクトル成分を検出する。
このスペクトル成分は累積することができ、それぞれ少なくとも１つの歪み信号
ＳＤＡＮＡ１，ＳＤＡＮＡ２として別の制御器ＲＧＷ１，ＲＧＷ２，ＲＧＷに供
給される。検出信号ＥＤ１，ＥＤ２の高周波スペクトル成分が低下すると、入力
側偏光変換器ＰＭＤＣ１，ＰＭＤＣ２，ＰＭＤＣの調整エラーが指示される。そ
の結果、この変換器を別の制御器ＲＧＷ１ｍＲＧＷ２，ＲＧＷによって、ＰＭＤ
歪みが回避されるように調整することができる。

【００８８】ここでは補助的にだけ使用する、偏光モード拡散の補償方法は基本的にすでに
公知であり、例えば欧州特許願ＥＰ０９０９０４５Ａ２およびIEEE L. Lightwav
e Technology, 17 (1999) 9, pp.1602-1616 から公知である。デジタル受信器Ｄ
１，Ｄ２から得られる少なくとも１つ、有利には２つのデータ出力信号ＤＤ１，
ＤＤ２が少なくとも近似的にそれぞれ送信側変調信号ＳＤＤ１，ＳＤＤ２に相当
すると直ちに、制御器ＲＧＷ１，ＲＧＷ２，ＲＧＷは切り替わり、これにより制
御器に同様に供給され、干渉ＩＮＴ１，ＩＮＴ２の検知から導出される入力側制
御信号ＬＷ１，ＬＷ２，ＬＷが出力側制御信号ＳＴＷ１，ＳＴＷ２を得るために
使用される。

【００８９】別の出力側制御信号ＳＴＷ１，ＳＴＷ２が変化する場合には、入力側偏光変換
器ＰＭＤＣ１，ＰＭＤＣ２，ＰＭＤＣの偏光変換が変化する。このことは、出力
側偏光変換器ＳＰＴ、ＳＰＴ１，ＳＰＴ２の１つの追従制御も必要とする。この
追従制御をできるだけ高速に構成するため、別の信号処理モジュールＤＲＷで図
１０の別の制御器ＲＧＷ１，ＲＧＷ２および図１１の別の制御器ＲＧＷがそれぞ
れ情報伝送信号ＩＴＳ１，ＩＴＳ２，ＩＴＳを形成する。この情報伝送信号は信
号処理モジュールＤＲＷでそれぞれ図３の制御器ＲＧ１，ＲＧ２および図５の制
御器ＲＧに供給される。これら制御器はこの情報伝達信号ＩＴＳ１，ＩＴＳ２，
ＩＴＳに基づき、これらから出力される出力側制御信号ＳＴＷ１，ＳＴＷ２を出
力側偏光変換器ＳＰＴ、ＳＰＴ１，ＳＰＴ２を追従制御するために変化する。

【００９０】本発明の基本思想は、２つの光学的部分信号ＯＳ１，ＯＳ２の発生する干渉Ｉ
ＮＴ１，ＩＮＴ２を常に検出することである。従って本発明は、そのような干渉
ＩＮＴ１，ＩＮＴ２の存在するすべての使用事例に適する。これにはNon-Return
-to-Zero信号形式、略してＮＲＺが所属する。Return-to-Zero信号形式、略し
てＲＺも、２値の偏光マルチプレクスチャネルのＲＺパルスがオーバラップして
いる場合には考えられる。これが交互に行われる場合には、一方のチャネルの隣
接する２つのＲＺパルス間に、他方のチャネルの各１つのＲＺパルスが存在し、
パルス持続時間がそれぞれシンプル持続時間の半分より短い場合には干渉が存在
しない。しかしながら本発明自体は、このような場合でも、この有利な無干渉状
態を形成するＰＭＤ補償器を制御するために有利に使用することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】図１は、ただ１つのレーザを有する偏光マルチプレクス送信器を示す。

