JP2003101354A - フィードフォワード増幅器 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 広い周波数帯域に渡って十分な歪抑圧量が得
られるフィードフォワード増幅器を提供する。 【解決手段】 歪除去用パイロット信号として周波数の
異なる２つのパイロット信号が用いられる。補助増幅器
１０内の整合回路に可変容量素子２４が備えられてお
り、この可変容量素子２４により整合回路のインピーダ
ンスを可変にできる。そして、制御信号演算回路１９内
において、検出した２つのパイロット信号の振幅レベル
の差が減算器３２によって求められ、演算回路３３が２
つのパイロット信号の振幅レベルの差に基づいた制御信
号を演算して可変容量素子２４に与えることにより、補
助増幅器１０の振幅周波数特性の傾きを補正する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、携帯電話用基地局
等を始め、無線通信、有線通信の分野で低歪増幅のため
使用されるフィードフォワード増幅器に関する。

【０００２】

【従来の技術】フィードフォワード増幅器においては、
周囲温度の変化、構成部品の性能の経時変化等に対処し
常に最適な制御状態を得るため、パイロット信号を歪検
出ループ及び歪除去ループに注入し、このパイロット信
号の検出レベルに応じて歪検出ループ及び歪除去ループ
内に設けられたベクトル調整回路あるいは利得調整回路
と位相調整回路を制御する。パイロット信号の周波数
は、増幅器の使用周波数帯域外に設定されている。フィ
ードフォワード増幅器を構成する部品が平坦な振幅周波
数特性を有するわけではないため、パイロット信号の周
波数において歪検出ループ及び歪除去ループが最適に制
御されたとしても、増幅器の使用周波数帯域においては
歪抑圧量が劣化し、パイロット信号の周波数から離れる
ほど歪抑圧量の劣化が大きくなる。

【０００３】そのため従来のフィードフォワード増幅器
においては、増幅器の使用周波数帯域より上側の周波数
と下側の周波数に設定された２つのパイロット信号を歪
検出ループ及び歪除去ループに注入し、この２つのパイ
ロット信号の検出レベルに応じて歪検出ループ及び歪除
去ループ内に設けられたベクトル調整回路あるいは利得
調整回路と位相調整回路を制御する。これによって増幅
器の使用周波数帯域での歪抑圧量の改善を図っている。

【０００４】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、フィー
ドフォワード増幅器を構成する部品が平坦な振幅周波数
特性を有するわけではないため、従来のフィードフォワ
ード増幅器においては、周波数の異なる２つのパイロッ
ト信号を用いて歪検出ループ及び歪除去ループを最適に
制御したとしても、十分な歪抑圧量が得られる周波数
は、２つのパイロット信号の平均周波数付近のみの狭い
帯域であり、２つのパイロット信号の平均周波数から離
れるにしたがって歪抑圧量の劣化が大きくなるので、広
い周波数帯域に渡って十分な歪抑圧量が得られないとい
う課題があった。

【０００５】本発明は上記課題に鑑みてなされたもので
あり、広い周波数帯域に渡って十分な歪抑圧量が得られ
るフィードフォワード増幅器を提供することを目的とす
る。

【０００６】

【課題を解決するための手段】このような目的を達成す
るために、本発明に係るフィードフォワード増幅器は、
入力信号を増幅する主増幅器と、この主増幅器への入力
信号の１部とこの主増幅器からの出力信号の１部を歪検
出用の振幅及び位相の相互関係の調整後に結合すること
で、この主増幅器において発生した歪信号を検出する歪
検出ループと、この歪信号と前記主増幅器からの出力信
号を歪除去用の振幅及び位相の相互関係の調整後に結合
することで、この歪信号を抑圧し低歪化出力信号を出力
する歪除去ループと、前記歪検出ループで結合対象とさ
れる各信号経路に歪検出用パイロット信号を送り、この
歪検出用パイロット信号を前記歪信号中から検出し、そ
の検出レベルに基づき歪検出用の振幅及び位相の相互関
係の調整を行う歪検出ループ制御手段と、前記歪除去ル
ープで結合対象とされる各信号経路に歪除去用パイロッ
ト信号を送り、この歪除去用パイロット信号を前記低歪
化出力信号中から検出し、その検出レベルに基づき歪除
去用の振幅及び位相の相互関係の調整を行う歪除去ルー
プ制御手段と、を備えたフィードフォワード増幅器であ
って、前記歪除去ループは、歪除去用の振幅の相互関係
の調整を行う振幅調整手段と、歪除去用の位相の相互関
係の調整を行う位相調整手段と、補助増幅器と、この補
助増幅器の振幅周波数特性の傾きを補正する傾き補正手
段と、を備え、前記歪除去ループ制御手段は、前記補助
増幅器の振幅周波数特性の傾きを算出する傾き算出手段
を備え、この傾き算出手段の算出値に基づき前記傾き補
正手段を制御することで前記補助増幅器の振幅周波数特
性の傾きを補正することを特徴とする。

【０００７】このように、歪除去ループ制御手段は傾き
算出手段を備えることにより、補助増幅器の振幅周波数
特性の傾きを求めることができる。そして、傾き算出手
段による算出値に基づき歪除去ループ内に設けられた傾
き補正手段を制御することにより、補助増幅器の振幅周
波数特性の傾きを平坦に近づける方向に補正することが
できる。補助増幅器の振幅周波数特性が平坦になるよう
に補正されれば、後は振幅調整手段及び位相調整手段に
より補助増幅器の振幅周波数特性及び位相周波数特性を
上下にシフトして調整することで、広い周波数帯域に渡
って十分な歪抑圧量を得ることができる。

【０００８】本発明に係るフィードフォワード増幅器シ
ステムは、さらに、前記歪除去用パイロット信号は、周
波数が異なる２つのパイロット信号であり、前記歪除去
ループ制御手段は、前記低歪化出力信号中から検出した
２つのパイロット信号の振幅レベル差を前記傾き算出手
段によって算出し、２つのパイロット信号の振幅レベル
差に基づき前記傾き補正手段を制御することを特徴とす
る。

【０００９】このように、歪除去ループ制御手段は、低
歪化出力信号中から検出した２つのパイロット信号の振
幅レベル差を傾き算出手段によって算出することによ
り、補助増幅器の振幅周波数特性の傾きを求めることが
できる。そして、２つのパイロット信号の振幅レベル差
に基づき傾き補正手段を制御することにより、補助増幅
器の振幅周波数特性の傾きを平坦に近づける方向に補正
することができる。したがって、広い周波数帯域に渡っ
て十分な歪抑圧量を得ることができる。

