JP2003298361A - Power amplification method and power amplifier - Google Patents

Power amplification method and power amplifier

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JP2003298361A
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Shoji Iwakura
Kenji Muramoto
Masatoshi Nakayama
Naoaki Segawa
正敏 中山
章次 岩倉
研治 村本
直明 瀬川
Original Assignee
Mitsubishi Electric Corp
Shimada Phys & Chem Ind Co Ltd
三菱電機株式会社
島田理化工業株式会社
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Abstract

PROBLEM TO BE SOLVED: To effectively remove distortions generated in a nonlinear element, such as an amplitude amplifier, when performing power amplification in a linear amplifying method for amplifying by converting an input signal to two constant amplitude signals, wherein amplitude fluctuations are converted to phase information by using a nonlinear element.
SOLUTION: In a power amplification method based on a linear amplification, an input signal is converted to two divided signals having constant amplitudes wherein amplitude fluctuations of the input signal are converted to phase information, and the two divided signals are amplified, composed and output as output signals. Phases of the two division signals are controlled and distortions of amplitudes of the output signals are corrected in accordance with a comparison result of the input signal and the output signal.
COPYRIGHT: (C)2004,JPO

Description

【発明の詳細な説明】 【0001】 【発明の属する技術分野】本発明は、電力増幅方法および電力増幅器に関し、さらに詳細には、通信機器あるいは放送機器などにおける高周波電力増幅装置などを構成する際に用いて好適な電力増幅方法および電力増幅器に関し、特に、高効率低歪みの歪み補償増幅装置を構成する際に用いて好適な電力増幅方法および電力増幅器に関する。 BACKGROUND OF THE INVENTION [0001] [Technical Field of the Invention The present invention relates to a power amplification method, and a power amplifier, and more particularly, when configuring a high-frequency power amplifier in a communication device or broadcasting equipment relates suitable power amplification method and a power amplifier used in, in particular, it relates to suitable power amplification methods and power amplifier used in constituting the distortion compensation amplifying apparatus with high efficiency and low distortion. 【0002】 【従来の技術】従来より、通信機器あるいは放送機器などにおける高周波電力増幅装置などを構成する際に用いる電力増幅器においては、広い周波数帯域にわたって低歪みであって良好な線形性を有することが求められている。 2. Description of the Related Art Conventionally, in a power amplifier for use in constructing a high-frequency power amplifier in a communication device or broadcasting equipment, to have good linearity a low distortion over a wide frequency band there is a demand. このため、電力増幅器における良好な線形性を得るための技術として、例えば、LINC(LinearA Therefore, as a technique for obtaining a good linearity in the power amplifier, for example, LINC (LinearA
mplification with Nonline mplification with Nonline
ar Components)方式などのような、非線形素子を用いて入力信号を当該入力信号の振幅変動を位相情報に変換した2つの定振幅の分割信号に分割し、当該2つの分割信号を増幅した後に合成して出力信号として出力する線形増幅方式による電力増幅方法などの電力増幅器の歪み補償に関する技術が提案されている。 ar Components), such as type, an input signal with a non-linear element is divided into two constant amplitude division signal obtained by converting the phase information to amplitude variations of the input signal, synthesis after amplifying the two split signals technology relates to distortion compensation of the power amplifier such as a power amplification method by linear amplification method that outputs an output signal has been proposed. 【0003】ここで、LINC方式とは、振幅増幅器などの非線形素子を用いた線形増幅方式であり、振幅変動を位相情報に変換した一定振幅信号を増幅するという手法を用いる。 [0003] Here, the LINC system, a linear amplification method using a nonlinear element such as amplitude amplifier, using the technique that amplifies the constant amplitude signal obtained by converting the amplitude variation in the phase information. 【0004】LINC方式の基本原理は、振幅変動と位相変動とのいずれか一方、あるいは、両方を持っている帯域通過の入力信号を、振幅が一定で位相のみの変化がある2つの信号に分けて増幅することにある。 [0004] The basic principle of the LINC system, either one of the amplitude fluctuations and phase fluctuations, or the input signal of the band-pass have both, divided into two signals that change at constant amplitude phase only It is to amplify Te. 図1を参照しながら、この点について説明する。 With reference to FIG. 1, this point will be explained. 【0005】はじめに、式(1)に示す一定の位相のバンドパス信号Saを考える。 [0005] First, think about the band-pass signal Sa of constant phase shown in equation (1). 【0006】 S(a)=E(t)cosω t ・・・式(1) EmをE(t)の最大値とすると、 E(t)=Emsinφ(t) ・・・式(2) と表すことができる。 [0006] S (a) = E (t ) and cosω 0 t ··· equation (1) Em be the maximum value of E (t), E (t ) = Emsinφ (t) ··· (2) It can be expressed as. 【0007】図1において、信号分割部(コンポーネントセパレータ:COMPONENTSEPARATO [0007] In FIG. 1, the signal division section (Component Separator: COMPONENTSEPARATO
R)100は、2つの一定のアンプリチュード信号S1 R) 100 has two fixed Amplitude signal S1
a、S1bを作り出す。 a, creating a S1b. ここで、以下の式(3)が成立する。 Here, the following equation (3) is satisfied. 【0008】 Sa(t)=(Em/2)[sin[ω t+φ(t)]−sin[ω t −φ(t)]]=S1a(t)−S2a(t) ・・・式(3) ただし、 S1a(t)=(Em/2)sin[ω t+φ(t)] ・・・式(4) S2a(t)=(Em/2)sin[ω t−φ(t)] ・・・式(5) である。 [0008] Sa (t) = (Em / 2) [sin [ω 0 t + φ (t)] - sin [ω 0 t -φ (t)]] = S1a (t) -S2a (t) ··· formula (3) However, S1a (t) = (Em / 2) sin [ω 0 t + φ (t)] ··· formula (4) S2a (t) = (Em / 2) sin [ω 0 t-φ (t ) is a equation (5). 【0009】従って、Gをアンプ部102a、102b Accordingly, the G amplifier portion 102a, 102b
における増幅の利得とすると、増幅されたGSa(t) When the gain of the amplification in the amplified GSa (t)
は、信号合成部104でGS1a(t)からGS2a Is, GS2a the signal synthesizing unit 104 from GS1a (t)
(t)を減算して合成することにより、式(6)に示すように表される。 By synthesizing by subtracting the (t), it is expressed as shown in Equation (6). 【0010】 GSa(t)−GS1a(t)=GEmsinφ(t)cosω t=GS a(t) ・・・式(6) これらのことから、2つの一定な振幅角度変調信号は、 [0010] GSa (t) -GS1a (t) = GEmsinφ (t) cosω 0 t = GS a (t) ··· Equation (6) From these, two constant amplitude angle modulated signal,
その振幅線形性に関わらず十分な帯域でどのような増幅器によっても増幅されるものであることがわかる。 It is understood that also amplified by any amplifier with sufficient bandwidth regardless of its amplitude linearity. 【0011】ところで、W−CDMA(Wideban [0011] By the way, W-CDMA (Wideban
d−Code DivisionMultiple A d-Code DivisionMultiple A
