JP2003121544A - ドップラシフト周波数測定装置およびその利用装置 - Google Patents
ドップラシフト周波数測定装置およびその利用装置Info
- Publication number
- JP2003121544A JP2003121544A JP2001319377A JP2001319377A JP2003121544A JP 2003121544 A JP2003121544 A JP 2003121544A JP 2001319377 A JP2001319377 A JP 2001319377A JP 2001319377 A JP2001319377 A JP 2001319377A JP 2003121544 A JP2003121544 A JP 2003121544A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- frequency
- signal
- doppler shift
- measuring device
- sampling data
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
Links
Landscapes
- Measurement Of Mechanical Vibrations Or Ultrasonic Waves (AREA)
- Measurement Of Velocity Or Position Using Acoustic Or Ultrasonic Waves (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 単位時間当たりのサンプリングデータ数が少
なくても、高い周波数分解能で受信信号の周波数を求め
られるようにし、また積算平均化による遅れの問題も解
消する。 【解決手段】 所定周波数の送信信号を超音波振動子６
から送信し、目標物からの反射信号を超音波振動子６で
受信し、ＤＳＰ１２によって受信信号のサンプリングデ
ータ列をＭＵＳＩＣ法により周波数分析する。その結
果、送信信号に対する受信信号との周波数シフト量をド
ップラシフト周波数として検知する。
なくても、高い周波数分解能で受信信号の周波数を求め
られるようにし、また積算平均化による遅れの問題も解
消する。 【解決手段】 所定周波数の送信信号を超音波振動子６
から送信し、目標物からの反射信号を超音波振動子６で
受信し、ＤＳＰ１２によって受信信号のサンプリングデ
ータ列をＭＵＳＩＣ法により周波数分析する。その結
果、送信信号に対する受信信号との周波数シフト量をド
ップラシフト周波数として検知する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】この発明は、超音波や電波な
どの伝搬波のパルスを送信信号として送信し、この送信
信号の周波数と反射信号の周波数との差からドップラシ
フト周波数を求めるドップラシフト周波数測定装置およ
びその利用装置に関するものである。
どの伝搬波のパルスを送信信号として送信し、この送信
信号の周波数と反射信号の周波数との差からドップラシ
フト周波数を求めるドップラシフト周波数測定装置およ
びその利用装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】従来、ドップラソナーや潮流計などにお
いては、超音波のバースト波を所定方向に送信し、海底
または所定水深から反射波を受信し、送信周波数と受信
周波数との差からドップラシフト周波数を求め、そのド
ップラシフト周波数によって船舶の移動速度や潮流の流
向・流速を計測するようにしている。
いては、超音波のバースト波を所定方向に送信し、海底
または所定水深から反射波を受信し、送信周波数と受信
周波数との差からドップラシフト周波数を求め、そのド
ップラシフト周波数によって船舶の移動速度や潮流の流
向・流速を計測するようにしている。
【０００３】上記受信信号の周波数解析は、ＦＦＴ（離
散フーリエ変換ＤＦＴを高速に行う演算アルゴリズム）
により行われていた。
散フーリエ変換ＤＦＴを高速に行う演算アルゴリズム）
により行われていた。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】ドップラソナーにおい
て、上記バースト波の送信期間（バースト波の持続時
間）は、海底深度や計測すべき深度に応じて変化する。
すなわち、より遠方からの反射波を受信するためには、
送信信号のエネルギーを増す必要があるため、上記送信
期間は長く設定する。しかし、上記バースト波の送信期
間を余程長く設定した場合でも、その期間は、ドップラ
シフト周波数ｆｄの逆数である１／ｆｄ時間よりも、通
常はるかに短い。例えば、上記バースト波の送信期間は
短い場合、５［ｍｓ］以下であるので、ＦＦＴによる周
波数分解能は２００［Ｈｚ］以上である。しかし、ドッ
プラソナーの場合、ドップラシフト周波数ｆｄは１［Ｈ
ｚ］程度の精度で検出する必要がある。
て、上記バースト波の送信期間（バースト波の持続時
間）は、海底深度や計測すべき深度に応じて変化する。
すなわち、より遠方からの反射波を受信するためには、
送信信号のエネルギーを増す必要があるため、上記送信
期間は長く設定する。しかし、上記バースト波の送信期
間を余程長く設定した場合でも、その期間は、ドップラ
シフト周波数ｆｄの逆数である１／ｆｄ時間よりも、通
常はるかに短い。例えば、上記バースト波の送信期間は
短い場合、５［ｍｓ］以下であるので、ＦＦＴによる周
波数分解能は２００［Ｈｚ］以上である。しかし、ドッ
プラソナーの場合、ドップラシフト周波数ｆｄは１［Ｈ
ｚ］程度の精度で検出する必要がある。
【０００５】したがって、ＦＦＴによって決定される周
波数分解能では、必要な精度でドップラシフト周波数が
測定できない。
波数分解能では、必要な精度でドップラシフト周波数が
測定できない。
【０００６】但し、ＦＦＴの特徴として、必ず真の値の
近傍にスペクトルのピークが存在するため、複数回の受
信信号についてスペクトルを求めると、それらのスペク
トルのピークは真の値周辺に分布することになる。その
ため、多数回の超音波バースト波の送受信を行ってスペ
クトルを積算平均すれば、そのピークが真のピーク位置
に略等しくなる。したがって、上記平均化処理によって
周波数分解能を高めることができる。
近傍にスペクトルのピークが存在するため、複数回の受
信信号についてスペクトルを求めると、それらのスペク
トルのピークは真の値周辺に分布することになる。その
ため、多数回の超音波バースト波の送受信を行ってスペ
クトルを積算平均すれば、そのピークが真のピーク位置
に略等しくなる。したがって、上記平均化処理によって
周波数分解能を高めることができる。
【０００７】しかし、上記積算平均を重ねても、どこま
でも周波数分解能が向上するわけではなく、例えば数１
０〜数１００Ｈｚの分解能が限界となる。また、上記積
算平均の結果を測定値とするので、測定結果の変化に遅
れが生じ、例えば船速の急激な変化に追従できない、ま
たは潮流の急激な変化に追従できない、といった不都合
が生じる。
でも周波数分解能が向上するわけではなく、例えば数１
０〜数１００Ｈｚの分解能が限界となる。また、上記積
算平均の結果を測定値とするので、測定結果の変化に遅
れが生じ、例えば船速の急激な変化に追従できない、ま
たは潮流の急激な変化に追従できない、といった不都合
が生じる。
【０００８】この発明の目的は、単位時間当たりのサン
プリングデータ数が少なくても、高い周波数分解能で受
信信号の周波数を求められるようにして、上述の問題を
解消した、ドップラシフト周波数測定装置およびその利
用装置を提供することにある。
プリングデータ数が少なくても、高い周波数分解能で受
信信号の周波数を求められるようにして、上述の問題を
解消した、ドップラシフト周波数測定装置およびその利
用装置を提供することにある。
【０００９】
【課題を解決するための手段】これまで、相関行列の固
有値、固有ベクトルを用いたデータ処理手法の一種とし
てＭＵＳＩＣ(MUltiple SIgnal Classification)法が用
いられている。これは、超分解能とも呼ばれる優れた特
性を有するスペクトル推定法の一種である。このＭＵＳ
ＩＣ法に関しては、文献（R.O.Schmidt,"Multiple Emit
ter Location and Signal Parameter Estimation",IEEE
Trans. Antennas Propagat.,AP-34,No.3,March 1986）
に開示されている。
有値、固有ベクトルを用いたデータ処理手法の一種とし
