JP2003304172A - 通信装置 - Google Patents
通信装置Info
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- signal
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- controlled oscillator
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- Stabilization Of Oscillater, Synchronisation, Frequency Synthesizers (AREA)
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 本発明は電波を用いて送受信を行う通信装置
において、送信時及び強入力な信号を受信した場合にお
ける送信信号或いは局部発振信号の周波数乱れを除去す
るすることを課題とするものである。 【解決手段】 電圧制御発振器２０と、その発振出力か
ら生成した信号を分周する分周手段１１と、分周手段１
１の出力と基準信号との位相誤差を検出する位相比較手
段１２と、電圧制御発振器２０の出力を第１の入力とす
る掛算手段２１とを有し、掛算手段２１の出力を局部発
振信号として受信手段に供給すると共に、掛算手段２１
の出力を１／Ｎ分周した信号を掛算手段２１の第２の入
力としているので、強入力な希望信号を受信しても局部
発振信号の乱れが生じないという効果がある。
において、送信時及び強入力な信号を受信した場合にお
ける送信信号或いは局部発振信号の周波数乱れを除去す
るすることを課題とするものである。 【解決手段】 電圧制御発振器２０と、その発振出力か
ら生成した信号を分周する分周手段１１と、分周手段１
１の出力と基準信号との位相誤差を検出する位相比較手
段１２と、電圧制御発振器２０の出力を第１の入力とす
る掛算手段２１とを有し、掛算手段２１の出力を局部発
振信号として受信手段に供給すると共に、掛算手段２１
の出力を１／Ｎ分周した信号を掛算手段２１の第２の入
力としているので、強入力な希望信号を受信しても局部
発振信号の乱れが生じないという効果がある。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、電波を用いてデー
タ通信を行う通信装置であって、特に家庭においてホー
ムネットワークを構成する通信装置に関するものであ
る。
タ通信を行う通信装置であって、特に家庭においてホー
ムネットワークを構成する通信装置に関するものであ
る。
【０００２】
【従来の技術】従来のこの種の通信装置は図５に示すよ
うに受信手段としては弾性表面波フィルタ（以下ＳＡＷ
フィルタと呼ぶ）２、ミキサー手段４、セラミックフィ
ルタ５を用いたいわゆるシングルスーパヘテロダイン方
式が用いられている。送受信信号として特定小電力無線
である４００ＭＨｚ帯の電波を考える。アンテナ１に入
力した４００ＭＨｚ帯の高周波信号はＳＡＷフィルタ２
及び高周波増幅手段３で希望信号付近の信号だけが選択
増幅される。前記選択増幅された信号はミキサー手段４
で電圧制御発振手段（以下ＶＣＯと呼ぶ）１０からの信
号とミキシングされる。セラミックフィルタ５は４５０
ｋＨｚの信号だけを選択的に取り出し、増幅手段６で４
５０ｋＨｚの信号を増幅し、復調手段７で復調処理を行
う。ここでミキサー手段４の出力である４５０ｋＨｚが
中間周波信号と呼ばれるものである。
うに受信手段としては弾性表面波フィルタ（以下ＳＡＷ
フィルタと呼ぶ）２、ミキサー手段４、セラミックフィ
ルタ５を用いたいわゆるシングルスーパヘテロダイン方
式が用いられている。送受信信号として特定小電力無線
である４００ＭＨｚ帯の電波を考える。アンテナ１に入
力した４００ＭＨｚ帯の高周波信号はＳＡＷフィルタ２
及び高周波増幅手段３で希望信号付近の信号だけが選択
増幅される。前記選択増幅された信号はミキサー手段４
で電圧制御発振手段（以下ＶＣＯと呼ぶ）１０からの信
号とミキシングされる。セラミックフィルタ５は４５０
ｋＨｚの信号だけを選択的に取り出し、増幅手段６で４
５０ｋＨｚの信号を増幅し、復調手段７で復調処理を行
う。ここでミキサー手段４の出力である４５０ｋＨｚが
中間周波信号と呼ばれるものである。
【０００３】また送信時はＶＣＯ１０の出力を送信手段
９で増幅した後、切り替え手段８を介してアンテナ１よ
り電波を放射する。
９で増幅した後、切り替え手段８を介してアンテナ１よ
り電波を放射する。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら上記従来
の通信装置では、受信時の局部発振信号の周波数と希望
する受信信号の周波数とはたかだか４５０ｋＨｚしか離
れておらず、アンテナ１に大入力の受信信号が入力した
場合、ＶＣＯ１０の発振周波数が受信信号に引っ張られ
周波数が乱れるという課題があった。さらにアンテナ１
に入力する信号として局部発振信号周波数付近の妨害信