ccess)などのように包絡線変動を示す変調方式において、上記した原理を備えたLINC方式による電力増幅器を用いた場合には、電力合成時において有効電力に対する無効電力の比率が増加し、効率の低下が著しいことが指摘されていた。 In the modulation scheme showing the envelope variation such as ccess), when using a power amplifier according to LINC system with the principles described above, the ratio of the reactive power is increased to the effective power at the time of power combining efficiency of lowering it has been pointed out remarkable. 【0012】即ち、LINC方式においては、その電力効率は入力信号のピーク電力対平均電力の比によって決定され、その比が大きいほど無効電力が大きくなり、結果として電力効率が悪化する。 Namely, in LINC system, the power efficiency is determined by the ratio of peak power to average power of the input signal, the ratio is more reactive power is increased larger, resulting in power efficiency is deteriorated. つまり、LINC方式においては、入力信号の振幅情報を位相情報に変換した上で信号分割部で2つの一定振幅信号に分割するが、一定振幅であるため電力合成後の信号振幅が小さい場合(入力信号の振幅が小さい)には、無効電力が増加することになり、そのため電力効率が低下してしまうものであった。 That is, in LINC system, when the amplitude information of the input signal is split into two constant amplitude signals by the signal dividing unit after having converted into phase information, the signal amplitude after power combining for a constant amplitude is small (input the amplitude is small) of the signal, will be the reactive power is increased, therefore the power efficiency were those lowered. 【0013】こうしたLINC方式における電力効率の高効率化をはかる手法として、リアクタンスマッチング法ならびにRF-DC電力変換法などが提案されている。 [0013] As a method for measuring the efficiency of power efficiency in such LINC method, such as reactance matching method and RF-DC power conversion method has been proposed. 【0014】ここで、リアクタンスマッチング法とは、 [0014] Here, the reactance matching method,
増幅器の出力をリアクタンス性終端器で終端することにより、歪みを多少犠牲にすることにはなるが電力効率を向上させるという手法である。 By terminating the output of the amplifier in the reactive terminator, it becomes the to sacrifice some distortion is a method of improving the power efficiency. 【0015】また、RF−DC電力変換法とは、電力合成器で発生する無効電力をRF−DC変換して、DC電源にフィードバックすることにより、全体の電力のロスを減らし電力増幅器の電力効率を向上させるようにしたものである。 [0015] The RF-DC power conversion process, the reactive power generated in the power combiner and RF-DC converter is fed back to the DC power source, the power efficiency of the power amplifier reduces the loss of the total power it is obtained so as to improve the. 【0016】しかしながら、上記した従来のLINC方式などによる電力増幅器においては、振幅増幅器などの非線形素子において発生した歪みを除去することが困難であるという問題点があった。 [0016] However, in the power amplifier due to the conventional LINC system described above, there is a problem that it is difficult to remove distortion generated in the nonlinear element, such as amplitude amplifier. 【0017】 【発明が解決しようとする課題】本発明は、上記したような従来の技術の有する種々の問題点に鑑みてなされたものであり、その目的とするところは、非線形素子を用いて入力信号を当該入力信号の振幅変動を位相情報に変換した2つの定振幅の分割信号に分割し、当該2つの分割信号を増幅した後に合成して出力信号として出力する線形増幅方式により電力増幅する際に、振幅増幅器などの非線形素子において発生した歪みを効果的に除去することができる電力増幅方法および電力増幅器を提供しようとするものである。 [0017] [SUMMARY OF THE INVENTION The present invention has been made in view of the various problems of the prior art as described above, it is an object with a non-linear element the input signal is divided into two constant amplitude division signal obtained by converting the phase information to amplitude variations of the input signal, amplifies the power by a linear amplification method for outputting a combined output signal after amplifying the two split signals when, it is intended to provide a power amplification method, and a power amplifier which can effectively eliminate distortion generated in the nonlinear element, such as amplitude amplifier. 【0018】 【課題を解決するための手段】上記目的を達成するために、本発明による電力増幅方法および電力増幅器は、非線形素子を用いて入力信号を当該入力信号の振幅変動を位相情報に変換した2つの定振幅の分割信号に分割し、 [0018] To achieve the above object, resolving means for the problems], power amplification method and a power amplifier according to the present invention, converts the amplitude variations of the input signal an input signal using a nonlinear element to the phase information divided into two constant amplitude division signal which is,
当該2つの分割信号を増幅した後に合成して出力信号として出力する線形増幅方式による電力増幅方法や電力増幅器においては、入力信号を信号分割部で2つの分割信号に分割する際に、入力信号の振幅情報は位相情報として当該2つの分割信号に含まれることになり、これら対となる2つの分割信号の振幅は同一となるものであるが、これら2つの分割信号の信号経路内にある非線形素子により分割信号の振幅に歪みが混入した場合には、対となる2つの分割信号の位相を制御することによりその振幅の歪みを補正して、歪みを効果的に除去するようにしたものである。 The In two split signal power amplification method by linear amplification method that outputs a combined output signal after amplifying the or power amplifier, when dividing the input signal by the signal division section into two divided signals, the input signal amplitude information will be included in the two split signals as phase information, the amplitude of the two split signals to be these pairs are identical to those, non-linear elements in the signal path of the two split signals by when strain is mixed to the amplitude of the split signal corrects the distortion of the amplitude by controlling the phase of the two split signals forming a pair, in which so as to effectively eliminate distortion . 【0019】即ち、本発明のうちの請求項1に記載の発明は、非線形素子を用いて入力信号を該入力信号の振幅変動を位相情報に変換した2つの定振幅の分割信号に分割し、該2つの分割信号を増幅した後に合成して出力信号として出力する線形増幅方式による電力増幅方法において、入力信号と出力信号との比較結果に応じて、2つの分割信号の位相を制御して該出力信号の振幅の歪みを補正するようにしたものである。 [0019] That is, the invention of claim 1 of the present invention, divided into two constant amplitude division signal obtained by converting the input signal amplitude variations of the input signal to the phase information using the non-linear element, in the power amplifying method according to a linear amplification method for outputting a combined output signal after amplifying the two split signals in accordance with the comparison result between the input signal and the output signal controls the phase of the two split signals the it is obtained so as to correct the distortion of the amplitude of the output signal. 【0020】また、本発明のうちの請求項2に記載の発明は、非線形素子を用いて入力信号を該入力信号の振幅変動を位相情報に変換した2つの定振幅の分割信号に分割し、該2つの分割信号を増幅した後に合成して出力信号として出力する線形増幅方式による電力増幅方法において、入力信号と出力信号との比較結果に応じて、2つの分割信号の位相を制御して該出力信号の振幅の歪みを補正する第1の処理と、前記入力信号の振幅に応じて、 [0020] The invention of claim 2 of the present invention, divided into two constant amplitude division signal obtained by converting the input signal amplitude variations of the input signal to the phase information using the non-linear element, in the power amplifying method according to a linear amplification method for outputting a combined output signal after amplifying the two split signals in accordance with the comparison result between the input signal and the output signal controls the phase of the two split signals the a first process of correcting the distortion of the amplitude of the output signal, according to the amplitude of the input signal,