てＭＵＳＩＣ(MUltiple SIgnal Classification)法が用
いられている。これは、超分解能とも呼ばれる優れた特
性を有するスペクトル推定法の一種である。このＭＵＳ
ＩＣ法に関しては、文献（R.O.Schmidt,"Multiple Emit
ter Location and Signal Parameter Estimation",IEEE
Trans. Antennas Propagat.,AP-34,No.3,March 1986）
に開示されている。
【００１０】従来、ＭＵＳＩＣ法は、電波の到来方向の
推定のために利用されていた。すなわち、移動体通信や
室内無線通信などで、基地局の設置を効率よく行った
り、多重波の伝搬を適切にモデル化するには、到来波
（多重波、干渉波）の分離推定が重要な技術であった。
ＭＵＳＩＣ法は、このような電波の到来方向を高い方位
分解能の下で推定を行うために有用であった。
推定のために利用されていた。すなわち、移動体通信や
室内無線通信などで、基地局の設置を効率よく行った
り、多重波の伝搬を適切にモデル化するには、到来波
（多重波、干渉波）の分離推定が重要な技術であった。
ＭＵＳＩＣ法は、このような電波の到来方向を高い方位
分解能の下で推定を行うために有用であった。
【００１１】この発明は、上記ＭＵＳＩＣ法をドップラ
シフト周波数の測定に適用したものである。すなわち、
この発明のドップラシフト周波数測定装置は、所定周波
数の送信信号を送信部から送信する送信手段と、該送信
信号の目標物からの反射信号である受信信号を受信部で
受信し、サンプリングして、サンプリングデータ列を得
る受信手段と、該受信信号のサンプリングデータ列を、
線スペクトルが１本現れるようにＭＵＳＩＣ法により周
波数分析する周波数分析手段と、該周波数分析の結果か
ら前記受信信号の周波数を検出するとともに、該受信信
号の送信信号に対する周波数シフト量をドップラシフト
周波数として求めるドップラシフト周波数検知手段と、
を備えて、ドップラシフト周波数を検知する。
シフト周波数の測定に適用したものである。すなわち、
この発明のドップラシフト周波数測定装置は、所定周波
数の送信信号を送信部から送信する送信手段と、該送信
信号の目標物からの反射信号である受信信号を受信部で
受信し、サンプリングして、サンプリングデータ列を得
る受信手段と、該受信信号のサンプリングデータ列を、
線スペクトルが１本現れるようにＭＵＳＩＣ法により周
波数分析する周波数分析手段と、該周波数分析の結果か
ら前記受信信号の周波数を検出するとともに、該受信信
号の送信信号に対する周波数シフト量をドップラシフト
周波数として求めるドップラシフト周波数検知手段と、
を備えて、ドップラシフト周波数を検知する。
【００１２】上記送信信号としては、バースト波とし、
それに対応する受信信号に含まれるバースト波について
サンプリングを行うようにする。
それに対応する受信信号に含まれるバースト波について
サンプリングを行うようにする。
【００１３】また、上記周波数分析による結果を、上記
バースト波の複数回分について平均化する。
バースト波の複数回分について平均化する。
【００１４】また、上記サンプリングデータ列を離散フ
ーリエ変換により周波数分析する手段を備え、ＭＵＳＩ
Ｃ法による周波数分析手段は、離散フーリエ変換による
周波数分析結果の概略ピーク位置近傍の周波数範囲のみ
について周波数分析するように構成する。
ーリエ変換により周波数分析する手段を備え、ＭＵＳＩ
Ｃ法による周波数分析手段は、離散フーリエ変換による
周波数分析結果の概略ピーク位置近傍の周波数範囲のみ
について周波数分析するように構成する。
【００１５】また、上記サンプリングデータ列を離散フ
ーリエ変換により周波数分析する手段を備え、上記ドッ
プラシフト周波数検知手段が、離散フーリエ変換による
周波数分析結果と、ＭＵＳＩＣ法による周波数分析結果
の双方の同一周波数位置にピークが現れたときの、ＭＵ
ＳＩＣ法による周波数分析結果を、受信信号の周波数と
して検出する。
ーリエ変換により周波数分析する手段を備え、上記ドッ
プラシフト周波数検知手段が、離散フーリエ変換による
周波数分析結果と、ＭＵＳＩＣ法による周波数分析結果
の双方の同一周波数位置にピークが現れたときの、ＭＵ
ＳＩＣ法による周波数分析結果を、受信信号の周波数と
して検出する。
【００１６】また、上記ドップラシフト周波数測定装置
において、送信手段が複数方向へ送信信号を送信し、受
信手段が複数方向からの受信信号についてサンプリング
データ列を得、周波数分析手段が複数方向からの受信信
号のサンプリングデータ列について周波数分析を行い、
ドップラシフト周波数検知手段が前記複数の方向につい
てのドップラシフト周波数を求め、該複数方向について
のドップラシフト周波数から、送信部および受信部の、
目標物に対する多次元方向の相対移動速度を測定する。
において、送信手段が複数方向へ送信信号を送信し、受
信手段が複数方向からの受信信号についてサンプリング
データ列を得、周波数分析手段が複数方向からの受信信
号のサンプリングデータ列について周波数分析を行い、
ドップラシフト周波数検知手段が前記複数の方向につい
てのドップラシフト周波数を求め、該複数方向について
のドップラシフト周波数から、送信部および受信部の、
目標物に対する多次元方向の相対移動速度を測定する。
【００１７】この発明のドップラソナーは、上記相対速
度測定装置において、送信部および受信部を船舶に設
け、海底を目標物として対地船速を測定する。
度測定装置において、送信部および受信部を船舶に設
け、海底を目標物として対地船速を測定する。
【００１８】この発明の潮流計は、上記相対速度測定装
置において、送信部および受信部を船舶に設け、所定深
度の反射物を目標物として、所定深度の潮流の流向・流
速を測定する。
置において、送信部および受信部を船舶に設け、所定深
度の反射物を目標物として、所定深度の潮流の流向・流
速を測定する。
【００１９】また、この発明の超音波診断装置は、上記
相対速度測定装置において、生体内の所定深度位置を目
標物とし、生体内の血流を測定する。
相対速度測定装置において、生体内の所定深度位置を目
標物とし、生体内の血流を測定する。
【００２０】
【発明の実施の形態】この発明の実施形態であるドップ
ラソナーおよび潮流計の構成を、図１〜図５を参照して
説明する。図１は、船舶とその船底から海底方向へ形成
される超音波ビームとの関係について示している。ここ
で、ｙ軸は船首方向の軸、ｘ軸は水平面内においてｙ軸
に直角な方向の軸、ｚ軸は鉛直方向の軸である。送信部
および受信部に設けられた超音波振動子は、所定時間持
続する一定周波数の超音波バースト波を送信する。その
際、超音波振動子は、船底から海底側に俯角θで、且つ
水平面内の角度間隔１２０°で、それぞれ３本の超音波
ビームを形成する。また、これらの超音波振動子は、海
底からの反射波である受信信号を受信する。この送信信
号と受信信号の周波数差をドップラシフト周波数として
検出する。この周波数差は、海底面に対する船舶の相対
速度により定まる。これにより、３本のビームの向く軸
方向の相対速度を求め、さらにこの３つの相対速度か
ら、船舶の二次元または三次元の速度ベクトルを求め
る。
ラソナーおよび潮流計の構成を、図１〜図５を参照して
説明する。図１は、船舶とその船底から海底方向へ形成
される超音波ビームとの関係について示している。ここ
で、ｙ軸は船首方向の軸、ｘ軸は水平面内においてｙ軸
に直角な方向の軸、ｚ軸は鉛直方向の軸である。送信部
および受信部に設けられた超音波振動子は、所定時間持
続する一定周波数の超音波バースト波を送信する。その
際、超音波振動子は、船底から海底側に俯角θで、且つ
水平面内の角度間隔１２０°で、それぞれ３本の超音波
ビームを形成する。また、これらの超音波振動子は、海
底からの反射波である受信信号を受信する。この送信信
号と受信信号の周波数差をドップラシフト周波数として
検出する。この周波数差は、海底面に対する船舶の相対
速度により定まる。これにより、３本のビームの向く軸
方向の相対速度を求め、さらにこの３つの相対速度か
ら、船舶の二次元または三次元の速度ベクトルを求め
る。
【００２１】図２は、１本の超音波ビームについて、船
速とドップラシフト周波数との関係について示してい
る。ここで、送信信号の周波数をｆｏ、超音波の伝搬速
度をＶｏ、船速をＶ、ドップラシフト量をΔとすれば、
次の関係が成り立つ。
速とドップラシフト周波数との関係について示してい
る。ここで、送信信号の周波数をｆｏ、超音波の伝搬速
度をＶｏ、船速をＶ、ドップラシフト量をΔとすれば、
次の関係が成り立つ。
【００２２】Δ＝２（Ｖ／Ｖｏ）ｃｏｓθ
