JP2003508764A - 非理想的な信号源からの出力ステップを処理する分光計における分解能を改善する方法及びその装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 可能な時間変化、有限期間のパルス状入力信号に応じる非理想的、名目上単一極（「Ｎ−１Ｐ」）装置により発生したステップ状出力信号を処理するための方法及び装置であって、その目的は入力信号の集積領域を回復することである。特定の適用は吸収された放射物又は粒子、より詳細には、大容量のゲルマニウム検出器に接続された抵抗性フィードバック前置増幅器を有する分光計に応じて検出器システムにより発生したステップ状信号を処理することを含んでいる。超伝導ボロメータは同様に処理可能である。その方法は、１セット以上のフィルター（１０７，１１７，１１５）を装置の（例えば、前置増幅器の）出力に取り付け、検出された事象に応じてフィルターセットからの相関した複数の出力サンプルを収集し、サンプル値の加重合計を形成し、検出事象の全体領域（例えば、電荷）を正確に回復する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】 この出願は、1999年8月27日に出願された仮出願60/151,020に基づく優先権を
主張し、その明細はすべての目的のためその全体にインコーポレイテッドバイリ
ファレンスされている。

【０００２】 米国政府はエネルギー省により認められた契約 No.DE-FG03-97ER82510により
この発明の権利を有する。

【０００３】 （本発明の背景） 本発明は、一般に、信号処理システムに関し、より詳細には、時間での変動に
応答するかもしれない非理想的な名目上単一極（「Ｎ−１Ｐ」）の装置により発
生するステップ状の出力信号の処理に関し、その目的は入力信号の集積領域を回
復することである。

【０００４】 説明される特定の実施例は、吸収された放射物又は粒子に応じて検出システム
により生じたステップ状の信号の処理、より詳細には、高分解能のステップ状の
信号、大容量のゲルマニウム検出器に接続された抵抗性フィードバック前置増幅
器を有する高割合のガンマ線（γ線）の分光器をデジタルで処理することに関す
る。γ線のエネルギを測定するためγ線の検出器の前置増幅器からのステップ状
の出力信号を測定する適用は、丁度特定の例であり、これは方法が最初に開発さ
れた領域であったので説明されている。

【０００５】 我々が開発した技術は、通常、この問題を解決し、そのため、この特定の適用
に限定されるものと解釈されるべきではない。例えば、電荷に敏感な前置増幅器
により集積された出力電流信号を作る検出システムは、検出量が光パルス、ｘ線
、核粒子、化学反応、又はその他であろうとなかろうと、これらの技術により処
理されることができる。実際に、その技術は「検出システム」それ自体に限定さ
れるものではないが、実際に、一度理解されると、広く適用される通常の目的の
信号処理技術である。例えば、超伝導ボロメーターからの出力は、本発明により
容易に処理されるステップ状の信号を作る。しかし、ガンマ分光学の分野では、
０．１％又はそれ以下が悪い検出器と良い検出器との差であるが、特に、我々の
技術の厳重な試験を提供する。

【０００６】 「ステップ状の信号」という用語もまた幾らか論議を要する。理想的な衝撃（
デルタ）関数の入力に対する理想的な単一極（「ＩＰ」）の装置の出力は時定数
τ_dが極の特性である指数関数的な崩壊が続く非常に速い立上り時間である。τ_d に比較して時間スケールを短くして見ると、この出力はきれいなステップのよう
に見えるが、τ_dに比較して時間スケールを長くして見ると、それはパルスのよ
うに見える。しかし、真の１Ｐ装置の出力は有限の立上り時間τ_rを有し、その
期間は装置の性質、特に、その真の入力信号の期間の両方により決定される。τ _r がτ_dより非常に短いとすれば、真の１Ｐ装置の出力信号は、τ_dに比較可能な
時間スケールで見ると、その後、立上り時間の領域を示し、その形状は数学的に
説明するのが困難であり、τ_dに比較可能な期間の後、時定数τ_dで指数関数的な
崩壊が続く。Ｎ−１Ｐ装置の出力は類似し、さらなる歪みを有している。この時
間スケールで見て、「ステップ状」のような信号に言及するだろう。

【０００７】ガンマ線（γ線）検出の要求 γ線のエネルギーの検出及び測定は良く確立された原理であり、その主な目的
は幾つかのターゲット源から放射されたγ線の数とエネルギの両方を正確に決定
することである。しかし、計数率は検出器の容量を増加することにより高められ
、出力信号の歪みを増加し、エネルギー分解能を低下させるので、良好なエネル
ギー分解能及び高い計数率性能は、通常、矛盾する。高い計数率はまた前置増幅
器設計での実際的な問題により直接、エネルギー分解能を低下させる。

【０００８】問題の説明 γ線検出器の分野は大いに開発されている。最新技術に対するかなりわかりや
すい導入は、Glenn F.Knoll[KNOLL-1989]による書物「放射線の検出及び測定、
第２版」に見つけることができる。以下には本発明に関連する論点のみ示す。第
１節では、どのように極／ゼロ解除のエラーが第２極を導入し、前置増幅器の単
一極の応答を損なうかを論ずる。第２節では、電荷の捕獲によるこの場合に、有
限の入力信号の期間がどのように前置増幅器の出力を理想から歪めるかを調べる
。

【０００９】極／ゼロ解除のエラー 図１Ａは、電源８によりバイアスされると共にフィードバックコンデンサーＣ
１５及び抵抗器Ｒ１７を有する増幅器１３を備えた前置増幅器１０に接続された
半導体検出器ダイオード７を備えた典型的な固体のγ線分光計を示している。示
されているように、前置増幅器１０は衝撃（デルタ関数）の入力への応答がＡex
p(-t/τ₂)の単一極回路であり、τ₂＝ＲＣで、Ａは衝撃下の領域である。τ₂は
、通常、１ｍｓのオーダーであり、次の回路には長過ぎ、極／ゼロ（Ｐ／Ｚ）ネ
ットワーク２０は１／τ₂で極を相殺し、それを１／τ₁の極を交換し、τ₁は通
常、５０μｓである。その後、利得段階２２は前置増幅器の出力信号を増幅する
と共に緩和し、波高分析器（ＭＣＡ）２４を供給する増幅器２３を形成する。

【００１０】 γ線の吸収により検出器７に堆積された電荷から発生する電流パルスの期間が
τ₁と比較して非常に短い場合、段階２２の出力は指数関数的な崩壊段階となり
、その振幅はパルス積分であり、堆積された電荷に比例する。そのため、γ線分
光計はこれらの段階の振幅を測定するように設計され、吸収されたγ線により堆
積された電荷を測定する。中性子と、アルファ及びベータ粒子と、ｘ線とを含み
、放射線の他の形式は同様に振る舞い、それらのエネルギーは同一の方法で測定
される。

【００１１】 しかし、通常、入力の有限持続期間及びポールゼロ回路の欠陥の両方は前置増
幅器の応答を歪め、出力段階の振幅と堆積した電荷間の均衡を壊し、システムの
エネルギーの分解能を悪化させる。Ｐ／Ｚネットワーク２０の欠陥はτ₂成分を
正確に取り消すのを困難にさせ、出力信号にオーダー１〜２％の僅かな残留部分
を残す。図１Ｂは見やすくするため５％の残留τ₂成分、残留τ₂項が正又は負か
どうかにより、Ｐ／Ｚネットワーク２０に入力された、時定数τ₂の指数関数的
な崩壊信号２５が出力信号２７又は２９のいずれかを作る。

【００１２】 これらのτ₂の残留部は高い計数率で特に面倒であり、各信号段階はすべての
以前の段階からのτ₂のバックグラウンドに乗る。これらは成り行きで到着する
ので、結果として生じる基準線のバイアスはまた遅れずに成り行きに変動し、運
後期の増幅器の基準線の回復回路はうまくたどることができない。これらの項は
、１％の数十分の一のみであってもよいが、１ＭｅＶで分解能が非常に低下する
ようになるが、０．０５％のエネルギー分解能が望ましい。

【００１３】信号の立上り時間の変動及び突然の衝撃による欠損 図２は、通常の同軸結合構造のため、図１の検出器７の断面図を有する前置増
幅器１０のフロントエンドを示している。点線は検出器本体３０内の電界線を示
し、局所の結合構造でかなり変化する。２つの要素は検出器内の電荷捕獲時間の
変化、したがって、前置増幅器１０の信号出力の立上り時間の変化、すなわち、
１）搬送波速度の差、及び、２）検出器内の異なるパス長の存在を引き起こす。
ＲＡＵＤＯＲＰＨ−1982はこれらの論点を説明している。これらの立上り時間の
変化は、直接のもの、間接のものの２個のパスにより突然の衝撃による欠損を作
り出す。直接の効果は、ＧＯＵＬＤＩＮＧ−1988により、良く理解され、出力フ
ィルターの応答は電荷の到着の時間に依存する形状により変化し、２つのたたみ
こみがある。台形のフィルターは、指数関数的な崩壊がなければこの効果を非常
に減少させる。

【００１４】 突然の衝撃による欠陥の間接的な効果の源は、フィードバック抵抗器による電
荷ロスの変動によるものであり、図３Ａに見られるように、立上り時間が異なり
、２つの立上り時間４０及び４２を有し、図３Ｂはそれらのピーク領域を拡大さ
せる。より遅い立上り時間の信号は電荷の損失を減少させ、したがって、一度電
荷捕獲が完了すると、大きくなる。電荷捕獲領域を無視するフィルターでさえ依
然としてこの損失した電荷効果に敏感であり、このサイズの比較的小さいエラー
は実質的に分解能を低下可能である。台形のフィルターのため、図３Ｂに示され
た捕獲時間の差は０．２％の振幅差（１ＭｅＶで2000ｅＶ）を作り出し、理想的
な１．７ｅＶの分解能を２．６ｋｅＶに低下させる。そのため、突然の衝撃によ
る欠損のエラーは０．０５％以下に減少させなければならず、１ＭｅＶで理想的
な分光器の分解能を得る。

【００１５】電荷のトラッピングロス 電荷のトラッピングはまた、トラップされた電荷が測定で失われるので、γ線
エネルギーの測定にエラーを作り出す。本発明はこの問題に取り組むものではな
い。

【００１６】概括 上述したポロゼロの取消しのエラーはγ線分光器の前置増幅器の使用から生じ
ないが、低ノイズの一般的な問題で、電荷に敏感な前置増幅器であることに注目
することは重要である。同様に、上述した立上り時間の変動は結合構造及び大容
量のゲルマニウム検出器に帰するものであるが、そのような問題は基本的に有限
の電荷捕獲時間と前置増幅器の電気特性間の相互作用から生じ、捕獲プロセスの
物理的現象から生じないことは明らかである。物質を吸収する光子の幾何学的な
熱流の変化は前述した超伝導ボロメーターに同様の効果を作る。そのため、立上
り時間の問題も潜在的な一般的な問題であり、最高の測定精度が要求される時は
いつでも、γ線でない他の検出器で修正されることが必要となる。我々が説明す
る方法はまさしくその可能性を提供する。さらに、「単一極」又は「複数極」と
いう専門用語は時間で変動する現象を説明する微分方程式のラプラス変換処理か
ら生じる。「単一極」を示す装置は、例えば、インパルス入力に応じて指数関数
的な時間崩壊を表示し、そのため、例えば、ここに表わした電子的な場合に加え
て、機械的、熱的、化学的、又は事実上磁気的であってもよい。我々の方法はこ
こでの教示から明らかであるのと同様にこれらの装置に直接、適用可能である。

【００１７】現存する修正計画 従来技術は、第１に、できるだけ正確にτ₂を取り消すこと、第２に、できる
だけ厳密に増幅器の「信号なし」の出力をたどろうとする基準線の回復計画、率
が高くなると低下するアプローチという、２つの方法で、極／ゼロのエラーを処
理する。我々は効果を直接に測定及び又は修正するアプローチを見出せない。

【００１８】 何年にも渡り、各種帰納的計画が開発され、突然の衝撃による欠損を補償しよ
うとしている。ＲＡＤＥＫＡ−1982は、台形のフィルタリングを導入し、時間で
変動する手段を開発し、セミガウスシェーパーに従うゲートフィルターを使用し
、分解能を著しく改善させる。ＷＨＩＴＥ−1988は直列スイッチを使用して異な
るゲート集積アプローチを提案し、前置増幅器の信号から電荷捕獲領域を完全に
削る。最終回路は複雑で、長い待ち時間の問題があった。ＧＯＵＬＤＩＮＧ−19
88、ＲＡＵＤＯＲＦ−1982、及びＳＩＭＰＳＯＮ−1990は、信号の立上り時間ｔ _r を直接測定すると共にｔ_r ⁿのような項によりエネルギーフィルター出力を修正
することによる計画を開示する。これらのアプローチは実行するには複雑で、作
動させるために正確で専門的な調整を要する。根元的な仮定は特別に有効ではな
く、エネルギー分解能の改善は実際には大きくない。

【００１９】 ＨＩＮＳＨＡＷ−1991及びＫＵＭＡＺＡＷＡ−1988は、エネルギー測定フィル
ターと微分（又は二極式形状）フィルターの、突然の衝撃による欠損に応答する
２つのフィルターから異なってピークの振幅を得ることにより、突然の衝撃によ
る欠損を修正するように試みる。通常、ピークの高さのそれらの差の重要な部分
はエネルギーフィルターのピークに付加され、それを修正する。

【００２０】関連技術 前置増幅器の出力信号の形状の詳細はデジタル方式のサンプリングされ、検出
器に吸収された異なるタイプの粒子を見分けたり(例えば、MILLER-1994)、或い
は大ゲルマニウム検出器の単一と複数の相互作用事象を見分けたりするために使
用される関連技術が幾つかある。例えば、TAKAHASHI-1994及びAALSETH-1998を参
照しなさい。