号が大入力でアンテナ１に入力した場合、ＶＣＯ１０の
発振周波数は大きく乱れる。そのため正確な復調動作が
できなくなるという課題があった。
の通信装置では、受信時の局部発振信号の周波数と希望
する受信信号の周波数とはたかだか４５０ｋＨｚしか離
れておらず、アンテナ１に大入力の受信信号が入力した
場合、ＶＣＯ１０の発振周波数が受信信号に引っ張られ
周波数が乱れるという課題があった。さらにアンテナ１
に入力する信号として局部発振信号周波数付近の妨害信
号が大入力でアンテナ１に入力した場合、ＶＣＯ１０の
発振周波数は大きく乱れる。そのため正確な復調動作が
できなくなるという課題があった。
【０００５】また送信時にはＶＣＯ１０の発振信号を増
幅した信号がアンテナ１より放射され、その結果放射さ
れた一部のエネルギーがＶＣＯ１０に帰還し周波数を乱
したり、Ｃ／Ｎを悪化させるという課題があった。
幅した信号がアンテナ１より放射され、その結果放射さ
れた一部のエネルギーがＶＣＯ１０に帰還し周波数を乱
したり、Ｃ／Ｎを悪化させるという課題があった。
【０００６】
【課題を解決するための手段】本発明は上記課題を解決
するため、受信手段と、チャンネル選択を行うための周
波数シンセサイザ手段とを有し、前記周波数シンセサイ
ザ手段は、電圧制御発振器と、前記電圧制御発振器の発
振出力から生成した信号を分周する分周手段と、前記分
周手段の出力と基準信号との位相誤差を検出する位相比
較手段と、前記電圧制御発振器の出力を第１の入力とす
る掛算手段とを有し、前記掛算手段の出力を局部発振信
号として前記受信手段に供給すると共に、前記掛算手段
の出力を１／Ｎ分周した信号を前記掛算手段の第２の入
力としたものである。
するため、受信手段と、チャンネル選択を行うための周
波数シンセサイザ手段とを有し、前記周波数シンセサイ
ザ手段は、電圧制御発振器と、前記電圧制御発振器の発
振出力から生成した信号を分周する分周手段と、前記分
周手段の出力と基準信号との位相誤差を検出する位相比
較手段と、前記電圧制御発振器の出力を第１の入力とす
る掛算手段とを有し、前記掛算手段の出力を局部発振信
号として前記受信手段に供給すると共に、前記掛算手段
の出力を１／Ｎ分周した信号を前記掛算手段の第２の入
力としたものである。
【０００７】上記発明によれば、局部発振信号としてＶ
ＣＯのＮ／（Ｎ＋１）倍或いはＮ／（Ｎ−１）倍の周波
数の信号を用いているため、大入力の受信信号が入力し
ても局部発振信号の周波数が乱れない通信装置を提供で
きる。
ＣＯのＮ／（Ｎ＋１）倍或いはＮ／（Ｎ−１）倍の周波
数の信号を用いているため、大入力の受信信号が入力し
ても局部発振信号の周波数が乱れない通信装置を提供で
きる。
【０００８】また、本発明は、送信手段と、チャンネル
選択を行うための周波数シンセサイザ手段とを有し、前
記周波数シンセサイザ手段は、電圧制御発振器と前記電
圧制御発振器の発振出力から生成した信号を分周する分
周手段と、前記分周手段の出力と基準信号との位相誤差
を検出する位相比較手段と、前記電圧制御発振器の出力
を第１の入力とする掛算手段を有し、前記掛算手段の出
力を送信信号として前記送信手段に供給すると共に、前
記掛算手段の出力を１／Ｎ分周した信号を前記掛算手段
の第２の入力としたものである。
選択を行うための周波数シンセサイザ手段とを有し、前
記周波数シンセサイザ手段は、電圧制御発振器と前記電
圧制御発振器の発振出力から生成した信号を分周する分
周手段と、前記分周手段の出力と基準信号との位相誤差
を検出する位相比較手段と、前記電圧制御発振器の出力
を第１の入力とする掛算手段を有し、前記掛算手段の出
力を送信信号として前記送信手段に供給すると共に、前
記掛算手段の出力を１／Ｎ分周した信号を前記掛算手段
の第２の入力としたものである。
【０００９】上記発明によれば、送信信号としてＶＣＯ
のＮ／（Ｎ＋１）倍或いはＮ／（Ｎ−１）倍の周波数の
信号を用いているため、送信信号のエネルギーの一部が
ＶＣＯに帰還したとしても送信信号の周波数が乱れない
通信装置を提供できる。
のＮ／（Ｎ＋１）倍或いはＮ／（Ｎ−１）倍の周波数の
信号を用いているため、送信信号のエネルギーの一部が
ＶＣＯに帰還したとしても送信信号の周波数が乱れない
通信装置を提供できる。
【００１０】
【発明の実施の形態】本発明の請求項１にかかる通信装
置は、受信手段と、チャンネル選択を行うための周波数
シンセサイザ手段とを有し、前記周波数シンセサイザ手
段は、電圧制御発振器と、前記電圧制御発振器の発振出
力から生成した信号を分周する分周手段と、前記分周手
段の出力と基準信号との位相誤差を検出する位相比較手
段と、前記電圧制御発振器の出力を第１の入力とする掛
算手段とを有し、前記掛算手段の出力を局部発振信号と
して受信手段に供給すると共に、前記掛算手段の出力を
１／Ｎ分周した信号を前記掛算手段の第２の入力とする
構成としたものである。そして、大入力の受信信号が入
力しても局部発振信号の周波数が乱れない。
置は、受信手段と、チャンネル選択を行うための周波数
