JP2003503680A - 偏波モード分散の検出装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 光データ信号（ＯＳ）の偏波モード分散を検出する装置であって、この装置は、偏波モード分散によって歪んだベースバンド信号（ＢＢ）自己相関関数の少なくとも１つの値（ＡＫＦｊ；ｊ＝１．．．ｎ）を測定するための、少なくとも１つのＥＸＯＲゲート（ＥＸｊ；ｊ＝１．．．ｎ）及び中間装置（ＬＰｊ；ｊ＝１．．．ｎ）を有する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】 本発明は、請求項１の上位概念による光データ信号の偏波モード分散の検出装
置に関する。

【０００２】 光学伝送技術においては、長距離の光導波体伝送区間が使用される。光導波体
は製造に起因して完全には等方性ではなく、弱く複屈折している。伝送区間が長
いために周波数に依存した偏光変換（偏波モード分散または偏波分散と称される
、略してＰＭＤ）が生じる。これは、光周波数及び（それに伴い）種々異なる周
波数に依存した伝搬遅延時間の関数として光信号の偏光が変化することによって
、送信パルスが拡がり、これによって受信側ではそのパルスの識別性が劣化し、
このことにより伝送されるデータレートは制限される。「主偏光状態（principl
e states-of-polarization）」、以下ＰＳＰまたは主偏光とは、光周波数が変化
する際に一次近似においては変化しない、２つの互いに直交する偏光である。

【０００３】 偏光を受ける光導波体においては、主偏光は主軸と一致する。すなわち主偏光
は水平方向と垂直方向である。しかしながら通常主偏光は、楕円形に偏光する直
交する任意のペアである。主偏光は異なる群遅延を有し、その差は「differenti
al group delay」、以下ＤＧＤまたは群遅延差、と称される。光信号が主偏光を
用いて伝送されると、一次の近似においてはパルスの拡がりは生じない。光信号
が、２つの主偏光により分ければそこでは同一の出力成分に対応する偏光を用い
て伝送されると、パルスの拡がりは最大となる。何故ならば、ＤＧＤの大きさの
伝搬遅延時間差を持つ２つの同じ強さのパルスが重畳されているからである。

【０００４】 光周波数の関数として主偏光が変化すると、所定の周波数と対応する主偏光を
受信側で使用しても、周波数の関数として出力偏光がそれにもかかわらず変化す
るが、しかしながら一次よりも高い次数においてようやく変化するようになる。
これを高次のＰＭＤと称す。通常は高次のＰＭＤが生じるが、しかしながらここ
では一次のＰＭＤがその影響によって優位であり、またしたがって補償する必要
がある。

【０００５】 困難なことに、温度が変化したりまたは機械的な応力によって、区間の伝送特
性またしたがってＰＭＤも変化する、という事情が加わる。したがって伝送経路
に挿入される適応型のＰＭＤ補償器が使用される。この補償器を制御するために
、光受信機においてはＰＭＤの歪みが検出されなければならない。補償器はこの
場合、例えば勾配アルゴリズムを用いて最適に調整される。

【０００６】 「Electronic Letters」１９９４年２月１７日、３０巻、４号、３４８頁から
３４９頁には、データ信号をフィルタリングするための帯域フィルタが記載され
ており、そのデータ信号のＰＭＤを検出しようというものである。フィルタ出力
側での出力検出器は、ＰＭＤの歪みが小さければ小さいほど、高い信号を供給す
る。「Electron. Lett」３４（１９９８）２３、２２５８頁から２２５９頁には
、出力検出器が接続された複数の帯域フィルタの組み合わせが使用されており、
ここでは個々の信号の代わりに、信号の線形の組み合わせも使用してもよい。種
々異なる中心周波数の帯域フィルタによって、同時にいっそう大きなＰＭＤの歪
みも検出することが可能となり、このこの歪みは例えば信号のビット持続時間を
上回る。しかしながら帯域フィルタは、モノリシックの集積、例えばＳｉまたは
ＳｉＧｅへの集積にはあまり適していない。その上、帯域フィルタにおける群遅
延の歪みは避けられないので、ＰＭＤを最適に検出することができず、またした
がって等化が最適に行われない。

