JP2003149273A - 電流検出器 - Google Patents
電流検出器Info
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- JP2003149273A JP2003149273A JP2001352210A JP2001352210A JP2003149273A JP 2003149273 A JP2003149273 A JP 2003149273A JP 2001352210 A JP2001352210 A JP 2001352210A JP 2001352210 A JP2001352210 A JP 2001352210A JP 2003149273 A JP2003149273 A JP 2003149273A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 単極電源で動作可能な小型で精度が高く、応
答性の速い磁気平衡型電流検出器を安価に提供するこ
と。 【解決手段】 強磁性体コアにフィードバックコイル１
３を備えるとともに、磁気ギャップに感磁素子２２を配
する。さらにギャップ内の磁束を打ち消す平衡電流をフ
ィードバックコイルに与える信号処理回路を備える。信
号処理回路は、定電圧を発生する定電圧回路１７と、定
電圧に基き感磁素子の出力に応じて平衡電流を発生する
平衡電流発生回路１８と、平衡電流を電圧に変換する電
流-電圧変換回路１９とを備える。電流-電圧変換回路
は、アンプ２７と、このアンプの反転端子及び出力端子
の間に接続された負帰還抵抗２８とを有する。アンプの
反転端子には平衡電流を与える。また、アンプの非反転
端子には電源電圧VS+とグランドGNDとの中間の電位を与
える。
答性の速い磁気平衡型電流検出器を安価に提供するこ
と。 【解決手段】 強磁性体コアにフィードバックコイル１
３を備えるとともに、磁気ギャップに感磁素子２２を配
する。さらにギャップ内の磁束を打ち消す平衡電流をフ
ィードバックコイルに与える信号処理回路を備える。信
号処理回路は、定電圧を発生する定電圧回路１７と、定
電圧に基き感磁素子の出力に応じて平衡電流を発生する
平衡電流発生回路１８と、平衡電流を電圧に変換する電
流-電圧変換回路１９とを備える。電流-電圧変換回路
は、アンプ２７と、このアンプの反転端子及び出力端子
の間に接続された負帰還抵抗２８とを有する。アンプの
反転端子には平衡電流を与える。また、アンプの非反転
端子には電源電圧VS+とグランドGNDとの中間の電位を与
える。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、各種産業機器、動
力機器、電化製品などに使用される直流電流又はパルス
電流を検出する磁気平衡式の電流検出器に関する。
力機器、電化製品などに使用される直流電流又はパルス
電流を検出する磁気平衡式の電流検出器に関する。
【０００２】
【従来の技術】まず図１を参照して、従来の磁気平衡式
の電流検出器の原理を説明する。Ｃ字形の強磁性体コア
４の内側に貫通させた導体２に被測定電流I1が流れる
と、導体２の周囲に被測定電流I1に比例した磁界が発生
する。この磁束をギャップ６に配したホールセンサなど
の感磁素子１で検出して電圧変換出力を得る。この電圧
変換出力に応じ、平衡電流発生回路５が平衡電流I2を生
成する。平衡電流I2は、コア４に巻廻されたフィードバ
ックコイル３に供給され、ギャップ６の磁束を常に消去
する磁気平衡状態を形成する。この時、被測定電流I1と
平衡電流I2との間にアンペアターンが等しくなる関係が
成立するので、平衡電流I2を測定する事により被測定電
流I1を測定することができる。
の電流検出器の原理を説明する。Ｃ字形の強磁性体コア
４の内側に貫通させた導体２に被測定電流I1が流れる
と、導体２の周囲に被測定電流I1に比例した磁界が発生
する。この磁束をギャップ６に配したホールセンサなど