【００１０】本発明に係るフィードフォワード増幅器シ
ステムは、さらに、前記歪除去用パイロット信号は、局
部発振信号を用いて基本パイロット信号を周波数変換す
ることで得られる和周波数成分及び差周波数成分の上側
及び下側パイロット信号であり、前記歪除去ループ制御
手段は、前記低歪化出力信号中から検出した上側及び下
側パイロット信号を前記局部発振信号を用いて同位相及
び直交位相で逆周波数変換し、同位相で逆周波数変換さ
れた上側及び下側パイロット信号と直交位相で逆周波数
変換された上側及び下側パイロット信号をそれぞれ分離
した状態で出力する検出側ミキサと、同位相で逆周波数
変換された上側及び下側パイロット信号の和を求める第
１の加算器と、直交位相で逆周波数変換された上側及び
下側パイロット信号の和を求める第２の加算器と、同位
相で逆周波数変換された上側及び下側パイロット信号の
差を求める減算器と、前記基本パイロット信号を参照信
号とし、前記第１の加算器、前記第２の加算器及び前記
減算器からの出力信号を入力して同期検波を行い、振幅
制御信号、位相制御信号及び振幅傾き制御信号をそれぞ
れ出力する同期検波手段と、を備え、振幅制御信号に基
づき前記振幅調整手段を制御し、位相制御信号に基づき
前記位相調整手段を制御し、振幅傾き制御信号を前記傾
き算出手段の算出値として前記傾き補正手段を制御する
ことを特徴とする。

【００１１】また、本発明に係るフィードフォワード増
幅器システムは、さらに、前記歪除去用パイロット信号
は、局部発振信号を用いて基本パイロット信号を周波数
変換することで得られる和周波数成分及び差周波数成分
の上側及び下側パイロット信号であり、前記歪除去ルー
プ制御手段は、前記低歪化出力信号中から検出した上側
及び下側パイロット信号を混合した状態で前記局部発振
信号を用いて同位相及び直交位相で逆周波数変換する検
出側ミキサと、この検出側ミキサからの出力信号を用い
て上側及び下側パイロット信号を分離して出力する分離
手段と、前記基本パイロット信号を参照信号とし、この
分離された上側及び下側パイロット信号のそれぞれを同
位相及び直交位相で同期検波を行う同期検波手段と、を
備え、同位相で同期検波された上側及び下側パイロット
信号の和に基づき前記振幅調整手段を制御し、直交位相
で同期検波された上側及び下側パイロット信号の和に基
づき前記位相調整手段を制御し、同位相で同期検波され
た上側及び下側パイロット信号の差を前記傾き算出手段
の算出値として前記傾き補正手段を制御することを特徴
とする。

【００１２】このように、低歪化出力信号中から検出し
た上側及び下側パイロット信号を用いて、補助増幅器の
振幅周波数特性の傾きを算出する際に、上側及び下側パ
イロット信号のレベル差を、振幅周波数特性に起因する
成分と位相周波数特性に起因する成分とに分離すること
ができる。したがって、上側及び下側パイロット信号の
レベル差から振幅周波数特性に起因する成分のみを抽出
し、それに基づいて傾き補正手段を制御することによ
り、広い周波数帯域に渡って十分な歪抑圧量を得ること
ができ、かつ正確で安定した歪除去制御を実現できる。

【００１３】本発明に係るフィードフォワード増幅器シ
ステムは、さらに、前記傾き補正手段は、前記補助増幅
器の整合回路に設けられた可変容量素子であることを特
徴とする。

【００１４】本発明に係るフィードフォワード増幅器シ
ステムは、さらに、前記傾き補正手段は、前記歪除去ル
ープ内に前記補助増幅器と直列して設けられたカットオ
フ周波数が可変のハイパスフィルタであることを特徴と
する。

【００１５】本発明に係るフィードフォワード増幅器シ
ステムは、さらに、前記傾き補正手段は、前記歪除去ル
ープ内に前記補助増幅器と直列して設けられた可変等化
器であることを特徴とする。

【００１６】

【発明の実施の形態】以下、本発明の実施の形態（以下
実施形態という）を、図面に従って説明する。

【００１７】（１）第１実施形態 図１は、本発明の第１実施形態に係るフィードフォワー
ド増幅器の構成を示すブロック図である。フィードフォ
ワード増幅器は、主増幅器５で発生した歪信号を検出す
る歪検出ループ２１、この歪信号を出力信号中から除去
または抑圧する歪除去ループ２２、歪検出用パイロット
信号を出力し歪検出用パイロット信号の検出レベルに基
づき歪検出ループ２１を最適に制御する歪検出ループ制
御手段３０及び歪除去用パイロット信号を出力し歪除去
用パイロット信号の検出レベルに基づき歪除去ループ２
２を最適に制御する歪除去ループ制御手段２３を備えて
いる。歪検出ループ２１は、分配回路３、ベクトル調整
回路４、主増幅器５、遅延回路６及び方向性結合器７を
備えており、歪除去ループ２２は、振幅調整手段として
の利得調整回路８、位相調整手段としての位相調整回路
９、補助増幅器１０、方向性結合器１１及び遅延回路１
２を備えている。歪除去ループ制御手段２３は、発振回
路１６、１７、受信回路１８及び制御信号演算回路１９
を備えている。

【００１８】なお、図１においては歪検出ループ制御手
段３０の詳細な構成について省略しているが、歪検出ル
ープ制御手段３０の構成は、後述する本実施形態の歪除
去ループ制御手段２３と同様の構成であってもよいし、
あるいは従来の歪検出ループ２１の最適化を行うための
構成であってもよい。

【００１９】分配回路３は、入力端子１からの入力信号
をベクトル調整回路４及び遅延回路６に分配する。ベク
トル調整回路４は分配された入力信号の振幅及び位相を
調整して主増幅器５へ出力する。主増幅器５は、ベクト
ル調整回路４からの信号を増幅し、出力信号を方向性結
合器７に供給する。遅延回路６は分配された入力信号を
遅延させ、方向性結合器７に供給する。方向性結合器７
は、主増幅器５からの出力信号を遅延回路１２を介し方
向性結合器１１に供給する一方で、主増幅器５からの出
力信号の１部を分岐して遅延回路６からの信号と結合さ
せ、その結果得られた信号を利得調整回路８に供給す
る。利得調整回路８は、方向性結合器７からの信号の振
幅を調整して位相調整回路９へ出力する。位相調整回路
９は、利得調整回路８からの信号の位相を調整して補助
増幅器１０へ出力する。補助増幅器１０は、位相調整回
路９からの信号を増幅して方向性結合器１１へ出力す
る。方向性結合器１１は、遅延回路１２により遅延され
た信号と補助増幅器１０により増幅された信号を結合
し、その結果得られた信号を出力端子２を介し後段の回
路へ出力する。