【図２】図２は、２つのレーザを有する偏光マルチプレクス送信器を示す。

【図３】図３は、本発明の受信器を示す。

【図４】図４は、セパレータ／検出器を示す。

【図５】図５は、図３の一部の変形を示す。

【図６】図６は、線形偏光状態のベクトル線図である。

【図７】図７は、セパレータ／検出器の実施例を示す。

【図８】図８は、フィルタユニットの実施例を示す。

【図９】図９は、フィルタユニットの別の実施例を示す。

【図１０】図１０は、本発明の受信器の別の構成を示す。

【図１１】図１１は、図１０の一部の変形を示す。

【図１２】図１２は、相関素子を示す。

【図１３】図１３は、相関素子の有利な構成を示す。

【図１４】図１４は、別の相関素子を示す。

【符号の説明】

ＬＡ送信レーザＦＭ光周波数変調ＦＭＳ周波数変調信号ＰＭＣ変調器ＳＤＤ１，ＳＤＤ２送信側の変調信号ＤＤ１，ＤＤ２，ＤＤ２−ＤＤ１データ出力信号ＯＳ１，ＯＳ２光学的部分信号ＰＤＭ１，ＰＤＭ２，ＰＤＭ１２，ＰＤＭ２１，ＰＤＭ０，ＰＤＭＬ位相差変調手段ＰＨＭＯ１，ＰＨＭＯ２角度変調器ＰＢＳＳ送信側の偏光ビームスプリッターＰＨＭＯ１２差分角度変調器ＤＰＭ差分位相変調ＦＤ周波数差ＤＴ１，ＤＴ２伝搬遅延時間｜ＤＴ２−ＤＴ１｜伝搬遅延時間差絶対値ＴＸ１，ＴＸ２送光器ＬＷＬ光導波体ＲＸ受信機ＥＩ入力側ＳＤ分離装置／検出器Ｌ１，Ｌ２，Ｌ１２，ＬＷ１，ＬＷ２，ＬＷ１２，ＳＴ１，ＳＴ２，ＳＴＷ１
，ＳＴＷ２制御信号Ｌ１，Ｌ２，Ｌ１２，ＬＷ１，ＬＷ２，ＬＷ１２入力側制御信号ＳＴ１，ＳＴ２，ＳＴＷ１，ＳＴＷ２出力側制御信号ＲＧ１，ＲＧ２，ＲＧ、ＲＧＷ１，ＲＧＷ２，ＲＧＷ制御器ＥＤ１，ＥＤ２，ＥＤ１−ＥＤ２検出信号ＥＤＶ１，ＥＤＶ２，ＥＤＶ１２，ＥＤＷ１，ＥＤＷ２，ＥＤＷ１２処理可能な信号Ｄ１，Ｄ２デジタル受信機ＤＲ、ＤＲＷ信号処理モジュールＬＥＤ１，ＬＥＤ２．ＬＥＤ１２，ＬＥＤＭｎ（ｎ＝０，１，２，…）フィルタＦＩＯ１，ＦＩＯ２，ＦＩＯ１２，ＦＩＯＯＭｎスペクトル部分信号ＳＵＢＥＤ１２，ＳＵＢＭＥ，ＳＵＢＥＤＷ，ＳＵＢＥＤＷ，ＳＵＢＥＤＷ１
２，ＳＵＢＤＤ２１減算器ＤＥＴ１，ＤＥＴ２，ＤＥＴ１２，ＤＥＴＯＭｎ，ＤＥＴＯＭｍｎ（ｍ，ｎ＝０
，１，２，…）検出器ＬＰＦ１，ＬＰＦ２，ＬＰＦ１２低域通過フィルタＰＤ１１，ＰＤ２１光検出器ＥＰＢＳ，ＥＰＢＳ１，ＥＰＢＳ２固定偏光素子ＰＴ，ＰＴ１，ＰＴ２制御可能な偏光変換器ＰＭＤＣ，ＰＭＤＣ１，ＰＭＤＣ２入力側の偏光変換器、ＰＤＭ補償器ＳＰＴ，ＳＰＴ１，ＳＰＴ２出力側の偏光変換器ＳＵＢ，ＳＵＢ１，ＳＵＢ２制御可能な偏光素子ＯＵＴ１，ＯＵＴ２信号成分ＴＥ受信機側の出力分配器ｘ，ｙ水平／垂直偏光に対する座標ＦＥ１，ＦＥ２，ＦＥ１２，ＦＥＷ１，ＦＥＷ２，ＦＥＷ１２フィルタユニットＯＭ変調周波数ｎ＊ＯＭ（ｎ＝０，１，２，…）変調周波数の倍数ＬＯＭｎ出力伝送係数Ｇｎ重量ＳＯＭｎ，ＳＯＭｍｎ２次モーメントＦ関数ＡＤＤ加算器ＳＥ減算器ユニットＰＥＶＥＮ第１の出力ＰＯＤＤ第２の出力ＰＥＶＥＮ＋ＰＯＤＤＰＥＶＥＮおよびＰＯＤＤの和ＭＥ１，ＭＥ２，ＭＥ１２相関素子ＥＩＭＥ１，ＥＩＭＥ２１，ＥＩＭＥ１，ＥＩＭＥ１２，ＥＩＭＥ２２，ＥＩ
ＭＥ２相関入力側ＳＥＷ相関減算ユニットＳＥＥ切換素子ＥＩＳＥ１，ＥＩＳＥ２切換素子入力側ＤＥＬ，ＤＤＥＬ遅延素子ＣＬクロック信号ＤＦＦＤ・フリップ・フロップＤＦ１，ＤＦ２差動増幅器ＴＴ１，ＴＴ２スイッチングトラジスタＩ１，Ｉ２電流Ｒ１，Ｒ２抵抗ＣコンデンサＵ＋給電電圧ＤＡＮＡ１，ＤＡＮＡ２歪み分析器ＳＤＡＮＡ１，ＳＤＡＮＡ２歪み信号