の感磁素子１で検出して電圧変換出力を得る。この電圧
変換出力に応じ、平衡電流発生回路５が平衡電流I2を生
成する。平衡電流I2は、コア４に巻廻されたフィードバ
ックコイル３に供給され、ギャップ６の磁束を常に消去
する磁気平衡状態を形成する。この時、被測定電流I1と
平衡電流I2との間にアンペアターンが等しくなる関係が
成立するので、平衡電流I2を測定する事により被測定電
流I1を測定することができる。
【０００３】磁気平衡式電流検出器の出力は基本的には
電流出力であるが、出力をマイコン等のＡ／Ｄコンバー
タに入力するため、フィードバックコイル３とグランド
GNDとの間に負荷抵抗１０を入れて出力を電圧に変換し
て使用されることが多い。導体２に流れる被測定電流I1
の方向によってアンプ９の出力は正負に反転し、それに
応じて後段のパワーブースターの二つのトランジスタ
７，８のどちらか一方が導通される。トランジスタ７又
は８の導通によって負荷抵抗１０に流れる平衡電流I2の
方向が切り替わり、出力電圧は正負の両極性を持つこと
になる。このように被測定電流I1の方向を出力電圧の正
負によって判別できるため双方向の電流検出が可能とな
る。
電流出力であるが、出力をマイコン等のＡ／Ｄコンバー
タに入力するため、フィードバックコイル３とグランド
GNDとの間に負荷抵抗１０を入れて出力を電圧に変換し
て使用されることが多い。導体２に流れる被測定電流I1
の方向によってアンプ９の出力は正負に反転し、それに
応じて後段のパワーブースターの二つのトランジスタ
７，８のどちらか一方が導通される。トランジスタ７又
は８の導通によって負荷抵抗１０に流れる平衡電流I2の
方向が切り替わり、出力電圧は正負の両極性を持つこと
になる。このように被測定電流I1の方向を出力電圧の正
負によって判別できるため双方向の電流検出が可能とな
る。
【０００４】このような電流検出器では電源として正負
の出力を得るために正負両電圧（VS+、VS-）を供給が必
要となる。
の出力を得るために正負両電圧（VS+、VS-）を供給が必
要となる。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】図１に示したような電
流検出器では次のような問題がある。
流検出器では次のような問題がある。
【０００６】電流検出器の出力を演算処理するマイコン
の一般的な入力電圧範囲は０から５Ｖの電圧範囲である
ため、電流検出器の正負の出力を０から５Ｖの電圧範囲
に変換するために別にレベルシフト回路が必要である。
近年の電流センサが利用されるインバータ、サーボ及び
エアコンでは単極電源でシステムが構成され、正負両電
圧の電源を作ることはコスト的に高価となるため少なく
なってきている。
の一般的な入力電圧範囲は０から５Ｖの電圧範囲である
ため、電流検出器の正負の出力を０から５Ｖの電圧範囲
に変換するために別にレベルシフト回路が必要である。
近年の電流センサが利用されるインバータ、サーボ及び
エアコンでは単極電源でシステムが構成され、正負両電
圧の電源を作ることはコスト的に高価となるため少なく
なってきている。
【０００７】また自動車などへの利用も広がりバッテリ
−等で動作させる電流検出器がますます必要となってい
る。
−等で動作させる電流検出器がますます必要となってい
る。
【０００８】単極電源で動作する電流検出器はこれまで
磁気比例式の電流検出器が一般的であったが、温度ドリ
フトの精度及び応答速度の点で磁気平衡式の方が特性的
に優れている。利用分野の多様化に伴いますます高精度
化、高速化及び低コスト化が求められており、単極電源
で動作する磁気平衡式の電流検出器の必要性が高まって
いる。
磁気比例式の電流検出器が一般的であったが、温度ドリ
フトの精度及び応答速度の点で磁気平衡式の方が特性的
に優れている。利用分野の多様化に伴いますます高精度
化、高速化及び低コスト化が求められており、単極電源