【００２０】ここで、分配回路３により分配され、方向
性結合器７において結合の対象となる２種類の信号のう
ち、主増幅器５を通り方向性結合器７に供給される信号
には、主増幅器５において発生する歪成分が含まれてい
る。一方、遅延回路６を通り方向性結合器７に供給され
る信号には歪成分は含まれていない。したがって、方向
性結合器７において結合の対象となる２種類の信号に含
まれる成分のうち、主増幅器５へ入力される信号に対応
する成分同士を、方向性結合器７内の信号結合点におい
て同振幅かつ逆位相の状態で結合することにより、主増
幅器５において発生する歪成分を検出することができ
る。また、方向性結合器１１において結合の対象となる
２種類の信号のうち、遅延回路１２を通り方向性結合器
１１に供給される信号には、主増幅器５で発生した歪成
分が含まれている。そして、補助増幅器１０を通り方向
性結合器１１に供給される信号については、主として主
増幅器５で発生した歪成分のみを含む信号となるので、
方向性結合器１１において結合の対象となる２種類の信
号に含まれる歪み成分同士を、方向性結合器１１内の信
号結合点において同振幅かつ逆位相の状態で結合するこ
とにより、方向性結合器１１から出力端子２を介し出力
される信号から歪成分を除去することができる。

【００２１】方向性結合器７及び方向性結合器１１内の
信号結合点において以上のような振幅、位相関係を成り
立たせるために、ベクトル調整回路４により主増幅器５
に入力される信号の振幅及び位相が最適に制御される。
また同様に、利得調整回路８及び位相調整回路９によ
り、補助増幅器１０に入力される信号の振幅及び位相が
最適に制御される。

【００２２】ベクトル調整回路４は例えば直交変調回路
により、利得調整回路８は例えば可変減衰回路あるいは
可変抵抗により、位相調整回路９は例えば可変移相回路
によりそれぞれ構成される。ベクトル調整回路４の代わ
りに利得調整回路８及び位相調整回路９を用いること
も、利得調整回路８と位相調整回路９の代わりにベクト
ル調整回路４を用いることも、また、利得調整回路８と
位相調整回路９の順序の入れ替えも可能である。遅延回
路６、１２は、それぞれ並行して設けられている主増幅
器５側及び補助増幅器１０側の信号経路において発生す
る信号遅延を補償するために設けられており、各種の遅
延線等で構成される。

【００２３】フィードフォワード増幅器においては、周
囲温度の変化、構成部品の性能の経時変化等に対処し常
に最適な制御状態を得るため、歪検出用パイロット信号
を歪検出ループ２１内に送り、歪検出用パイロット信号
の検出レベルに応じてベクトル調整回路４を制御する。
その場合に、歪検出用パイロット信号は、分配回路３よ
り前段の信号経路上の点において注入され、方向性結合
器７内の信号結合点から補助増幅器１０を経て方向性結
合器１１内の信号結合点に至る経路上の任意の点におい
て検出される（図１では方向性結合器７と利得調整回路
８の間で検出した場合を示している）。同様に歪除去用
パイロット信号を歪除去ループ２２内に送り、歪除去用
パイロット信号の検出レベルに応じて利得調整回路８及
び位相調整回路９を制御する。

【００２４】本実施形態においては、歪除去ループ２２
を最適化するための歪除去用パイロット信号として、増
幅器の使用周波数帯域より上側の周波数ｆ₁と下側の周
波数ｆ₂に設定された２つのパイロット信号が、発振回
路１６、１７から出力され、途中の加算器２０で混合さ
れ、分配回路３内の信号分岐点から主増幅器５を経て方
向性結合器７内の信号分岐点に至る経路上の任意の点に
おいて信号経路に注入される（図１では主増幅器５の複
数の増幅器段の間に注入した場合を示している）。

【００２５】注入された２つのパイロット信号は、方向
性結合器１１と出力端子２の間に設けられている分配回
路１３において分岐された信号から取り出されるが、そ
の際に、分配回路１３において分岐された信号経路に
は、２つのパイロット信号がそれぞれ属する周波数成分
を取り出すための狭帯域フィルタ１４、１５が設けられ
ており、この狭帯域フィルタ１４、１５によって２つの
狭帯域成分がそれぞれ取り出される。

【００２６】狭帯域フィルタ１４、１５によって取り出
された２つの狭帯域成分は、出力端子２からの出力信号
中に残留しているパイロット信号とみなすことができる
ので、狭帯域フィルタ１４、１５の出力に設けられた受
信回路１８によってそれぞれのパイロット信号の振幅レ
ベルが検出される。制御信号演算回路１９には、受信回
路１８により検出された２つのパイロット信号の振幅レ
ベルが入力され、パイロット信号の振幅レベルすなわち
パイロット信号の残留量を歪信号の残留量を示す指標と
してこれに基づき発生させた制御信号を利得調整回路８
及び位相調整回路９に与え、振幅及び位相の調整量を最
適に制御する。

【００２７】ここで、従来技術の課題について再度詳細
に説明する。例えば、下側の周波数ｆ₂のパイロット信
号の検出レベルが最小になるように制御信号を利得調整
回路８及び位相調整回路９に与えれば、下側の周波数ｆ
₂のパイロット信号の周波数においては大きい歪抑圧量
を得ることはできる。しかし、フィードフォワード増幅
器を構成する部品が平坦な振幅周波数特性を有するわけ
ではないため、下側の周波数ｆ₂のパイロット信号の周
波数から離れた周波数になるにしたがって歪抑圧量の劣
化が大きくなる。また、２つのパイロット信号の検出レ
ベルの和が最小になるように制御信号を利得調整回路８
及び位相調整回路９に与えれば、２つのパイロット信号
の平均周波数付近の周波数においては大きい歪抑圧量を
得ることはできる。しかし、同様に２つのパイロット信
号の平均周波数から離れた周波数になるにしたがって歪
抑圧量の劣化が大きくなる。このように、従来のフィー
ドフォワード増幅器においては、広い周波数帯域に渡っ
て十分な歪抑圧量を得ることができなかった。

【００２８】本実施形態において特徴的な点は、補助増
幅器１０内の整合回路に傾き補正手段としての可変容量
素子２４が備えられており、この可変容量素子２４によ
り整合回路のインピーダンスを可変にできることであ
る。そして、制御信号演算回路１９内において、２つの
パイロット信号の振幅レベルの差が傾き検出手段として
の減算器３２によって求められ、演算回路３３が２つの
パイロット信号の振幅レベルの差に基づいて制御信号を
演算して可変容量素子２４に与えることである。また、
制御信号演算回路１９内では、２つのパイロット信号の
振幅レベルの和が加算器３１によって求められ、演算回
路３３は２つのパイロット信号の振幅レベルの和に基づ
いて制御信号を演算して利得調整回路８及び位相調整回
路９に与える。