シンセサイザ手段とを有し、前記周波数シンセサイザ手
段は、電圧制御発振器と、前記電圧制御発振器の発振出
力から生成した信号を分周する分周手段と、前記分周手
段の出力と基準信号との位相誤差を検出する位相比較手
段と、前記電圧制御発振器の出力を第１の入力とする掛
算手段とを有し、前記掛算手段の出力を局部発振信号と
して受信手段に供給すると共に、前記掛算手段の出力を
１／Ｎ分周した信号を前記掛算手段の第２の入力とする
構成としたものである。そして、大入力の受信信号が入
力しても局部発振信号の周波数が乱れない。
【００１１】本発明の請求項２にかかる通信装置は、送
信手段と、チャンネル選択を行うための周波数シンセサ
イザ手段とを有し、前記周波数シンセサイザ手段は電圧
制御発振器と、前記電圧制御発振器の発振出力から生成
した信号を分周する分周手段と、前記分周手段の出力と
基準信号との位相誤差を検出する位相比較手段と、前記
電圧制御発振器の出力を第１の入力とする掛算手段を有
し、前記掛算手段の出力を送信信号として送信手段に供
給すると共に、前記掛算手段の出力を１／Ｎ分周した信
号を前記掛算手段の第２の入力とする構成としたもので
ある。そして、送信信号のエネルギーの一部がＶＣＯに
帰還したとしても送信信号の周波数が乱れない。
信手段と、チャンネル選択を行うための周波数シンセサ
イザ手段とを有し、前記周波数シンセサイザ手段は電圧
制御発振器と、前記電圧制御発振器の発振出力から生成
した信号を分周する分周手段と、前記分周手段の出力と
基準信号との位相誤差を検出する位相比較手段と、前記
電圧制御発振器の出力を第１の入力とする掛算手段を有
し、前記掛算手段の出力を送信信号として送信手段に供
給すると共に、前記掛算手段の出力を１／Ｎ分周した信
号を前記掛算手段の第２の入力とする構成としたもので
ある。そして、送信信号のエネルギーの一部がＶＣＯに
帰還したとしても送信信号の周波数が乱れない。
【００１２】本発明の請求項３にかかる通信装置は、受
信手段と、チャンネル選択を行うための周波数シンセサ
イザ手段とを有し、前記周波数シンセサイザ手段は、電
圧制御発振器と、前記電圧制御発振器の発振出力から生
成した信号を分周する分周手段と、前記分周手段の出力
と基準信号との位相誤差を検出する位相比較手段と、前
記電圧制御発振器の出力を第１の入力とする第１の掛算
手段と、前記電圧制御発振器の出力と直交する信号を第
１の入力とする第２の掛算手段と、前記第１の掛算手段
の出力と前記第２の掛算手段の出力を加算或いは減算す
る演算手段とを有し、前記演算手段の出力を局部発振信
号として受信手段に供給すると共に、前記演算手段の出
力を１／Ｎ分周した信号を前記第１の掛算手段の第２の
入力とし、前記演算手段の出力を１／Ｎ分周した信号と
直交する信号を前記第２の掛算手段の第２の入力とする
構成としたものである。そして、大入力の受信信号が入
力しても局部発振信号の周波数が乱れない。
信手段と、チャンネル選択を行うための周波数シンセサ
イザ手段とを有し、前記周波数シンセサイザ手段は、電
圧制御発振器と、前記電圧制御発振器の発振出力から生
成した信号を分周する分周手段と、前記分周手段の出力
と基準信号との位相誤差を検出する位相比較手段と、前
記電圧制御発振器の出力を第１の入力とする第１の掛算
手段と、前記電圧制御発振器の出力と直交する信号を第
１の入力とする第２の掛算手段と、前記第１の掛算手段
の出力と前記第２の掛算手段の出力を加算或いは減算す
る演算手段とを有し、前記演算手段の出力を局部発振信
号として受信手段に供給すると共に、前記演算手段の出
力を１／Ｎ分周した信号を前記第１の掛算手段の第２の
入力とし、前記演算手段の出力を１／Ｎ分周した信号と
直交する信号を前記第２の掛算手段の第２の入力とする
構成としたものである。そして、大入力の受信信号が入
力しても局部発振信号の周波数が乱れない。
【００１３】本発明の請求項４にかかる通信装置は、送
信手段と、チャンネル選択を行うための周波数シンセサ
イザ手段とを有し、前記周波数シンセサイザ手段は電圧
制御発振器と、前記電圧制御発振器の発振出力から生成
した信号を分周する分周手段と、前記分周手段の出力と
基準信号との位相誤差を検出する位相比較手段と、前記
電圧制御発振器の出力を第１の入力とする第１の掛算手
段と、前記電圧制御発振器の出力と直交する信号を第１
の入力とする第２の掛算手段と、前記第１の掛算手段の
出力と前記第２の掛算手段の出力を加算或いは減算する
演算手段を有し、前記演算手段の出力を送信信号として
前記送信手段に供給すると共に、前記演算手段の出力を
１／Ｎ分周した信号を前記第１の掛算手段の第２の入力
とし、前記演算手段の出力を１／Ｎ分周した信号と直交
する信号を前記第２の掛算手段の第２の入力とする構成
としたものである。そして、送信信号のエネルギーの一
部がＶＣＯに帰還したとしても送信信号の周波数が乱れ
ない。
信手段と、チャンネル選択を行うための周波数シンセサ
イザ手段とを有し、前記周波数シンセサイザ手段は電圧
制御発振器と、前記電圧制御発振器の発振出力から生成