で動作する磁気平衡式の電流検出器の必要性が高まって
いる。
【０００９】
【課題を解決するための手段】本発明によれば、磁気ギ
ャップを有する強磁性体コアと、前記コアに備えたフィ
ードバックコイルと、前記ギャップ内に配設された感磁
素子と、前記ギャップ内の磁束を打ち消す平衡電流を前
記フィードバックコイルに与える信号処理回路とを含む
磁気平衡式の電流検出器において、前記信号処理回路
は、定電圧を発生する定電圧回路と、前記定電圧に基き
前記感磁素子の出力に応じて前記平衡電流を発生する平
衡電流発生回路と、前記平衡電流を電圧に変換する電流
-電圧変換回路とを備え、前記電流-電圧変換回路は、ア
ンプと、前記アンプの反転端子及び出力端子の間に接続
された負帰還抵抗とを有し、前記反転端子に前記平衡電
流を与え、前記アンプの非反転端子に電源電圧とグラン
ドとの中間の電位を与えることを特徴とする電流検出器
が得られる。
ャップを有する強磁性体コアと、前記コアに備えたフィ
ードバックコイルと、前記ギャップ内に配設された感磁
素子と、前記ギャップ内の磁束を打ち消す平衡電流を前
記フィードバックコイルに与える信号処理回路とを含む
磁気平衡式の電流検出器において、前記信号処理回路
は、定電圧を発生する定電圧回路と、前記定電圧に基き
前記感磁素子の出力に応じて前記平衡電流を発生する平
衡電流発生回路と、前記平衡電流を電圧に変換する電流
-電圧変換回路とを備え、前記電流-電圧変換回路は、ア
ンプと、前記アンプの反転端子及び出力端子の間に接続
された負帰還抵抗とを有し、前記反転端子に前記平衡電
流を与え、前記アンプの非反転端子に電源電圧とグラン
ドとの中間の電位を与えることを特徴とする電流検出器
が得られる。
【００１０】前記アンプの出力端子と前記負帰還抵抗と
の間にコンプリメンタリな一対のトランジスタからなる
パワーブースターを備えてもよい。
の間にコンプリメンタリな一対のトランジスタからなる
パワーブースターを備えてもよい。
【００１１】前記負帰還抵抗の両端電圧を差動増幅する
差動増幅回路を備えてもよい。
差動増幅回路を備えてもよい。
【００１２】前記平衡電流発生回路は、パワーブースタ
ーを形成するトランジスタと、前記トランジスタ及び前
記電源電圧の間に接続されたダミー抵抗とを備えてもよ
い。
ーを形成するトランジスタと、前記トランジスタ及び前
記電源電圧の間に接続されたダミー抵抗とを備えてもよ
い。
【００１３】前記平衡電流-電圧変換回路は、パワーブ
ースターを形成するトランジスタと、前記トランジスタ
及び前記電源電圧の間に接続されたダミー抵抗とを備え
てもよい。
ースターを形成するトランジスタと、前記トランジスタ
及び前記電源電圧の間に接続されたダミー抵抗とを備え
てもよい。
【００１４】
【発明の実施の形態】以下、本発明の実施の形態を図面
を参照して詳細に説明する。
を参照して詳細に説明する。
【００１５】図２を参照すると、本発明の第１の実施の
形態に係る電流検出器は磁気平衡式の電流検出器であ
り、磁気ギャップ１６を有するＣ字形の強磁性体コア１
４と、コア１４に巻廻されたフィードバックコイル１３
とを備えている。コア１４の内側に貫通させた導体１２
に被測定電流I1が流れると、導体１２の周囲に被測定電
流I1に比例した磁界が発生し、ギャップ１６に磁束が流
れる。ギャップ１６の磁束を打ち消すために、図２の電
流検出器は、定電圧を発生する定電圧回路１７、この定
電圧回路１７の定電圧に基きギャップ１６の磁束に応じ
て平衡電流を発生する平衡電流発生回路１８、及び平衡
電流を電圧に変換する平衡電流-電圧変換回路１９を有
する信号処理回路をさらに備えている。
形態に係る電流検出器は磁気平衡式の電流検出器であ
り、磁気ギャップ１６を有するＣ字形の強磁性体コア１
４と、コア１４に巻廻されたフィードバックコイル１３
とを備えている。コア１４の内側に貫通させた導体１２
に被測定電流I1が流れると、導体１２の周囲に被測定電