【００２９】図２に補助増幅器１０内の１段における等
価回路の１例を示す。信号は入力端子２５から信号増幅
を行うバイポーラトランジスタ２９のベース端子へ入力
される。バイポーラトランジスタ２９のエミッタ端子は
接地され、コレクタ端子には出力整合回路２７の入力が
接続されている。出力整合回路２７は、コンデンサ及び
インダクタを含み、その出力端子２６に接続される負
荷、例えば次段の増幅回路に対してインピーダンス整合
をとる。さらに、出力整合回路２７には、可変容量素子
としてのバラクタダイオード２４が備えられており、そ
のカソード側には２つのパイロット信号の振幅レベルの
差に基づき演算回路３３で発生させた制御信号が入力さ
れる制御信号端子２８が備えられている。

【００３０】なお、図２では省略しているが、通常はバ
イポーラトランジスタ２９に対してインピーダンス整合
をとるための入力整合回路が、入力端子２５とバイポー
ラトランジスタ２９のベース端子の間に設けられる。そ
して、図２では出力整合回路２７内にバラクタダイオー
ド２４を備えた場合を示しているが、入力整合回路内に
バラクタダイオード２４を備えてもよい。また、バイポ
ーラトランジスタ２９の代わりにＦＥＴを用いてもよ
い。

【００３１】図２において制御信号端子２８への電圧を
変化させることにより、バラクタダイオード２４の容量
が変化し、出力整合回路２７のインピーダンスを変化さ
せることができる。出力整合回路２７のインピーダンス
が変化すると、その出力への反射損による損失が変化す
るため、補助増幅器１０の振幅周波数特性の傾きを変化
させることができる。なお、本実施形態では制御信号に
より整合回路のインピーダンスを変化させることができ
ればよいので、整合回路の構成は図２に限るものではな
い。

【００３２】本実施形態においては、受信回路１８によ
って２つのパイロット信号の振幅レベルが検出される。
そしてこの２つのパイロット信号の振幅レベルの差を求
めることにより、歪除去ループ２２内の補助増幅器１０
を通る信号経路と遅延回路１２を通る信号線路との間に
どの程度の振幅周波数特性の傾きの差があるかを求める
ことができる。そして、振幅周波数特性の傾きの差を示
す２つのパイロット信号の振幅レベルの差に基づき発生
させた制御信号を用いてバラクタダイオード２４の容量
を変化させることで、振幅周波数特性の傾きの差を補正
することができる。具体的には、振幅周波数特性の傾き
の差の要因については、補助増幅器１０の振幅周波数特
性が高周波数になるほど振幅が下がる右肩下がりの特性
を持っていることが支配的であり、バラクタダイオード
２４の容量を変化させることでこの右肩下がりの特性を
平坦に近づける方向に補正する。歪除去ループ２２内の
補助増幅器１０を通る信号経路と遅延回路１２を通る信
号線路との間に振幅周波数特性の傾きの差がなければ、
利得調整回路８及び位相調整回路９を用いて補助増幅器
１０側の信号経路の振幅周波数特性及び位相周波数特性
を上下にシフトして調整することで、広い周波数帯域に
渡って両信号経路の振幅周波数特性を同振幅に一致さ
せ、かつ位相周波数特性を逆位相に一致させることがで
きるので、２つのパイロット信号の振幅レベルの差に基
づきバラクタダイオード２４への電圧を制御すること
で、広い周波数帯域に渡って十分な歪抑圧量を得ること
ができる。

【００３３】なお、実際はバラクタダイオード２４の容
量を変化させると、補助増幅器１０の位相周波数特性の
傾きは僅かではあるが変化する。したがって、バラクタ
ダイオード２４によって振幅周波数特性の傾きの補正を
行う範囲については、位相周波数特性の傾きの変化が歪
抑圧に悪影響を与えないように実験的または解析的にに
定める。

【００３４】上記の説明では、補助増幅器１０内の整合
回路にバラクタダイオード２４を設け、このバラクタダ
イオード２４の容量を変化させて整合回路のインピーダ
ンスを変化させることにより、振幅周波数特性の傾きを
補正する場合について説明したが、補助増幅器１０内の
整合回路にバラクタダイオード２４を設ける代わりに、
方向性結合器７内の信号結合点から補助増幅器１０を経
て方向性結合器１１内の信号結合点に至る信号経路の途
中にカットオフ周波数が可変のハイパスフィルタ３４を
設け、カットオフ周波数を変化させることによっても振
幅周波数特性の傾きを補正することができる。

【００３５】図３にカットオフ周波数が可変のハイパス
フィルタ３４の等価回路の１例を示す。図３では１例と
して位相調整回路９と補助増幅器１０の間に設けた場合
について示している。なお、図３において他の構成は図
１と同様なので省略している。ハイパスフィルタ３４は
コンデンサ及びインダクタを含む。そして、ハイパスフ
ィルタ３４内にバラクタダイオード３５が備えられてお
り、そのカソード側には２つのパイロット信号の振幅レ
ベルの差に基づき演算回路３３で発生させた制御信号が
入力される制御信号端子３６が備えられている。制御信
号端子３６への電圧を変化させることにより、バラクタ
ダイオード３５の容量が変化し、ハイパスフィルタ３４
のカットオフ周波数を変化させることができる。カット
オフ周波数周辺ではハイパスフィルタ３４の振幅周波数
特性の右肩上がりの傾きが、高周波数になるにつれて小
さくなる方向に変化するため、ハイパスフィルタ３４の
カットオフ周波数を２つのパイロット信号の周波数付
近、例えば２つのパイロット信号の周波数の間に設定
し、カットオフ周波数をバラクタダイオード３５によっ
て変化させることで、補助増幅器１０の右肩下がりの振
幅周波数特性を平坦に近づける方向に補正することがで
きる。また、制御信号によってハイパスフィルタ３４の
カットオフ周波数を変化させることができればよいの
で、ハイパスフィルタ３４の構成は図３に限るものでは
ない。また、ハイパスフィルタ３４を設ける代わりに、
図示しないが方向性結合器７内の信号分岐点から遅延回
路１２を経て方向性結合器１１内の信号結合点に至る信
号経路の途中にカットオフ周波数が可変のローパスフィ
ルタを設けてもよい。

【００３６】なお、ハイパスフィルタ３４についてもカ
ットオフ周波数を変化させると位相周波数特性の傾きが
僅かではあるが変化するので、ハイパスフィルタ３４に
よって振幅周波数特性の傾きの補正を行う範囲について
は、位相周波数特性の傾きの変化が歪抑圧に悪影響を与
えないように実験的または解析的に定める。

【００３７】上記の説明では、方向性結合器７内の信号
結合点から補助増幅器１０を経て方向性結合器１１内の
信号結合点に至る信号経路の途中にカットオフ周波数が
可変のハイパスフィルタ３４を設け、カットオフ周波数
を変化させることにより、振幅周波数特性の傾きを補正
する場合について説明したが、カットオフ周波数が可変
のハイパスフィルタを設ける代わりに、方向性結合器７
内の信号結合点から補助増幅器１０を経て方向性結合器
１１内の信号結合点に至る信号経路の途中に可変等化器
３７を設けることによっても振幅周波数特性の傾きを補
正することができる。