【０００７】 「Proceeding OEC 94」、14e-12、２５８頁から２５９頁、幕張メッセ、日本
1994には、別の方法が使用されており、この方法では判定器出力側と判定器入力
側との間の差分信号の出力が評価される。しかしながら例えば、ＤＧＤがビット
持続時間を上回るような強いＰＭＤの歪みの場合には、誤った判定がなされる可
能性があり、その結果得られた信号はそのような場合においては、ＰＭＤの歪み
が存在することに対する適当な判定基準ではない。

【０００８】 本発明の課題は、一方では群遅延差のより大きな値に対しても信頼できる検出
器を提供することであり、この検出器は、簡単なやり方で集積することが可能で
あり、また帯域フィルタとは異なり群遅延の歪みによる本来的な歪みを受けない
。

【０００９】 この課題は、請求項１による偏波モード分散を検出する装置によって解決され
る。

【００１０】 本発明の有利な実施形態は従属請求項に記載されている。

【００１１】 本発明によれば排他的論理和ゲート（ＥＸＯＲ）または乗算器が使用され、そ
れを用いて光受信機の電気的な部分にあるベースバンド信号の自己相関関数の実
質的部分が決定される。本発明では、ＥＸＯＲゲートを簡単にモノリシックに集
積できるということは殊に有利である。

【００１２】 遅延線によって分離されているＥＸＯＲゲートを用いて、遅延時間が異なる場
合には自己相関関数値が生じる。

【００１３】 有利な実施例においては、反対方向に通る２つの遅延線が使用され、これは殊
にスペースを取らないやり方で実現することができ、さらにその上少なくとも近
似的に線路の損失を補償調整する。

【００１４】 本発明の実施例を図面に基づき説明する。ここで図１は、ＰＭＤ補償器及び別
のコンポーネントを備えたＰＭＤを検出するための本発明による装置である。図
２は、状態の悪い及び状態の良好な自己相関関数である。図３は、ＰＭＤを検出
する装置の別の実施例である。図４は、遅延線の変形である。図５は、遅延線の
別の変形である。図６は、制御器に接続された再生器である。

【００１５】 図１は、光学的にＰＭＤを補償するためのシステムを示す。このシステムは光
入力側ＩＮ及び光出力側ＯＵＴを有する。光の波ＯＳは、入力側ＩＮから到来し
、まず調整可能な光ＰＭＤ補償器ＰＭＤＣを通り、次に出力分割器ＬＴを通る。
出力分割器の一方の出力側はシステムの光出力側ＯＵＴを形成し、他方の出力側
はホトダイオードＰＤを制御する。アンプＶにおいて電気的な増幅を行った後に
、ベースバンド信号ＢＢが電気的な出力分割器ＬＴＥに供給される。

【００１６】 電気的な出力分割器の出力側は、タップされた２つの遅延線ＬＺ１、ＬＺ２に
案内される。遅延線の終端には、特性インピーダンスに対応する終端抵抗Ｒ１、
Ｒ２が設けられている。線路ＬＺ１のタップＡ１ｊ（ｊ＝１．．．ｎ）はそれぞ
れＥＸＯＲゲートＥＸｊ（ｊ＝１．．．ｎ）の一方の入力側に案内され、線路Ｌ
Ｚ２のタップＡ２ｊ（ｊ＝１．．．ｎ）はそれぞれＥＸＯＲゲートＥＸｊ（ｊ＝
１．．．ｎ）の他方の入力側に案内される。

【００１７】 ＥＸＯＲゲートの代わりに、任意の別の全ての乗算回路も適している。例えば
ＥＸＯＲゲート／乗算器として、ギルバート乗算器も適している。ここでは電界
効果トランジスタを有する適当な回路は、例えば「Electronics Letters」、１
９９１年８月１５日、２７巻、１７号、１５２９頁から１５３２頁、しかもその
図３に示されている。