流I1に比例した磁界が発生し、ギャップ１６に磁束が流
れる。ギャップ１６の磁束を打ち消すために、図２の電
流検出器は、定電圧を発生する定電圧回路１７、この定
電圧回路１７の定電圧に基きギャップ１６の磁束に応じ
て平衡電流を発生する平衡電流発生回路１８、及び平衡
電流を電圧に変換する平衡電流-電圧変換回路１９を有
する信号処理回路をさらに備えている。
【００１６】図２と共に図３をも参照して、本発明の第
１の実施の形態に係る電流検出器における信号処理回路
について説明する。
１の実施の形態に係る電流検出器における信号処理回路
について説明する。
【００１７】ツェナーダイオード２０のツェナー電圧を
抵抗３１、３２で分圧した電圧をアンプ２１のバッファ
に入力するようにして定電圧回路１７を形成している。
定電圧回路１７の定電圧出力は感磁素子としてのホール
センサ２２に入力電圧として供給される。
抵抗３１、３２で分圧した電圧をアンプ２１のバッファ
に入力するようにして定電圧回路１７を形成している。
定電圧回路１７の定電圧出力は感磁素子としてのホール
センサ２２に入力電圧として供給される。
【００１８】ホールセンサ２２の出力端子はアンプ２３
の入力端子に接続されている。アンプ２３の出力端子は
コンプリメンタルなトランジスタ２４、２５からなるパ
ワーブースターに接続されている。このパワーブースタ
ーにはフィードバックコイル１３の一端が接続されてい
る。パワーブースターとフィードバックコイル１３とホ
ールセンサ２２とにより平衡電流発生回路１８を形成し
ている。
の入力端子に接続されている。アンプ２３の出力端子は
コンプリメンタルなトランジスタ２４、２５からなるパ
ワーブースターに接続されている。このパワーブースタ
ーにはフィードバックコイル１３の一端が接続されてい
る。パワーブースターとフィードバックコイル１３とホ
ールセンサ２２とにより平衡電流発生回路１８を形成し
ている。
【００１９】フィードバックコイル１３の他端をアンプ
２７の反転入力端子に接続する。アンプ２７の反転入力
端子と出力端子の間に負帰還抵抗２８を接続する。アン
プ２７の非反転入力端子に電源VS+とグランドGNDを抵抗
３８，３９で分圧した所定の中間電位V1をもつ箇所を接
続する。こうして平衡電流-電圧変換回路１９を形成し
ている。
２７の反転入力端子に接続する。アンプ２７の反転入力
端子と出力端子の間に負帰還抵抗２８を接続する。アン
プ２７の非反転入力端子に電源VS+とグランドGNDを抵抗
３８，３９で分圧した所定の中間電位V1をもつ箇所を接
続する。こうして平衡電流-電圧変換回路１９を形成し
ている。
【００２０】被測定電流にI1によってコア１４のギャッ
プ１６に生じた磁束は、ホールセンサ２２によって検出
される。平衡電流発生回路１８はフィードバックコイル
１３にギャップ１６の磁束が常に消去されるように平衡
電流I2を発生する。被測定電流I1の方向が正方向の時、
パワーブースターのトランジスタ２４が導通し、アンプ
２７の反転端子と非反転端子の電位は等しく中間電位V1
となり、電源VS+とグランドGNDとの間に、VS+＞V1＞GND
の関係が成り立つため、平衡電流I2はトランジスタ２４
からアンプ２７の反転端子の方向に流れる。被測定電流
I1が負方向に流れるとトランジスタ２５が導通して平衡
電流I2は逆にアンプ２７の反転端子からトランジスタ２
５の方向に流れる。平衡電流I2は負帰還抵抗２８に流れ
込み、電圧出力に変換される。負帰還抵抗２８の抵抗値
Rfとすると、出力Voutと平衡電流I2の間には Ｖout=−I2×Rf＋V1 の関係が成立し、中間電位V1をオフセット電圧とした出
力が得られるため、双方向の被測定電流I1を検出でき
る。
プ１６に生じた磁束は、ホールセンサ２２によって検出
される。平衡電流発生回路１８はフィードバックコイル
１３にギャップ１６の磁束が常に消去されるように平衡
電流I2を発生する。被測定電流I1の方向が正方向の時、