Ｖ＝ＶｏΔ／（２ｃｏｓθ）
ここで、Ｖｏ，θは一定であるので、またはこれらが一
定でなくても、他の手段により求められるので、上式か
ら船速Ｖを求めることができる。
定でなくても、他の手段により求められるので、上式か
ら船速Ｖを求めることができる。
【００２３】但し、上記の関係は、ビームの水平面内の
方向成分についてであるので、これを３つのビームにつ
き３方向の成分として求め、二次元または三次元の船速
を求める。
方向成分についてであるので、これを３つのビームにつ
き３方向の成分として求め、二次元または三次元の船速
を求める。
【００２４】図３は、装置全体の回路構成をブロック図
として示したものである。図３において、ＴＸ信号生成
回路２は、指定された持続時間のバースト信号を生成し
てドライバ回路３へ出力する。ドライバ回路３は、それ
を増幅可能な信号に変換する。増幅回路４は、その信号
を増幅し、送受切替回路５を介して超音波振動子６を駆
動する。送受切替回路５は、送信時に増幅回路４の出力
信号を超音波振動子６へ与え、受信時に超音波振動子６
による信号を増幅回路７へ導く。増幅回路７は受信信号
を増幅し、バンドパスフィルタ８は所定周波数帯域以外
の雑音周波数成分を除去する。増幅回路９は信号成分の
周波数を増幅し、Ａ／Ｄコンバータ１０は、それを所定
のサンプリング間隔でサンプリングするとともにディジ
タルデータに変換する。インターフェイス１は、ＴＸ信
号生成回路２に対する制御データの出力およびＡ／Ｄコ
ンバータ１０からのデータ入力の制御を行う。
として示したものである。図３において、ＴＸ信号生成
回路２は、指定された持続時間のバースト信号を生成し
てドライバ回路３へ出力する。ドライバ回路３は、それ
を増幅可能な信号に変換する。増幅回路４は、その信号
を増幅し、送受切替回路５を介して超音波振動子６を駆
動する。送受切替回路５は、送信時に増幅回路４の出力
信号を超音波振動子６へ与え、受信時に超音波振動子６
による信号を増幅回路７へ導く。増幅回路７は受信信号
を増幅し、バンドパスフィルタ８は所定周波数帯域以外
の雑音周波数成分を除去する。増幅回路９は信号成分の
周波数を増幅し、Ａ／Ｄコンバータ１０は、それを所定
のサンプリング間隔でサンプリングするとともにディジ
タルデータに変換する。インターフェイス１は、ＴＸ信
号生成回路２に対する制御データの出力およびＡ／Ｄコ
ンバータ１０からのデータ入力の制御を行う。
【００２５】以上に示した部分で１つのビームを形成す
る送受信制御回路１０１を構成している。同様にして、
さらに２つの送受信制御回路１０２，１０３を備え、合
計３つのビームを形成する３チャンネル分の送受信制御
回路を設けている。
る送受信制御回路１０１を構成している。同様にして、
さらに２つの送受信制御回路１０２，１０３を備え、合
計３つのビームを形成する３チャンネル分の送受信制御
回路を設けている。
【００２６】ＤＳＰ１２はディジタル信号処理回路であ
り、インターフェイス１１を介して各送受信制御回路１
０１，１０２，１０３により求められた受信データを処
理し、ドップラシフト周波数を検知する。また、このＤ
ＳＰ１２は、各送受信制御回路１０１，１０２，１０３
内のＴＸ信号生成回路２に対して、送信信号生成のため
のデータを所定のタイミングで与える。さらに、ＤＳＰ
１２は、３つのビームについてドップラシフト周波数を
基に、二次元または三次元の船速（移動方向と移動速
度）を求めて、インターフェイス１３を介してホスト装
置へ出力する。
り、インターフェイス１１を介して各送受信制御回路１
０１，１０２，１０３により求められた受信データを処
理し、ドップラシフト周波数を検知する。また、このＤ
ＳＰ１２は、各送受信制御回路１０１，１０２，１０３
内のＴＸ信号生成回路２に対して、送信信号生成のため
のデータを所定のタイミングで与える。さらに、ＤＳＰ
１２は、３つのビームについてドップラシフト周波数を
基に、二次元または三次元の船速（移動方向と移動速
度）を求めて、インターフェイス１３を介してホスト装
置へ出力する。
【００２７】図４は、超音波のバースト波とサンプリン
グタイミングとの関係を示している。図４において、Ｔ
ｂはバースト波の持続時間、Ｔａはバースト波の送信周
期である。超音波である送信信号の周波数ｆｏは、例え
ば１２５ｋＨｚであり、サンプリング周波数ｆｓは、例
えば３１２．５ｋＨｚである。後述するように、受信信
号のバースト波部分の安定した中央部分について、所定
データ数だけサンプリングする。
グタイミングとの関係を示している。図４において、Ｔ
ｂはバースト波の持続時間、Ｔａはバースト波の送信周
期である。超音波である送信信号の周波数ｆｏは、例え
ば１２５ｋＨｚであり、サンプリング周波数ｆｓは、例
えば３１２．５ｋＨｚである。後述するように、受信信
号のバースト波部分の安定した中央部分について、所定
データ数だけサンプリングする。
【００２８】図５は、図３に示したＤＳＰ１２の処理手
順を示すフローチャートである。まず、水深の測定を行
う（ｎ１）。これは、それまでに超音波信号の送受信を
行って、その往復時間により求めた水深データを取り込
むか、または他の手段により測定された水深データを読
み取る。続いて、水深に応じて、バースト波の送信周期
Ｔａ、バースト波の持続時間Ｔｂを決定する（ｎ２）。
通常、水深が深くなる程、受信信号のパワーが低下する
ので、それに伴って送信信号のエネルギーを増すため
に、バースト波の持続時間を長く設定する。また、水深
が深くなる程、超音波の往復に要する時間が長くなるの
で、それに伴って送信周期を長く設定する。このように
設定した条件で、送信タイミングとなれば、図３に示し
たＴｘ信号生成回路２に対してトリガを与えるように制
御データを出力する（ｎ３→ｎ４）。
順を示すフローチャートである。まず、水深の測定を行
う（ｎ１）。これは、それまでに超音波信号の送受信を
行って、その往復時間により求めた水深データを取り込
むか、または他の手段により測定された水深データを読
み取る。続いて、水深に応じて、バースト波の送信周期
Ｔａ、バースト波の持続時間Ｔｂを決定する（ｎ２）。
通常、水深が深くなる程、受信信号のパワーが低下する
ので、それに伴って送信信号のエネルギーを増すため
に、バースト波の持続時間を長く設定する。また、水深
が深くなる程、超音波の往復に要する時間が長くなるの
で、それに伴って送信周期を長く設定する。このように
設定した条件で、送信タイミングとなれば、図３に示し
たＴｘ信号生成回路２に対してトリガを与えるように制
御データを出力する（ｎ３→ｎ４）。
【００２９】その後、図３に示したＡ／Ｄコンバータ１
０により求められたサンプリングデータを読み取り、バ
ースト波部分のサンプリングデータ列を抽出する（ｎ５
→ｎ６）。水深が既にわかっているので、受信信号のど
の範囲にバースト波が含まれているかは推定できる。そ
の時間範囲についてサンプリングデータが所定のレベル
以上で所定の変化を示した時、そのタイミングをバース
ト波の立ち上がり部分とみなす。このバースト波の立ち
上がりの後に続く、バースト波の安定した中央部分につ
いて、所定データ数のサンプリングデータを抽出する。
０により求められたサンプリングデータを読み取り、バ
ースト波部分のサンプリングデータ列を抽出する（ｎ５
→ｎ６）。水深が既にわかっているので、受信信号のど
の範囲にバースト波が含まれているかは推定できる。そ
の時間範囲についてサンプリングデータが所定のレベル
以上で所定の変化を示した時、そのタイミングをバース
ト波の立ち上がり部分とみなす。このバースト波の立ち
上がりの後に続く、バースト波の安定した中央部分につ
いて、所定データ数のサンプリングデータを抽出する。
【００３０】その後、以上のようにして求めたサンプリ
ングデータ列を基に、後述する方法により、ＭＵＳＩＣ
法でスペクトルを求める（ｎ７）。このとき、後述する
ように、単一の線スペクトルが生じるように、ランク数
Ｌ＝２として計算する。そして、そのスペクトルに含ま
れる単一の線スペクトルのピーク周波数を、受信信号の
周波数として検出する（ｎ８）。
ングデータ列を基に、後述する方法により、ＭＵＳＩＣ
法でスペクトルを求める（ｎ７）。このとき、後述する
ように、単一の線スペクトルが生じるように、ランク数
Ｌ＝２として計算する。そして、そのスペクトルに含ま
れる単一の線スペクトルのピーク周波数を、受信信号の
周波数として検出する（ｎ８）。
【００３１】このように１つのバースト波について求め
た受信信号の周波数を、時系列上の複数の周波数データ
について積算平均を行う。すなわち時間軸上で移動平均
を行う（ｎ９）。
た受信信号の周波数を、時系列上の複数の周波数データ