前記2つの分割信号の振幅値を制御する第2の処理とを有するようにしたものである。 It is obtained as a second process of controlling the amplitude value of the two split signals. 【0021】また、本発明のうちの請求項3に記載の発明は、非線形素子を用いて入力信号を該入力信号の振幅変動を位相情報に変換した2つの定振幅の分割信号に分割し、該2つの分割信号を増幅した後に合成して出力信号として出力する線形増幅方式による電力増幅方法において、入力信号と出力信号との比較結果に応じて、2つの分割信号の位相を制御して該出力信号の振幅の歪みを補正する第1の処理と、前記入力信号の包絡線の振幅に応じて、前記2つの分割信号の振幅値を多段階に制御する処理とを有するようにしたものである。 [0021] The invention of claim 3 of the present invention, divided into two constant amplitude division signal obtained by converting the input signal amplitude variations of the input signal to the phase information using the non-linear element, in the power amplifying method according to a linear amplification method for outputting a combined output signal after amplifying the two split signals in accordance with the comparison result between the input signal and the output signal controls the phase of the two split signals the a first process of correcting the distortion of the amplitude of the output signal, according to the amplitude of the envelope of the input signal, obtained by the amplitude value of the two divided signals to have a process of controlling the multi-stage is there. 【0022】また、本発明のうちの請求項4に記載の発明は、非線形素子を用いて入力信号を該入力信号の振幅変動を位相情報に変換した2つの定振幅の分割信号に分割し、該2つの分割信号を増幅した後に合成して出力信号として出力する線形増幅方式による電力増幅器において、入力信号と出力信号とを比較する比較手段と、前記比較手段の比較結果に応じて2つの分割信号の位相を制御する位相制御手段と、前記入力信号の包絡線の振幅を検出する検出手段と、前記検出手段による検出結果に応じて、前記2つの分割信号の振幅値を多段階に制御する振幅制御手段とを有するようにしたものである。 [0022] The invention described in Claim 4 of the present invention, divided into two constant amplitude division signal obtained by converting the input signal amplitude variations of the input signal to the phase information using the non-linear element, in the power amplifier according to a linear amplification method for outputting a combined output signal after amplifying the two split signals, comparing means for comparing the input and output signals, the two divided according to the comparison result of the comparing means and phase control means for controlling the phase of the signal, and detecting means for detecting the amplitude of the envelope of the input signal, in accordance with the detection result by the detection means, for controlling the amplitude value of the two split signals into multiple stages it is obtained so as to have an amplitude control unit. 【0023】 【発明の実施の形態】以下、添付の図面に基づいて、本発明による電力増幅器の実施の形態の一例について詳細に説明するものとする。 DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION Hereinafter, with reference to the accompanying drawings, an example embodiment of a power amplifier according to the present invention shall be described in detail. 【0024】図2には、本発明による電力増幅器の実施の形態の一例のブロック構成図が示されている。 [0024] FIG. 2 is a block diagram of an exemplary embodiment of a power amplifier according to the present invention is shown. 【0025】この電力増幅器は、非線形素子を用いて振幅変動を位相情報に変換した定振幅信号を増幅する線形増幅方式による電力増幅器であり、外部から入力された入力信号をIF信号に周波数変換するRFダウンコンバータ10と、アナログ/デジタル変換(A/D変換)によりRFダウンコンバータ10から出力されたアナログ信号たる入力信号(IF信号)をデジタル信号に変換するアナログ/デジタル(A/D)コンバータ12と、A [0025] The power amplifier is the power amplifier according to a linear amplification method for amplifying the constant amplitude signals obtained by converting the amplitude variation in the phase information using the non-linear element, converts the frequency of the input signal inputted from the outside to the IF signal an RF downconverter 10, an analog / digital converter (a / D conversion) analog / digital (a / D) for converting analog signals serving as input signal (IF signal) to a digital signal output from the RF down-converter 10 by the converter 12 and, A
/Dコンバータ12によりA/D変換された入力信号をIQ分配するIQ分配部14と、IQ分配部14によりIQ分配された入力信号を入力される信号分割部16 / D converter 12 and the IQ distribution unit 14 for IQ distributes the input signal converted A / D, the signal dividing unit 16 which is input an input signal IQ distributed by IQ distributing section 14
と、IQ分配部14によりIQ分配された入力信号を入力される位相制御部18と、信号分割部16において入力信号の振幅変動を位相情報に変換することにより当該入力信号を2つに分割して生成した一定振幅の分割信号をそれぞれデジタル/アナログ(D/A)変換してアナログ信号に変換するデジタル/アナログ(D/A)コンバータ20と、D/Aコンバータ20から出力されたデジタル信号をそれぞれ周波数変換するRFアップコンバータ22a、22bと、RFアップコンバータ22a、 When divides a phase control unit 18 which is input an input signal IQ distributed by IQ distribution unit 14, two the input signal by converting the amplitude variations of the input signal to the phase information in the signal dividing unit 16 a digital / analog (D / a) converter 20 which converts the analog signal generated by a constant amplitude of the dividing signals respectively converted digital / analog (D / a) Te, the digital signal output from the D / a converter 20 RF upconverter 22a for frequency conversion, respectively, and 22b, RF up-converter 22a,
22bにより周波数変換されたデジタル信号をそれぞれ増幅するアンプ(Amp)部24a、24bと、アンプ部24a、24bにより増幅されたデジタル信号を合成して出力信号として出力するRFパワーコンバイナ(R Amplifier for amplifying the frequency-converted digital signals respectively by 22b (Amp) unit 24a, 24b and, the amplifier unit 24a, RF power combiner which outputs a digital signal which is amplified as synthesized and output signals by 24b (R
F POWER COMBINER)およびカップラー(COUPLER)よりなる信号合成部26と、信号合成部26のカップラーから出力された出力信号の一部を周波数変換するRFダウンコンバータ28と、アナログ/デジタル変換(A/D変換)によりRFダウンコンバータ28から出力されたアナログ信号たる出力信号をデジタル信号に変換して位相制御部18へ入力するアナログ/デジタル(A/D)コンバータ30とを有して構成されている。 And F POWER COMBINER) and the signal synthesis section 26 made of couplers (COUPLER), the RF down converter 28 for frequency converting a portion of the output signal output from the coupler of the signal combining unit 26, an analog / digital converter (A / D It is configured to include an analog / digital (a / D) converter 30 to an analog signal serving as the output signal is converted to a digital signal input to the phase control unit 18 outputted from the RF down-converter 28 by the conversion). 【0026】ここで、図3には、信号分割部16と位相制御部18との詳細な構成が示されており、信号制御部16は、IQ分配部14によりIQ分配された入力信号を直交座標系から極座標系に変換する直交−極座標変換部16−1と、振幅情報である直交−極座標変換部16 [0026] Here, in FIG. 3, and detailed configuration of the signal divider 16 and the phase control unit 18 is shown, the signal control unit 16, orthogonal to the input signal IQ distributed by IQ distributing section 14 orthogonal transformation from the coordinate system to a polar coordinate system - a polar coordinate conversion unit 16-1, an orthogonal amplitude information - polar coordinate transformation unit 16
−1の出力(振幅r)を位相情報である位相φに変換する振幅位相変換部16−2と、アンプ24a、24bなどの非線形性に起因する歪みを補正するために参照する補正テーブルを記憶した補正テーブル記憶部16−3 An amplitude phase converter 16-2 which converts the output of the -1 (amplitude r) to the phase φ is the phase information, storing the correction table to be referred to for correcting the distortion due to nonlinearity of an amplifier 24a, 24b correction table storage unit 16-3