【００２１】 WARBURTON-1997,WARBURTON-1998及びWARBURTON-1999は、デジタルフィルタリ
ング及びＸ線分光器の使用を行うための方法を説明している。それらは考慮中の
問題を扱うものではないが、それらのフィルタリング技術の幾つかは本発明で用
いられるであろうし、明細書中で言及される。

【００２２】 （本発明の概要） 本発明は、前記入力信号の集積領域を決定するパルス状の入力信号に応じて盲
目の単一極（Ｎ−１Ｐ）装置からのステップ状の出力信号を測定するための技術
を供給する。本発明は、装置が追加の極、ゼロ及び又はＤＣオフセットの存在の
ため理想から外れ、入力パルスが有限期間及び各種振幅を有する可能性を扱う。
特定の例では、測定は立上り時間の変動及び不正確な極／ゼロの取消しの両方の
面前でステップ状の前置増幅器の出力信号から捕獲した検出器の電荷を決定する
。

【００２３】 簡単に言うと、本発明は、１以上の形状フィルターの１セットを使用して、Ｎ
−１Ｐ装置の（例えば、前置増幅器の）出力信号を処理することを考えている。
複数のフィルターが使用され、それらは通常、異なる時間定数を有している。こ
のフィルターセットの出力の１セットのサンプルは複数のサンプル値がお互いに
関係する所定時間持ちこたえるように得られる。相関した複数の出力サンプル（
又は略して「ｃＭＯＳ」）としてこのサンプル値のセットに言及する。個々のサ
ンプル値間の関係は、信号路に挿入された遅延要素、又は２つの組合せにより、
それらの捕獲の時間により決定されてもよい。さらに、異なる個々のサンプル値
は関連の異なるフィルターから得ることができ、又は複数のサンプル値は同一の
フィルターから得ることができるが、異なる回数で又は異なる遅れで捕獲される
ことができる。ｃＭＯＳという用語はこれらの複数の可能性を包含することを意
図し、以下の５．１の項でさらに説明される。

【００２４】 （事象と呼ばれることのある）入力パルスの集積領域はステップ状の信号の検
出に応じてｃＭＯＳを捕獲することにより決定される。（ｃＭＯＳ値と呼ばれる
ことのある）ｓＭＯＳの個々のサンプル値の加重合計は、その後、一定の入力パ
ルスの集積領域（例えば、全体の電荷）として形成される。重み付け要因は、Ｎ
−１Ｐ装置の遅延定数についての情報、フィルターセット、及びｃＭＯＳの規定
時間から直接、計算可能である。

【００２５】 本発明の実施例は三角形及び台形のフィルターを使用しているが、本発明は特
定のフィルター形状を要するものではない。さらに、本発明はフィルターの捕獲
回数がステップ状の信号のリーディングエッジに対して正確に配置されることを
必要としない。むしろ、その方法はｃＭＯＳのサンプル値の間の１セットの規定
時間の関係を繰返し再生することからその精度を得る。そのため、基礎をなす捕
獲方法はシンプルベースよりむしろ時間ベースであり、それらの最大振幅に基づ
いてフィルターのサンプルを捕獲する従来技術の方法と本発明を区別する。

【００２６】 好適な手段はデジタル信号処理を使用するが、アナログ処理だけを使用する手
段、又は混合のアプローチを使用する手段も可能である。本発明の実施例は、ス
テップ状の信号の立上り時間の測定と、通常入手可能な商業的な形状増幅器のパ
イルアップ検査回路により見出されたその到着時間についての正確な情報のどち
らも必要としない。

【００２７】 しかし、１つのｃＭＯＳを使用する時、測定のノイズはＮ−１Ｐ装置の非理想
項を補償するために要求される追加のフィルターサンプルの数Ｎにより増加され
る。この増加したノイズが重要となるこれらの場合にとって、非理想項のパラメ
ータ表示したモデルを作り、パラメータを決定する基準線測定値を作り、その後
、ノイズの小さいより簡単なセットのフィルターを使用して作られた領域（例え
ば、電荷）の測定値を修正するためにそれらを使用することによりどのようにＮ
が減少されるかをも示している。幾つかの手段では、これらの基準線の測定値は
、フィルターがステップ状の信号を処理していない時に収集されたｃＭＯＳ値で
ある。詳述された検出器の前置増幅器の場合には、結果として生じた手段は、衝
撃の欠損と高いカウント率の両方により分解能損失を排除しながら、伝統的な台
形フィルターの低い電子ノイズレベルを成し遂げる。

【００２８】 本発明の性質及び利点のさらなる理解は明細書及び図面の残りの部分に参照す
ることにより十分理解される。

【００２９】 （好適な実施例の説明）１．序文 本発明は、１セットのフィルターを前置増幅器の出力に適用するステップと、
検出事象に応じてフィルターセットから相関した複数の出力サンプル（「ｃＭＯ
Ｓ」）を収集するステップと、検出事象のエネルギを正確に回復するためにこれ
らのサンプル値の加重合計を形成するステップの３つの基本的なステップを有し
ている。ｃＭＯＳはお互いの間の規定のセットの時間の関係を運ぶ１セットのサ
ンプルである。適当な時間の関係は収集の時間を設定し、遅延を信号路又はその
組合わせに挿入することにより達成され、特定の事象の特定の立上り時間の形状
とは無関係である。そのため、我々の全体の目的は適切なセットのフィルターを
選択する方法を説明し、ｃＭＯＳを収集するためにそれが意味すること、及びそ
れを達成する方法を説明し、重み付け関数を計算する方法を示すことである。

【００３０】 本発明の基礎を成す理論は、同一数の振幅により表わされる少数の分析的関数
の合計として事象により生成された入力電荷（又は衝撃：「入力」）に対する前
置増幅器の（又はＮ−１Ｐ装置の）ステップ状の出力応答（「出力」）のモデル
化に基づいている。特定の実施例では、５つの振幅は、ステップ状の信号の前の
τ₁及びτ₂指数成分、ステップそれ自体の理想的な振幅、衝撃の欠損によるエラ
ーの項、及びＤＣレベルを説明するために使用される。最初、ＤＣレベルの異な
るフィルター測定値を鈍感にすることにより振幅数を４つに減少させる。これら
の４つの振幅を見出すため、ステップの近くで（３つのフィルターから）４つの
独立した測定を行い、４つの振幅の一次組合せとしてそれぞれの測定を説明し、
結果として生じた４つの一次式を解き、理想的なステップ振幅を回復させ、それ
は入力電荷（又は衝撃領域）に比例する。良い状態で前置増幅器のノイズ、衝撃
の欠損、及びτ₂振幅に鈍感な一組の式を得ることは、その後、主に、フィルタ
ー及び時間相関の収集点の適切なセットを選択する問題であり、その後、ｃＭＯ
Ｓを定義する。

【００３１】 ４つのフィルターの測定方法を使用して得られるステップ振幅は、ほとんど、
簡単な台形フィルターより高い電子ノイズの３のファクターを有している。これ
が重要である場合には、これらの項のパラメータ化されたモデルを開発し、１以
上の基準線の測定を行い、それらの値を決定することにより、τ₂及びＤＣ成分
をどのように簡単なフィルターが修正可能かを示している。複数の測定がなされ
ると、パラメータは丁度それらの展開を補償しなければならず、時間補償モデル
を作り出す。

【００３２】 ２章で後述されているように、静的な収集したステップ状の信号を使用して、
その先端部の近くに幾つかのフィルターを配置し、基本の振幅によりそれらの出
力を数学的に説明する。３章では、これらの結果を使用し、設定し、一次式を解
き、入力電荷を得る。この解法は重み付け係数の発生を示しながら、フィルター
の値の加重合計の形を有している。４章では、不正確な極／ゼロの取消し及び衝
撃の欠損を同時に補償する２つのフィルターセットのための方法を評価する。５
章では、ｃＭＯＳの概念を紹介し、実時間の処理状態で発明を実施する方法を示
している。６章では、純粋なデジタル対、純粋なアナログ回路及びアナログとデ
ジタルの混合回路のこの方法を実施するいろいろな回路を説明する。７章では、
我々の方法の電子ノイズを分析する。最後に、８章では、時間記録の基準線の測
定がなされ、τ₂及びＤＣの前置増幅器成分を修正する条件で、低ノイズで同様
の精度を達成するためどのように簡単な３つのフィルターの測定値が使用される
かを示している。

【００３３】２．発生したフィルター出力の数学的説明 ２．１．ステップ状の信号の遅延成分 図４は、アナログデジタル変換器（ＡＤＣ）によりデジタル化され、コンピュ
ータメモリに記憶された場合、それが見る典型的な前置増幅器のステップ状の出
力信号を示している。示された時間の尺度は任意であり、都合のため電荷収集の
開始の少し前にゼロに設定される。画像を簡略化するため、別々の値のセットの
少しだけが明確さを確認し、増幅器１３によりフィードバックコンデンサー１５
に集積された電荷を信号が本当に表わしているので、下付きの大文字Ｑは特定の
瞬間に値を表示する。τ₁成分は、ステップ前の指数遅延領域５０（すなわち、
０より少ない回数）、電荷収集領域５２、及びステップに続く指数遅延領域５３
（１より多い回数）の３つの領域を有している。曲線５５は、曲線５０がどのよ
うに遅延し続けるかを示し、到着しないステップを有し、すべての前のステップ
の継続した時間の遅延、すなわち、それらの前のステップに対する前置増幅器の
最初の極の残留応答を表わす。信号のτ₂成分は等価な４つの領域５７，５８，
６０及び６２を有している。最後に、前置増幅器のＤＣオフセット値Ｂ₀６５が
あり、それは一定である。前置増幅器は線形装置であるので、ガンマ線パルスに
より注入されたτ₁及びτ₂電荷は独立して減衰する。したがって、この事象を発
生する全体の収集電荷Ｑ_gTはτ₁のためのＱ_1gT＝（１−β）Ｑ_gTと、τ₂のため
のＱ_2gTは＝βＱ_gTとに分割され、βは分割率である。

【００３４】 以下において、信号の数学的形式であってそれらの物理源をあてにしない信号
処理技術を説明することに注目するのが重要である。γ線検出器の前置増幅器か
らの前置増幅器信号に関連してその方法を開発したが、その方法自体は通常、適
切な形式を有する信号に適用可能である。同様の出力は、通常、延長期間及び可
変振幅の衝撃入力に応じて名目上の信号極装置（Ｎ−１Ｐ装置）から得られるだ
ろう。現在の場合には、これらの信号は検出器からの入力パルスに応じて極の電
子回路から発生し、他の場合には、検出器自体は適当な形式の信号を生成しても
よい。例えば、超伝導ボロメーターの温度応答はこの行為[ＳＴＡＨＬＥ-1999]
を示し、その方法により処理可能であろう。

【００３５】 ２．２．連続の合計フィルター出力 ｒ値が時定数τ_jの指数崩壊から一定の間隔Δｔでサンプリングされた場合、
その後、ｉ番目の値Ｑ_j,iは、（０ ｉ ｒ−１）のために で与えられ、ｂ_j＝ｅｘｐ（−Δｔ／τ_j）はΔｔ当りの崩壊である。そのため、
ｋ番目のデジタルフィルターは重み付け定数{ｗ_i,k，１ｉｒ−１}により定義さ
れ、式１の値で作動し、 を与え、*はこれを通常のフィルター結果として記録する。これはフィルター出
力が振幅Ｑ_j,0でにＡ_j,k,r ^*を掛けた一次式であり、特定のフィルター及び崩壊
定数τ₁）のための定数であることを示している。単純な連続の合計フィルター
にとって（ＷＡＲＢＵＲＴＯＮ-1999参照）、均一に等しく、 式３はまた分割ファクターｒ_jを定義し、それは合計を無限大に等しくする。

【００３６】 ２．３．そのギャップの立上り時間の通常の台形フィルターの出力 次に、図４の信号上の時間１で開始するｍサンプルの連続の合計σ_Σ+を考え
る。振幅{Ｑ_g13，Ｑ₁₃，Ｑ_g23，Ｑ₂₃及びＢ₀}の５成分に信号を分解すると、式
２及び３は、 で与えられ、Ａ_j,mの添え字ｊはτ₁及びτ₂のため１又は２に等しい。時間−４
で開始する等価合計σ_Σーは、振幅{Ｑ₁₃，Ｑ₂₃及びＢ₀}を参照するだけで、その
後、 となる。差（σ_Σ+−σ_Σー）は立上り時間ｍ及びギャップｇの台形フィルターσ _Σ である。Ｑ₁₀＝ｂ₂ ^ーm-gＱ₁₃及びＱ₂₀＝ｂ₂ ^ーm-gＱ₂₃であるから、 となり、α（ｊ，ｒ，ｓ）＝Ａ_j,r（１−ｂ_j ^S）であり、ＤＣ成分は取り消され
る。式６では、Ｑ₁₃及びＱ₂₃が現在の事象に対するそれらの振幅応答であり、Ｑ ₁₃ はすべての先行するステップ状の信号事象に対する前置増幅器の優勢極（τ₁
）を時間３で表わし、Ｑ₂₃は第２極（τ₂）を表わしていることを強調する。式
６は、信号の立上りがフィルターのギャップ領域内で完全に起きるので、その簡
単な形を取り、崩壊する指数項だけが外側で測定される。したがって、その重み
定数はそこでは無視できる（実際はゼロ）であるので、σ_Σはギャップ領域内の
ステップの正確な位置に比較的鈍感である。