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (31)優先権主張番号１００１９９３２．１ (32)優先日平成12年４月20日(2000．4．20) (33)優先権主張国ドイツ（ＤＥ） (81)指定国ＥＰ(ＡＴ，ＢＥ，ＣＨ，ＣＹ，ＤＥ，ＤＫ，ＥＳ，ＦＩ，ＦＲ，ＧＢ，ＧＲ，ＩＥ，ＩＴ，ＬＵ，ＭＣ，ＮＬ，ＰＴ，ＳＥ)，ＣＮ，ＪＰ，ＵＳ

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】種々異なった偏光された光学的部分信号（ＯＳ１，ＯＳ２）
を用いた光情報伝送装置であって、制御可能な偏光素子（ＳＵＢ）を備え、該素子が出力側において前記光学的部分
信号（ＯＳ１，ＯＳ２）の少なくとも１つを送出するという形式のものにおいて、少なくとも１つの信号処理モジュール（ＤＲ，ＤＲＷ）が設けられており、該信号処理モジュールは前記光学的部分信号（ＯＳ１，ＯＳ２）間に発生する干
渉（ＩＮＴ１，ＩＮＴ２）を検出し、そこから少なくとも１つの制御信号（Ｌ１
，Ｌ２，Ｌ１２，ＬＷ１，ＬＷ２．ＬＷ１２，ＳＴ１．ＳＴ２，ＳＴＷ１，ＳＴ
Ｗ２）を形成し、該制御信号は前記制御可能な偏光素子（ＳＵＢ，ＳＵＢ１，ＳＵＢ２）を制御
するために用いられることを特徴とする装置。
【請求項２】前記信号処理モジュール（ＤＲ，ＤＲＷ）は、少なくとも１
つの制御器（ＲＧ１，ＲＧ２，ＲＧ，ＲＧＷ１，ＲＧＷ２，ＲＧＷ）を有してお
り、該制御器は入力側において、入力側制御信号（Ｌ１，Ｌ２，Ｌ１２，ＬＷ１，
ＬＷ２．ＬＷ１２）である少なくとも１つの制御信号（Ｌ１，Ｌ２，Ｌ１２，Ｌ
Ｗ１，ＬＷ２．ＬＷ１２）を有し、かつ出力側において、出力側制御信号（ＳＴ１．ＳＴ２，ＳＴＷ１，ＳＴＷ２）で
ある出力側制御信号（ＳＴ１．ＳＴ２，ＳＴＷ１，ＳＴＷ２）を送出しかつ前記
制御可能な偏光素子（ＳＵＢ，ＳＵＢ１，ＳＵＢ２）に供給する請求項１記載の装置。
【請求項３】制御可能な偏光素子（ＳＵＢ，ＳＵＢ１，ＳＵＢ２）は、制
御可能な偏光変換器（ＰＴ，ＰＴ１，ＰＴ２）に固定偏光素子（ＥＰＢＳ，ＥＰ
ＢＳ１，ＥＰＢＳ２）が続いている構成を有している請求項１または２記載の装置。
【請求項４】制御可能な偏光変換器（ＰＴ，ＰＴ１，ＰＴ２）はＰＭＤ補
償に適するように実現されている入力側の偏光変換器（ＰＭＤＣ，ＰＭＤＣ１，
ＰＭＤＣ２）を有しており、該偏光変換器には出力側の偏光変換器（ＳＰＴ，Ｓ
ＰＴ１，ＳＰＴ２）が続いている請求項３記載の装置。