パワーブースターのトランジスタ２４が導通し、アンプ
２７の反転端子と非反転端子の電位は等しく中間電位V1
となり、電源VS+とグランドGNDとの間に、VS+＞V1＞GND
の関係が成り立つため、平衡電流I2はトランジスタ２４
からアンプ２７の反転端子の方向に流れる。被測定電流
I1が負方向に流れるとトランジスタ２５が導通して平衡
電流I2は逆にアンプ２７の反転端子からトランジスタ２
５の方向に流れる。平衡電流I2は負帰還抵抗２８に流れ
込み、電圧出力に変換される。負帰還抵抗２８の抵抗値
Rfとすると、出力Voutと平衡電流I2の間には Ｖout=−I2×Rf＋V1 の関係が成立し、中間電位V1をオフセット電圧とした出
力が得られるため、双方向の被測定電流I1を検出でき
る。
【００２１】なお、一般のアンプでは１０ｍＡが限界で
あるが、アンプ２７の出力にパワーブースターを付ける
ことでもっと大きな電流を流すことができる。
あるが、アンプ２７の出力にパワーブースターを付ける
ことでもっと大きな電流を流すことができる。
【００２２】図４を参照して、本発明の第２の実施の形
態に係る電流検出器における信号処理回路について説明
する。図３と同様な部分には同じ参照符号を付して説明
を省略する。
態に係る電流検出器における信号処理回路について説明
する。図３と同様な部分には同じ参照符号を付して説明
を省略する。
【００２３】図４の信号処理回路においては、平衡電流
-電圧変換回路１９のアンプ２７の出力と負帰還抵抗２
８との間にコンプリメンタルな一対のトランジスタ４
６，４７からなるパワーブースターを備えている。この
パワーブースターによってアンプ２７の性能に制限され
ることなく平衡電流I2を大きく流すことができるため、
被測定電流I1の測定範囲が大きくてもフィードバックコ
イル１３の巻き線数を少なくした、小型の電流検出器を
提供することができる。
-電圧変換回路１９のアンプ２７の出力と負帰還抵抗２
８との間にコンプリメンタルな一対のトランジスタ４
６，４７からなるパワーブースターを備えている。この
パワーブースターによってアンプ２７の性能に制限され
ることなく平衡電流I2を大きく流すことができるため、
被測定電流I1の測定範囲が大きくてもフィードバックコ
イル１３の巻き線数を少なくした、小型の電流検出器を
提供することができる。
【００２４】図５を参照して、本発明の第３の実施の形
態に係る電流検出器における信号処理回路について説明
する。図３又は図４と同様な部分には同じ参照符号を付
して説明を省略する。
態に係る電流検出器における信号処理回路について説明
する。図３又は図４と同様な部分には同じ参照符号を付
して説明を省略する。
【００２５】図５の信号処理回路においては、平衡電流
-電圧変換回路１９の後段に、負帰還抵抗２８の両端電
圧を入力とした差動増幅回路５２をさらに備えている。
-電圧変換回路１９の後段に、負帰還抵抗２８の両端電
圧を入力とした差動増幅回路５２をさらに備えている。
【００２６】図５の信号処理回路によると、負帰還抵抗
２８の両端電圧V2（=−Ｉ2×Rf）を増幅した出力感度
と、定電圧回路１７のツェナーダイオード２０のツェナ
ー電圧を抵抗６０，６１で分圧した任意の電圧をオフセ
ット電圧として取り出すことができる。これによって平
衡電流-電圧変換回路１９のアンプ２７の反転端子に与
える中間電位とオフセット電圧とを別々に設定でき、広
範囲な電源電圧範囲に同一回路で対応できる。入力範囲
が０から５Ｖの一般のマイコンに対して最も効率の良い
出力である、オフセット２．５Ｖ、出力感度±２Ｖ／定
格電流の設定ができる。
２８の両端電圧V2（=−Ｉ2×Rf）を増幅した出力感度
と、定電圧回路１７のツェナーダイオード２０のツェナ
ー電圧を抵抗６０，６１で分圧した任意の電圧をオフセ
ット電圧として取り出すことができる。これによって平
衡電流-電圧変換回路１９のアンプ２７の反転端子に与