と、直交−極座標変換部16−1からの出力(位相θ) If, orthogonal - output from the polar coordinate conversion section 16-1 (phase theta)
と補正テーブル記憶部16−3からの出力とを加算する第1加算器16−4と、振幅位相変換部16−2からの出力(位相φ)と補正テーブル記憶部16−3からの出力とを加算する第2加算器16−5と、第1加算器16 And the first adder 16-4 for adding the output from the correction table storage unit 16-3, the output from the amplitude phase converter 16-2 (the phase phi) and output from the correction table storage unit 16-3 a second adder 16-5 for adding the first adder 16
−4からの出力(位相θ)と第2加算器16−5からの出力(位相φ)とを入力して振幅変動分を位相に変換した所定の一定振幅値を持つ2つの分割信号S1、S2を出力する信号分割器16−6とを有して構成されている。 The output from the 4 (phase theta) and the second adder 16-5 outputs from (phase phi) and two split signal S1 to input having a predetermined constant amplitude value converted to a phase amplitude variation of, It is configured to include a signal divider 16-6 for outputting S2. 【0027】また、位相制御部18は、IQ分配部14 Further, the phase control unit 18, IQ distributor 14
によりIQ分配された入力信号を一時記憶する第1バッファ18−1と、アナログ/デジタル(A/D)コンバータ30から出力された出力信号を一時記憶する第2バッファ18−2と、第1バッファ18−1に記憶された入力信号と第2バッファ18−2に記憶された出力信号とを比較して誤差信号より補正テーブルを作成して補正テーブル記憶部16−2へ出力するDSP(デジタルシグナルプロセッサ)部18−3とを有して構成されている。 A first buffer 18-1 for temporarily storing an input signal IQ distributed by, a second buffer 18-2 for temporarily storing the output signal outputted from the analog / digital (A / D) converter 30, a first buffer input signal stored in 18-1 and DSP outputs by comparing the output signal stored in the second buffer 18-2 to the correction table storage unit 16-2 creates a correction table from the error signal (digital signal It is configured to include a processor) unit 18-3. 【0028】以上の構成において、図4に示す本発明による電力増幅器の動作を説明するための位相制御ベクトル図を参照しながら、本発明による電力増幅器の実施の形態の一例の動作を説明する。 [0028] In the above configuration, with reference to the phase control vector diagram for explaining the operation of the power amplifier according to the invention shown in FIG. 4, the operation of an embodiment of a power amplifier according to the present invention. 【0029】入力信号は、RFダウンコンバータ10においてIF信号に周波数変換され、さらにA/Dコンバータ12によりA/D変換された後に、IQ分配部14 The input signal is frequency-converted into an IF signal in the RF downconverter 10, after being further A / D converted by the A / D converter 12, IQ distributor 14
においてIQ分配される。 Is IQ distributed in. そして、IQ分配部14においてIQ分配された入力信号は、信号分割部16と位相制御部18とに送られる。 Then, the input signal IQ distributed in IQ distribution unit 14 is sent to the signal division section 16 and the phase controller 18. 【0030】ここで、信号分割部16においては、IQ [0030] Here, the signal dividing unit 16, IQ
分配された入力信号が一定振幅に制御された2つの分割信号S1、S2に分割される。 Distributed input signal is split into two split signals S1, S2 which is controlled to a constant amplitude. この際に、後述する処理によりDSP部18−3から出力された補正テーブル値を記憶した補正テーブル記憶部16−3を参照して、I At this time, by referring to the correction table storage unit 16-3 which stores a correction table value outputted from the DSP unit 18-3 by the processing to be described later, I
Q分配された入力信号を直交座標系から極座標系に変換する直交−極座標変換部16−1の出力(位相θ)と補正テーブル記憶部16−3に記憶された補正テーブル値とが第1加算器16−4により加算されて位相の制御がなされるとともに、直交−極座標変換部16−1の出力(振幅r)を位相情報に変換する振幅位相変換部16− Orthogonal converting the Q distributed input signal from the orthogonal coordinate system into a polar coordinate system - the output of the polar coordinate conversion section 16-1 (phase theta) and the correction the correction table value stored in the table storage unit 16-3 and the first adder is added along with the control of the phase is done by vessels 16-4, quadrature - amplitude-phase converter for converting the output of the polar coordinate conversion section 16-1 (amplitude r) in the phase information 16
2からの出力(位相φ)と補正テーブル記憶部16−3 The output from the 2 (phase phi) correction table storage unit 16-3
に記憶された補正テーブル値とが第2加算器16−5により加算されて位相の制御がなされことにより、分割信号S1、S2の位相の制御が行われる。 The stored correction table value is added by made to control the phase by the second adder 16-5, control of the phase of the division signal S1, S2 is performed. 【0031】さらに、上記のようにして位相制御された分割信号S1、S2は、D/Aコンバータ20によりアナログ信号にD/A変換され、さらにRFアップコンバータ22a、22bにより周波数変換された後に、アンプ部24a、24bでそれぞれ増幅された後に信号合成部26で合成されて出力信号となる。 Furthermore, division signals S1, S2 which is phase-controlled in the manner described above, the D / A converter 20 is D / A converted into an analog signal, further RF upconverter 22a, after being frequency converted by 22b, amplifier unit 24a, a is the output signal synthesized by the signal synthesizer 26 after being respectively amplified by 24b. 【0032】ここで、出力信号の一部は、信号合成部2 [0032] Here, the part of the output signal, the signal combining unit 2
6のカップラーからRFダウンコンバータ28を経て、 6 couplers via an RF down converter 28,
A/Dコンバータ30によりA/D変換された後に位相制御部18へ戻される。 It is returned to the phase control unit 18 after being A / D converted by the A / D converter 30. 【0033】位相制御部18のDSP部18−3は、A The DSP unit 18-3 of the phase control unit 18, A
/Dコンバータ30から戻された出力信号とIQ分配部14によってIQ分配された入力信号とを比較し、当該比較結果に基づく誤差信号より位相に関する補正テーブル値を作成し、その補正テーブル値を所定周期毎に補正テーブル記憶部16−3へ転送する。 / D converter 30 output signal is returned from the IQ distribution unit 14 compares the input signal IQ distribution, creates the correction table values ​​for phase than the error signal based on the comparison result, predetermined the correction table value transferred to the correction table storage unit 16-3 in each cycle. なお、この際に、 It should be noted that, at this time,
IQ分配部14によってIQ分配された入力信号を第1 An input signal IQ distributed by IQ distribution unit 14 first
バッファ18−1に一時記憶するとともに、A/Dコンバータ30から出力された出力信号を第2バッファ18 Stores temporarily in buffer 18-1, an output signal output from the A / D converter 30 and the second buffer 18
−2に一時記憶して、DSP部18−3における比較処理のタイミングの同期をとるようにしている。 -2 temporarily stored, so that synchronize the timing of the comparison process in the DSP unit 18-3. 【0034】従って、本発明による電力増幅器においては、アンプ部24a、24bなどの非線形性に起因して発生した振幅の歪みは、上記したようにして分割信号S [0034] Thus, in the power amplifier according to the present invention, the amplifier unit 24a, the distortion of the amplitude generated due to nonlinearities, such as 24b, the divided signals S as described above
1、S2の位相を制御することにより補正することができ、発生した歪みを効果的に除去することができる。 1, S2 phase can be corrected by controlling the, it can effectively eliminate distortion occurring. 【0035】図4には、上記した分割信号S1、S2の位相の制御を示す位相制御ベクトル図が示されている。 [0035] Figure 4, the phase control vector diagram showing the control of the phase of the division signal S1, S2 as described above is shown.