について積算平均を行う。すなわち時間軸上で移動平均
を行う（ｎ９）。
【００３２】以上の処理は、３つのチャンネルすべてに
ついて行い、各ビームの軸方向のドップラシフト周波数
から、船舶の二次元方向の移動速度を算出する（ｎ１
０）。
ついて行い、各ビームの軸方向のドップラシフト周波数
から、船舶の二次元方向の移動速度を算出する（ｎ１
０）。
【００３３】図６は、第２の実施形態に係るドップラソ
ナーおよび潮流計におけるドップラシフト周波数測定手
順を示すフローチャートである。図６において、ステッ
プｎ２０の処理は、図５に示したｎ１〜ｎ９に相当する
処理である。すなわち、サンプリングデータ列からＭＵ
ＳＩＣ法により周波数スペクトルを求める。続いて、同
じサンプリングデータ列を基にＦＦＴにより周波数スペ
クトルを求める（ｎ２１）。そして、複数回分の送受信
によりＦＦＴにより求めた複数の周波数スペクトルを積
算平均する。すなわち時間軸上で所定回数分につき移動
平均を行う（ｎ２２）。その後、ＭＵＳＩＣ法により求
めたスペクトルに含まれる線スペクトルのピーク周波数
に対応する、ＦＦＴにより求めた該当周波数のパワーを
抽出する（ｎ２３）。ＦＦＴにより求めた周波数スペク
トルに、その該当周波数にピーク、すなわち所定パワー
以上の成分（主成分）が存在すれば、確かにＭＵＳＩＣ
法により求めた線スペクトルが受信信号に起因して生じ
たものとみなす。もし上記主成分が存在しなければ、Ｍ
ＵＳＩＣ法により求めた線スペクトルは偽の信号である
ものとみなす。すなわち、上記主成分が存在するものと
みなした場合にのみ船速を算出する（ｎ２４→ｎ２
５）。
ナーおよび潮流計におけるドップラシフト周波数測定手
順を示すフローチャートである。図６において、ステッ
プｎ２０の処理は、図５に示したｎ１〜ｎ９に相当する
処理である。すなわち、サンプリングデータ列からＭＵ
ＳＩＣ法により周波数スペクトルを求める。続いて、同
じサンプリングデータ列を基にＦＦＴにより周波数スペ
クトルを求める（ｎ２１）。そして、複数回分の送受信
によりＦＦＴにより求めた複数の周波数スペクトルを積
算平均する。すなわち時間軸上で所定回数分につき移動
平均を行う（ｎ２２）。その後、ＭＵＳＩＣ法により求
めたスペクトルに含まれる線スペクトルのピーク周波数
に対応する、ＦＦＴにより求めた該当周波数のパワーを
抽出する（ｎ２３）。ＦＦＴにより求めた周波数スペク
トルに、その該当周波数にピーク、すなわち所定パワー
以上の成分（主成分）が存在すれば、確かにＭＵＳＩＣ
法により求めた線スペクトルが受信信号に起因して生じ
たものとみなす。もし上記主成分が存在しなければ、Ｍ
ＵＳＩＣ法により求めた線スペクトルは偽の信号である
ものとみなす。すなわち、上記主成分が存在するものと
みなした場合にのみ船速を算出する（ｎ２４→ｎ２
５）。
【００３４】このように、ＦＦＴによるの周波数分析結
果とＭＵＳＩＣ法による周波数分析結果とを併用するこ
とによって、真のドップラシフト周波数のみを高精度に
求めることができる。
果とＭＵＳＩＣ法による周波数分析結果とを併用するこ
とによって、真のドップラシフト周波数のみを高精度に
求めることができる。
【００３５】図７は、第３の実施形態に係るドップラソ
ナーおよび潮流計におけるドップラシフト周波数測定手
順を示すフローチャートである。図７において、ステッ
プｎ３０の処理は、図５におけるステップｎ１〜ｎ６の
処理に相当する。この処理の後、サンプリングデータ列
を基に、ＦＦＴにより周波数スペクトルのパワーを抽出
する（ｎ３１）。上記ＦＦＴの処理の後、前述した場合
と同様に積算平均（時間軸上の移動平均）を行う（ｎ３
２）。このＦＦＴで求めたスペクトルの積算平均から、
パワーが所定のしきい値より高い主成分を抽出する。
ナーおよび潮流計におけるドップラシフト周波数測定手
順を示すフローチャートである。図７において、ステッ
プｎ３０の処理は、図５におけるステップｎ１〜ｎ６の
処理に相当する。この処理の後、サンプリングデータ列
を基に、ＦＦＴにより周波数スペクトルのパワーを抽出
する（ｎ３１）。上記ＦＦＴの処理の後、前述した場合
と同様に積算平均（時間軸上の移動平均）を行う（ｎ３
２）。このＦＦＴで求めたスペクトルの積算平均から、
パワーが所定のしきい値より高い主成分を抽出する。
【００３６】この主成分が抽出できたなら、上記サンプ
リングデータ列を基に、ＭＵＳＩＣ法により周波数スペ
クトルを求める（ｎ３３→ｎ３４）。その際、ＦＦＴで
求めた主成分を含む狭い周波数範囲についてのみ、ＭＵ
ＳＩＣ法により線スペクトルを求める（ｎ３４）。その
後、ＭＵＳＩＣ法による結果を積算平均する（ｎ３
５）。このようにして積算平均を行った結果に基づき二
次元の船速を算出する（ｎ３６）。
リングデータ列を基に、ＭＵＳＩＣ法により周波数スペ
クトルを求める（ｎ３３→ｎ３４）。その際、ＦＦＴで
求めた主成分を含む狭い周波数範囲についてのみ、ＭＵ
ＳＩＣ法により線スペクトルを求める（ｎ３４）。その
後、ＭＵＳＩＣ法による結果を積算平均する（ｎ３
５）。このようにして積算平均を行った結果に基づき二
次元の船速を算出する（ｎ３６）。
【００３７】ＦＦＴで求めたスペクトルから主成分が抽
出できなかったなら、ＭＵＳＩＣ法による演算は行わな
い（ｎ３３→ＥＮＤ）。
出できなかったなら、ＭＵＳＩＣ法による演算は行わな
い（ｎ３３→ＥＮＤ）。
【００３８】このように、ＦＦＴによるピークの存在す
る狭い周波数範囲についてのみＭＵＳＩＣ法の計算を行
うことにより、その演算時間を大幅に短縮化でき、ドッ
プラシフト周波数の高速な測定が可能となる。または、
処理能力の比較的低い演算処理装置を用いても、短時間
周期でドップラシフト周波数を測定できるようになる。
る狭い周波数範囲についてのみＭＵＳＩＣ法の計算を行
うことにより、その演算時間を大幅に短縮化でき、ドッ
プラシフト周波数の高速な測定が可能となる。または、
処理能力の比較的低い演算処理装置を用いても、短時間
周期でドップラシフト周波数を測定できるようになる。
【００３９】なお、上述の説明では、海底からの反射波
に基づいて船速を測定する場合について示したが、所定
水深からの反射波について同様の処理を行うことによっ
て、船舶に対する相対的な、所定深度の潮流の流向・流
速を求めることができる。
に基づいて船速を測定する場合について示したが、所定
水深からの反射波について同様の処理を行うことによっ
て、船舶に対する相対的な、所定深度の潮流の流向・流
速を求めることができる。
【００４０】また、以上に述べた例では、船舶から海中
方向へ超音波を送信して、反射波を受信するドップラソ
ナーおよび潮流計について説明したが、超音波診断装置
にも同様にも適用できる。すなわち、超音波の送受信部
をプローブに設け、人体の皮膚から人体内へ超音波バー
スト波を送信し、反射波を受信すれば、同様にして血流
によるドップラシフトを検出することができる。
方向へ超音波を送信して、反射波を受信するドップラソ
ナーおよび潮流計について説明したが、超音波診断装置
にも同様にも適用できる。すなわち、超音波の送受信部
をプローブに設け、人体の皮膚から人体内へ超音波バー
スト波を送信し、反射波を受信すれば、同様にして血流
によるドップラシフトを検出することができる。
【００４１】次に、ＭＵＳＩＣ法による周波数スペクト
ルの算出方法について説明する。Ｍ個のデータからなる
時間信号ベクトルＸはｌ（エル）個の正弦波Ｆと雑音Ｎ
から構成されていて、次式が成り立つ。
ルの算出方法について説明する。Ｍ個のデータからなる
時間信号ベクトルＸはｌ（エル）個の正弦波Ｆと雑音Ｎ
から構成されていて、次式が成り立つ。
【００４２】
【数１】
【００４３】である。
【００４４】ベクトルＸから得られるＭ×Ｍ相関行列Ｒ
は次式で表される。
は次式で表される。
【００４５】
【数２】
【００４６】ここに、Ｓ＝［ＦＦH ］で、σ2 は内部雑
音電力である。Ｈは複素転置共役を表す。ＩM はＭ×Ｍ
単位行列である。ただし、内部雑音（熱雑音）は周波数
が異なれば無相関であるとしている。
音電力である。Ｈは複素転置共役を表す。ＩM はＭ×Ｍ
単位行列である。ただし、内部雑音（熱雑音）は周波数
が異なれば無相関であるとしている。
【００４７】行列Ｓはｌ（エル）個の正弦波の相関関係
を表す信号相関行列で、
を表す信号相関行列で、
【００４８】
【数３】
【００４９】のように成分表示される。右肩の＊は複素
共役を表している。
共役を表している。
【００５０】多重波の相互相関は基本的に無変調の正弦
搬送波の相関関係と同じであるため、受信データにおけ
る多重波の相互相関は非常に高い。それ故、前処理とし
て、Ｍ成分のデータからＫ成分（Ｋ＜Ｍ）のサブ・デー
タを１成分ずつずらしながら（Ｍ−Ｋ＋１）個抽出し、