【００３７】 ２．４．電荷収集領域上の三角形フィルター ステップの立上り時間の領域を明確に探るため、立上り時間ｇの三角形フィル
ター（ギャップ＝０）σ_g＝（σ_g+−σ_gー）を使用し、その負の脚σ_gーはσ_gのギ
ャップ内に正確に置かれている（この関係はまたデジタルの実時間システムを実
施する時に容易に達成されるだろう）。ギャップ内のステップの正確な位置は重
要でないことを示すだろう。その後、上記のように、 ｑ_jg,iは減じられた連続の合計領域の各間隔でのサンプリングされた電荷の値で
あり、それぞれは、その間隔で収集された新しい電荷の増分と、前の間隔で収集
された電荷の指数崩壊の残りを含んでいる。

【００３８】 それぞれの電荷の増分は別個にゼロまで崩壊し、それらの合計は全体の収集し
た電荷に等しいので、 と書ける。しかし、無限の合計の分割はまた、 を与え、 となるようになっている。式１０で定義された修正電荷Ｑ_cは、全体のτ₁収集電
荷とギャップｇの端部に残っている量との差である。Ｑ_cは、通常、Ｑ_gTのオー
ダ２％であろう。小さい修正項として、Ｑ_cは比較的Ｑ_g13に対して修正されてお
らず、Ｑ_g13及びＱ_cのために解く一次式のセットは反転のもとに良好な条件とな
るだろう。

【００３９】 同様に、τ₂成分のため となり、Ｑ_c2は、ほぼτ₁／τ₂の割合で、Ｑ_cより小さくなるだろう。式１０及
び１１はＱ_gT、全体の電荷、電荷収集領域の外側からの値により完全にσ_gを説
明させ、信号は崩壊する指数として厳しく振る舞う。等価な積分表現は、同様に
連続する信号の場合に又は他の重み付け定数のフィルターのため導かれてもよい
。

【００４０】 ２．５．Ｑ_c2の削除 ギャップ領域がτ₁とτ₂の両方より非常に小さい時、Ｑ_c2は高精度にＱ_cと比
例するようになる。これは収集領域の間隔で収集された全体のγ線の電荷として
Ｑ_giを定義することにより見られてもよい。それぞれのＱ_giは別個に崩壊するの
で、２つの成分のため、 と書ける。定義により、 である。したがって、Ｑ_cのため （１−（ｇ−ｉ）Δｔ／τ₁）として良好な精度までｂ₁ ^g-1を拡張することは（
ｇ−ｉ）Δｔ／τ₁に等しい（１−ｂ₁ ^g-1）を与え、 となる。同様に、 であり、ρ₂はΔｔ／τ₂に等しい。式１５と１６とを比べると、 そのため、Ｑ_c2はかなり小さく、Ｑ_cの約０．１％又はＱ_gTの約０．００２％で
ある。そのため、 を使用して、４つの量Ｑ_gT，Ｑ_c，Ｑ_g13及びＱ_g23によりフィルターのどれかを
表わすことができる。

【００４１】３．収集した波形から収集した電荷Ｑ_gTのための解 ３．１．基本振幅によるフィルター表現 ２．５章は、ステップの先端部の近くのすべての異なるフィルターが４つの振
幅Ｑ_gT，Ｑ_c，Ｑ_g13及びＱ_g23の一次式としてどのように表現できるかを示して
いる（差のないフィルターもまたＢ₀を要求するだろう）。そのため、Ｑ_gTを解
くため４つ（又は５つ）の独立したフィルターを測定しなければならない。各種
のフィルターが使用されるが、一定のセットは他のものよりよい状態となってお
り、また、ステップの立上り時間を収容するには低い精度でも構わない。調査と
実験はよく機能する以下のセット、１）式６からの立上り時間ｍの台形の「エネ
ルギー」フィルター、２）式７の三角形の「立上り時間プローブ」フィルター、
３）それぞれ、図４の時間−４及び＋１に位置する立上り時間ｍ／２の一対の三
角形の「τ₁及びτ₂のバックグラウンド」フィルターを示している。この選択に
おいて、立上り時間プローブフィルターだけがステップの立上り時間を処理し、
それはエネルギフィルターのギャップにあり、完全に２つの他の三角形フィルタ
ーの範囲外にある。この配置は、立上り時間のプローブフィルターだけが立上が
り領域で無視できない重み付け定数を有しており、それらの出力、すなわち、Ｑ _gT の評価はギャップ内の信号のステップの正確な位置に鈍感であり、実時間の実
施では、タイミングの精度を高める必要性を排除するだろう。フィルターが幾つ
かの共通の開始及び停止点を共有することは、主に、数学的及び実施の都合の問
題であるが、技術に根本的なものではない。

【００４２】 式７を介して式１８を式１４に代入すると、Ｑ_gT，Ｑ_c，Ｑ₁₃及びＱ₂₃により
σ_Σ+，σ_Σー，σ_Σ及びσ_gのための４つの一次式を与え、 σ_gをｒ₁で割り、Ｑ_cの係数は反転の安定性のためほぼ均一に等しくなるだろう
。

【００４３】 長さｍ／２の３つのフィルター（連続の合計の第一点が、σ₄₃＝［時間＋３：
時間＋１］で、σ₂₁＝［時間−２：時間−４］の２つの三角形フィルターσ₄₃及
びσ₂₁と、σ₃₂＝［時間＋２：時間−２］の１つの台形フィルター）の出力のた
めの同一の方法を使用すると、 が与えられる。

【００４４】 これらのフィルターはまた位置に鈍感なステップの立上り端部を除外している
。これは本発明の要求ではないが、係数の偏差とトリガーシステムのタイミング
の要求の両方を著しく簡略化する。

【００４５】 ３．２．Ｑ_gTのための４つのフィルター ３．１章の始めに列挙された４つのフィルターの結果を収集すると、 ４つの未知数の一次式として与えられる。未知数のパラメータは、１）（Ｐ₁）
未知数の電荷Ｑ_gT（通常の場合に入力衝撃の領域）、２）（Ｐ₂）ステップの有
限到達時間（Ｑ_g）を説明する電荷及び前の事象からのτ₁及びτ₂の崩壊モード
の残留電荷、３）（Ｐ₃）前置増幅器の（又はＮ−１Ｐ装置の）伝達関数及び適
用フィルターを説明する１セットの固定のパラメータ｛τ₁，τ₂，β，ｍ及びｇ
｝の３つのタイプがある。[]の係数はＰ₃パラメータだけの関数であるから、そ
れらは所定の前置増幅器及びフィルターセットのため一度だけ計算される必要が
ある定数である。

【００４６】 式２１は、それらを行列式にした後、係数行列を反転することを含む幾つかの
方法により解くことができる。したがって、 となり、 σ＝Ｊ・Ｑ （２３ａ） で、 Ｑ＝Ｊ^-1・σ （２３ｂ） となる。

【００４７】 Ｑ_gTのための解法として、式２３ｃは公表した形の、４つのフィルター出力の
加重合計を有している。重み付け係数Ｊ_ij ^-1は特定のセットのフィルター及びＰ ₃ パラメータ｛τ₁，τ₂，β，ｍ及びｇ｝のために一度だけ計算され、その後、
４つのフィルターσ_Σ，σ_g／ｒ₁，σ₄₃及びσ₂₁，を乗じ、それぞれの収集事象
のため全体のパルス電荷Ｑ_gT（及び吸収されたガンマ線のエネルギ）を得る。パ
ラメータＱがあるより多くのフィルターが測定された場合、行列は式２３ｂを得
るため最小自乗法を使用して反転可能であることに注目している。

【００４８】４．２つのフィルターセットの評価 ４．１．通常のパラメータを有する４つのフィルターセット 式２２及び２３に導くフィルターセットの通常の場合を評価すると、ｍを４μ
ｓに等しく設定し、ｇを１μｓに設定し、分割率β＝０．０４でτ₁＝５０μｓ
及びτ₂＝１ｍｓの通常の値と仮定する。この場合には、４０ＭＨｚのサンプリ
ングのため、ｍ＝１６０、ｇ＝４０で、 を計算可能であり、 Ｑ_gT＝６．３０９４８６Ｅ−３σ_Σ−４．８１１７８９Ｅ−４σ_g−１．５９３
２３１Ｅ−２σ₄₃−１．５４９５９５Ｅ−２σ₂₁ （２４ｃ） σ_gは通常、オーダ０．２５σ_Σであり、σ_g項は通常、Ｑ_gTの２％より小さい。
しかし、その小さいサイズにもかかわらず、σ_gはステップの立上り時間を直接
調べる唯一のフィルターであるので、衝撃の欠損を修正する負担がある。

【００４９】 式２４の係数はまた値βに依存する。極−ゼロが好ましく平衡している時、（
β＝０）式２４ｃは、 Ｑ_gT＝６．３０９４８６Ｅ−３σ_Σ−４．８１１７８９Ｅ−４σ_g−１．５９３
２３１Ｅ−２σ₄₃−１．５４９５９５Ｅ−２σ₂₁ （２５） となる。σ_gの係数は４％変更され、σ_Σは０．０４％、そして、σ₄₃及びσ₂₁
は約０．００８％変更される。そのため、βの精度の必要性は、立上り時間の変
動及び極−ゼロの不正確さを修正するためにどのように正確であるかの関数であ
る。Ｊ^-1の重み付け係数はβと線形に変化すると認められ、正確に知られない場
合には、βを経験的に決定させる。これを行うため、最初にその予想値を一括す
る１セットのβ値を選択し、式２４を計算し、それぞれのβ値のため１セットの
重み{Ｊ_1n ^-1(β)}（式２４ｃの係数）を作り出す。次に、それぞれの重みセット
{Ｊ_1n ^-1(β)}のためデータを収集し、得られるＱ_gTの標準偏差σＱ_gT（β）を測
定する（すなわち、エネルギ分解能）。その後、βに対してσＱ_gT（β）の結果
をプロット又は挿入することにより、σＱ_gT（β）を最小にするβ値を選択する
。前置増幅器が安定である場合、βは一度決定される必要だけがある。

【００５０】 スプレッドシートを使用して、立上り時間の変化と（τ₁のステップの振幅に
等しい）かなり大きいτ₂の崩壊項の両方の面前で式２４ｃの精度を試験し、モ
デル化された波形のためのフィルターの応答を計算した。表１はこれらの結果を
表わしている。見られるように、式２４ｃは数ｐｐｍレベルで立上がり時間の変
動及びτ₂成分に鈍感であり、単純な台形フィルターよりよい大きさの３つのオ
ーダである。

【００５１】 表１：０．０２に等しいβの場合のため立上がり時間及びτ₂の振幅を変化させ
、５つのフィルターのためにモデル化された電荷Ｑ_gT

【００５２】 ４．２依然として良好な性能を有する３つのフィルターの単純化 式２４ｃの精度を要求せずに、小さいτ₂成分を有する場合には、依然として
良好な性能を有する簡単な3つのフィルターセットを示している。τ₂成分の「Ｄ
Ｃ状」の遅い変化に対する鈍感さのため、台形／三角形のフィルター、すなわち
、４．１章にあるような同一の「エネルギ」及び「立上り時間のプローブ」フィ
ルター及び第２の台形フィルターσ₃₂を使用しており、立上り時間領域を除くよ
うに整列され、Ｑ₁₃を予想する。したがって、 となる。式２６では、ステップの立上り端部の両側で異なるフィルターを作り出
すためにσ_Σのサインを反対にし、Ｗによりσ₃₂を重み付けし、最良の結果を与
える値を決定する。最低のノイズはＷ＝０のためであることを我々は見出し、式
２４ａ及び２４ｂを繰返すことができ、 Ｑ_gT＝９．３３８９２５Ｅ−３σ_Σ−５．００００００Ｅ−４σ_g＋３．１０６
０１５Ｅ−２σ₃₂ （２７） を得る。

【００５３】 表１は、この結果が数ｐｐｍレベルでτ₂成分に敏感で、１００ｐｐｍレベル
で立上がり変化に敏感であることを示している。多くの実際の場合には、これは
十分に正確である。例えば、立上り時間の適当な配分を仮定すると、これは１Ｍ
ｅＶでのエネルギ分解能に対して直角位相で１００ｅＶ以下を加え、ほとんど認
知されないだろう。

【００５４】５．実時間実施で相関の複数の出力サンプリング ５．１．「相関の複数の出力サンプリング」の定義 式２５及び２７を重み付けするフィルターの偏差は信号がメモリに収集される
かのように展開され、連続の合計は所望のサンプル値を単に引き継ぐことができ
る。この手段は低いデータ率で可能であるが、WARBURTON-1997により教示される
好適な実施例では、ゲートアレイは連続の合計のフィルターの差を実現するため
に使用され、実時間では、新しいＡＤＣサンプルが供給された後にそれぞれが時
計サイクルのそれ自体の定数、新しい値を出力する。その後、アプリオリでは、
１セットのフィルター値が収集された瞬間には信号がなく、式２５及び２７によ
り要求される内部フィルターの時間の関係を再生するだろう。代わりに、一般に
、異なるフィルターの出力は異なる回数で収集されなければならず、これらの回
数は敷き２５及び２７がＱ_gTの正確な値を作り出した場合に注意深く相関されな
ければならない。複数のフィルター値が収集されなければならないので、収集さ
れた値の結果として生じるセットを「相関の複数の出力サンプル」又は「ｃＭＯ
Ｓ」と呼び、これらの値は「ｃＭＯＳ値」又は「ｃＭＯＳの個々のサンプル値」
と呼ばれる。

【００５５】 式２５及び２７により要求されるｃＭＯＳ値の数及びそれらを作るために必要
とされる実現されるフィルターの数は同じである必要はないことも我々は気付い
ている。例えば、式２５では、σ₂₁及びσ₄₃のフィルター値は両方、長さｍ／２
の三角形のフィルターから来て、それらの開始点は間隔ｍ＋ｇにより分割される
。したがって、同じ実現されたフィルターからの２つの出力は２つの要求値を供
給するために収集されることができる。

