JP2003255035A - アレイ及びそれを用いた信号推定方法 - Google Patents
アレイ及びそれを用いた信号推定方法Info
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- JP2003255035A JP2003255035A JP2002060969A JP2002060969A JP2003255035A JP 2003255035 A JP2003255035 A JP 2003255035A JP 2002060969 A JP2002060969 A JP 2002060969A JP 2002060969 A JP2002060969 A JP 2002060969A JP 2003255035 A JP2003255035 A JP 2003255035A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 ３つのセンサ素子からなり、各センサ素子の
受信信号及び周波数領域における信号処理に応じて、所
定の入射角度における所望の信号を推定し、干渉信号を
抑制できるアレイを提供する。 【解決手段】 各センサ素子の時間サンプルが周波数領
域に変換され、非線形演算に基づき、所定の入射角度に
おける所望の信号の周波数成分が推定され、そして、Ｉ
ＦＦＴ処理を行うことにより、干渉信号が抑制され、所
望の信号の時間サンプルが求められる。
受信信号及び周波数領域における信号処理に応じて、所
定の入射角度における所望の信号を推定し、干渉信号を
抑制できるアレイを提供する。 【解決手段】 各センサ素子の時間サンプルが周波数領
域に変換され、非線形演算に基づき、所定の入射角度に
おける所望の信号の周波数成分が推定され、そして、Ｉ
ＦＦＴ処理を行うことにより、干渉信号が抑制され、所
望の信号の時間サンプルが求められる。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、干渉のある状況に
おいて所望の信号を受信し、かつ干渉を除去できる広帯
域アレイに関するものである。
おいて所望の信号を受信し、かつ干渉を除去できる広帯
域アレイに関するものである。
【０００２】
【従来の技術】従来、異なるアレイによって広帯域指向
性ビームを形成するために、時間遅延及び位相遅延ビー
ムフォーミング技術が用いられていた[１−３]。所望信
号または干渉信号の帯域幅が増加するにつれて、適応型
フェースドアレイの性能は急速に低下してしまう[１]。
狹帯域信号については各アレイ素子の後段での複素重み
付けが用いられる。しかし、広帯域の場合振幅と位相の
調整が周波数の関数ではないため、その信号処理技術は
一般的には広帯域の干渉を十分にヌーリングすることが
できない。
性ビームを形成するために、時間遅延及び位相遅延ビー
ムフォーミング技術が用いられていた[１−３]。所望信
号または干渉信号の帯域幅が増加するにつれて、適応型
フェースドアレイの性能は急速に低下してしまう[１]。
狹帯域信号については各アレイ素子の後段での複素重み
付けが用いられる。しかし、広帯域の場合振幅と位相の
調整が周波数の関数ではないため、その信号処理技術は
一般的には広帯域の干渉を十分にヌーリングすることが
できない。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】広帯域の干渉信号を抑
制する方法の１つは、各複素重み付けをそれぞれタップ
付き遅延構造に置き換えることである[１，２]。また、
以前の研究では、サブバンド技術も用いられていた
[４]。比較的大きなアレイでは、これらの技術が非常に
複雑になる。これらに代わる１つの手法は、高速フーリ
エ変換（ＦＦＴ）を用いて位相遅延を周波数領域で実行
することを含む。しかし、各素子の後段でＦＦＴ演算を
行う適応型アレイにより得られる信号対干渉及び雑音の
比（ＳＩＮＲ）は、タップ付き遅延線（ＴＤＬ）を用い
て同数のサンプルまたはタップをそれぞれ処理する等価
的な適応型アレイのそれと同じである。また、サンプル
した信号に対してＦＦＴ処理を行っても、さらなる改善
結果を得ることはない[６]。
制する方法の１つは、各複素重み付けをそれぞれタップ
付き遅延構造に置き換えることである[１，２]。また、
以前の研究では、サブバンド技術も用いられていた
[４]。比較的大きなアレイでは、これらの技術が非常に
複雑になる。これらに代わる１つの手法は、高速フーリ
エ変換（ＦＦＴ）を用いて位相遅延を周波数領域で実行
することを含む。しかし、各素子の後段でＦＦＴ演算を
行う適応型アレイにより得られる信号対干渉及び雑音の
比（ＳＩＮＲ）は、タップ付き遅延線（ＴＤＬ）を用い
て同数のサンプルまたはタップをそれぞれ処理する等価
的な適応型アレイのそれと同じである。また、サンプル
した信号に対してＦＦＴ処理を行っても、さらなる改善
結果を得ることはない[６]。
【０００４】次は、以上言及された文献のリストであ
る。 [1] Compton Jr.,R.T., “The bandwidth performance
of a two-element adaptive array with tapped delay-
line processing”, IEEE Trans. On Antennas and Pro
pag., vol.36, no.1, Jan.1988, pp.5-14; [2] Mayhan J.T., A.J. Simmon and W.C. Cummings,
“Wideband adaptive antenna nulling using tapped d
elay-lines”, IEEE Trans. On Antennas and Propag.,
vol.29, no.6, Nov.1981, pp.923-936; [3] Sydow, C., “Broadband beamforming for a micro
phone array”, Journalof Acoustic Society of Ameri
ca, Aug. 1994, pp.845-849. [4] Weiss, I. M., P. Pacini and Y.S. Kim, “Thinne
d phased array adaptive bandwidth effects”, IEEE
AP-S International Symposium, Dallas Texas,May 199
0. [5] Follet, R.F. and J.P. Donohoe, “A wideband, h
igh resolution low-probability of detection FFT be
amformer”, IEEE Journal of Oceanic Engineering, v
ol. 19, no. 2, April 1994, pp.175-182 [6] Compton Jr., R. T., “The relationship between
tapped delay-line andFFT processing in adaptive a
rrays”. IEEE Trans. on Antennas and Propag., vol.
36 no. l, Jan. 1988, pp.15-25.