【請求項５】位相差変調手段（ＰＤＭ１，ＰＤＭ２，ＰＤＭ１２，ＰＤＭ
２１，ＰＤＭ０，ＰＤＭＬ）が設けられており、該位相差変調手段は光学的部分
信号（ＯＳ１，ＯＳ２）間の差分位相変調（ＤＰＭ）を行う請求項１から４までのいずれか１項記載の装置。
【請求項６】位相差変調手段（ＰＤＭ１，ＰＤＭ２，ＰＤＭ１２，ＰＤＭ
２１，ＰＤＭ０，ＰＤＭＬ）が差分位相変調（ＤＰＭ）を制御して、入力側制御
信号（Ｌ１，Ｌ２，Ｌ１２，ＬＷ１，ＬＷ２．ＬＷ１２）が前記光学的部分信号
（ＯＳ１，ＯＳ２）間のスタチックな差分位相角（ＥＰＳ）に少なくとも近似的
に無関係に形成されるようにした請求項５記載の装置。
【請求項７】位相差変調手段（ＰＤＭ０）は送信レーザ（ＬＡ）の周波数
変調（ＦＭ）を行い、該周波数変調により、送信レーザ（ＬＡ）の光信号の、送信側の出力分配器（Ｐ
ＭＣ）での分配と、これにより形成される光学的部分信号（ＯＳ１，ＯＳ２）に
対する直交偏光の実施との間の伝搬遅延時間差絶対値（｜ＤＴ１−ＤＴ２｜）に
基づいて該光学的部分信号（ＯＳ１，ＯＳ２）間の差分位相変調（ＤＰＭ）が行
われる請求項５または６記載の装置。
【請求項８】前記制御可能な偏光素子（ＳＵＢ，ＳＵＢ１，ＳＵＢ２）に
少なくとも１つの光検出器（ＰＤ１１，ＰＤ２１）が後置接続されており、該光検出器の入力側には、該制御可能な偏光素子（ＳＵＢ，ＳＵＢ１，ＳＵＢ２
）の出力側が送出される信号成分（ＯＵＴ１，ＯＵＴ２）が供給されかつ該光検
出器は少なくとも１つの検出信号（ＥＤ１，ＥＤ２，ＥＤ１−ＥＤ２）を発生し
、該信号中にはこれら干渉（ＩＮＴ１，ＩＮＴ２）が表れている請求項１から７までのいずれか１項記載の装置。
【請求項９】信号処理モジュール（ＤＲ，ＤＲＷ）にフィルタ（ＬＥＤ１
，ＬＥＤ２，ＬＥＤ１２，ＬＥＤ，ＬＥＤＭｎ，ただしｎは整数）が設けられて
おり、該フィルタは、前記検出信号（ＥＤ１，ＥＤ２，ＥＤ１−ＥＤ２）から発生され
る少なくとも１つの処理可能な信号（ＥＤＶ１，ＥＤＶ２，ＥＤＶ１２，ＥＤＷ
１，ＥＤＷ２，ＥＤＷ１２）の少なくとも１つのスペクトル部分信号（ＦＩＯ１
，ＦＩＯ２，ＦＩＯ１２，ＦＩＯＯＭｎ，ただしｎは整数）を通す請求項８記載の装置。
【請求項１０】前記信号処理モジュール（ＤＲ，ＤＲＷ）に検出器（ＤＥ
Ｔ１，ＤＥＴ２，ＤＥＴ１２，ＤＥＴ，ＤＥＴＭｎ，ＤＥＴＭｍｎ，ただしｍ，
ｎは整数）が設けられており、該検出器は少なくとも部分的に、入力側制御信号（Ｌ１，Ｌ２，Ｌ１２，ＬＷ１
，ＬＷ２．ＬＷ１２）を使用することができ、該制御信号は少なくとも近似的に、有利には１次関数または少なくとも１つのス