【００５６】 我々はフィルターの範囲はステップの立ち上がり端部に対して正確に配置され
なくてもよいことに注目しているが、ｃＭＯＳのお互いに対するそれらの位置の
精度はその方法が達成可能な精度を決定する。これは、開始位置の間のフィルタ
ーの長さ及び時間間隔に直接変える連続の合計範囲はα（ｊ，ｒ，ｓ）＝Ａ_j、r
（１−ｂ_j ^s）のような項を介してＪ^-1重み付け係数に符号化され（例えば、式６
を参照）、ｒはフィルターの長さでｓは合計の開始点の間の間隔である。簡略化
のため、我々は各種フィルターを配列し、それらの開始点を同一にしたが、他の
場合はｂ_j ^sのような項により式４〜７をスケーリングすることにより平凡に処理
され、ｔは開始位置間のオフセットである。そのため、重み付け係数とフィルタ
ー範囲の間には密接な関係があり、それを破った場合には、不正確となるだろう
。Ｊ^-1はフィルターの合計範囲の特定のセットのために計算される。別のセット
の範囲が収集されると、その後、フィルターの項間の予想された取消しが正確に
起こらず、差は検出された電荷のエラーとして現われるだろう。デジタル手段で
は、信号サンプルが分離し、数えて作るという事実は、デジタル時計の「目盛り
」の時間を測定し、その後、要求された時間間隔を簡単に数えることにより時間
の関係を正確に測定するのは比較的容易である。

【００５７】 ｃＭＯＳ値の間の適当な時間の相関の要求は、現在の方法を、HINSHAW-1991及
びKUMAZAWA-1988のアプローチにより表わされるような従来技術と区別する。２
つの御フィルター出力がそれらの方法で収集されると共に重み付けされている間
、収集するステップはピークを検出する手段を使用した。そのため、その方法は
現在の方法のように時間ベースよりむしろ振幅ベースであり、収集した値はステ
ップの形状について異なる情報を運ぶ。さらに、ピークの検出に基づく収集方法
は、最大振幅の２つのフィルターの回数はステップ形状に別々に依存し、ステッ
プ毎に変えるので、収集されたサンプル間に一定の時間の関係がないことを保証
する。

【００５８】 上記から、規定時間の関係により収集するフィルターのｃＭＯＳ値への可能な
アプローチ広範にいろいろあることが明らかである。一つのフィルターの出力は
複数回数収集可能である。フィルターの出力はそれらがゲートアレイから現れ又
は都合のため遅延可能である時に収集可能である。我々は、６章で幾つかの例を
示すだろう。どの方法が最良かは手段の詳細に依存し、ケース毎に変わるだろう
。そのため、我々は（「相関した複数の出力サンプル」としての）用語「ｃＭＯ
Ｓ」を意図しており、実時間の手段では、収集のための多数の可能性を包含し、
時間が関係するフィルター値は、検出事象からの入力電荷を回復するためそれら
に適用されるＪ^-1の重み付け係数のセットにとって正しい。検出器に堆積された
電荷を決定するためにそれを使用する意図（通常の場合は衝撃領域）、すなわち
、ガンマ線エネルギで、ｃＭＯＳの収集が前置増幅器の出力信号のステップの検
出に応じてなされる時、我々はしばしばそれを「エネルギｃＭＯＳ収集」（又は
適切なように「電荷ｓＭＯＳ収集」又は「領域ｃＭＯＳ収集」）を呼ぶであろう
。

【００５９】 ５．２．タイミングの考慮 実時間の手段では、フィルターは計算する有言回数を必要とする。例えば、長
さ（立ち上がり時間）ｍの台形フィルター及び１セットの値{ｑ_i}に及ぶギャッ
プｇを考慮する。ここで、フィルターに入る最後のサンプル値（「エンドサンプ
ル」）である。 WARBURTON-1997の方法によりゲートアレイで実施された場合、出力σ_Σ（ｎ）は
サンプルｑ_nが現れた後、３つのフィルター時計サイクルを現わすだろう。４μ
ｓのピーク時間にとって（フィルター時計は２００ｎｓに等しい）、伝達の遅れ
は６００ｎｓである。これらの遅れは設計に含まれなければならず、ｃＭＯＳ収
集の制約が満足されることを保証する。

【００６０】 図５Ａ及び５Ｂは式２４ｃのフィルターセットのためのサンプリング時間を計
算する方法を示している。計算は、異なるフィルターのそれらのエンドサンプル
間の時間の遅延を見つけるステップと、その後にそれらの異なる伝達の遅れを修
正するステップの２つのステップを有している。我々が使用する最初のステップ
では、前置増幅器の出力ステップ７２に対するフィルター領域を示している。σ _Σ ７４，σ₄₃７６，σ₂₁７７及びσ_g７９はすべて前述されている。σ_t８１は、
WARBURTON-1997により説明されているように、速いチャネルタイミングのフィル
ターであり、前置増幅器の出力でステップ状の信号を検出するために使用される
。信号ステップ７２の先端部に関して示されているようにほぼそれが配置されて
いる時、タイミングフィルターの出力はデジタル弁別器を誘発する。今、我々は
、示されているようにσ_t８１に対するエンドサンプルの遅れを測定することが
でき、フィルターσ_Σ７４，σ₄₃７６及びσ_g７９はσ_t８１及びσ₂₁７７がΔｔ ₂₁ を早く現わした後に時間Δｔ_Σ，Δｔ₄₃及びΔｔ_Σを現わす。図５Ａより、σ _t がＴのピーク時間を有している場合、その後、Δｔ_Σは（ｍ＋ｇ−２Ｔ）に等
しくなる。

【００６１】 σ_tの点火がステップの立上り時間の形状によりいくらか振動している間、こ
れはギャップｇ内にステップ位置を振動させるだけである。σ_t、すなわちお互
いに対するすべてのフィルターの相対的なタイミングは構造により固定される。
したがって、σ_gが道理にかなった弁別器の誘発のためステップを捕まえるのに
十分広いという条件で、フィルターは設計のように働くだろう。ステップ状の信
号が検出されるタイミングの精度に対するこの相対的な鈍感さは本発明の重要な
利点である。

【００６２】 図５Ｂは、伝達の遅れを修正するための第２ステップを示している。我々はこ
れらの遅れが長い時定数のフィルターでマイクロ秒を超え、通常、フィルターの
長さにより増加することを注目している。図５Ｂは、ｇ＝１μｓ、ｍ＝４μｓで
、δｔ_t＝７５ｎｓ、δｔ_g＝δｔ₂₁＝δｔ₄₃＝３００ｎｓで、δｔ_Σ＝１２００
ｎｓでの４０ＭＨｚのためのＡＤＣサンプル時間ｔ_s８３に関しての伝達の遅れ
を示している。図５Ａと５Ｂを組合せて、与えられたフィルターσ_xの出力をサ
ンプリングすべきであり、 ｔ_x＝Δｔ_x＋δｔ_x−δｔ_t （２９） で、σ_tの出力での弁別器の点火が続き、Ｑ_gTを引き出すために要求されるｃＭ
ＯＳの時間の関係を保証する。ｔ_xが正の場合、その後、カウンタはｔ_xを測定す
ると共にフィルターバルブを収集するために使用可能である。しかし、ｔ_xが負
の場合、その後、その伝達の遅れδｔ_xは因果律の要求を満たすため少なくとも
｜ｔ_x｜により増加されなければならない（収集は丁度ステップ検出に続かなけ
ればならない）。デジタル手段では、これはＦＩＦＯメモリを使用する簡単な動
作である。我々の現在の例では、通常のタイミングのフィルターのピーク時間は
１００ｎｓであるから、さらなる遅れは必要とされず、Δｔ₂₁＝−２００で、 ｔ₂₁＝Δｔ₂₁＋δｔ₂₁＋δｔ_t＝−２００＋３００−７５＝２５ｎｓ（３０） で、それは正である。

【００６３】６．ｃＭＯＳ方法を実施する回路 ６．１．完全なデジタルフィルターの手段 １）５．２章の説明により、それらがサブフィルターから現れる時の非同期式
収集、及び２）それらが同期して収集可能なようにフィルターの伝達遅れを延長
するという２つの一般的なアプローチが可能である。後者の場合には、すべての
パイルアップ検査は収集信号が与えられる前に行われ、前者の場合には、値はそ
れらが現れた時に収集され、パイルアップ検査は後にそれらをなにがなされるべ
きかを決定するために使用される。我々はその原理を示すためそのうちの一手段
について明らかにする。

【００６４】 ６．１．１．非同期式収集の手段 図６Ａは式２４ｃの好適な手段を示している。デジタルプロセッサ９０は、Ａ
ＤＣ９２、実時間デジタル処理装置（ＲＴ−ＤＰＵ）９３、及びデジタル信号プ
ロセッサ（ＤＳＰ）９５を備えている。WARBURTON-1997により教示された方法に
従って、ＲＴ−ＤＰＵはＡＤＣ出力率でデータを処理し、ＤＳＰは事象率（衝撃
信号率）でデータを処理する。ＲＴ−ＤＰＵは値σ_Σ，σ₄₃，σ₂₁及びσ_gを作
り、ＤＳＰはそれらを係数Ｊ^-1に乗じ、Ｑ_gTを得る。

【００６５】 ＲＴ−ＤＰＵ９３はまた、早いチャネル９７と複数の遅いチャネル９８の２つ
の部品を有している。早いチャネルは、早いタイミングフィルターσ_t１００、
デジタル分別器１０２、幾つかのパイルアップ試験及びタイマー論理１０３、時
計１０４、及び出力レジスタ１０５を含んでいる。それぞれの遅いチャネルは三
角形又は台形のデジタルフィルター及び（式２９が負の場合の）デジタル遅延遅
延又は（式２９が正の場合の）タイマーのいずれかを有する出力レジスタを備え
ている。σ₄₃及びσ₂₁は両方とも長さがｍ／２であり、一つの三角形フィルター
σ₄₃₂₁１０７を使用して実施されることに注目しなさい。

【００６６】 作用では、σ_tはＡＤＣ９２のデータを処理し、ステップ状の信号が到着する
ようになる。弁別器１０２はこのステップを検出し、パイルアップインスぺクタ
１０３に信号を送り、トリガーライン１０６をストローブし、パイルアップイン
スぺクションを開始する。ステップの到着時間が重要な場合、時計１０４の出力
は同じストローブ信号１０６により出力レジスタ１０５に収集されることができ
る。フィルターσ₄₃₂₁１０７の出力は、式２９の因果律により要求された場合、
２１遅延１０８を使用してｔ₂₁により遅延され、このトリガーストローブにより
２１トリガー１０９で直ぐに収集され、時間ｔ₄₃、ｔ_Σ及びｔ_gに４３タイマー
１１０、Σタイマー１１１、及びｇタイマーを始動させる。ｔ_gは最も短いので
、ｇタイマー１１２は最初に遅れ、ｇレジスター１１６でフィルターσ_g１１５
の出力σ₄₃を収集する。同様に、４３タイマー１１０及びΣタイマー１１はｔ₄₃ 及びｔ_Σで遅れ、４３レジスタ１１８及びΣレジスター１１９でフィルターσ_{43 21} １０７及びσ_Σ１１７の出力を収集する。このステップがパイルアップされな
い場合、その後、すべての４つのフィルター値はデータバス１２１を介してＤＳ
Ｐ９５に読み込まれるように用意される。パイルアップインスペクタはσ_Σフィ
ルターの長さに対してWARBURTON-1999により教示されたように実施可能であり、
さらには説明しない。

【００６７】 ５．１章でのｃＭＯＳの説明により、本発明の法法はフィルターの数は収集さ
れるフィルター値の数に等しいことをが特に要求される。ここで我々はσ₄₃₂₁を
２度収集した。

【００６８】 ６．１．２．同期式収集の手段 図６Ｂは、最も遅い（σ_Σ）フィルターから値が出てくる時に３つのフィルタ
ー値が収集される式２７の実施を示している。この実施の間の主な物理的な差及
び図６Ａのそれはタイマー１０８，１０９及び１１０が排除され、第２の遅延（
ｇ遅延１２５）が付加され、式２９からｔ_Σとｔ_gとｔ₃₂の間の差を補償した。
残りのすべての部分は同じで、図６Ａと同じ参照番号を運ぶ。トリガーライン１
０６は今、以前の様にタイマーを介してよりむしろ出力レジスタに直接接続され
ることに注目しなさい。このトポロジーのため、パイルアップ試験及びタイマー
＃１１０３の機能の動作は、本質的にWARBURTON-1999により現わされたものと同
じである。

【００６９】 図６Ａと比べて、この回路の欠点は比較的長い遅延が要求され、過度のゲート
アレイの源を消費することである。しかし、最近のプログラム可能なゲートは専
用メモリのブロックで現れ、この制限は重要でなくなってきている。この設計の
１つの重要な利点は、同期式収集のため、パイルアップインスぺクション論理設
計が非常に簡単なことである。

【００７０】 ６．２．完全なアナログ手段 好適な手段は完全なデジタルであるが、その方法は本質的にデジタルそれ自体
ではない。ある場合には、特に、非常に早いステップの立上り時間と非常に遅い
フィルターの時定数のため、又は高度な集積を可能にするため、アナログ手段を
使用するのが好適となることもある。図７は図６Ａのアナログ版を示している。
トポロジーはサンプル及び保持回路がデジタルレジスタを置換し、フィルター値
を収集する点まで同じであり、この点までの回路の動作はここに示された教示を
与えられて当業者であれば明らかである。勿論、Ｊ行列の導出は使用されるアナ
ログフィルターのために適当な重み付け関数を使用して進められなければならな
いだろう。その後、アナログ乗算器（１６０等）及びアナログ加算器１８５が使
用され、式２４ｃのＪ^-1係数及び追加を実施する。固定フィルターでの適用のた
め、乗算及び加算機能はその合計ノードへの適当なレジスタ入力を有するｏｐ−
アンプ回路である。パイルアップテスター１４３が値を良いとみなした場合、ゲ
ート及び形状回路１４５は多重チャネル分析に適切な形で加算器１８５の出力を
出て行く。