る。 [1] Compton Jr.,R.T., “The bandwidth performance
of a two-element adaptive array with tapped delay-
line processing”, IEEE Trans. On Antennas and Pro
pag., vol.36, no.1, Jan.1988, pp.5-14; [2] Mayhan J.T., A.J. Simmon and W.C. Cummings,
“Wideband adaptive antenna nulling using tapped d
elay-lines”, IEEE Trans. On Antennas and Propag.,
vol.29, no.6, Nov.1981, pp.923-936; [3] Sydow, C., “Broadband beamforming for a micro
phone array”, Journalof Acoustic Society of Ameri
ca, Aug. 1994, pp.845-849. [4] Weiss, I. M., P. Pacini and Y.S. Kim, “Thinne
d phased array adaptive bandwidth effects”, IEEE
AP-S International Symposium, Dallas Texas,May 199
0. [5] Follet, R.F. and J.P. Donohoe, “A wideband, h
igh resolution low-probability of detection FFT be
amformer”, IEEE Journal of Oceanic Engineering, v
ol. 19, no. 2, April 1994, pp.175-182 [6] Compton Jr., R. T., “The relationship between
tapped delay-line andFFT processing in adaptive a
rrays”. IEEE Trans. on Antennas and Propag., vol.
36 no. l, Jan. 1988, pp.15-25.
【０００５】本発明は、かかる事情に鑑みてなされたも
のであり、その目的の1つは、所望の到来角度における
所望の信号を受信しながら干渉源からの信号を抑制する
アレイ及びそれを用いた信号推定方法を提供することに
ある。
のであり、その目的の1つは、所望の到来角度における
所望の信号を受信しながら干渉源からの信号を抑制する
アレイ及びそれを用いた信号推定方法を提供することに
ある。
【０００６】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するた
め、本発明の第１の観点によれば、本発明は、少なくと
も３つの素子を有するアレイと、上記各素子の受信信号
を周波数領域に変換する変換手段と、上記変換手段の出
力に応じて、非線形演算に基づき所定の到来角度におけ
る所望の信号の周波数成分を演算する演算手段とを有す
るアレイを提供する。
め、本発明の第１の観点によれば、本発明は、少なくと
も３つの素子を有するアレイと、上記各素子の受信信号
を周波数領域に変換する変換手段と、上記変換手段の出
力に応じて、非線形演算に基づき所定の到来角度におけ
る所望の信号の周波数成分を演算する演算手段とを有す
るアレイを提供する。
【０００７】本発明の第２の観点によれば、本発明は、
直線上に間隔ｄを離れて配置されている３つの素子と、
上記各素子の受信信号を周波数領域に変換する変換手段
と、上記変換手段の出力に応じて、次に示す式
直線上に間隔ｄを離れて配置されている３つの素子と、
上記各素子の受信信号を周波数領域に変換する変換手段
と、上記変換手段の出力に応じて、次に示す式
【数１】
により所定の到来角度における所望の信号の周波数成分
を演算する演算手段とを有するアレイを提供する。ここ
で、Ｘ1(f)，Ｘ2(f)及びＸ3(f)は、周波数領域における
上記素子の受信信号であり、φ0(f)は次式のように上記
所望の信号の到来角度θ0に応じて得られた位相関数で
ある。
を演算する演算手段とを有するアレイを提供する。ここ
で、Ｘ1(f)，Ｘ2(f)及びＸ3(f)は、周波数領域における
上記素子の受信信号であり、φ0(f)は次式のように上記
所望の信号の到来角度θ0に応じて得られた位相関数で
ある。
【数２】
【０００８】本発明の第３の観点によれば、本発明は、
直線上に間隔ｄを離れて配置されている少なくとも３つ
の素子と、上記素子の受信信号を標本化し、標本化した
信号に応じたディジタル化信号を出力するアナログ／デ
ィジタル変換手段と、上記アナログ／ディジタル変換手
段の出力信号を周波数領域に変換する変換手段と、上記
変換手段の出力に応じて、非線形演算に基づき所定の到
来角度における所望の信号の周波数成分を演算する演算
手段とを有するアレイを提供する。
直線上に間隔ｄを離れて配置されている少なくとも３つ
の素子と、上記素子の受信信号を標本化し、標本化した
信号に応じたディジタル化信号を出力するアナログ／デ
ィジタル変換手段と、上記アナログ／ディジタル変換手
段の出力信号を周波数領域に変換する変換手段と、上記
変換手段の出力に応じて、非線形演算に基づき所定の到
来角度における所望の信号の周波数成分を演算する演算
手段とを有するアレイを提供する。
【０００９】好適には、本発明のアレイは、上記アナロ
グ／ディジタル変換手段の出力信号を記憶する記憶手段
をさらに有する。
グ／ディジタル変換手段の出力信号を記憶する記憶手段
をさらに有する。
【００１０】また、好適には、本発明のアレイは、上記
演算手段の出力信号を時間領域に変換する逆変換手段を
さらに有する。
演算手段の出力信号を時間領域に変換する逆変換手段を
さらに有する。
【００１１】また、好適には、本発明のアレイでは、上