える中間電位とオフセット電圧とを別々に設定でき、広
範囲な電源電圧範囲に同一回路で対応できる。入力範囲
が０から５Ｖの一般のマイコンに対して最も効率の良い
出力である、オフセット２．５Ｖ、出力感度±２Ｖ／定
格電流の設定ができる。
【００２７】また図５の信号処理回路では、パワーブー
スターを形成する電源側のトランジスタ５４のコレクタ
と電源VS+との間にダミー抵抗５７を備えている。この
ダミー抵抗５７はパワーブースター回路のトランジスタ
２４，２５の消費電力を最小にして発熱を押さえるため
に挿入するものである。フィードバックコイル１３の直
流抵抗をRL、アンプ２７の非反転端子の電位をV4、トラ
ンジスタ２４，２５のコレクタ−エミッタ間電圧をVc
e、被測定電流が最大の時の平衡電流をI2とすると、ト
ランジスタ２４のコレクタに加わる電圧Vc1をVc1−I2×
RL+V4が最小になるように設定すれば、トランジスタ２
４の消費電力を最小限にすることができる。トランジス
タ２５に関してもV4−I2×RLが最小となるようV4を設定
することで消費電力が最小となる。そのためにVS+−（V
c1＋I2×Rd1）が最小となるようにダミー抵抗５７の値
を設定する。
スターを形成する電源側のトランジスタ５４のコレクタ
と電源VS+との間にダミー抵抗５７を備えている。この
ダミー抵抗５７はパワーブースター回路のトランジスタ
２４，２５の消費電力を最小にして発熱を押さえるため
に挿入するものである。フィードバックコイル１３の直
流抵抗をRL、アンプ２７の非反転端子の電位をV4、トラ
ンジスタ２４，２５のコレクタ−エミッタ間電圧をVc
e、被測定電流が最大の時の平衡電流をI2とすると、ト
ランジスタ２４のコレクタに加わる電圧Vc1をVc1−I2×
RL+V4が最小になるように設定すれば、トランジスタ２
４の消費電力を最小限にすることができる。トランジス
タ２５に関してもV4−I2×RLが最小となるようV4を設定
することで消費電力が最小となる。そのためにVS+−（V
c1＋I2×Rd1）が最小となるようにダミー抵抗５７の値
を設定する。
【００２８】平衡電流−電圧変換回路１９のトランジス
タ４６，４７からなるパワーブースターも同様にトラン
ジスタ４６と電源VS+の間にダミー抵抗５９を入れるこ
とで同様にトランジスタ４６，４７の消費電力を最小限
にすることができる。これによって安価で小型の小信号
トランジスタを使用することが可能となる。
タ４６，４７からなるパワーブースターも同様にトラン
ジスタ４６と電源VS+の間にダミー抵抗５９を入れるこ
とで同様にトランジスタ４６，４７の消費電力を最小限
にすることができる。これによって安価で小型の小信号
トランジスタを使用することが可能となる。
【００２９】
【発明の効果】以上説明したように本発明によれば、単
極電源で動作可能な小型で精度が高く、応答性の速い磁
気平衡型電流検出器を安価に提供することができる。
極電源で動作可能な小型で精度が高く、応答性の速い磁
気平衡型電流検出器を安価に提供することができる。
【図１】従来の電流検出器の構成を示す回路図。
【図２】本発明の第１の実施例に係る電流検出器の回路
ブロック図。
ブロック図。
【図３】図1の電流検出器における信号処理回路の回路
図。
図。
【図４】本発明の第２の実施例に係る電流検出器におけ
る信号処理回路の回路図。
る信号処理回路の回路図。
【図５】本発明の第３の実施例に係る電流検出器におけ
る信号処理回路の回路図。
る信号処理回路の回路図。
１２ 導体
１３ フィードバックコイル
１４ 磁性体コア
１６ 磁気ギャップ
１７ 定電圧回路
１８ 平衡電流発生回路
１９ 平衡電流-電圧変換回路
２２ ホールセンサ
Claims (5)
- 【請求項１】磁気ギャップを有する強磁性体コアと、前
記コアに備えたフィードバックコイルと、前記ギャップ
に配設された感磁素子と、前記ギャップの磁束を打ち消
す平衡電流を前記フィードバックコイルに与える信号処