【００７１】 ６．３．混成手段 デジタルでの実施が困難な形状フィルターの特性はデジタル処理の他の利点が
依然として望まれる幾つかの状況で要求される。これらの状態では、混成手段が
考慮されてもよい。図８は１つのそのような手段１９０を示している。トポロジ
ーは図６Ａのそれとほぼ同一である。主な相違は、１）（図６Ａのデジタル回路
は容易に使用されることをできるけれども）早いチャネル１９１が図７のそれと
同一のアナログ回路で実施されること、２）遅いチャネルセクション１９２では
、デジタルフィルターσ₄₃₂₁１０７，σ_Σ１１７及びσ_g１１５はＡＤＣ１９６
，１９７及び１９８が続くアナログフィルターσ₄₃₂₁１９３，σ_Σ１９４及びσ _g １１５により置換されることである。この回路の時間のふるまいは図６Ａの非
同期式デジタル回路と同じである。

【００７２】７．ノイズの考慮 式２４ｃ及び２７のフィルターは、単一より大きい値のデータ点のサンプルセ
ットを重み付けするので、簡単な台形フィルターより高いノイズを有している。
例えば、（この主張のためギャップｇを無視して）式２７の２ｍ＋ｇのフィルタ
ー領域を長さｍ／２の４つの主な小領域に分け、σ₄を介するこれらの領域σ₁の
連続の合計を呼び出すことにより、式２７を と作り直すことができる。サンプルによるノイズの標準偏差がσである場合、そ
の後、全体のノイズsig（Ｑ_gT）は、 となり、同じ長さの台形のフィルター と比較することができる。したがって、式２７のフィルターは単純な台形のフィ
ルターのほぼ２，７倍の大きさの電子ノイズを有している。式２４ｃのフィルタ
ーのための結果は同様である。４μｓのフィルターのため、その電子ノイズは１
５０ｅＶと同じ低さとすることができ、この効果は１００ｋｅＶ（ファノノイズ
４１５ｅＶ）のようなエネルギでは顕著だが、１ＭｅＶ（ファノノイズ１３００
ｅＶ）ではそうではない。ピークの回数は高い計数率を得るために短縮され、問
題は高いエネルギで悪化するだろう。そのため、我々は追加のノイズフィルター
の価格を支払うことなく衝撃の欠損及び極−ゼロのエラーの両方を修正する利点
を得る方法を考える。

【００７３】８．基準線の測定で非理想項を処理する 我々のアプローチはWARBURTON-1997の基準線の平均化コンセプトを拡張するも
のであり、時間による変化項をも取扱う。手近の特定の場合には、指数的崩壊を
示すと共に事象が起きる毎に増加するという事実にも拘らず基準線の測定を使用
してＱ₂₃を測定する方法を好む。

【００７４】 ８．１．サンプルフィルターの導出 我々は、長さｍ、ｇ及びｍの３つの連続平均から成る簡単なｃＭＯＳフィルタ
ーを開発することで始め、基礎的な理由ではなく、数学を簡単にし、無駄な時間
を最小にする実際的な理由のため、接触させる。前の章では、長さｍのフィルタ
ーは主としてＱ_gTを決定するために役立っていたが、長さｇのフィルターは信号
ステップの立上り時間の領域を調べることにより衝撃の欠損の影響を除去するた
めに使用される。式１９Ａ，１９Ｂ及び１９Ｄで始めると、これらのフィルター
は、 であり、 式３４では、４クラスのパラメータを有している。クラス１及び２（Ｐ₁，Ｐ₂ ）は前のようにＱ_gT，Ｑ_c及びＱ₁₃を含み、クラス３（Ｐ₃），Ｑ₂₃及びＢ₀は前
置増幅器の「非理想的」ふるまいを説明し、Ｑ₂₃は前のステップに対するその第
２の極応答の振幅であり、Ｂ₀はＤＣオフセットであり、クラス４（Ｐ₄）は、フ
ィルター及び前置増幅器の伝達関数を説明する残りのすべての固定パラメータ（
例えば、τ₁，τ₂，β，ｍ，ｇ）である。我々は特定のｃＭＯＳフィルター測定
から回復される未知数としてのＱ_gT，Ｑ_c及びＱ₁₃を取扱い、基準線の測定から
Ｑ₂₃及びＢ₀を別個に決定するつもりである。式３４は未知数の直接の除去によ
り解くには十分簡単であり、 を得、 定数Ｋ，Ｌ及びＭはクラス４のパラメータにだけ依存し、特定の検出器−前置増
幅器対及びセットのフィルター長のために依存する時間になるように仮定されて
いる。そのため、式３５ＡはのｃＭＯＳフィルター値σ_Σ+，σ_Σ-及びσ_gと所
望の検出器電荷Ｑ_gTの間の伝達関数（最初の括弧の項）であり、エラー項 を引き、それは非理想的（ＮＩ）前置増幅器項Ｑ₂₃及びＢ₀に対する変換応答で
ある。したがって、式３５ａを使用することは、ｃＭＯＳ収集に適切に相関する
時間に決定されると共にＱ_gTの正確な値を作るためにエラーの項に代入されるＱ ₂₃ 及びＢ₀を必要とする。ｃＭＯＳ収集それ自体は上述したアプローチのいずれ
かを使用して物理的に実施可能である。ｃＭＯＳ値の括弧した加重合計の下付き
文字ｑはこれが堆積した電荷を決定するための領域フィルターセットの「領域」
ｃＭＯＳ収集であったことを示している。

【００７５】 ８．２単一の測定エラーの項の修正 最低のノイズではないが、エラー項を予測する簡単な方法は、極めて近い時間
だがフィルターにステップ状の信号を存在させることなく、同一の式３４のｃＭ
ＯＳフィルターの収集をさせることによりそれぞれのｃＭＯＳエネルギの収集の
ためそれを局所的に測定し、Ｑ_gTがゼロになるようにすることである。その後、
式３５ａから、Ｑ_gTはゼロに等しく、 下付き文字ｂは「基準線」のためであり、示されているように、この「基準線」
のｃＭＯＳフィルターの収集が前置増幅器の非理想的項に対する変換の基準線応
答を作るのでそのように呼ばれている。我々はまた、Ｑ_gTがゼロと時に作られる
から、そのような測定値を「無効電荷」又は「無効エネルギ」（通常の場合の「
無効領域」）収集と呼んでもよい。式３４ｃを式３３Ａに代入すると、 下付き文字ｑは修正されるｃＭＯＳ電荷測定値を示している。

【００７６】 この修正は適度の簡単であり、幾つかの場合には許容可能に作動することが分
かっている。しかし、高出力のステップ率で真であるように、Ｑ₂₃が大きい場合
、その後、[ＬＱ₂₃＋ＭＢ₀]_bの時間遅延効果は依然として重要である。これは、
エネルギと基準線収集の間の（時計の目盛りΔｔでの）時間間隔δ＝ｔ_e−ｔ_bを
測定すると共に遅延項ｂ₂ ^δtにより修正することによりほぼ修正されることがで
き、 この方法では、Ｂ₀が正確に一定で、エネルギと基準線収集の間の時間の間隔δ
ｔが一定である場合、その後、エラー項ＭＢ₀ｂ₂ ^δtもまた一定で、スペクトル
でオフセットを作るだけである。

【００７７】 式３８は、１）測定値それ自体と同じ大きさで、sqrt（２）により分解能を悪
化させる、単一の基準線の測定値のノイズによるノイズの増加、及び２）２つの
測定値が独立しており、少なくとも遅れずに２ｍ＋ｇにより分割された場合に、
２つのうちの少なくとも１つのファクターにより無駄な時間が増加するという、
２つの重要な問題を有している。そのため、それらの変動を減少させるため、Ｑ ₂₃ 及びＢ₀の複数の独立した測定を可能にするのに有用である。以下にそうする
ための方法を示す。

【００７８】 ８．３．時間補償した基準線モデル この作用を通してフィルターを誘導させることで、我々はその幾つかの遅延定
数及びＤＣオフセットにより正確な前置増幅器モデルを有している。そのため、
我々は論理ステップを取り、正確に同一モデルを使用し、異なる時間でなされた
測定と相関させ、それらは平均化される。したがって、一度にＱ₁₃，Ｑ₂₃又はＢ ₀ を測定した場合、その後、ステップが間隔Δｔ内に到着しない場合、それらの
値デルタｔの時計サイクルは後にそれぞれ、ｂ₁ ^ΔtＱ₁₃，ｂ₂ ^ΔtＱ₂₃及びＢ₀に
より与えられるだろう。その場合、ステップの到着時間の終わりに（例えば、図
４の時間１）、それらの指数崩壊が前のように連続した後、Ｑ₁₃を（１−β）Ｑ _gT ，Ｑ₂₃をβＱ_gT及びＢ₀をゼロ増加させる。基準線の平均化の目的のため、そ
の後、Ｑ₁₃，Ｑ₂₃又はＢ₀は「時間補償」モデル（又は「ＴＣ−モデル」）パラ
メータとなり、その平均値はそれぞれ＜Ｑ₁₃＞，＜Ｑ₂₃＞又は＜Ｂ₀＞となる。

【００７９】 時々、Ｂ₀及びＱ₂₃の測定をした場合、WARBURTON-1997の方法又は幾つかの他
の平均計画を使用することにより、Ｂ₀の予想を更新することができる。Ｑ₂₃の
ため、ＴＣ−モデルは今、 ＜Ｑ₂₃＞_i-1はＱ₂₃（ｉ−１）の「平均」予測を表わし、最後に時間ｔ_i-1で測定
された場合、Warburton及びHubardの式７の以下の拡張により、時間ｔ_iでＱ₂₃（
ｉ）の新しい基準線の測定を使用して、＜Ｑ₂₃＞_iを更新する。 同様に、 を使用して、時間ｔ_iでの電荷Ｑ_gT（ｉ）の衝撃信号の到着のため＜Ｑ₂₃＞を更
新する。要求された場合、Ｑ₁₃は式３９でｂ₂をｂ_iで置換することにより測定の
最後の時間から同様に拡張可能である。

【００８０】 ＜Ｑ₂₃＞及び＜Ｂ₀＞は電荷ｃＭＯＳ収集で使用され、以下のように式３５ａ
を使用してＱ_gTを決定する。最初に、＜Ｂ₀＞は単純に式でＢ₀を置換する。しか
し、＜Ｑ₂₃＞は、ＴＣ−モデルにより、式３９を使用して最後の更新時間ｔ_i-1
から現在の収集時間ｔ_iに拡張されなければならず、Δｔ_i＝ｔ_i−ｔ_i-1で、 ＜Ｑ₂₃＞及び＜Ｂ₀＞は多くの基準線測定値を平均化することにより決定される
ことができるので、式４２の修正項のノイズの寄与は８．２章の単一の基準線の
修正手順より非常に小さくすることができる。σ_g-の重み付け関数は単一に比べ
て小さいので、式４２の測定ノイズは主としてσ_Σ+及びσ_Σ-により決定され、
同じピーク時間の台形フィルターのため、そして式３８を使用することによる良
いsqrt（２）のファクターについてとほぼ同じになるだろう。その上さらに、基
準線のｃＭＯＳフィルターの収集はいかなる時間にも行うことができるので、連
続ステップ間の間隔は各電荷ｃＭＯＳフィルターの収集と関連して要求されるも
のよりむしろ十分長くなり、方法の無駄な時間はｃＭＯＳフィルターの収集のそ
れの半分に削減される。

【００８１】 ８．４．非理想項のＱ₂₃及びＢ₀を測定する 時間ｔ_iのＱ₂₃を測定する有効な方法は式３６により基準線のｃＭＯＳ収集を
することであり、もはや時間ｔ_iは電荷ｃＭＯＳ収集と相関する必要がない差を
有している。Ｂ₀の平均値＜Ｂ₀＞を使用し、Ｌ及びＭの計算値を加え、Ｑ₂₃のた
めの[ＬＱ₂₃＋ＭＢ₀]_bを解くことができる。 それを使用し、式４０を使用し＜Ｑ₂₃＞_iを更新する。

【００８２】 通常、我々はＢ₀が安定で、名目上は独立していると予測し、＜Ｂ₀＞は検出器
への入力のカウントをすることなく、その後、Ｑ₂₃を得るために使用される。し
かし、Ｂ₀の変化に関連する温度及び又は率を補償するため、時々Ｂ₀を測定し、
＜Ｂ₀＞の予想を更新するのには慎重である。１つのアプローチは、Δｔにより
遅れずに分割された基準線の測定対を使用することであり、エラー項Ｅを として示した場合、式３９から、Δｔ＝ｔ_i−ｔ_i-1により分割されＥ_i及びＥ_i-1 を測定する。 Ｂ_0,i測定値は、上記したように、＜Ｂ₀＞を得るため、式３５ａの使用のためＢ ₀ の低い予測値を平均化可能である。式４５から、分子と分母の両方が大きい数
の小さい差であるから、時間間隔Δｔが長くなる程、Ｂ₀の測定がより正確にな
ることが明らかである。いずれかの場合、十分な値Ｂ_0,iが平均化され、＜Ｂ₀＞
のエラーがＱ_gTのエラーに実質的に寄与しないようになっている。