した信号を分周する分周手段と、前記分周手段の出力と
基準信号との位相誤差を検出する位相比較手段と、前記
電圧制御発振器の出力を第１の入力とする第１の掛算手
段と、前記電圧制御発振器の出力と直交する信号を第１
の入力とする第２の掛算手段と、前記第１の掛算手段の
出力と前記第２の掛算手段の出力を加算或いは減算する
演算手段を有し、前記演算手段の出力を送信信号として
前記送信手段に供給すると共に、前記演算手段の出力を
１／Ｎ分周した信号を前記第１の掛算手段の第２の入力
とし、前記演算手段の出力を１／Ｎ分周した信号と直交
する信号を前記第２の掛算手段の第２の入力とする構成
としたものである。そして、送信信号のエネルギーの一
部がＶＣＯに帰還したとしても送信信号の周波数が乱れ
ない。
【００１４】本発明の請求項５にかかる受信装置の受信
手段は、直接変換受信機で構成されている。そして、大
入力に強いダイレクトコンバージョン受信機を提供でき
る。
手段は、直接変換受信機で構成されている。そして、大
入力に強いダイレクトコンバージョン受信機を提供でき
る。
【００１５】
【実施例】以下、本発明の実施例について図面を用いて
説明する。
説明する。
【００１６】（実施例１）図１は本発明の実施例１の通
信装置を示すブロック図である。
信装置を示すブロック図である。
【００１７】図１において、１はアンテナ、２はＳＡＷ
フィルタ、３は高周波増幅手段、４はミキサー手段、５
１はチャンネルフィルタ、６は増幅手段、７は復調手
段、８は送受切り替え手段、９は送信手段、１１は第１
の分周手段、１２は位相比較手段、１３は第２の分周手
段、１４は水晶発振器、１５はループフィルタ、２０は
ＶＣＯ、２１は第１の掛算手段、２２はフィルタ、２３
は第３の分周手段である。
フィルタ、３は高周波増幅手段、４はミキサー手段、５
１はチャンネルフィルタ、６は増幅手段、７は復調手
段、８は送受切り替え手段、９は送信手段、１１は第１
の分周手段、１２は位相比較手段、１３は第２の分周手
段、１４は水晶発振器、１５はループフィルタ、２０は
ＶＣＯ、２１は第１の掛算手段、２２はフィルタ、２３
は第３の分周手段である。
【００１８】ここで、アンテナ１、ＳＡＷフィルタ２、
高周波増幅手段３、ミキサー手段４、チャンネルフィル
タ５１、増幅手段６、復調手段７で構成される回路ブロ
ックが受信手段である。そして第１の分周手段１１、位
相比較手段１２、第２の分周手段１３、水晶発振器１
４、ループフィルタ１５、ＶＣＯ２０、第１の掛算手段
２１で構成される回路ブロックが周波数シンセサイザ手
段である。
高周波増幅手段３、ミキサー手段４、チャンネルフィル
タ５１、増幅手段６、復調手段７で構成される回路ブロ
ックが受信手段である。そして第１の分周手段１１、位
相比較手段１２、第２の分周手段１３、水晶発振器１
４、ループフィルタ１５、ＶＣＯ２０、第１の掛算手段
２１で構成される回路ブロックが周波数シンセサイザ手
段である。
【００１９】また水晶発振器は、水晶１６、コンデンサ
１７、コンデンサ１８を有している。図５の従来例と同
一の機能ブロックには同一の番号を付与している。
１７、コンデンサ１８を有している。図５の従来例と同
一の機能ブロックには同一の番号を付与している。
【００２０】次に動作、作用について説明する。まず希
望信号として４００ＭＨｚ帯の特定小電力無線の電波を
受信する場合について説明する。アンテナ１に入力した
電波は切り替え手段８でＳＡＷフィルタ２の方に印加さ
れる。そして高周波増幅手段３で４００ＭＨｚ帯の電波
が増幅された後、ミキサー手段４に入力する。ＶＣＯ２
０からの発振信号は第１の掛算手段２１、フィルタ２２
を介して前記ミキサー手段４の局部発振信号として用い
られる。局部発振周波数はアンテナ１で受信したい受信
周波数から５０ｋＨｚ離れた周波数である。そしてミキ
サー手段４の出力はチャンネルフィルタ５１で希望信号
のみが選択され取り出される。チャンネルフィルタ５１
の中心周波数は５０ｋＨｚである。増幅手段６で希望信
号が増幅され、復調手段７で復調処理が行われる。チャ
ンネルフィルタ５１は中心周波数が５０ｋＨｚと低いた
めアクティブフィルタやスイッチドキャパスタフィルタ
で構成することが容易にできる。すなわち半導体を用い
て構成することが可能である。
望信号として４００ＭＨｚ帯の特定小電力無線の電波を
受信する場合について説明する。アンテナ１に入力した
電波は切り替え手段８でＳＡＷフィルタ２の方に印加さ
れる。そして高周波増幅手段３で４００ＭＨｚ帯の電波
が増幅された後、ミキサー手段４に入力する。ＶＣＯ２
０からの発振信号は第１の掛算手段２１、フィルタ２２
を介して前記ミキサー手段４の局部発振信号として用い
られる。局部発振周波数はアンテナ１で受信したい受信
周波数から５０ｋＨｚ離れた周波数である。そしてミキ
サー手段４の出力はチャンネルフィルタ５１で希望信号
のみが選択され取り出される。チャンネルフィルタ５１
の中心周波数は５０ｋＨｚである。増幅手段６で希望信
号が増幅され、復調手段７で復調処理が行われる。チャ