記演算手段は、上記変換手段の出力に応じて、次に示す
式
記演算手段は、上記変換手段の出力に応じて、次に示す
式
【数３】
により所定の到来角度における所望の信号の周波数成分
を演算する。ここで、Ｘ1(f)，Ｘ2(f)及びＸ3(f)は、周
波数領域における上記素子の受信信号であり、φ 0(f)は
次式のように上記所望の信号の到来角度θ0に応じて得
られた位相関数である。
を演算する。ここで、Ｘ1(f)，Ｘ2(f)及びＸ3(f)は、周
波数領域における上記素子の受信信号であり、φ 0(f)は
次式のように上記所望の信号の到来角度θ0に応じて得
られた位相関数である。
【数４】
【００１２】本発明の第４の観点によれば、本発明は、
少なくとも３つの素子を有するアレイを用いて、所定の
到来角度における所望の信号を推定する方法であって、
上記各素子の出力信号を周波数領域に変換するステップ
と、上記変換によって得られた受信信号の周波数成分に
応じて、非線形演算で上記所定の到来角度における所望
の信号の周波数成分を演算するステップとを有する信号
推定方法を提供する。
少なくとも３つの素子を有するアレイを用いて、所定の
到来角度における所望の信号を推定する方法であって、
上記各素子の出力信号を周波数領域に変換するステップ
と、上記変換によって得られた受信信号の周波数成分に
応じて、非線形演算で上記所定の到来角度における所望
の信号の周波数成分を演算するステップとを有する信号
推定方法を提供する。
【００１３】また、好適には、本発明では、上記非線形
演算は、次式を用いて行われる。
演算は、次式を用いて行われる。
【数５】
ここで、Ｘ1(f)，Ｘ2(f)及びＸ3(f)は、周波数領域にお
ける上記素子の受信信号であり、φ0(f)は次式のように
上記所望の信号の到来角度θ0に応じて得られた位相関
数である。
ける上記素子の受信信号であり、φ0(f)は次式のように
上記所望の信号の到来角度θ0に応じて得られた位相関
数である。
【数６】
【００１４】また、好適には、本発明の方法は、上記各
素子の出力信号を標本化し、標本化した信号をディジタ
ル化するステップをさらに有する。
素子の出力信号を標本化し、標本化した信号をディジタ
ル化するステップをさらに有する。
【００１５】さらに、好適には、本発明の方法は、上記
演算された所望の信号の周波数成分を時間領域に変換
し、上記所望の信号の時間サンプルを得る逆変換ステッ
プをさらに有する。
演算された所望の信号の周波数成分を時間領域に変換
し、上記所望の信号の時間サンプルを得る逆変換ステッ
プをさらに有する。
【００１６】
【発明の実施の形態】次に、添付図面を参照し、本発明
の好適実施形態について説明する。図１は、本発明に係
る３つの素子を含むアレイの受信信号を示す概念図であ
る。図１において、所望の信号の到来角度は、θ0で表
記され、干渉信号の到来角度は、θiで表記される。
の好適実施形態について説明する。図１は、本発明に係
る３つの素子を含むアレイの受信信号を示す概念図であ
る。図１において、所望の信号の到来角度は、θ0で表
記され、干渉信号の到来角度は、θiで表記される。
【００１７】本発明において、センサ素子のアレイは受
信ビームフォーマとして用いられ、そこでビームフォー
ミングは、ただ３つの素子を用いて周波数領域で行われ
る。実際には、周波数領域において、広帯域システムの
各周波数成分に対して所望の信号の強調が行われる。ア
レイのセンサ素子は、それぞれ異なる方向からの入射波
を測定するために用いられる。従来のＴＤＬまたはＦＦ
Ｔアレイとは異なって、本発明によって提案された方法
は、各センサ素子が受信した既知の信号より所望の信号
を計算する簡単な問題に基づいている。
信ビームフォーマとして用いられ、そこでビームフォー
ミングは、ただ３つの素子を用いて周波数領域で行われ
る。実際には、周波数領域において、広帯域システムの
各周波数成分に対して所望の信号の強調が行われる。ア
レイのセンサ素子は、それぞれ異なる方向からの入射波
を測定するために用いられる。従来のＴＤＬまたはＦＦ
Ｔアレイとは異なって、本発明によって提案された方法
は、各センサ素子が受信した既知の信号より所望の信号
を計算する簡単な問題に基づいている。
【００１８】図２は、３つのセンサ素子を用いて所望の
信号の強調及び干渉信号の除去を行う信号受信及び処理
システムの一構成例を示すブロック図である。
信号の強調及び干渉信号の除去を行う信号受信及び処理
システムの一構成例を示すブロック図である。
【００１９】図２に示すように、このシステムは３つの
センサ１０−１，１０−２，１０−３からなるアレイ、
アナログ−ディジタル変換器（ＡＤＣ）２０−１，２０
−２，２０−３、入力バッファ３０−１，３０−２，３
０−３、ＦＦＴ処理回路４０−１，４０−２，４０−
３、演算ブロック５０及びＩＦＦＴ処理回路６０によっ
て構成されている。
センサ１０−１，１０−２，１０−３からなるアレイ、
アナログ−ディジタル変換器（ＡＤＣ）２０−１，２０
−２，２０−３、入力バッファ３０−１，３０−２，３
０−３、ＦＦＴ処理回路４０−１，４０−２，４０−
３、演算ブロック５０及びＩＦＦＴ処理回路６０によっ
て構成されている。
【００２０】図２に示す受信システムにおいて、センサ
１０−１，１０−２及び１０−３は所望の信号源および
干渉源からの信号を受信し、それそれ受信信号ｘ1(t)，
ｘ2(t)及びｘ3(t)を出力する。ＡＤＣ２０−１，２０−
２及び２０−３は、センサ１０−１，１０−２及び１０
−３からの信号ｘ1(t)，ｘ2(t)及びｘ3(t)をディジタル
変換し、ディジタル変換された信号ｘ1(n)，ｘ2(n)及び
ｘ3(n)、即ち、センサ素子より受信された信号の時間サ
ンプルを出力する。ディジタル変換された信号ｘ1(n)，
ｘ2(n)及びｘ3(n)は入力バッファ３０−１，３０−２，
３０−３に入力されて、これらの入力バッファに保存さ
れる。入力バッファ３０−１，３０−２，３０−３は入
力されたディジタル変換された信号ｘ1(n)，ｘ2(n)及び