ペクトル部分信号（ＦＩＯ１，ＦＩＯ２，ＦＩＯ１２，ＦＩＯＯＭｎ，ただしｎ
は整数）の少なくとも１つの２次モーメント（ＳＯＭ２，ＳＯＭ４，ＳＯＭ３，
ＳＯＭ１，ＳＯＭ１２，ＳＯＭｎ，ＳＯＭｍｎ、ただしｍ，ｎは整数）の二乗根
関数である請求項８または９記載の装置。
【請求項１１】前記検出器（ＤＥＴ１，ＤＥＴ２，ＤＥＴ１２，ＤＥＴ，
ＤＥＴＭｎ，ＤＥＴＭｍｎ，ただしｍ，ｎは整数）は、２つの異なっているスペ
クトル部分信号（ＦＩＯ１，ＦＩＯ２，ＦＩＯ１２，ＦＩＯＯＭｎ，ただしｎは
整数）の、混合として生じる２次モーメント（ＳＯＭ１２，ＳＯＭｎ，ＳＯＭｍ
ｎ、ただしｍ，ｎは整数）を生成する請求項１０記載の装置。
【請求項１２】前記検出器（ＤＥＴ１，ＤＥＴ２，ＤＥＴ１２，ＤＥＴ，
ＤＥＴＭｎ，ＤＥＴＭｍｎ，ただしｍ，ｎは整数）は、スペクトル成分（ＦＩＯ
１，ＦＩＯ２，ＦＩＯ１２，ＦＩＯＯＭｎ，ただしｎは整数）の出力に対する尺
度である、スペクトル成分（ＦＩＯ１，ＦＩＯ２，ＦＩＯ１２，ＦＩＯＯＭｎ，
ただしｎは整数）の２次モーメント（ＳＯＭ２，ＳＯＭ４，ＳＯＭ３，ＳＯＭ１
，ＳＯＭ１２，ＳＯＭｎ，ＳＯＭｍｎ、ただしｍ，ｎは整数）を生成する請求項１０または１１記載の装置。
【請求項１３】フィルタ（ＬＥＤ１，ＬＥＤ２，ＬＥＤ１２，ＬＥＤ，Ｌ
ＥＤＭｎ，ただしｎは整数）は、前記処理可能な信号（ＥＤＶ１，ＥＤＶ２，Ｅ
ＤＶ１２，ＥＤＷ１，ＥＤＷ２，ＥＤＷ１２）のフーリエ係数をスペクトル部分
信号（ＦＩＯ１，ＦＩＯ２，ＦＩＯ１２，ＦＩＯＯＭｎ，ただしｎは整数）とし
て通過させ、この場合混合として生じる２次モーメント（ＳＯＭ１２，ＳＯＭｎ
，ＳＯＭｍｎ、ただしｍ，ｎは整数）の形成の前に、伝搬遅延時間補償を実施可
能である請求項９から１２までのいずれか１項記載の装置。
【請求項１４】信号処理モジュール（ＤＲ）は検出信号（ＥＤ１，ＥＤ２
，ＥＤ１−ＥＤ２）として生じている処理可能な信号（ＥＤＶ１，ＥＤＶ２，Ｅ
ＤＶ１２）を処理しかつ出力側制御信号（ＳＴ１，ＳＴ２）を送出し、該制御信
号が出力側の偏光変換器（ＳＰＴ，ＳＰＴ１，ＳＰＴ２）を制御する請求項９から１３までのいずれか１項記載の装置。
【請求項１５】信号処理モジュール（ＤＲＷ）は相関素子（ＭＥ１，ＭＥ
２，ＭＥ１２）を有しており、該相関素子は、前記検出信号（ＥＤ１，ＥＤ２，
ＥＤ１−ＥＤ２）を少なくとも１つのデータ出力信号（ＤＤ１，ＤＤ２）の少な
くとも１つのスペクトル成分と相関しかつ相関信号として生じている処理可能な