理回路とを含む磁気平衡式の電流検出器において、前記
信号処理回路は、定電圧を発生する定電圧回路と、前記
定電圧に基き前記感磁素子の出力に応じて前記平衡電流
を発生する平衡電流発生回路と、前記平衡電流を電圧に
変換する電流-電圧変換回路とを備え、前記電流-電圧変
換回路は、アンプと、前記アンプの反転端子及び出力端
子の間に接続された負帰還抵抗とを有し、前記反転端子
に前記平衡電流を与え、前記アンプの非反転端子に電源
電圧とグランドとの中間の電位を与えることを特徴とす
る電流検出器。 - 【請求項２】 前記アンプの出力端子と前記負帰還抵抗
との間にコンプリメンタリな一対のトランジスタからな
るパワーブースターを備えた請求項１に記載の電流検出
器。 - 【請求項３】 前記負帰還抵抗の両端電圧を差動増幅す
る差動増幅回路を備えた請求項１又は２に記載の電流検
出器。 - 【請求項４】 前記平衡電流発生回路は、パワーブース
ターを形成するトランジスタと、前記トランジスタ及び
前記電源電圧の間に接続されたダミー抵抗とを備えた請
求項１から３のうちのいずれか一つに記載の電流検出
器。 - 【請求項５】 前記平衡電流-電圧変換回路は、パワー
ブースターを形成するトランジスタと、前記トランジス
タ及び前記電源電圧の間に接続されたダミー抵抗とを備
えた請求請求項２から４のうちのいずれか一つに記載の
電流検出器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2001352210A JP2003149273A (ja) | 2001-11-16 | 2001-11-16 | 電流検出器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2001352210A JP2003149273A (ja) | 2001-11-16 | 2001-11-16 | 電流検出器 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2003149273A true JP2003149273A (ja) | 2003-05-21 |
Family
ID=19164420
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2001352210A Withdrawn JP2003149273A (ja) | 2001-11-16 | 2001-11-16 | 電流検出器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2003149273A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR101191437B1 (ko) | 2011-10-26 | 2012-10-16 | 태성전장주식회사 | 2채널 전류센서 |
-
2001
- 2001-11-16 JP JP2001352210A patent/JP2003149273A/ja not_active Withdrawn
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR101191437B1 (ko) | 2011-10-26 | 2012-10-16 | 태성전장주식회사 | 2채널 전류센서 |
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Legal Events
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Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20040713 |
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