ｘ3(n)ごとにＫ個のサンプルを保存する。
１０−１，１０−２及び１０−３は所望の信号源および
干渉源からの信号を受信し、それそれ受信信号ｘ1(t)，
ｘ2(t)及びｘ3(t)を出力する。ＡＤＣ２０−１，２０−
２及び２０−３は、センサ１０−１，１０−２及び１０
−３からの信号ｘ1(t)，ｘ2(t)及びｘ3(t)をディジタル
変換し、ディジタル変換された信号ｘ1(n)，ｘ2(n)及び
ｘ3(n)、即ち、センサ素子より受信された信号の時間サ
ンプルを出力する。ディジタル変換された信号ｘ1(n)，
ｘ2(n)及びｘ3(n)は入力バッファ３０−１，３０−２，
３０−３に入力されて、これらの入力バッファに保存さ
れる。入力バッファ３０−１，３０−２，３０−３は入
力されたディジタル変換された信号ｘ1(n)，ｘ2(n)及び
ｘ3(n)ごとにＫ個のサンプルを保存する。
【００２１】図２に示すように、演算ブロック５０はＫ
個のブロックB1,B2,…,Bkを含む。各ブロックは所定の
到来角度における所望の信号の推定のある特定の周波数
成分を演算処理する。各ブロックの演算処理の詳細につ
いては後に説明する。
個のブロックB1,B2,…,Bkを含む。各ブロックは所定の
到来角度における所望の信号の推定のある特定の周波数
成分を演算処理する。各ブロックの演算処理の詳細につ
いては後に説明する。
【００２２】ＩＦＦＴ処理回路６０は演算ブロック５０
にあるブロックB1,B2,…,Bkの出力信号に対して逆高速
フーリエ変換（ＦＦＴ）を実行する。ＩＦＦＴ処理回路
の演算結果として、所望の到来角度θ0における推定信
号のＫ個の時間サンプルが取得されるとともに、干渉源
からの干渉信号が抑制される。
にあるブロックB1,B2,…,Bkの出力信号に対して逆高速
フーリエ変換（ＦＦＴ）を実行する。ＩＦＦＴ処理回路
の演算結果として、所望の到来角度θ0における推定信
号のＫ個の時間サンプルが取得されるとともに、干渉源
からの干渉信号が抑制される。
【００２３】なお、図２においては、ＦＦＴ処理、所望
の信号の推定演算、及びＩＦＦＴ処理はそれぞれＦＦＴ
処理回路４０−１，４０−２，４０−３、演算ブロック
５０及びＩＦＦＴ処理回路６０によって別々に実行され
る。しかし、すべての処理は１つまたは複数の高性能デ
ィジタル信号処理回路（ＤＳＰ）によって実行すること
が可能である。即ち、図２に示す受信システムは図３に
示すスマートシステムに簡単化できる。ここで、演算部
１００は１つまたは複数の高性能ＤＳＰによって構成さ
れて、ＦＦＴ処理、ＩＦＦＴ処理、及び到来角度におけ
る所望の信号の推定のための演算を実行する。
の信号の推定演算、及びＩＦＦＴ処理はそれぞれＦＦＴ
処理回路４０−１，４０−２，４０−３、演算ブロック
５０及びＩＦＦＴ処理回路６０によって別々に実行され
る。しかし、すべての処理は１つまたは複数の高性能デ
ィジタル信号処理回路（ＤＳＰ）によって実行すること
が可能である。即ち、図２に示す受信システムは図３に
示すスマートシステムに簡単化できる。ここで、演算部
１００は１つまたは複数の高性能ＤＳＰによって構成さ
れて、ＦＦＴ処理、ＩＦＦＴ処理、及び到来角度におけ
る所望の信号の推定のための演算を実行する。
【００２４】以下、所望の信号の推定及び干渉信号の除
去に関する基本的な原理について説明する。
去に関する基本的な原理について説明する。
【００２５】図１に示した受信アレイにおいて、第１、
第２及び第３のセンサ素子から受信された信号をそれぞ
れｘ1(t)，ｘ2(t)及びｘ3(t)によって示されると仮定す
ると、第１センサで受信された信号は次のように書け
る。
第２及び第３のセンサ素子から受信された信号をそれぞ
れｘ1(t)，ｘ2(t)及びｘ3(t)によって示されると仮定す
ると、第１センサで受信された信号は次のように書け
る。
【００２６】
【数７】
【００２７】ここで、ｓ01(t)及びｓi1(t)は第１のセン
サの受信信号ｘ1(t)に含まれる所望の信号と干渉信号で
ある。センサ素子は直線上に間隔ｄを離れて配置されて
いると仮定すると、第１のセンサに対して第２、第３の
センサ素子における所望の受信信号の時間遅延τ02とτ
03は、それぞれ次のとおりである。
サの受信信号ｘ1(t)に含まれる所望の信号と干渉信号で
ある。センサ素子は直線上に間隔ｄを離れて配置されて
いると仮定すると、第１のセンサに対して第２、第３の
センサ素子における所望の受信信号の時間遅延τ02とτ
03は、それぞれ次のとおりである。
【００２８】
【数８】
【００２９】
【数９】
【００３０】パラメータｃは電波の伝播速度を示し、そ
してθ0は所望の信号の到来角度（ＡＯＡ）を示す。し
たがって、第２、第３のセンサ素子における所望の信号
の時間関数は下記のように書ける。
してθ0は所望の信号の到来角度（ＡＯＡ）を示す。し
たがって、第２、第３のセンサ素子における所望の信号
の時間関数は下記のように書ける。
【００３１】
【数１０】
【００３２】
【数１１】
【００３３】下記のように、第２、第３のセンサ素子に
おける干渉信号にも同様な等式が導出される。
おける干渉信号にも同様な等式が導出される。
【００３４】
【数１２】
【００３５】
【数１３】
【００３６】ここで、θiは干渉信号のＡＯＡであり、
τi1とτi2は第１のセンサ素子に対して第２、第３のセ
ンサ素子における所望の受信信号の遅延時間である。し
たがって、第２、第３のセンサ素子における結果信号は
下記のように表される。
τi1とτi2は第１のセンサ素子に対して第２、第３のセ
ンサ素子における所望の受信信号の遅延時間である。し
たがって、第２、第３のセンサ素子における結果信号は
下記のように表される。
【００３７】
【数１４】
【００３８】
【数１５】
【００３９】式（７）、（１４）、（１５）に対するフ
ーリエ変換を考慮し、さらに式（１０）と（１２）を式
（１４）に代入して、式（１１）と（１３）を式（１
５）に代入すると、下記の等式を得られる。
ーリエ変換を考慮し、さらに式（１０）と（１２）を式