【００８３】 ８．５．モデルパラメータのドリフトを処理 この補償計画を良く作用させるため、Ｐ₄パラメータβは正確に知られ、時間
に亘り安定していることが必要である。代わりに、Ｑ₁₃の外挿とＱ₂₃の増加の両
方が系統的なエラーを組込み、Ｑ_gTの計算に伝搬するだろう。提案されたＱ₂₃の
基準線の測定はβを監視する方法を提供し、その値を正確にするかそれに遅れず
についていく。

【００８４】 式４０において、測定値Ｑ₂₃（ｉ）、時間ｔ_iで平均値＜Ｑ₂₃＞_i＝ｂ₂ ^Δt＜Ｑ ₂₃ ＞_i-1を更新する。しかし、これらの２つの値の間の差を記録し、時間のそれ
らの平均＜ΔＱ₂₃＞を計算することもできる。＜ΔＱ₂₃＞がゼロでない場合、系
統的エラーが存在し、 δβ＝＜ΔＱ₂₃＞／Ｓ_β （４６） を使用してβを調整することができ、スロープＳ_β＝ｄ＜ΔＱ₂₃＞／ｄβは、以
前に、システムの設定時間でなされる較正作業から得られ、βは系統的に調整さ
れ、結果として生じる＜ΔＱ₂₃＞値が記録され、Ｓ_βが計算可能なようになって
いる。適当な場合、同様な方法がτ₁及びτ₂のように他のＰ₄パラメータを監視
すると共に修正するために使用可能である。

【００８５】９．参照 以下はインコーポレイテッドバイリファレンスされている。 AALSETH-1998:放射分析及び原子力化学の定期刊行物、第233巻、第１〜２号（19
98）の119〜123、C.E.Aalseth, F.T.Avignone III, R.L.Brodzinski, H.S.Miley
,及びJ.H.Reevesによる「パルス状の弁別を使用し、ゲルマニウム水晶の個々の
エネルギ堆積事象を分類する」。 GOUUDING−1988:I.E.E.E.Trans.の原子力科学、第35巻、第１号（1988）の119〜
124、F.S.Goulding及びD.A.Landisによる「半導体検出器の分光計の衝撃欠損の
修正」。 HINSHAW-1991:「電離放射線分光計のエネルギ分解能を修正する方法及び装置」
という名称でS.M.Hinshawに1991年６月４日に発行された米国特許No.5,021,664
。 KNOLL-1989:Glenn F.Knoll(J.Wiley, New York, 1989)による「放射線検出及び
測定、第2版」。 KUMAZAWA-1988:「半導体放射線検出器」という名称でY.Kumazawaに1988年２月23
日に発行された米国特許No.4,727,256。 MILLER-1994:「検出器の出力波形から原子力放射線のタイプを決定するためのシ
ステム」という名称でW.H.Miller及びR.R.Berlinerに1994年９月13日に発行され
た米国特許No.5,347,129。 RADEKA-1982:I.E.E.E.Trans.の原子力科学、第NS-19巻（1982）の412〜428のV.R
adekaによる「高率の大ゲルマニウム検出器からの信号の台形フィルタリング」
。 RAUDORF-1982:I.E.E.E.Trans.の原子力科学、第NS-29巻、第１号（1982）の764
〜768のT.W.Raudorf, M.O.Bedwell及びT.J.Paulusによる「ＨＰＧｅの同軸検出
器のパルス形状及び立上がり時間の分配計算」。 SIMPSON-1990:「光子検出器システムの電荷トラッピング修正」という名称でM.L
.Simpton及びT.W.Raudorfに1990年６月26日に発行された米国特許No.4,937,452
。 STAHLE-1999:Proc. of the SPIE No.3765のC.K.Stahleらによる「アストロ−E/X
RFマイクロ熱量計アレイ及びアンチコインシデンス検出器の設計及び性能」、出
版物の「天文学ＸのためのＥＵＶ，Ｘ線及びガンマ線装置」（Denver,CO,1999年
7月21〜23日）。 TAKAHISHI-1994:I.E.E.E.Trans.の原子力科学、第41巻、第４号（1994）の1246
〜1249のH.Takahashi, S.Kinjoh, J.Kawarabayashi, T.Iguchi及びM.Nkazawaに
よる「速いＡＤＣデジタル化技術に基づいたＧｅ検出器信号の多数パラメータ波
形分析」。 WARBURTON-1997:「デジタルを基にした高速ｘ線分光器のための方法及び装置」
という名称でW.K.Warburtonに1997年11月４日に発行された米国特許No.5,684,85
0。 WARBURTON-1998:「連続放電前置増幅器との直接結合使用のためデジタルを基に
した高速ｘ線分光器のための方法及び装置」という名称でW.K.Warburtonに1998
年６月30日に発行された米国特許No.5,774,522。 WARBURTON-1999:「デジタルを基にした高速ｘ線分光器の結合論理信号プロセッ
サのための方法及び装置」という名称でW.K.Warburton及びZ.Zhouに1999年２月1
6日に発行された米国特許No.5,873,054。 WHITE-1988:I.E.E.E.Trans.の原子力科学、第35巻、第１号（1988）の125〜130
のG.Whiteによる「ガンマ線分光器のためのパルス処理：新しい方法及びその手
段」。

【００８６】１０．結論 特定の実施例の上記説明は例示及び説明の目的のために示されている。それは
本発明を説明された正確な形式に徹底したり、又は限定したりすることを意図す
るものではなく、上記教示によって、明らかに修正及び変更が可能である。これ
らの実施例は本発明及びその実際の適用の原理を最良に説明するために選択され
、説明され、それにより、当業者が各種実施例の発明を最良に利用でき、そのよ
うな修正は考えられた特定の使用に本発明を最良に合せることができる。

【００８７】 第１の例として、すべての説明された実施例は台形又は三角形のフィルターを
使用しているが、本技術にはそのような制限はない。示されているように、連続
する信号サンプルに適用される１セットの重み付け定数により説明可能なフィル
ター、又は等価なそのアナログが使用可能である。そのため、その方法は本質的
に実現可能なフィルターで作用するであろう。第２に、特定の実施例は２，３又
は４つのフィルターを使用しているが、使用可能なフィルターの数に特別の制限
はない。その出力が数時間で正確にサンプリングされる場合には１つのフィルタ
ーでさえ使用可能である。フィルターの数Ｎが基本の振幅Ｍの数を超えた場合、
行列の反転方法は正確な値よりむしろＭ値の少なくとも２乗の最良の予測値を見
つけるために使用可能である。第３に、特定の実施例で使用されるすべてのフィ
ルターは対称であるが、導出したものから分かるように、その方法の必要性はな
い。第４に、電子回路の特定の構成が実施例に示されているが、同一の機能を達
成する他の構成が容易に発明可能である。例えば、ＡＤＣビットの数又はレジス
ターに収集される値の長さは変更可能である。第５に、電子回路の使用でさえそ
の方法を実施するのに必要とされない。例えば、当初の導出どうり、連続するＡ
ＤＣ値が代わりにコンピュータメモリに読み込まれた場合、すべての以下の処理
ステップはソフトウェアで実施可能である。第６に、その方法はまた、信号源が
実際に単一極フィルターであるかどうかに拘らず、名目上の単一極フィルターか
らの出力に形式的に等価な信号にも適用可能である。例えば、超伝導ボロメータ
はそのような出力信号を作り出す。

【００８８】 そのため、上記説明は、添付した特許請求の範囲により定義されているように
、本発明の範囲を制限するものととられるべきではない。

【図面の簡単な説明】

【図１Ａ】 抵抗性フィードバック求積器、極／ゼロネットワーク及び出力
利得段階を含む半導体ガンマ線検出器のフロントエンドの概略図を示している。

【図１Ｂ】 極／ゼロ回路が理想的に調整されない時に図１Ａの回路の前置
増幅器部分により生成された電圧を示している。

【図２】 信号の立上り時間の変化に寄与する幾何学上及び他の要因を示す
図１Ａの検出器構造を拡大したものである。

【図３Ａ】 図２の検出器構造の１つの収集路のため純粋電子及び純粋孔収
集の間の立上り時間の変化を示している。

【図３Ｂ】 図３Ａの１つのピークの拡大図を示している。

【図４】 その構成信号に分解された通常の前置増幅器のステップ形状を示
し、これらの信号を数学的に説明するための命名システムを確立している。

【図５Ａ】 複数のフィルターの収集時間の間の適切な間隔の計算方法を示
している。

【図５Ｂ】 複数のフィルターの収集時間の間の適切な間隔の計算方法を示
している。

【図６Ａ】 上述した方法を実施する一対の純粋なデジタル回路を示してい
る。

【図６Ｂ】 上述した方法を実施する一対の純粋なデジタル回路を示してい
る。

【図７】 上述した方法を実施する純粋なアナログ回路を示している。

【図８】 上述した方法を実施するアナログ／デジタル混合回路を示してい
る。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (81)指定国 ＥＰ(ＡＴ，ＢＥ，ＣＨ，ＣＹ， ＤＥ，ＤＫ，ＥＳ，ＦＩ，ＦＲ，ＧＢ，ＧＲ，ＩＥ，Ｉ Ｔ，ＬＵ，ＭＣ，ＮＬ，ＰＴ，ＳＥ)，ＯＡ(ＢＦ，ＢＪ ，ＣＦ，ＣＧ，ＣＩ，ＣＭ，ＧＡ，ＧＮ，ＧＷ，ＭＬ， ＭＲ，ＮＥ，ＳＮ，ＴＤ，ＴＧ)，ＡＰ(ＧＨ，ＧＭ，Ｋ Ｅ，ＬＳ，ＭＷ，ＭＺ，ＳＤ，ＳＬ，ＳＺ，ＴＺ，ＵＧ ，ＺＷ)，ＥＡ(ＡＭ，ＡＺ，ＢＹ，ＫＧ，ＫＺ，ＭＤ， ＲＵ，ＴＪ，ＴＭ)，ＡＥ，ＡＧ，ＡＬ，ＡＭ，ＡＴ， ＡＵ，ＡＺ，ＢＡ，ＢＢ，ＢＧ，ＢＲ，ＢＹ，ＢＺ，Ｃ Ａ，ＣＨ，ＣＮ，ＣＲ，ＣＵ，ＣＺ，ＤＥ，ＤＫ，ＤＭ ，ＤＺ，ＥＥ，ＥＳ，ＦＩ，ＧＢ，ＧＤ，ＧＥ，ＧＨ， ＧＭ，ＨＲ，ＨＵ，ＩＤ，ＩＬ，ＩＮ，ＩＳ，ＪＰ，Ｋ Ｅ，ＫＧ，ＫＰ，ＫＲ，ＫＺ，ＬＣ，ＬＫ，ＬＲ，ＬＳ ，ＬＴ，ＬＵ，ＬＶ，ＭＡ，ＭＤ，ＭＧ，ＭＫ，ＭＮ， ＭＷ，ＭＸ，ＭＺ，ＮＯ，ＮＺ，ＰＬ，ＰＴ，ＲＯ，Ｒ Ｕ，ＳＤ，ＳＥ，ＳＧ，ＳＩ，ＳＫ，ＳＬ，ＴＪ，ＴＭ ，ＴＲ，ＴＴ，ＴＺ，ＵＡ，ＵＧ，ＵＳ，ＵＺ，ＶＮ， ＹＵ，ＺＡ，ＺＷ Ｆターム(参考） 2G088 FF04 FF15 GG21 KK03 KK05 KK16 LL01 LL05 LL17 LL18