【００１８】 タップは、線路の一方（ＬＺ１）では昇順、線路（ＬＺ２）の他方では降順の
インデクスｊに従って並べられている。これによって、ＥＸＯＲゲートＥＸｊの
入力側での信号間の遅延差は昇順のインデクスｊでもって単調に変化することに
なる。隣接する全てのタップ間の線路長がそれぞれ同じ大きさの線路であれば、
インデクスｊによって単調に変化する等間隔の遅延差が生じる。ＥＸＯＲゲート
ＥＸｊの出力側には、それぞれローパスフィルタＬＰｊ（ｊ＝１．．．ｎ）が接
続されている。ローパスフィルタの代わりに、規定された時間にわたって積分す
る積算器のような、平均値の形成に使用することができる他の回路も適している
。そのようなものは、「積分とダンプ（Integrate-and-Dump）」回路とも称され
る。ローパスフィルタの出力信号は、異なる遅延差において測定された電気信号
ＢＢの自己相関関数の値を表す。

【００１９】 タップＡ１ｊ、Ａ２ｊでの損失を補償調整し、遅延線ＬＺ１、ＬＺ２上で多重
反射が起こることを抑え、また所定の範囲での比較的大きな信号遅延を達成する
ために、遅延線ＬＺ１、ＬＺ２にバッファアンプＶ１ｊ、Ｖ２ｊ（ｊ＝１．．．
ｎ）を挿入することができる。しかしながらそれらは必ずしも必要とはされない
。

【００２０】 差分入力及びプッシュプル出力を有する対称的な回路技術は多数の利点を提供
するので、これらをここでも使用することは好適である。例えば、アンプＶ、出
力分割器ＬＴＥ、遅延線ＬＺ１、ＬＺ２、バッファアンプＶ１ｋ、Ｖ２ｋ、タッ
プＡ１ｊ、Ａ２ｊ、終端抵抗Ｒ１、Ｒ２、ＥＸＯＲゲートＥＸｊ及びローパスフ
ィルタＬＰｊを対称的に設計することができる。如何にしてこのことが、例えば
ＥＸＯＲゲートに対して起こるかが、上述の文献に記載されている。

【００２１】 ＥＸＯＲゲートＥＸｊ、及びタップＡ１ｊ、Ａ２ｊ及び終端抵抗Ｒ１、Ｒ２を
含む遅延線の少なくとも一部分ならびに、もしあれば、バッファアンプＶ１ｋ、
Ｖ２ｋは、自己相関ユニットＡＫＥを形成する。これらは例えば、残りの遅延線
ＬＺ１、ＬＺ２、電気的な出力分割器ＬＴＥ及びアンプＶを含むこともできる。
自己相関ユニットＡＫＥ１はスペースを取らずに半導体チップ上に、例えばＳｉ
Ｇｅ、ＧａＡｓまたはＩｎＰに、モノリシックに集積することができる。

【００２２】 タップによって実際は、遅延線ＬＺ１、ＬＺ２において損失が生じる。しかし
ながら全てのＥＸＯＲゲートの入力信号は、合計すると、同じ個数のタップを通
過しているので、すなわち線路ＬＺ１上で通過するタップと線路ＬＺ２上で通過
するタップとを加算しまた適切に設計した場合には、合計すると、同じ長さの線
路部分を通過するので、この入力信号の受けた減衰係数の積は一定である。この
ことはバッファアンプＶ１ｋ、Ｖ２ｋが無い場合でも当てはまる。これにより有
利には、異なるＥＸＯＲゲートＥＸｊの出力信号が、少なくとも近似的に同一の
比例係数でもって、それぞれの遅延時間に対応する値に比例して、自己相関関数
に対応するということになる。