（１４）に代入して、式（１１）と（１３）を式（１
５）に代入すると、下記の等式を得られる。
【００４０】
【数１６】
【００４１】
【数１７】
【００４２】
【数１８】
【００４３】ここで、Ｓ01(f)，Ｓ02(f)及びＳ03(f)
は、それぞれｓ01(t)，ｓ02(t)及びｓ0 3(t)のフーリエ
変換であり、Ｓi1(f)，Ｓi2(f)及びＳi3(f)は、それぞ
れｓi1(t)，ｓi2(t)及びｓi3(t)のフーリエ変換であ
る。２つの複素位相関数φ0(f)とφi(f)は下記の等式で
表示される。
は、それぞれｓ01(t)，ｓ02(t)及びｓ0 3(t)のフーリエ
変換であり、Ｓi1(f)，Ｓi2(f)及びＳi3(f)は、それぞ
れｓi1(t)，ｓi2(t)及びｓi3(t)のフーリエ変換であ
る。２つの複素位相関数φ0(f)とφi(f)は下記の等式で
表示される。
【００４４】
【数１９】
【００４５】
【数２０】
【００４６】３つの等式（１６）、（１７）、（１８）
を有するシステムには３つの複素数の未知数を有し、等
式を解くことでこれらの未知数を求めることができる。
これら３つの複素数の未知数はＳ01(f)，Ｓ02(f)及びφ
0(f)である。所望の角度θ0そして位相関数φ0(f)はビ
ームフォーミングにおける主要なパラメータであり、既
知数と考えられる。ビームフォーミングにおいて、θ0
の変化範囲は-９０℃から+９０℃までと仮定される。な
お、２つのセンサ素子ではこの３つの方程式を有するシ
ステムを解くには十分ではない。３つのセンサ素子は必
要かつ十分な受信センサ素子の数である。式（１６）、
（１７）及び（１８）を解くことにより、Ｓ01(f)を下
記のように得られる。
を有するシステムには３つの複素数の未知数を有し、等
式を解くことでこれらの未知数を求めることができる。
これら３つの複素数の未知数はＳ01(f)，Ｓ02(f)及びφ
0(f)である。所望の角度θ0そして位相関数φ0(f)はビ
ームフォーミングにおける主要なパラメータであり、既
知数と考えられる。ビームフォーミングにおいて、θ0
の変化範囲は-９０℃から+９０℃までと仮定される。な
お、２つのセンサ素子ではこの３つの方程式を有するシ
ステムを解くには十分ではない。３つのセンサ素子は必
要かつ十分な受信センサ素子の数である。式（１６）、
（１７）及び（１８）を解くことにより、Ｓ01(f)を下
記のように得られる。
【００４７】
【数２１】
【００４８】等式（２１）によれば、ある特定の周波数
成分における所望の信号の推定は、同じ周波数成分と所
望の到来角度θ0におけるセンサ素子の受信信号に基づ
く非線形演算で得られる。
成分における所望の信号の推定は、同じ周波数成分と所
望の到来角度θ0におけるセンサ素子の受信信号に基づ
く非線形演算で得られる。
【００４９】θ0＝θi＝０の場合を除いて、等式（２
１）には解がある。なぜなら、その場合においては、Ｘ
1(f)＝Ｘ2(f)＝Ｘ3(f)となり、１つの等式から２つの未
知数を得ることはできないからである。等式（２１）か
らＳ01(f)を計算した後、Ｓ01(f)の逆フーリエ変換がｓ
01(t)を与える。即ち、所望の信号は干渉sil(t)に独立
して得られる。
１）には解がある。なぜなら、その場合においては、Ｘ
1(f)＝Ｘ2(f)＝Ｘ3(f)となり、１つの等式から２つの未
知数を得ることはできないからである。等式（２１）か
らＳ01(f)を計算した後、Ｓ01(f)の逆フーリエ変換がｓ
01(t)を与える。即ち、所望の信号は干渉sil(t)に独立
して得られる。
【００５０】周波数領域における到来信号の特徴に関す
るすべての情報が等式（２１）からＳ01(f)を求める演
算量の減少には有益である。一般的に、帯域幅の制限は
なく、かつ本発明に係る所望の信号の推定方法は広帯域
の干渉信号の除去に導く。
るすべての情報が等式（２１）からＳ01(f)を求める演
算量の減少には有益である。一般的に、帯域幅の制限は
なく、かつ本発明に係る所望の信号の推定方法は広帯域
の干渉信号の除去に導く。
【００５１】以下、図２に示す本発明の受信システムに
おいて、干渉の中から所望の信号を推定する演算処理に
ついて説明する。
おいて、干渉の中から所望の信号を推定する演算処理に
ついて説明する。
【００５２】上述したように、式（２１）によって与え
られる解は、従来のＦＦＴ広帯域ビームフォーミングの
ような重み付き合計処理の解ではなく、かつ、ビームフ
ォーミングに必要となるセンサ素子の数は非常に少な
い。主要な演算は周波数領域で行われるので、時間領域
の信号を周波数領域の系列に変換することが必要であ
る。図２に示すように、各センサ素子１０−１，１０−
２及び１０−３の出力側において、アナログ−ディジタ
ル変換回路が各センサ素子からの受信信号のサンプルを
取る。Ｔ秒のタイムウィンドウにおいて各センサ素子か
らＫ個ずつのサンプルが得られると仮定すると、各ＦＦ
Ｔ処理回路ではＫポイントのＦＦＴがこれらの時間サン
プルに適用される。ＦＦＴ処理回路の入力と出力はそれ
ぞれｘikとＸ ikで表示され、ここで、ｉ＝１,２,…,Ｋ
である。主な演算は図２に示すブロックＢkによって行
われる。ここで、ｋ＝１,２,…,Ｋであり、Ｋ個の周波
数成分それぞれに対して式（２１）が計算される。
られる解は、従来のＦＦＴ広帯域ビームフォーミングの
ような重み付き合計処理の解ではなく、かつ、ビームフ
ォーミングに必要となるセンサ素子の数は非常に少な
い。主要な演算は周波数領域で行われるので、時間領域
の信号を周波数領域の系列に変換することが必要であ
る。図２に示すように、各センサ素子１０−１，１０−
２及び１０−３の出力側において、アナログ−ディジタ
ル変換回路が各センサ素子からの受信信号のサンプルを
取る。Ｔ秒のタイムウィンドウにおいて各センサ素子か
らＫ個ずつのサンプルが得られると仮定すると、各ＦＦ
Ｔ処理回路ではＫポイントのＦＦＴがこれらの時間サン
プルに適用される。ＦＦＴ処理回路の入力と出力はそれ
ぞれｘikとＸ ikで表示され、ここで、ｉ＝１,２,…,Ｋ