信号（ＥＤＷ１，ＥＤＷ２，ＥＤＷ１２）を送出し、前記信号処理モジュール（ＤＲＷ）は相関信号として生じているこの処理可能な
信号（ＥＤＷ１，ＥＤＷ２，ＥＤＷ１２）を処理しかつ出力側制御信号（ＳＴＷ
１，ＳＴＷ２）を送出し、該制御信号が入力側の偏光変換器（ＰＭＤＣ，ＰＭＤ
Ｃ１，ＰＭＤＣ２）を制御する請求項９から１３までのいずれか１項記載の装置。
【請求項１６】種々異なった偏光された光学的部分信号（ＯＳ１，ＯＳ２
）を用いた光情報伝送方法であって、制御可能な偏光素子（ＳＵＢ）を備え、該素子が出力側において前記光学的部分
信号（ＯＳ１，ＯＳ２）の少なくとも１つを送出するという形式の方法において、前記光学的部分信号（ＯＳ１，ＯＳ２）間に発生する干渉（ＩＮＴ１，ＩＮＴ２
）を検出し、そこから少なくとも１つの制御信号（Ｌ１，Ｌ２，Ｌ１２，ＬＷ１，ＬＷ２．Ｌ
Ｗ１２，ＳＴ１．ＳＴ２，ＳＴＷ１，ＳＴＷ２）を少なくとも１つの信号処理モ
ジュール（ＤＲ，ＤＲＷ）によって形成し、該制御信号を前記制御可能な偏光素子（ＳＵＢ，ＳＵＢ１，ＳＵＢ２）を制御す
るために用いることを特徴とする方法。
【請求項１７】制御器（ＲＧ１，ＲＧ２，ＲＧ，ＲＧＷ１，ＲＧＷ２，Ｒ
ＧＷ）の入力側制御信号（Ｌ１，Ｌ２，Ｌ１２，ＬＷ１，ＬＷ２．ＬＷ１２）で
ある少なくとも１つの制御信号（Ｌ１，Ｌ２，Ｌ１２，ＬＷ１，ＬＷ２．ＬＷ１
２）を該制御器（ＲＧ１，ＲＧ２，ＲＧ，ＲＧＷ１，ＲＧＷ２，ＲＧＷ）の入力
側に供給し、制御器（ＲＧ１，ＲＧ２，ＲＧ，ＲＧＷ１，ＲＧＷ２，ＲＧＷ）から、出力側制
御信号（ＳＴ１．ＳＴ２，ＳＴＷ１，ＳＴＷ２）である少なくとも１つの制御信
号（ＳＴ１．ＳＴ２，ＳＴＷ１，ＳＴＷ２）を送出し、かつ前記制御可能な偏光
素子（ＳＵＢ，ＳＵＢ１，ＳＵＢ２）に供給する請求項１６記載の方法。
【請求項１８】制御可能な偏光素子（ＳＵＢ，ＳＵＢ１，ＳＵＢ２）とし
て、制御可能な偏光変換器（ＰＴ，ＰＴ１，ＰＴ２）が前置接続されている固定
偏光素子（ＥＰＢＳ，ＥＰＢＳ１，ＥＰＢＳ２）を使用する請求項１６または１７記載の方法。
【請求項１９】制御可能な偏光変換器（ＰＴ，ＰＴ１，ＰＴ２）として、
ＰＭＤ補償に適するように実現されている偏光変換器（ＰＭＤＣ，ＰＭＤＣ１，
ＰＭＤＣ２）と出力側の偏光変換器（ＳＰＴ，ＳＰＴ１，ＳＰＴ２）とを使用す
る請求項１８記載の方法。
【請求項２０】光学的部分信号（ＯＳ１，ＯＳ２）間の差分位相変調（Ｄ
ＰＭ）を生成する請求項１６から１９までのいずれか１項記載の方法。