ンネルフィルタ５１は中心周波数が５０ｋＨｚと低いた
めアクティブフィルタやスイッチドキャパスタフィルタ
で構成することが容易にできる。すなわち半導体を用い
て構成することが可能である。
【００２１】次に局部発振信号の作成方法についてさら
にくわしく説明する。ＶＣＯ２０で発振した信号は第１
の掛算手段２１で第３の分周手段２３の信号と掛算され
る。ここで、ＶＣＯ２０の発振周波数をｆv、第３の分
周手段２３の分周値を１／Ｎ、第１の掛算手段２１の出
力周波数をＸとすると、 Ｘ＝ｆv＋Ｘ／Ｎ 及び ｆv−Ｘ／Ｎ が生じる。よって Ｘ＝（Ｎ×ｆv）／（Ｎ−１）及び（Ｎ×ｆv）／（Ｎ＋
１） となる。上記信号Ｘはフィルタ２２で片方が取り除かれ
る。例えば Ｘ＝（Ｎ×ｆv）／（Ｎ−１） を取り除くとする。そしてフィルタ２２は受信信号周波
数の４００ＭＨｚ付近を通過させる帯域フィルタであ
る。フィルタ２２を通過した信号 Ｘ＝（Ｎ×ｆv）／（Ｎ＋１） が局部発振信号である。ここで、Ｎ＝２とすると Ｘ＝（２／３）ｆv、すなわちｆv＝（３／２）Ｘ となる。そして、上記信号Ｘは第１の分周手段１１で１
／Ｌ倍に分周される。一方水晶発振器１４で発振された
信号は第２の分周手段１３で１／Ｍ倍に分周され、位相
比較器１２に入力される１２．５ｋＨｚの基準信号とな
る。位相比較器１２では１２．５ｋＨｚの基準信号と信
号Ｘを１／Ｌ分周した信号の位相誤差が検出されループ
フィルタ１５を介して前記位相誤差が零になる方向にＶ
ＣＯの発振周波数及び位相を制御する。従って信号Ｘの
発振周波数は１２．５ｋＨｚのＬ倍となる。ここでＬを
可変することにより信号Ｘ，すなわち局部発振信号の発
振周波数を１２．５ｋＨｚステップで可変することがで
きる。そして局部発振周波数とＶＣＯ２０の発振周波数
ｆvとは（３／２）倍離れている。よって本実施例の構
成によれば、アンテナに大入力の希望信号が入力した場
合でもＶＣＯ２０の発振周波数とは周波数的に大きく離
れた信号でありＶＣＯ２０の発振周波数を乱すことはな
い。
にくわしく説明する。ＶＣＯ２０で発振した信号は第１
の掛算手段２１で第３の分周手段２３の信号と掛算され
る。ここで、ＶＣＯ２０の発振周波数をｆv、第３の分
周手段２３の分周値を１／Ｎ、第１の掛算手段２１の出
力周波数をＸとすると、 Ｘ＝ｆv＋Ｘ／Ｎ 及び ｆv−Ｘ／Ｎ が生じる。よって Ｘ＝（Ｎ×ｆv）／（Ｎ−１）及び（Ｎ×ｆv）／（Ｎ＋
１） となる。上記信号Ｘはフィルタ２２で片方が取り除かれ
る。例えば Ｘ＝（Ｎ×ｆv）／（Ｎ−１） を取り除くとする。そしてフィルタ２２は受信信号周波
数の４００ＭＨｚ付近を通過させる帯域フィルタであ
る。フィルタ２２を通過した信号 Ｘ＝（Ｎ×ｆv）／（Ｎ＋１） が局部発振信号である。ここで、Ｎ＝２とすると Ｘ＝（２／３）ｆv、すなわちｆv＝（３／２）Ｘ となる。そして、上記信号Ｘは第１の分周手段１１で１
／Ｌ倍に分周される。一方水晶発振器１４で発振された
信号は第２の分周手段１３で１／Ｍ倍に分周され、位相
比較器１２に入力される１２．５ｋＨｚの基準信号とな
る。位相比較器１２では１２．５ｋＨｚの基準信号と信
号Ｘを１／Ｌ分周した信号の位相誤差が検出されループ
フィルタ１５を介して前記位相誤差が零になる方向にＶ
ＣＯの発振周波数及び位相を制御する。従って信号Ｘの
発振周波数は１２．５ｋＨｚのＬ倍となる。ここでＬを
可変することにより信号Ｘ，すなわち局部発振信号の発
振周波数を１２．５ｋＨｚステップで可変することがで
きる。そして局部発振周波数とＶＣＯ２０の発振周波数
ｆvとは（３／２）倍離れている。よって本実施例の構
成によれば、アンテナに大入力の希望信号が入力した場
合でもＶＣＯ２０の発振周波数とは周波数的に大きく離
れた信号でありＶＣＯ２０の発振周波数を乱すことはな
い。
【００２２】次に送信時を考える。送信時にはフィルタ
２２の出力である信号Ｘが送信手段９で増幅され、切り
替え手段８を介してアンテナ１より放射される。送信信
号周波数Ｘは第１の分周手段１１の分周数Ｌを可変する
ことにより希望の送信周波数を得ることができる。すな
わちチャンネル間隔１２．５ｋＨｚの信号列のうちの任
意の電波を放射できる。なおＦＭ変調の場合、ＶＣＯ２
０の発振周波数及び水晶発振器１４の発振周波数の両方
に変調をかけることになるが、フィルタ２２の出力のと
ころで変調度が規定の変調度になるよう調整する必要が
ある。そして本実施例の構成によれば、アンテナ１から
放射されたエネルギーの一部がＶＣＯ２０に帰還したと
してもＶＣＯ２０の発振周波数とは大きく離れており、
ＶＣＯ２０の発振周波数を乱すことはない。
２２の出力である信号Ｘが送信手段９で増幅され、切り
替え手段８を介してアンテナ１より放射される。送信信
号周波数Ｘは第１の分周手段１１の分周数Ｌを可変する
ことにより希望の送信周波数を得ることができる。すな
わちチャンネル間隔１２．５ｋＨｚの信号列のうちの任
意の電波を放射できる。なおＦＭ変調の場合、ＶＣＯ２
０の発振周波数及び水晶発振器１４の発振周波数の両方