である。主な演算は図２に示すブロックＢkによって行
われる。ここで、ｋ＝１,２,…,Ｋであり、Ｋ個の周波
数成分それぞれに対して式（２１）が計算される。
【００５３】図４は、各ブロックＢkの演算処理の詳細
を示している。下記の等式によって所望の信号の到来角
度θ0が所望の位相φ0ｋに変換される。
を示している。下記の等式によって所望の信号の到来角
度θ0が所望の位相φ0ｋに変換される。
【００５４】
【数２２】
【００５５】ｆsはサンプリング周波数であり、下記に
等しい。
等しい。
【００５６】
【数２３】
【００５７】もしｘikによって示される入力信号が実数
値である場合は、ＦＦＴ出力の対称性を利用して係数２
で演算回数を減少させることが可能である。図４で示し
たブロックＢkの出力は、演算された所望信号の推定サ
ンプルである。そして、最後のタスクは、これらのサン
プルに対して逆ＦＦＴ（ＩＦＦＴ）を適用して、所望の
信号の推定の時間サンプルを求める。
値である場合は、ＦＦＴ出力の対称性を利用して係数２
で演算回数を減少させることが可能である。図４で示し
たブロックＢkの出力は、演算された所望信号の推定サ
ンプルである。そして、最後のタスクは、これらのサン
プルに対して逆ＦＦＴ（ＩＦＦＴ）を適用して、所望の
信号の推定の時間サンプルを求める。
【００５８】下記は、本発明による２つのシミュレーシ
ョンの結果を表示する。
ョンの結果を表示する。
【００５９】まず、所望の到来音声信号を推定するため
のアレイをシミュレーションに用いて、即ち、センサ素
子として３つのマイクロフォン受信機を用いてアレイが
構成される。
のアレイをシミュレーションに用いて、即ち、センサ素
子として３つのマイクロフォン受信機を用いてアレイが
構成される。
【００６０】ここでは、音声周波数の帯域における所望
の到来信号Ｓ0(t)は下記のように定義される。
の到来信号Ｓ0(t)は下記のように定義される。
【００６１】
【数２４】
【００６２】この信号のパワースペクトルは図５にプロ
ットされる。ＡＤＣのサンプリング周波数ｆsは１００
００Ｈｚに仮定され、シミュレーションにＴ＝０．１秒
のタイムウィンドウが使用されている。マイクロフォン
受信機の間隔は３４ｍｍ、音声の速度はｃ＝３４０ｍ/s
ec。図から、主なパワースペクトル成分が５００Ｈｚと
２３００Ｈｚの間に分布されていることが分かる。所望
の信号角度はθ0＝−１０°である。干渉信号は４０°
のＡＯＡを持ち、下記のような時間変数になる。
ットされる。ＡＤＣのサンプリング周波数ｆsは１００
００Ｈｚに仮定され、シミュレーションにＴ＝０．１秒
のタイムウィンドウが使用されている。マイクロフォン
受信機の間隔は３４ｍｍ、音声の速度はｃ＝３４０ｍ/s
ec。図から、主なパワースペクトル成分が５００Ｈｚと
２３００Ｈｚの間に分布されていることが分かる。所望
の信号角度はθ0＝−１０°である。干渉信号は４０°
のＡＯＡを持ち、下記のような時間変数になる。
【００６３】
【数２５】
【００６４】等式（２４）と（２５）との比較は、干渉
信号が図５に示す所望の信号とほぼ同様なパワースペク
トルを有することを示す。信号対干渉の比率（ＳＩＲ）
は０ｄＢである。信号対雑音の比率（ＳＮＲ）は３０ｄ
Ｂである。なお、ｓ0(t)及びｓi(t)はともに次式で与え
られる比帯域幅（ＦＢ）を持つ広帯域信号である。
信号が図５に示す所望の信号とほぼ同様なパワースペク
トルを有することを示す。信号対干渉の比率（ＳＩＲ）
は０ｄＢである。信号対雑音の比率（ＳＮＲ）は３０ｄ
Ｂである。なお、ｓ0(t)及びｓi(t)はともに次式で与え
られる比帯域幅（ＦＢ）を持つ広帯域信号である。
【００６５】
【数２６】
【００６６】この信号は、超広帯域信号と考えられる。
【００６７】図６は、３つのセンサ、即ち、マイクロフ
ォンにおける受信信号のパワースペクトルを示してい
る。所望の信号と干渉信号の形が近似しているから、パ
ワースペクトルには何らかの共振を示す幾つかのピーク
が存在することを観察できる。
ォンにおける受信信号のパワースペクトルを示してい
る。所望の信号と干渉信号の形が近似しているから、パ
ワースペクトルには何らかの共振を示す幾つかのピーク
が存在することを観察できる。
【００６８】出力サンプルの演算とＩＦＦＴの適用後、
結果としての推定信号は図７に示すパワースペクトルを
有する。０．１秒の時間ウィンドウにおける所望の信号
と推測信号の時間サンプルは図８に示されている。
結果としての推定信号は図７に示すパワースペクトルを
有する。０．１秒の時間ウィンドウにおける所望の信号
と推測信号の時間サンプルは図８に示されている。
【００６９】これらの図は、時間領域と周波数領域の両
方から見ても、推定された超広帯域信号はもとの信号と
非常に近似していることを示している。
方から見ても、推定された超広帯域信号はもとの信号と
非常に近似していることを示している。
【００７０】第２シミュレーションでは、干渉信号の数
は下記のように３つに増加される。
は下記のように３つに増加される。
【００７１】
【数２７】
【００７２】
【数２８】
【００７３】
【数２９】
【００７４】所望の信号は第１のシミュレーションと同
じである。図９は、０．１秒のウィンドウにおける所望
の信号の時間変化を示している。ＳＩＮＲもほぼ０ｄＢ
である。
じである。図９は、０．１秒のウィンドウにおける所望
の信号の時間変化を示している。ＳＩＮＲもほぼ０ｄＢ
である。
【００７５】第２のシミュレーションにおいて、干渉信
号のＡＯＡ及び帯域幅が推定エラー（ＥＳＥＲ）に与え
る影響について考慮される。ＥＳＥＲは下記のように定
義される。
号のＡＯＡ及び帯域幅が推定エラー（ＥＳＥＲ）に与え
る影響について考慮される。ＥＳＥＲは下記のように定
義される。
【００７６】
【数３０】
【００７７】ここで、ＭはＥＳＥＲの計算に用いられた
所望の信号と推定信号の時間サンプルの大きな数を示し
ている。所望信号のＡＯＡはθ0＝５°であり、干渉信
号のＡＯＡのθiは-９０度から+９０度の範囲内で変化