【００２３】 図１の実施例においては、電気的な出力分割器ＬＴＥの出力側とタップＡ１１
ないしＡ２１との間の信号遅延は等しい。このやり方ではローパスフィルタＬＰ
１の出力側では、遅延時間０におけるベースバンド信号ＢＢの自己相関関数の値
ＡＫＦ１が生じる。隣接するタップ点Ａ１ｋ及びＡ１（ｋ＋１）（ｋ＝１．．．
ｎ−１）間においては信号遅延は等しく、また値ＤＴ１を有する。それぞれ隣接
するタップ点Ａ２（ｋ＋１）及びＡ２ｋ（ｋ＝１．．．ｎ−１）間においては、
信号遅延は等しく、また値ＤＴ２を有する。遅延線ＬＺ１、ＬＺ２はＥＸＯＲゲ
ートの領域においては逆方向に通っているので、残りのローパスフィルタＬＰ２
．．．ＬＰｎの出力側では、遅延時間ＤＴ、２*ＤＴ、．．．、（ｎ−１）*ＤＴ
におけるベースバンド信号ＢＢの自己相関関数の値ＡＫＦ２、ＡＫＦ３、．．．
ＡＫＦｎがそれぞれ生じる。ここでＤＴ＝ＤＴ１＋ＤＴ２である。チップ面積を
最小限にするために、ＤＴ１＝ＤＴ２を選択することは有利である。さらに、Ｄ
Ｔがベースバンド信号ＢＢのシンボル持続時間Ｔと同じに、またはそれよりも短
く選択することは好適である。使用されることの最も多い２進信号の場合には、
シンボル持続時間Ｔはビット持続時間と同じである。実際の信号の自己相関関数
はまさに対称であるので、逆方向の遅延時間を有する自己相関関数の値を測定す
る必要はない。最大遅延時間（ｎ−１）*ＤＴは、可能な限り、ＰＭＤに起因す
る光伝送区間の群遅延差とＰＭＤ補償器ＰＭＤＣによって形成された群遅延差と
の合計と少なくとも同じであるべきである。

【００２４】 ローパスフィルタＬＰｊの出力側は制御器Ｒに案内されている。すなわちここ
では値ＡＫＦ１．．．ＡＫＦｎによってサンプリングされた自己相関関数ＡＫＦ
が得られる。ＰＭＤが存在しそして等化されていなければ、値ＡＫＦ１はしばし
ば最大で可能な値よりも小さく、そして値ＡＫＦ２．．．ＡＫＦｎは、ベースバ
ンド信号のシンボル持続時間Ｔよりも大きい遅延時間ＤＴ．．．（ｎ−１）*Ｄ
Ｔに対応するときには、０とは異なる。そのような状態の悪い自己相関関数ＡＫ
ＦＢＡＤが図２に示されている。自己相関関数の片側半分のみが示されており、
これはつまり対称であるので、残りの半分は測定する必要はない。

【００２５】 制御器ＲはＰＭＤ補償器ＰＭＤＣの制御信号ＳＰＭＤＣを、自己相関関数が歪
められていないベースバンド信号の自己相関関数と少なくとも近似的に等しくな
るように制御する。ＮＲＺ信号の場合には、これは遅延時間０を中心に置いた三
角形のパルスであり、このパルスは１つのビット持続時間Ｔの遅延の場合には値
０に達し、それよりも大きな遅延時間に対してはそこのままである。そのような
状態の良好な自己相関関数ＡＫＦＧＯＯＤも図２に示されている。この場合、値
ＡＫＦ１は最大であり、値ＡＫＦ２．．．ＡＫＦｎは、遅延時間ＤＴ．．．（ｎ
−１）*ＤＴがベースバンド信号のシンボル持続時間Ｔと少なくとも同じ大きさ
であるときは、少なくともほぼ０に等しい。このことは図２においては値２*Ｄ
Ｔ．．．（ｎ−１）*ＤＴについても当てはまる。この場合においてはＰＭＤは
理想的に等化される。光出力側ＯＵＴでは、したがって理想的に等化された信号
が生じる。

【００２６】 光出力分割器ＬＴは省略しても良く、その結果ＰＭＤ補償器ＰＭＤＣは出力側
において直接ホトダイオードＰＤに接続される。この場合においては、電気的な
出力分割器ＬＴＥは、図１に示したように、別の電気的な出力側ＬＴＥＯＲを有
する。この電気的な出力側ＬＴＥＯＲでは電気的なデータ再生器ＲＥＧ（いわゆ
る３Ｒ再生器）が接続されている。その出力側ＯＤでは、再生されたデータ信号
が供給され、このデータ信号は少なくとも近似的にＰＭＤによるビット誤りを有
さない。

【００２７】 図３はＰＭＤを検出する装置の別の実施例を示す。ここでは単に、図１の自己
相関関数ユニットＡＫＥ及び出力分割器ＬＴＥが示されている。図３においては
、ＥＸＯＲゲートに沿った遅延線ＬＺ１、ＬＺ２での信号が流れる方向は、図１
のように逆方向ではなく、同じ方向である。このことはまた、終端抵抗Ｒ２が正
反対に置かれていることや、バッファアンプＶ２ｊが正反対の位置に設けられて
いることからも見て取れる。図１の場合と同様に、バッファアンプは必ずしも必
要ではなく、ないしは例えば幾つかの位置だけに設けることができる。