この図4の位相制御ベクトル図において、入力信号をS In phase control vector diagram of FIG. 4, the input signal S
INとし、出力信号をS OUTとすると、入力信号S And IN, and the output signal and S OUT, the input signal S
INは分割信号S1と分割信号S2とに分割されるが、 Although IN is divided into the divided signal S1 and the division signal S2,
分割信号S1および分割信号S2はアンプ部24a、2 Division signal S1 and the divided signal S2 amplifier unit 24a, 2
4bの非線形歪みにより振幅誤差をうける。 Receiving an amplitude error by the non-linear distortion of 4b. 【0036】従って、こうした振幅誤差をうけたままでは、分割信号S1と分割信号S2とを合成した出力信号S OUTは入力信号S INとは異なるようになる。 [0036] Thus, in still undergoing such amplitude error, the output signal S OUT of the division signal S2 were synthesized and split signal S1 becomes different from the input signal S IN. 【0037】しかしながら、本発明による電力増幅器においては、上記したように位相制御部18と信号分割部16とにより分割信号S1、S2の位相を制御して、分割信号S1、S2の位相をφからφ'に調整することにより、アンプ部24a、24bの非線形歪みによる振幅誤差を補正して、発生した歪みを除去することができる。 [0037] However, in the power amplifier according to the present invention, by controlling the phase of the divided signals S1, S2 by a phase control unit 18 and the signal dividing unit 16 as described above, the phase of the divided signals S1, S2 from φ by adjusting the phi ', the amplifier unit 24a, corrects the amplitude error caused by nonlinear distortion of 24b, it is possible to remove the distortion that occurred. 【0038】次ぎに、図5を参照しながら、本発明による電力増幅器の実施の形態の他の例(以下、「第二の実施の形態」と適宜に称する。)について説明する。 [0038] Next, referring to FIG. 5, another embodiment of a power amplifier according to the present invention (hereinafter, appropriately referred to as "second embodiment".) Will be described. 【0039】図5は、第二の実施の形態による電力増幅器を示す図3に対応する信号分割部16と位相制御部1 [0039] Figure 5, the signal division section 16 and the phase control unit 1 corresponding to FIG. 3 illustrating a power amplifier according to the second embodiment
8との詳細な構成説明図である。 8 is a detailed diagram illustrating the configuration of the. 【0040】なお、この第二の実施の形態による電力増幅器は、信号分割部16ならびに位相制御部1の内部構成を除いて、図2乃至図3を参照しながら上記において説明した本発明による電力増幅器と同一または相当する構成を備えるものであるので、上記した説明ならびに図2乃至図3を援用することにより、当該同一または相当する構成に関する説明を省略する。 [0040] The power amplifier according to the second embodiment, except for the internal configuration of the signal dividing unit 16 and the phase control unit 1, the power according to the present invention described in the above with reference to FIGS 3 since those having the configuration identical or corresponding and the amplifier, by aid of description and FIGS. 2 to 3 described above, a description thereof will be omitted about the configuration in which the same or corresponding. また、図5において用いる符号に関しても、当該同一または相当する構成に関しては、図2乃至図3において用いた符号と同一のものを用いる。 Further, with regard codes used in FIG. 5, with respect to the configuration in which the same or corresponding, use of the same reference numerals as used in the FIG. 2 to FIG. 【0041】この第二の実施の形態による電力増幅器は、信号分割部16において、包絡線レベル検出部16 The power amplifier according to this second embodiment, in the signal dividing unit 16, the envelope level detector 16
−7と振幅制御部16−8とを有している点において、 In that and a -7 an amplitude control unit 16-8,
図2乃至図3に示す電力増幅器とは異なる。 2 to differ from the power amplifier shown in FIG. 【0042】即ち、第二の実施の形態による電力増幅器は、直交−極座標変換部16により直交座標系から極座標系に変換された入力信号(振幅r)を入力される包絡線レベル検出部16−7と、信号分割器16−6により入力信号の振幅変動を位相情報に変換することにより当該入力信号を2つに分割して生成した分割信号S1、S [0042] That is, the power amplifier according to a second embodiment, the orthogonal - envelope level detector input the converted input signal in the polar coordinate system from the orthogonal coordinate system by the polar coordinate conversion section 16 (amplitude r) 16- 7, the signal splitter 16-6 by the input signal of the division signal to the amplitude variation was generated by dividing into two the input signal by converting the phase information S1, S
2を入力するとともに包絡線レベル検出部16−7からの検出信号を入力して該検出信号に応じて該分割信号S The divided signals S in accordance with a detection signal by entering a detection signal from the envelope level detector 16-7 inputs the 2
1、S2の振幅制御を行う振幅制御部16−8とを有している。 And a amplitude control unit 16-8 that performs amplitude control of 1, S2. なお、振幅制御部16−8により振幅制御された分割信号S1、S2は、D/Aコンバータ20に入力されてD/A変換される。 Incidentally, division signals S1, S2 is amplitude controlled by the amplitude controller 16-8 is input to the D / A converter 20 is converted D / A. 【0043】以上の構成において、図6に示す第二の実施の形態による電力増幅器の動作を説明するための振幅制御概念図ならびに図7に示す振幅制御の処理に関するフローチャートを参照しながら、第二の実施の形態による電力増幅器の動作を説明する。 [0043] In the above structure, with reference to the flow chart of processing of the amplitude control shown in amplitude control conceptual diagram and Figure 7 for explaining the operation of the power amplifier according to the second embodiment shown in FIG. 6, the second illustrating the operation of a power amplifier according to the embodiment. 【0044】なお、この第二の実施の形態による電力増幅器においても、信号合成部26のカップラーから出力信号の一部をRFダウンコンバータ28ならびにA/D [0044] Incidentally, the second even of a power amplifier according to the embodiment, RF down-converter 28 and A / D part of the output signal from the coupler of the signal synthesizer 26
コンバータ30を経て位相制御部18へ戻し、位相制御部18のDSP部18−3により補正テーブル値を作成して補正テーブル記憶部16−3へ転送し、補正テーブル記憶部16−3を参照して分割信号S1、S2の位相の制御を行う点については、図2乃至図3に示す電力増幅器と同一であるので、こうした位相の制御に関する説明は省略する。 Back to the phase control unit 18 via the converter 30, and a correction table value by the DSP unit 18-3 of the phase control unit 18 transfers to the correction table storage unit 16-3, by referring to the correction table storage unit 16-3 for that controls the phase of the division signal S1, S2 Te is the same as the power amplifier shown in FIG. 2 to FIG. 3, description of the control of such phase will be omitted. 【0045】ただし、この第二の実施の形態による電力増幅器においては、DSP部18−3は振幅に関する補正テーブル値も作成して、補正テーブル記憶部16−3 [0045] However, in this second power amplifier according to the embodiment, DSP unit 18-3 creates the correction table values ​​for the amplitude, the correction table storage unit 16-3
へ転送するものである。 It is intended to be transferred to. 補正テーブル記憶部16−3には、直交−極座標変換部16−1の出力(振幅r)も入力され、振幅に関する補正テーブル値により補正されて位相情報に変換され、その位相情報は第1加算器16− The correction table storage unit 16-3, the orthogonal - the output of the polar coordinate conversion section 16-1 (amplitude r) is also input, are corrected by the correction table values ​​for the amplitude is converted to phase information, the phase information is first adder vessel 16
4および第2加算器16−5に出力されて、分割信号S 4 and is output to the second adder 16-5, division signals S