Claims (62)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 パルス状の入力信号に応答して名目上単一極（Ｎ−１Ｐ）装
   置により供給されるステップ状出力信号を測定することにより前記パルス状の入
   力信号の集積領域Ｑ_gTを決定するための方法であって、 １以上のフィルターを有するフィルターセットを前記Ｎ−１Ｐ装置の出力に適
   用し、 前記出力信号のステップ状の形態の存在を検出し、 前記形態の検出に応じて、前記フィルターセットの１以上のフィルターから１
   セットの相関した複数の出力サンプル値（領域ｃＭＯＳ）を捕獲し、 前記領域ｃＭＯＳの前記サンプル値の加重合計を形成し、前記入力信号の前記
   集積領域Ｑ_gT（決定領域）を決定する、 ことを含み、前記合計の重み（領域の重み）は前記パルス状の入力の時間構造、
   又は理想的な信号極の応答からのＮ−１Ｐ装置の応答の偏差から、又はその両方
   から生じるエラーのため前記決定領域を補償するように選択されることを特徴と
   する方法。
2. 【請求項２】 前記パルス状の入力信号は有限の時間範囲及びおそらく時間
   で変動する振幅も有している請求項１に記載の方法。
3. 【請求項３】 前記Ｎ−１Ｐ装置の出力のＤＣ及び長い崩壊定数の項は前記
   集積領域Ｑ_gTを決定するのに使用される重みを計算する際に無視され、 長い時定数の台形フィルターは主に前記ステップ状の形態の振幅を評価するた
   めに使用され、 中間の時定数の台形フィルターは前のパルス状の入力に対する装置の第１極応
   答を評価するために使用され、 短い時定数の三角形フィルターは前記ステップ状の形態の立上り時間の特性を
   測定するために使用される、 請求項２に記載の方法。
4. 【請求項４】 前記Ｎ−１Ｐ装置の出力のＤＣ及び長い崩壊定数の項は前記
   集積領域Ｑ_gTを決定するのに使用される重みを計算する際に無視され、 ２つの長い時定数の走行平均フィルターは主に前記ステップ状の形態の振幅と
   前のパルス状の入力に対する装置の第１極応答との両方を評価するために使用さ
   れ、 短い時定数の走行平均フィルターは前記ステップ状の形態の立上り時間の特性
   を測定するために使用される、 請求項２に記載の方法。
5. 【請求項５】 前記Ｎ−１Ｐ装置は理想的ではないが、さらなる極及び又は
   その伝達関数のゼロ及びおそらくＤＣオフセットもまた有している請求項１に記
   載の方法。
6. 【請求項６】 前記領域ｃＭＯＳの個々のサンプル値の数は前記フィルター
   セットのフィルターの数を超えている請求項１に記載の方法。
7. 【請求項７】 前記領域ｃＭＯＳの個々のサンプル値の数は前記フィルター
   セットのフィルターの数に等しい請求項１に記載の方法。
8. 【請求項８】 前記Ｎ−１Ｐの出力はアナログデジタル変換器によりディジ
   タル化され、メモリに運ばれたデジタル化出力の部分、及びフィルターセットを
   適用し、その存在を検出し、捕獲し、加重合計を形成することの少なくとも１つ
   はソフトウェア制御の下のコンピュータ動作により行われる請求項１に記載の方
   法。
9. 【請求項９】 ｉ）所望の集積領域Ｑ_gTである第１（Ｐ₁）パラメータ ii）前のパルス状の入力に対する前記Ｎ−１Ｐ装置の残留振幅応答及び又は現
   在のパルス状の入力の有限の到着時に対するその応答を説明する１以上の第２（
   Ｐ₂）パラメータのセットであって、前記Ｐ₁及びＰ₂パラメータの数が前記領域
   ｃＭＯＳに捕獲されたサンプル値の数より少ないか或いはそれに等しく、 iii）前記Ｎ−１Ｐの伝達関数及び前記フィルターセットのフィルターを説明
   する１以上の第３（Ｐ₃）パラメータのセット、 により前記パルス状の入力信号に応答して前記Ｎ−１Ｐ装置の出力信号の数学モ
   デルを展開し、 前記領域ｃＭＯＳに少なくとも一度、値が捕獲される各フィルターをその加重
   関数により説明し、 前記重み関数を前記パラメータで表示された出力も出るに適用し、前記フィル
   ター及び前記Ｐ₁及びＰ₂パラメータから前記領域ｃＭＯＳに捕獲されたそれぞれ
   の値の間に一次方程式を作り、 一次方程式の合成セットを解き、前記領域ｃＭＯＳのサンプル値によって前記
   Ｐ₁及びＰ₂パラメータを説明するための係数を得る、 ことにより前記領域の重みが分析的に決定される請求項１に記載の方法。
10. 【請求項１０】 Ｐ₃パラメータが周知でない場合、 その予測値を一括して扱うＰ₃パラメータのための１セットの値を選択し、 前記一括して扱った値のセットのそれぞれの項のため、請求項１．６の方法を
    行い、前記捕獲したサンプル値により前記Ｐ₁及びＰ₂パラメータを表わす１セッ
    トの係数を作り、 前記係数のセットを使用し、データを捕獲し、前記Ｐ₁パラメータの値を測定
    し、前記測定の不確実性を決定し、 前記セットの一括して扱った値の項のため決定された前記不確実性を使用し、
    前記不十分に知られたＰ₃パラメータにより前記不確実性をプロット又はそうで
    なければパラメータで表示し、 前記プロット又はパラメータ表示を使用し、前記Ｐ₁パラメータの測定不確実
    性を最小にする前記不十分に知られたＰ₃パラメータの値を選択する、 ことによりその値を決定する請求項９に記載の方法。
11. 【請求項１１】 前記ステップ状の形態の存在を検出するのに比例して、前
    記ｃＭＯＳを捕獲することが前記フィルターセットのフィルターのための因果律
    に違反した場合、因果律が前記捕獲により破られないように前記フィルターの伝
    搬遅延を十分増加させる請求項１に記載の方法。
12. 【請求項１２】 タイマーは、それらが領域ｃＭＯＳの捕獲が非同期して行
    われるようになった時に前記フィルターの出力から値を捕獲するように使用され
    る請求項１に記載の方法。
13. 【請求項１３】 さらなる伝搬遅延が前記フィルターに加えられ、領域ｃＭ
    ＯＳの捕獲が同期して行われるようになっている請求項１に記載の方法。
14. 【請求項１４】 前記Ｎ−１Ｐ装置の出力はアナログデジタル変換器により
    デジタル化され、 前記フィルターセットのフィルターはデジタルフィルターであり、 前記デジタルフィルターの出力はレジスターに捕獲され、 前記集積領域Ｑ_gTの決定は前記レジスターに捕獲された値を読み出すデジタル
    計算装置により行われ、それぞれのそのような値に重み係数を掛け、それらを一
    緒に加算する請求項１に記載の方法。
15. 【請求項１５】 前記デジタルフィルターは三角形又は台形のフィルターの
    いずれかである請求項１４に記載の方法。
16. 【請求項１６】 台形のフィルターから捕獲されたｃＭＯＳ値σ_gは主に前
    記集積領域Ｑ_gTを評価するために使用され、 三角形のフィルターから捕獲されたｃＭＯＳ値σ₃₂は前のパルス状の入力に対
    するＮ−１Ｐ装置の第１極の残留応答を評価するために使用され、 三角形のフィルターから捕獲されたｃＭＯＳ値σ_gは前記ステップ状の形態の
    立上り領域を探るために使用され、 前記集積領域Ｑ_gTは により決定される請求項１４に記載の方法。
17. 【請求項１７】 台形のフィルターから捕獲されたｃＭＯＳ値σ_gは主に前
    記集積領域Ｑ_gTを評価するために使用され、 三角形のフィルターから捕獲されたｃＭＯＳ値σ₁₂は前のパルス状の入力に対
    するＮ−１Ｐ装置の第１極の残留応答を評価するために使用され、 三角形のフィルターから捕獲されたｃＭＯＳ値σ₃₄は前のパルス状の入力に対
    するＮ−１Ｐ装置の第２の極の残留応答を評価するために使用され、 三角形のフィルターから捕獲されたｃＭＯＳ値σ_gは前記ステップ状の形態の
    立上り領域を探るために使用され、 前記集積領域Ｑ_gTは により決定される請求項１４に記載の方法。
18. 【請求項１８】 前記デジタルフィルターの１以上は走行平均フィルターで
    ある請求項１４に記載の方法。
19. 【請求項１９】 デジタルタイマーはステップ状の形態の前記検出と前記領
    域ｃＭＯＳの個々のサンプル値の前記捕獲との間の時間を測定するために使用さ
    れる請求項１４に記載の方法。
20. 【請求項２０】 前記ステップ状の出力信号の立上り時間領域の位置に対し
    て前記領域ｃＭＯＳを捕獲するタイミングの正確さの必要性は、 時定数が最長の予測立上り時間より著しく長い立上り時間のプローブフィルタ
    ーを示し、 Ｎ−１Ｐ装置のステップ状の出力の前記立上り時間の領域がその範囲内に完全
    に入るように前記領域ｃＭＯＳの捕獲を調整し、 捕獲されたすべての他のフィルター値のため、それらのそれぞれのフィルター
    の重み定数が前記立上り領域内で無視できるように前記領域ｃＭＯＳの捕獲を調
    整する、 請求項１に記載の方法。
21. 【請求項２１】 前記他のフィルター値の１つが台形のフィルターから捕獲
    された場合、前記立上り時間の領域がその隙間内にあるように前記ｃＭＯＳ捕獲
    を調整し、前記他のフィルター値の１つが三角形のフィルターから捕獲された場
    合、前記立上り時間の領域がその範囲内に完全に入るように前記領域ｃＭＯＳの
    捕獲を調整する請求項２０に記載
22. 【請求項２２】 前記ステップ状の形態を検出する時間は、 デジタルレジスターをデジタル時計の前記出力に接続し、 存在の前記検出を使用し、その瞬間に前記時計の時間値を前記レジスターにロ
    ードさせる、 ことにより捕獲される請求項１に記載の方法。
23. 【請求項２３】 前記フィルターセットのフィルターはアナログ形状フィル
    ターであり、 それらの出力値は、必要な場合に遅れ、前記検出事象により開始されるタイミ
    ング回路の出力により引き起こされるサンプル及びホールド回路により捕獲され
    、 前記サンプル及び保持出力は定数により重み付けされ、アナログの重み及び加
    算回路又は乗算及び加算回路を使用して加算され、 さらなるパイルアップ基準が満たされた場合、この回路の出力は出力ゲーティ
    ング回路により形成され、その振幅が所望の集積領域Ｑ_gTを正確に表わすように
    なっている請求項１に記載の方法。
24. 【請求項２４】 ステップ状の形態の存在を検出するのに加えて、前記パル
    ス状の入力信号が積重ねられたかどうかを調べるためさらなる試験がなされ、そ
    うである場合、以下の捕獲及び決定の両方を行うのを防止する請求項１に記載の
    方法。
25. 【請求項２５】 １以上のフィルターの最大振幅を捕獲し、前記集積領域Ｑ _gT を決定する際に前記領域ｃＭＯＳの一部分としてこれらの捕獲値を処理するこ
    とをさらに備えている請求項１に記載の方法。
26. 【請求項２６】 前記Ｎ−１Ｐ装置が厳密には単一極の装置でないが、少な
    くとも第２の極を有している時、可能なさらなる極及び又はゼロ及び又はＤＣオ
    フセットを加え、 ｉ）所望の集積領域Ｑ_gTである第１（Ｐ₁）パラメータ、 ii)前のパルス状の入力に対する前記Ｎ−１Ｐ装置の単一極応答及び又は有限
    の到着時に対するその応答を説明する１以上の第２（Ｐ₂）パラメータのセット
    であって、前記Ｐ₁及びＰ₂パラメータの数が前記領域ｃＭＯＳに捕獲されたサン
    プル値の数より少ないか又はそれに等しく、 iii)Ｑ₂₃を含む前記Ｎ−１Ｐ装置の出力の非理想的部分、前のパルス状の入力
    に対するその第２極の応答、及びおそらくＢ₀、そのＤＣオフセットもまた説明
    する１以上の第３（Ｐ₃）パラメータのセット（エラーの項）、 iv）前記Ｎ−１Ｐ装置及び前記フィルターセットのフィルターの伝達関数を説
    明する１以上の固定された第４（Ｐ₄）パラメータのセット、 により前記Ｎ−１Ｐからステップ状の出力信号を説明する数学モデルを形成し、 基準線のフィルターセットとして前記フィルターセットに１以上のフィルター
    を示し、 時々、前記基準線のフィルターセット（基準線サンプル）から１以上の出力値
    を捕獲し、 １以上の基準線サンプルを使用し、少なくとも１つのタイプのＰ₃パラメータ
    を更新する、 請求項１に記載の方法。
27. 【請求項２７】 前記タイプＰ₃パラメータを使用し、前記エラーの項の効
    果のため前記集積領域Ｑ_gTを訂正することをさらに含む請求項２６に記載の方法
    。
28. 【請求項２８】 前記訂正は前記タイプＰ₃パラメータの加重合計を前記集
    積領域Ｑ_gTに加算することにより成し遂げられる請求項２７に記載の方法。
29. 【請求項２９】 Ｐ₃パラメータの前記セットがＱ₂₃及びＢ₀の訂正のみを含
    む時、前記集積領域Ｑ_gTは、 前記タイプＰ₃パラメータの前記加重合計として を使用し、 Ｑ₂₃は前記領域ｃＭＯＳの捕獲に関して固定された時間で評価され、 Ｌ，及びＭはタイプＰ₄パラメータにのみ依存する請求項２８に記載の方法。
30. 【請求項３０】 少なくとも１つのタイプＰ₃パラメータの更新は、 前記基準線のサンプルを使用し、前記タイプＰ₃パラメータの新推定値を作り
    、 前記新推定値と前記パラメータの前の値との間で適当な平均値を形成する、 請求項２６に記載の方法。
31. 【請求項３１】 前記適切な平均を形成する際、 前記新推定値と前記前の値との差が記録されると共に平均され、 この差の平均がタイプＰ₄パラメータの１つを調整するために使用される、 請求項３０に記載の方法。
32. 【請求項３２】 それぞれの基準線のサンプルの捕獲の時間（時間ｔ_i）を