【００２８】 遅延時間ＤＴ１は図３においては、図１と同様に規定される。図３におけるそ
れぞれ隣接するタップ点Ａ２ｋとＡ２（ｋ＋１）（ｋ＝１．．．ｎ−１）との間
では信号遅延は等しく、また値ＤＴ３を有する。相前後する相関器の入力側間の
遅延差はしたがって、０、ＤＴ、２*ＤＴ．．．（ｎ−１）*ＤＴであり、ここで
ＤＴは値ＤＴ＝ＤＴ１−ＤＴ３を有する。異なるＤＴ１、ＤＴ３を得るために、
バイパス線Ｕｍ（ｍ＝２．．．ｎ）が設けられている。

【００２９】 タップされた遅延線ＬＺ１、ＬＺ２の代わりに、異なる長さの複数の遅延線Ｌ
Ｚ１ｊ、ＬＺ２ｊ（ｊ＝１．．．ｎ）を使用することもできる。このために出力
分割器ＬＴＥは相応に複数の出力側を有する。ｎ＝４である適当な実施例の略図
が図４に示されている。遅延線ＬＺ１ｊ、ＬＺ２ｊは、ＥＸＯＲゲート入力側に
接続されまた図１及び２におけるタップ点であった、同一の点Ａ１ｊ、Ａ２ｊに
おいて終端している。点のペア（Ａ１１、Ａ２１）、（Ａ１２、Ａ２２）、（Ａ
１３、Ａ２３）、（Ａ１４、Ａ２４）間の遅延差は、０、ＤＴ、２*ＤＴないし
は３*ＤＴであり、ここでＤＴ＝ＤＴ１＋ＤＴ２である。

【００３０】 図５には、実施例の一部である遅延線ＬＺ１のみが図示されている。それぞれ
ＥＸＯＲゲートの一方の入力側に接続されている点Ａ１ｊは、遅延線ＬＺ１に沿
って一列に並んでいる。それぞれＥＸＯＲゲートの他方の入力側に接続されてい
る点Ａ２ｊは全て重なっており、また点Ａ１１とも一致している。このやり方で
、ＥＸＯＲゲート入力側間の遅延差０、ＤＴ、２*ＤＴ．．．（ｎ−１）*ＤＴが
達成される。

【００３１】 ビット誤り率を最適に減らすために、このビット誤り率の量を制御器Ｒが使用
できるようにすることは好適である。このことは、電気的な再生器ＲＥＧが設け
られていれば簡単なやり方で可能となる。したがって、等化された光信号の出力
分割器ＬＴ及び光出力側ＯＵＴが設けられている場合でも、再生器ＲＥＧを設け
ることは好適であろう。

【００３２】 図６には再生器ＲＥＧが図示されている。クロックリカバリが通常必要とされ
るが、しかしながらここでは明瞭にするために示されていない。再生されたデー
タ信号ＤＳは、Ｄ型フリップフロップＤＦＦの出力側でもある出力側ＯＤで発生
し、このＤ型フリップフロップＤＦＦの入力側にベースバンド信号ＢＢが供給さ
れる。第２の判定器（Ｄ型フリップフロップ）ＤＦＦ２には、同様にベースバン
ド信号が供給される。

【００３３】 この実施例においては、判定器の閾値は調整装置ＥＧを介して以下のようにし
て広く調整することができる。すなわち、第１の判定器ＤＦＦが依然として実質
的に誤りのないデータ信号ＤＳを送出しているときに、この判定器は誤りのある
データ補助信号ＤＨを既に供給する。出力信号は、排他的論理和ゲートＥＸＯＲ
において相互に調整され、そしてそのようにして得られた誤り信号ＦＳは同様に
ＰＭＤ補償器ＰＭＤＣを制御するための制御器Ｒに供給される。