1、S2の位相の制御に用いられる。 1, S2 is used to control the phase of the. 【0046】こうした第二の実施の形態による電力増幅器の信号分割部16においては、IQ分配された入力信号を直交座標系から極座標系に変換する直交−極座標変換部16−1の出力(振幅r)が包絡線レベル検出部1 [0046] Such in the second signal dividing unit 16 of the power amplifier according to the embodiment of the orthogonal converting an input signal IQ dispensed from the orthogonal coordinate system to the polar coordinate system - the output of the polar coordinate conversion section 16-1 (amplitude r ) is the envelope level detector 1
6−7に入力される。 Is input to the 6-7. 包絡線レベル検出部16−7においては、図7のフローチャートに示す振幅制御の処理を実行し、検出した入力信号の包絡線レベルと予め設定しておいたしきい値とを逐次に比較し、その比較結果に基づいて分割信号S1、S2の振幅を制御する振幅制御部16−8に対する処理を行う。 In the envelope level detector 16-7, and executes the processing of the amplitude control shown in the flowchart of FIG. 7, compared with the preset an envelope level of the detected input signal threshold sequentially, the the process for the amplitude control unit 16-8 which controls the amplitude of the divided signals S1, S2 based on the comparison result performed. 【0047】即ち、入力信号たる直交−極座標変換部1 [0047] That is, serving input signal orthogonal - polar coordinate transform unit 1
6−1の出力(振幅r)の包絡線(入力包絡線)のレベルを検出し(ステップS702)、入力包絡線のレベルがしきい値を越えるように変化したか、即ち、入力包絡線のレベルがしきい値を下から上に切るように変化したかを判断し(ステップS704)、入力包絡線のレベルがしきい値を越えるように変化した、即ち、入力包絡線のレベルがしきい値を下から上に切るように変化したと判断された場合には、分割信号S1、S2の振幅制御を行う振幅制御部22において分割信号に付与する振幅値である出力振幅値を大レベルの値に設定する(ステップS706)。 Detecting the level of the output of 6-1 envelope (amplitude r) (input envelope) (step S702), whether the level of the input envelope changes to exceed the threshold value, i.e., the input envelope level to determine whether changes to cut on the threshold from the bottom (step S704), the level of the input envelope is changed to exceed the threshold value, i.e., the level of the input envelope threshold If the value is determined to have changed to cut from bottom to top, divided signals S1, S2 output amplitude values ​​an amplitude value to be applied to split the signal in amplitude control unit 22 for performing amplitude control of a large level of It is set to a value (step S706). 【0048】一方、ステップS704の処理において、 [0048] On the other hand, in the processing of step S704,
入力信号の包絡線のレベルがしきい値を越えるように変化したとは判断されなかった場合には、入力信号の包絡線のレベルがしきい値を越えないように変化したか、即ち、入力信号の包絡線のレベルがしきい値を上から下に切るように変化したかを判断する(ステップS70 Or the level of the envelope of the input signal when it is not determined and changed so as to exceed the threshold, the level of the envelope of the input signal is changed so as not to exceed the threshold value, i.e., the input signal level of the envelope to determine whether changes to cut from top to bottom threshold (step S70
8)。 8). 【0049】ここで、ステップS708の処理において、入力包絡線のレベルがしきい値を越えないように変化した、即ち、入力包絡線のレベルがしきい値を上から下に切るように変化したと判断された場合には、分割信号S1、S2の振幅制御を行う振幅制御部16−8において分割信号に付与する振幅値である出力振幅値を小レベルの値に設定する(ステップS710)。 [0049] Here, in the process of step S 708, the level of the input envelope is changed so as not to exceed the threshold value, i.e., the level of the input envelope is changed as cut from top to bottom threshold and when it is determined sets the output amplitude value is the amplitude value to be applied to split the signal in the amplitude control section 16-8 for performing amplitude control of the division signal S1, S2 to the value of the small level (step S710). 【0050】一方、ステップS708の処理において、 [0050] On the other hand, in the processing of step S708,
入力包絡線のレベルがしきい値を越えないように変化したとは判断されなかった場合、即ち、入力包絡線のレベルがしきい値を切るようには変化しなかった場合、換言すれば、入力包絡線のレベルがしきい値を跨ぐようには変化しなかった場合には、分割信号S1、S2の振幅制御を行う振幅制御部16−8において分割信号に付与する振幅値である出力振幅値のレベルを変化しない。 If the level of the input envelope is not determined and changed so as not to exceed the threshold, i.e., when the level of the input envelope did not change to cut the threshold, in other words, If the level of the input envelope did not change so as to straddle the threshold, the amplitude controller 16-8 that performs amplitude control of the division signal S1, S2 is an amplitude value to be applied to the divided signal output amplitude It does not change the level of value. 【0051】ここで、図6に示す振幅制御概念図を参照すると、地点Aにおいては、入力包絡線のレベルがしきい値を越えるように変化した、即ち、入力包絡線のレベルがしきい値を下から上に切るように変化したと判断され、分割信号S1、S2の振幅制御を行う振幅制御部1 [0051] Referring now to the amplitude control conceptual diagram shown in FIG. 6, in the point A, the level of the input envelope is changed to exceed the threshold value, i.e., the level of the input envelope threshold it is determined that the changed as cut from bottom to top, the amplitude control unit 1 for performing an amplitude control of the division signal S1, S2
6−8において分割信号S1、S2に付与する振幅値である出力振幅値を、小レベルから大レベルの値に変化させる(ステップ704→ステップS706)。 The output amplitude values ​​an amplitude value to be applied to split the signal S1, S2 in 6-8, it is changed from a small level to a value greater level (Step 704 → Step S706). 【0052】一方、図36示す地点Bにおいては、入力包絡線のレベルがしきい値を越えないように変化した、 Meanwhile, in the point B shown Figure 36, the level of the input envelope is changed so as not to exceed the threshold value,
即ち、入力包絡線のレベルがしきい値を上から下に切るように変化したと判断され、分割信号S1、S2の振幅制御を行う振幅制御部16−8において分割信号S1、 That is, the level of the input envelope is determined to have changed to cut from top to bottom threshold, dividing the amplitude control unit 16-8 that performs amplitude control of the division signal S1, S2 signal S1,
S2に付与する振幅値である出力振幅値を、大レベルから小レベルの値に変化させる(ステップ704→ステップS708→ステップS710)。 The output amplitude values ​​an amplitude value to be applied to S2, changing from large level to a value of the small level (step 704 → step S 708 → step S710). 【0053】さらに、図6に示す地点Cにおいては、入力包絡線のレベルがしきい値を越えるように変化した、 [0053] Further, in the point C shown in FIG. 6, the level of the input envelope is changed to exceed the threshold value,
即ち、入力包絡線のレベルがしきい値を下から上に切るように変化したと判断され、分割信号S1、S2の振幅制御を行う振幅制御部16−8において分割信号S1、 That is, the level of the input envelope is determined to have changed to cut on the threshold from below, divided in amplitude control unit 16-8 that performs amplitude control of the division signal S1, S2 signal S1,
S2に付与する振幅値である出力振幅値を、小レベルから大レベルの値に変化させる(ステップS704→ステップS706)。 The output amplitude values ​​an amplitude value to be applied to S2, is changed from a small level to a value greater levels (step S704 → step S706). 【0054】そして、振幅変動分を位相に変換され一定振幅に分割された分割信号S1、S2は、包絡線レベル検出部16−7により出力振幅値のレベルを制御された振幅制御部16−8においてその振幅値を制御される。 [0054] Then, the divided signal S1 is converted to amplitude variation of the phase is divided into a constant amplitude, S2, the amplitude control unit 16-8 which is controlled the level of the output amplitude by the envelope level detector 16-7 It is controlling the amplitude value at.