平均処理を行うことによって、相互相関を抑圧する。こ
こで、Ｍ成分のデータと、その対角線上に沿ったＫ成分
の部分相関行列との関係を図１５に示す。
搬送波の相関関係と同じであるため、受信データにおけ
る多重波の相互相関は非常に高い。それ故、前処理とし
て、Ｍ成分のデータからＫ成分（Ｋ＜Ｍ）のサブ・デー
タを１成分ずつずらしながら（Ｍ−Ｋ＋１）個抽出し、
平均処理を行うことによって、相互相関を抑圧する。こ
こで、Ｍ成分のデータと、その対角線上に沿ったＫ成分
の部分相関行列との関係を図１５に示す。
【００５１】
【数４】
【００５２】
【数５】
【００５３】ここで、ｅi は固有ベクトル、λi は固有
値である。固有値は次式のように置ける。
値である。固有値は次式のように置ける。
【００５４】
【数６】
【００５５】これから、相関行列の固有値を求め、内部
雑音電力σ2 より大きい固有値の数Ｌから入力ベクトル
Ｘの信号数ｌ（エル）を推定することができる。ここ
で、Ｌはランク数であり、Ｌ＝２×ｌ（エル）である。
ただし、δijをクロネッカーのデルタ関数として、ｅi
・ｅj ＝δij ，（１≦ｉ，ｊ≦Ｋ）である。本願発明
の場合、一定周波数の送信信号を送信し、ドップラシフ
トを受けた受信信号の周波数を測定するものであるの
で、線スペクトルは単一である。したがってＬ＝２に限
定する。
雑音電力σ2 より大きい固有値の数Ｌから入力ベクトル
Ｘの信号数ｌ（エル）を推定することができる。ここ
で、Ｌはランク数であり、Ｌ＝２×ｌ（エル）である。
ただし、δijをクロネッカーのデルタ関数として、ｅi
・ｅj ＝δij ，（１≦ｉ，ｊ≦Ｋ）である。本願発明
の場合、一定周波数の送信信号を送信し、ドップラシフ
トを受けた受信信号の周波数を測定するものであるの
で、線スペクトルは単一である。したがってＬ＝２に限
定する。
【００５６】内部雑音電力に等しい固有値に対応する固
有ベクトルに対しては、（２）式、（５）式、（６）式
より、次の関係式が導出できる。
有ベクトルに対しては、（２）式、（５）式、（６）式
より、次の関係式が導出できる。
【００５７】
【数７】
【００５８】
【数８】
【００５９】これは内部雑音電力に等しい固有値に対応
する固有ベクトルが、すべてのベクトルａ（ｆj ），ｆ
＝ｆj (jが１〜Ｌについて) と直交することを意味して
いる。 それゆえ、MUSIC パワー・スペクトルは次式で
定義できる。
する固有ベクトルが、すべてのベクトルａ（ｆj ），ｆ
＝ｆj (jが１〜Ｌについて) と直交することを意味して
いる。 それゆえ、MUSIC パワー・スペクトルは次式で
定義できる。
【００６０】
【数９】
【００６１】すなわち、行列Ｓ（アッパーバー付き）の
対角成分が各周波数成分のパワーであるが、この対角成
分が（９）式から計算できる。
対角成分が各周波数成分のパワーであるが、この対角成
分が（９）式から計算できる。
【００６２】次に、ＤＦＴ（離散フーリエ変換）とＭＵ
ＳＩＣ法による周波数スペクトルの違いについて、いく
つかの例を基に説明する。図８は、周波数ｆ＝５００Ｈ
ｚの正弦波に０．１％のガウスノイズを重畳させたもの
を、サンプリング周波数ｆｓ＝２０４８Ｈｚでサンプリ
ングした場合について示している。（ａ）は入力信号、
（ｂ）はそれをＤＦＴにより求めた周波数スペクトル、
（ｃ）はＭＵＳＩＣ法により求めた周波数スペクトルで
ある。ここでサンプリングデータ列のデータ数は１２８
点、移動平均の成分数Ｋは８０としている。以降の各図
に示す例についても同様である。また、この例では、ラ
ンク数Ｌを２としている。
ＳＩＣ法による周波数スペクトルの違いについて、いく
つかの例を基に説明する。図８は、周波数ｆ＝５００Ｈ
ｚの正弦波に０．１％のガウスノイズを重畳させたもの
を、サンプリング周波数ｆｓ＝２０４８Ｈｚでサンプリ
ングした場合について示している。（ａ）は入力信号、
（ｂ）はそれをＤＦＴにより求めた周波数スペクトル、
（ｃ）はＭＵＳＩＣ法により求めた周波数スペクトルで
ある。ここでサンプリングデータ列のデータ数は１２８
点、移動平均の成分数Ｋは８０としている。以降の各図
に示す例についても同様である。また、この例では、ラ
ンク数Ｌを２としている。
【００６３】このようにＭＵＳＩＣ法によれば、ＤＦＴ
による場合より鋭いスペクトルが検出できる。
による場合より鋭いスペクトルが検出できる。
【００６４】図９は、図８に示した条件で１００パーセ
ントのガウスノイズを重畳させた場合である。この場
合、ＤＦＴではノイズの影響をかなり受けるが、ＭＵＳ
ＩＣ法によればノイズの影響をほとんど受けることなく
信号成分を検出できる。このように、ＭＵＳＩＣ法によ
れば、線スペクトル１本の場合にノイズの影響を受けに
くいことがわかる。
ントのガウスノイズを重畳させた場合である。この場
合、ＤＦＴではノイズの影響をかなり受けるが、ＭＵＳ
ＩＣ法によればノイズの影響をほとんど受けることなく
信号成分を検出できる。このように、ＭＵＳＩＣ法によ
れば、線スペクトル１本の場合にノイズの影響を受けに
くいことがわかる。
【００６５】図１０は、周波数ｆ＝４８０Ｈｚの正弦波
と、ｆ＝５００Ｈｚの正弦波とを重ね、さらに０．１％
のガウスノイズを重畳させたものを、サンプリング周波
数ｆｓ＝２０４８Ｈｚでサンプリングした場合について
示している。ＤＦＴによれば（ｂ）に示すように、２つ
の信号成分を分解できないが、ＭＵＳＩＣ法によれば２
つの信号成分が分解できる。ここで、線スペクトルの間
隔を近づけ過ぎると、すなわち２つの周波数信号の周波
数差が小さ過ぎる場合には、ＭＵＳＩＣ法でも正確にス
ペクトルを測定できない。しかし、本願発明では単一周
波数の送信信号を送信し、ドップラシフトを受けた受信
信号をＭＵＳＩＣ法により周波数分析するので、線スペ
クトルは１本しか現れず、線スペクトルのピーク周波数
を正しく求めることができる。
と、ｆ＝５００Ｈｚの正弦波とを重ね、さらに０．１％
のガウスノイズを重畳させたものを、サンプリング周波
数ｆｓ＝２０４８Ｈｚでサンプリングした場合について
示している。ＤＦＴによれば（ｂ）に示すように、２つ
の信号成分を分解できないが、ＭＵＳＩＣ法によれば２
つの信号成分が分解できる。ここで、線スペクトルの間
隔を近づけ過ぎると、すなわち２つの周波数信号の周波
数差が小さ過ぎる場合には、ＭＵＳＩＣ法でも正確にス
ペクトルを測定できない。しかし、本願発明では単一周
波数の送信信号を送信し、ドップラシフトを受けた受信
信号をＭＵＳＩＣ法により周波数分析するので、線スペ
クトルは１本しか現れず、線スペクトルのピーク周波数
を正しく求めることができる。
【００６６】図１１は、周波数ｆ＝２５０Ｈｚの正弦波
と、ｆ＝５００Ｈｚの正弦波とを重ね、さらに１００％
のガウスノイズを重畳させたものを、サンプリング周波
数ｆｓ＝２０４８Ｈｚでサンプリングした場合について
示している。この場合、ＤＦＴによればノイズによって
スペクトルが完全に求められなくなっているが、ＭＵＳ
ＩＣ法によれば信号成分の検出が行える。
と、ｆ＝５００Ｈｚの正弦波とを重ね、さらに１００％
のガウスノイズを重畳させたものを、サンプリング周波
数ｆｓ＝２０４８Ｈｚでサンプリングした場合について
示している。この場合、ＤＦＴによればノイズによって
スペクトルが完全に求められなくなっているが、ＭＵＳ
ＩＣ法によれば信号成分の検出が行える。
【００６７】ＭＵＳＩＣ法により周波数スペクトルを求
める際、ＤＦＴよりも周波数間隔を細かく計算すること
により周波数分解能を上げることができる。図１２は、
その例を示す図である。図１２の（ａ）は、データ数１
２８点で１周期に相当する正弦波（ｆ＝１６Ｈｚ）に４
０％のガウスノイズを重畳させた信号である。（ｂ）は
データ数１２８点で３／４周期の正弦波（ｆ＝１２Ｈ
ｚ）に４０％のガウスノイズを重畳させた信号である。
（ｃ）は１／２周期の正弦波（ｆ＝８Ｈｚ）に４０％の
ガウスノイズを重畳させた信号である。同様に、（ｄ）
は１／４周期の正弦波（ｆ＝４Ｈｚ）に４０％のガウス
ノイズを重畳させた信号である。（ｅ）は、上記４つの
信号をＤＦＴにより求めた周波数スペクトルを重ねて表
したものである。（ａ）に示した信号の主成分は１６Ｈ
ｚとして一応は正しく求められているが、（ｂ）に示し
た信号も１６Ｈｚとして求められている。さらに（ｃ）
および（ｄ）に示す信号の主成分は０Ｈｚとして誤って
求められている。これに対して、（ｆ）はＭＵＳＩＣ法
により求めた、上記４つの信号の周波数スペクトルを重
ねて表したものである。このように、ＭＵＳＩＣ法によ
れば、サンプリングデータ列より波長の長い信号成分に
ついても鋭い線スペクトルを求めることができる。
める際、ＤＦＴよりも周波数間隔を細かく計算すること