【００３８】図４に可変等化器３７の等価回路の１例を
示す。図４では１例として補助増幅器１０と方向性結合
器１１の間に設けた場合について示している。なお、図
４において他の構成は図１と同様なので省略している。
可変等化器３７は、補助増幅器１０と方向性結合器１１
の間に設けられた２つの抵抗器８４、抵抗器８４と並列
に接続されコンデンサとインダクタと抵抗器を含む第１
の回路８５及び２つの抵抗器８４の間に接続され並列共
振回路と後述するＰＩＮダイオード８６を含む第２の回
路８７を備えている。そして、ＰＩＮダイオード８６の
アノード側には２つのパイロット信号の振幅レベルの差
に基づき演算回路３３で発生させた制御信号が入力され
る制御信号端子８８が備えられている。制御信号端子８
８への電圧を変化させることによりＰＩＮダイオード８
６の抵抗値が変化し、可変等化器３７の振幅周波数特性
の右肩上がりの傾きを変化させることができるので、補
助増幅器１０の右肩下がりの振幅周波数特性を平坦に近
づける方向に補正することができる。また、制御信号に
よって可変等化器３７の振幅周波数特性の傾きを変化さ
せることができればよいので、可変等化器３７の構成は
図４に限るものではない。

【００３９】なお、可変等化器３７についても振幅周波
数特性の傾きを変化させると位相周波数特性の傾きが僅
かではあるが変化するので、可変等化器３７によって振
幅周波数特性の傾きの補正を行う範囲については、位相
周波数特性の傾きの変化が歪抑圧に悪影響を与えないよ
うに実験的または解析的に定める。

【００４０】（２）第２実施形態 図５は、本発明の第２実施形態に係るフィードフォワー
ド増幅器の構成を示すブロック図である。本実施形態に
おいては、発振回路４１から出力されたＩＦ（Intermed
iate Frequency）帯の周波数ｆ_Pの基本パイロット信号
を、発振回路４２から出力された周波数ｆ_Lの局部発振
信号を用いて、注入側ミキサ４３により周波数変換す
る。それによって発生させたＲＦ（Radio Frequency）
帯の周波数ｆ_L−ｆ_Pの下側パイロット信号及び周波数ｆ
_L＋ｆ_Pの上側パイロット信号を、分配回路３内の信号分
岐点から主増幅器５を経て方向性結合器７内の信号分岐
点に至る経路上の任意の点における信号経路に注入して
いる（図５では主増幅器５の複数の増幅器段の間に注入
した場合を示している）。

【００４１】そして、狭帯域フィルタ１４、１５によっ
て取り出された周波数ｆ_L−ｆ_Pの下側パイロット信号及
び周波数ｆ_L＋ｆ_Pの上側パイロット信号を後述する構成
の検出側ミキサ３８に入力し、検出側ミキサ３８からの
出力をｆ_Pの周波数成分を取り出すための狭帯域フィル
タ６２に入力し、周波数ｆ_Pに逆周波数変換されたパイ
ロット信号を取り出す。そして、これらのパイロット信
号を後述する構成の加減算回路３９に入力し、その出力
を後述する構成の同期検波回路４４に入力する。そし
て、同期検波回路４４からの出力に基づき演算回路４０
で発生させた制御信号を利得調整回路８、位相調整回路
９及び補助増幅器１０内の整合回路に設けられた可変容
量素子２４に与え、振幅と位相及び歪除去ループ２２内
における周波数特性の傾きの調整量を最適に制御する。

【００４２】なお、本実施形態においても第１実施形態
と同様に、歪検出ループ制御手段３０の構成は、後述す
る本実施形態の歪除去ループ制御手段２３と同様の構成
であってもよいし、あるいは従来の歪検出ループ２１の
最適化を行うための構成であってもよい。また、本実施
形態における他の構成は第１実施形態と同様のため省略
する。

【００４３】図６は検出側ミキサ３８、加減算回路３９
及び同期検波回路４４の構成の１例を示すブロック図で
ある。検出側ミキサ３８に別々の信号経路で入力された
周波数ｆ_L−ｆ_Pの下側パイロット信号及び周波数ｆ_L＋
ｆ_Pの上側パイロット信号のそれぞれは、９０度分配器
４５、４６により、９０度の位相差を持つ２つの信号に
分配される。また、検出側ミキサ３８に入力された発振
回路４２からの周波数ｆ _Lの局部発振信号が同相分配器
４７により同位相の４つの信号に分配される。そして、
９０度の位相差に分配された周波数ｆ_L−ｆ_Pの下側パイ
ロット信号及び周波数ｆ_L＋ｆ_Pの上側パイロット信号
（４つの信号）のそれぞれを、４つの信号経路に分配さ
れた周波数ｆ_Lの局部発振信号を用いて乗算器４８、４
９、５０、５１により逆周波数変換することで、周波数
ｆ_Pの信号に変換する。その際に、乗算器４８及び５０
には同相成分の信号が入力され、乗算器４９及び５１に
は直交成分の信号が入力される。そして、乗算器４８、
４９、５０、５１のそれぞれの出力を狭帯域フィルタ６
２に入力する。狭帯域フィルタ６２では、周波数ｆ_Pの
成分が取り出され、その出力が加減算回路３９に入力さ
れる。

【００４４】加減算回路３９内では、乗算器４８からの
出力信号と乗算器５０からの出力信号が加算器５２によ
り加算され、乗算器４９からの出力信号と乗算器５１か
らの出力信号が加算器５３により加算される。一方、乗
算器４８からの出力信号と乗算器５０からの出力信号が
減算器５４により減算され、乗算器４９からの出力信号
と乗算器５１からの出力信号が減算器５５により減算さ
れる。そして、加算器及び減算器からのそれぞれの出力
を同期検波回路４４に入力する。

【００４５】同期検波回路４４では、入力された発振回
路４１からの周波数ｆ_Pの基本パイロット信号が同相分
配器５６により同位相の４つの信号に分配される。そし
て、加算器５２、５３からの出力信号及び減算器５４、
５５からの出力信号のそれぞれを、４つの信号経路に分
配された周波数ｆ_Pの基本パイロット信号を用いて乗算
器５７、５８、５９、６０により、直流電圧に変換し、
乗算器５７、５８、５９、６０からの各出力を演算回路
４０に入力する。

【００４６】ここで、振幅制御信号としての乗算器５７
からの出力は、歪除去ループ内の補助増幅器１０を通る
信号経路と遅延回路１２を通る信号線路との間の利得誤
差を示す直流電圧とみなすことができ、演算回路４０で
は、乗算器５７からの出力電圧に基づき発生させた制御
信号を利得調整回路８に与える。そして、位相制御信号
としての乗算器５９からの出力は、これらの両信号経路
間の位相誤差（逆位相状態で誤差なし）を示す直流電圧
とみなすことができ、演算回路４０では、乗算器５９か
らの出力電圧に基づき発生させた制御信号を位相調整回
路９に与える。