に変調をかけることになるが、フィルタ２２の出力のと
ころで変調度が規定の変調度になるよう調整する必要が
ある。そして本実施例の構成によれば、アンテナ１から
放射されたエネルギーの一部がＶＣＯ２０に帰還したと
してもＶＣＯ２０の発振周波数とは大きく離れており、
ＶＣＯ２０の発振周波数を乱すことはない。
【００２３】（実施例２）図２は本発明の実施例２の通
信装置を示すブロック図である。
信装置を示すブロック図である。
【００２４】本実施例２において、実施例１である図１
に示すブロック図と同一の機能ブロックには同一の番号
を付与している。実施例１である図１と違う部分は第２
の掛算手段２４と演算手段２５及び９０度位相シフタ−
２０１及び２０２を追加している点である。第１の掛算
手段２１及び第２の掛算手段２４の出力周波数をＸとす
ると、 Ｘ＝ｆv＋Ｘ／Ｎ及びｆv−Ｘ／Ｎ が生じる。第１の掛算手段２１と第２の掛算手段２４の
出力同士を演算手段２５で加算或いは減算することによ
り、演算手段２５の出力には Ｘ＝ｆv＋Ｘ／Ｎまたはｆv−Ｘ／Ｎ のどちらかが生じる。上記値のどちらが演算手段２５の
出力に生じるかは加算するか減算するかで決まる。本実
施例では演算手段２５の出力ですでに信号Ｘの片方が取
り除かれるため、フィルタ２２を省略或いは簡単なフィ
ルタで構成できる。そして本実施例の構成によれば実施
例１の場合と同様、アンテナに大入力の希望信号が入力
した場合でもＶＣＯ２０の発振周波数とは周波数的に大
きく離れた信号でありＶＣＯ２０の発振周波数を乱すこ
とはない。また送信時においてもアンテナ１から放射さ
れたエネルギーの一部がＶＣＯ２０に帰還したとしても
ＶＣＯ２０の発振周波数とは大きく離れており、ＶＣＯ
２０の発振周波数を乱すことはない。
に示すブロック図と同一の機能ブロックには同一の番号
を付与している。実施例１である図１と違う部分は第２
の掛算手段２４と演算手段２５及び９０度位相シフタ−
２０１及び２０２を追加している点である。第１の掛算
手段２１及び第２の掛算手段２４の出力周波数をＸとす
ると、 Ｘ＝ｆv＋Ｘ／Ｎ及びｆv−Ｘ／Ｎ が生じる。第１の掛算手段２１と第２の掛算手段２４の
出力同士を演算手段２５で加算或いは減算することによ
り、演算手段２５の出力には Ｘ＝ｆv＋Ｘ／Ｎまたはｆv−Ｘ／Ｎ のどちらかが生じる。上記値のどちらが演算手段２５の
出力に生じるかは加算するか減算するかで決まる。本実
施例では演算手段２５の出力ですでに信号Ｘの片方が取
り除かれるため、フィルタ２２を省略或いは簡単なフィ
ルタで構成できる。そして本実施例の構成によれば実施
例１の場合と同様、アンテナに大入力の希望信号が入力
した場合でもＶＣＯ２０の発振周波数とは周波数的に大
きく離れた信号でありＶＣＯ２０の発振周波数を乱すこ
とはない。また送信時においてもアンテナ１から放射さ
れたエネルギーの一部がＶＣＯ２０に帰還したとしても
ＶＣＯ２０の発振周波数とは大きく離れており、ＶＣＯ
２０の発振周波数を乱すことはない。
【００２５】（実施例３）図３は本発明の実施例３の通
信装置を示すブロック図である。
信装置を示すブロック図である。
【００２６】本実施例３において、実施例１である図１
に示すブロック図と同一の機能ブロックには同一の番号
を付与している。実施例１である図１と違う部分は受信
方式としてダイレクトコンバージョン方式を用いている
点である。２６は直接変換ミキサー手段、２７は第１の
フィルタ、２８は第２のフィルタ、２９は復調手段であ
る。フィルタ２２の出力である局部発振信号の周波数は
受信したい希望信号の周波数と同一周波数である。そし
て直接変換ミキサー手段２６の出力には直交するベース
バンド信号であるＩ信号とＱ信号が出力し、第１のフィ
ルタ２７及び第２のフィルタ２８で希望信号のみが取り
出され復調手段２９で復調される。本実施例で示すダイ
レクトコンバージョン受信方式はイメージ信号を除去す
るためのＳＡＷフィルタを必要とせず、かつ直接変換ミ
キサー手段２６の出力はベースバンド信号であるため第
１のフィルタ２７及び第２のフィルタ２８及び復調手段
２９を半導体回路で容易に構成できる。そのため安価に
作ることができるというメリットがある。
に示すブロック図と同一の機能ブロックには同一の番号
を付与している。実施例１である図１と違う部分は受信
方式としてダイレクトコンバージョン方式を用いている
点である。２６は直接変換ミキサー手段、２７は第１の
フィルタ、２８は第２のフィルタ、２９は復調手段であ
る。フィルタ２２の出力である局部発振信号の周波数は
受信したい希望信号の周波数と同一周波数である。そし
て直接変換ミキサー手段２６の出力には直交するベース
バンド信号であるＩ信号とＱ信号が出力し、第１のフィ
ルタ２７及び第２のフィルタ２８で希望信号のみが取り
出され復調手段２９で復調される。本実施例で示すダイ
レクトコンバージョン受信方式はイメージ信号を除去す
るためのＳＡＷフィルタを必要とせず、かつ直接変換ミ
キサー手段２６の出力はベースバンド信号であるため第
１のフィルタ２７及び第２のフィルタ２８及び復調手段