即ち、濡y包絡線がしきい値を超えない場合は分割信号S1、S2の出力振幅値を小レベルとするように制御され、また、しきい値を超えた場合は分割信号S1、S2 That is, when the get wet y envelope does not exceed the threshold value is controlled the output amplitude values ​​of the division signal S1, S2 to a small level, and if the threshold is exceeded division signals S1, S2
の出力振幅値を大レベルとするように制御される。 Is controlled output amplitude to a large level. 【0055】従って、入力包絡線レベルがしきい値を下から上へ切る場合(図6における地点A、図6における地点C)には、信号ベクトルの単位円は、小レベルの出力振幅値に対応する小径の円から大レベルの出力振幅値に対応する大径の円へ移るとともに、2つのベクトルの位相角は広がることになる(図6を参照する。)。 [0055] Therefore, when the input envelope levels off to on the threshold from below (point in Fig. 6 A, the point C in FIG. 6), the unit circle of the signal vector, the output amplitude of the small level with proceeds to circle a large diameter corresponding to the output amplitude value of the atmospheric level from the circle corresponding diameter, the phase angle of the two vectors will be spread (refer to FIG. 6.). 逆に入力包絡線レベルがしきい値を上から下に切る場合(図6における地点B)には、信号ベクトルの単位円は、大レベルの出力振幅値に対応する大径の円から小レベルの出力振幅値に対応する小径の円へ移行して位相角は狭まることになる(図6を参照する。)。 Conversely, if the input envelope level hangs down from the top threshold (point B in FIG. 6), the unit circle of the signal vector, the small level from the circle of the large diameter corresponding to the output amplitude value of the atmospheric level It will be narrowed phase angle shifts to the small-diameter circle corresponding to the output amplitude value (see FIG. 6.). 【0056】このように、第二の実施の形態による電力増幅器によれば、包絡線がしきい値を越えない状態のときには分割信号の振幅が小さくなって、2つに分割した分割信号の位相角が広がらないことになり、小振幅時の無効電力を小さく抑えることができるようになる。 [0056] Thus, according to the power amplifier according to the second embodiment, when a state where the envelope does not exceed the threshold value becomes smaller amplitude split signal is split and divided signals into two phases It will be a corner does not spread, so that it is possible to reduce the reactive power at the time of a small amplitude. 【0057】即ち、第二の実施の形態による電力増幅器によれば、入力信号の包絡線レベルの変動を2つの一定振幅信号の位相情報として変換することにより、効率よい電力増幅を実現することができるとともに、それに加えて、入力信号の包絡線の変動のレベルを検出して、アンプ部24a、24bへ入力される分割信号のレベルを入力信号の包絡線の変動のレベルに応じて変化させて、 [0057] That is, according to the power amplifier according to the second embodiment, by converting the fluctuation of the envelope level of the input signal as the phase information of the two constant amplitude signals, is possible to achieve an efficient power amplifier it is possible, in addition to it, by detecting the level variation of the envelope of the input signal, the amplifier portion 24a, is changed depending on the level of variation of the envelope of the input signal level of the division signal to be input to the 24b ,
アンプ部24a、24bでの小信号入力時の電力損失を小さく抑えることができる。 Amplifier unit 24a, it is possible to reduce the power loss at the time of a small signal input at 24b. 【0058】なお、上記した実施の形態においては、しきい値を1つ設定して入力信号の包絡線の変動のレベルを2段階のレベルに分割し、それに応じて振幅制御部1 [0058] Incidentally, in the above-described embodiment, by setting one threshold value by dividing the level of variation of the envelope of the input signal into two levels, the amplitude control unit 1 accordingly
6−8における分割信号の出力振幅値ならびに信号ベクトルの単位円の大きさが2段階のレベルとなるように設定したが、これに限られるものではないことは勿論であり、しきい値を2つ以上設定して入力信号の包絡線の変動のレベルを3段階以上の多段階に分割するようにして、それに応じて振幅制御部16−8における分割信号の出力振幅値ならびに信号ベクトルの単位円の大きさが3段階以上の多段階となるように設定してもよい。 The output amplitude and the size of the unit circle of the signal vector of the divided signal at 6-8 was set to be 2 stages of levels, it is of course not limited to this, the threshold value 2 One or more so as to divide set to the level of variation of the envelope of the input signal to the multi-stage or three stages, the unit circle of the output amplitude and the signal vector of the divided signal in amplitude control unit 16-8 accordingly the size of it may be set to be multi-stage or three stages. 【0059】例えば、図8には、しきい値レベル1、しきい値レベル2およびしきい値レベル3の異なる3種類の値のしきい値を設定して、包絡線の変動のレベルを4 [0059] For example, in FIG. 8, the threshold level 1, and sets the threshold for three different values ​​of threshold levels 2 and threshold levels 3, 4 levels of variation of the envelope
段階のレベルに分割し、それに応じて振幅制御部16− Dividing the level of the stage, the amplitude control unit accordingly 16-
8における分割信号の出力振幅値ならびに信号ベクトルの単位円の大きさが4段階のレベルとなるように設定した例が示されている。 Examples of the size of the unit circle of the output amplitude and the signal vector of the split signal is set to be four levels of 8 is shown. このようにすると、包絡線の変動のレベルを2段階のレベルに分割する場合と比較するとより精密な制御を行うことができるようになり、電力損失をより一層小さく抑えることが可能となる。 In this way, it becomes possible to perform more accurate control as compared with the case of dividing the level of the variation of the envelope in two levels, it is possible to suppress further reduce the power loss. 【0060】また、振幅制御部16−8における分割信号の出力振幅値ならびに信号ベクトルの単位円の大きさの切り換えのタイミングは、入力信号の包絡線の振幅の瞬時値としきい値とを比較した結果に応じて切り換えるようにすればよい。 [0060] The size switching timing of the unit circle of the output amplitude and the signal vector of the divided signal in amplitude control unit 16-8, the comparison between the instantaneous value and the threshold value of the amplitude of the envelope of the input signal it is sufficient to switch depending on the results. 【0061】さらに、上記したしきい値の数ならびにしきい値のレベルは、入力信号のピーク電力対平均電力比を検知し、その検知結果に応じて最適なしきい値の数ならびにしきい値のレベルを可変するようにして、それにより分割信号の出力振幅値ならびに信号ベクトルの単位円の大きさに関する多段階のレベルを制御するようにしてもよい。 [0061] Furthermore, the number and level of the threshold of the threshold value described above, detects the peak power to average power ratio of the input signal, the optimal threshold number and the threshold according to the detection result to the level to be variable, thereby it may control the multi-step levels on the size of the unit circle in the output amplitude and the signal vector of the divided signals. 【0062】さらにまた、上記したしきい値の数ならびにしきい値のレベルは、入力信号の振幅確率密度分布関数を検知し、その検知結果に応じて最適なしきい値の数ならびにしきい値のレベルを可変するようにして、それにより分割信号の出力振幅値ならびに信号ベクトルの単位円の大きさに関する多段階のレベルを制御するようにしてもよい。 [0062] Furthermore, the number and level of the threshold of the threshold value described above, detects the amplitude probability density distribution function of the input signal, the optimal threshold number and the threshold according to the detection result to the level to be variable, thereby it may control the multi-step levels on the size of the unit circle in the output amplitude and the signal vector of the divided signals. 【0063】なお、上記した補正テーブルの入力アドレスとしては、IQ信号を用いても良いし、振幅rと位相θとの信号を用いるようにしてもよい。 [0063] Note that the input address of the correction table as described above, may be used IQ signal, it may be used a signal amplitude r and the phase theta. 【0064】 【発明の効果】本発明は、以上説明したように構成されているので、非線形素子を用いて入力信号を、振幅変動を位相情報に変換した2つの定振幅信号に変換して増幅する線形増幅方式により電力増幅する際に、振幅増幅器などの非線形素子において発生した歪みを効果的に除去することができるようになるという優れた効果を奏する。 [0064] According to the present invention, or which is configured as has been described, an input signal with a non-linear element, the amplification is converted into two constant amplitude signals obtained by converting the amplitude fluctuation in the phase information when power amplified by linear amplification method of demonstrates an excellent effect of making it possible to distortion generated in the nonlinear element, such as amplitude amplifier effectively removed.