【００３４】 制御信号ＳＴ２を介して制御器Ｒによって制御されている調整装置ＥＧを用い
て、第２の判定器の閾値をずらすことにより、達成可能なビット誤り率を考慮し
た信号の品質がどれだけ良いものかということに対する基準が、恒常的に発生さ
れる。最適値から閾値がずれる際にデータ補助信号の誤り率が低くなればなるほ
ど、信号品質はますます良くなる。おおよそ、遅延時間が０である場合の自己相
関関数ＡＫＦ１の最大値、及びシンボル持続時間Ｔよりも大きい遅延時間に対す
る自己相関関数の零値は、最小のビット誤り率も発生させる。

【００３５】 これに対して判定器ＤＦＦのビット誤り率をより低くする正確な評価は、誤り
信号ＦＳを使用した際に生じる。しかしながらデータ補助信号ＤＨがデータ信号
ＤＳから偏差することは推計学上生じるので、殊に良好なＳ／Ｎ比またしたがっ
て最適な補償を得るために、誤り信号ＦＳの比較的長い測定時間または平均化時
間が必要とされる。第２の判定器を用いて得られた付加的な情報は、制御器Ｒの
制御アルゴリズムを適応的に修正するために使用され、この制御器Ｒは自己相関
関数測定値ＡＫＦ１、ＡＫＦ２、．．．ＡＫＦｎを用いてＰＭＤ補償器ＰＭＤＣ
を調整する。

【００３６】 例えば僅かに負である値ＡＫＦ３は値０より好適であろう。この適応される動
作形式は、個体のばらつき、温度の変動、非線形の影響の発生などを許容できる
ようにするためには、殊に好適であろう。この実施形態の大きな利点は、自己相
関関数の測定された値によって既に迅速なＰＭＤ補償が可能であり、またフィル
タの伝送関数の微調整及び調整のために十分に時間を使用することができる。

【００３７】 例えば、ＰＭＤ補償器ＰＭＤＣの素早い調整が問題ではない場合においては、
しかしながら誤り信号ＦＳだけを使用することも可能である。ここで電気的な出
力分割器ＬＴＥ、自己相関ユニットＡＫＥ及びローパスフィルタＬＰｊを省略す
ることも可能である。