【００４７】一方、振幅傾き制御信号としての乗算器５
８からの出力は、これらの両信号経路間の振幅周波数特
性傾き誤差を示す直流電圧とみなすことができ、演算回
路４０では、乗算器５８からの出力電圧を傾き算出手段
の算出値としてこれに基づき発生させた制御信号を補助
増幅器１０内の整合回路に設けられた可変容量素子２４
に与える。そして、乗算器６０からの出力は、これらの
両信号経路間の位相周波数特性傾き誤差を示す直流電圧
とみなすことができる。

【００４８】本実施形態においても、歪除去ループ２２
内の補助増幅器１０を通る信号経路と遅延回路１２を通
る信号線路との間の振幅周波数特性の傾きの差を補正す
ることができるので、広い周波数帯域に渡って十分な歪
抑圧量を得ることができる。さらに本実施形態では、検
出した上側及び下側パイロット信号を用いて、これらの
両信号経路間の振幅周波数特性の傾きの差を示す成分で
ある乗算器５８からの出力と、これらの両信号線路間の
位相周波数特性の傾きの差を示す成分である乗算器６０
からの出力とに分離することができる。したがって、こ
れらの両信号線路間で振幅周波数特性の傾きの差だけで
なく位相周波数特性の傾きの差がある場合についても、
振幅周波数特性の傾きの差を示す成分のみを抽出し、そ
れに基づいて可変容量素子２４を制御できるので、正確
で安定した歪除去制御を実現できる。

【００４９】さらに、本実施形態においては、上側及び
下側パイロット信号を用いて、同期検波回路４４から利
得誤差、位相誤差及び振幅周波数特性傾き誤差を示す直
流電圧をそれぞれ出力できるので、演算回路４０を例え
ば図７に示す比較誤差増幅器で構成することができ、演
算回路４０の構成を簡略化できる。ただし図７において
は振幅周波数特性傾き誤差を示す直流電圧が入力される
１つの系統についてのみ図示しており、残りの利得誤差
及び位相誤差が入力される系統については同様の構成で
あるため図示を省略している。図７においては演算増幅
器の非反転入力端子に基準電圧を印加し、反転入力端子
に同期検波回路４４からの出力電圧の１つである振幅周
波数特性傾き誤差を示す直流電圧を印加している場合に
ついて示しているが、反転／非反転のいずれかの入力端
子に基準電圧または同期検波回路４４からの出力電圧を
印加すべきかについては、誤差を低減する方向の帰還が
かかるように各入出力系統ごとに設計的に定めればよ
い。また、演算増幅器に付加されているループフィルタ
についても各入出力系統ごとに設計的に定めればよい。
演算増幅器に入力される基準電圧は、初期状態において
誤差が０であるときの演算回路４０からの出力電圧に応
じて各入出力系統ごとに設定される。

【００５０】また、本実施形態においても第１実施形態
と同様に、補助増幅器１０内の整合回路のインピーダン
スを可変容量素子２４を用いて変化させる代わりに、方
向性結合器７内の信号結合点から補助増幅器１０を経て
方向性結合器１１内の信号結合点に至る信号経路の途中
にカットオフ周波数が可変のハイパスフィルタ３４を設
けカットオフ周波数を変化させたり、あるいは方向性結
合器７内の信号結合点から補助増幅器１０を経て方向性
結合器１１内の信号結合点に至る信号経路の途中に可変
等化器３７を設けることによっても振幅周波数特性の傾
きを補正することができる。そして、図示はしないが検
出側ミキサ３８において、９０度分配器４５、４６を同
相分配器に置き換え、かつ同相分配器４７を９０度分配
器に置き換えて、乗算器４８及び５０に同相成分の信号
を入力し、乗算器４９及び５１に直交成分の信号を入力
する構成にしてもよい。

【００５１】（３）第３実施形態 図８は、本発明の第３実施形態に係るフィードフォワー
ド増幅器の構成を示すブロック図である。本実施形態に
おいては、周波数ｆ_L−ｆ_Pの下側パイロット信号及び周
波数ｆ_L＋ｆ_Pの上側パイロット信号が混合した状態で後
述する構成の検出側ミキサ６１に入力され、周波数ｆ_P
の信号に逆周波数変換されて出力される。そして検出側
ミキサ６１からの出力信号は、ｆ_Pの周波数成分を取り
出すための狭帯域フィルタ６２に入力され、周波数ｆ_P
に逆周波数変換されたパイロット信号が取り出される。
そして、狭帯域フィルタ６２からの出力信号を、後述す
る構成の分離回路６３に入力し、その出力を後述する構
成の同期検波回路６４に入力する。次に同期検波回路６
４からの出力信号を加減算回路６５に入力し、加減算回
路６５からの出力に基づき演算回路４０で発生させた制
御信号を利得調整回路８、位相調整回路９及び補助増幅
器１０内の整合回路に設けられた可変容量素子２４に与
え、振幅と位相及び歪除去ループ２２内における周波数
特性の傾きの調整量を最適に制御する。

【００５２】なお、本実施形態においても第１、２実施
形態と同様に、歪検出ループ制御手段３０の構成は、後
述する本実施形態の歪除去ループ制御手段２３と同様の
構成であってもよいし、あるいは従来の歪検出ループ２
１の最適化を行うための構成であってもよい。また、本
実施形態における他の構成は第２実施形態と同様のため
省略する。

【００５３】図９は検出側ミキサ６１、狭帯域フィルタ
６２、分離回路６３、同期検波回路６４及び加減算回路
６５の構成の１例を示すブロック図である。周波数ｆ_L
−ｆ_Pの下側パイロット信号及び周波数ｆ_L＋ｆ_Pの上側
パイロット信号から成る混合パイロット信号が検出側ミ
キサ６１に入力される。検出側ミキサでは、混合パイロ
ット信号が９０度分配器６６により９０度の位相差を持
つ２つの信号に分配される。また、検出側ミキサ６１に
入力された発振回路４２からの周波数ｆ_Lの局部発振信
号が同相分配器６７により同位相の２つの信号に分配さ
れる。そして、９０度の位相差に分配された混合パイロ
ット信号のそれぞれを、２つの信号経路に分配された周
波数ｆ_Lの局部発振信号を用いて乗算器６８、６９によ
り逆周波数変換することで、周波数ｆ_Pの信号に変換す
る。その際に、乗算器６８には同相成分の信号が入力さ
れ、乗算器６９には直交成分の信号が入力される。そし
て、乗算器６８、６９のそれぞれの出力を狭帯域フィル
タ６２に入力する。狭帯域フィルタ６２では、周波数ｆ
_Pの成分が取り出され、その出力が分離回路６３に入力
される。