２９を半導体回路で容易に構成できる。そのため安価に
作ることができるというメリットがある。
【００２７】しかしながら、従来のダイレクトコンバー
ジョン受信方式は、大入力の希望信号が入力した場合、
局部発振周波数が乱されて復調性能が劣化するという問
題があり使いにくいものであった。本実施例の構成によ
れば、アンテナに大入力の希望信号が入力した場合でも
ＶＣＯ２０の発振周波数とは周波数的に大きく離れた信
号でありＶＣＯ２０の発振周波数を乱すことはない。ま
た送信時においてもアンテナ１から放射されたエネルギ
ーの一部がＶＣＯ２０に帰還したとしてもＶＣＯ２０の
発振周波数とは大きく離れており、ＶＣＯ２０の発振周
波数を乱すことはない。
ジョン受信方式は、大入力の希望信号が入力した場合、
局部発振周波数が乱されて復調性能が劣化するという問
題があり使いにくいものであった。本実施例の構成によ
れば、アンテナに大入力の希望信号が入力した場合でも
ＶＣＯ２０の発振周波数とは周波数的に大きく離れた信
号でありＶＣＯ２０の発振周波数を乱すことはない。ま
た送信時においてもアンテナ１から放射されたエネルギ
ーの一部がＶＣＯ２０に帰還したとしてもＶＣＯ２０の
発振周波数とは大きく離れており、ＶＣＯ２０の発振周
波数を乱すことはない。
【００２８】（実施例４）図４は本発明の実施例４の通
信装置を示すブロック図である。
信装置を示すブロック図である。
【００２９】本実施例４において、実施例３である図３
に示すブロック図と同一の機能ブロックには同一の番号
を付与している。実施例３である図３と違う部分は第２
の掛算手段２４と演算手段２５及び９０度位相シフタ−
２０１及び２０２を追加している点である。上記構成及
び動作については実施例２において説明した通りであ
る。そして本実施例の構成によれば実施例１の場合と同
様、アンテナに大入力の希望信号が入力した場合でもＶ
ＣＯ２０の発振周波数とは周波数的に大きく離れた信号
でありＶＣＯ２０の発振周波数を乱すことはない。また
送信時においてもアンテナ１から放射されたエネルギー
の一部がＶＣＯ２０に帰還したとしてもＶＣＯ２０の発
振周波数とは大きく離れており、ＶＣＯ２０の発振周波
数を乱すことはない。
に示すブロック図と同一の機能ブロックには同一の番号
を付与している。実施例３である図３と違う部分は第２
の掛算手段２４と演算手段２５及び９０度位相シフタ−
２０１及び２０２を追加している点である。上記構成及
び動作については実施例２において説明した通りであ
る。そして本実施例の構成によれば実施例１の場合と同
様、アンテナに大入力の希望信号が入力した場合でもＶ
ＣＯ２０の発振周波数とは周波数的に大きく離れた信号
でありＶＣＯ２０の発振周波数を乱すことはない。また
送信時においてもアンテナ１から放射されたエネルギー
の一部がＶＣＯ２０に帰還したとしてもＶＣＯ２０の発
振周波数とは大きく離れており、ＶＣＯ２０の発振周波
数を乱すことはない。
【００３０】
【発明の効果】以上説明したように本発明の請求項１に
係る通信装置は、受信手段とチャンネル選択を行うため
の周波数シンセサイザ手段とを有し、前記周波数シンセ
サイザ手段は電圧制御発振器と前記電圧制御発振器の発
振出力から生成した信号を分周する分周手段と前記分周
手段の出力と基準信号との位相誤差を検出する位相比較
手段と前記電圧制御発振器の出力を第１の入力とする掛
算手段を有し、前記掛算手段の出力を局部発振信号とし
て受信手段に供給すると共に、前記掛算手段の出力を１
／Ｎ分周した信号を前記掛算手段の第２の入力とする構
成であるので、大入力の受信信号が入力しても局部発振
信号の周波数が乱れないという効果がある。
係る通信装置は、受信手段とチャンネル選択を行うため
の周波数シンセサイザ手段とを有し、前記周波数シンセ
サイザ手段は電圧制御発振器と前記電圧制御発振器の発
振出力から生成した信号を分周する分周手段と前記分周
手段の出力と基準信号との位相誤差を検出する位相比較
手段と前記電圧制御発振器の出力を第１の入力とする掛
算手段を有し、前記掛算手段の出力を局部発振信号とし
て受信手段に供給すると共に、前記掛算手段の出力を１
／Ｎ分周した信号を前記掛算手段の第２の入力とする構
成であるので、大入力の受信信号が入力しても局部発振
信号の周波数が乱れないという効果がある。
【図１】本発明の実施例１における通信装置のブロック
図
図
【図２】本発明の実施例２における通信装置のブロック
図
図
【図３】本発明の実施例３における通信装置のブロック
図
図
【図４】本発明の実施例４における通信装置のブロック
図
図
【図５】従来の通信装置のブロック図
１ アンテナ
２ ＳＡＷフィルタ
３ 高周波増幅手段
４ ミキサー手段
８ 切り替え手段
９ 送信手段
１１ 第１の分周手段
１２ 位相比較手段
１３ 第２の分周手段
１４ 水晶発振器
１５ ループフィルタ
２０ 電圧制御発振手段（ＶＣＯ）
２１ 第１の掛算手段
２２ フィルタ手段
２３ 第３の分周手段
２４ 第２の掛算手段
２５ 演算手段
２４ 直接変換ミキサー手段