する。所望の信号と干渉信号の帯域幅はそれぞれ３つの
値１０００，１８００，２５００Ｈｚを取る。その結果
は図１０に示されている。期待される所見は干渉信号の
ＡＯＡが所望の信号ＡＯＡより遠ざかるとき、推測エラ
ーはかなり低減することである。
所望の信号と推定信号の時間サンプルの大きな数を示し
ている。所望信号のＡＯＡはθ0＝５°であり、干渉信
号のＡＯＡのθiは-９０度から+９０度の範囲内で変化
する。所望の信号と干渉信号の帯域幅はそれぞれ３つの
値１０００，１８００，２５００Ｈｚを取る。その結果
は図１０に示されている。期待される所見は干渉信号の
ＡＯＡが所望の信号ＡＯＡより遠ざかるとき、推測エラ
ーはかなり低減することである。
【００７８】要約すると、本発明によれば、干渉のある
条件において所望の信号を推定する新しい方法が提案さ
れた。所望の信号の推定と干渉信号の除去は３つの素子
を有するアレイを用いて行われる。提案された方法は周
波数領域における演算またはセンサ素子から受信された
信号の後処理からなる。２つのシミュレーションは提案
された方法の有効性を示している。
条件において所望の信号を推定する新しい方法が提案さ
れた。所望の信号の推定と干渉信号の除去は３つの素子
を有するアレイを用いて行われる。提案された方法は周
波数領域における演算またはセンサ素子から受信された
信号の後処理からなる。２つのシミュレーションは提案
された方法の有効性を示している。
【００７９】
【発明の効果】以上説明したように、本発明で提案され
た所望信号を推定する受信システムは３つのセンサ素子
を有するアレイを用いて広帯域の周波数領域において干
渉信号を効果的に除去できる。以下、従来の広帯域受信
アレイに対して、新しい広帯域受信アレイシステムの利
点について述べる。
た所望信号を推定する受信システムは３つのセンサ素子
を有するアレイを用いて広帯域の周波数領域において干
渉信号を効果的に除去できる。以下、従来の広帯域受信
アレイに対して、新しい広帯域受信アレイシステムの利
点について述べる。
【００８０】通常、広帯域アレイの素子数は制限されて
いるパラメータである。本発明で提案されているアレイ
に必要かつ十分な素子数はわずか３つである。以前の研
究では超広帯域において、ただ３つの素子を用いて広帯
域のビームフォーマを提供できることはなかった。
いるパラメータである。本発明で提案されているアレイ
に必要かつ十分な素子数はわずか３つである。以前の研
究では超広帯域において、ただ３つの素子を用いて広帯
域のビームフォーマを提供できることはなかった。
【００８１】到来信号の最高周波数成分に応じて素子間
の間隔が決められる。例えば、音声処理システムではか
なり実用的な結果が得られる。
の間隔が決められる。例えば、音声処理システムではか
なり実用的な結果が得られる。
【００８２】低周波数成分は素子間隔になにも制限を加
えないが、センサ素子にさらなる高精度と高分解能のア
ナログ−ディジタル変換器を要求する。
えないが、センサ素子にさらなる高精度と高分解能のア
ナログ−ディジタル変換器を要求する。
【００８３】ＦＦＴとＩＦＦＴの演算処理を除いて、処
理量は入力信号の帯域幅に関連している。最低周波数と
最高周波数に関する情報は複雑な数学計算の量を減少す
るには有益である。
理量は入力信号の帯域幅に関連している。最低周波数と
最高周波数に関する情報は複雑な数学計算の量を減少す
るには有益である。
【００８４】提案された方法は１つ以上の干渉信号も同
様に抑制できる。従来の方法と違って、多数の干渉を抑
制するためにセンサ素子の数を増加する必要はない。
様に抑制できる。従来の方法と違って、多数の干渉を抑
制するためにセンサ素子の数を増加する必要はない。
【００８５】３つの素子の受信アレイが持つ非常に高い
ＦＢのため、超広帯域幅の通信に使用されることも可能
である。
ＦＢのため、超広帯域幅の通信に使用されることも可能
である。
【００８６】なお、本発明は上記具体的実施形態に限定
されることなく、請求項の範囲内の変更例も本発明に含
まれる。
されることなく、請求項の範囲内の変更例も本発明に含
まれる。
【図１】図１は、３つのセンサ素子を含むアレイの受信
信号を示す概念図である。
信号を示す概念図である。
【図２】図２は、本発明の一実施形態に係る３つのセン
サ素子を含む受信システムの構成を示す図面である。
サ素子を含む受信システムの構成を示す図面である。
【図３】図３は、本発明の一実施形態に係る３つのセン
サ素子を含む簡略化受信システムの構成を示す図面であ
る。
サ素子を含む簡略化受信システムの構成を示す図面であ
る。
【図４】図４は、演算ブロックにある各ブロックの演算
処理の詳細を示す図面である。
処理の詳細を示す図面である。
【図５】図５は、第１のシミュレーションによる所望の
入射信号のパワースペクトルを示す図である。
入射信号のパワースペクトルを示す図である。
【図６】図６は、３つのセンサ素子における受信信号の
パワースペクトルを示す図である。
パワースペクトルを示す図である。
【図７】図７は、推定された信号のパワースペクトルを
示す図である。
示す図である。
【図８】図８は、１つの不要干渉波に対する推定信号の
時間変数を示す図である。
時間変数を示す図である。
【図９】図９は、３つの不要干渉波に対する推定信号の
時間変数を示す図である。
時間変数を示す図である。
【図１０】図１０は、第２のシミュレーションに基づく
干渉信号のＡＯＡ及び帯域幅の関数としてＥＳＥＲを示
す図である。
干渉信号のＡＯＡ及び帯域幅の関数としてＥＳＥＲを示
す図である。
１０−１，１０−２，１０−３…センサ素子、
２０−１，２０−２，３０−３…アナログ−ディジタル
変換器、 ３０−１，３０−２，３０−３…入力バッファ、 ４０−１，４０−２，４０−３…ＦＦＴ処理回路、 ５０…演算ブロック、６０…ＩＦＦＴ処理回路、 １００…演算部。
変換器、 ３０−１，３０−２，３０−３…入力バッファ、 ４０−１，４０−２，４０−３…ＦＦＴ処理回路、 ５０…演算ブロック、６０…ＩＦＦＴ処理回路、 １００…演算部。