【００５４】分離回路６３内では、まず乗算器６９側か
らの出力信号の位相が移相器７０によって９０度シフト
される。次に、乗算器６８側からの出力信号と移相器７
０からの出力信号が加算器７１により加算されることに
より、ｆ_Pの周波数に逆周波数変換された上側パイロッ
ト信号の成分が取り出される。そして、乗算器６８側か
らの出力信号と移相器７０からの出力信号が減算器７２
により減算されることにより、ｆ_Pの周波数に逆周波数
変換された下側パイロット信号の成分が取り出される。
このようにして、ｆ_Pの周波数に逆周波数変換された上
側及び下側パイロット信号が分離されて分離回路６３か
ら出力される。

【００５５】次に、ｆ_Pの周波数に逆周波数変換された
上側及び下側パイロット信号のそれぞれが、同期検波回
路６４に入力される。同期検波回路６４では、９０度分
配器７３、７４により上側及び下側パイロット信号のそ
れぞれが、９０度の位相差を持つ２つの信号に分配され
る。一方、同期検波回路６４に入力された発振回路４１
からの周波数ｆ_Pの基本パイロット信号が同相分配器７
５により同位相の４つの信号に分配される。そして、９
０度の位相差に分配された上側及び下側パイロット信号
（４つの信号）のそれぞれを、４つの信号経路に分配さ
れた周波数ｆ_Pの基本パイロット信号を用いて乗算器７
６、７７、７８、７９により直流電圧に変換する。その
際に、乗算器７６及び７８には同相成分の信号が入力さ
れ、乗算器７７及び７９には直交成分の信号が入力され
る。そして、乗算器７６、７７、７８、７９からの各出
力を加減算回路６５に入力する。

【００５６】加減算回路６５内では、乗算器７６からの
出力信号と乗算器７８からの出力信号が加算器８０によ
り加算され、乗算器７７からの出力信号と乗算器７９か
らの出力信号が加算器８２により加算される。一方、乗
算器７６からの出力信号と乗算器７８からの出力信号が
減算器８１により減算され、乗算器７７からの出力信号
と乗算器７９からの出力信号が減算器８３により減算さ
れる。

【００５７】ここで、加算器８０からの出力は、歪除去
ループ２２内の補助増幅器１０を通る信号経路と遅延回
路１２を通る信号線路との間の利得誤差を示す直流電圧
とみなすことができ、演算回路４０では、加算器８０か
らの出力電圧に基づき発生させた制御信号を利得調整回
路８に与える。そして、加算器８２からの出力は、これ
らの両信号経路間の位相誤差（逆位相状態で誤差なし）
を示す直流電圧とみなすことができ、演算回路４０で
は、加算器８２からの出力電圧に基づき発生させた制御
信号を位相調整回路９に与える。

【００５８】一方、減算器８１からの出力は、これらの
両信号経路間の振幅周波数特性傾き誤差を示す直流電圧
とみなすことができ、減算器８１からの出力電圧を傾き
算出手段の算出値としてこれに基づき発生させた制御信
号を補助増幅器１０内の整合回路に設けられた可変容量
素子に与える。そして、減算器８３からの出力は、これ
らの両信号経路間の位相周波数特性傾き誤差を示す直流
電圧とみなすことができる。

【００５９】本実施形態においても第１、２実施形態と
同様に、歪除去ループ２２内の補助増幅器１０を通る信
号経路と遅延回路１２を通る信号線路との間の振幅周波
数特性の傾きの差を補正することで、広い周波数帯域に
渡って十分な歪抑圧量を得ることができる。そして、第
２実施形態と同様に、これらの両信号経路間の振幅周波
数特性の傾きの差を示す成分である減算器８１からの出
力と、これらの両信号線路間の位相周波数特性の傾きの
差を示す成分である減算器８３からの出力とに分離する
ことができるので、これらの両信号線路間で振幅周波数
特性の傾きの差だけでなく位相周波数特性の傾きの差が
ある場合についても、正確で安定した歪除去制御を実現
できる。さらに、第２実施形態と同様に、演算回路４０
の構成を簡略化できる。また、本実施形態は第２実施形
態と比較して高価な部品が必要とされるＲＦ帯の回路の
規模を小さくできるのでコストを削減することができ
る。

【００６０】また、本実施形態においても第１、２実施
形態と同様に、補助増幅器１０内の整合回路のインピー
ダンスを可変容量素子２４を用いて変化させる代わり
に、方向性結合器７内の信号結合点から補助増幅器１０
を経て方向性結合器１１内の信号結合点に至る信号経路
の途中にカットオフ周波数が可変のハイパスフィルタ３
４を設けカットオフ周波数を変化させたり、あるいは方
向性結合器７内の信号結合点から補助増幅器１０を経て
方向性結合器１１内の信号結合点に至る信号経路の途中
に可変等化器３７を設けることによっても振幅周波数特
性の傾きを補正することができる。そして、図示はしな
いが検出側ミキサ６１において、９０度分配器６６を同
相分配器に置き換え、かつ同相分配器６７を９０度分配
器に置き換えて、乗算器６８に同相成分の信号を入力
し、乗算器６９に直交成分の信号を入力する構成にして
もよい。また、同期検波回路６４において、９０度分配
器７３、７４を同相分配器に置き換え、かつ同相分配器
７５を９０度分配器に置き換えて、乗算器７６及び７８
に同相成分の信号を入力し、乗算器７７及び７９に直交
成分の信号を入力する構成にしてもよい。

【図面の簡単な説明】

【図１】 本発明の第１実施形態に係るフィードフォワ
ード増幅器の構成を示すブロック図である。

【図２】 本発明の第１〜３実施形態に係る補助増幅器
内の１段における等価回路の１例を示す図である。

【図３】 本発明の第１〜３実施形態に係るカットオフ
周波数が可変のハイパスフィルタの等価回路の１例を示
す図である。

【図４】 本発明の第１〜３実施形態に係る可変等化器
の等価回路の１例を示す図である。

【図５】 本発明の第２実施形態に係るフィードフォワ
ード増幅器の構成を示すブロック図である。

【図６】 本発明の第２実施形態に係る検出側ミキサ、
加減算回路及び同期検波回路の構成の１例を示すブロッ
ク図である。

【図７】 本発明の第２、３実施形態に係る演算回路の
構成の１例を示すブロック図である。

【図８】 本発明の第３実施形態に係るフィードフォワ
ード増幅器の構成を示すブロック図である。

【図９】 本発明の第３実施形態に係る検出側ミキサ、
狭帯域フィルタ、分離回路、同期検波回路及び加減算回
路の構成の１例を示すブロック図である。

【符号の説明】

４ ベクトル調整回路、５ 主増幅器、８ 利得調整回
路、９ 位相調整回路、１０ 補助増幅器、１８ 受信
回路、１９ 制御信号演算回路、２１ 歪検出ループ、
２２ 歪除去ループ、２３ 歪除去ループ制御手段、２
４ 可変容量素子（バラクタダイオード）、２７ 出力
整合回路、２９ ＦＥＴ、３０ 歪検出ループ制御手
段、３２ 減算器、３４ ハイパスフィルタ、３５ バ
ラクタダイオード、３７ 可変等化器、３８，６１ 検
出側ミキサ、３９，６５ 加減算回路、４４，６４ 同
期検波回路、６３ 分離回路。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き Ｆターム(参考） 5J090 AA01 AA41 CA21 FA20 GN05 GN07 HA02 HA19 HA21 HA25 HA29 HA33 KA00 KA13 KA16 KA26 KA29 KA32 KA44 KA46 KA55 KA68 MA14 SA13 TA01 5J500 AA01 AA41 AC21 AF20 AH02 AH19 AH21 AH25 AH29 AH33 AK00 AK13 AK16 AK26 AK29 AK32 AK44 AK46 AK55 AK68 AM14 AS13 AT01