により周波数分解能を上げることができる。図１２は、
その例を示す図である。図１２の（ａ）は、データ数１
２８点で１周期に相当する正弦波（ｆ＝１６Ｈｚ）に４
０％のガウスノイズを重畳させた信号である。（ｂ）は
データ数１２８点で３／４周期の正弦波（ｆ＝１２Ｈ
ｚ）に４０％のガウスノイズを重畳させた信号である。
（ｃ）は１／２周期の正弦波（ｆ＝８Ｈｚ）に４０％の
ガウスノイズを重畳させた信号である。同様に、（ｄ）
は１／４周期の正弦波（ｆ＝４Ｈｚ）に４０％のガウス
ノイズを重畳させた信号である。（ｅ）は、上記４つの
信号をＤＦＴにより求めた周波数スペクトルを重ねて表
したものである。（ａ）に示した信号の主成分は１６Ｈ
ｚとして一応は正しく求められているが、（ｂ）に示し
た信号も１６Ｈｚとして求められている。さらに（ｃ）
および（ｄ）に示す信号の主成分は０Ｈｚとして誤って
求められている。これに対して、（ｆ）はＭＵＳＩＣ法
により求めた、上記４つの信号の周波数スペクトルを重
ねて表したものである。このように、ＭＵＳＩＣ法によ
れば、サンプリングデータ列より波長の長い信号成分に
ついても鋭い線スペクトルを求めることができる。
【００６８】ＭＵＳＩＣ法の計算回数を増せば、すなわ
ち（９）式に与える周波数間隔を細かくすれば、さらに
高分解能での検出も可能である。ただし、計算回数が多
くなるとノイズによる影響を受けやすくなるため、必要
な周波数分解能との兼ね合いで設定する。
ち（９）式に与える周波数間隔を細かくすれば、さらに
高分解能での検出も可能である。ただし、計算回数が多
くなるとノイズによる影響を受けやすくなるため、必要
な周波数分解能との兼ね合いで設定する。
【００６９】図１３および図１４はドップラソナーに適
用した場合の例を示している。ここでは、図１に示した
例とは異なり、チャンネルＣＨ１は、船舶の船尾方向に
ビーム俯角５３°で、チャンネルＣＨ２は、船舶の船首
方向にビーム俯角５３°で、それぞれビームを形成して
いる。送信信号の周波数は、ｆ＝１２５ｋＨｚ、サンプ
リング周波数は、ｆｓ＝３１２．５ｋＨｚである。
用した場合の例を示している。ここでは、図１に示した
例とは異なり、チャンネルＣＨ１は、船舶の船尾方向に
ビーム俯角５３°で、チャンネルＣＨ２は、船舶の船首
方向にビーム俯角５３°で、それぞれビームを形成して
いる。送信信号の周波数は、ｆ＝１２５ｋＨｚ、サンプ
リング周波数は、ｆｓ＝３１２．５ｋＨｚである。
【００７０】図１３は、船速が０の場合、図１４は、船
首方向に２ｋｔ（ノット）で移動している場合である。
このようにＤＦＴに比べて、ＭＵＳＩＣ法によれば鋭い
線スペクトルが現れて、鋭い周波数推定が可能となる。
首方向に２ｋｔ（ノット）で移動している場合である。
このようにＤＦＴに比べて、ＭＵＳＩＣ法によれば鋭い
線スペクトルが現れて、鋭い周波数推定が可能となる。
【００７１】なお、以上に示した例では、伝搬波として
超音波を用いたが、アンテナから電磁波を送受信するよ
うにして、物標の相対速度を探知するドップラレーダに
も同様に適用できる。ドップラレーダへの適用により、
物標の低速な相対移動速度の測定も可能となる。
超音波を用いたが、アンテナから電磁波を送受信するよ
うにして、物標の相対速度を探知するドップラレーダに
も同様に適用できる。ドップラレーダへの適用により、
物標の低速な相対移動速度の測定も可能となる。
【００７２】
【発明の効果】この発明によれば、受信信号の単位時間
当たりのサンプリングデータ数が少なくても、高い周波
数分解能で受信信号の周波数が求められる。そのため、
比較的長時間に亘る積算平均を行う必要もなく、測定結
果の変化に遅れが生じる不都合も解消できる。
当たりのサンプリングデータ数が少なくても、高い周波
数分解能で受信信号の周波数が求められる。そのため、
比較的長時間に亘る積算平均を行う必要もなく、測定結
果の変化に遅れが生じる不都合も解消できる。
【００７３】この発明によれば、バースト波を送信し、
それに対応する受信信号に含まれるバースト波について
サンプリングを行う場合、バースト波の持続時間が短く
ても所定の周波数分解能を得るに必要なサンプリング数
が得られるため、バースト波の持続時間を短くでき、そ
のことにより距離分解能が高められる。また、送信周期
を短縮化することもでき、そのことにより頻繁な測定も
可能となる。
それに対応する受信信号に含まれるバースト波について
サンプリングを行う場合、バースト波の持続時間が短く
ても所定の周波数分解能を得るに必要なサンプリング数
が得られるため、バースト波の持続時間を短くでき、そ
のことにより距離分解能が高められる。また、送信周期
を短縮化することもでき、そのことにより頻繁な測定も
可能となる。
【００７４】この発明によれば、周波数分析による結果
を、バースト波の複数回分について平均化することによ
って、単位時間当たりのサンプリングデータ数が、より
少なくても、高い周波数分解能で受信信号の周波数を求
められる。
を、バースト波の複数回分について平均化することによ
って、単位時間当たりのサンプリングデータ数が、より
少なくても、高い周波数分解能で受信信号の周波数を求
められる。
【００７５】この発明によれば、サンプリングデータ列
の離散フーリエ変換による周波数分析結果の概略ピーク
位置近傍の周波数範囲についてのみ、ＭＵＳＩＣ法によ
る周波数分析を行うことにより、その演算時間を大幅に
短縮化でき、ドップラシフト周波数の高速な測定が可能
となる。または、処理能力の比較的低い演算処理装置を
用いても短時間周期でドップラシフト周波数を測定でき
るようになる。
の離散フーリエ変換による周波数分析結果の概略ピーク
位置近傍の周波数範囲についてのみ、ＭＵＳＩＣ法によ
る周波数分析を行うことにより、その演算時間を大幅に
短縮化でき、ドップラシフト周波数の高速な測定が可能
となる。または、処理能力の比較的低い演算処理装置を
用いても短時間周期でドップラシフト周波数を測定でき
るようになる。
【００７６】この発明によれば、サンプリングデータ列
の離散フーリエ変換による周波数分析結果と、ＭＵＳＩ
Ｃ法による周波数分析結果の双方に線スペクトルが現れ
たときの、ＭＵＳＩＣ法による周波数分析結果を、受信
信号の周波数として検出することにより、真のドップラ
シフト周波数のみを高精度に求めることができる。
の離散フーリエ変換による周波数分析結果と、ＭＵＳＩ
Ｃ法による周波数分析結果の双方に線スペクトルが現れ
たときの、ＭＵＳＩＣ法による周波数分析結果を、受信
信号の周波数として検出することにより、真のドップラ
シフト周波数のみを高精度に求めることができる。
【図１】この発明の実施形態に係るドップラソナーまた
は潮流計における船舶と３つの超音波ビームとの関係を
示す図
は潮流計における船舶と３つの超音波ビームとの関係を
示す図
【図２】同ドップラソナーまたは潮流計における、１つ
の超音波ビームについて、船速とドップラシフト周波数
との関係を示す図
の超音波ビームについて、船速とドップラシフト周波数
との関係を示す図
【図３】ドップラソナーまたは潮流計の構成を示すブロ
ック図
ック図
【図４】超音波バースト波について示す図
【図５】ドップラソナーまたは潮流計の処理手順を示す
フローチャート
フローチャート
【図６】第２の実施形態に係るドップラソナーまたは潮
流計の処理手順を示すフローチャート
流計の処理手順を示すフローチャート
【図７】第３の実施形態に係るドップラソナーまたは潮
流計の処理手順を示すフローチャート
流計の処理手順を示すフローチャート
【図８】ＤＦＴによる周波数スペクトルとＭＵＳＩＣ法
による周波数スペクトルとの例を示す図
による周波数スペクトルとの例を示す図
【図９】ＤＦＴによる周波数スペクトルとＭＵＳＩＣ法
による周波数スペクトルとの例を示す図
による周波数スペクトルとの例を示す図
【図１０】ＤＦＴによる周波数スペクトルとＭＵＳＩＣ
法による周波数スペクトルとの例を示す図
法による周波数スペクトルとの例を示す図
【図１１】ＤＦＴによる周波数スペクトルとＭＵＳＩＣ
法による周波数スペクトルとの例を示す図
法による周波数スペクトルとの例を示す図
【図１２】ＤＦＴによる周波数スペクトルとＭＵＳＩＣ
法による周波数スペクトルとの例を示す図
法による周波数スペクトルとの例を示す図
【図１３】ドップラソナーにおける、ＤＦＴによる周波
数スペクトルとＭＵＳＩＣ法による周波数スペクトルと
の例を示す図
数スペクトルとＭＵＳＩＣ法による周波数スペクトルと
の例を示す図
【図１４】ドップラソナーにおける、ＤＦＴによる周波
数スペクトルとＭＵＳＩＣ法による周波数スペクトルと
の例を示す図
数スペクトルとＭＵＳＩＣ法による周波数スペクトルと
の例を示す図