【請求項２１】前記差分位相変調（ＤＰＭ）を情報伝送の開始時に生成す
る請求項２０記載の方法。
【請求項２２】差分位相変調（ＤＰＭ）を制御して、入力側制御信号（Ｌ
１，Ｌ２，Ｌ１２，ＬＷ１，ＬＷ２．ＬＷ１２）が前記光学的部分信号（ＯＳ１
，ＯＳ２）間のスタチックな差分位相角（ＥＰＳ）に少なくとも近似的に無関係
に形成されるようにする請求項２１記載の方法。
【請求項２３】送信レーザ（ＬＡ）の周波数変調（ＦＭ）を行い、該周波数変調により、送信レーザ（ＬＡ）の光信号の、送信側の出力分配器（Ｐ
ＭＣ）での分配と、これにより形成される光学的部分信号（ＯＳ１，ＯＳ２）に
対する直交偏光の実施との間の伝搬遅延時間差絶対値（｜ＤＴ１−ＤＴ２｜）に
基づいて該光学的部分信号（ＯＳ１，ＯＳ２）間の差分位相変調（ＤＰＭ）が行
われるようにする請求項２０から２２までのいずれか１項記載の方法。
【請求項２４】少なくとも１つの信号成分（ＯＵＴ１，ＯＵＴ２）を送出
する前記制御可能な偏光素子（ＳＵＢ，ＳＵＢ１，ＳＵＢ２）に信号成分毎に少
なくとも１つの光検出器（ＰＤ１１，ＰＤ２１）を後置接続し、ここで該光検出器（ＰＤ１１，ＰＤ２１）は検出信号（ＥＤ１，ＥＤ２，ＥＤ１−ＥＤ
２）を発生し、該信号には前記干渉（ＩＮＴ１，ＩＮＴ２）が取り出し可能に表
されている請求項１６から２３までのいずれか１項記載の方法。
【請求項２５】前記検出信号（ＥＤ１，ＥＤ２，ＥＤ１−ＥＤ２）から発
生される少なくとも１つの処理可能な信号（ＥＤＶ１，ＥＤＶ２，ＥＤＶ１２，
ＥＤＷ１，ＥＤＷ２，ＥＤＷ１２）の少なくとも１つのスペクトル部分信号（Ｆ
ＩＯ１，ＦＩＯ２，ＦＩＯ１２，ＦＩＯＯＭｎ，ただしｎは整数）をフィルタ（
ＬＥＤ１，ＬＥＤ２，ＬＥＤ１２，ＬＥＤ，ＬＥＤＭｎ，ただしｎは整数）から
通す請求項２４記載の方法。
【請求項２６】入力側制御信号（Ｌ１，Ｌ２，Ｌ１２，ＬＷ１，ＬＷ２．
ＬＷ１２）を少なくとも部分的に検出器（ＤＥＴ１，ＤＥＴ２，ＤＥＴ１２，Ｄ
ＥＴ，ＤＥＴＭｎ，ＤＥＴＭｍｎ，ただしｍ，ｎは整数）に供給し、該検出器は入力側制御信号（Ｌ１，Ｌ２，Ｌ１２，ＬＷ１，ＬＷ２．ＬＷ１２）
を加工処理して、それが少なくとも近似的に、有利には少なくとも１つのスペク
トル部分信号（ＦＩＯ１，ＦＩＯ２，ＦＩＯ１２，ＦＩＯＯＭｎ，ただしｎは整
数）の１次関数または少なくとも１つの２次モーメント（ＳＯＭ２，ＳＯＭ４，
ＳＯＭ３，ＳＯＭ１，ＳＯＭ１２，ＳＯＭｎ，ＳＯＭｍｎ、ただしｍ，ｎは整数
）の二乗根関数であるようにする請求項２４または２５記載の方法。