【図面の簡単な説明】

【図１】 ＰＭＤ補償器及び別の構造体を備えた、ＰＭＤを検出するための本発明による
装置である。

【図２】 状態の悪い及び状態の良好な自己相関関数である。

【図３】 ＰＭＤを検出する装置の別の実施例である。

【図４】 遅延線の変形である。

【図５】 遅延線の別の変形である。

【図６】 制御器に接続された再生器である。

【手続補正書】特許協力条約第３４条補正の翻訳文提出書

【提出日】平成１３年６月８日（２００１．６．８）

【手続補正１】

【補正対象書類名】明細書

【補正対象項目名】特許請求の範囲

【補正方法】変更

【補正の内容】

【特許請求の範囲】

Claims (13)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 電気的なベースバンド信号（ＢＢ）を評価することによって
   光データ信号（ＯＳ）の偏波モード分散を検出する装置において、 少なくとも１つの乗算器（ＥＸｊ；ｊ＝１．．．ｎ）が設けられており、 該乗算器は前記ベースバンド信号（ＢＢ）の値に、場合によっては遅延された
   ベースバンド信号の値を乗算し、引き続き平均化装置（ＬＰｊ；ｊ＝１．．．ｎ
   ）において平均化することによって、前記ベースバンド信号（ＢＢ）の自己相関
   関数（ＡＫＦ）の値（ＡＫＦｊ；ｊ＝１．．．ｎ）を計算することを特徴とする
   、偏波モード分散を検出する装置。
2. 【請求項２】 遅延線（ＬＺ１、ＬＺ２）にはタップ（Ａ１ｊ、Ａ２ｊ；ｊ
   ＝１．．．ｎ）が設けられており、 該タップ（Ａ１ｊないしＡ２ｊ）は、異なる遅延時間（０、ＤＴ、２*ＤＴ、
   ．．．（ｎ−１）*ＤＴ）でもってそれぞれ前記乗算器（ＥＸｊ）の入力側に接
   続されている、請求項１記載の装置。
3. 【請求項３】 ２つの遅延線（ＬＺ１、ＬＺ２）が設けられており、 前記乗算器（ＥＸｊ）の入力側を介して該遅延線（ＬＺ１、ＬＺ２）が相互に
   対応付けられている領域においては、該遅延線（ＬＺ１、ＬＺ２）は前記ベース
   バンド信号（ＢＢ）を正反対の方向へと通し、 隣接する乗算器（ＥＸｋ及びＥＸ（ｋ＋１）；ｋ＝１．．．ｎ−１）間で生じ
   た遅延時間（ＤＴ１、ＤＴ２）を加算して該乗算器間の遅延時間差（ＤＴ＝ＤＴ
   １＋ＤＴ２）を形成する、請求項２記載の装置。
4. 【請求項４】 ２つの遅延線（ＬＺ１、ＬＺ２）が設けられており、 該遅延線が、前記乗算器（ＥＸｊ）の入力側を介して対応づけられている領域
   においては、同一の方向に通されており、 隣接する乗算器（ＥＸｋ及びＥＸ（ｋ＋１）；ｋ＝１．．．ｎ−１）間で生じ
   た遅延時間（ＤＴ１、ＤＴ３）を減算して該乗算器間の遅延時間差（ＤＴ＝ＤＴ
   １−ＤＴ３）を形成する、請求項２記載の装置。
5. 【請求項５】 異なる長さの複数の遅延線（ＬＺ１ｊ、ＬＺ２ｊ；ｊ＝１．
   ．．ｎ）が設けられており、 該遅延線の終端（Ａ１ｊ、Ａ２ｊ；ｊ＝１．．．ｎ）には、前記乗算器（ＥＸ
   ｊ）の入力側が接続されている、請求項１記載の装置。
6. 【請求項６】 バイパス線（Ｕｍ；ｍ＝２．．．ｎ）またはバッファアンプ
   （Ｖ１ｊ、Ｖ２ｊ；ｊ＝１．．．ｎ）が、遅延線（ＬＺ１、ＬＺ２、ＬＺ１ｊ、
   ＬＺ２ｊ；ｊ＝１．．．ｎ）に設けられている、請求項２から５のいずれか１項
   記載の装置。
7. 【請求項７】 生じる遅延時間（０、ＤＴ、２*ＤＴ、．．．（ｎ−１）*Ｄ
   Ｔ）は、等間隔であり、一定した遅延時間差（ＤＴ）を有する、請求項２から５
   のいずれか１項記載の装置。
8. 【請求項８】 前記遅延時間差（ＤＴ）は少なくとも、前記ベースバンド信
   号（ＢＢ）のシンボル持続時間（Ｔ）に近似的に等しい、請求項２から７のいず
   れか１項記載の装置。
9. 【請求項９】 ＰＭＤ補償器（ＰＭＤＣ）を制御する制御器（Ｒ）が設けら
   れている、請求項１から８のいずれか１項記載の装置。
10. 【請求項１０】 前記制御器（Ｒ）は自己相関関数の遅延していない値（Ａ
    ＫＦ１）を少なくとも近似的に最大にし、 自己相関関数の少なくとも１つのシンボル持続時間（Ｔ）だけ遅延した値（Ａ
    ＫＦ２、ＡＫＦ３．．．ＡＫＦｎ）を少なくとも近似的に値０へと調整する、請
    求項９記載の装置。
11. 【請求項１１】 受信信号を故意に劣化させた際、または第２の決定段（Ｄ
    ＦＦ２）の閾値を変更させた際のビット誤り率を測定する測定装置（ＥＧ；ＤＦ
    Ｆ２；ＥＸＯＲ）が設けられており、 該測定装置の誤り信号（ＦＳ）は、前記制御器（Ｒ）を介してＰＭＤ補償器（
    ＰＭＤＣ）を制御する、請求項１から１０のいずれか１項記載の装置。
12. 【請求項１２】 前記制御器（Ｒ）によって、付加的に自己相関関数（ＡＫ
    Ｆｊ；ｊ−１．．．ｎ）の得るべき値が適応的に調整される、請求項１から１１
    のいずれか１項記載の装置。
13. 【請求項１３】 前記乗算器（ＥＸｊ）はＥＸＯＲゲートまたはギルバート
    乗算器である、請求項１から１２のいずれか１項記載の装置。