【図面の簡単な説明】 【図1】LINC方式の基本原理の説明図である。 BRIEF DESCRIPTION OF THE DRAWINGS FIG. 1 is an explanatory view of the basic principle of the LINC system. 【図2】本発明による電力増幅器の実施の形態の一例を示すブロック構成図である。 Is a block diagram showing an example of an embodiment of a power amplifier according to the invention, FIG. 【図3】信号分割部と位相制御部との詳細な構成を示すブロック構成図である。 3 is a block diagram showing the detailed structure of the signal divider and a phase controller. 【図4】本発明による電力増幅器の動作を説明するための位相制御ベクトル図である。 4 is a phase control vector diagram for explaining the operation of the power amplifier according to the present invention. 【図5】本発明の第二の実施の形態による電力増幅器を示す図3に対応する信号分割部と位相制御部との詳細な構成説明図である。 Figure 5 is a detailed block diagram of the signal divider and the phase control unit corresponding to FIG. 3 illustrating a power amplifier according to a second embodiment of the present invention. 【図6】本発明の第二の実施の形態による電力増幅器の動作を説明するための振幅制御概念図である。 6 is an amplitude control conceptual diagram for explaining the operation of the power amplifier according to a second embodiment of the present invention. 【図7】本発明の第二の実施の形態による電力増幅器の実施の形態の一例の分割信号の振幅制御の処理に関するフローチャートである。 7 is a flowchart relating to processing of the amplitude control example division signal of the second embodiment of a power amplifier according to the embodiment of the present invention. 【図8】本発明の第二の実施の形態による電力増幅器の他の実施の形態を示す図6に対応する振幅制御概念図である。 8 is an amplitude control conceptual diagram corresponding to FIG. 6 showing another embodiment of a power amplifier according to a second embodiment of the present invention. 【符号の説明】 10 RFダウンコンバータ12 アナログ/デジタル(A/D)コンバータ14 IQ分配部16 信号分割部16−1 直交−極座標変換部16−2 振幅位相変換部16−3 補正テーブル記憶部16−4 第1加算器16−5 第1加算器16−6 信号分割器16−7 包絡線レベル検出部16−8 振幅制御部18 位相制御部18−1 第1バッファ18−2 第2バッファ18−3 DSP(デジタルシグナルプロセッサ)部20 デジタル/アナログ(D/A)コンバータ22a、22b RFアップコンバータ24a、24b アンプ(Amp)部26 信号合成部28 RFダウンコンバータ30 アナログ/デジタル(A/D)コンバータ100 信号分割部(コンポーネントセパレータ: [Description of reference numerals] 10 RF down-converter 12 analog / digital (A / D) converter 14 IQ distributor 16 signal divider 16-1 orthogonal - polar coordinate transformation unit 16-2 amplitude phase converter 16-3 correction table storage unit 16 -4 first adder 16-5 first adder 16-6 signal splitter 16-7 envelope level detector 16-8 amplitude controller 18 phase controller 18-1 first buffer 18-2 second buffer 18 -3 DSP (digital signal processor) unit 20 a digital / analog (D / A) converters 22a, 22b RF upconverter 24a, 24b amplifiers (amp) 26 signal combining unit 28 RF downconverter 30 analog / digital (A / D) converter 100 the signal division section (component separator:
COMPONENTSEPARATOR) 102a、102b アンプ部104 信号合成部 COMPONENTSEPARATOR) 102a, 102b the amplifier 104 signal synthesizer

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 瀬川 直明 東京都調布市柴崎2丁目1番地3 島田理 化工業株式会社内(72)発明者 村本 研治 東京都調布市柴崎2丁目1番地3 島田理 化工業株式会社内(72)発明者 中山 正敏 東京都千代田区丸の内二丁目2番3号 三 菱電機株式会社内Fターム(参考) 5J090 AA01 AA41 CA21 FA19 KA00 KA03 KA26 KA34 MA20 SA13 TA01 TA06 TA07 5J500 AA01 AA41 AC21 AF19 AK00 AK03 AK26 AK34 AM20 AS13 AT01 AT06 AT07 ────────────────────────────────────────────────── ─── of the front page continued (72) inventor Naoaki Segawa Chofu, Tokyo Shibasaki 2-chome address 1 3 Makoto Shimada Chemical industry Co., Ltd. in the (72) inventor Kenji Muramoto Chofu, Tokyo Shibasaki 2-chome address 1 3 Shimada physical Chemical industry Co., Ltd. in the (72) inventor Masatoshi Nakayama, Chiyoda-ku, tokyo Marunouchi 2-chome No. 2 No. 3 Mitsubishi electric Co., Ltd. in the F-term (reference) 5J090 AA01 AA41 CA21 FA19 KA00 KA03 KA26 KA34 MA20 SA13 TA01 TA06 TA07 5J500 AA01 AA41 AC21 AF19 AK00 AK03 AK26 AK34 AM20 AS13 AT01 AT06 AT07

Claims (1)

  1. 【特許請求の範囲】 【請求項1】 非線形素子を用いて入力信号を該入力信号の振幅変動を位相情報に変換した2つの定振幅の分割信号に分割し、該2つの分割信号を増幅した後に合成して出力信号として出力する線形増幅方式による電力増幅方法において、 入力信号と出力信号との比較結果に応じて、2つの分割信号の位相を制御して該出力信号の振幅の歪みを補正するものである電力増幅方法。 Divided to the Claims 1. A two converting the input signal with a non-linear element an amplitude variation of the input signal to the phase information constant amplitude division signal, and amplifying the two split signals in the power amplifying method according to a linear amplification method for outputting a combined output signal after, according to the comparison result between the input signal and the output signal, correcting the distortion of the amplitude of the two split signals output signal by controlling the phase of power amplifying method is to. 【請求項2】 非線形素子を用いて入力信号を該入力信号の振幅変動を位相情報に変換した2つの定振幅の分割信号に分割し、該2つの分割信号を増幅した後に合成して出力信号として出力する線形増幅方式による電力増幅方法において、 入力信号と出力信号との比較結果に応じて、2つの分割信号の位相を制御して該出力信号の振幅の歪みを補正する第1の処理と、 前記入力信号の振幅に応じて、前記2つの分割信号の振幅値を制御する第2の処理とを有する電力増幅方法。 Wherein the amplitude variations of the input signal an input signal with a non-linear element is divided into two constant amplitude division signal obtained by converting the phase information, it synthesizes the output signal after amplifying the two split signals in the power amplifying method according to a linear amplification method for outputting as, in accordance with the comparison result between the input signal and the output signal, a first process by controlling the phases of the two divided signals to correct the distortion of the amplitude of the output signal , according to the amplitude of the input signal, a power amplification method and a second process of controlling the amplitude value of the two split signals. 【請求項3】 非線形素子を用いて入力信号を該入力信号の振幅変動を位相情報に変換した2つの定振幅の分割信号に分割し、該2つの分割信号を増幅した後に合成して出力信号として出力する線形増幅方式による電力増幅方法において、 入力信号と出力信号との比較結果に応じて、2つの分割信号の位相を制御して該出力信号の振幅の歪みを補正する第1の処理と、 前記入力信号の包絡線の振幅に応じて、前記2つの分割信号の振幅値を多段階に制御する処理とを有する電力増幅方法。 Wherein the amplitude variations of the input signal an input signal with a non-linear element is divided into two constant amplitude division signal obtained by converting the phase information, it synthesizes the output signal after amplifying the two split signals in the power amplifying method according to a linear amplification method for outputting as, in accordance with the comparison result between the input signal and the output signal, a first process by controlling the phases of the two divided signals to correct the distortion of the amplitude of the output signal , in accordance with the amplitude of the envelope of the input signal, a power amplification method and a process for controlling the amplitude value of the two split signals in multiple stages. 【請求項4】 非線形素子を用いて入力信号を該入力信号の振幅変動を位相情報に変換した2つの定振幅の分割信号に分割し、該2つの分割信号を増幅した後に合成して出力信号として出力する線形増幅方式による電力増幅器において、 入力信号と出力信号とを比較する比較手段と、 前記比較手段の比較結果に応じて2つの分割信号の位相を制御する位相制御手段と、 前記入力信号の包絡線の振幅を検出する検出手段と、 前記検出手段による検出結果に応じて、前記2つの分割信号の振幅値を多段階に制御する振幅制御手段とを有する電力増幅器。 Wherein the amplitude variations of the input signal an input signal with a non-linear element is divided into two constant amplitude division signal obtained by converting the phase information, it synthesizes the output signal after amplifying the two split signals in the power amplifier according to a linear amplification method for outputting as a comparison means for comparing the input and output signals, and phase control means for controlling the phase of the two split signals in accordance with the comparison result of the comparing means, the input signal the detecting means for detecting the amplitude of the envelope, in response to said detection result by the detection unit, a power amplifier having an amplitude control means for controlling the amplitude value of the two split signals in multiple stages.
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