    記録し、 前記パラメータのｔ_iを使用し、前記Ｐ₃パラメータの時間の変化を補償するた
    めに更新し、時間を補償したパラメータモデル（ＴＣ−モデル）を生成する、 請求項２６に記載の方法。
33. 【請求項３３】 時間で変動するタイプＰ₃ＴＣ−モデルパラメータＱの平
    均推定値＜Ｑ＞の更新は、 前記基準線のサンプルを使用し、前記時間ｔ_iでの前記パラメータＱの新推定
    値Ｑ_iを作り、 前の測定時間ｔ_i-1での前記パラメータの平均推定値＜Ｑ＞_i-1でＱ_iを平均し
    、 により時間ｔ_iでの＜Ｑ＞の値＜Ｑ＞_iを作り、 Ｎは定数で、ｂは時間ｔ_iと時間ｔ_i-1との間のその時間変化のため＜Ｑ＞を訂
    正する請求項３２に記載の方法。
34. 【請求項３４】 前記タイプのパラメータ＜Ｑ＞は崩壊時間τ_qを有する極
    と関連し、ｂは により与えられる請求項３３に記載の方法。
35. 【請求項３５】 パルス状の入力の前記集積領域Ｑ_gTが決定された時はいつ
    でも、Ｑ_gTを使用し、前記ＴＣ−モデルパラメータを更新し、前記パルス状の入
    力に応じて前記エラーの項の変更を反映することを含む請求項３２に記載の方法
    。
36. 【請求項３６】 Ｐ₃パラメータＱは崩壊時間τ_qを有する極と関連し、 前記集積領域Ｑ_gTを決定する前記時間はｔ_iで示され、 基準線のサンプルの捕獲に応じて値Ｑ_i-1に対する更新時間Ｑの最も最近の前
    の時間はｔ_i-1で示され、 Ｑ_gTに応じて前記エラーの項の変更を反映するための値Ｑ_iに対するＱの前記
    更新は、 により成し遂げられ、 タイプＰ₄パラメータβはτ_q崩壊モードに移行されるＱ_gTの一部分である、 請求項３５に記載の方法。
37. 【請求項３７】 前記領域ｃＭＯＳの捕獲において、前記捕獲の時間を記録
    し、 領域ｃＭＯＳの捕獲の前記時間ｔ_iとＴＣ−モデルが更新された最後の時間ｔ_{i -1} との間の経過時間Δｔ_iのための前記タイプＰ₃Ｔ−Ｃモデルパラメータを調整
    し、 前記調整されたタイプＰ₃パラメータを使用し、前記エラーの項の効果のため
    前記集積領域Ｑ_gTを訂正する、 ことをさらに含む請求項３２に記載の方法。
38. 【請求項３８】 前記集積領域の訂正ステップは、 １セットの重みを前記タイプＰ₃Ｔ−Ｃモデルパラメータに適用し、 前記重み付けされたＰ₃パラメータの合計を前記集積領域Ｑ_gTに加算する、 ことにより行われる請求項３７に記載の方法。
39. 【請求項３９】 Ｐ₃パラメータの前記セットはＱ₂₃とＢ₀のみを含み、 前記領域ｃＭＯＳは３つの捕獲値を備え、σΣ＋，σΣ_-及びσ_gで示され、σ _g は前記ステップ状の形態の立上り領域を探り、 前記集積領域Ｑ_gTを決定するために使用される前記領域ｃＭＯＳ値の前記加重
    合計は、タイプＰ₃パラメータの加重合計の前記訂正を引き、 により与えられ、 Ｌ及びＭはタイプＰ₄パラメータにのみ依存し、 ＜Ｂ₀＞はＢ₀のＴＣ−モデル推定値であり、 ＜Ｑ₂₃＞は最後の更新のその時間ｔ_i-1でのＱ₂₃のＴＣ−モデル推定値であり
    、ｂはその量Ｑ₂₃の単位時間当たりの指数関数的な崩壊である、 請求項３８に記載の方法。
40. 【請求項４０】 出力値が前記領域ｃＭＯＳで捕獲された１以上のフィルタ
    ーは前記基準線のフィルターセットでも使用される請求項２６に記載の方法。
41. 【請求項４１】 前記基準線の値の捕獲は、前記基準線のフィルターセット
    がＮ−１Ｐ装置の出力でステップ状の形態を処理するのに従事されない瞬間にの
    み許容される請求項２６に記載の方法。
42. 【請求項４２】 前記基準線の捕獲はｃＭＯＳの捕獲である請求項２６に記
    載の方法。
43. 【請求項４３】 前記Ｎ−１Ｐ装置の出力はアナログデジタル変換器により
    デジタル化され、 前記基準線のフィルターセットのフィルターはデジタルフィルターであり、 前記基準線のサンプルは前記フィルターのデジタル出力をレジスターに捕獲す
    ることにより捕獲され、 前記モデルパラメータの更新ステップは前記レジスターで捕獲された値を読み
    出すデジタル計算装置により行われる、 請求項２６に記載の方法。
44. 【請求項４４】 前記デジタル計算装置は前記ＴＣ−モデルパラメータの加
    重合計をＱ_gTに加算することにより前記集積領域Ｑ_gTの前記訂正を行う請求項４
    ３に記載の方法。
45. 【請求項４５】 前記領域ｃＭＯＳが捕獲される前記１以上のフィルターは
    領域のフィルターセットと呼ばれ、 前記領域と基準線のフィルターセットは同一であり、 同一の相関された多数の出力サンプルは前記基準線のフィルターセット（基準
    線のｃＭＯＳ）及びｚ戦機領域フィルターセット（すなわち、領域ｃＭＯＳ）か
    ら捕獲され、さらに、 前記基準線のｃＭＯＳの捕獲は、前記基準線のフィルターセットが前記Ｎ−１
    Ｐ装置の出力のステップ状の形態を処理するのに従事されない瞬間にのみ許容さ
    れ、 前記領域の重みはまた基準線のｃＭＯＳ値に適用され、可能な追加の極及び又
    はゼロ及び又はＤＣオフセットを加えた前記第２極に対する前記領域のフィルタ
    ーセットの応答のゼロ領域の推定値を計算し、 １以上の前記ゼロ領域の推定は少なくとも１つのタイプＰ₃パラメータの前記
    更新で使用される、 請求項４３に記載の方法。
46. 【請求項４６】 Ｐ₃パラメータの前記セットはＱ₂₃とＢ₀のみを含み、 前記領域ｃＭＯＳは３つの捕獲値を備え、σΣ＋，σΣ_-及びσ_gで示され、σ _g は前記ステップ状の形態の立上り領域を探り、 前記集積領域Ｑ_gTを決定するために使用される前記領域ｃＭＯＳ値の前記加重
    合計は、 により与えられ、Ｑ₂₃の値は、 による前記ゼロ領域の測定から得られ、 Ｌ及びＭはタイプＰ₄パラメータにのみ依存し、下付き文字ａ及びｂは、それぞ
    れ、領域ｃＭＯＳの捕獲及び基準線のｃＭＯＳの捕獲を表わす、 請求項４５に記載の方法。
47. 【請求項４７】 前記Ｎ−１Ｐ装置は厳密には単一極の装置ではないが、可
    能なさらなる極及び又はゼロ及び又はＤＣオフセットを加えて、少なくとも第２
    の極を有する時、 前記フィルターセットの１以上のフィルターを前記基準線のフィルターセット
    として表わし、 時々、１以上の出力値を前記基準線のフィルターセット（基準線のサンプル）
    から捕獲し、 １以上の前記基準線のサンプルを使用し、可能なさらなる極及び又はゼロ及び
    又はＤＣオフセットを加えた前記第２の極によるＮ−１Ｐ装置の出力（エラーの
    項）のその部分から生じるエラーのため前記決定された領域Ｑ_gTを訂正する、 ことをさらに備えた請求項１に記載の方法。
48. 【請求項４８】 前記領域ｃＭＯＳが捕獲された前記１以上のフィルターが
    前記領域フィルターセットと呼ばれ、 前記領域及び基準線のフィルターセットが同一であり、 同一の相関した多数の出力サンプルは前記基準線のフィルターセット（基準線
    ｃＭＯＳ）及び前記領域のフィルターセット（すなわち、領域ｃＭＯＳ）から捕
    獲される、 請求項４７に記載の方法。
49. 【請求項４９】 前記基準線のｃＭＯＳの捕獲は、前記領域のフィルターセ
    ットが前記Ｎ−１Ｐの前記ステップ状の出力信号の１つを処理する際に従事され
    ない瞬間にのみ許容され、 前記領域の重みはまた前記基準線のｃＭＯＳ値に適用され、可能なさらなる極
    及び又はゼロ及び又はＤＣオフセットを加えた前記第２の極に対して前記領域の
    フィルターセットの応答のゼロ領域の推定を計算し、 １以上の前記ゼロ領域の推定値は前記決定された領域Ｑ_gTの前記訂正で使用さ
    れる、 請求項４８に記載の方法。
50. 【請求項５０】 前記決定された領域Ｑ_gTの前記訂正は、 前記ゼロ領域の推定値に時間崩壊要素ｂ^δtを任意に乗じ、前記係数ｂは単位
    時間当りの前記ゼロ領域の指数関数的な崩壊を表わし、δｔは前記領域ｃＭＯＳ
    の捕獲の時間と前記基準線のｃＭＯＳの捕獲の時間との差であり、 前記決定された領域Ｑ_gTから前記ゼロ領域の推定値を減じる、 ことにより行われる請求項４９に記載の方法。
51. 【請求項５１】 前記領域ｃＭＯＳは３つの捕獲値を備え、σΣ＋，σΣ_-
    及びσ_gで示され、σ_gは前記ステップ状の形態の立上り領域を探り、 前記集積領域Ｑ_gTは、 により与えられ、下付き文字ａ及びｎはそれぞれ領域及びゼロ領域の推定値に付
    けられ、 Ｌ及びＭはタイプＰ₄パラメータにのみ依存し、下付き文字ａ及びｂは、それぞ
    れ、領域ｃＭＯＳの捕獲及び基準線のｃＭＯＳの捕獲を表わす、 請求項５０に記載の方法。
52. 【請求項５２】 前記決定された領域Ｑ_gTの前記訂正は前記決定された領域
    から幾つかのゼロ領域の推定値の平均を減じることにより行われる請求項４９に
    記載の方法。
53. 【請求項５３】 前記パルス状の入力信号の有限の時間範囲のため、補償は
    、 ステップ状の形態の前記検出に応じて、前記検出されたステップ状の信号の前
    記立上り時間の部分のデジタル表示を捕獲し、 デジタル計算装置を使用し、前記補償を計算するため前記表示の値を処理する
    、 さらなるステップにより行われる請求項１に記載の方法。
54. 【請求項５４】 前記Ｎ−１Ｐ装置は電荷に敏感な前置増幅器であり、前記
    パルス状の信号は放射吸収事象に続く放射検出器からの電流であり、前記決定さ
    れた集積領域Ｑ_gTは前記吸収事象により前記検出器に堆積されたエネルギを表わ
    す電荷である請求項１，３，４，８，１２，１３，１４，１５，１８，１９，２
    ０，２２，２３，３２，４４，４５，４７又は４９に記載の方法。
55. 【請求項５５】 前記Ｎ−１Ｐ装置は超伝導ボロメーターであり、前記パル
    ス状の入力信号は前記ボロメーターの活動量の光子の吸収に続くエネルギの流れ
    であり、前記決定された集積領域Ｑ_gTは前記光子吸収事象により前記活動量に堆
    積されたエネルギを表わしている請求項１，８，１４，１５，２０又は４７に記
    載の方法。
56. 【請求項５６】 パルス状の入力信号に応じて名目上の単一極の装置（Ｎ−
    １Ｐ措置）からのステップ状の出力信号を測定し、前記パルス状の入力信号の前
    記集積領域Ｑ_gTを決定する装置であって、 前記Ｎ−１Ｐ装置の出力に適用された１以上のフィルターのセット（領域のフ
    ィルターセット）と、 前記出力信号のステップ状の信号の存在を検出する回路と、 相関する多数の出力サンプル（領域ｃＭＯＳ）を前記検出事象に応じて前記領
    域フィルターセットから捕獲する回路と、 前記領域ｃＭＯＳの値の加重合計を形成し、前記パルス状の入力信号の前記集
    積領域Ｑ_gTを決定する回路と、 を備え、前記合計の重み（領域の重み）は、前記パルス状の入力信号の時間構造
    、又は理想的な単一極の応答からのＮ−１Ｐ装置の応答のずれのいずれか、又は
    その両方から発生するエラーのため前記領域の決定を補償するために選択される
    ことを特徴とする装置。
57. 【請求項５７】 前記Ｎ−１Ｐ装置の出力はアナログデジタル変換器により
    デジタル化され、 前記領域フィルターセットの前記フィルターはデジタルフィルターであり、 捕獲する前記回路は前記フィルターのデジタル出力が捕獲されるデジタルレジ
    スターを含み、 加重合計を形成し、前記集積領域Ｑ_gTを決定する前記回路は前記レジスター＾
    で捕獲された値を読み出すデジタル計算装置を含み、それぞれのそのような値に
    適切な重み定数を乗じ、それらを共に加算し、前記集積領域Ｑ_gTを計算する、 請求項５６に記載の装置。
58. 【請求項５８】 前記Ｎ−１Ｐ装置は電荷に敏感な前置増幅器であり、 前記パルス状の入力は放射吸収事象に続く放射検出器からであり、 前記決定された集積領域Ｑ_gTは前記吸収事象により前記検出器に堆積されたエ
    ネルギを表わす、 請求項５６に記載の装置。
59. 【請求項５９】 前記パルス状の入力信号の有限の時間範囲をさらに補償し
    、 前記検出事象に応じて前記検出されたステップ状の出力の形態の立上り時間の
    部分のデジタル表示を捕獲する回路と、 前記補償を計算するため前記表示の値を処理するデジタル計算装置と、 をさらに備えている請求項５６に記載の装置。
60. 【請求項６０】 前記領域ｃＭＯＳの一部分の間の所定セットの時間の関係
    を作るため、捕獲する前記回路は、捕獲されるそれぞれのフィルター値のため、 前記検出事象に対する捕獲の時間を固定する１以上のタイマー、又は 前記フィルターの出力と捕獲する前記回路の間に挿入された１以上の崩壊要素
    を備えた相関されたサンプリング回路をさらに含み、又は 捕獲する複数セットの前記回路の使用により一度以上、１つのフィルターの出
    力が捕獲されてもよい請求項５６に記載の装置。
61. 【請求項６１】 前記Ｎ−１Ｐ装置は電荷に敏感な前置増幅器であり、 前記パルス状の入力は放射吸収事象に続く放射検出器からであり、 前記決定された集積領域Ｑ_gTは前記吸収事象により前記検出器に堆積されたエ
    ネルギを表わす、 請求項６０に記載の装置。
62. 【請求項６２】 前記Ｎ−１Ｐ装置は超伝導ボロメーターであり、 前記パルス状の入力は前記ボロメーターの活動量の光子の吸収であり、 前記決定された集積領域Ｑ_gTは前記光子吸収事象により前記活動量に堆積され
    たエネルギを表わす、 請求項６０に記載の装置。