Claims (7)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 入力信号を増幅する主増幅器と、 この主増幅器への入力信号の１部とこの主増幅器からの
   出力信号の１部を歪検出用の振幅及び位相の相互関係の
   調整後に結合することで、この主増幅器において発生し
   た歪信号を検出する歪検出ループと、 この歪信号と前記主増幅器からの出力信号を歪除去用の
   振幅及び位相の相互関係の調整後に結合することで、こ
   の歪信号を抑圧し低歪化出力信号を出力する歪除去ルー
   プと、 前記歪検出ループで結合対象とされる各信号経路に歪検
   出用パイロット信号を送り、この歪検出用パイロット信
   号を前記歪信号中から検出し、その検出レベルに基づき
   歪検出用の振幅及び位相の相互関係の調整を行う歪検出
   ループ制御手段と、 前記歪除去ループで結合対象とされる各信号経路に歪除
   去用パイロット信号を送り、この歪除去用パイロット信
   号を前記低歪化出力信号中から検出し、その検出レベル
   に基づき歪除去用の振幅及び位相の相互関係の調整を行
   う歪除去ループ制御手段と、 を備えたフィードフォワード増幅器であって、 前記歪除去ループは、歪除去用の振幅の相互関係の調整
   を行う振幅調整手段と、歪除去用の位相の相互関係の調
   整を行う位相調整手段と、補助増幅器と、この補助増幅
   器の振幅周波数特性の傾きを補正する傾き補正手段と、
   を備え、 前記歪除去ループ制御手段は、前記補助増幅器の振幅周
   波数特性の傾きを算出する傾き算出手段を備え、この傾
   き算出手段の算出値に基づき前記傾き補正手段を制御す
   ることで前記補助増幅器の振幅周波数特性の傾きを補正
   することを特徴とするフィードフォワード増幅器。
2. 【請求項２】 請求項１に記載のフィードフォワード増
   幅器において、 前記歪除去用パイロット信号は、周波数が異なる２つの
   パイロット信号であり、 前記歪除去ループ制御手段は、前記低歪化出力信号中か
   ら検出した２つのパイロット信号の振幅レベル差を前記
   傾き算出手段によって算出し、２つのパイロット信号の
   振幅レベル差に基づき前記傾き補正手段を制御すること
   を特徴とするフィードフォワード増幅器。
3. 【請求項３】 請求項１に記載のフィードフォワード増
   幅器において、 前記歪除去用パイロット信号は、局部発振信号を用いて
   基本パイロット信号を周波数変換することで得られる和
   周波数成分及び差周波数成分の上側及び下側パイロット
   信号であり、 前記歪除去ループ制御手段は、 前記低歪化出力信号中から検出した上側及び下側パイロ
   ット信号を前記局部発振信号を用いて同位相及び直交位
   相で逆周波数変換し、同位相で逆周波数変換された上側
   及び下側パイロット信号と直交位相で逆周波数変換され
   た上側及び下側パイロット信号をそれぞれ分離した状態
   で出力する検出側ミキサと、 同位相で逆周波数変換された上側及び下側パイロット信
   号の和を求める第１の加算器と、 直交位相で逆周波数変換された上側及び下側パイロット
   信号の和を求める第２の加算器と、 同位相で逆周波数変換された上側及び下側パイロット信
   号の差を求める減算器と、 前記基本パイロット信号を参照信号とし、前記第１の加
   算器、前記第２の加算器及び前記減算器からの出力信号
   を入力して同期検波を行い、振幅制御信号、位相制御信
   号及び振幅傾き制御信号をそれぞれ出力する同期検波手
   段と、 を備え、 振幅制御信号に基づき前記振幅調整手段を制御し、位相
   制御信号に基づき前記位相調整手段を制御し、振幅傾き
   制御信号を前記傾き算出手段の算出値として前記傾き補
   正手段を制御することを特徴とするフィードフォワード
   増幅器。
4. 【請求項４】 請求項１に記載のフィードフォワード増
   幅器において、 前記歪除去用パイロット信号は、局部発振信号を用いて
   基本パイロット信号を周波数変換することで得られる和
   周波数成分及び差周波数成分の上側及び下側パイロット
   信号であり、 前記歪除去ループ制御手段は、 前記低歪化出力信号中から検出した上側及び下側パイロ
   ット信号を混合した状態で前記局部発振信号を用いて同
   位相及び直交位相で逆周波数変換する検出側ミキサと、 この検出側ミキサからの出力信号を用いて上側及び下側
   パイロット信号を分離して出力する分離手段と、 前記基本パイロット信号を参照信号とし、この分離され
   た上側及び下側パイロット信号のそれぞれを同位相及び
   直交位相で同期検波を行う同期検波手段と、 を備え、 同位相で同期検波された上側及び下側パイロット信号の
   和に基づき前記振幅調整手段を制御し、 直交位相で同期検波された上側及び下側パイロット信号
   の和に基づき前記位相調整手段を制御し、 同位相で同期検波された上側及び下側パイロット信号の
   差を前記傾き算出手段の算出値として前記傾き補正手段
   を制御することを特徴とするフィードフォワード増幅
   器。
5. 【請求項５】 請求項１〜４のいずれか記載のフィード
   フォワード増幅器において、 前記傾き補正手段は、前記補助増幅器の整合回路に設け
   られた可変容量素子であることを特徴とするフィードフ
   ォワード増幅器。
6. 【請求項６】 請求項１〜４のいずれか記載のフィード
   フォワード増幅器において、 前記傾き補正手段は、前記歪除去ループ内に前記補助増
   幅器と直列して設けられたカットオフ周波数が可変のハ
   イパスフィルタであることを特徴とするフィードフォワ
   ード増幅器。
7. 【請求項７】 請求項１〜４のいずれか記載のフィード
   フォワード増幅器において、 前記傾き補正手段は、前記歪除去ループ内に前記補助増
   幅器と直列して設けられた可変等化器であることを特徴
   とするフィードフォワード増幅器。