５１ チャンネルフィルタ
２０１ 第１の９０度位相シフター
２０２ 第２の９０度位相シフター
─────────────────────────────────────────────────────
フロントページの続き
Ｆターム(参考） 5J106 QQ01 RR08 RR18
5K011 DA04 DA07 DA13 DA21 GA05
GA06 KA02 KA11
Claims (5)
- 【請求項１】 受信手段と、チャンネル選択を行うため
の周波数シンセサイザ手段とを有し、前記周波数シンセ
サイザ手段は、電圧制御発振器と前記電圧制御発振器の
発振出力から生成した信号を分周する分周手段と、前記
分周手段の出力と基準信号との位相誤差を検出する位相
比較手段と、前記電圧制御発振器の出力を第１の入力と
する掛算手段とを有し、前記掛算手段の出力を局部発振
信号として前記受信手段に供給すると共に、前記掛算手
段の出力を１／Ｎ分周した信号を前記掛算手段の第２の
入力としたことを特徴とする通信装置。 - 【請求項２】 送信手段と、チャンネル選択を行うため
の周波数シンセサイザ手段とを有し、前記周波数シンセ
サイザ手段は、電圧制御発振器と、前記電圧制御発振器
の発振出力から生成した信号を分周する分周手段と、前
記分周手段の出力と基準信号との位相誤差を検出する位
相比較手段と、前記電圧制御発振器の出力を第１の入力
とする掛算手段とを有し、前記掛算手段の出力を送信信
号として前記送信手段に供給すると共に、前記掛算手段
の出力を１／Ｎ分周した信号を前記掛算手段の第２の入
力としたことを特徴とする通信装置。 - 【請求項３】 受信手段と、チャンネル選択を行うため
の周波数シンセサイザ手段とを有し、前記周波数シンセ
サイザ手段は、電圧制御発振器と、前記電圧制御発振器
の発振出力から生成した信号を分周する分周手段と、前
記分周手段の出力と基準信号との位相誤差を検出する位
相比較手段と、前記電圧制御発振器の出力を第１の入力
とする第１の掛算手段と、前記電圧制御発振器の出力と
直交する信号を第１の入力とする第２の掛算手段と、前
記第１の掛算手段の出力と前記第２の掛算手段の出力を
加算或いは減算する演算手段とを有し、前記演算手段の
出力を局部発振信号として前記受信手段に供給すると共
に、前記演算手段の出力を１／Ｎ分周した信号を前記第
１の掛算手段の第２の入力とし、前記演算手段の出力を
１／Ｎ分周した信号と直交する信号を前記第２の掛算手
段の第２の入力としたことを特徴とする通信装置。 - 【請求項４】 送信手段と、チャンネル選択を行うため
の周波数シンセサイザ手段とを有し、前記周波数シンセ
サイザ手段は、電圧制御発振器と、前記電圧制御発振器
の発振出力から生成した信号を分周する分周手段と、前
記分周手段の出力と基準信号との位相誤差を検出する位
相比較手段と、前記電圧制御発振器の出力を第１の入力
とする第１の掛算手段と、前記電圧制御発振器の出力と
直交する信号を第１の入力とする第２の掛算手段と、前
記第１の掛算手段の出力と前記第２の掛算手段の出力を
加算或いは減算する演算手段とを有し、前記演算手段の
出力を送信信号として前記送信手段に供給すると共に、
前記演算手段の出力を１／Ｎ分周した信号を前記第１の
掛算手段の第２の入力とし、前記演算手段の出力を１／
Ｎ分周した信号と直交する信号を前記第２の掛算手段の
第２の入力としたことを特徴とする通信装置。 - 【請求項５】 受信手段は、直接変換受信機からなる請
求項１或いは請求項３記載の通信装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2002104844A JP2003304172A (ja) | 2002-04-08 | 2002-04-08 | 通信装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2002104844A JP2003304172A (ja) | 2002-04-08 | 2002-04-08 | 通信装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2003304172A true JP2003304172A (ja) | 2003-10-24 |
Family
ID=29389839
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2002104844A Pending JP2003304172A (ja) | 2002-04-08 | 2002-04-08 | 通信装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2003304172A (ja) |
-
2002
- 2002-04-08 JP JP2002104844A patent/JP2003304172A/ja active Pending
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