【図１５】平均処理における、Ｍ成分のデータと、その
対角線上に沿ったＫ成分の部分相関行列との関係を示す
図
対角線上に沿ったＫ成分の部分相関行列との関係を示す
図
４−増幅回路
６−超音波振動子
７，９−増幅回路
８−バンドパスフィルタ
１０−Ａ／Ｄコンバータ
１０１，１０２，１０３−送受信制御回路
Claims (9)
- 【請求項１】 所定周波数の送信信号を送信部から送信
する送信手段と、 該送信信号の目標物からの反射信号である受信信号を受
信部で受信し、サンプリングして、サンプリングデータ
列を得る受信手段と、 該受信信号のサンプリングデータ列を、線スペクトルが
１本現れるようにＭＵＳＩＣ法により周波数分析する周
波数分析手段と、 該周波数分析の結果から前記受信信号の周波数を検出す
るとともに、該受信信号の前記送信信号に対する周波数
シフト量をドップラシフト周波数として求めるドップラ
シフト周波数検知手段と、 を備えたドップラシフト周波数測定装置。 - 【請求項２】 前記送信信号はバースト波であり、前記
受信手段は、該バースト波の反射信号に対応する受信信
号のバースト波について、前記サンプリングを行うよう
にした、請求項１に記載のドップラシフト周波数測定装
置。 - 【請求項３】 前記周波数分析手段は、周波数分析結果
を、前記バースト波の複数回分について平均化するよう
にした請求項２に記載のドップラシフト周波数測定装
置。 - 【請求項４】 前記サンプリングデータ列を離散フーリ
エ変換により周波数分析する手段を備え、前記ＭＵＳＩ
Ｃ法による周波数分析手段は、前記離散フーリエ変換に
よる周波数分析結果の概略ピーク位置近傍の周波数範囲
のみについて周波数分析するようにした、請求項１〜３
のいずれかに記載のドップラシフト周波数測定装置。 - 【請求項５】 前記サンプリングデータ列を離散フーリ
エ変換により周波数分析する手段を備え、前記ドップラ
シフト周波数検知手段は、前記離散フーリエ変換による
周波数分析結果と、前記ＭＵＳＩＣ法による周波数分析
結果の双方の同一周波数位置にピークが現れたときの、
前記ＭＵＳＩＣ法による周波数分析結果を、前記受信信
号の周波数として検出するようにした、請求項１〜３の
いずれかに記載のドップラシフト周波数測定装置。 - 【請求項６】 請求項１〜５のいずれかに記載のドップ
ラシフト周波数測定装置において、 前記送信手段は、複数の方向へ送信信号を送信し、前記
受信手段は、前記複数の方向からの受信信号について前
記サンプリングデータ列を得、前記周波数分析手段は、
前記複数の方向からの受信信号の前記サンプリングデー
タ列について周波数分析を行い、前記ドップラシフト周
波数検知手段は、前記複数の方向についてのドップラシ
フト周波数を求め、該複数の方向についてのドップラシ
フト周波数から、前記送信部および受信部の、目標物に
対する多次元方向の相対移動速度を測定するようにした
相対速度測定装置。 - 【請求項７】 請求項６に記載の相対速度測定装置にお
いて、前記送信信号および前記受信信号を超音波とし、
前記送信部および前記受信部を船舶に設け、前記目標物
を海底として、船速を測定するようにしたドップラソナ
ー。 - 【請求項８】 請求項６に記載の相対速度測定装置にお
いて、前記送信信号および前記受信信号を超音波とし、
前記送信部および前記受信部を船舶に設け、前記目標物
を水中の所定深度の反射物として、該所定深度の潮流の
流向・流速を測定するようにした潮流計。 - 【請求項９】 請求項６に記載の相対速度測定装置にお
いて、前記送信信号および前記受信信号を超音波とし、
前記送信部および前記受信部をプローブに設け、前記目
標物を生体内の所定深度位置として、生体内の血流を測
定するようにした超音波診断装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2001319377A JP3881209B2 (ja) | 2001-10-17 | 2001-10-17 | ドップラシフト周波数測定装置およびその利用装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2001319377A JP3881209B2 (ja) | 2001-10-17 | 2001-10-17 | ドップラシフト周波数測定装置およびその利用装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2003121544A true JP2003121544A (ja) | 2003-04-23 |
| JP3881209B2 JP3881209B2 (ja) | 2007-02-14 |
Family
ID=19136936
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2001319377A Expired - Fee Related JP3881209B2 (ja) | 2001-10-17 | 2001-10-17 | ドップラシフト周波数測定装置およびその利用装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3881209B2 (ja) |
Cited By (11)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2007292668A (ja) * | 2006-04-26 | 2007-11-08 | Furuno Electric Co Ltd | ドップラー計測器および潮流計 |
| JP2008232668A (ja) * | 2007-03-16 | 2008-10-02 | Fujitsu Ltd | 直接シーケンススペクトル拡散方式のレーダー、レーダーで使用される方法及びコンピュータプログラム |
| JP2011203276A (ja) * | 2011-07-15 | 2011-10-13 | Furuno Electric Co Ltd | ドップラー計測器および潮流計 |
| JP2012013595A (ja) * | 2010-07-02 | 2012-01-19 | National Agriculture & Food Research Organization | 壁面自動追尾型水路トンネル撮影装置 |
| JP2013178263A (ja) * | 2013-04-25 | 2013-09-09 | Fujitsu Ltd | 直接シーケンススペクトル拡散方式のレーダー |
| JP2014153354A (ja) * | 2013-02-12 | 2014-08-25 | Mitsubishi Electric Corp | ３相電力系統における周波数及び位相を推定する方法 |
| WO2017138334A1 (ja) * | 2016-02-10 | 2017-08-17 | 株式会社デンソー | 超音波受信装置 |
| CN108196257A (zh) * | 2018-03-13 | 2018-06-22 | 深圳市枫芒科技有限公司 | 超声波式物体检测装置及检测方法 |
| CN114552182A (zh) * | 2022-02-17 | 2022-05-27 | 华中师范大学 | 一种探测频率可调的天线结构及使用方法 |
| CN115327505A (zh) * | 2022-10-12 | 2022-11-11 | 深圳大学 | 一种多径环境下低空目标角度估计方法及相关设备 |
| CN115390025A (zh) * | 2022-03-10 | 2022-11-25 | 南京信息工程大学 | 一种通过三维目标声散射评估电磁散射特征的方法 |
-
2001
- 2001-10-17 JP JP2001319377A patent/JP3881209B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (13)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2007292668A (ja) * | 2006-04-26 | 2007-11-08 | Furuno Electric Co Ltd | ドップラー計測器および潮流計 |
| JP2008232668A (ja) * | 2007-03-16 | 2008-10-02 | Fujitsu Ltd | 直接シーケンススペクトル拡散方式のレーダー、レーダーで使用される方法及びコンピュータプログラム |
| JP2012013595A (ja) * | 2010-07-02 | 2012-01-19 | National Agriculture & Food Research Organization | 壁面自動追尾型水路トンネル撮影装置 |