【請求項２７】前記検出器（ＤＥＴ１，ＤＥＴ２，ＤＥＴ１２，ＤＥＴ，
ＤＥＴＭｎ，ＤＥＴＭｍｎ，ただしｍ，ｎは整数）により２つの異なっているス
ペクトル部分信号（ＦＩＯ１，ＦＩＯ２，ＦＩＯ１２，ＦＩＯＯＭｎ，ただしｎ
は整数）の、混合として加工処理された２次モーメント（ＳＯＭ１２，ＳＯＭｎ
，ＳＯＭｍｎ、ただしｍ，ｎは整数）を生成する請求項２６記載の方法。
【請求項２８】前記検出器（ＤＥＴ１，ＤＥＴ２，ＤＥＴ１２，ＤＥＴ，
ＤＥＴＭｎ，ＤＥＴＭｍｎ，ただしｍ，ｎは整数）により、スペクトル成分（Ｆ
ＩＯ１，ＦＩＯ２，ＦＩＯ１２，ＦＩＯＯＭｎ，ただしｎは整数）の２次モーメ
ント（ＳＯＭ２，ＳＯＭ４，ＳＯＭ３，ＳＯＭ１，ＳＯＭ１２，ＳＯＭｎ，ＳＯ
Ｍｍｎ、ただしｍ，ｎは整数）を生成しかつスペクトル成分（ＦＩＯ１，ＦＩＯ
２，ＦＩＯ１２，ＦＩＯＯＭｎ，ただしｎは整数）の出力に対する尺度を生成す
る請求項２６または２７記載の装置。
【請求項２９】前記処理可能な信号（ＥＤＶ１，ＥＤＶ２，ＥＤＶ１２，
ＥＤＷ１，ＥＤＷ２，ＥＤＷ１２）のフーリエ係数を前記検出信号（ＥＤ１，Ｅ
Ｄ２，ＥＤ１−ＥＤ２）のスペクトル部分信号（ＦＩＯ１，ＦＩＯ２，ＦＩＯ１
２，ＦＩＯＯＭｎ，ただしｎは整数）として通過させ、ここで混合として加工処
理された２次モーメント（ＳＯＭ１２，ＳＯＭｎ，ＳＯＭｍｎ、ただしｍ，ｎは
整数）の形成の前に、伝搬遅延時間補償を実施する請求項２５から２８までのいずれか１項記載の方法。
【請求項３０】検出信号（ＥＤ１，ＥＤ２，ＥＤ１−ＥＤ２）として形成
されている処理可能な信号（ＥＤＶ１，ＥＤＶ２，ＥＤＶ１２）を信号処理モジ
ュール（ＤＲ）において処理し、該信号処理モジュールが出力側制御信号（ＳＴ
１，ＳＴ２）を送出し、該制御信号が出力側の偏光変換器（ＳＰＴ，ＳＰＴ１，
ＳＰＴ２）を制御する請求項２５から２９までのいずれか１項記載の方法。
【請求項３１】前記検出信号（ＥＤ１，ＥＤ２，ＥＤ１−ＥＤ２）を信号
処理モジュール（ＤＲＷ）に存在している相関素子（ＭＥ１，ＭＥ２，ＭＥ１２
）によって少なくとも１つのデータ出力信号（ＤＤ１，ＤＤ２）の少なくとも１
つのスペクトル成分と相関し、かつ相関の際に生成された、相関信号として生じている処理可能な信号（ＥＤＷ
１，ＥＤＷ２，ＥＤＷ１２）を前記信号処理モジュール（ＤＲＷ）によって送出
し、処理の際に生成された出力側制御信号（ＳＴＷ１，ＳＴＷ２）が入力側の偏光変
換器（ＰＭＤＣ，ＰＭＤＣ１，ＰＭＤＣ２）を制御する請求項２５から２９までのいずれか１項記載の方法。