Claims (10)
- 【請求項１】少なくても３つの素子と、 上記各素子の受信信号を周波数領域に変換する変換手段
と、 上記変換手段の出力に応じて、非線形演算に基づき所定
の到来角度における所望の信号の周波数成分を演算する
演算手段とを有するアレイ。 - 【請求項２】直線上に間隔ｄを離れて配置されている３
つの素子と、 上記各素子の受信信号を周波数領域に変換する変換手段
と、 上記変換手段の出力に応じて、次に示す式 により所定の到来角度における所望の信号の周波数成分
を演算する演算手段とを有するアレイ。ここで、Ｘ
1(f)，Ｘ2(f)及びＸ3(f)は、周波数領域における上記各
素子の受信信号であり、φ0(f)は次式のように上記所望
の信号の到来角度θ0に応じて得られた位相関数であ
る。 - 【請求項３】直線上に間隔ｄを離れて配置されている少
なくとも３つの素子と、 上記素子の受信信号を標本化し、標本化した信号に応じ
たディジタル化信号を出力するアナログ／ディジタル変
換手段と、 上記アナログ／ディジタル変換手段の出力信号を周波数
領域に変換する変換手段と、 上記変換手段の出力に応じて、非線形演算に基づき所定
の到来角度における所望の信号の周波数成分を演算する
演算手段とを有するアレイ。 - 【請求項４】上記アナログ／ディジタル変換手段の出力
信号を記憶する記憶手段をさらに有する請求項３記載の
アレイ。 - 【請求項５】上記演算手段の出力信号を時間領域に変換
する逆変換手段をさらに有する請求項３記載のアレイ。 - 【請求項６】上記演算手段は、上記変換手段の出力に応
じて、次に示す式 により所定の到来角度における所望の信号の周波数成分
を演算する。ここで、Ｘ1(f)，Ｘ2(f)及びＸ3(f)は、周
波数領域における上記各素子の受信信号であり、φ0(f)
は次式のように上記所望の信号の到来角度θ0に応じて
得られた位相関数である 請求項３記載のアレイ。 - 【請求項７】少なくとも３つの素子を有するアレイを用
いて、所定の到来角度における所望の信号を推定する方
法であって、 上記各素子の出力信号を周波数領域に変換するステップ
と、 上記変換によって得られた受信信号の周波数成分に応じ
て、非線形演算で上記所定の到来角度における所望の信
号の周波数成分を演算するステップとを有する信号推定
方法。 - 【請求項８】上記非線形演算は、次式を用いて行われ
る。 ここで、Ｘ1(f)，Ｘ2(f)及びＸ3(f)は、周波数領域にお
ける上記各素子の受信信号であり、φ0(f)は次式のよう
に上記所望の信号の到来角度θ0に応じて得られた位相
関数である 請求項７記載の信号推定方法。 - 【請求項９】上記各素子の出力信号を標本化し、標本化
した信号をディジタル化するステップをさらに有する請
求項７記載の信号推定方法。 - 【請求項１０】上記演算された所望の信号の周波数成分
を時間領域に変換し、上記所望の信号の時間サンプルを
得る逆変換ステップをさらに有する請求項７記載の信号
推定方法。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2002060969A JP2003255035A (ja) | 2002-03-06 | 2002-03-06 | アレイ及びそれを用いた信号推定方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2002060969A JP2003255035A (ja) | 2002-03-06 | 2002-03-06 | アレイ及びそれを用いた信号推定方法 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2003255035A true JP2003255035A (ja) | 2003-09-10 |
Family
ID=28670122
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2002060969A Pending JP2003255035A (ja) | 2002-03-06 | 2002-03-06 | アレイ及びそれを用いた信号推定方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2003255035A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2011119893A2 (en) * | 2010-03-24 | 2011-09-29 | Mritunjay Singh | Method and system for robust and flexible extraction of image information using color filter arrays |
-
2002
- 2002-03-06 JP JP2002060969A patent/JP2003255035A/ja active Pending
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2011119893A2 (en) * | 2010-03-24 | 2011-09-29 | Mritunjay Singh | Method and system for robust and flexible extraction of image information using color filter arrays |
| WO2011119893A3 (en) * | 2010-03-24 | 2011-12-22 | Mritunjay Singh | Method and system for robust and flexible extraction of image information using color filter arrays |
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