| JP2011203276A (ja) * | 2011-07-15 | 2011-10-13 | Furuno Electric Co Ltd | ドップラー計測器および潮流計 |
| JP2014153354A (ja) * | 2013-02-12 | 2014-08-25 | Mitsubishi Electric Corp | ３相電力系統における周波数及び位相を推定する方法 |
| JP2013178263A (ja) * | 2013-04-25 | 2013-09-09 | Fujitsu Ltd | 直接シーケンススペクトル拡散方式のレーダー |
| WO2017138334A1 (ja) * | 2016-02-10 | 2017-08-17 | 株式会社デンソー | 超音波受信装置 |
| JP2017142172A (ja) * | 2016-02-10 | 2017-08-17 | 株式会社Ｓｏｋｅｎ | 超音波受信装置 |
| CN108196257A (zh) * | 2018-03-13 | 2018-06-22 | 深圳市枫芒科技有限公司 | 超声波式物体检测装置及检测方法 |
| CN114552182A (zh) * | 2022-02-17 | 2022-05-27 | 华中师范大学 | 一种探测频率可调的天线结构及使用方法 |
| CN114552182B (zh) * | 2022-02-17 | 2023-10-31 | 华中师范大学 | 一种探测频率可调的天线结构及使用方法 |
| CN115390025A (zh) * | 2022-03-10 | 2022-11-25 | 南京信息工程大学 | 一种通过三维目标声散射评估电磁散射特征的方法 |
| CN115327505A (zh) * | 2022-10-12 | 2022-11-11 | 深圳大学 | 一种多径环境下低空目标角度估计方法及相关设备 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP3881209B2 (ja) | 2007-02-14 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| CN106226754B (zh) | 基于时间反演的低仰角波达方向估计方法 | |
| JP4727311B2 (ja) | レーダ装置 | |
| CN109283536A (zh) | 一种多波束测深声呐水体成像波束形成算法 | |
| US20090003134A1 (en) | Method and Apparatus for Improved Active Sonar Using Singular Value Decomposition Filtering | |
| KR20090125283A (ko) | 위치결정을 위한 시스템 및 방법 | |
| JP6179940B2 (ja) | ドップラーイメージング信号送信装置、ドップラーイメージング信号受信装置、ドップラーイメージングシステム及び方法 | |
| Zhang et al. | Multitarget AOA estimation using wideband LFMCW signal and two receiver antennas | |
| JP7349661B2 (ja) | 推定方法、推定装置およびプログラム | |
| JP3881209B2 (ja) | ドップラシフト周波数測定装置およびその利用装置 | |
| JP2015514971A (ja) | 物標検出の方法 | |
| JP6279193B2 (ja) | 物体検出装置及びセンサ装置 | |
| JP3595220B2 (ja) | 合成開口レーダ装置及び目標散乱点検出方法 | |
| US11125870B2 (en) | Moving-target detection system and moving-target detection method | |
| CN109782249B (zh) | 一种两目标相关时延估计算法 | |
| US8116169B2 (en) | Active sonar system and active sonar method using noise reduction techniques and advanced signal processing techniques | |
| CN115267721B (zh) | 一种基于双频sar的地面动目标径向速度估计方法 | |
| Gong et al. | Passive underwater event and object detection based on time difference of arrival | |
| JP2007163271A (ja) | 地中レーダ画像処理法 | |
| US20240019574A1 (en) | Doppler compensation system and doppler compensation method | |
| CN111381229B (zh) | 推测方法、推测装置以及记录介质 | |
| CN105411627B (zh) | 一种测量血流横向速度的装置及方法 | |
| RU2368919C1 (ru) | Способ идентификации целей по гидролокационным сигналам | |
| JP5025170B2 (ja) | 到来波数検出装置 | |
| Fujiwara et al. | A novel technique for high resolution ultrasound imaging super resolution FM-Chirp correlation Method (SCM) | |
| JP6610224B2 (ja) | バイスタティックアクティブソーナー装置およびその受信器 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20041005 |
|
| A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20060420 |
|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20060425 |
|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20060808 |
|
| A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20061003 |
|
| TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20061031 |
|
| A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20061109 |
|
| R150 | Certificate of patent or registration of utility model |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20101117 Year of fee payment: 4 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20101117 Year of fee payment: 4 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20111117 Year of fee payment: 5 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20111117 Year of fee payment: 5 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20121117 Year of fee payment: 6 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20131117 Year of fee payment: 7 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20141117 Year of fee payment: 8 |
|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |